JPS5926197B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- JPS5926197B2 JPS5926197B2 JP53091725A JP9172578A JPS5926197B2 JP S5926197 B2 JPS5926197 B2 JP S5926197B2 JP 53091725 A JP53091725 A JP 53091725A JP 9172578 A JP9172578 A JP 9172578A JP S5926197 B2 JPS5926197 B2 JP S5926197B2
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電流形インバータで駆動される誘導電動機の制
御特性を改良した制御装置に関するものである。
御特性を改良した制御装置に関するものである。
誘導電動機(以下、単に「電動機」と称する)を可変周
波数制御する装置として、第1図に示すような電流形イ
ンバータを用いたすべり周波数制御(以下、「 Sf制
御」と云う)装置がある。
波数制御する装置として、第1図に示すような電流形イ
ンバータを用いたすべり周波数制御(以下、「 Sf制
御」と云う)装置がある。
なお、図面における同一符号は、同一もしくは相当部分
を示す。第1図に卦いて、2は3相交流母線1からの交
流電力を直流に変換するコンバータ、3は直流リアクト
ル、4は6ステツプの直列ダイオード形インバータ、5
は電動機、6は電動機5の回転速度ω,を検出する速度
発電器等の速度検出器、7は速度指令信号ω?と速度検
出器6で検出された速度信号ω,とを比較する比較回路
、8は比較回路7の比較結果に応じて速度指令ωRXと
電動機5の速度ω1とが等しくなるために必要な電動機
5のトルクの指令T+を出力する速度制御回路、9はト
ルク指令T+に応じた電動機5の1次電流振幅指令11
+を出力する関数発生器、10はトルク指令TVに応じ
て電動機5のすベリ角速度指令ωs+を出力する関数発
生器、11aおよび11bは3相交流母線の瞬時電流を
検出する変流器、12は変流器11a訃よび11bの検
出値から電動機5VC供給されている1次電流振幅を検
出する電流検出回路、13は電流振幅指令11+と電流
振幅検出値11とを比較する比較回路、14は電流振幅
検出値11が電流振幅指令11+に等しくなるようにす
るために比較回路13の比較結果に応じてコンバータ2
の出力電圧を指令する電流制御回路、15は電流制御回
路14によつて指令された電圧をコンバータ2が出力す
るようにコンバータ2のサイリスタの点弧タイミングを
制御する位相制御回路、16は関数発生器10の出力で
あるすべり角速度指令ωs+と検出された速度信号ω,
とを加算してインバータ4の出力周波数ω1+を指令す
る加算器、17は加算器16の出力信号を出力周波数ω
1+に比例した周波数のパルス列に変換するV/F変換
器、18はV/F変換器1Tの出力パルスを受けてイン
バータ4の出力周波数ω1が加算器16の出力信号ω1
Xに比例するようにインバータ4のサイリスタに順次点
弧パルスを与えるためのリングカウンタ等で構成される
パルス分配器である。
を示す。第1図に卦いて、2は3相交流母線1からの交
流電力を直流に変換するコンバータ、3は直流リアクト
ル、4は6ステツプの直列ダイオード形インバータ、5
は電動機、6は電動機5の回転速度ω,を検出する速度
発電器等の速度検出器、7は速度指令信号ω?と速度検
出器6で検出された速度信号ω,とを比較する比較回路
、8は比較回路7の比較結果に応じて速度指令ωRXと
電動機5の速度ω1とが等しくなるために必要な電動機
5のトルクの指令T+を出力する速度制御回路、9はト
ルク指令T+に応じた電動機5の1次電流振幅指令11
+を出力する関数発生器、10はトルク指令TVに応じ
て電動機5のすベリ角速度指令ωs+を出力する関数発
生器、11aおよび11bは3相交流母線の瞬時電流を
検出する変流器、12は変流器11a訃よび11bの検
出値から電動機5VC供給されている1次電流振幅を検
出する電流検出回路、13は電流振幅指令11+と電流
振幅検出値11とを比較する比較回路、14は電流振幅
検出値11が電流振幅指令11+に等しくなるようにす
るために比較回路13の比較結果に応じてコンバータ2
の出力電圧を指令する電流制御回路、15は電流制御回
路14によつて指令された電圧をコンバータ2が出力す
るようにコンバータ2のサイリスタの点弧タイミングを
制御する位相制御回路、16は関数発生器10の出力で
あるすべり角速度指令ωs+と検出された速度信号ω,
とを加算してインバータ4の出力周波数ω1+を指令す
る加算器、17は加算器16の出力信号を出力周波数ω
1+に比例した周波数のパルス列に変換するV/F変換
器、18はV/F変換器1Tの出力パルスを受けてイン
バータ4の出力周波数ω1が加算器16の出力信号ω1
Xに比例するようにインバータ4のサイリスタに順次点
弧パルスを与えるためのリングカウンタ等で構成される
パルス分配器である。
第1図の制御回路により電動機5に供給される1次電流
の振幅卦よび周波数は、それぞれ関数発生器9}よび1
0の出力信号に比例するように制御される。
の振幅卦よび周波数は、それぞれ関数発生器9}よび1
0の出力信号に比例するように制御される。
第2図は、横軸のすべり角速度ωsに対する縦軸のトル
クT・1次電流11を表わす電動機5の特性曲線である
。
クT・1次電流11を表わす電動機5の特性曲線である
。
関数発生器9}よび10は電動機5が一定磁束を維持す
るような関数に設定されるのが普通である。
るような関数に設定されるのが普通である。
例えば、定格磁束時の電動機5の特性曲線が第2図で与
えられるとしたとき、トルク指令値XT+に応じて第2
図の特性曲線上の電流値11卦よびすべり角速度ωs+
に相当する信号を関数発生器9卦よび10が出力するよ
うに設定して}けば、電動機5は常に定格磁束を維持し
ながら指令値に応じたトルクを発生するように動作する
。
えられるとしたとき、トルク指令値XT+に応じて第2
図の特性曲線上の電流値11卦よびすべり角速度ωs+
に相当する信号を関数発生器9卦よび10が出力するよ
うに設定して}けば、電動機5は常に定格磁束を維持し
ながら指令値に応じたトルクを発生するように動作する
。
すなわち、速度制御回路8の出力信号が第2図のトルク
指令T+に相当するとき、トルク曲線T上のP点を切る
線分A−A″と交わる1次電流11Xおよびすべり角速
度ωs+に相当する信号を、それぞれ関数発生器9卦よ
び10が出力するように関数が設定される。このように
電流形インバータで駆動される電動機5のSf制御によ
る制御装置は主回路構成が簡単であり、電動機5の回生
運転を含めたいわゆる4象限運転ができ、装置の保護が
容易であり、しかもSf制御により安定で比較的速い制
御応答が得られるので、広く用いられているが、次のよ
うな欠点がある。
指令T+に相当するとき、トルク曲線T上のP点を切る
線分A−A″と交わる1次電流11Xおよびすべり角速
度ωs+に相当する信号を、それぞれ関数発生器9卦よ
び10が出力するように関数が設定される。このように
電流形インバータで駆動される電動機5のSf制御によ
る制御装置は主回路構成が簡単であり、電動機5の回生
運転を含めたいわゆる4象限運転ができ、装置の保護が
容易であり、しかもSf制御により安定で比較的速い制
御応答が得られるので、広く用いられているが、次のよ
うな欠点がある。
の速度検出器6の検出信号ω,の誤差は、すべり角速度
に対して大きな誤差となるので、広範囲で精度の良い速
度検出器が必要である。
に対して大きな誤差となるので、広範囲で精度の良い速
度検出器が必要である。
また、速度検出信号ω1とすベリ角速度指令ωs+との
信号レペルは、高速運転になるほど差が大きくなる。従
つて、加算器16には非常にレベルの異なる2つの入力
信号に対しても、精度良く加算できるものが要求される
。4これらの制御でトルク指令に対するすべり角速度}
よび1次電流の指令値は定常状態を満足する値であり、
指令あるいは負荷に急速な変動があつた場合には、定常
状態に達するまでトルク等が過渡振動を起こす。
信号レペルは、高速運転になるほど差が大きくなる。従
つて、加算器16には非常にレベルの異なる2つの入力
信号に対しても、精度良く加算できるものが要求される
。4これらの制御でトルク指令に対するすべり角速度}
よび1次電流の指令値は定常状態を満足する値であり、
指令あるいは負荷に急速な変動があつた場合には、定常
状態に達するまでトルク等が過渡振動を起こす。
したがつて、制御装置に高速応答限界がある。
上述4の原因を明らかにするために、第3図の2相等価
モデルにより、電動機の特性を考察する。第3図は、簡
単のために直交する2組の巻線を持つ回転子を考えた回
転子モデルである。実際の回転子は円周方向に多くの巻
線(導体)を持つが、特性を考える上では第3図のよう
VC.2組の巻線に集約することができる。2次(回転
子)巻線の自己インダクタンスをL2、抵抗をR2、1
次(固定子)巻線(図示せず)と2次巻線との相互イン
ダクタンスをMとする。
モデルにより、電動機の特性を考察する。第3図は、簡
単のために直交する2組の巻線を持つ回転子を考えた回
転子モデルである。実際の回転子は円周方向に多くの巻
線(導体)を持つが、特性を考える上では第3図のよう
VC.2組の巻線に集約することができる。2次(回転
子)巻線の自己インダクタンスをL2、抵抗をR2、1
次(固定子)巻線(図示せず)と2次巻線との相互イン
ダクタンスをMとする。
2次電流はd軸成分12d}よびβ軸成分12βサを持
つベクトルI2として表わされる。
つベクトルI2として表わされる。
d軸とβ軸とは直交しているから、90さ進んでいるβ
軸側を複素平面に}ける虚軸側と考えることによつて、
→2次電流ベクトルI2は次のように表わすことができ
る。
軸側を複素平面に}ける虚軸側と考えることによつて、
→2次電流ベクトルI2は次のように表わすことができ
る。
ただし、jは虚数単位である。?2=I2($+Ji2
β ・・・・・・(1式)二ヤすなわち、2次電流
ベクトルI2は2次巻線の巻回数を1としたときの起磁
力と大きさ卦よび方向が同じである。
β ・・・・・・(1式)二ヤすなわち、2次電流
ベクトルI2は2次巻線の巻回数を1としたときの起磁
力と大きさ卦よび方向が同じである。
サ
同様に1次電流ベクトルi1も、1次電流による起磁力
と大きさ訃よび方向が等しくなるように定め、そのd−
β軸成分をi1α,i1βとする。
と大きさ訃よび方向が等しくなるように定め、そのd−
β軸成分をi1α,i1βとする。
従つて、M了1は1次電流によつて作られる磁束のうち
2次巻線と鎖交する磁束を表わし、しは2次電流によつ
て作られる磁束であるから、2次巻線と鎖交する全磁束
(2次磁束)/2は次式で与えられる。D2二M了1+
L2了2310(2式) 2次磁束J2の変化によつて2次巻線には電圧が誘起さ
れ、その誘起電圧は2次巻線の抵抗降下に等しいから、
次式が得られる。
2次巻線と鎖交する磁束を表わし、しは2次電流によつ
て作られる磁束であるから、2次巻線と鎖交する全磁束
(2次磁束)/2は次式で与えられる。D2二M了1+
L2了2310(2式) 2次磁束J2の変化によつて2次巻線には電圧が誘起さ
れ、その誘起電圧は2次巻線の抵抗降下に等しいから、
次式が得られる。
C一Pj2:R2了2゜゜0゜゜゛
(3式)ただし、pは時間微分演算子(d/Dt)であ
る。
(3式)ただし、pは時間微分演算子(d/Dt)であ
る。
(2式)の関係を用いて、(3式)から2次電流―◆ベ
クトルI2を消去すれば次式を得る。
クトルI2を消去すれば次式を得る。
T2,d2=−J2+Mrl・・・・・・(4式)jた
だし、T2は2次巻線時定数L2/R2である。
だし、T2は2次巻線時定数L2/R2である。
(4式)は1次電流了,と2次磁束D2の関係を表わす
一般的な誘導電動機の式である。(4式)から2次磁束
♂2が1次電流R,のl次遅れであることが分かる。
51次電流と2次磁束
の関係は、(4式)を一般的な瞬時値式で書き換えるこ
とによつて、より理解が容易なものにすることができる
ので、次にその瞬時値を用いて(4式)を変形する。い
ま、回転子速度をω,とし、2次磁束D2の 4角周波
数をω。
一般的な誘導電動機の式である。(4式)から2次磁束
♂2が1次電流R,のl次遅れであることが分かる。
51次電流と2次磁束
の関係は、(4式)を一般的な瞬時値式で書き換えるこ
とによつて、より理解が容易なものにすることができる
ので、次にその瞬時値を用いて(4式)を変形する。い
ま、回転子速度をω,とし、2次磁束D2の 4角周波
数をω。
とする。そのとき、回転子巻線に対して2次磁束R2は
相対的にω。−ωrの角周波数で回転するから、2次磁
束♂2の大きさをφ2とすれば、回転子と同期したα−
β軸座標VC卦ける2次磁束φ2の瞬時値は次のように
表わされる。72=φ2ej(l)St・・・・・・(
5式)ωsミj−ω1 ・・・・・・(6式)
ここで、ω8は2次磁束D2の回転子に対するすべり角
速度であることは明らかである。
相対的にω。−ωrの角周波数で回転するから、2次磁
束♂2の大きさをφ2とすれば、回転子と同期したα−
β軸座標VC卦ける2次磁束φ2の瞬時値は次のように
表わされる。72=φ2ej(l)St・・・・・・(
5式)ωsミj−ω1 ・・・・・・(6式)
ここで、ω8は2次磁束D2の回転子に対するすべり角
速度であることは明らかである。
同様に1次電流の2次磁束J2VC対する位相角をθと
し、1次電流の大きさを11とすれば、d―◆一β軸座
標における1次電流ベクトルi1の瞬時値は次のように
表わされる。
し、1次電流の大きさを11とすれば、d―◆一β軸座
標における1次電流ベクトルi1の瞬時値は次のように
表わされる。
i′1=11Ej(0St+o) ・・・・・・(7
式)(5式)および(7式)の瞬時値式を(4式)に代
入し、共通因子であるEjOstを消去すれば次式を得
る。
式)(5式)および(7式)の瞬時値式を(4式)に代
入し、共通因子であるEjOstを消去すれば次式を得
る。
T2Pφ2+j(t)ST2φi−φ2週1ej0・・
・(8式)上式の関係を2次磁束J2を基準として示し
たのが第4図のベクトル図である。
・(8式)上式の関係を2次磁束J2を基準として示し
たのが第4図のベクトル図である。
第4図から、1次電流と2次磁束とのより詳細な考察を
するために、1次電流ベクトルi1の2次磁束♂2と同
様な成分をIld,52と直交する成分をIl,として
分けて考える。
するために、1次電流ベクトルi1の2次磁束♂2と同
様な成分をIld,52と直交する成分をIl,として
分けて考える。
それぞれの成分11dおよびIl,に対して次の関係式
が成立することは明らかである。Mlld:1C0S0
→2+T2Pφ2・・・(9式)Mllq:Mllsi
nO壌。
が成立することは明らかである。Mlld:1C0S0
→2+T2Pφ2・・・(9式)Mllq:Mllsi
nO壌。
T2φ2 ・・・(10却(9式)から/2と同相であ
る1次電流成分11dは磁束の大きさφ2に影響を与え
る成分であることが分かる。また、(10式)からすべ
り角速度ω8に応じてノ2と直交する成分11,の大き
さを変える必要があることが分かる。更に、電動機の発
生するトルクTは磁束の大きさと、その磁束に直交する
電流成分との積に比例(フレミングの左手の法則)する
から、比例定数をKとして次のように表わされる。
る1次電流成分11dは磁束の大きさφ2に影響を与え
る成分であることが分かる。また、(10式)からすべ
り角速度ω8に応じてノ2と直交する成分11,の大き
さを変える必要があることが分かる。更に、電動機の発
生するトルクTは磁束の大きさと、その磁束に直交する
電流成分との積に比例(フレミングの左手の法則)する
から、比例定数をKとして次のように表わされる。
T:Kφ211q=Kφ211Sinθ ・・・(11
式)すなわち、誘導電動機の発生するトルクTは磁束の
大きさφ2と、その磁束に直交する1次電流成分11q
との積に比例する。
式)すなわち、誘導電動機の発生するトルクTは磁束の
大きさφ2と、その磁束に直交する1次電流成分11q
との積に比例する。
以上説明したように、誘導電動機を制御する上で2次磁
束/2に対する1次電流の同相および直交する成分11
d,i1,の大きさが重要な意味を持つている。
束/2に対する1次電流の同相および直交する成分11
d,i1,の大きさが重要な意味を持つている。
1次電流のこれらの成分11d,i1qが目的とする制
御に応じて供給されていなければ、所望の制御応答を実
現することはできない。
御に応じて供給されていなければ、所望の制御応答を実
現することはできない。
従つて、Ild卦よびIlqを決める2次磁束J2に→
対する1次電流11の位相θを制御することが重要な要
素となる。
対する1次電流11の位相θを制御することが重要な要
素となる。
この位相θの変化を考慮すると、2次磁束の角周波数は
ω。であり、1次電流の角周波数は。。+pθであるか
ら、1次電流と2次磁束は過渡時VC}いて異なる周波
数を持つものであることが分かる。以上のことを整理す
ると次のようになる。
ω。であり、1次電流の角周波数は。。+pθであるか
ら、1次電流と2次磁束は過渡時VC}いて異なる周波
数を持つものであることが分かる。以上のことを整理す
ると次のようになる。
目的の出力トルクTを得るためには(11式)の関係を
満足するような1次電流の直交成分11,を与える必要
がある。(11式)の関係を満足するためのすベリ角速
度ωsは(10式)から次のように求められる。そして
、1次電流の大きさ11は、磁束の大きさφ2を一定値
に制御しようとする場合にpφ2=Oであるので、(9
式)と(10式)から次の関係を満足するように与えら
れる。
満足するような1次電流の直交成分11,を与える必要
がある。(11式)の関係を満足するためのすベリ角速
度ωsは(10式)から次のように求められる。そして
、1次電流の大きさ11は、磁束の大きさφ2を一定値
に制御しようとする場合にpφ2=Oであるので、(9
式)と(10式)から次の関係を満足するように与えら
れる。
第1図に示した従来のSf制御に卦いても、トルク指令
値T+に対する1次電流の大きさ11とすペリ角速度ω
8とが(12式)および(13式)を満足するように与
えていた。
値T+に対する1次電流の大きさ11とすペリ角速度ω
8とが(12式)および(13式)を満足するように与
えていた。
しかしながら、(12式)のすべり角速度ω8は前述し
たように2次磁束D2の回転子に対するすべり角速度で
あτ◆り、1次電流11の回転子に対するすべり角速度
ではない。
たように2次磁束D2の回転子に対するすべり角速度で
あτ◆り、1次電流11の回転子に対するすべり角速度
ではない。
(11式)のように1次電流の2次磁束に対する直交成
分11,が出力トルクTを支配するので、トルク指令値
T+に応じた出力トルクTを得るためには2次磁束に対
する1次電流の位相θも考慮する必要がある。ところが
、従来のSf制御では位相θの変化を考慮しておらず、
1次電流のすべり角速度が(12式)を満足するように
与えていた。
分11,が出力トルクTを支配するので、トルク指令値
T+に応じた出力トルクTを得るためには2次磁束に対
する1次電流の位相θも考慮する必要がある。ところが
、従来のSf制御では位相θの変化を考慮しておらず、
1次電流のすべり角速度が(12式)を満足するように
与えていた。
そのため、2次磁束のすべり角速度は(12式)を満足
する値と異なるものとなり、出力トルクに過渡振動を生
じていたものである。つぎに、電流形インバータの出力
電流波形が転流重なり期間を無視した120力通電の矩
形波として、その電流で駆動される場合の特性を考察す
る。
する値と異なるものとなり、出力トルクに過渡振動を生
じていたものである。つぎに、電流形インバータの出力
電流波形が転流重なり期間を無視した120力通電の矩
形波として、その電流で駆動される場合の特性を考察す
る。
周知のように、1次巻線の座標軸上における1次電流ベ
クトルは、例えば第5図に示すA−Fのように.16つ
の方向しか取り得ない。
クトルは、例えば第5図に示すA−Fのように.16つ
の方向しか取り得ない。
電動機5の運転周波数がf1のとき、各方向に転流周期
間Tc=1/6f1ずつ静止し、転流毎に60周ジアッ
プすることで不連続に回転する。
間Tc=1/6f1ずつ静止し、転流毎に60周ジアッ
プすることで不連続に回転する。
―)゜このような1次電流ベクトルi1を、回転子速度
ω1で回転している回転子に固定したα−β座標系から
見れば、第6図のように変化する。
ω1で回転している回転子に固定したα−β座標系から
見れば、第6図のように変化する。
つまり、第6図は回転子側から見た1次電流ベクトル?
1の動きを示したベクトル図である。1次電流ベクトル
了1がF方向からA方向へ転流した直後のd−β座標系
に}ける1次電流ベクトルT1が、仮に第6図のA。
1の動きを示したベクトル図である。1次電流ベクトル
了1がF方向からA方向へ転流した直後のd−β座標系
に}ける1次電流ベクトルT1が、仮に第6図のA。
であつたとする。A方向に静止している間に、回転子(
α一β座標)は時計方向に回転するから、d−β座標系
における→1次電流ベクトルi1は、相対的に時計方向
へ回転子速度ω,で回転し、つぎの転流によりB方向;
)へ1次電流ベクトルi1がジアップするまでに、φo
ヨTOだけ回転したA1に達する。
α一β座標)は時計方向に回転するから、d−β座標系
における→1次電流ベクトルi1は、相対的に時計方向
へ回転子速度ω,で回転し、つぎの転流によりB方向;
)へ1次電流ベクトルi1がジアップするまでに、φo
ヨTOだけ回転したA1に達する。
1次電流ベクトル了,がB方向に600ジアップしたと
き、α−β座標系VC}いてA1から60進んだB。
き、α−β座標系VC}いてA1から60進んだB。
までジアップする。以下同様にして、転流毎にジアップ
しながら1=ク次電流ベクトルi1は回転していく。
しながら1=ク次電流ベクトルi1は回転していく。
このα−β=ナ座標軸上での1次電流ベクトルi1の平
均的な回転角速度は(2πfビωr)である。
均的な回転角速度は(2πfビωr)である。
したがつて、このα−β座標系に卦ける1次電流ベクト
ル了,を(2πfビωr)の速度で回転する成分と、最
低次周波数が6f1の高調波成分から成つていると考え
ることができる。
ル了,を(2πfビωr)の速度で回転する成分と、最
低次周波数が6f1の高調波成分から成つていると考え
ることができる。
(4式)から分かるように、1次電流ベクトル了,ぇ対
する,次磁束冫2の変化は、時定数が2次巻線時定数T
2の1次遅れである。
する,次磁束冫2の変化は、時定数が2次巻線時定数T
2の1次遅れである。
通常の電動機5の2次巻線時定数T2は0.1〜数秒で
ある。したがつて、運転周波数f1が非常に低い場合を
除けば、最低次周波数が6f】 である1次電流ベクト
ルの高調波成分による2次磁束は非常に小さく、2次磁
束/2は1次電流ベクトルT1の(2πfビωr)で回
転する成分によつて作られるものだけを考えれば充分で
ある。すなわち、2次磁束72に対しては1次電流の基
本波成分だけを考えれば良く、2次磁束J2は常に等速
で回転していると考えることができる。したがつて、定
常状態に訃いては、1次電流べ―)クトルi1の基本波
角速度と2次磁束ベクトル→・φ2の回転速度は等しい
。
ある。したがつて、運転周波数f1が非常に低い場合を
除けば、最低次周波数が6f】 である1次電流ベクト
ルの高調波成分による2次磁束は非常に小さく、2次磁
束/2は1次電流ベクトルT1の(2πfビωr)で回
転する成分によつて作られるものだけを考えれば充分で
ある。すなわち、2次磁束72に対しては1次電流の基
本波成分だけを考えれば良く、2次磁束J2は常に等速
で回転していると考えることができる。したがつて、定
常状態に訃いては、1次電流べ―)クトルi1の基本波
角速度と2次磁束ベクトル→・φ2の回転速度は等しい
。
このとき、2次磁束72に対する1次電流ベクトル了,
の動きを調べれば、トルクTの変化を知ることができる
。第7図は、定常運転時の2次磁束′T2VC対する1
次電流ベクトル了1の動きを示したベクトル図である。
第7図Vc卦けるM?10は転流直後に}ける1次―◆
電流ベクトルi1をM倍したもので、転流後1次―÷電
流ベクトルi1は時計方向に等速回転し、つぎの転流が
行なわれるまでに60等回転し、電流ベクトルM了、1
の位置まで達する。
の動きを調べれば、トルクTの変化を知ることができる
。第7図は、定常運転時の2次磁束′T2VC対する1
次電流ベクトル了1の動きを示したベクトル図である。
第7図Vc卦けるM?10は転流直後に}ける1次―◆
電流ベクトルi1をM倍したもので、転流後1次―÷電
流ベクトルi1は時計方向に等速回転し、つぎの転流が
行なわれるまでに60等回転し、電流ベクトルM了、1
の位置まで達する。
転流により600ジアップし電流ベクトルM了,。
に戻り、同じ動作を繰り返す。―◆
11fは1次電流の基本波成分ベクトルであり、周知の
ように1次電流ベクトル了,の大きさ11サと、その基
本波ベクトルIlfの大きさ11fとは、次の関係があ
る。
ように1次電流ベクトル了,の大きさ11サと、その基
本波ベクトルIlfの大きさ11fとは、次の関係があ
る。
前述したように、2次磁束に影響を及ぼす1次電流は基
本波成分のみを考えれば充分であるから、(10式)の
関係によつてすべり角速度ω8の平均値ω8n1は1次
電流の基本波成分で定まり、次のように表わされる。
本波成分のみを考えれば充分であるから、(10式)の
関係によつてすべり角速度ω8の平均値ω8n1は1次
電流の基本波成分で定まり、次のように表わされる。
ただし、第7図に示されるように、θfは2次磁束ベク
トルJ2に対する1次電流基本波ヘクト―◆ルIlfの
位相である。
トルJ2に対する1次電流基本波ヘクト―◆ルIlfの
位相である。
また、転流直後に}けるコ◆1次電流ベクトルIlOお
よび転流直前に訃ける―◆1次電流ベクトルIllに対
するすべり角速度を卦の卦のω80ならびにωs1とす
れば、(10式)から次の関係が得られる。
よび転流直前に訃ける―◆1次電流ベクトルIllに対
するすべり角速度を卦の卦のω80ならびにωs1とす
れば、(10式)から次の関係が得られる。
さらに、2次磁束の大きさφ2が変化しない場合には、
第4図あるいは(9式)}よび(10式)から明らかで
あるように、位相θfとすべり角速度の平均値ω8mは
つぎの関係にある。
第4図あるいは(9式)}よび(10式)から明らかで
あるように、位相θfとすべり角速度の平均値ω8mは
つぎの関係にある。
θf=Tan−1(ω8mT2) ・・・・・・(18
式)ここで、(14式)、(15式)}よび(18式)
の関係を用いて(16式)卦よび(17式)を書き直せ
ば、次のような関係式が得られる。
式)ここで、(14式)、(15式)}よび(18式)
の関係を用いて(16式)卦よび(17式)を書き直せ
ば、次のような関係式が得られる。
すなわち、すべり角速度ω8の瞬時値は、第7―◆図の
ように1次電流ベクトルi1が2次磁束ベクトル72に
対して回転している期間Tcでは正弦―◆波状に変化し
、1次電流ベクトルi1が転流により600ジアップし
た時点でステツプ変化をするので、第8図に1例を示す
ような波形となる。
ように1次電流ベクトルi1が2次磁束ベクトル72に
対して回転している期間Tcでは正弦―◆波状に変化し
、1次電流ベクトルi1が転流により600ジアップし
た時点でステツプ変化をするので、第8図に1例を示す
ような波形となる。
その瞬時波形の上下限値は、(19式)}よび(20式
)で与えられるすべり角速度ω80}よびω81である
。つまり、第8図は電流形インバータで駆動した誘導電
動機の瞬時トルク波形例を表わし、横軸に時間t1縦軸
にすベリ角速度ω8あるいはトルクTを示す。
)で与えられるすべり角速度ω80}よびω81である
。つまり、第8図は電流形インバータで駆動した誘導電
動機の瞬時トルク波形例を表わし、横軸に時間t1縦軸
にすベリ角速度ω8あるいはトルクTを示す。
しかして、2次磁束の大きさφ2が一定の場合には(1
3式)で示されるように、すべり角速度ω8とトルクT
とは比例するから、トルクTの瞬時値も第8図のように
変化する。
3式)で示されるように、すべり角速度ω8とトルクT
とは比例するから、トルクTの瞬時値も第8図のように
変化する。
さて、前述したように従来のSf制闘では、所定の出力
トルクを得るために与えられたすべり角速度指令値ωs
+と、回転子速度に対する1次電流角速度のすべり角速
度とが等しくなるように制御されていたために、定常状
態では所定の出力トルクが得られても、定常状態に達す
るまで過渡振動を生じていた。
トルクを得るために与えられたすべり角速度指令値ωs
+と、回転子速度に対する1次電流角速度のすべり角速
度とが等しくなるように制御されていたために、定常状
態では所定の出力トルクが得られても、定常状態に達す
るまで過渡振動を生じていた。
そこで、本発明では、電動機特性を支配する回転子速度
と2次磁束とのすべり角速度の平均値ωSnlを指令値
ωs+に等しくなるように制御することによつて、過渡
的にも安定で優れた制御装置を提供することを目的とし
て卦り、その手段としてすべり角速度ωsを検出し、そ
の転流周期Tc内での平均値ω8mを指令値ω8+に等
しくするために、すベリ角速度ω8の瞬時値が常に(1
9式)}よび(20式)で与えられるすべり角速度ωS
OおよびωS1の間にあるように、1―◆次電流ベクト
ルi1の位置すなわちインバータの転流を制御するもの
である。
と2次磁束とのすべり角速度の平均値ωSnlを指令値
ωs+に等しくなるように制御することによつて、過渡
的にも安定で優れた制御装置を提供することを目的とし
て卦り、その手段としてすべり角速度ωsを検出し、そ
の転流周期Tc内での平均値ω8mを指令値ω8+に等
しくするために、すベリ角速度ω8の瞬時値が常に(1
9式)}よび(20式)で与えられるすべり角速度ωS
OおよびωS1の間にあるように、1―◆次電流ベクト
ルi1の位置すなわちインバータの転流を制御するもの
である。
第9図は、本発明の一実施例の構成を示すプロツクダイ
アグラムである。
アグラムである。
19は電動機5の2次磁束′T2と回転子とのすべり角
速度ω8を検出するすべり検出器、20は関数発生器1
0の出力として与えられるすべり角速度の指令値ω8+
とすベリ検出器19で検出されたすベリ角速度ω8とを
比較し差信号?ω?−ωsを得るための比較器、21は
比較器20で得られたすぺりに関する指令値と検出値と
の差信号ωs+−ωsを用いてインバータ4の転流を制
御する転流制御回路である。
速度ω8を検出するすべり検出器、20は関数発生器1
0の出力として与えられるすべり角速度の指令値ω8+
とすベリ検出器19で検出されたすベリ角速度ω8とを
比較し差信号?ω?−ωsを得るための比較器、21は
比較器20で得られたすぺりに関する指令値と検出値と
の差信号ωs+−ωsを用いてインバータ4の転流を制
御する転流制御回路である。
第10図は、第9図のすべり検出器19の一構成例を示
す路線図である。
す路線図である。
100〜102は電動機5の各相の1次電流瞬時値を検
出するシヤント、103はセルシン発電機等で形成され
る電動機5の回転速度と同期した単位振幅の2相信号を
得るための位置検出器、104,111,112,11
9および120は第10図で示した極性で加減算を行な
う加減算器、105}よび106は入力に比例した信号
を出力する係数器、107〜110および115〜11
8は掛算器、113,114は図示のように1次遅れの
伝達特性を持つ演算回路、121は割算器である。
出するシヤント、103はセルシン発電機等で形成され
る電動機5の回転速度と同期した単位振幅の2相信号を
得るための位置検出器、104,111,112,11
9および120は第10図で示した極性で加減算を行な
う加減算器、105}よび106は入力に比例した信号
を出力する係数器、107〜110および115〜11
8は掛算器、113,114は図示のように1次遅れの
伝達特性を持つ演算回路、121は割算器である。
第10図の加算器111訃よび112の出力には、それ
ぞれ1次電流のd−β座標系IF−卦ける成分11α}
よびi1βが得られる。
ぞれ1次電流のd−β座標系IF−卦ける成分11α}
よびi1βが得られる。
電動機5の各相電流をIu,iv,iw.とし、ある時
刻でのU相とα軸との位相角をφとすれば、1次電流の
成分i1αおよびi1βは次式で表わされる。11ct
=Iu″COsφ+Iv″COs(φ+2π/3)+I
w.・COs(φ+4π/3)11β=Iu−Sinφ
+Iv−Sin(φ+2π/3)+Iw.・Sjn(φ
+4π/3)3相の電流の和がOであることを用いて、
上式を変形することによつて次式を得る。
刻でのU相とα軸との位相角をφとすれば、1次電流の
成分i1αおよびi1βは次式で表わされる。11ct
=Iu″COsφ+Iv″COs(φ+2π/3)+I
w.・COs(φ+4π/3)11β=Iu−Sinφ
+Iv−Sin(φ+2π/3)+Iw.・Sjn(φ
+4π/3)3相の電流の和がOであることを用いて、
上式を変形することによつて次式を得る。
゛ 乙 一 乙静止している
1次巻線は、角速度ω1で正方向に回転しているd−β
軸から見れば負方向に角速度ω,で回転するから、U相
とd軸との位相角φは次のようになる。
1次巻線は、角速度ω1で正方向に回転しているd−β
軸から見れば負方向に角速度ω,で回転するから、U相
とd軸との位相角φは次のようになる。
φ=−ωRt・・・・・・(22式)
(21式)の中に(22式)を代入することによつて、
次式が得られる。
次式が得られる。
第10図のシヤフト100で検出されたU相電流1uは
、係数器105で3/2倍され掛算器107および11
0VC与えられる。
、係数器105で3/2倍され掛算器107および11
0VC与えられる。
また、シヤント101}よび102で検出されたV相お
よびW相の電流1v卦よびIwは減算器104で減算さ
れる。減算器104の出力は係数器106で13/2倍
され掛算器108および109に与えられる。位置検出
器103の2相信号のうち900位相の進んだ方の信号
COSCl)Rtは掛算器107}よび109に与えら
れ、もう一方の信号SinωRtは掛算器108訃よび
110に与えられる。
よびW相の電流1v卦よびIwは減算器104で減算さ
れる。減算器104の出力は係数器106で13/2倍
され掛算器108および109に与えられる。位置検出
器103の2相信号のうち900位相の進んだ方の信号
COSCl)Rtは掛算器107}よび109に与えら
れ、もう一方の信号SinωRtは掛算器108訃よび
110に与えられる。
掛算器107〜110は卦の卦のに与えられた2入力信
号を乗算し、107卦よび108の両乗算結果は加算器
111で加算され、掛算器109と110との両乗算結
果は第10図示の極性で減算器112により減算される
。
号を乗算し、107卦よび108の両乗算結果は加算器
111で加算され、掛算器109と110との両乗算結
果は第10図示の極性で減算器112により減算される
。
その結果、加減算器111卦よび112の出力は、(2
3式)に基づいて演算された1次電流のα}よびβ軸成
分11α}よびi1βがそれぞれ演算回路113卦よび
114に与えられる結果、1次遅れの伝達特性を有する
演算回路113訃よび114の出力に2次磁束のd−β
軸成分φ2α卦よびφ2βが得られることは(4式)か
ら分かる。
3式)に基づいて演算された1次電流のα}よびβ軸成
分11α}よびi1βがそれぞれ演算回路113卦よび
114に与えられる結果、1次遅れの伝達特性を有する
演算回路113訃よび114の出力に2次磁束のd−β
軸成分φ2α卦よびφ2βが得られることは(4式)か
ら分かる。
すなわち、各ベクトルの実数成分がα軸成分であり、虚
数成分がβ軸成分であるから、(4式)を実数部と虚数
部に分けて変形すれば、容易に次式が得られる。演算回
路113卦よび114で演算された2次磁束のd−β軸
成分φ2d卦よびφ2βは掛算器115および118で
それぞれ自乗され、その自乗された両信号は加算器12
0で加えられる。
数成分がβ軸成分であるから、(4式)を実数部と虚数
部に分けて変形すれば、容易に次式が得られる。演算回
路113卦よび114で演算された2次磁束のd−β軸
成分φ2d卦よびφ2βは掛算器115および118で
それぞれ自乗され、その自乗された両信号は加算器12
0で加えられる。
α軸とβ軸とは直交しているから、加算器120の出力
には2次磁束の大きさを自乗した信号φ22が得られる
。掛算器116は加算器111と演算回路114の両出
力信号11βとφ2αをそれぞれ乗算したものを出力し
、両出力信号は減算器119で第10図示の極性で減算
される。
には2次磁束の大きさを自乗した信号φ22が得られる
。掛算器116は加算器111と演算回路114の両出
力信号11βとφ2αをそれぞれ乗算したものを出力し
、両出力信号は減算器119で第10図示の極性で減算
される。
いま、ある時刻に卦ける第3図のベクトル図のように1
次電流ベクトルr1と2次磁束J2との位相をθとし、
さらに、α軸に対する2次磁束J2の位相をθoとすれ
ば、2次磁束72卦よびτ◆1次電流ベクトルi1は次
のように表わされる。
次電流ベクトルr1と2次磁束J2との位相をθとし、
さらに、α軸に対する2次磁束J2の位相をθoとすれ
ば、2次磁束72卦よびτ◆1次電流ベクトルi1は次
のように表わされる。
D2:φ2(2+jφ2β0φ2ejθ0T1:i1d
+Jilβ0I1ej(θo+0)2次磁束D2の共役
ベクトルに1次電流ヘクトτ)ルi1を掛けたものを演
算すれば、次の式を得る。
+Jilβ0I1ej(θo+0)2次磁束D2の共役
ベクトルに1次電流ヘクトτ)ルi1を掛けたものを演
算すれば、次の式を得る。
(φ2『jφ2β)(11α+Jilβ)=φ2αIl
d+φ2βIlz+j(φ2di1β−φ2βIld)
・・・・・・(25式)つまり、第10図の
減算器119の出力は(25式)の虚数部に等しい。
d+φ2βIlz+j(φ2di1β−φ2βIld)
・・・・・・(25式)つまり、第10図の
減算器119の出力は(25式)の虚数部に等しい。
(25式)の虚数部が(11式)で与えられるトルクT
に比例することは、次のような演算によつて確かめられ
る。Tmag{(φ2d−jφ2β)Cild+Jil
β)}=Tmag{φ2e−JOO●11Ej(θ9+
0)二Tmag{φ211ejθ}=φ211Sinθ
=ν玉 ・・・・・・(26式)したがつて、減算器1
19の出力にはトルクTに比例した信号が得られる。
に比例することは、次のような演算によつて確かめられ
る。Tmag{(φ2d−jφ2β)Cild+Jil
β)}=Tmag{φ2e−JOO●11Ej(θ9+
0)二Tmag{φ211ejθ}=φ211Sinθ
=ν玉 ・・・・・・(26式)したがつて、減算器1
19の出力にはトルクTに比例した信号が得られる。
減算器119の出力は割算器121の分子入力端子に与
えられ、分母入力端子に加えられる加算器120の出力
信号φ22!f−よつて割られる。
えられ、分母入力端子に加えられる加算器120の出力
信号φ22!f−よつて割られる。
割算器121の出力は、(26式)を2次磁束の大きさ
を自乗した信号φ22で割つたものを、(10式)と比
較すれば明らかであるように、2次磁束と回転子とのす
べり角速度ωsをT2/M倍したものである。このよう
に、第10図の構成によつて2次磁束と回転子とのすべ
り角速度ωSに比例した信号を割算器121の出力とし
て得ることができる。
を自乗した信号φ22で割つたものを、(10式)と比
較すれば明らかであるように、2次磁束と回転子とのす
べり角速度ωsをT2/M倍したものである。このよう
に、第10図の構成によつて2次磁束と回転子とのすべ
り角速度ωSに比例した信号を割算器121の出力とし
て得ることができる。
第11図は、第9図に訃ける転流制御回路21の詳細な
構成例のプロツク図である。200は入力端子、201
および202は入力端子200への入力信号eがある値
に達したことを検出する信号レベル検出回路で、201
は入力信号eが正の基準信号EOより大きいときに、ま
た202は入力信号eが負の基準信号−EOより小さい
ときに、それぞれ一定レベルの信号を出力する。
構成例のプロツク図である。200は入力端子、201
および202は入力端子200への入力信号eがある値
に達したことを検出する信号レベル検出回路で、201
は入力信号eが正の基準信号EOより大きいときに、ま
た202は入力信号eが負の基準信号−EOより小さい
ときに、それぞれ一定レベルの信号を出力する。
203}よび204は}の}のレベル検出回路201お
よび202の出力信号EuおよびEDの信号立上がり時
にパルスを発生するパルス発生回路、205はパルス発
生回路203}よび204の両出力パルスPuおよびP
Dとし、Puをアツプカウントパルス、PDをダウンカ
ウントパルスとして動作する周知の6進アツプダウンカ
ウンタであり、カウント値に応じてP1〜P6のいずれ
か1つにだけ信号゛ビが出力される。
よび202の出力信号EuおよびEDの信号立上がり時
にパルスを発生するパルス発生回路、205はパルス発
生回路203}よび204の両出力パルスPuおよびP
Dとし、Puをアツプカウントパルス、PDをダウンカ
ウントパルスとして動作する周知の6進アツプダウンカ
ウンタであり、カウント値に応じてP1〜P6のいずれ
か1つにだけ信号゛ビが出力される。
206は周知のパルス合成回路であり、カウンタ205
の出力P1〜P6のいずれが゛ゞビであるかによつて、
インバータの通電すべき2個のサイリスタヘゲートトリ
ガ信号を与える。
の出力P1〜P6のいずれが゛ゞビであるかによつて、
インバータの通電すべき2個のサイリスタヘゲートトリ
ガ信号を与える。
すなわち、カウンタ205の出力P1〜P6は第一
ブ5図に示した1
次電流ベクトルi1の方向A−Fとそれぞれ対応し、カ
ウンタ205にアツプカウントパルスPuが与えられれ
ば、A−+B−+C−+D→E−+F−+Aの順序で、
またダウンカウントパルスPDが与えられれば、F→E
−+D→C→B→A―◆→Fの順序で1次電流ベクトル
i1の方向が変化する。
ブ5図に示した1
次電流ベクトルi1の方向A−Fとそれぞれ対応し、カ
ウンタ205にアツプカウントパルスPuが与えられれ
ば、A−+B−+C−+D→E−+F−+Aの順序で、
またダウンカウントパルスPDが与えられれば、F→E
−+D→C→B→A―◆→Fの順序で1次電流ベクトル
i1の方向が変化する。
したがつて、カウンタ205への入力パルスPu卦よび
PDはそれぞれインバータ4に対する正転方向卦よび逆
転方向の転流指令である。
PDはそれぞれインバータ4に対する正転方向卦よび逆
転方向の転流指令である。
第11図において、入力端子200へはすべり角速度の
指令値ωs+と検出値ωsとに関する差信号I(i)S
+−ωsが入力され、レペル検出回路201卦よび20
2の基準信号士EOにはπ ±?がおのおの設定される。
指令値ωs+と検出値ωsとに関する差信号I(i)S
+−ωsが入力され、レペル検出回路201卦よび20
2の基準信号士EOにはπ ±?がおのおの設定される。
4/3T2
したがつて、すべり角速度の指令値ωs+と平均値ωS
mとが等しくなるためのすベリ角速度ωSO,ωSlV
C対し、検出されたすべり角速度ωsが(20式)の下
限値ωS1より小さい場合にレベル検出回路201に、
すベリ角速度ωsが(19式)の上限値ωSOより大き
い場合にレペル検出回路202VC1それぞれ信号が出
力されることは、(19式)}よび(20式)の関係か
ら明らかである。
mとが等しくなるためのすベリ角速度ωSO,ωSlV
C対し、検出されたすべり角速度ωsが(20式)の下
限値ωS1より小さい場合にレベル検出回路201に、
すベリ角速度ωsが(19式)の上限値ωSOより大き
い場合にレペル検出回路202VC1それぞれ信号が出
力されることは、(19式)}よび(20式)の関係か
ら明らかである。
この転流制御回路21は本発明の主要部をなすものであ
るから、正転(反時計方向回転)時に}いてすペリ角速
度指令値ωs+が正から負ヘステツブ変化した場合を例
とした第12図のタイムチアートを参照しながら、詳細
な動作を次に説明する。
るから、正転(反時計方向回転)時に}いてすペリ角速
度指令値ωs+が正から負ヘステツブ変化した場合を例
とした第12図のタイムチアートを参照しながら、詳細
な動作を次に説明する。
第12図は、本発明の動作を説明するためのタイムチヤ
ートである。第12図において、aはすべり角速度検出
値ωS,.bは入力端子200への入力信号eであるす
ペリ角速度の指令値と検出値とに関する差信号1ωs+
崎S.,cおよびdはそれぞれレベル検出回路201卦
よび202の出力信号Eu卦よびED,.eおよびfは
おの}のパルス発生回路203卦よび204の出力パル
スPu卦よびPD..gはカウンタ205の出力信号P
1〜P6、横軸に時間t1縦軸に電圧をとる。
ートである。第12図において、aはすべり角速度検出
値ωS,.bは入力端子200への入力信号eであるす
ペリ角速度の指令値と検出値とに関する差信号1ωs+
崎S.,cおよびdはそれぞれレベル検出回路201卦
よび202の出力信号Eu卦よびED,.eおよびfは
おの}のパルス発生回路203卦よび204の出力パル
スPu卦よびPD..gはカウンタ205の出力信号P
1〜P6、横軸に時間t1縦軸に電圧をとる。
いま、ある時刻TOで1次電流ベクトルr1の方向はA
1つまり、カウンタ205の゛ビの信号は第12図gの
ようにP1に出力されていたとする。
1つまり、カウンタ205の゛ビの信号は第12図gの
ようにP1に出力されていたとする。
1次電流ベクトル了1がA方向で静止している間に2次
磁束ベクトル72が反時計方向へ回転することによつて
、aのように時刻TO以後のすべり角速度ωsは徐々に
小さくなる。
磁束ベクトル72が反時計方向へ回転することによつて
、aのように時刻TO以後のすべり角速度ωsは徐々に
小さくなる。
それに伴ない、bのようにレベル検出回路201および
202への入力信号eは徐々に大きくなり、時刻t1で
基準信号EOを越え、cのようにレベル検出回路201
が一定レベルの信号Euを出力する。
202への入力信号eは徐々に大きくなり、時刻t1で
基準信号EOを越え、cのようにレベル検出回路201
が一定レベルの信号Euを出力する。
パルス発生回路203は信号Euの立上りで、eのよう
にアツプカウントパルスPuをカウンタ205に与える
ので、gのようにPlVC出力されていたカウンタ20
5の゛3ビ信号は時刻TtlからP2に出力される。
にアツプカウントパルスPuをカウンタ205に与える
ので、gのようにPlVC出力されていたカウンタ20
5の゛3ビ信号は時刻TtlからP2に出力される。
その結果、パルス合成回路206からゲートパルスを与
えられるインバータサイリスタが変化し、転流のための
時間を経た時刻T2でインバータは―◆転流し、1次電
流ベクトルi1はB方向にジアップする。
えられるインバータサイリスタが変化し、転流のための
時間を経た時刻T2でインバータは―◆転流し、1次電
流ベクトルi1はB方向にジアップする。
―◆
1次電流ベクトルi1がAからB方向ヘジヤンプするこ
とによつて、1次電流ベクトル了,と2次磁束ベクトル
72との位相θはステツブ的に大きくなり、aのように
時刻T2ですべり角速度ωsもステツブ的に大きくなる
。
とによつて、1次電流ベクトル了,と2次磁束ベクトル
72との位相θはステツブ的に大きくなり、aのように
時刻T2ですべり角速度ωsもステツブ的に大きくなる
。
従つて、bのようにレベル検出回路201および202
への入力信号eもステツプ的に正から負の値に変化する
。時刻t1で転流指令が出された後にも2次磁束は回転
し、時刻T2で転流が行なわれる直前のすベリ角速度ω
sは(20式)の下限値ωS1より小さくなつているた
め、転流直後のすベリ角速度ωsは(19式)の上限値
ωSOよりも小さく、時刻T2でステツプ変化した入力
信号eは負の基準信号−EOよりも大きな値になる。従
つて、ここで1次電流ベクトルT1がBからA方向に戻
るような転流指令が出されることはない。時刻T2以降
も同様に、時刻T3卦よびT5で入力信号eは正の基準
信号EOに達し、転流指令が出される結果、時刻T4卦
よびT6で転流が行=ナなわれ、1次電流ベクトルi1
はB→C→Dと方向を変える。
への入力信号eもステツプ的に正から負の値に変化する
。時刻t1で転流指令が出された後にも2次磁束は回転
し、時刻T2で転流が行なわれる直前のすベリ角速度ω
sは(20式)の下限値ωS1より小さくなつているた
め、転流直後のすベリ角速度ωsは(19式)の上限値
ωSOよりも小さく、時刻T2でステツプ変化した入力
信号eは負の基準信号−EOよりも大きな値になる。従
つて、ここで1次電流ベクトルT1がBからA方向に戻
るような転流指令が出されることはない。時刻T2以降
も同様に、時刻T3卦よびT5で入力信号eは正の基準
信号EOに達し、転流指令が出される結果、時刻T4卦
よびT6で転流が行=ナなわれ、1次電流ベクトルi1
はB→C→Dと方向を変える。
つまり、正転時において、すべり角速度指令値ωs+が
一定の場合には、カウンタ205へはアップカウントパ
ルスPuのみが与えられ、ダウンカウントパルスPDが
与えられることはない。
一定の場合には、カウンタ205へはアップカウントパ
ルスPuのみが与えられ、ダウンカウントパルスPDが
与えられることはない。
つぎに、1次電流ベクトルT1がD方向にある時刻T7
で、すべり角速度指令値ωs+がaのように正から負の
値ヘステツプ的に変化させた場合の動作を説明する。す
べり角速度指令値ωs1を変える場合には、同時VCl
次電流の振幅指令値11+も、2次磁束の大きさをほぼ
一定値に保つために、変えられる。
で、すべり角速度指令値ωs+がaのように正から負の
値ヘステツプ的に変化させた場合の動作を説明する。す
べり角速度指令値ωs1を変える場合には、同時VCl
次電流の振幅指令値11+も、2次磁束の大きさをほぼ
一定値に保つために、変えられる。
指令値11+に対して実際の1次電流振幅11は、いく
らか遅れて追従するが、この遅れ時間が特別に長い場合
を除けば問題はないので、ここでは1次電流振幅の指令
値11+に対する実際値11の遅れは、説明の簡単のた
めに無視する。したがつて、時刻T7ですベリ角速度指
令値ωs+が変化すると同時に、1次電流振幅11が変
化するため、aのようにすベリ角速度の検出値ωsはい
くらか変化するが、1次電流ベクトル了1の方向は変化
しないので、すべり角速度検出値ωsの変化は少ない。
すベリ角速度の指令値ωs+が変化するので、時刻T7
で入力信号eもbのようにステツプして変化し、負の基
準信号−EOより小さな値になる。
らか遅れて追従するが、この遅れ時間が特別に長い場合
を除けば問題はないので、ここでは1次電流振幅の指令
値11+に対する実際値11の遅れは、説明の簡単のた
めに無視する。したがつて、時刻T7ですベリ角速度指
令値ωs+が変化すると同時に、1次電流振幅11が変
化するため、aのようにすベリ角速度の検出値ωsはい
くらか変化するが、1次電流ベクトル了1の方向は変化
しないので、すべり角速度検出値ωsの変化は少ない。
すベリ角速度の指令値ωs+が変化するので、時刻T7
で入力信号eもbのようにステツプして変化し、負の基
準信号−EOより小さな値になる。
その結果、dのようにレベル検出回路202VC信号E
Dが出力され、信号EDの立上がりによつて、fのよう
にパルス発生回路204が、カウンタ205にダウンカ
ウントパルスPDを与える。gのように゛ビの信号をP
4lfC出力していたカウンタ205は、時刻T7でダ
ウンカウントパルスPDを与えられることによつて、゛
17の信号をP3に出力するので、転流の遅れ時間を経
た時刻T8でインバータは転流し、1次電流ベクトル―
ナ11の方向はDからCにジアップするため、すべ(り
角速度ωsもステツプ変化する。
Dが出力され、信号EDの立上がりによつて、fのよう
にパルス発生回路204が、カウンタ205にダウンカ
ウントパルスPDを与える。gのように゛ビの信号をP
4lfC出力していたカウンタ205は、時刻T7でダ
ウンカウントパルスPDを与えられることによつて、゛
17の信号をP3に出力するので、転流の遅れ時間を経
た時刻T8でインバータは転流し、1次電流ベクトル―
ナ11の方向はDからCにジアップするため、すべ(り
角速度ωsもステツプ変化する。
すベリ角速度ωsがaのように変化することによつて、
入力信号eはbのように正負の基準信号±EO内の値に
なる。
入力信号eはbのように正負の基準信号±EO内の値に
なる。
時刻T8以降、再び時刻T9,tll,tl3,・・・
での転流指令に対し、時刻TlO,tl2,tl4,・
・・で―★転流が行なわれ、1次電流ベクトルi1はC
−+D→E→F+・・と方向を変えて回転していく。
での転流指令に対し、時刻TlO,tl2,tl4,・
・・で―★転流が行なわれ、1次電流ベクトルi1はC
−+D→E→F+・・と方向を変えて回転していく。
正転時に訃ける第12図の動作説明から明らかなように
、逆転時の場合にも、第11図の転流制御回路を用いる
ことができ、なんら回路を変更することなく、回転運転
を含めた電動機の4象限運転が可能である。以上の説明
のように、本発明によれば、すべり角速度の指令値ωs
+に対し、電動機5の出力トルクTを支配する2次磁束
J2と回転子とのすべり角速度ωsを検出して、その転
流周期内での平均値ωSmがほぼ指令値と等しくなるよ
うに常に制御されるので、トルク指令T+に対する応答
が速く安定な制御が可能になる。
、逆転時の場合にも、第11図の転流制御回路を用いる
ことができ、なんら回路を変更することなく、回転運転
を含めた電動機の4象限運転が可能である。以上の説明
のように、本発明によれば、すべり角速度の指令値ωs
+に対し、電動機5の出力トルクTを支配する2次磁束
J2と回転子とのすべり角速度ωsを検出して、その転
流周期内での平均値ωSmがほぼ指令値と等しくなるよ
うに常に制御されるので、トルク指令T+に対する応答
が速く安定な制御が可能になる。
また、運転周波数に関わらずほぼ同レベルの信号である
すべり角速度の指令値ωs+と検出値ωsとの比較によ
つて、インバータ4の転流制御が行なわれるので、従来
のSf制御のように、Sf合成のために特別に精度を考
慮した加算器等を必換としない。
すべり角速度の指令値ωs+と検出値ωsとの比較によ
つて、インバータ4の転流制御が行なわれるので、従来
のSf制御のように、Sf合成のために特別に精度を考
慮した加算器等を必換としない。
第9図のこの実施例に含まれる第11図の転流制御回路
21の動作を示す第12図のタイムチヤートの説明から
明らかであるように、本発明では検出されたすベリ角速
度瞬時値ωsがその指令値ωs+によつて定まる(19
式)の上限値ωSO訃よび(20式)の下限値ωS1に
達したことによつて、インバータ4の転流を行なわせる
が、転流指令が出されてから実際にインバータ4の転流
が行なわれるまでに遅れが存在するために、すべり角速
度に関する指令値ωSXと実際の検出値ωsの転流周期
内での平均値ωSmとの間には定常偏差が生じる。
21の動作を示す第12図のタイムチヤートの説明から
明らかであるように、本発明では検出されたすベリ角速
度瞬時値ωsがその指令値ωs+によつて定まる(19
式)の上限値ωSO訃よび(20式)の下限値ωS1に
達したことによつて、インバータ4の転流を行なわせる
が、転流指令が出されてから実際にインバータ4の転流
が行なわれるまでに遅れが存在するために、すべり角速
度に関する指令値ωSXと実際の検出値ωsの転流周期
内での平均値ωSmとの間には定常偏差が生じる。
この定常偏差があつても、第9図のこの実施例のように
速度制御ルーブがある場合には、定常偏差分を指令値ω
s+が補正するので、通常問題はない。
速度制御ルーブがある場合には、定常偏差分を指令値ω
s+が補正するので、通常問題はない。
とくに、この定常偏差を生じさせないようにしたい場合
には、第9図のこの実施例の回路に簡単な回路を追加す
るだけで達成することができる。
には、第9図のこの実施例の回路に簡単な回路を追加す
るだけで達成することができる。
第13図は、定常偏差を生じさせないようにした一実施
例の路線図である。第13図に卦いて、第9図と異なる
のは、定常偏差補正回路25とその出力信号Δωsを比
較器20の出力信号に加え合わせるための加算器26が
、さらに追加されている。
例の路線図である。第13図に卦いて、第9図と異なる
のは、定常偏差補正回路25とその出力信号Δωsを比
較器20の出力信号に加え合わせるための加算器26が
、さらに追加されている。
定常偏差補正回路25はすべり角速度の指令値と検出値
との偏差ωs+−ωsを得るための比較器251と、大
きな時定数のフイルタ特性を有する制御回路252とで
構成される。すなわち、定常偏差補正回路25はすベリ
角速度の指令値ωs+}よび検出値ωsの平均値が等し
くなるように、転流制御回路21への入力信号を補正す
るので、インバータ4の転流遅れによる偏差はなくなる
。
との偏差ωs+−ωsを得るための比較器251と、大
きな時定数のフイルタ特性を有する制御回路252とで
構成される。すなわち、定常偏差補正回路25はすベリ
角速度の指令値ωs+}よび検出値ωsの平均値が等し
くなるように、転流制御回路21への入力信号を補正す
るので、インバータ4の転流遅れによる偏差はなくなる
。
これまでの説明から明らかなように、本発明の第9図}
よび第13図の実施例の構成では、トルク指令T+に応
じて1次電流の振幅指令値11Xとすべり角速度指令ω
s+とを関数発生器によつて得、それらのすべり角速度
指令値ωs+および1次電流指令値11+に対して、す
べり角速度検出値ωsおよび1次電流振幅検出値11が
等しくなるように制御するものであるが、本発明は第9
図訃よび第13図の実施例の構成に限定されるものでは
ない。
よび第13図の実施例の構成では、トルク指令T+に応
じて1次電流の振幅指令値11Xとすべり角速度指令ω
s+とを関数発生器によつて得、それらのすべり角速度
指令値ωs+および1次電流指令値11+に対して、す
べり角速度検出値ωsおよび1次電流振幅検出値11が
等しくなるように制御するものであるが、本発明は第9
図訃よび第13図の実施例の構成に限定されるものでは
ない。
第14図は、本発明の他の実施例の概要的プロツク図で
ある。
ある。
第14図に卦いて第9図と異なるところは、関数発生器
10卦よびすべり検出器19の後に、同一機能を有する
2つの関数発生器22および23が設置された点である
。
10卦よびすべり検出器19の後に、同一機能を有する
2つの関数発生器22および23が設置された点である
。
この2つの関数発生器22および23は、入力信号を電
動機の2次時定数T2倍したものの、アークタンジエン
ト関数の出力信号が得られるものである。
動機の2次時定数T2倍したものの、アークタンジエン
ト関数の出力信号が得られるものである。
1次電流基本波ベクトル了,fとすべり角速度平均値ω
Smとの関係である(18式)と同様に、2次磁束の大
きさφ2が変化しない場合の、2次磁束ベクトル′T2
に対する1次電流ベクトルT1の位相角θは次式で与え
られる。
Smとの関係である(18式)と同様に、2次磁束の大
きさφ2が変化しない場合の、2次磁束ベクトル′T2
に対する1次電流ベクトルT1の位相角θは次式で与え
られる。
θ−Tan−1(ωST2) ・・・・−・・・・(2
7式)つまり、第14図における関数発生器22}よび
23は、すベリ角速度に関する指令値ωs*お―◆よび
検出値ωsを、1次電流ベクトルi1と2次磁束ベクト
ル/2との位相角に関する指令値θxおよび検出値θへ
、それぞれ変換するものである。
7式)つまり、第14図における関数発生器22}よび
23は、すベリ角速度に関する指令値ωs*お―◆よび
検出値ωsを、1次電流ベクトルi1と2次磁束ベクト
ル/2との位相角に関する指令値θxおよび検出値θへ
、それぞれ変換するものである。
従つて、転流制御回路21へは位相角の偏差(θ几θ)
が与えられ、すべり角送度ωsと位相角θとは(27式
)のように、1対1で対応するものであるから、第14
図の実施例によつても第9図のそれと同等の効果を得る
ことができる。しかして、このときに、転流制御回路2
1内の基準信号+EOは+30転(π/6)であること
は、第7図のベクトル関係から明らかである。第14図
において、2つの関数発生器10および22が直列に接
続されているが、これら2つの関数発生器の機能を1つ
の関数発生器で得られることは明らかで、説明上2つの
関数発生器を直列にしたにすぎない。
が与えられ、すべり角送度ωsと位相角θとは(27式
)のように、1対1で対応するものであるから、第14
図の実施例によつても第9図のそれと同等の効果を得る
ことができる。しかして、このときに、転流制御回路2
1内の基準信号+EOは+30転(π/6)であること
は、第7図のベクトル関係から明らかである。第14図
において、2つの関数発生器10および22が直列に接
続されているが、これら2つの関数発生器の機能を1つ
の関数発生器で得られることは明らかで、説明上2つの
関数発生器を直列にしたにすぎない。
また、位相角θの検出のために2次磁束の大きさの微分
Pφ2を考慮すればより良くなることは、第4図あるい
は(9式)卦よび(10式)の関係から明らかである。
Pφ2を考慮すればより良くなることは、第4図あるい
は(9式)卦よび(10式)の関係から明らかである。
第15図は、本発明のさらに他の実施例の電気的路線図
を示す。
を示す。
第15図の実施例において、第9図のそれと異なるとこ
ろは、関数発生器10が無くなり、第9図に卦けるすべ
り検出器19が第15図ではトルク検出器24に置き変
つている点である。
ろは、関数発生器10が無くなり、第9図に卦けるすべ
り検出器19が第15図ではトルク検出器24に置き変
つている点である。
すべり角速度ωsとトルクTとの関係は(13式)で与
えられるように、2次磁束の大きさφ2が一定である場
合には比例関係にある。
えられるように、2次磁束の大きさφ2が一定である場
合には比例関係にある。
したがつて、転流制御回路21へはトルクに関する差信
号(五T+−T)を与える第15図の構成によつても、
第9図と同等の効果を得られることが理解される。
号(五T+−T)を与える第15図の構成によつても、
第9図と同等の効果を得られることが理解される。
また、第10図に示したすベリ検出器の演算過程に卦い
て、トルクに比例する量が得られていることから明らか
であるように、トルク検出器24もすベリ検出器19と
同様に構成することができる。
て、トルクに比例する量が得られていることから明らか
であるように、トルク検出器24もすベリ検出器19と
同様に構成することができる。
さらに、第13図の実施例に卦ける定常偏差補正回路2
5は、第14図卦よび第15図の実施例にも同じ構成の
ままで適用でき、第3図の実施例と同様の効果が得られ
ることは明らかである。
5は、第14図卦よび第15図の実施例にも同じ構成の
ままで適用でき、第3図の実施例と同様の効果が得られ
ることは明らかである。
ZU以上は、電流形インバータとして6ステツプの直列
ダイオード形インバータ4を使用した場合について説明
したが、本発明を適用できるインバータ4はそれに限る
ものではなく、転流用電源を備えたインバータあるいは
多重化されたインバータ等、電動機へ供給する1次電流
ベクトルの方向が有限であるようなインバータには全て
適用できる。
ダイオード形インバータ4を使用した場合について説明
したが、本発明を適用できるインバータ4はそれに限る
ものではなく、転流用電源を備えたインバータあるいは
多重化されたインバータ等、電動機へ供給する1次電流
ベクトルの方向が有限であるようなインバータには全て
適用できる。
また、すべり検出器19は第10図の具体例の構成のも
のに限らず、直接回転磁束の速度を検出し、回転子速度
との差で求めるものや、電動機5の1次電流や速度等か
ら演算するものでも良い。かくして、本発明により、簡
単な制御回路で運転領域の広い制御応答の優れた経済性
のよい制御装置を得ることができる。
のに限らず、直接回転磁束の速度を検出し、回転子速度
との差で求めるものや、電動機5の1次電流や速度等か
ら演算するものでも良い。かくして、本発明により、簡
単な制御回路で運転領域の広い制御応答の優れた経済性
のよい制御装置を得ることができる。
第1図は従来の電流形インバータで,駆動される誘導電
動機の制御装置のプロツク線図、第2図は誘導電動機の
すべり角速度とトルク、1次電流の特性曲線図、第3図
は誘導電動機の回転子モデルの説明図、第4図は誘導電
動機のベクトル図、第5図は誘導電動機に供給される1
次電流ベクトルの取り得る方向を示したベクトル図、第
6図は回転子側から見た1次電流ベクトルの動きを示し
たベクトル図、第7図は2次磁束に対する1次電流ベク
トルの動きを示したベクトル図、第8図は電流形インバ
ータで駆動した誘導電動機の瞬時トルク波形図、第9図
は本発明の一実施例の構成を示すプロツクダイアグラム
、第10図は第9図におけるすベリ検出器の一構成例を
表わす路線図、第11図は第9図の転流制御回路のブロ
ツク図、第12図は本発明の動作を説明するためのタイ
ムチヤート、第13図、第14図、第15図は本発明の
他の実施例のプロツクダイアグラムである。 1・・・・・・3相交流母線、2・・・・・・コンバー
タ、3・・・.・・直流リアクトル、4・・・・・・イ
ンバータ、5・・・・・・誘導電動機、6・・・・・・
速度検出器、7,13・・・・・・比較器、8・・・・
・・速度制御回路、9,10,22,23・・・・・・
関数発生器、11a,11b・・・・・・変流器、12
・・・・・・電流検出回路、14・・・・・・電流制御
回路、15・・・・・・位相制御回路、16,26・・
・・・・加算器、17・・・・・・V/F変換器、18
・・・・・・パルス分配器、20・・・・・・減算器、
21・・・・・・転流制御回路、24・・・・・・トル
ク検出器、25・・・・・・定常偏差補正回路、100
〜102・・・・・・シヤント、103・・・・・・位
置検出器、104,111,112,119,120・
・・・・・加減算器、105,106・・・・・・係数
器、107〜110,115〜118・・・・・・掛算
器、113,114・・・・・・一次遅れ演算回路、1
21・・・・・・割算器、200・・・・・・入力端子
、201,202・・・・・・信号レベル検出回路、2
03,204・・・・・・パルス発生回路、205・・
・・・・6進アツプダウンカウンタ、206・・・・・
・パルス合成回路。
動機の制御装置のプロツク線図、第2図は誘導電動機の
すべり角速度とトルク、1次電流の特性曲線図、第3図
は誘導電動機の回転子モデルの説明図、第4図は誘導電
動機のベクトル図、第5図は誘導電動機に供給される1
次電流ベクトルの取り得る方向を示したベクトル図、第
6図は回転子側から見た1次電流ベクトルの動きを示し
たベクトル図、第7図は2次磁束に対する1次電流ベク
トルの動きを示したベクトル図、第8図は電流形インバ
ータで駆動した誘導電動機の瞬時トルク波形図、第9図
は本発明の一実施例の構成を示すプロツクダイアグラム
、第10図は第9図におけるすベリ検出器の一構成例を
表わす路線図、第11図は第9図の転流制御回路のブロ
ツク図、第12図は本発明の動作を説明するためのタイ
ムチヤート、第13図、第14図、第15図は本発明の
他の実施例のプロツクダイアグラムである。 1・・・・・・3相交流母線、2・・・・・・コンバー
タ、3・・・.・・直流リアクトル、4・・・・・・イ
ンバータ、5・・・・・・誘導電動機、6・・・・・・
速度検出器、7,13・・・・・・比較器、8・・・・
・・速度制御回路、9,10,22,23・・・・・・
関数発生器、11a,11b・・・・・・変流器、12
・・・・・・電流検出回路、14・・・・・・電流制御
回路、15・・・・・・位相制御回路、16,26・・
・・・・加算器、17・・・・・・V/F変換器、18
・・・・・・パルス分配器、20・・・・・・減算器、
21・・・・・・転流制御回路、24・・・・・・トル
ク検出器、25・・・・・・定常偏差補正回路、100
〜102・・・・・・シヤント、103・・・・・・位
置検出器、104,111,112,119,120・
・・・・・加減算器、105,106・・・・・・係数
器、107〜110,115〜118・・・・・・掛算
器、113,114・・・・・・一次遅れ演算回路、1
21・・・・・・割算器、200・・・・・・入力端子
、201,202・・・・・・信号レベル検出回路、2
03,204・・・・・・パルス発生回路、205・・
・・・・6進アツプダウンカウンタ、206・・・・・
・パルス合成回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 相転流を行なうことにより運転される周波数変換器
から給電される誘導電動機の制御装置において、この誘
導電動機の2次磁束と回転子とのすべり角速度を検出す
るすべり検出器と、すべり角速度指令値を定数倍した値
と前記すべり検出器によつて検出されるすべり角速度の
瞬時値との偏差を求める比較器と、その比較器で求めら
れた偏差信号が前記周波数変換器の構成によつて定めら
れる正負の基準信号と等しくなつたときに、前記周波数
変換器の転流を行なわせるように構成された転流制御回
路を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。 2 特許請求の範囲第1項に記載のものにおいて、前記
転流制御回路に与えられる前記偏差信号あるいは偏差角
に、各指令値と検出値との差分をフィルタし増幅した信
号を加え合わせる定常偏差補正回路を備えたことを特徴
とする誘導電動機の制御装置。 3 相転流を行なうことにより運転される周波数変換器
から給電される誘導電動機の制御装置において、この誘
導電動機の2次磁束と1次電流との位相角を検出する位
相角検出器と、位相角指令値に対する前記位相角検出器
で検出された位相角の偏差角が前記周波数変換器の構成
によつて定められる正負の基準位相角と等しくなつたと
きに、前記周波数変換器の転流を行なわせるように構成
された転流制御回路とを備えたことを特徴とする誘導電
動機の制御装置。 4 特許請求の範囲第3項に記載のものにおいて、前記
転流制御回路に与えられる前記偏差信号あるいは偏差角
に、各指令値と検出値との差分をフィルタし増幅した信
号を加え合わせる定常偏差補正回路を備えたことを特徴
とする誘導電動機の制御装置。 5 相転流を行なうことにより運転される周波数変換器
から給電される誘導電動機の制御装置において、この誘
導電動機の出力トルクを検出するトルク検出器と、トル
ク指令値を定数倍した値と前記トルク検出器によつて検
出されたすべり角速度の瞬時値との偏差を求める比較器
と、その比較器で求められた偏差信号が前記周波数変換
器の構成によつて定められる正負の基準信号と等しくな
つたときに、前記周波数変換器の転流を行なわせるよう
に構成された転流制御回路とを備えたことを特徴とする
誘導電動機の制御装置。 6 特許請求の範囲第5項に記載のものにおいて、前記
転流制御回路に与えられる前記偏差信号あるいは偏差角
に、各指令値と検出値との差分をフィルタし増幅した信
号を加え合わせる定常偏差補正回路を備えたことを特徴
とする誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP53091725A JPS5926197B2 (ja) | 1978-07-27 | 1978-07-27 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP53091725A JPS5926197B2 (ja) | 1978-07-27 | 1978-07-27 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5518863A JPS5518863A (en) | 1980-02-09 |
JPS5926197B2 true JPS5926197B2 (ja) | 1984-06-25 |
Family
ID=14034470
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP53091725A Expired JPS5926197B2 (ja) | 1978-07-27 | 1978-07-27 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5926197B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61282584A (ja) * | 1985-06-04 | 1986-12-12 | 豊田合成株式会社 | 網戸用網 |
JPH01109593U (ja) * | 1988-01-18 | 1989-07-25 | ||
KR102250117B1 (ko) * | 2019-12-13 | 2021-05-10 | 주식회사 현대케피코 | 하이브리드 차량의 엔진 시동 방법 |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2646633B2 (ja) * | 1988-03-26 | 1997-08-27 | 株式会社安川電機 | 誘導電動機の磁束演算方法 |
-
1978
- 1978-07-27 JP JP53091725A patent/JPS5926197B2/ja not_active Expired
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61282584A (ja) * | 1985-06-04 | 1986-12-12 | 豊田合成株式会社 | 網戸用網 |
JPH01109593U (ja) * | 1988-01-18 | 1989-07-25 | ||
KR102250117B1 (ko) * | 2019-12-13 | 2021-05-10 | 주식회사 현대케피코 | 하이브리드 차량의 엔진 시동 방법 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5518863A (en) | 1980-02-09 |
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