JPS5927198B2 - 静止形可変速度可逆交流電動機駆動装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は制御された電流又は電圧が給電されるインバ
ータを用いて構成された可変速度交流電動機１駆動装置
、更に具体的に云えば、電動機駆動装置の逆転を円滑に
する為に、固有の多重パルス動作が出来る可逆可変周波
数発振器を持つインバータ周波数ＦｂＩ脚装置に関する
。

負荷角制御を利用した現在のインバータ駆動装置は、幾
つかの異なる種類の静止形の、調節自在の周波数を持つ
交流電動機駆動装置の内の１つである。

こういう装置では、低速運転の時、所望の周波数はイン
バータ周波数指令信号の小さな直流成分である。この指
令信号は振幅の大きい第６高調波リップルをも持つてい
る。この信号を淵波して、装置の所要の動的な性能を維
持することが出来ない。所望の周波数並びに順方向でも
逆方向でも、電動機の回転方向の両方をこの信号から決
定しなければならないし、運転並びに逆転が広いトルク
範囲にわたつて円滑でなければならない。角度制御を使
う時、特別の努力を払わないと、駆動装置が繰返して反
転する様式に入り込み、その為に装置の性能が全く不満
足なものになると共に、機械的な負荷を損傷する惧れも
あるという点で、低速運転並びに逆転が非常に不安定に
なる惧れがある。電流制御形インバータ駆動装置及びパ
ルス幅変調電圧式インバータ駆動装置の負荷角制御が特
願昭５２−１１８，６９０号に記載されている。開発中
の輸送用の用途では、この問題は比例及び積分型制御器
に入力する前に、角度誤差信号の動的範囲を制限するダ
イオード・クリツパ一によつて解決された。この発明の
駆動装置は、別の用途に開発されたものであるが、角度
誤差信号の積分を含んでいないし、簡単なダイオード・
クランプでは解決策にならないことが判つた。従来、電
流制御形及び矩形波電圧形インバータをパルス幅変調様
式で運転し、パルスのタイミングを数学的に最適にして
、種々の高調波を除去することが記載されている。

然し、こういうパルスのタイミングをとる普通の手段は
、計数形の論理回路を使つて、信号レベルに適正なパタ
ーンを発生することである。多重パルス動作によつて、
低速での有害な歯形トルクを減少し又は除去することが
出来るが、多重パルス動作を負荷角の調整と組合せよう
とした従来の試みは成功しなかつた。電流制御形インバ
ータ又は矩形波電圧形インバータのいずれかを用いて構
成された可逆可変速度交流電動機駆動装置が、インバー
タ周波数制御回路に改良された可変周波数発振器を持つ
ていて、広いトルク範囲にわたつて円滑な運転並びに逆
転が出来る。発振器に供給されたインバータ周波数指令
信号が実質的なリツプル成分と、その大きさ並びに極性
が電動機の回転速度並びに回転方向を表わす直流成分と
を持つている。発振器は積分器を含んでいて、入力信号
中の直流成分のレベルのみに関係する周波数でタイミン
グ・パルスを発生すると共に、極性に応じて順方向又は
逆方向信号を発生する様に作用する。リング計数器又は
それに相当するものが、順方向及び逆方向の相順序で、
インバータの主サイリスタに対するゲート・パルスを発
生する。発振器及びインバータ周波数制御回路は、負荷
角制御を利用した電流形インバータ１駆動装置に特に適
しているが、トルク匍卿にも同じ利点がある。

従来の方法で、特にトルクが大きく速度の低い運転、並
びにトルクが大きいか又は小さくて、速度が低い時の反
転の場合に生じたチヤタリングの問題がなくなる。こう
いう状態では、周波数指令信号は殆んど全部がリツプル
であるか、或いは大きなリツプル成分を持つている。更
に、多重パルス動作が低速では固有であり、この結果生
ずるインバータの波形はパルス幅変調特性を持ち、この
為にトルクの変調が減少し、インバータ転流回路の動作
が改善される。好ましい形式の可逆可変周波数発振器は
、りセツト・スイツチを並列に接続した積分器を有し、
それと組合せて正及び負の比較器と論理ゲートとを用い
る。

これらの比較器並びに論理ゲートは、シフト・レジスタ
形リング計数器に対するクロツク・パルスとして、タイ
ミング・パルスを発生する様に作用する。タイミング・
パルスが方向フリツプフロツプに送られて、順方向及び
逆方向指令に対応して左シフト及び右シフト入力を発生
する。過電流信号により、発振器の出力が中断する。発
振器には最低周波数限界機構を含めることが出来る。こ
の発明は以下図面について好ましい実施例を説明する所
から、更によく理解されよう。

可逆可変周波数発振器が、広いトルク範囲にわたつて極
めて円滑な運転並びに逆転が必要な場合、可変速度交流
電動機駆動装置に用いられる。

発振器、並びにこの発振器がその主要部品であるインバ
ータ周波数制御回路は、負荷角制御を用いた電流形イン
バータ駆動装置に特に適しているが、他の調整装置又は
他の形式のインバータにも使うことが出来る。こういう
装置では、低速運転の時、所望の周波数は大きな交流信
号中の小さな直流成分であり、この信号を済波して、装
置の所要の動的な性能を保つことが出来ない。こ＼で説
明する発振器は、高性能の駆動装置とするのに必要な通
りに、幾つかの扱いにくい問題を独特な形で解決すると
共に、本質的に多重パルス動作様式が可能であつて、速
度が低下した時、一層複雑なインバータ波形を発生して
、コツギング（ＣＯｇｇｉｎｇ）を生じたり、或いは電
動機並びに負荷の機械的な共振を励振したりする位の低
い周波数での脈動を除去し又は最小限に抑える。電流制
御形交流電動機駆動装置が、負荷角制御又はトルク制御
手段と共に、第１図の簡略プロツク図に示されている。

この装置では、交流又は直流電力を位相制御形交直整流
器又は直流／直流チヨツパの様な電圧変換器１０によつ
て、可変振幅の直流電力に変換する。次にこの電力を電
流制御形インバータ１１によつて交流形式に変換し、直
流リアクトル１２を直流リンク（こ＼で、直流リンクと
は、交流を直流に変換する変換器の直流出力をインバー
タの入力に結合する直流接続回路を指す）に入れて、イ
ンバータ又はチヨツパの動作に特有のリツプル電流を平
滑する。インバータの多相の非正弦状出力電流は直流リ
ンク電流の大きさで可変の周波数を持ち、それが誘導電
動機１３の様な速度が調節自在の交流電動機に給電され
る。電圧変換器１０によつて直流リンクに印加される電
圧ＶＢ，を制御すると、直流リンク電流（すなわち、変
換器から直流リンクを通つてインバータに供給される直
流電流）ＤＯのレベルが調節され、従つて固定子電流が
調節されるが、電流制御形インバータ１１の動作周波数
を制御すると、固定子励磁周波数が調節される。電動機
並びに変換器全体の実際の運転をする為、通常の電動機
磁束及び電流レベルを維持する為に、安定化帰還回路を
使わなければならない場合が多い。普通の制御方法では
、電動機電流及び振幅の動的な制御によつてこの安定化
を実現する。負荷角制御方式は所要の装置安定化制御と
して、インバータ周波数を利用するもので、電動機電流
と電動機磁束の間の位相角を調整することによつて達成
される。この方式はインバータの点弧パルスを電動機の
逆起電力と同期させるが、電動機の逆起電力をインバー
タと合せる為に付加的な電流が本質的に供給される様な
電圧給電式誘導電動機と同じものである。負荷角帰還制
御を利用した静止形交流駆動装置について更に詳しいこ
とや具体例については、特願昭５２−１１８６９０号を
参照されたい。この駆動装置は、瞬時磁束、瞬時トルク
及び瞬時負荷角計算装置１４を持つており、この計算装
置は電動機電流感知装置１５、空隙磁束コイル１６から
情報を受取り、帰還信号を制御装置１７に供給するが、
回転子速度帰還信号を発生するタコメータ１８を持つて
いてもいなくてもよい。ボルト単位で表わした空隙磁束
ψ、及び瞬時電磁トルクＴｅが前掲特許願に記載された
回路によつて導き出される。瞬時電磁トルクＴｅは、横
軸固定子電流と直軸空隙磁束との積から、直軸固定子電
流と横軸空隙磁束との積を差引いたものと定義する。瞬
時負荷角又はトルク角を計算する為、電動機電流と電動
機磁束との間の実際の位相角θを計算せず、その代りに
近似的な帰還信号（ＳｉｎＯ′）Ｅ，を計算する方が好
ましい。それは、この量が動作領域全体にわたつて単調
に増加し、従つて角度調整方式にとつて一層適した変数
であるからである。この等価量は次の式で表わされる。
負荷角の感知した値を発生する他の回路が前掲特許願や
、１９７７年１０月２−６田こ開催されたＩＥＥＥイン
ダストリー・アツプリケイシヨンズ・ソサイエテイ・ア
ニユアル・ミーテイングの会議録第６０９頁乃至６１５
頁に掲載された同じ発明者の「静止形交流誘導電動機駆
動装置の同期制御」という論文にも記載されている。

第２図には、電流制御形インバータを用いた誘導電動機
駆動装置の負荷角調整ループが詳しく示されており、制
御装置の他の部分は図を見易くする為に省略してある。

前端電圧変換器は６０Ｈｚの３相電圧源によつて付勢さ
れる位相制御形整流装置１『であり、電流制御形インバ
ータ１１′は米国特許第３９８０９４１号に記載された
自動逐次転流形インバータの様な多相サイリスタ・ブリ
ツジ・インバータである。電流制御形インバータは、電
流源インバータ又は電流給電式インバータの名前でも知
られており、一般的にはこの他の形式も知られていて、
それをこの発明に使うことが出来る。その中には、１つ
の転流コンデンサを用いた第３高調波補助転流形インバ
ータや、３つの転流コンデンサを用いた補助インパルス
転流形インバータがある。角度帰還信号１ｎ０ｅ，及び
図ではポテンシヨメータ２０のワイパによつて手動で設
定される電圧レベルとして概略的に示した指令又は基準
値ＳｌｎＯ杢がアナログ加算器２１に供給さＥｑれ、こ
れが角度誤差信号を発生する。

利得回路２２を通過した後の、実質的なリツプル成分を
持つ角度誤差信号と正又は負の直流回転子速度帰還信号
ω，がアナログ加算器２３に送られ、この加算器の出力
にインバータ周波数指令信号が発生される。この発明の
インバータ周波数制御回路２５に於ける可逆可変周波数
発振器２４の作用は、電動機の回転方向に応じて正又は
負である入力指令信号の直流成分を、所望の電動機周波
数の６倍に等しい周波数を持つタイミング・パルスと、
順方向又は逆力向信号とに変換することである。タイミ
ング・パルス及び方向信号がリング計数器２６に送られ
、順方向又は逆方向の相順序のいずれかで、サイリスタ
のゲート・パルスを発生する。普通この制御回路に含ま
れているゲート駆動器は図に示してない。インバータの
主サイリスタＴ１乃至Ｔ６が、順方向の相順序の時の点
弧順序に従つて番号がつけられており、転流の細部は省
略してある。説明を進める前に述べておくと，トルクの
基準値Ｔｅ＊とトルク帰還信号Ｔｅとの間の誤差を最小
限にする為にインバータ周波数を調節する様に作用する
トルク帰還制御も、瞬時トルク及び瞬時負荷角に対する
帰還信号が同じ様な形であるから、同じ制御回路を用い
て行うことが出来る。種々の負荷伏態に於ける角度基準
信号６角度帰還信号及び角度誤差信号（これらはアナロ
グ加算器２１の入出力である）が６特に大トルクの低速
運転と、大トルク又は小トルクの低速反転の時に起る問
題を理解する為に６第３ａ図乃至第３ｃ図に概略的に示
されている。

基準角度信号（第３ａ図）は可変レベルを持つ直流信号
である。角度帰還信号は典型的には直流成分と振幅の大
きい第６高調波リツプルとで構成されている。軽負荷（
第３ｂ図）の時、角度帰還信号は実質的に全部リツプル
であり、重負荷の時（第３ｃ図）、大きな直流成分があ
り、信号は約５０％がリツプルである。アナログ加算器
の入力では，角度帰還信号が負であり，基準信号が正の
極性である。直流基準信号２８及び角度帰還信号２９を
加算することによつて発生される，重負荷の角度誤差信
号（第３ｂ図）が太い線３０で示されており、直流成分
３１はごく小さい。電動機速度が低速の時、タコメータ
帰還信号ω，も比較的小さい直流信号であり、この為．
角度誤差信号とタコメータ帰還信号の和であるインバー
タ周波数指令信号は振幅の大きいリツプル成分と小さい
直流成分とを持ち６これから所望の電動機周波数及び所
望の電動機の回転方向を決定しなければならない。基本
的な電動機周波数は，軸が回転する機械的な速度（Ｒｐ
りに相当する電気的なパラメータである。トルクが大き
い時又は小さい時に，低速で反転する際、タコメータ帰
還信号は小さく、それがゼロを通過する結果，インバー
タ周波数指令信号は大きなリツブル成分と小さな直流成
分を持つ。大きなリツブル成分は可逆可変周波数発振器
２４の動作にとつて有害ではなく、電動機を低速で反転
する時には、実際に多重パルス動作の為に有利に利用さ
れる。負荷角帰還制御を用いた電流制御形インバータを
用いる交流電動機駆動装置では，可変周波数発振器に対
して、既に述べたもの＼他に多数の条件が加えられる。

無負荷で高速並びに低速の時の安定性の為に角度制（財
）が必要である。可変周波数発振器は、全体的な装置の
動的な性能を劣化させてはならないし６最低周波数限界
の機構と．過電流を検出した時に発振器の出力を停止す
る手段を含むことが望ましい。可変周波数発振器は６特
に大トルクの低速運転と、大トルク又は小トルクでの低
速での反転の場合、他の方式で従来遭遇していたチヤタ
リングの問題をなくすものでなければならない。経済的
な簡単な解決策が必要である。いずれかの動作領域で発
振器に利得変化が導入されると，トルクのリツプルを最
小限に抑える為に、電動機の計画された磁束トルク経過
を維持するのに，調整器の他の部分に対応する変化を加
えなければならない。第４図は好ましい形の可逆可変周
波数発振器２４及びリング計数器２６のプロツク図であ
る。

新規の主要部品は、りセツト・スイツチ３４を並列に接
続した積分器３３と、積分器の出力に互いに並列に接続
された正及び負の比較器３５，３６と．両方の比較器及
びりセツト・スイツチ３４の間に接続された論理ゲート
３７と６セツト及びりセツト入力が比較器に接続されて
いる方向フリツプフロツプ３８と，論理ゲート３７及び
リング計数器２６のクロツク・パルス入力の間に接続さ
れた遅延素子３９とである。リング計数器は．６段を持
つ普通のシフト・レジスタであつて，可逆リング計数器
として接続されている。積分器３３は、出力端子と加算
点の間に帰還コンデンサを接続した積集回路演算増幅器
にすることが出来６リセツト・スイツチ３４は積分コン
デンサを分路する固体スイツチである。インバータ周波
数指令信号４１が積分器３３の入力になり，スイツチ３
４が開いていると仮定すると、入力信号の直流成分のみ
に関係する速度で上昇する傾斜出力４２が発生される。

この直流成分の極性に応じて、入力が正の基準値＋Ｖｒ
ｅｆ又は負の基準直一，Ｅｆ（これか比較器３５，３６
に対して設定されている）まで積分される。正の基準値
まで積分する場合、比較品３５の出力が低から高に変わ
り、その信号がオア論理ゲート３７を介してりセツト・
スイツチ３４へ通過し、スイツチを閉じて帰還コンデン
サをりセツトする。この時積分器の出力が下がる結果，
比較器３５は，もはや正の基準値を越えなくなるので、
高から低の出力に伏態が変わり，その時タイミング・パ
ルス４３を発生する。このタイミング・パルス列が，指
令信号の直流成分の振幅に関係する周波数で，比較器３
５又は比較器３６の出力のいずれかに発生され、全ての
タイミング・パルスがオア回路３７及び遅延素子３９を
通過して６シフト・レジスタ４０のクロツク入力に送ら
れる。正の比較器３５からのタイミング・パルスが方向
フリツブフロツブ３８のセツト入力に送られ，負の比較
器３６からのタイミング・パルスがりセツト入力に送ら
れる。

このフリツブフロツブのＱ出力及び補数のＱ出力が順方
向及び逆方向信号４４，４５であり，その一方が高で他
方は低である。これらの方向信号がシフト・レジスタ形
リング計数器４０の左シフト及び右シフト入力に送られ
る。状態を変える比較器が前に述べたものと同じもので
あれば、フリツプフロツプは同じ状態にとマまる。別の
比較器が伏態を変えると、フリツブフロツプの状態が変
わり，こうしてリング計数器の回転方向を反転し．こう
して運動機の相順序をも反転する。遅延素子３９の作用
は６左シフト及び右シフト指令が、クロツク・パルスが
来るより前に，シフト・レジスタに入る様に，僅かだけ
タイミング・パルスを遅延させることである。インバー
タ周波数制御回路２５及び可逆可変周波数発振器２４は
，第２図の閉帰還ルーブ系内で動作する時、本来の性質
として多重パルス動作様式をとることが出来６これは電
動機駆動装置に於けるその効用を大いに高める。その時
のインバータの波形はパルス幅変調特性を持ち、トルク
の変調を減少すると共に、インバータの転流回路の動作
を改善する。電流制御形インバータ又は矩形波電圧形イ
ンバータを電動機駆動装置に使つた時、基本周波数の６
倍の周波数のトルクの脈動が発生される。運転速度が低
い時、トルクの脈動周波数はコツギングを起したり、或
いは電動機並びに負荷の機械的な共振を励振したりする
位に低くなることがある。多重パルス動作様式により，
インバータの電力回路を変更せずに、脈動の振幅が減少
し６その最低周波数が高くなる。インバータが電圧源形
である場合，低次の電圧窩調波によつて大きな高調波電
流が生ずることがあるが．多重パルス動作様式により６
こういう高調波電流の振幅が減少すると共に、その最低
周波数が高くなる。どんなサイリスタ・インバータでも
６非常に低い周波数で運転する時に起り得る別の問題は
６転流の合間の長い持続時間の間に，転流コンデンサが
放電することがあることである。この為６次の転流を実
行するのに十分な電荷が残つていないことがある。多重
パルス動作では，基本周波数の周期の１／３よりずつと
短い，転流の合間の最大時間を保ちながら、インバータ
を任意に低い基本周波数で動作させることが出来る。こ
の発明は，信号段階でも電力段階でも６特別のハードウ
エアを使わずに６多重パルス動作様式を実現する。動作
周波数が非常に低い時、タコメータ帰還信号ωｒ（竿２
図）は，角度基準信号又は計算による負荷角帰還信号よ
り小さいか或いはずつと小さい直流レベルである。こう
いう状態では、アナログ加算器２３に送られる角度誤差
信号が一定の基準と感知された瞬時的なＳｌｎθとの間
の差である。タコメータの小さな入力を無視して、積分
器３３がこの誤差を積分し、積分器の誤差が比較器の基
準によつて設定されたレベルに達した時、リング計数器
２６を左シフト又は右シフトさせる。シフト・レジスタ
４０の各々の左シフト又は右シフトは、シフト・レジス
タの方向に対応する相の回転順序でインバータのサイリ
スタ点弧することに対応する。左及び右の交互のシフト
により６電動機電流は，所望の波形を復元するのに必要
な多重パルス特性を実現する。第５ａ図に示した通常の
単相インバータ出力電流波形は６１２００の持続時間を
持つ反対の極性の電流パルスを含んでいる。第５ｂ図に
示した多重パルス動作様式では、電流波形に切込みが入
り．即ち１２００期間の間に多数のパルスが発生され．
これらの切込みはトルクの誤差を最小限に抑えるのに最
適に近い位置にある。タイミング・パルスが、指令され
た基本励振周波数の普通の６倍を越える速度で発生され
る。動作について説明すると、可変周波数発振器２４の
作用は、指令角度と瞬時負荷角の間の積分された誤差に
よつて要求される通り，順方向又は逆方向にシフトさせ
ることである。

即ち．発振器はバンバン（Ｂａｎｇ−Ｂａｎｇ）調整器
として作用し６基準角度と指令された角度との間の積分
された誤差を最小限に抑える。このパルス動作の効果は
所望の角度をスイツチング装置で可能な限り、基準角度
に近い値に保つことである。この回路は．任意の定常状
態のトルク並びに速度で，電流１ｄ０及び磁束ψの両方
が略一定であるが，トルクＴｅが等価負荷角θＥ，の瞬
時的な変動の為に循環的に変化し得ることを考えれば６
トルクの高調波を最小限に抑えるものとみなすことが出
来る。実際に、この伏態が電流制御形インバータの普通
の姿である。電流及び磁束が殆んど変化しない場合，角
度の式の分母ＤＯ（ψ−ＫＩ，Ｏ）は所定の負荷で一定
に近い。この時．角度のリツプルは殆んど全部トルクの
リツブルであり２発振器は前後にシフトして、トルクの
誤差を最小限に抑える。積分された誤差を最小限に抑え
るパルス幅変調パターンが、高調波を少なくする理論的
に理想的なパターンであることを証明することが出来る
。試験によると、この装置は１９７７年ＥＥＥインダス
トリー・アツプリケイシヨンズ・ソサイエテイ・インタ
ーナシヨナル・セミコンダクタ・パワー・コンバータ・
コンフアレンスの会議録第２９５頁乃至第３０４頁所載
のＷ．ライノ一他の論文「単相交流車輛の非同期牽引電
動機に給電する電力変換器］に記載された最初の３種類
のＰＷＭ波形を発生することが出来ることが判つた。直
流電動機速度帰還信号ω，の作用は，積分器３３をバイ
アスして．１つの方向に回転する様にすることである。

即ち，タコメータ信号が大きい時、インバータは普通に
応答し、相の回転は１つの方向に連続している。タコメ
ータ信号がゼロに向つて減少すると．最初はスイツチン
グの度に１つの余分のパルスが、そしてタコメータ信号
がゼロに近づくにつれて６付加的なパルスが出る。これ
によつて多重パルス様式の変化が自動的に得られ、速度
の低下に応じて、一層複雑な波が得られる。この発明は
、角度制御及び多重パルス動作を両立性をもつて使うこ
とが出来る様にすると共に，同じ信号用ハードウエアが
両方の作用をする様にする。第６図の可逆可変周波数発
振器及びリング計数器は，最低周波数限界、並びに発振
器の出力を停止する過電流引はずしを含む様に変更され
ている。

前に述べた様に，積分器３３に対する入力が比較器３５
，３６に対して設定された正又は負の基準値まで積分さ
れる。この実施例では，積分器の出力が方向フリップフ
ロツブ３８に結合されると共に、オア・ゲート３７を介
してワンシヨツト・マルチバイブレータ４７にも結合さ
れる。状態を変える比較器が前と同じ比較器でない場合
，方向フリツブフロツプ３８の状態が変わる。比較器の
出力がワンシヨツト・マルチバイブレータ４７によつて
検出され、このマルチバイブレータが遅延素子として作
用し、必要な場合６発振器の次のパルスが発生する前に
，フリツプフロツブをりセツトすることが出来る様にす
る。発振器のこのパルスは，ワンシヨツト４７の遅延出
力でトリガされるワンシヨツト・マルチバイブレータ４
８から取出される。ワンシ白ツドマルチパイプレータ４
８の出力がオア・ゲート４９及びアンド・ゲート５０を
通過し、増幅器５１を介してりセツト・スイツチ３４に
帰還され、このスイツチが閉じ、積分器３３の積分コン
デンサを短絡して，次のサイクルに備えてそれをゼロに
する。ワンシヨツト・マルチバイブレータ４７の遅延は
，比較器の出力に有限のパルス幅を持たせる様にも作用
する。アンド回路５０を通過したタイミング・パルスが
りトリガラブル・ワンシヨツト・マルチバイブレータ５
２にも入力され、ワンシヨツト４８からの周期がワンシ
ヨツト５２の周期を越える場合、ワンシヨ゛ント５２が
４番目のワンシヨ゛ント・マノレチパイプレータ５３を
トリガする。

このマルチパイプレータ５３はこの時発振器の低周波数
限界として作用する。普通の動作によつて、又は最低周
波数限界回路５２，５３によつて発生されたタイミング
・パルス４３は６過電流の検出並びに引はずし回路によ
つてアンド・ゲート５０が不作動にされていなければ、
シフト・レジスタ形リング計数器４０のクロツク入力に
結合される。直流電流感知装置５４が直流リンク電流又
はインバータ出力電流を感知し．電流レベルを表わす信
号を過電流限界比較器５５に供給する。電流信号が基準
値を越えると２比較器の出力が低から高に切換わり，過
電流信号を発生する。この過電流信号が過電流引はずし
フリツブフロツブ５６を禁止状態にセツトし、アノド回
路５０に対する付能入力を取去る。この時，タイミング
・パルス４３はシフト・レジスタ４０のクロツク入力に
もは・や結合されず、発振器の出力が停止する。過電流
の後、又は始動の時、発振器は手動で初期設定をやり直
す。始動／りセツト・パルスが過電流フリツブフロツプ
５６のりセツト入力に印加され、出力の状態を変え，ア
ンド・ゲート５０に対する付能信号を再び発生する。方
向フリツプフロツプ３８の出力並びに補数出力に発生さ
れる方向信号４４，４５が１対のオア回路５７，５８を
介してシフト・レジスタ４０の右シフト及び左シフト入
力に入る。再開／りセツト・パルスもこれらの論理ゲー
トを介して供給され６シフト・レジスタの動作再開する
。まとめて云えば、電流源形又は電圧源形のインバータ
形式の高性能の静止形交流電動機駆動装置が，低速での
円滑な動作並びに広いトルク範囲にわたる円滑な逆転を
特徴とする。インバータ周波数制御回路及び可変周波数
発振部が大きな交流リツブルを持つ信号に応答し６所望
の電動機速度及び回転方向情報を含む直流成分が小さい
時．それを有利に利用する。負荷角調整及びトルク調整
を含めて６種々の制御方式をとることが出来る。角度制
御を利用したこと高性能の電流制御形駆動装置の用途は
、大形の工業用駆動装置である。

【図面の簡単な説明】

第１図は電流制御形インバータを用い且つ角度制御を用
いた静止形交流電動機駆動装置の簡略プロツク図６第２
図は電流制御形インバータを用いた交流電動機駆動装置
の一部分をブ礪ンクプロツク図で示した略図であつて２
負荷角調整ループは詳しく示してあるが６他の細部は省
略してある。 第３ａ図乃至第３ｄ図は軽負荷及び重負荷状態での基準
角度信号及び角度帰還信号の波形、並びに重負荷状態で
の小さな直流成分及び大きな交流リツプルを持つ角度誤
差信号の波形を示すグラフ．第４図は可逆変周波数発振
器及びシフト・レジスタ形リング計数器のプロツク図．
第５ａ図及び第５ｂ図は普通の動作及び多相動作の場合
の単相出力電流波形を示すグラフ６第６図は過電流引ば
ずし及び最低周波数限界を含む様に変更された可逆周波
数発振器の詳しいプロツク図である。主な符号の説明、
１Ｖ；インバータ、Ｔ１乃至Ｔ６：サイリスタ、１３：
交流電動機，２４：可逆可変周波数発振器，２５：イン
バータ周波数制御回路，２６：リング計数器６３３：積
分器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 適当な振幅並びに調節自在の周波数の交流電力を電
   動機に供給すると共に、インバータ周波数指令信号に応
   答してインバータの主サイリスタに対するゲート・パル
   スを発生するインバータ周波数制御回路を有するインバ
   ータを含む静止形可変速度可逆交流電動機駆動装置に於
   て、前記インバータ周波数制御回路が、基準値と検知し
   た電動機パラメータとの間の大きさの差に従つて変化し
   、且つ実質的なリップル成分とその大きさ並びに極性が
   電動機の回転速度並びに回転方向を表わす様な直流成分
   とを持つインバータ周波数指令信号を入力として受取る
   可逆可変周波数発振器を有し、該発振器は積分器を含ん
   でいて、前記入力信号の直流成分のみに関係する周波数
   でタイミング・パルス及び方向信号を発生する様に作用
   し、更に前記インバータ周波数制御回路が、前記タイミ
   ング・パルス及び方向信号に応答して、インバータの主
   サイリスタに対し、順方向及び逆方向の相順序でゲート
   ・パルスを発生する手段を有する静止形可変速度可逆交
   流電動機駆動装置。 ２ 特許請求の範囲１に記載した静止形可変速度可逆交
   流電動機駆動装置に於て、前記積分器が、前記入力信号
   の直流成分に関係した速度で上昇する傾斜出力を発生し
   、前記発振器が、前記積分器の出力が予め設定したレベ
   ルまで反復的に上昇してリセットされる時、前記タイミ
   ング・パルス及び方向信号を発生する手段を含んでいる
   静止形可変速度可逆交流電動機駆動装置。 ３ 特許請求の範囲２に記載した静止形可変速度可逆交
   流電動機駆動装置に於て、前記タイミング・パルス及び
   方向信号を発生する手段が、積分器の出力に並列に結合
   された正及び負の比較器と、両方の比較器、及び前記積
   分器をリセットして比較器の出力にタイミング・パルス
   が発生される様にするスイッチの間に接続された論理ゲ
   ートと、両方の比較器に接続されていて、順方向又は逆
   方向信号を発生する様に作用する方向フリップフロップ
   とで構成されている静止形可変速度可逆交流電動機駆動
   装置。 ４ 特許請求の範囲３に記載した静止形可変速度可逆交
   流電動機駆動装置に於て、サイリスタに対する前記ゲー
   ト・パルスを発生する手段が、前記方向フリップフロッ
   プに結合されると共に、遅延素子を介して前記論理ゲー
   トの出力にも結合された可逆リング計数器で構成され、
   前記タイミング・パルスを利用して前記リング計数器を
   シフトさせる様にした静止形可変速度可逆交流電動機駆
   動装置。 ５ 特許請求の範囲４に記載した静止形可変速度可逆交
   流電動機駆動装置に於て、感知されたインバータ電流が
   基準値を越えた時に過電流信号を発生する手段と、前記
   リング計数器のクロック入力に設けられていて、前記過
   電流信号が発生した時、前記タイミング・パルスが通過
   するのを禁止する様に接続されている別の論理ゲートと
   を有する静止形可変速度可逆交流電動機駆動装置。 ６ 特許請求の範囲４に記載した静止形可変速度可逆交
   流電動機駆動装置に於て、前記タイミング・パルスによ
   つて作動されて、予め設定された期間の後、前記リング
   計数器に対するクロック・パルスを発生する最低インバ
   ータ周波数限界遅延回路を有する静止形可変速度可逆交
   流電動機駆動装置。 ７ 特許請求の範囲１に記載した静止形可変速度可逆交
   流電動機駆動装置に於て、電動機電流と電動機磁束の間
   の感知された瞬時的な角度と基準値との間の差を表わす
   角度誤差信号を発生する負荷角帰還制御回路を有し、前
   記角度誤差信号が前記インバータ周波数指令信号の１成
   分であり、前記インバータ周波数制御回路が、低い電動
   機速度では、本質的に多重パルス動作をする様になつて
   いる静止形可変速度可逆交流電動機駆動装置。 ８ 特許請求の範囲７に記載した静止形可変速度可逆交
   流電動機駆動装置に於て、前記積分器がリセット・スイ
   ッチを持ち、前記タイミング・パルス及び方向信号を発
   生する手段が、積分器の出力に並列に結合された正及び
   負の比較器と、両方の比較器及び前記リセット・スイッ
   チの間に接続されていて、いずれかの比較器の出力によ
   つて前記スイッチが閉じ、この為比較器の出力にタイミ
   ング・パルスが発生される様にする論理ゲートと、両方
   の比較器に接続されていて、順方向又は逆方向信号を発
   生する様に然様る方向フリップフロップとで構成され、
   サイリスタに対する前記ゲート・パルスを発生する手段
   が、右シフト及び左シフト入力が前記方向フリップフロ
   ップに結合されると共に、クロック・パルス入力が遅延
   素子を介して前記論理ゲートの出力かに接続されたシフ
   ト・レジスタ形リング計数器で構成され、前記タイミン
   グ・パルスを用いて前記リング計数器をシフトさせる様
   にした静止形可変速度可逆交流電動機駆動装置。 ９ 特許請求の範囲８に記載した静止形可変速度可逆交
   流電動機駆動装置に於て、前記負荷角帰還制御回路で、
   前記角度誤差信号が正又は負の直流電動機速度帰還信号
   と加算されてインバータ周波数指令信号を発生し、低い
   電動機速度では、可変周波数発振器の固有の動作として
   指令基本励振周波数の６倍を越える周波数でタイミング
   ・パルス及び方向信号を発生して、パルス幅変調形式で
   電流パルスを発生して、トルクの脈動を少なくした静止
   形可変速度可逆交流電動機駆動装置。 １０ 特許請求の範囲１に記載した静止形可変速度可逆
   交流電動機駆動装置に於て、感知された順次トルクと基
   準値の間の差を表わす誤差信号を発生するトルク期間制
   御回路を有し、前記誤差信号が前記インバータ周波数指
   令信号の１成分である静止形可変速度可逆交流電動機駆
   動装置。