JPS58122362A - Knocking control device - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To have a proper delay angle control even when the knocking sensor functions abnormally, an ignition timing control device using knocking feedback, by making proper delay angle control when the knocking sensor consisting of a piezo element has sensed off any abnormality. CONSTITUTION:A number-of-revolutions sensing circuit 157 takes in the output from a converter circuit 156 as well as takes in the output from a judgement circuit 119A, to produce a fuel safe signal S7 to say that the sensor is not normal. A BGL sensor circuit 119 is composed of a half-wave rectifier 116 and an integrating circuit 116A and performs integration by rectifying the output signal of AGC circuit 160 sent out through a mask circuit 150. The judgement circuit 119A senses abnormality of the sensor 100 from the output level of this signal. Thereby proper delay angle control is assured even when the knocking sensor is not normal.

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はノック制御装置に関する。[Detailed description of the invention] The present invention relates to a knock control device.

ノック制御装置は、従来、磁歪素子を使用したノックセ
ンサによってノッキングの自動検出を行っていた。磁歪
素子に代って圧電素子を使用する事例が増えている。圧
電素子を使用し次場合、圧電素子の異常、即ち断線やシ
ョートの自動検出をはからなければならなり。そして、
それによや必要な遅角・進角特性を持九せねばならない
。いわゆる７エールセーフである。従来、精度の高い７
エールセーフは実現されていなかった。Conventionally, knock control devices have automatically detected knocking using a knock sensor using a magnetostrictive element. Piezoelectric elements are increasingly being used in place of magnetostrictive elements. When using a piezoelectric element, it is necessary to automatically detect abnormalities in the piezoelectric element, such as disconnections and short circuits. and,
In addition, it must have the necessary retard and advance characteristics. This is the so-called 7 ale safe. Traditionally, highly accurate 7
Yell safe had not been realized.

本発明の目的は、圧電素子を使用したノックセンサを使
用した際に蚊ノックセンサの異常を適格に検出可能にし
、併せて適切な遅角制御をはかりてなるノック制御装置
を提供することにある。An object of the present invention is to provide a knock control device that can appropriately detect abnormalities in a mosquito knock sensor when a knock sensor using a piezoelectric element is used, and also performs appropriate retard control. .

本発明の要旨は、検出レベルの大小関係及び回転数の大
小関係とからノックセンサ異常検出をはかつてなる点に
ある。以下、図面により詳述する。The gist of the present invention is that knock sensor abnormality can be detected based on the magnitude relationship of the detection level and the magnitude relationship of the rotation speed. The details will be explained below with reference to the drawings.

１１１図は本発明のノック制御装置の全体構成を示す図
である。本発明のノック制御装置は、ノック信号を検出
するためのノックセンサ１００．ノックセンサ１００か
ら入力されるノック信号によって点火コイル１３５０点
火時期を制御するための制御信号を出力するノック制御
装置１０１１点火コイル１３５のスパークタイミングを
検出するためのピックアップコイル１０５、ピックアッ
プコイル１０５とノック制御装置１０１からの出力によ
シ点火コイルを点火させるとともにノック制御装置１０
１にフィードバック信号を送出するなめの無接点々火装
置１０３とよシなる。ノックセンサ１００は圧電センサ
を使用している。FIG. 111 is a diagram showing the overall configuration of the knock control device of the present invention. The knock control device of the present invention includes a knock sensor 100 for detecting a knock signal. A knock control device 1011 outputs a control signal for controlling the ignition timing of the ignition coil 1350 based on the knock signal input from the knock sensor 100; a pickup coil 105 for detecting the spark timing of the ignition coil 135; the pickup coil 105 and knock control; The output from the device 101 ignites the ignition coil, and the knock control device 10
This is similar to the non-contact ignition device 103 that sends a feedback signal to 1. Knock sensor 100 uses a piezoelectric sensor.

ノック制御装置１０１はノックセンサ１００の検出信号
と無接点点火装置１０３の出力信号とを取込み、ノッキ
ングに応じて無接点点火装置１０３全制御し進角又は遅
角制御を行わしめる。The knock control device 101 takes in the detection signal of the knock sensor 100 and the output signal of the non-contact ignition device 103, and fully controls the non-contact ignition device 103 to perform advance or retard control in response to knocking.

ノック制御装置１０１は、直流成分の除去及び異常電圧
除去の機能を来す前処塩回路１１２、スパークタイミン
グに同期して点火ノイズをカットするためのゲートを有
する点火ノイズカット回路１１３、ノック信号をバンド
パスさせる曳めのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１４
、ＢＰＦ１１４の出力により入力信号比率に比例して自
己の増巾器のゲインを制御する自動利得制御回路（ＡＧ
Ｃ回路）１６Ｇ、ＡＧＣ出力に対して所定のタイミング
の区間マスクするマスク回路１５０、マスク回路１５０
を介したＡＧＣ回路１６０からの入力によジノツク信号
の平均値を得るためのノくツクグラクントノベル（ＢＧ
Ｌ）検出回路１１９、ＢＧＬ検出回路１１９の出力を増
巾してＡＧＣ回路１６０にフィードバックさせるための
増巾器１６１１ＢＧＬ検出回路１１９の出力レベルから
センナ１０Ｇの異常検出のための判定回路１１９Ａ、マ
スク回路１５０の出力を増巾する増巾器１５１、ＢＧＬ
検出回路１１９の出力電圧と増巾器１５１の出力信号と
を比較してノッキングに比例した遅角信号を発生する比
較器１１８、比較器１１ｇの出力に所定のタイミングで
マスクをかけて積分するマスク回路１５３、該マスク回
路１５３の出力によシノツ牟ングに比例した遅角信号を
設定するための遅角信号設定回路１２６、無接点々火装
置１０３からの信号によシ点火コイル１３５の遮断時に
同期して（即ち、パワートランジスタ１３４０ペース電
流に同期して）一定パルス巾の信号を発生する単安定回
路１２８、単安定回路１２８の出力パルスが出ている間
、一定電圧／同期の割合で点火コイル１３５の点火時期
を進角させるための信号を出力する進角信号設定回路１
２７、遅角信号設定回路１２６に設定された遅角信号な
らびに進角信号設定回路１２７に設定された進角信号に
比例した直流電圧を発生すると共に回転数検出回路１５
７，１５８の出力を取込み遅角・進角制御に供せしめ、
点火コイル１３５の点火時期を進角又は強制的に遅角さ
せるための出力を送出する積分回路１２５及び基準電圧
発生回路１２０、回転数−電圧変換回路１５６よ構成る
。変換回路１６６は回転数に比例した電圧を発生する。The knock control device 101 includes a pretreatment salt circuit 112 that functions to remove DC components and abnormal voltage, an ignition noise cut circuit 113 that has a gate to cut ignition noise in synchronization with spark timing, and a knock signal. Bandpass filter (BPF) 114 for bandpass
, an automatic gain control circuit (AG
C circuit) 16G, a mask circuit 150 that masks a section at a predetermined timing for the AGC output, a mask circuit 150
BG
L) Detection circuit 119, an amplifier 1611 for amplifying the output of the BGL detection circuit 119 and feeding it back to the AGC circuit 160; a determination circuit 119A for detecting an abnormality in Senna 10G from the output level of the BGL detection circuit 119; and a mask circuit. Amplifier 151 for amplifying the output of 150, BGL
A comparator 118 that compares the output voltage of the detection circuit 119 and the output signal of the amplifier 151 to generate a retard signal proportional to knocking, and a mask that masks and integrates the output of the comparator 11g at a predetermined timing. A circuit 153, a retard signal setting circuit 126 for setting a retard signal proportional to the output of the mask circuit 153, and a signal from the non-contact ignition device 103 when the ignition coil 135 is shut off. A monostable circuit 128 that generates a signal with a constant pulse width synchronously (i.e., in synchronization with the pace current of the power transistor 1340), ignites at a constant voltage/synchronization rate while the output pulse of the monostable circuit 128 is output. Advance angle signal setting circuit 1 that outputs a signal for advancing the ignition timing of the coil 135
27. Generates a DC voltage proportional to the retard signal set in the retard signal setting circuit 126 and the advance signal set in the advance signal setting circuit 127, and the rotation speed detection circuit 15
The output of 7,158 is taken in and used for retard/advance control.
It is comprised of an integrating circuit 125 that sends out an output for advancing or forcibly retarding the ignition timing of the ignition coil 135, a reference voltage generation circuit 120, and a rotation speed-voltage conversion circuit 156. The conversion circuit 166 generates a voltage proportional to the rotation speed.

回転数検出回路１５７は変換回路１５６の出力を取込む
と共に判定回路１１９人の出力を取込み、センサ１００
の異常の際のフェールセーフ信号８７に発生する。基準
電圧発生回路１２０は、＠３図に示す如くオペアンプＯ
Ｆ４、コンデ：ｙｔＣ３、抵抗几１４．Ｒ１５，Ｒ１６
より成る。抵抗Ｒ１４と８１５とを適当に選ぶ仁とによ
ってオペアンプＯＰ４の田力几Ｖｔ−基準電圧に固定さ
せている。The rotation speed detection circuit 157 receives the output of the conversion circuit 156 and the output of the determination circuit 119, and outputs the output from the sensor 100.
A fail-safe signal 87 is generated in the event of an abnormality. The reference voltage generation circuit 120 includes an operational amplifier O as shown in Figure @3.
F4, Conde: ytC3, resistance 14. R15, R16
Consists of. By appropriately selecting the resistors R14 and 815, it is fixed at the voltage Vt of the operational amplifier OP4 minus the reference voltage.

この基準電圧ＲＶは例えば３ｖでめシ、種々の基準電圧
に供される。This reference voltage RV is, for example, 3V, and is used for various reference voltages.

ＢＧＬ検出回路１１９は、半ｉｓａ器１１６、積分回路
１１６Ａとニジ成シ、マスク回路１５０を介して送出さ
れてくるＡＧＣ回路１６０の出力信号を整流して積分を
行い、信号全体の平均化信号を得ている。この平均化信
号は、ＢＧＬ信号となる。The BGL detection circuit 119 rectifies and integrates the output signal of the AGC circuit 160 that is sent out through the half-ISA circuit 116, the integration circuit 116A, and the mask circuit 150, and calculates an averaged signal of the entire signal. It has gained. This averaged signal becomes a BGL signal.

□　　無接点点火装置１０３は、ピックアップコイル１
０５の出力信号ｔ−波形整形する増巾器１３１１ノック
制御装置１０１の出力電圧に応じて点火時期を制御する
リタード回路１３２、点火コイル１３５の２次側に高電
圧を発生させるパワートランジスタ部１３４とよ構成る
。□ The non-contact ignition device 103 has a pickup coil 1
05 output signal t-waveform shaping amplifier 1311, retard circuit 132 that controls the ignition timing according to the output voltage of the knock control device 101, and a power transistor section 134 that generates a high voltage on the secondary side of the ignition coil 135. Configure.

次に、以上の構成の動作を第２図の波形に基づき説明す
る。第２図（１）は、点火タイミング波形を示し、実際
には、この波形信号が後述の無接点々火装置１０３のパ
ワートランジスタ１３４のベース信号でるる。Ｈレベル
でパワートランジスタ部１３４がオン（ＯＮ）で、ＬＶ
レベルパワートランジスタ部１３４はオフ（ＯＦＦＪと
なる。点火コイル１３５での火花はＯＮからＯＦＦに切
替る過程で発生する。第２図（２）の信号Ｓ２は上記ペ
ース信号を入力としＯＮからＯＦＦになる時にトリガさ
れて一定巾（’＋　　）のパルス信号を発生する単安定
回路１２８の一足巾パルス出力信号Ｓ２でろる。Next, the operation of the above configuration will be explained based on the waveforms shown in FIG. FIG. 2(1) shows an ignition timing waveform, and in reality, this waveform signal is the base signal of the power transistor 134 of the non-contact ignition device 103, which will be described later. The power transistor section 134 is on at H level, and the LV
The level power transistor section 134 becomes OFF (OFFJ). Sparks in the ignition coil 135 are generated during the process of switching from ON to OFF. Signal S2 in FIG. 2 (2) uses the pace signal as input and switches from ON to OFF. This is the one-leg-width pulse output signal S2 of the monostable circuit 128, which is triggered when the voltage becomes 0 and generates a constant-width ('+) pulse signal.

第２図（３）は圧電センサ構成のノツクセ／す１０Ｇの
出力を示している。ノックセンサ１００で検出される信
号は直流ゼロ（０）レベルを基準として正負に振れる信
号である。該検出信号の中にノック信号が含まれる。FIG. 2(3) shows the output of Noxe/Su 10G having a piezoelectric sensor configuration. The signal detected by the knock sensor 100 is a signal that swings positive and negative with the DC zero (0) level as a reference. The detection signal includes a knock signal.

前処理回路１１２は、直流成分を除去及び異常高電圧を
除去するために設ける。交流結合回路１１２で直流バイ
アスを除去したことによって、次段での点火ノイズカッ
ト回路１１３でのノイズカット性能の向上に著しい寄与
を呈する。仁れは、直流バイアスを除去した後に点火ノ
イズをカットしないと点火ノイズをカットできないから
である。The preprocessing circuit 112 is provided to remove DC components and abnormally high voltages. By removing the DC bias in the AC coupling circuit 112, it makes a significant contribution to improving the noise cutting performance in the ignition noise cutting circuit 113 at the next stage. This is because the ignition noise cannot be cut unless the ignition noise is cut after removing the DC bias.

点火ノイズカット回路１１３は、単安定回路１２８の第
２図（２ンに示す如きパルス出力によって制御をうける
。ノイズカット回路１１３は一種のアンドゲートで６９
、単安定回路１２８の出力パルスを入力している。従っ
て、単安定回路１２８の出力パルスが＠１”になってい
るｔ２区間のみ、交流結合回路１１２を介して得られる
センナ出力はほぼそのまま咳点火ノイズカット回路１１
３の出力となる。この出力を第２図（４）に示している
。これによって点火ノイズカットがなされる。The ignition noise cut circuit 113 is controlled by the pulse output of the monostable circuit 128 as shown in FIG.
, the output pulses of the monostable circuit 128 are input. Therefore, only in the t2 period when the output pulse of the monostable circuit 128 is @1'', the senna output obtained via the AC coupling circuit 112 is almost unchanged from the cough ignition noise cutting circuit 11.
The output will be 3. This output is shown in FIG. 2 (4). This cuts ignition noise.

ＢＰＦ１１４は、ノック信号を強１Ｉｌｌ（他の信号を
減衰させる）させて出力するものて、ノッキングのノッ
ク信号より高い周波数で少し減衰のある特性を持ってい
る。ＡＧＯ回路１６０は増巾器１６１を介したＢＧＬ回
路１１９からのフィードバック信号を受けてそれ自体の
ゲインをフィードバック信号、即ちＢＧＬ出力に反比例
させて変化させる。The BPF 114 outputs a strong knock signal (attenuating other signals), and has a characteristic of being slightly attenuated at a higher frequency than the knock signal of knocking. The AGO circuit 160 receives a feedback signal from the BGL circuit 119 via an amplifier 161 and changes its gain in inverse proportion to the feedback signal, that is, the BGL output.

マスク回路１５Ｇでは所定のタイミングでＡＧＯ回路１
６０の出力に対してマスクをかける。このマスクは第２
図（２）のパルス信号Ｓ２によってなされる。このマス
ク回路１５０の出力をうけてＢＧＬ検出回路１１９はＢ
ＧＬの検出を行う。比較回路１１８は、ＢＧＬ検出回路
１１９０ＢＧＬ出力（電圧）と増巾器１５１の出力との
大小比較（第１の比較）、増巾器１５１の出力と基準電
圧との大小比較（第２の比較）を行う。この時の両信号
の様子は第２図（５）に示す。比較回路１１Ｂの第１の
比較では、ＢＧＬ出力よりも大きい増巾器１５１の出力
のみを整形して出力する。更に第２の比較ではマイナス
端子に印加される基準電圧（仁の電圧はノック信号の異
常振幅を制限するための基準値）よりも高いレベルの増
巾器１５１の出力を除去する。これによってノック信号
の中の異常に高い電圧はクク／プされる。この比較器１
１８の出力がマスク回路１５３を介して遅角信号出力回
路１２６に入力して直流レベルに変換され、該直流レベ
ル信号が求めるべきノック信号となる。″ｆスクは８２
によって行っている。比較器１１８の出力８６は単発パ
ルス状でめシ、この単発パルスを平均化する機能を遅角
信号出力回路１２６は持つ。In mask circuit 15G, AGO circuit 1 is activated at a predetermined timing.
Apply a mask to the output of 60. This mask is the second
This is done by the pulse signal S2 in FIG. (2). Upon receiving the output of this mask circuit 150, the BGL detection circuit 119
Perform GL detection. The comparison circuit 118 compares the BGL output (voltage) of the BGL detection circuit 1190 with the output of the amplifier 151 (first comparison), and compares the output of the amplifier 151 with the reference voltage (second comparison). I do. The state of both signals at this time is shown in FIG. 2 (5). In the first comparison of the comparison circuit 11B, only the output of the amplifier 151, which is larger than the BGL output, is shaped and output. Furthermore, in the second comparison, the output of the amplifier 151 at a level higher than the reference voltage applied to the negative terminal (the voltage at the bottom is a reference value for limiting the abnormal amplitude of the knock signal) is removed. This dampens the abnormally high voltage in the knock signal. This comparator 1
18 is input to the retard signal output circuit 126 via the mask circuit 153 and converted to a DC level, and the DC level signal becomes the knock signal to be obtained. ``f-sk is 82
This is done by The output 86 of the comparator 118 is in the form of a single pulse, and the retard signal output circuit 126 has a function of averaging this single pulse.

第２図（６）に比較器１１８で検出されたノック信号を
示している。第２図（７３はその一部の拡大図である。FIG. 2(6) shows the knock signal detected by the comparator 118. FIG. 2 (73 is an enlarged view of a part thereof.

積分回路１２５は、遅角信号出力回路１２６の出力信号
を入力として所定の積分を行う。従って、ノックパルス
の数に応じた積分値が積分回路１２５よシ出力される。Integrating circuit 125 receives the output signal of retard signal output circuit 126 and performs predetermined integration. Therefore, an integral value corresponding to the number of knock pulses is outputted from the integrating circuit 125.

この積分出力によってリタード回路１３２０遅角制御を
行う。The retard circuit 1320 performs retard control based on this integral output.

第３図はノックセンサ１００からＢＰＦ１１４ｔｋでの
回路構成を示す。ノック−センサ１００は圧電素子を使
用した圧電形ノツクセ／すでるり、等価的には、キャパ
シタンスＣＯと定電１５１１［ＣＣトノ並列回路となる
。前処理回路１１２は、抵抗几１゜Ｒ２，Ｒ５、ツェナ
ーダイオードＺＤＩ、コンデンサＣ１よ９成る。コンデ
ンサＣ１は直流除去、ツェナーダイオードＺＤＩは異常
高電圧の除去の役割を持つ。FIG. 3 shows a circuit configuration from the knock sensor 100 to the BPF 114tk. The knock sensor 100 is a piezoelectric knock sensor using a piezoelectric element; equivalently, it is a parallel circuit of a capacitance CO and a constant current 1511 [CC]. The preprocessing circuit 112 includes resistors R2 and R5, a Zener diode ZDI, and a capacitor C1. The capacitor C1 has the role of removing direct current, and the Zener diode ZDI has the role of removing abnormally high voltage.

ノイズカット回路１１３は抵抗几３．Ｒ４゜Ｒ７，几８
、トランジスタＴ１、オペアンプＯＰＩ。The noise cut circuit 113 is a resistor 3. R4゜R7, 几8
, transistor T1, operational amplifier OPI.

コンデンサＣ２より成る。このノイズカット回路１１３
は点火ノイズの除去の役割を持つ。点火ノイズを先ず説
明する。It consists of a capacitor C2. This noise cut circuit 113
has the role of removing ignition noise. Ignition noise will be explained first.

パワートランジスタのベース制御は第２図ｉ１）に示す
如きパルスによって行われる。該パルスがＨレベルの時
、パワートランジスタはオン（ＯＮ）し、Ｌレベルの時
、オフ（ＯＦＦ）する。このＯＮから０ＦＦＫ切換わる
過程、或いはＯＦＦになった時点で点火コイルの２次電
圧は急上昇し、第１次のノイズを発生する。更にこの２
次電圧の上昇によってプラグの間の空気層の絶縁が破壊
され、点火する。この点火時に第２次のノイズが発生す
る。該第２次のノイズには、点火の初期に流れる容量放
電電流によるノイズと、その後の段階で流れる誘導放電
電流によるノイズとがるる。第２次のノイズの中では前
者のノイズが大きなノイズ源となる。入力インピーダン
スを高くした場合には、第１次ノイズ及び第２次ノイズ
（前者のノイズ）がノック信号識別に悪影響を与える外
乱ノイズとして上記ノックセンナ出力に重畳してくる。Base control of the power transistor is carried out by pulses as shown in FIG. 2 i1). When the pulse is at H level, the power transistor is turned on (ON), and when the pulse is at L level, it is turned off (OFF). In the process of switching from ON to OFFK, or at the time of turning OFF, the secondary voltage of the ignition coil rises rapidly, generating primary noise. Furthermore, these 2
The next increase in voltage breaks down the insulation of the air layer between the plugs, causing ignition. Secondary noise occurs during this ignition. The second-order noise includes noise due to the capacitive discharge current flowing at the initial stage of ignition, and noise due to the induced discharge current flowing at the subsequent stage. Among the second-order noises, the former noise is a major noise source. When the input impedance is increased, primary noise and secondary noise (the former noise) are superimposed on the knock sensor output as disturbance noise that adversely affects knock signal identification.

かかる外乱ノイズを除去する必要がある。この外乱ノイ
ズは、５０〜６０μ（８）位の時間の間、継続する。従
って、この間、ノックセンサ出力をマスクすればよい。It is necessary to remove such disturbance noise. This disturbance noise continues for a time of about 50 to 60 μ(8). Therefore, the knock sensor output may be masked during this time.

かかる目的を達成するために１交流績合回路１１２、な
らびにノイズカット回路１１３を設けている。但し、実
際のマスク区間は上記ノイズ継続時間よ）充分大きい時
間巾、例えば０．８ｍｍ椙直に設定している。To achieve this purpose, a 1-AC summation circuit 112 and a noise cut circuit 113 are provided. However, the actual mask section is set to a sufficiently large time width (e.g., 0.8 mm) (as compared to the above-mentioned noise duration time).

ノイズカット回路１１３は、主としてトランジスタＴ１
の働き罠よってＩｇノイズカットを行っている。トラン
ジスタＴＩは単安定回路１２８の出力８２によってオン
・オフされる。単安定回路１２８は、第２図（すに示す
パワートランジスタのペース信号の立下りでトリガーを
受け、マスク区間中のパルスを発生する。第２図（２）
がこの単安定回路１２８の出力Ｓ２で６シ、時間巾ｔ、
がマスク区間中となる。この単安定回路１２８の出力８
２が１１”となるｔ１区間のみトランジスタＴ１をオン
する。これによって、このｔ２区間では、ノックセンサ
出力はアースに短絡され、オペアンプＯＰＩへの入力は
なくなＬＩｇノイズをマスクするマスク効果を生む。The noise cut circuit 113 mainly includes a transistor T1.
Ig noise cutting is done by the function of the trap. Transistor TI is turned on and off by the output 82 of monostable circuit 128. The monostable circuit 128 is triggered by the fall of the pace signal of the power transistor shown in FIG. 2 (2), and generates a pulse during the mask period.
is the output S2 of this monostable circuit 128, and the time width is t,
is in the mask section. Output 8 of this monostable circuit 128
The transistor T1 is turned on only in the t1 period when 2 becomes 11''.As a result, in this t2 period, the knock sensor output is short-circuited to ground, and there is no input to the operational amplifier OPI, producing a masking effect that masks LIg noise.

ＢＰＦ１１４は２段のフィルタ回路よ９成る。第１段の
フィルタ回路はコンデンサＣ５，Ｃ６、抵抗Ｒ９，Ｒ１
０，ｆｌ、１７、オペ７７７’０Ｐ２Ｌｐ成シ、第２段
のフィルタ回路はコンデンサＣ７゜Ｃ８、抵抗８１１．
Ｒ１２，几１３．　ｆＬｌｇ、オヘアン７’ＯＰ３よ９
成る。このＢＰＦ１１４はノック信号と非ノツク信号と
のレベル差金大きくすべくフィルタ機能を持つ。これＫ
よって、レベルによる識別を容易にする。ＢＰＦ１１４
の出力８１はＡＧＣ回路１６Ｇに入力する。The BPF 114 consists of 9 two-stage filter circuits. The first stage filter circuit consists of capacitors C5 and C6, and resistors R9 and R1.
0, fl, 17, operation 777'0P2Lp configuration, second stage filter circuit includes capacitor C7°C8, resistor 811.
R12, 几13. fLlg, Ohean 7'OP3 yo 9
Become. This BPF 114 has a filter function to increase the level difference between the knock signal and the non-knock signal. This is K
Therefore, identification by level is facilitated. BPF114
The output 81 is input to the AGC circuit 16G.

ＢＰＦ１１４＋Ｚ）出力８１は、ＡＧＣ回路１６０１Ｃ
入力される。ＡＧＣ回路１６０の出力はｉスク回路１５
０を介して２つの系統に分けられる。＃１１０系統はノ
ック信号を増巾し、比較回路１１８の一方の入力端子に
入力する増巾器１５１からなる系統である。第２の系統
は、半波整流回路１１６、最大クランプ回路１１６人、
積分回路１１７、増幅器１１７Ａ、よシなるＢＧＬ回路
１１９である。BPF114+Z) output 81 is AGC circuit 1601C
is input. The output of the AGC circuit 160 is the i-scuit circuit 15.
It is divided into two systems through 0. The #110 system is a system including an amplifier 151 that amplifies the knock signal and inputs it to one input terminal of the comparison circuit 118. The second system has 116 half-wave rectifier circuits, 116 maximum clamp circuits,
They are an integrating circuit 117, an amplifier 117A, and another BGL circuit 119.

増Ｓ器１１７Ａの出力は比較回路１１８の他方の入力端
子に入力される。増幅器１１７Ａの出力は増幅器１６１
を介してＡＧＣ回路１６０に負帰還される。The output of S amplifier 117A is input to the other input terminal of comparator circuit 118. The output of amplifier 117A is output to amplifier 161.
Negative feedback is provided to the AGC circuit 160 via.

ノックセンサ出力は士ｓ（ｍｙ）〜６００（ｍｖ）の範
囲となる。即ち、１２０倍の範囲でセンナ出力が振れる
ことになる。この出力を単純に増巾した場合（例えば１
００倍）、±Ｏ，５（Ｖ）〜±６０（Ｖ）となる。然る
くい自動車では、最大でバッテリ電圧（約１２　（Ｖ）
　）ＣＴｏＦ）、ａＯ（Ｖ）の値は６１７えない、従っ
て、従来は、飽和しないように小さいゲインで使用する
が、又は飽和することを覚悟で処理するかのいずれかの
方法をとっていた。前者は、微小入力に対して感度が悪
くなシ、後者は大振幅入力に対して感度が悪くなる欠点
を持つ。本実施例の構成では、ＡＧＣ回路１６０を設け
たこと、更に、このＡＧＣ回路１６０をＢＰＦ１１４の
出力側に設けたことを特徴とする。The knock sensor output ranges from 200 mv to 600 mv. In other words, the senna output will fluctuate over a range of 120 times. If this output is simply amplified (for example, 1
00 times), ±O, 5 (V) to ±60 (V). In a small car, the maximum battery voltage (approximately 12 (V)
)CToF), the value of aO(V) is 617. Therefore, in the past, the method was to either use a small gain to avoid saturation, or process it with the expectation that it would saturate. . The former has the disadvantage of poor sensitivity to minute inputs, and the latter has the disadvantage of poor sensitivity to large amplitude inputs. The configuration of this embodiment is characterized in that an AGC circuit 160 is provided, and furthermore, this AGC circuit 160 is provided on the output side of the BPF 114.

この構成とすることによってＢＰＦ１１４でノック信号
と非ノツク信号とのレベル差が大きくなり、この大きく
なったレベル差の１までＡＧＣ回路１６０に入力するた
め、Ｓ／Ｎ比のよい出力を得ろことができる。With this configuration, the level difference between the knock signal and the non-knock signal increases in the BPF 114, and up to 1 of this increased level difference is input to the AGC circuit 160, making it possible to obtain an output with a good S/N ratio. can.

第４図に示す入出力特性から明らかな如く、ＡＧＣ回路
１６０は、低レベル入力（±Ｖｓ、）及び高レベル入力
（±Ｖｍ　）の場合を除き、出力Ｖｏ　を略一定に制御
することができる。As is clear from the input/output characteristics shown in FIG. 4, the AGC circuit 160 can control the output Vo to be approximately constant except for low level input (±Vs, ) and high level input (±Vm). .

ＡＧＣ回路１６０から比較回路１１８に至る回路構成を
第５図に示す。ＡＧＣ回路１６０は、抵抗几１９．Ｒ２
０，Ｒ２１，几２２．几２３゜８２４、Ｒ２８，Ｒ３３
、コンデ７ｔＣ９、ＦＥＴ。The circuit configuration from the AGC circuit 160 to the comparison circuit 118 is shown in FIG. The AGC circuit 160 includes a resistor 19. R2
0, R21, 几22.几23゜824, R28, R33
, Conde 7tC9, FET.

メ・ベアングＯＰ５より成る。マスク回路１５０は、抵
抗Ｒ３４，Ｅ％２６、コンデ７’？Ｃ１１、トランジス
タＴ２より成る。増巾器１６１はオペアンプＯＰ７、抵
抗ｆＬ３０．ｆＬ３１．几３２より成る。Consists of Me Bearng OP5. The mask circuit 150 includes resistors R34, E%26, and a capacitor 7'? C11 and transistor T2. The amplifier 161 includes an operational amplifier OP7 and a resistor fL30. fL31. Consists of 32 boxes.

半波整流回路１１６は、コンデンサＣｌ０１抵抗Ｒ２５
，几２７．几２９、オペアンプＯＰ６、ダイオードＤＩ
、Ｄ２よ構成る。The half-wave rectifier circuit 116 includes a capacitor Cl01 and a resistor R25.
, 几27.几29, operational amplifier OP6, diode DI
, D2.

増巾器１５１ｒｊオペアンプＯＰ８、抵抗Ｒ３７よ構成
る。最大クランク回路１１６Ａは、抵抗几３８．几４１
〜几５０、ツェナーダイオードＺＤ２、ダイオードＤ３
、オペアンプ０Ｐ１０より成る。比較回路１１８は抵抗
Ｒ５１〜Ｒ５４、ダイオードＤ４、比較器ＣＯＩ、ＣＯ
２よｐ成る。It consists of an amplifier 151rj operational amplifier OP8 and a resistor R37. The maximum crank circuit 116A has a resistor 38.几41
~几50, Zener diode ZD2, diode D3
, an operational amplifier 0P10. The comparison circuit 118 includes resistors R51 to R54, a diode D4, and comparators COI and CO.
It consists of 2 p.

センサ異常検出回路１１９Ａは、本実ｍ例の重要な構成
Ｉ！！素で６夛、ノックセンサ１００の異常検出を行う
。この回路１１９Ａは、抵抗Ｒ３５゜几３６．几３７．
Ｒ３９，ＢＩ４０、オペアンプＯＰ９より成る。異常対
象はセンサショート及びセンサオープンでるる。The sensor abnormality detection circuit 119A is an important component of this example. ! Abnormality detection of the knock sensor 100 is performed six times in total. This circuit 119A has a resistor R35°36. 37.
It consists of R39, BI40, and operational amplifier OP9. The abnormality targets are sensor short and sensor open.

第５図に図示した回路の動作を説明する。　ＢＰＦ１１
４でフィルタリングされた出力Ｓ１は抵抗８１９を介し
てＡＧＣ回路１６０のＯＦ２に入力する。ＯＦ２のマイ
ナス端には増巾器１６１を介してゲインがコントロール
されるトランジスタＦＥＴが設けられている。この結果
、ＡＧＣ回路１６Ｇのゲインは回路１１６Ａの０Ｐ１０
の出力に応じて変化される。ＡＧＣ回路１６Ｇの出力は
Ｔスフ回路１５Ｇによって信号８２によるマスクがとら
れ、ＣＩＯ，Ｒ２５ｔ−介して半波整流器１１６に入力
する。ダイオードＤＩ、Ｄ２の働きにより正方向成分の
みの中波整流がなされ最大クランプ回路１１６Ａに入力
する。このクランク回路１１６Ａでは、入力電圧を所定
の最大値にクランプする。このクランプ出力は、抵抗Ｒ
４、コンデンサＣ１２とよ多形成される積分回路で積分
され平滑化され、更にアンプ０ＦＩＯで増幅され出力さ
れてゆく。The operation of the circuit shown in FIG. 5 will be explained. BPF11
The output S1 filtered by 4 is input to OF2 of the AGC circuit 160 via a resistor 819. A transistor FET whose gain is controlled via an amplifier 161 is provided at the negative end of OF2. As a result, the gain of the AGC circuit 16G is 0P10 of the circuit 116A.
It changes depending on the output. The output of the AGC circuit 16G is masked by the signal 82 by the T filter circuit 15G, and is input to the half-wave rectifier 116 via CIO and R25t-. By the action of diodes DI and D2, medium wave rectification of only the positive direction component is performed and input to the maximum clamp circuit 116A. This crank circuit 116A clamps the input voltage to a predetermined maximum value. This clamp output is resistor R
4. The signal is integrated and smoothed by an integrating circuit including a capacitor C12, and further amplified by an amplifier 0FIO and output.

次に具体的に説明する。ＡＧＣ回路１６０の入力電圧（
即ちＢＰＦ１１４の出力電圧）をｖｌ、出力電圧をＶ・
とし、ＦＥＴの出力インピーダンスをＺｙとすると、オ
ペアンプＯＰ５の増巾率は、抵抗Ｒ３１の値を高抵抗に
設定している次め、ＺＦと抵抗Ｒ３１で決まる値となる
。即ち、利得Ｇは となる。（１）式で重要な点は、インピーダンスＺＦが
ＦＥＴのゲート・ソース間電圧Ｖａｓ　によシ変化する
ことでめる。−えば、ｖ＠ｇが０（ｖ）から−２（ｖ）
へと低くなると、増巾器１６１の出力帰還により、ＺＦ
は大きくなシ、利得Ｇは小さくなる。大きくなつ九場合
は逆となる。その結果ＡＧＯ回路１６０から出力される
ＢＧＬ出力電圧はＡＧＣ回路１６０への入力電圧の変動
とは無関係に一定となｐｌその８Ｎ比は一定に近くなる
。Next, it will be explained in detail. The input voltage of the AGC circuit 160 (
In other words, the output voltage of the BPF 114 is set to vl, and the output voltage is set to V.
Assuming that the output impedance of the FET is Zy, the amplification factor of the operational amplifier OP5 is a value determined by ZF and the resistor R31 after the value of the resistor R31 is set to a high resistance. That is, the gain G becomes. The important point in equation (1) is that the impedance ZF changes depending on the gate-source voltage Vas of the FET. -For example, v@g goes from 0 (v) to -2 (v)
When the ZF becomes low, due to the output feedback of the amplifier 161,
As G becomes larger, the gain G becomes smaller. The opposite is true when it grows larger. As a result, the BGL output voltage output from the AGO circuit 160 remains constant regardless of fluctuations in the input voltage to the AGC circuit 160, and the 8N ratio of pl becomes nearly constant.

ｖｏ＊　＝±２００（ｒｌ）Ｃ）範囲では、Ａ　Ｇ　Ｃ
２＞！充分働く。尚、抵抗Ｒ３１は、ＦＥＴの断線故障
時の保護用であり高抵抗設定される。更に、Ｖνは２０
０Ωから２Ｋｇ程度の値としている。マスク回路１５０
のトランジスタＴ２はペースに印加される信号８２によ
シ導通する。トランジスタＴ２の導通によ、９ＡＧＣ回
路１６０の出力は１−ス電位に降下し、マスクされる。vo* = ±200(rl)C) In the range A G C
2>! Work hard enough. Note that the resistor R31 is for protection in the event of a disconnection failure of the FET, and is set to have a high resistance. Furthermore, Vν is 20
The value is about 0Ω to 2Kg. Mask circuit 150
Transistor T2 becomes conductive due to signal 82 applied to PACE. Due to the conduction of the transistor T2, the output of the 9AGC circuit 160 drops to the 1-s potential and is masked.

信号Ｓ２は単安定回路１２８の出力でめる。Signal S2 is determined by the output of monostable circuit 128.

増巾器１６１の抵抗Ｒ３０，８３１，ｆＬ３２は、ＢＧ
Ｌ入力がない時、オペアンプＯＰ７の［有］端子は基準
電圧発生回路１２０の出力端（ＲＶ＝３Ｖ）に接続され
ているため、その端子入力は３（ｖ）になり、この時、
オペアンプＯＰ７の出力Ｖ、は第８図に示すように４（
ｖ）になるように設定する直流補正の機能を持つ。更に
、オペアンプＯＰ７は反転増巾器となっておシ、入力ｖ
１が増加すると、出力Ｖ！が減少する方向となる。この
出力Ｖ、はＡＧＣ回路１６０のＰＥＴゲート入力となっ
ているため、ＢＧＬが増加すると、ＶＩが増加してＶ、
が下がり利得Ｇも下シ、ＡＧＯが働く、ここでＡＧＣ回
路１６０は、ｖ、＝ａ（Ｖ）から働き始め、４（ｖ）〜
３（ｖ）の閣は、２νは一定となっている。Resistors R30, 831, fL32 of the amplifier 161 are BG
When there is no L input, the [Yes] terminal of the operational amplifier OP7 is connected to the output terminal (RV=3V) of the reference voltage generation circuit 120, so the terminal input becomes 3 (V), and at this time,
The output V of the operational amplifier OP7 is 4(
It has a DC correction function that sets it so that Furthermore, the operational amplifier OP7 becomes an inverting amplifier, and the input v
1 increases, the output V! will be in the direction of decrease. This output V is the PET gate input of the AGC circuit 160, so when BGL increases, VI increases and V,
As the gain G decreases, the AGO works. Here, the AGC circuit 160 starts working from v,=a(V), and 4(v)~
In the case of 3(v), 2ν is constant.

最大クランプ回路１１６ＡのダイオードＤ３はインピー
ダンス変換のために設けたものであり、整流回路１１６
の出力であるオペアンプ０Ｐ１０の非反転端子への入力
電圧が５（ｖ）以上になろうとすると、ダイオードＤ３
が導通し、その結果、オペアンプ０Ｐ１０の非反転端子
の端子電圧は、−最大５（ｖ）にクランプされる。これ
によって、オペアンプ０Ｐ１０の出力（バックグラワン
ド電圧レベル）は、ノッキングの強度により変ることは
なく、ノッキング時にＢＯＬが上昇してノッキングの検
出が離しくなるようなことはなくなる。The diode D3 of the maximum clamp circuit 116A is provided for impedance conversion, and the rectifier circuit 116
When the input voltage to the non-inverting terminal of operational amplifier 0P10, which is the output of
becomes conductive, and as a result, the terminal voltage of the non-inverting terminal of the operational amplifier 0P10 is clamped to -maximum 5 (v). As a result, the output (background voltage level) of the operational amplifier 0P10 does not change depending on the intensity of knocking, and there is no possibility that the BOL rises at the time of knocking and the detection of knocking becomes difficult.

回路１１６Ａの出力は比較回路Ｃ０２に入力する。The output of circuit 116A is input to comparison circuit C02.

比較回路１１８の比較器ＣＯＩは増巾器１５１の出力で
あるノック信号を含む信号と、抵抗几５１と８５２とで
分圧された基準電圧との比較を行う。The comparator COI of the comparison circuit 118 compares the signal including the knock signal output from the amplifier 151 with the reference voltage divided by the resistors 51 and 852.

基準電圧は例えば４（ｖ）に設定されている。一方、比
較器ＣＯ２はＢＧＬ出力と増巾器１５１の出力との比較
を行う、この結果、比較回路１１８の出力からは、基準
電圧よりも大きく、且つＢＧＬ出力よりも大きな増巾器
１５１の出力Ｓ６が出力する。尚、ダイオードＤ４はこ
の出力を送信する役割、抵抗Ｒ５４は後述するコンデン
サＣ１３との間で放電用抵抗の役割を持つ。比較回路１
１８の出力８６は、次段のマスク回路１５３に入力する
。The reference voltage is set to 4 (v), for example. On the other hand, the comparator CO2 compares the BGL output with the output of the amplifier 151. As a result, from the output of the comparison circuit 118, the output of the amplifier 151 is higher than the reference voltage and higher than the BGL output. S6 outputs. Note that the diode D4 has a role of transmitting this output, and the resistor R54 has a role of a discharging resistor between it and a capacitor C13, which will be described later. Comparison circuit 1
The output 86 of 18 is input to the mask circuit 153 at the next stage.

マスク回路１５３から積分回路１２５に至る具体的回路
構成を第７図に示す。進角信号設定回路１２７は、固定
進角設定、可変進角設定を行うものであシ、抵抗Ｒ６０
〜Ｒ６６、）ランジスタＴ３．Ｔ４よ構成る。固定進角
出力旧号はトランジスタＴ４によって設定され、始動時
の進角のための電源電圧りにより決まる。可変進角出力
信号はトランジスタＴ３によって設定され、単安定回路
１２８の出力Ｓ９によシ決まる。出力８９は回転数に比
例したパルス巾の信号でロシ、従って、トランジスタＴ
３の進角出力信号は回転数に比例し九進角信号となる。A specific circuit configuration from the mask circuit 153 to the integration circuit 125 is shown in FIG. The lead angle signal setting circuit 127 performs fixed lead angle setting and variable lead angle setting, and resistor R60.
~R66,) transistor T3. Configure T4. The fixed advance angle output is set by transistor T4 and is determined by the power supply voltage for advance during startup. The variable advance output signal is set by transistor T3 and is determined by the output S9 of monostable circuit 128. The output 89 is a signal with a pulse width proportional to the rotational speed. Therefore, the transistor T
The advance angle output signal No. 3 is proportional to the rotational speed and becomes a nine advance angle signal.

トランジスタＴ３．Ｔ４の進角出力信号は積分器１４０
の入力となる。Transistor T3. The advance angle output signal of T4 is sent to the integrator 140.
becomes the input.

比較器１１８の出力は積分回路１２５に直接に加えても
よいが、遅角信号出力回路１２６を介して積分回路１２
５に印加してもよい。更に、遅角信号設定回路１２６と
比較器１１Ｂとの間にマスク回路１５３を設けることに
よって、一層正確な遅角信号を形成できる。本実施例で
は、この事例を開示している。マスク回路１５３は、抵
抗Ｒ５５゜几５７、トランジスタＴ５よ構成る。遅角信
号出力回路１２６はマスクをまぬがれた比較器１１８の
出力パルスを平滑化し且つ積分し対しする遅角制御を行
う。遅角信号設定回路１２６はコンデンサ０１３、抵抗
８５６．Ｒ５８，Ｒ５９，Ｒ６７、トランジスタＴ６．
Ｔ７より成る。トランジスタＴ５は信号８２によってオ
ンし、この時の比較器１１８の出力Ｓ６はトランジスタ
Ｔ　５　ｔ−介してアースに流れ込みマスクされる。ト
ランジスタＴ５がオフの時にはコンデンサＣ１３に信号
Ｓ６は蓄積され、抵抗几５６を介してトランジスタＴ７
を駆動する。トランジスタＴ７の駆動は抵抗Ｒ６４を介
して信号８１５によっても行われる。信号８２は単安定
回路１２８の出力、信号８１５は回転数検出回路１５７
の出力である。この信号８１５はノックセンサ１００の
センサ異常時のフェールセーフ信号である。トランジス
タＴ６のペースに印加される電源電圧りは、電源回路（
後述）から提供をうける。エンジン始動時にはバッテリ
電圧が所定の最低詐容電圧よりも低下する。バッテリ容
量が少なくなった時も同様でるる。この異常な電圧低下
時には電圧りは高い電圧となシ、正常電圧時には低い電
圧となっている。高い電圧りの時にトランジスタＴ６は
オンし、トランジスタは抵抗Ｒ５５，Ｒ５６を介して印
加される信号のいかんにかかわらず、オフを継続する。The output of the comparator 118 may be directly applied to the integration circuit 125, but it is applied to the integration circuit 12 via the retard signal output circuit 126.
5 may be applied. Further, by providing a mask circuit 153 between the retard signal setting circuit 126 and the comparator 11B, a more accurate retard signal can be formed. This example discloses this case. The mask circuit 153 includes a resistor R55 and a transistor T5. The retard signal output circuit 126 smoothes and integrates the output pulse of the comparator 118 that has escaped the mask, and performs retard control on the output pulse. The retard signal setting circuit 126 includes a capacitor 013 and a resistor 856. R58, R59, R67, transistor T6.
Consists of T7. The transistor T5 is turned on by the signal 82, and the output S6 of the comparator 118 at this time flows to ground through the transistor T5t- and is masked. When the transistor T5 is off, the signal S6 is accumulated in the capacitor C13, and is passed through the resistor 56 to the transistor T7.
to drive. Transistor T7 is also driven by signal 815 via resistor R64. The signal 82 is the output of the monostable circuit 128, and the signal 815 is the output of the rotation speed detection circuit 157.
This is the output of This signal 815 is a fail-safe signal when the knock sensor 100 is abnormal. The power supply voltage applied to the transistor T6 is connected to the power supply circuit (
(described below). When the engine is started, the battery voltage drops below a predetermined minimum false voltage. The same thing happens when the battery capacity gets low. When this abnormal voltage drop occurs, the voltage is high, and when the voltage is normal, the voltage is low. When the voltage is high, transistor T6 is turned on and the transistor remains off regardless of the signal applied through resistors R55 and R56.

一方、電圧りが低い時には、トランジスタＴ６はオフし
、仁の結果、トランジスタＴ７は、抵抗Ｒ５５，Ｒ５６
を介した電圧の値によってオン・オフの駆動が行われる
。On the other hand, when the voltage is low, transistor T6 is turned off, and as a result, transistor T7 is turned off by resistors R55 and R56.
On/off driving is performed depending on the value of the voltage passed through.

積分回路１２５は、積分器１４０１最大亀圧クランプ回
路１４１１最小電圧クランプ回路１４２ニジ成る。積分
器１４０は、オペアンプ０ＰＩＩ、コンデンサＣ１４，
Ｃ１５より成る。最大電圧クランプ回路１４１ｒｉオペ
アンプＯＰ　１２．抵抗Ｂ６９．几７３〜几７７、コン
デンサＣ１６、ダイオードＤ６、トランジスタＴ８よ９
成る。最小電圧クランプ回路１４２は、オペアンプ０Ｐ
１３、抵抗８７０，８７１．几７２．几６８、ダイオー
ドＤ５より成る。The integration circuit 125 includes an integrator 1401, a maximum voltage clamp circuit 1411, and a minimum voltage clamp circuit 142. The integrator 140 includes an operational amplifier 0PII, a capacitor C14,
Consists of C15. Maximum voltage clamp circuit 141ri operational amplifier OP 12. Resistance B69. 73 to 77, capacitor C16, diode D6, transistor T8 to 9
Become. The minimum voltage clamp circuit 142 is an operational amplifier 0P
13, resistance 870, 871. 72. It consists of a filter 68 and a diode D5.

次に、積分回路１２５０回路動作を説明する。Next, the operation of the integrating circuit 1250 will be explained.

今、比較回路１１８の出力を入力とする遅角信号設定回
路１２６の出力であるノック信号にょル、トランジスタ
Ｔ７はノック信号に同期してＯＮする。従って、第２図
（７）Ｋ示すように、ノック信号のパルス巾’ｏ（約４
０〜７０μ虱位）の間、トランジスタＴ７は導通し、電
流１１がオペアンプＯｐＨｊ、９＝ｒｙデ／１ｃ１５．
ｃ１４、抵抗ｆＬ６７、トランジスタＴ７を介してアー
スへと流れる。また、この時のオペアンプ０ＰＩＩの出
力電圧は３（ｖ）で々る。したがって、この時のオペア
ンプ０ＰＩＩの１パルス当夛の電圧上昇率（電圧上昇／
１パルス）Δｖ１は次のようになる。Now, when a knock signal is output from the retard signal setting circuit 126 which receives the output of the comparison circuit 118 as an input, the transistor T7 is turned on in synchronization with the knock signal. Therefore, as shown in FIG. 2 (7) K, the pulse width of the knock signal 'o (approximately 4
0 to 70μ), the transistor T7 conducts and the current 11 flows through the operational amplifier OpHj, 9=ryde/1c15.
It flows to ground via c14, resistor fL67, and transistor T7. Further, the output voltage of the operational amplifier 0PII at this time is 3 (v). Therefore, at this time, the voltage rise rate (voltage rise/
1 pulse) Δv1 is as follows.

より、 １ ノＶ、＝−ｔ、　　　　　　・・・・・・　（３）但し
、容量ＣはコンデンサＣ１４，０１５の直列容量値であ
る。この（５）式から明らかなように、オペアンプ０Ｐ
ＩＩの出力電圧は、ノッキングパルス数に比例して上昇
することになる。Therefore, 1 V, = -t, (3) However, the capacitance C is the series capacitance value of the capacitor C14,015. As is clear from this equation (5), the operational amplifier 0P
The output voltage of II will rise in proportion to the number of knocking pulses.

一方、毎周期ごとに、単安定回路１２８０反転出力Ｓ９
がトランジスタＴ３のベースに印加され、一定マスク時
間１．の関、トランジスタＴ３をオフする。従って、こ
の間、電流ｉが電源Ｖ、から抵抗Ｒ６０，Ｒ６１，コニ
ｙデ／−！Ｆ”Ｃ１４，Ｃ１５を介してオペアンプ０Ｐ
１１へと流れる。ツェナーダイオードＺＤ４のツェナー
電圧は６（ｖ）である。ま九、オペアンプ０ＰＩＩのｅ
端子は一３ボルトとなっている。したがって、オペアン
プ０ＰＩＩに単安定回路１２ｇから１パルス入力するご
とにオペアンプ０ＰＩＩの出力電圧は、下記の電圧下降
率（下降電圧値／周期）ΔＶＩＫ従って下降することに
なる。On the other hand, in every cycle, the monostable circuit 1280 inverted output S9
is applied to the base of transistor T3 for a constant mask time 1. Then, transistor T3 is turned off. Therefore, during this period, the current i flows from the power supply V to the resistors R60, R61 and the current i/-! F” Operational amplifier 0P via C14 and C15
Flows to 11. The Zener voltage of the Zener diode ZD4 is 6 (V). Maku, operational amplifier 0PII e
The terminal is 13 volts. Therefore, every time one pulse is input from the monostable circuit 12g to the operational amplifier 0PII, the output voltage of the operational amplifier 0PII will decrease according to the following voltage fall rate (falling voltage value/period) ΔVIK.

し九がって、 を鵞 ノｖ＊＝　　　　　ｔ　　　　　　　　　　・・・・・
・　（５）に の電圧下降率Δｖ１は工／ジンのトルク、馬力等の動力
性能を考慮し電圧上昇率ｊｖ、ｏ約１１５０に設定され
ている。積分器の出力は、その最大値を最大フラング回
路１４１のクランプ電圧によシフラングされ、その最小
値を最小クランプ回路１４２のクランプ電圧によってク
ランプされる。Then, we calculate v*=t...
- The voltage drop rate Δv1 in (5) is set to a voltage rise rate jv,o of approximately 1150, taking into account power performance such as engine/engine torque and horsepower. The output of the integrator has its maximum value shifted by the clamp voltage of the maximum flang circuit 141, and its minimum value is clamped by the clamp voltage of the minimum clamp circuit 142.

積分回路１２５は、エンジン始動時には、電圧りにより
トランジスタＴ６がオンすることによｐ特定の進角特性
（進角値）を持九せるようにしである。この進角特性は
、積分回路１２５から指令を行いリタード回路１３２が
実際の進角（ｊ！角）制御を行う。このリタード回路１
３２はガえば、下記文献（［Ｊ、　Ｓ、　ｐａｔｅｎｔ
　ａＨＪｌｌｃａｔｉｏｎ　。The integrating circuit 125 is configured to have a specific advance angle characteristic (advanced angle value) by turning on the transistor T6 due to voltage increase when the engine is started. This lead angle characteristic is commanded from the integration circuit 125, and the retard circuit 132 performs actual lead angle (j! angle) control. This retard circuit 1
32, the following document ([J, S, patent
aHJllcation.

８２ｒ−４８０２０２、ｂＹ　Ｎｏｂｏｒｕ　Ｓｕｇｊ
ｕｒｍ　。82r-480202, bY Noboru Sugj
urm.

ｆ口ｅｄ　□ｃｔｏｂｅ８１　、１９７９　ａｎｄ　ａ
ｓｓｉｇｎｅｄｔｏ　ｔｈｅ　ｍｓｓｉｇｎｅｅ　ｏｆ
　ｔｈｉｓ　ａＰｐ１ｉｃａｔｉｏｎ＠Ｉｇｎｊｔｌｏ
ｎ　ｔｉｍｊｎｇ　ｃｏｒｓｔｒｏＪ　ｓｙｓｔｅｍ　
ｆｏｒ１ｎｔｅｒｎａｌ　ｃｏｍｂｕｓｔｉｏｎ　ｅｎ
ｇｉｎｅ　”　）に示されたものが使用される。f mouth ed □ctobe81, 1979 and a
ssigned to the mssignee of
this aPplification@Ignjtlo
ntimjng corstroJ system
internal combustion en
gine”) is used.

こ＼でリタード回路１３２の動作について説明する。The operation of the retard circuit 132 will now be explained.

一般に、点火時期特性は相対的なもので６４）、ディス
トリビュータと、使用されている点火装置で決まるめる
運転モードに従って決定される。また、ノック時の最大
遅角特性を与えておき、ノック時にこの特性に乗るよう
にしている。第８図には、進角及び遅角特性を示し、実
線はある運転モードでの最小遅角（即ち最小クランプ電
圧）％性、点線はノック時の最大遅角（即ち最大クラン
プ電圧１性を示している。低速時、例えば２００ｒｐｍ
以下では、点火時期特性で決まる最大進角特性になるべ
く制御する。かかる特性を採用する理由は、起動時の始
動を確実に達成するためである。即ち、始動時、点火時
期を遅らせるとエンジンは逆回転トルクを生じ、スター
タの負荷は非常に大となる。この結果、スタータの駆動
電流が異常に大となりスタータではエンジンをまわすこ
とができなくなり、いわゆる始動失敗となる。かかる始
動失敗をなくすために、始動時、例えば２００ｒｐｍ以
下では、点火時期特性で決まる最大進角特性にさせてい
る。Generally, ignition timing characteristics are relative (64) and are determined according to the operating mode determined by the distributor and ignition system being used. Additionally, a maximum retardation characteristic is given during knocking, and this characteristic is used during knocking. Figure 8 shows the lead angle and retard characteristics, where the solid line indicates the minimum retard angle (i.e., the minimum clamp voltage) in a certain driving mode, and the dotted line indicates the maximum retard angle (i.e., the maximum clamp voltage) during knocking. At low speed, e.g. 200 rpm
In the following, control is performed to achieve the maximum advance angle characteristic determined by the ignition timing characteristic. The reason for adopting such characteristics is to ensure starting at startup. That is, at the time of starting, if the ignition timing is delayed, the engine generates reverse rotation torque, and the load on the starter becomes extremely large. As a result, the driving current of the starter becomes abnormally large, making it impossible for the starter to turn the engine, resulting in a so-called starting failure. In order to eliminate such startup failures, at startup, for example below 200 rpm, the maximum advance angle characteristic determined by the ignition timing characteristic is used.

以上の特徴を達成すべきリタード回路１３２の特性を第
９図に示す。図示する如く、積分回路１２５の出力、即
ち積分器１４０の出力電圧に対して一定角度傾斜特性と
なるべくリタード特性を持っている。このため、毎周期
一定角度の進角となる。即ち、点火時期はノッキングパ
ルス数に応じて遅角しながら毎周期一定角度進角する構
成となっている。FIG. 9 shows the characteristics of the retard circuit 132 that should achieve the above characteristics. As shown in the figure, the output of the integrating circuit 125, that is, the output voltage of the integrator 140 has a retard characteristic so as to have a constant angle slope characteristic. Therefore, the advance angle is a constant angle every cycle. That is, the ignition timing is configured to advance by a constant angle every cycle while being retarded in accordance with the number of knocking pulses.

次に、かかるリタード回路１３２を制御する積分回路１
２５の動作、４１ＰＫ起動時進角と行う始動時対策につ
いて述べる。この始動時対策は電源回路に関係あるもの
故、第１０図に示す電源回路の説明を先ず行う、この電
源回路は、始動検出用電源装置５０、実際の電源装置５
１とよ構成る。電源装置５０は、抵抗Ｒ１７４，Ｒ１０
５，Ｒ１０３゜Ｒ１０２、ツェナーダイオードＺＤ！、
コンデンサＣ２１，ダイオードＤｌｌより成る。電源装
置５１は、抵抗１０６，１０７、コンデンサＣ２２゜Ｃ
２３、ツェナーダイオードＺＤ４．ＺＤ５！Ｄ成る。バ
ッテリ電源はＢＹ端に接続され、ツェナーダイオードＺ
Ｄ５によシ所定電圧（６，２Ｖ　）以上の電圧はカット
され、Ｂ＝６．２Ｖが出力される。Next, the integration circuit 1 that controls the retard circuit 132
The operation of 25, the advance angle at 41PK startup, and the countermeasures to be taken at startup will be described. Since this start-up countermeasure is related to the power supply circuit, the power supply circuit shown in FIG. 10 will be explained first.
It consists of 1. The power supply device 50 includes resistors R174 and R10.
5, R103゜R102, Zener diode ZD! ,
It consists of a capacitor C21 and a diode Dll. The power supply device 51 includes resistors 106, 107 and a capacitor C22°C.
23. Zener diode ZD4. ZD5! It becomes D. The battery power supply is connected to the BY terminal, and the Zener diode Z
D5 cuts off a voltage higher than a predetermined voltage (6.2V), and outputs B=6.2V.

電圧入及びＤは始動検出を反映し走電圧となる。Voltage ON and D reflect starting detection and become running voltages.

即ち、始動時にはバッテリ電圧が低下する。その低下量
が基準値以上になるとトランジスタＴ１５はオフし、電
圧ＡとＤとは同じ値となる。バッテリの電源容量から低
下した時にも同じ動作となる。That is, the battery voltage decreases during startup. When the amount of decrease exceeds the reference value, the transistor T15 is turned off, and the voltages A and D have the same value. The same operation occurs when the power supply capacity of the battery decreases.

バッテリの電源電圧が正常であれば、トランジスタＴ１
５はオンでめシ、Ｄ電圧は略アース電位となシ、Ａ電圧
は抵抗ｆＬ１０２４ｃよるドロップ電圧相当となる。抵
抗８１０２は比較的高抵抗（２２にΩ）に設定している
。このＤ電圧はトランジスタＴ６のペース、トランジス
タＴ４のベースに印加しており、始動時の所定の進角特
性を設定する。If the battery power supply voltage is normal, transistor T1
5 is on and female, the D voltage is approximately at ground potential, and the A voltage is equivalent to a drop voltage due to the resistor fL1024c. The resistor 8102 is set to a relatively high resistance (22Ω). This D voltage is applied to the pace of the transistor T6 and the base of the transistor T4, and sets a predetermined advance angle characteristic at the time of starting.

次にリタード回路１３２を制御する積分回路１２５の動
作、特に起動特進角を行う始動時対策について述べよう
。ツェナーダイオードＺＤ３は約６（ｖ）のツェナー電
圧を持ち、電源電圧（Ｖ、）が低い時、即ちスタータオ
ンのエンジン始動時には、抵抗Ｒ１７４，几１０５の中
点電圧がツェナーダイオードＺＤＢをオンできなくなる
。Next, we will discuss the operation of the integrating circuit 125 that controls the retard circuit 132, and in particular, the countermeasures at the time of starting, which include special starting angle. The Zener diode ZD3 has a Zener voltage of about 6 (V), and when the power supply voltage (V, ) is low, that is, when starting the engine with the starter on, the midpoint voltage of the resistors R174 and R105 makes it impossible to turn on the Zener diode ZDB. .

このため、トランジスタＴ１５がオフし、トランジスタ
Ｔ６．Ｔ４がオンする。この時、トランジスタＴ７はオ
フとなる。ｔ７ｔ）ランジスタＴ４のオンによシミ源よ
シ抵抗Ｒ６５ｔ−通して電ａ　ｔ　嘗と同じ方向に電流
が流れ、オペアンプ０ＰＩＩの出力はに点電圧と同じ電
圧迄減少しクランプされることになる。このに点電圧が
第９図に示す最小クランプ電圧１．５（Ｖ）に対応する
。このクランプされた出力が第８図に点線で示す始動時
の最大遅角特性を設定することになる。これによって、
リタード回路１３２が制御され、最大遅角特性に設定さ
れることになる。Therefore, transistor T15 is turned off, and transistor T6. T4 turns on. At this time, transistor T7 is turned off. t7t) When the transistor T4 is turned on, a current flows in the same direction as the current through the resistor R65t, and the output of the operational amplifier 0PII decreases to the same voltage as the point voltage and is clamped. The voltage at this point corresponds to the minimum clamp voltage of 1.5 (V) shown in FIG. This clamped output sets the maximum retardation characteristic at the time of starting as shown by the dotted line in FIG. by this,
The retard circuit 132 is controlled and set to the maximum retard characteristic.

次にノックセンサ１００の故障時における動作を説明す
る。ノックセンサ１００の故障時には、検出回路１１９
Ａの出力８１５はある設定値よシも小さな値となる０回
転数検出回路１５７は、この出力８１５を取込みエンジ
ン回転数との対応関係をみる。エンジン回転数を変数と
してみた場合、ＢＧＬ検出回路１１９は低速回転、例え
ば２０００ｒｐｍ以上では、センナ１００が正常に働い
ているとすれば上記所定の設定値よシも大きな値となる
。然るに、センナ１００が異常になるとＢＧＬ検出回路
１１９の出力は回転数が２００Ｏｒｐｍ以上であっても
上記所定の設定値よりも小さくなる。Next, the operation when the knock sensor 100 fails will be explained. When the knock sensor 100 fails, the detection circuit 119
The output 815 of A is a smaller value than a certain set value.The zero rotation speed detection circuit 157 takes in this output 815 and looks at the correspondence with the engine rotation speed. When the engine speed is considered as a variable, the BGL detection circuit 119 has a value larger than the predetermined setting value at low speed rotations, for example, 2000 rpm or more, assuming the sensor 100 is working normally. However, when the sensor 100 becomes abnormal, the output of the BGL detection circuit 119 becomes smaller than the predetermined set value even if the rotation speed is 200 rpm or more.

一方、２０００　ｒｐｍ以下ではこのような関係は成立
しない。従って、２０ＧＯｒｐｍ以上の条件下でＢＧＬ
検出回路１１９の出力が所定の設定値よりも大きいか小
さいかによって、センサ１００が異常であるか否かを判
別できる。On the other hand, such a relationship does not hold below 2000 rpm. Therefore, under the condition of 20 GO rpm or more, BGL
Depending on whether the output of the detection circuit 119 is larger or smaller than a predetermined set value, it can be determined whether the sensor 100 is abnormal.

回転数検出回路１５７は、かかる回転数とのからみで７
ツクセンサ１００の故障の有無を検出する。この故障の
種類には、センナ断線が主たるものとなる１回転数検出
回路１５７は、故障検出時に検出信号（フェールセーフ
信号）Ｓ２０を発生する。このフェールセーフ信号８２
０は抵抗Ｒ５８を介してトランジスタＴ７のペースを制
御し、且つ抵抗Ｒ７３を介してトランジスタＴ８のペー
スを制御する。この制御は、トランジスタＴ７゜Ｔ８を
オンすることでめる。このト′：）／ジスタＴ７．Ｔ８
のオンによりセンサ異常時も適切な遅角特性を得る。The rotation speed detection circuit 157 has a rotation speed of 7 due to the rotation speed.
The presence or absence of a failure in the sensor 100 is detected. The main type of failure is senna disconnection.The one-rotation speed detection circuit 157 generates a detection signal (fail-safe signal) S20 when detecting a failure. This failsafe signal 82
0 controls the pace of transistor T7 through resistor R58 and controls the pace of transistor T8 through resistor R73. This control is achieved by turning on transistors T7 and T8. This T':)/Jister T7. T8
By turning on, appropriate retard characteristics can be obtained even when the sensor is abnormal.

第１１図は各種のタイミング信号を発生するタイミング
信号発生部の回路構成を示す。このタイミング信号発生
部は、単安定回路１２８、周波数（回転数）−電圧変換
回路１５６、回転数検出回路１５７，１５８よ構成る。FIG. 11 shows a circuit configuration of a timing signal generating section that generates various timing signals. This timing signal generating section includes a monostable circuit 128, a frequency (rotation speed)-voltage conversion circuit 156, and rotation speed detection circuits 157 and 158.

単安定回路１２８は、抵抗８７８〜Ｒ８７，Ｒ１０６、
コンデンサ０１８　。The monostable circuit 128 includes resistors 878 to R87, R106,
Capacitor 018.

Ｃ１９、トランジスタＴ９．ＴＩＯ，Ｔｌｌ。C19, transistor T9. TIO, Tll.

Ｔ１３、ダイオードＤ７．Ｄ８よ〕成る６周波数電圧変
換回路１５６は、抵抗８８７．Ｒ８８゜８８９、トラン
ジスタＴ１２、オペアンプ０Ｐ１４、コンデンサ０２０
、回転数検出回路１５７は比較器ＣＯ３、抵抗几９２〜
Ｒ９６、ダイオードＤ９、トランジスタＴ１４より成る
。回転数検出回路１５８は抵抗Ｒ９７〜８１０１．ダイ
オードＤＩＧ、比較器ＣＯ４よ構成る。T13, diode D7. A six-frequency voltage conversion circuit 156 consisting of resistors 887. R88°889, transistor T12, operational amplifier 0P14, capacitor 020
, the rotation speed detection circuit 157 includes a comparator CO3, a resistor 92~
It consists of R96, diode D9, and transistor T14. The rotation speed detection circuit 158 includes resistors R97 to R8101. It consists of a diode DIG and a comparator CO4.

単安定回路１２８の動作を説明する。端子ＩＧには鶴２
図（すに示すパワートランジスタのペース信号が印加さ
れている。このベース信号のＨでトランジスタＴ９はオ
ンし、トランジスタＴＩＯはオフする。トランジスタＴ
ＩＯのオフによシ、コンデンサＣ１９には電源Ｂ→抵抗
Ｒ８１→８８２→Ｃ１９→トラ／ジスタＴｌｌのペース
の経路が形成される。一方、ベース信号のＬでトランジ
スタＴ９はオフ、トランジスタＴＩＯはオンとなシ、電
源Ｂ→抵抗Ｒ８３→コンデンサＣ１９→抵抗８８２→Ｄ
８→トランジスタＴＩＯ→アースの経路が形成される。The operation of monostable circuit 128 will be explained. Tsuru 2 on terminal IG
A pace signal is applied to the power transistor shown in the figure (2).When this base signal is high, transistor T9 is turned on and transistor TIO is turned off.Transistor T
When IO is turned off, a path of power supply B→resistor R81→882→C19→transistor/transistor Tll is formed in capacitor C19. On the other hand, when the base signal is L, transistor T9 is turned off and transistor TIO is turned on. Power supply B → resistor R83 → capacitor C19 → resistor 882 → D
A path from 8 to transistor TIO to ground is formed.

この２つの経路はコンデンサＣ１９への充放電回路でメ
ジ、トランジスタＴｌｌのコレクタ端には第２図（２）
に示す如き時間巾１１なるスパークタイミングに同期し
たパルスＳ２が発生する。また、トランジスタＴ１３は
トランジスタＴｌｌと逆相関係にある故、信号Ｓ２と逆
相のパルス８９を出力する。この信号８２は、点火ノイ
ズカット回路１１３のトランジスタＴ１のペースに印加
されて点火ノイズカット信号となシ、且つマスク回路１
５３のトランジスタＴ５のペースに印加されて点火ノイ
ズカットの役割を果している。信号Ｓ９は進角信号出力
回路１２７のトランジスタＴ３のペースに印加され、進
角制御に供されている。更に、信号８２は回路１５６の
入力信号となっている。These two paths are the charging/discharging circuit to the capacitor C19, and the collector terminal of the transistor Tll is shown in Figure 2 (2).
A pulse S2 synchronized with the spark timing having a time width of 11 is generated as shown in FIG. Further, since the transistor T13 is in an anti-phase relationship with the transistor Tll, it outputs a pulse 89 that is in an anti-phase with the signal S2. This signal 82 is applied to the pace of the transistor T1 of the ignition noise cut circuit 113 and becomes an ignition noise cut signal, and is also applied to the mask circuit 1.
It is applied to the pace of transistor T5 of No. 53 and plays the role of cutting ignition noise. The signal S9 is applied to the pace of the transistor T3 of the advance angle signal output circuit 127, and is used for advance angle control. Additionally, signal 82 is an input signal to circuit 156.

回路１５６〜１５８の動作を説明する。トランジスタＴ
１２は信号８２のＨで且つトランジスタＴ９のオフ時の
２条件成立によりオンする。この結果、ｌｌＸｚ図のパ
ルス巾１．でオンすることになる。このパルスの周期は
回転数に比例する故、結局、トランジスタＴ１２は回転
数に応じて駆動される。オペアンプ０Ｐ１４のプラス端
子には最低電圧クランプ回路１４２からの電圧ＲＶＩ（
約１、　Ｔ　Ｖ　）が印加されている。トランジスタＴ
１２のオン時には、オペアンプ０Ｐ１４の出力側からコ
ンデンサ０２０→Ｒ８８→Ｔ１２→アースなる経路が作
られ、コンデンサ０２０は充電される。The operation of circuits 156-158 will be explained. transistor T
12 is turned on when the signal 82 is H and two conditions are met when the transistor T9 is off. As a result, the pulse width in the llXz diagram is 1. It will turn on. Since the period of this pulse is proportional to the rotational speed, the transistor T12 is eventually driven according to the rotational speed. The positive terminal of the operational amplifier 0P14 is connected to the voltage RVI (
1, T V ) is applied. transistor T
12 is on, a path from the output side of the operational amplifier 0P14 to the capacitor 020→R88→T12→ground is created, and the capacitor 020 is charged.

トランジスタＴ１２のオフ時にはコンデンサＣ２０の電
荷は抵抗Ｒ８９に流れる。オペアンプ０Ｐ１４はプラス
端子、マイナス端子に印加する電圧の偏差に対応する出
力を発生し、抵抗Ｒ９０を介して比較器ＣＯ３，ＣＯ４
のマイナス端子に印加される。比較器ＣＯ３は、ノック
センサ１００の異常を検出するために低速回転時、例え
ば２０００ｒｐｍ以上か否かを比較する。２０ＧＯ１９
ｍ以下ではＨレベルの信号が発生し、２０００　ｒｐｍ
以上ではＬレベルの信号が発生する。一方、信号８１５
は検出回路１１９Ａの出力でメジ、ノックセンサ異常時
にはＬレベルとなる。従って、２０００　ｒｐｍ以上で
且つノックセンサ異常時にはトランジスタＴ１４がオフ
となシ、信号８２０はＨとなる。信号８２０でＨとなっ
ている区間では、トランジスタＴ？、Ｔ８がオンとなり
、ノックセンサの異常時用に設定された所定の遅角特性
を得る。一方、比較器ＣＯ４は、トランジスタＴ８のコ
レクタに印加すべき信号Ｓ７を発生する。これによって
オペアンプ１２のマイナス端入力レベルの制御をはかつ
ている。When transistor T12 is off, the charge in capacitor C20 flows to resistor R89. The operational amplifier 0P14 generates an output corresponding to the deviation of the voltage applied to the positive terminal and the negative terminal, and outputs it to the comparators CO3 and CO4 via the resistor R90.
is applied to the negative terminal of The comparator CO3 compares whether or not the rotation speed is low, for example, 2000 rpm or more, in order to detect an abnormality in the knock sensor 100. 20GO19
Below m, an H level signal is generated, and at 2000 rpm
In the above case, an L level signal is generated. On the other hand, signal 815
is the output of the detection circuit 119A and becomes L level when the knock sensor is abnormal. Therefore, when the engine speed is 2000 rpm or more and the knock sensor is abnormal, the transistor T14 is turned off and the signal 820 becomes H. In the section where the signal 820 is H, the transistor T? , T8 is turned on, and a predetermined retardation characteristic set for when the knock sensor is abnormal is obtained. Comparator CO4, on the other hand, generates a signal S7 to be applied to the collector of transistor T8. This controls the input level of the negative end of the operational amplifier 12.

本発明によれば、圧電素子によるノックセンサを使用し
九場合のノック制御装置において、ノックセンサの異常
時も予め定めた適正な遅角制御を達成できた。According to the present invention, in a knock control device using a piezoelectric knock sensor, a predetermined appropriate retard angle control can be achieved even when the knock sensor is abnormal.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明の全体構成図、第２図（１）〜（８）は
タイムチャート、第３図、＠５図、第７図、第１０図、
第１１図は本発明の各部回路構成図、第４図、第６図、
第８図、第９図は本発明の動作説明図である。 １００・・・ノックセンサ、１０１・・・ノック制御装
置、１０３・・・無接点々火装置、１０５・・・ピック
アップコイル、１１９・・・ＢＧＬ検出回路、１１９Ａ
・・・ノツクセ／す異常検出回路。 代理人　弁珈士　秋本正実 第８図 （ｄｅｙ） ＜ｄｅ９）　　　第９図 ５ ノック制鶴ｆ袋１のエカ 第１０図 ０５１Fig. 1 is an overall configuration diagram of the present invention, Fig. 2 (1) to (8) are time charts, Fig. 3, @5, Fig. 7, Fig. 10,
Fig. 11 is a circuit diagram of each part of the present invention, Fig. 4, Fig. 6,
FIGS. 8 and 9 are explanatory diagrams of the operation of the present invention. 100... Knock sensor, 101... Knock control device, 103... Non-contact ignition device, 105... Pick-up coil, 119... BGL detection circuit, 119A
...Anomaly detection circuit. Agent Attorney Masami Akimoto Figure 8 (dey) <de9) Figure 9 5 Knock system Tsuru f bag 1 no Eka Figure 10 051

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] ！、圧電素子より成るノックセンサと、該ノックセンサ
の検出を取込み所定の遅角・進角制御信号を出力するノ
ック制御手段と、咳ノック制御手段の出力でめる遅角・
進角制御信号によって遅角・進角制御が行われる無接点
々火装置とよシ成ると共に、上記ノック制御手段は、上
記ノックセンサ出力のレベルが小さい時には増巾率を大
きくする自動利得制御手段と、該手段の出力がＢＧＬ出
力を検出するＢＧＬ検出回路と、該ＢＧＬ検出回路の出
力と上記自動利得制御手段の出力とのレベル比較を行い
ＢＧＬ出力よりも大きいレベルの自動利得制御手段の出
力信号のみを取出す比較手段と、該比較手段の出力を積
分し遅角・進角制御信号を無接点々火装置に出力する積
分手段と、上記ＢＧＬ検出回路のＢＧＬ出力が所定値以
下であるか否かを検出する第１の検出手段と、エンジン
回転数が所定値以上であるか否かを検出する第２の検出
手段と、該第１の検出手段によるＢＧＬ出力が所定値以
下で且つ１１４２の検出手段によるエンジン回転数が所
定値以上の条件でノックセンサ異常の判定を行い該異常
判定時に予め定め九遅角特性で無接点々火装置を制御さ
せる手段とよシ成るノック制御装置。! , a knock sensor comprising a piezoelectric element, a knock control means that receives the detection of the knock sensor and outputs a predetermined retard/advance control signal, and a retard/advance control signal determined by the output of the cough knock control means.
The knock control means includes an automatic gain control means that increases the amplification rate when the level of the knock sensor output is small. and a BGL detection circuit whose output detects a BGL output, and a level comparison between the output of the BGL detection circuit and the output of the automatic gain control means, and an output of the automatic gain control means whose level is higher than the BGL output. A comparison means for extracting only the signal, an integration means for integrating the output of the comparison means and outputting a retard/advance control signal to the non-contact spark control device, and whether the BGL output of the BGL detection circuit is below a predetermined value. a first detection means for detecting whether or not the engine rotation speed is equal to or higher than a predetermined value; and a second detection means for detecting whether the engine speed is equal to or higher than a predetermined value; A knock control device comprising means for determining whether a knock sensor is abnormal under the condition that the engine rotational speed by the detection means is equal to or higher than a predetermined value, and controlling a non-contact spark ignition device with a predetermined delay angle characteristic when determining the abnormality.