JPS59190748A - Multipath distortion reducing device of fm receiver - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To set a monaural state when multipath distortion is generated and reduce the distortion by extracting noises which are higher than some frequency in an FM detection output, and stopping stereophonic demodulation by a signal generated by rectifying the output of the HPF and entering monaural demodulation. CONSTITUTION:If multipath disturbance occurs and stereophonic separation deteriorates remarkably, beats and noises which are higher than some frequency in the output of an FM detector 16 are extracted by the HPF, whose output is amplified 23 and rectified 24 to place a stereophonic demodulating circuit 17 forcibly in monaural operation by the rectification output corresponding to the detected beat noises. Consequently, none of numbers of beat components on both sides of a stereophonic subcarrier (38KHz) moves to a sound band, so a reception state wherein the multipath distortion is reduced is obtained.

Description

【発明の詳細な説明】 く本発明の技術分野〉 本発明はＦＭ受信機のマルチパス歪軽減装置に関するも
のである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Technical Field of the Invention The present invention relates to a multipath distortion reduction device for an FM receiver.

〈本発明がなされるに至った技術背景〉一般に電波は周
波数が高くなり、その波長が短かくなると、反射等を起
し易く、殊に、放送局と受信機の間に山やビル等の障害
物があると、電波はこれらの障害物により反射されて直
接波と反射波、又は反射波同士で相互干渉を起こし、振
幅又は位相変調を受ける。即ち、マルチパス妨害が発生
する。<Technical background on which the present invention was made> Generally, as the frequency of radio waves increases and the wavelength decreases, reflections are more likely to occur, especially when there are mountains, buildings, etc. between the broadcasting station and the receiver. When there are obstacles, radio waves are reflected by these obstacles, causing mutual interference between the direct wave and the reflected waves, or between the reflected waves, resulting in amplitude or phase modulation. That is, multipath interference occurs.

このうちの振幅変調停は振幅制限器により除くことがで
きるが、大きく位相変調を受けるとビート信号を発生す
る。すなわち変調信号によって周波数変調されていると
、瞬時周波数に差が生じて復調信号の帯域内外にわたっ
て広帯域な周波数成分を含んだビート信号となる。Of these, amplitude modulation can be removed by an amplitude limiter, but if it is subjected to large phase modulation, a beat signal will be generated. That is, when the frequency is modulated by the modulation signal, a difference occurs in the instantaneous frequency, resulting in a beat signal containing wide frequency components within and outside the band of the demodulation signal.

このようなマルチパス妨害に対して指向性アンテナを用
いてマルチパス歪が最小となるような設置場所や方向を
選びマルチパス歪を軽減させる方法がある。しかしなが
ら、車載用受信機では車の走行により刻々とマルチパス
の状況が変化するだめ上記のような軽減方法は不適描で
ある。まだマルチパス妨害の検出方法として、従来マル
チパス妨害を受けた状態において生ずる搬送波の振幅変
調成分を検出する方法があるが、この方法によれば次の
ような問題がある。即ち、 １）中間周波帯域フィルタの帯域内リップルによって、
周波数変調波が受ける振幅変調分等のマルチパス妨害以
外による要因によって発生する振幅変調分と区別できず
、これによって検出の限界が決まってしまう。To deal with such multipath interference, there is a method of reducing multipath distortion by using a directional antenna and selecting an installation location and direction that minimizes multipath distortion. However, in a vehicle-mounted receiver, the above-mentioned mitigation method is inappropriate because the multipath situation changes every moment as the vehicle moves. Conventionally, as a method for detecting multipath interference, there is a method of detecting an amplitude modulation component of a carrier wave that occurs when multipath interference occurs, but this method has the following problems. That is, 1) Due to the in-band ripple of the intermediate frequency band filter,
This cannot be distinguished from the amplitude modulation caused by factors other than multipath interference, such as the amplitude modulation received by the frequency modulated wave, and this determines the limits of detection.

２）中間周波増幅段のリミッタ作用にょシ入力の大きさ
によってマルチパスの妨害の度合とは無関係に検出信号
の大きさが変わ９マルチパス妨害の程度と検出量が必ず
しも対応していない。2) Due to the limiter action of the intermediate frequency amplification stage, the magnitude of the detection signal changes depending on the magnitude of the input, regardless of the degree of multipath interference, and the degree of multipath interference does not necessarily correspond to the detected amount.

３）反射波の時間差が比較的小さい場合には二つの電波
の搬送波の到着位相関係によって振幅変化が大きくても
妨害が小さくなる場合があって振幅変調分は必ずしも妨
害の程度を正確に表現するものではない。3) If the time difference between the reflected waves is relatively small, the interference may be small even if the amplitude change is large depending on the arrival phase relationship of the carrier waves of the two radio waves, and the amplitude modulation does not necessarily accurately represent the degree of interference. It's not a thing.

〈本発明の目的〉 本発明は上述のような問題点について従来の欠点を除去
し確実にマルチパスを検出してその信号により高域遮断
を行なってマルチパス歪を軽減する（匙隆を提供するも
のである。<Object of the present invention> The present invention eliminates the drawbacks of the conventional problems as described above, reliably detects multipath, and cuts off high frequencies using the signal to reduce multipath distortion. It is something to do.

〈本発明の動作原理〉 本発明の動作原理は、捷ずマルチノ（ス妨害をＦＭ検波
出力からＨＰ、Ｆ（］・イノでスフイルター）によりビ
ート信号を取り出すことによって検出する。次にその取
り出しだビート信号を増幅し整流してビート信号量に応
じた直流出力を作り、これによってＦ　Ｍ検波出力の高
域成分を減衰させもツこれによりモノ信号受信時には耳
につく高域成分が減衰し、ステレオ信号受信時には３８
ＫＨｚの両側（副チヤンネル信号帯域）に生じているビ
ート信号も減衰し、ステレオ復調後の音声出力において
ビート成分すなわちマルチノくス歪成分が減衰するため
、モノラル信号受信時以上にマルチノくス歪が改善され
る。ここでＨＰ　Ｆは、ステレオ信号受信時のパイロッ
ト信号や副チャンネル信号あるいはＳＣＡ信号に感知し
て誤動作することを防止するため、通過帯域を約１００
ＫＨｚ付近以上に選ぶ必要がある。捷だステレオ信号受
信時に３８ＫＨｚ付近のビート信号とともに副チャンネ
ル信号も減衰させるためステレオ分離度は若干悪化する
が、本発明の回路はマルチパス妨害が生じているときの
み動作するものであり、またマルチパス妨害時の分離度
はかなり悪化しているため多少の分離度悪化よりも歪の
改善の方が重要である。<Operating principle of the present invention> The operating principle of the present invention is to detect the multi-noise interference by extracting the beat signal from the FM detection output using HP, F(]・inno filter). It also amplifies and rectifies the beat signal to create a DC output according to the amount of the beat signal, thereby attenuating the high frequency components of the FM detection output.This attenuates the high frequency components that are audible when receiving a mono signal. , 38 when receiving a stereo signal
The beat signal occurring on both sides of KHz (sub-channel signal band) is also attenuated, and the beat component, that is, the multi-noise distortion component, is attenuated in the audio output after stereo demodulation, so multi-node distortion occurs more than when receiving a monaural signal. Improved. Here, in order to prevent the HP F from malfunctioning due to sensing pilot signals, sub-channel signals, or SCA signals when receiving stereo signals, the passband is set to about 100.
It is necessary to select a frequency around KHz or higher. When receiving a distorted stereo signal, the sub-channel signal is attenuated along with the beat signal around 38KHz, so the stereo separation is slightly deteriorated, but the circuit of the present invention operates only when multipath interference is occurring, and also Since the degree of separation during path interference has deteriorated considerably, improvement in distortion is more important than a slight deterioration in degree of separation.

〈本発明の構成〉 以下、本発明の実施例についで添付図面に従って詳細に
説明する。<Configuration of the Present Invention> Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

第１の実施例： 第１図は本発明の第１の実施例の構成を示すもので、破
線ブロック内の２０を除いて通常のスーパーヘテロゲイ
ンＦＭ受信機の構成でありＩ＋はアンテナ、１２は高周
波増幅回路（ＲＦ）、Ｉ３は周波数混合器（ＭＩＸ）、
１４は局部発振器（ＯＳＣ）、Ｉ５は中間周波増幅回路
（ＩＦ）、１６はＦＭ検波回路（ＦＭ−ＩＩＴ）、１７
はステレオ復調回路（ＭＰＸ）、１８は音声電力増幅回
路である。そして破線ブロック２０は本発明に基づくマ
ルチパス歪軽減回路であって、２１は後述する整流回路
２４の出力に従ってマルチパス歪発生時に検波出力から
高周波成分を減衰させる音質制御回路（Ａ、Ｃ）、２２
はＡＣ２１を通過した検波出力の中からマルチ・々ス妨
害により発生したビート周波数成分のうち高い周波数成
分を通過させるビートノイズ検出用のノ・イノにスフイ
ルター（ＨＰＦ）、２３は２２のＨＰＦを通過したビー
トノイズ成分を増幅するだめのアンプ（ＡＭＰ）、２４
は整流回路（ＲＣＴ）にして、ＡＣ２＋を制御するだめ
の直流出力を得るために、ＡＭＰ２３で増幅された検出
ビート成分を整流するだめの回路である。First Embodiment: FIG. 1 shows the configuration of the first embodiment of the present invention. Except for 20 in the broken line block, the configuration is that of a normal superhetero gain FM receiver, and I+ is an antenna, 12 is a high frequency amplifier circuit (RF), I3 is a frequency mixer (MIX),
14 is a local oscillator (OSC), I5 is an intermediate frequency amplifier circuit (IF), 16 is an FM detection circuit (FM-IIT), 17
1 is a stereo demodulation circuit (MPX), and 18 is an audio power amplification circuit. The broken line block 20 is a multipath distortion reduction circuit based on the present invention, and 21 is a sound quality control circuit (A, C) that attenuates high frequency components from the detection output when multipath distortion occurs according to the output of a rectifier circuit 24, which will be described later. 22
23 is a filter (HPF) for beat noise detection that passes high frequency components among the beat frequency components generated by multi-channel interference from the detection output that has passed through AC21, and 23 is a HPF of 22. Amplifier (AMP) that amplifies the beat noise component that has passed, 24
is a rectifier circuit (RCT) that rectifies the detected beat component amplified by the AMP 23 in order to obtain a DC output for controlling the AC2+.

これらの回路の動作について説明すると、通常のマルチ
パス妨害のない放送受信状態ではＨＰＦ（約＋００ＫＨ
ｚ以上の通過帯）２２で検出される成分はほとんど存在
せず、従ってＡＭＰ２８で増幅されＲＣＴ２４で整流さ
れる出力もないだめ、ＡＣ２１はＦＭ−ＤＥＴ１６から
のＦＭ検波出力の高周波成分を減衰させないまま後段へ
伝える。しかし、マルチパス妨害が発生した場合には、
ＦＭ−ＤＥＴＩ６からの検波出力の中に多くのビート信
号が発生しているため、ＡＣ２１を通った後のＨＰＦ２
２でこのビート信号は検出されると共にＡＭＰ２３で増
幅ＲＣＴ２４で整流されて直流出力を発生する。この直
流出力はＡＣ２＋に送られてこのＡＣ２，１は上記検波
出力のうち高い周波数成分を減衰させる。これにより検
波出力のビート信号成分は減少するためＨＰＦＡＭＰ及
びＲＣＴ　２２，２＋３．２４を通じて整流されたＤＣ
出力も減少する。よってＡＣ２］での高域減衰量も減少
する。これらの各部分２１〜２４までのループは常に接
続されていて連続的に動作するだめビートのノイズ量の
うちのある範囲ではＡＣ２＋での高域減衰量を制限しな
がら動作する。To explain the operation of these circuits, under normal broadcast reception conditions without multipath interference, HPF (approximately +00KH
There are almost no components detected in the passband (pass band above z) 22, and therefore there is no output that is amplified by the AMP28 and rectified by the RCT24, so the AC21 does not attenuate the high frequency components of the FM detection output from the FM-DET16. Inform the next stage. However, when multipath interference occurs,
Since many beat signals are generated in the detection output from FM-DETI6, HPF2 after passing through AC21
At step 2, this beat signal is detected, and at the same time, it is rectified by the amplification RCT 24 at the AMP 23 to generate a DC output. This DC output is sent to AC2+, and AC2,1 attenuates the high frequency components of the detected output. As a result, the beat signal component of the detection output decreases, so the DC rectified through HPFAMP and RCT 22,2+3.24
Output also decreases. Therefore, the amount of high-frequency attenuation in [AC2] also decreases. The loops of each of these parts 21 to 24 are always connected and operate continuously while limiting the amount of high frequency attenuation in AC2+ within a certain range of the amount of noise of the beat.

ここで、上記破線ブロック２０で示しだマルチパス歪軽
減回路の具体的回路を第６図を以って説明する。Here, a specific circuit of the multipath distortion reduction circuit indicated by the broken line block 20 will be explained with reference to FIG.

尚、この第６図では上記ＨＰＦ２２が省略されているが
、ＨＰ　Ｆ　２２としては減衰特性が一２４ｄＢ１０ａ
ｔ程度の４段のチェビシェフ・アクティブフィルター等
を適用することが好ましく、上述のように通過帯域内に
ＳＣＡ信号や、ステレオ放送用の信号又は***で実施さ
れている交通情報（ＡＲＩ）システム用の信号等を含ま
ないように選べばよく、カットオフ周波数は１００ＫＨ
ｚ程度が良い。Although the HPF 22 is omitted in Fig. 6, the attenuation characteristic of the HPF 22 is 124dB10a.
It is preferable to apply a four-stage Chebyshev active filter of about The cutoff frequency should be selected so as not to include signals, etc., and the cutoff frequency is 100KH.
Z level is good.

第６図において、４４は上記ＡＭＰ２３におけるノイズ
増幅用のトランジスタにして、ベースを結合コンデンサ
４１を介してＨＰＦ２２に接続されてイル。４２．４３
はトランジスタ４４を動作させるためのバイアス抵抗、
４８は上記ＲＣＴ２４に相当する整流回路のトランジス
タ、４５は結合コンデンサ、４９は平滑用コンデンサ、
４６．４７はトランジスタ４８を動作させるだめのノく
イアス抵抗で、抵抗４６はトランジスタ４８とともにコ
ンデンサ４９への充電回路を形成する。またトランジス
タ５４は、上記ＡＣ２１に相当する高域減衰回路のスイ
ッチング素子で５０．５１はトランジスタ５４へ入力さ
れる整流出力の分割抵抗、５２及び５３はＦＭ検波回路
に並列に挿入されて高域減衰を行なう一種の高域通過フ
ィルターを形成する抵抗とコンデンサである。In FIG. 6, reference numeral 44 designates a transistor for noise amplification in the AMP 23, whose base is connected to the HPF 22 via a coupling capacitor 41. 42.43
is a bias resistor for operating the transistor 44,
48 is a transistor of a rectifier circuit corresponding to the above RCT24, 45 is a coupling capacitor, 49 is a smoothing capacitor,
46 and 47 are ear resistors for operating the transistor 48, and the resistor 46 and the transistor 48 form a charging circuit for the capacitor 49. Further, the transistor 54 is a switching element of a high-frequency attenuation circuit corresponding to the above-mentioned AC21, 50.51 is a dividing resistor for the rectified output input to the transistor 54, and 52 and 53 are inserted in parallel to the FM detection circuit to attenuate the high-frequency range. The resistor and capacitor form a kind of high-pass filter that performs the

′　　この回路の動作を説明すると、ＨＰＦ２２の出力
は結合コンデンサ４１を介して、トランジスタ４４０ベ
ースに入力され、ここで増幅される。ＨＰＦ２２出力の
ビートノイズが多く存在する場合、その振幅変化に応じ
てトランジスタ４４のコレクタ電圧は低い方向に変化す
る。その変化は結合コンデンサ４５を介してトランジス
タ４８に入力されるだめｌ・ランジスタ４８はベース電
圧の低下に応じて電源（十Ｂ）より抵抗４６を通じてコ
レクタ電流が流れ平滑用コンデンサ４９に充電される。' To explain the operation of this circuit, the output of the HPF 22 is input to the base of the transistor 440 via the coupling capacitor 41, where it is amplified. When there is a lot of beat noise in the output of the HPF 22, the collector voltage of the transistor 44 changes in a lower direction in accordance with the change in the amplitude of the beat noise. The change is input to the transistor 48 via the coupling capacitor 45. In response to the drop in the base voltage, a collector current flows from the power supply (10B) through the resistor 46 and charges the smoothing capacitor 49.

（ビートノイズがない場合、トランジスタ４８０ベース
電圧は高く、トランジスタ４８はＯＦＦとなっている。(If there is no beat noise, the base voltage of transistor 480 is high and transistor 48 is off.

）このようにしてＨＰ　Ｆ検出のビートノイズに応じて
コンデンサ４９に整流された出力が表われる。この整流
出力が抵抗５０．５１にて分割されてトランジスタ５４
０ベースに加えられ、トランジスタ５４はスイッチング
動作をする。トランジスタ５４が導通すれば、ＦＭ検波
出力の信号線に抵抗５２．コンデンサ５３のバイパスフ
ィルターがアースに向かって挿入されたことになり、検
波出力の高域を減衰させる。) In this way, a rectified output appears in the capacitor 49 in response to the beat noise detected by the HP F. This rectified output is divided by resistors 50 and 51, and the transistor 54
0 base, transistor 54 performs a switching operation. If the transistor 54 is conductive, the resistor 52 is connected to the FM detection output signal line. The bypass filter of the capacitor 53 is inserted toward the ground, thereby attenuating the high frequency range of the detection output.

以上が第６図の回路の動作であるが、車載用受信機の場
合刻々マルチパスの状況が変化するだめ、−これに対し
てマルチパス歪軽減回路がすばやく対応して動作をする
と高域の減衰動作の０Ｎ１０ＦＦが頻繁に行なわれて聴
感上好ましくない。一方マルチパス歪の発生時点の立ち
上りに対してはすばやく動作することが望ましい。そこ
で−例として第６図の回路の場合充電と放電の時定数を
変えるように定数を選んで上述の問題に対応するのがよ
い。The above is the operation of the circuit shown in Figure 6. However, in the case of an in-vehicle receiver, the multipath situation changes every moment, and if the multipath distortion reduction circuit quickly responds to this, the high frequency The attenuation operation 0N10FF is performed frequently, which is not good for hearing. On the other hand, it is desirable to operate quickly in response to the rise at the time when multipath distortion occurs. Therefore, as an example, in the case of the circuit shown in FIG. 6, it is preferable to select constants so as to change the charging and discharging time constants to deal with the above-mentioned problem.

すなわち第６図において、平滑用コンデンサ４９の充電
経路は電源子Ｂより抵抗４６及びトランジスタ４８を介
して行なわれ、放電経路は抵抗５０とトランジスタ５４
０ベース及び抵抗５１である。That is, in FIG. 6, the charging path of the smoothing capacitor 49 is from the power source B through the resistor 46 and the transistor 48, and the discharging path is through the resistor 50 and the transistor 54.
0 base and resistor 51.

マルチパス歪の発生に対して十分に速く平滑用コンデン
サ４９を充電するために抵抗４６を小さくし、高域減衰
動作の頻繁な０Ｎ１０ＦＦ防止のだめに平滑用コンデン
サの放電を抵抗５０を犬きく選ぶことによってゆっくり
行なわせる。The resistor 46 is made small in order to charge the smoothing capacitor 49 quickly enough against the occurrence of multipath distortion, and the resistor 50 is carefully selected to discharge the smoothing capacitor in order to prevent frequent 0N10FF of high frequency attenuation operation. Let them do it slowly.

第２・の実施例： 以上が本発明の第１の実施例であり、次に、第２の実施
例について説明する。Second Embodiment: The first embodiment of the present invention has been described above, and next, the second embodiment will be described.

第２の実施例としては第２図に示したものが挙げられる
が、この実施例ではマルチパス歪軽減回路（符号２０１
で示す）においてＨＰＦ２２ばＡＣ２１の手前でＦＭ−
ＤＥＴ＋６より直接検波出力を受けてこの検波出力より
ビート信号を検出し、このビート信号をＡＭＰ２３で増
幅した後、ＲＣＴ２４で整流してＡＣ２＋を制御する構
成と成っている。この場合、ＡＣ２＋の高域減衰量はＨ
ＰＦの入力を減便ン からの直流出力が２１が動作するに必要なレベル以上に
なると予〆？＋で設計された減衰量だけ高域を減衰させ
る。As a second embodiment, the one shown in FIG.
), HPF22 is connected to FM- before AC21.
The configuration is such that a detection output is directly received from DET+6, a beat signal is detected from this detection output, this beat signal is amplified by AMP 23, and then rectified by RCT 24 to control AC2+. In this case, the high frequency attenuation amount of AC2+ is H
Is it expected that the DC output from the PF input will exceed the level required for 21 to operate? Attenuates high frequencies by the amount of attenuation designed with +.

ところで、第１及び第２の実施例の何れの場合において
も、本発明の目的を達成することができることは勿論で
あるが、特に、ＡＣ２１に用いる回路でスイッチング動
作する素子を用いた場合には、その違いが大きく、第７
図に示すようにＨＰＦ２２にて検出されるビートノイズ
量を横軸にとり、その増減に対してＦＭ検波出力のある
高域周波数（ｆ）成分のＡＣ２１で減衰されたレベルを
縦軸にとれば第１の実施例の構成では実線ａのごとくな
り、又、第２の実施例の構成では破線すのごとくなる。By the way, it goes without saying that the object of the present invention can be achieved in both the first and second embodiments, but especially when an element that performs switching operation is used in the circuit used for the AC 21, the object of the present invention can be achieved. , the difference is large, and the seventh
As shown in the figure, if the amount of beat noise detected by the HPF 22 is plotted on the horizontal axis, and the level attenuated by the AC 21 of the high frequency (f) component with the FM detection output is plotted against the increase or decrease, the amount of beat noise detected by the HPF 22 is plotted on the vertical axis. The configuration of the first embodiment is as shown by the solid line a, and the configuration of the second embodiment is as shown by the broken line.

すなわち横軸の領域１のノイズ量では上記ＡＣ２１が動
作しない範囲で両方式とも高域の減衰量はない。That is, in the noise amount in region 1 on the horizontal axis, there is no high-frequency attenuation amount in both systems within the range in which the AC 21 does not operate.

領域３は、十分なノイズ量によりＡＣ２＋が完全に動作
をし、たとえ第１の実施例のようなループ構成であって
も、すなわちＡＣ２１による高域減衰が動作しても、な
おＨＰＦ２２を通過するノイズ量が多く２１による高域
減衰量が制限されない範囲である。領域３′も同様で第
２の実施例の構成の場合のものである。In region 3, AC2+ operates perfectly due to a sufficient amount of noise, and even if the loop configuration is as in the first embodiment, that is, even if high-frequency attenuation by AC21 operates, the signal still passes through HPF22. This is a range where the amount of noise is large and the amount of high frequency attenuation by 21 is not limited. The same applies to region 3' in the case of the configuration of the second embodiment.

領域２は第１の実施例の構成において、ノイズによりＡ
Ｃ２＋の高域減衰動作が起こり、その減衰されたノイズ
量によりＨＰＦ２２で検出されるノイズ量が減少しＡＣ
２１の高域減衰量が制限される範囲である。領域２′は
第２の実施例の構成において上記領域２と同様に減衰量
が制限される範囲である。ＡＣ２＋にだとえスイッチン
グ素子を用いてもスイッチング素子のＯＦＦとＯＮの間
の範囲では抵抗値が連続的に変化する範囲があり、減衰
量は領域２′のようになる。In the configuration of the first embodiment, region 2 is A due to noise.
A high frequency attenuation operation of C2+ occurs, and the amount of noise detected by HPF22 decreases due to the attenuated noise amount, and the AC
This is the range in which the amount of high frequency attenuation of No. 21 is limited. Region 2' is a range in which the amount of attenuation is limited in the same way as region 2 in the configuration of the second embodiment. Even if a switching element is used for AC2+, there is a range in which the resistance value changes continuously between the OFF and ON states of the switching element, and the amount of attenuation becomes a region 2'.

以上のことから第２の実施例の構成に対して第１の実施
例の構成の利点は、減衰動作をさせるＡＣ２１にスイッ
チング素子を使用してもノイズ量の増加に対して高域の
減衰量を徐々に変化させることが可能となる。ノイズ量
に対して減衰量が急激に変化すれば、ステレオ状態から
一気にモノラル状態になる可能性があるが、それを防ぐ
こともできるわけである。From the above, the advantage of the configuration of the first embodiment over the configuration of the second embodiment is that even if a switching element is used in the AC 21 that performs the attenuation operation, the amount of attenuation in the high frequency range can be reduced against an increase in the amount of noise. It is possible to gradually change the If the amount of attenuation changes rapidly relative to the amount of noise, there is a possibility that the stereo state will suddenly change to a monaural state, but this can also be prevented.

本発明のマルチパス歪軽減回路を上述のようにＭＰＸＩ
７の前段ではなく後段に挿入した場合、ステレオ信号受
信時の歪改善塵は少なくなることは、ステレオ復調前に
：Ｈ（ＫＨｚ付近のビート信号を減衰させていないこと
より容易に理解できる。The multipath distortion reduction circuit of the present invention can be implemented using MPXI as described above.
It can be easily understood from the fact that the beat signal in the vicinity of :H (KHz) is not attenuated before stereo demodulation that the distortion improvement dust when receiving the stereo signal will be reduced if it is inserted at the rear stage of the 7 instead of the front stage.

第３の実施例： 以上説明した第１．第２の実施例でばＨＰＦ２２をビー
ト信号（ノイズ）検出用に使用している訳であるが、こ
れを既に開発されているノイズ抑圧回路のノイズ検出回
路と兼用することもできる。Third embodiment: The first embodiment described above. In the second embodiment, the HPF 22 is used for beat signal (noise) detection, but it can also be used as a noise detection circuit of an already developed noise suppression circuit.

以下、斯る場合の実施例について第３図を参照に説明す
る。An embodiment in such a case will be described below with reference to FIG. 3.

第３図において破線ブロック３０はノイズ抑圧回路の一
般的な構成であり、破線ブロック２５で示された部分は
第１．第２の実施例で示したマルチパス歪軽減回路のＨ
ＰＦ２．２を除いたものである。In FIG. 3, a broken line block 30 is a general configuration of a noise suppression circuit, and a portion indicated by a broken line block 25 is the first . H of the multipath distortion reduction circuit shown in the second embodiment
This excludes PF2.2.

上記ノイズ抑圧回路３０はＦＭ−ＤＥＴＩ６からのＦＭ
検波出力を入力とするバッファアンプ３１を通して２系
統に分かれており、その１つは遅延回路トして働クロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）３２．ゲート回路３３．バッフ
ァアンプ３４からなる信号系であり、今１つはＨＰＦ３
５、波形整形回路３６゜ノイズ制御回路（Ｎ（１：）３
７．及び単安定マルチ（ＭＭ　）３８から成る制御系で
ある。The noise suppression circuit 30 receives FM from the FM-DETI6.
It is divided into two systems through a buffer amplifier 31 that receives the detection output as input, one of which is a low-pass filter (LPF) 32 that works as a delay circuit. Gate circuit 33. It is a signal system consisting of 34 buffer amplifiers, the other one being HPF3.
5. Waveform shaping circuit 36° noise control circuit (N(1:)3
7. and a monostable multi (MM) 38.

この回路ではパルス性雑音を含むＦＭ検波出力がノイズ
抑圧回路のバッファアンプ３１の入力に加わり、その出
力はＬＰＦ３２．　　ゲート回路３３゜バッファアンプ
３４の経路を通ってＭＰＸ＋７へ入力するが、他方でば
ＨＰＦ８５　、波形整形回路３６でパルス性雑音が検出
され、この検出信号はノイズ制御回路３７を通ってＭＭ
３８をトリガして−定幅のパルスを作り、そのパルスが
ゲート回路３３を閉じる。In this circuit, the FM detection output containing pulse noise is applied to the input of the buffer amplifier 31 of the noise suppression circuit, and its output is sent to the LPF 32. The pulse noise is input to MPX+7 through the path of gate circuit 33 and buffer amplifier 34, but on the other hand, pulse noise is detected by HPF 85 and waveform shaping circuit 36, and this detection signal passes through noise control circuit 37 and is input to MPX+7.
38 to produce a constant width pulse which closes the gate circuit 33.

該パルス性ノイズを含んだＦＭ検波出力は、ＬＰＦ３２
で所定時間遅延され、該パルス性ノイズがゲート回路３
３に現われるときＭＭ３８によシ該ゲート回路３３が閉
じるので出力端へは現われない。The FM detection output containing the pulse noise is passed through the LPF32.
The pulsed noise is delayed for a predetermined time by the gate circuit 3.
3, the gate circuit 33 is closed by the MM38, so that the signal does not appear at the output terminal.

こうしてパルス性ノイズは除去され、そしてこの雑音除
去した部分つまりゲート回路３３が閉じた部分のＦＭ検
波出力は零レベルに落ち、信号波形の一部が切り取られ
た形になるが、これはコンデンサにより平滑化され、は
ぼノイズ混入前の原波形に戻される。このようなノイズ
抑圧回路では、妨害パルス数が増大してゲートがほぼ連
続的に閉じた場合、信号は時々通過する程度となって著
しく歪んだ信号が再生されるおそれがあるため、通常そ
のような状態ではゲート回路を強制的に開きノイズ抑圧
動作を停止して信号をそのまま通過させる機能を併設し
ている。ノイズ制御回路３７は、上述の機能を達するだ
めのもので、ＭＭ３８の出力すなわちゲート回路３３の
閉じる時間がある程度以上となるとＭＭ３８からゲート
回路３３へ送られるトリガ出力を停止するよう動作する
ものである。In this way, the pulse noise is removed, and the FM detection output of the part where the noise is removed, that is, the part where the gate circuit 33 is closed, falls to zero level, and a part of the signal waveform is cut off, but this is due to the capacitor. It is smoothed and returned to the original waveform before noise is mixed in. In such noise suppression circuits, if the number of interfering pulses increases and the gate closes almost continuously, the signal may only pass through occasionally and a severely distorted signal may be reproduced. In such a situation, the gate circuit is forcibly opened, noise suppression is stopped, and the signal is allowed to pass through. The noise control circuit 37 is intended to achieve the above-mentioned function, and operates to stop the trigger output sent from the MM 38 to the gate circuit 33 when the output of the MM 38, that is, the closing time of the gate circuit 33 exceeds a certain level. .

上記第１の実施例のループ構成でＨＰＦ２２を兼用した
場合のブロック図は第３図に示すとおりである。ＡＭＰ
２３の入力は第３図のＮ１又はＮ２から取り出し、ＡＣ
２１の出力はバッファアンプ３１の出力端ＬｌかＦＭ−
ＤＥＴ１６の出力に接続すればよい。A block diagram when the HPF 22 is also used in the loop configuration of the first embodiment is shown in FIG. AMP
23 input is taken from N1 or N2 in Figure 3 and AC
The output of 21 is the output terminal Ll of the buffer amplifier 31 or FM-
It may be connected to the output of DET16.

第４の実施例： 第２の実施例の構成におけるＨ　Ｐ　Ｆ　２２をノイズ
検出回路で兼用した場合のブロック図は第４図に示すと
おりである。ＡＭＰ２３の入力は、波形整形回路８６の
前後のＮ１又はＮ２から取り出し、ＡＣ２１の出力はバ
ッファアンプ３４の出力に接続すればよい。この以上Ｈ
ＰＦをノイズ抑圧回路のノイズ検出回路で兼用した回路
は、従来のノイズ抑圧回路のみを備えていた受信機に比
べ、連続的なパルスノイズが混入してそのためノイズ抑
圧効果が停止したときにも高域減衰により耳につくノイ
ズが改善されるという利点をもっている。すなわち従来
のノイズ抑圧回路がもつ連続的パルス発生時の弱点を改
善することもできるわけである。Fourth Embodiment: A block diagram in the case where the H P F 22 in the configuration of the second embodiment is also used as a noise detection circuit is shown in FIG. The input of the AMP 23 may be taken out from N1 or N2 before and after the waveform shaping circuit 86, and the output of the AC 21 may be connected to the output of the buffer amplifier 34. No more H
Compared to conventional receivers equipped with only a noise suppression circuit, a circuit in which the PF is also used as a noise detection circuit for the noise suppression circuit has a higher level of performance even when continuous pulse noise is mixed in and the noise suppression effect stops. This has the advantage that audible noise is improved by attenuating the frequency range. In other words, it is possible to improve the weaknesses of conventional noise suppression circuits when generating continuous pulses.

第５の実施例： 最後にマルチパス妨害発生時のステレオ分離度はかなシ
悪化してお９、ステレオ放送とはいえそのステレオ感は
あまり期待できない。そこで、第５図のように構成する
ことによって、マルチパス妨害発生時には第２の実施例
と同様のＨＰＦ　、　ＡＭＰ及びＲＣＴ２２，２３．２
４を通じて検出されたビートノイズに応じた整流出力を
利用して、ＦＭマルチ回路Ｉ７を強制的にモノラル動作
することにょシマルチパス歪を軽減する方法もある。Ｍ
ＰＸＩ７をモノラル動作にすることによｐ　３８ＫＨｚ
（副搬送波）の両側に数多く存在するビート成分が音声
帯域に移ってこないため、かなりの歪率改善効果がある
。Fifth Embodiment: Finally, when multipath interference occurs, the degree of stereo separation deteriorates considerably9, and even though it is a stereo broadcast, the stereo feeling cannot be expected much. Therefore, by configuring as shown in FIG. 5, when multipath interference occurs, the same HPF, AMP, and RCT22, 23.2 as in the second embodiment are used.
There is also a method of reducing multipath distortion by forcibly operating the FM multi-circuit I7 in monaural mode using the rectified output corresponding to the beat noise detected through the FM multi-circuit I7. M
p 38KHz by making PXI7 monaural operation
Since the beat components that exist in large numbers on both sides of the subcarrier (subcarrier) do not transfer to the audio band, there is a considerable distortion rate improvement effect.

ただしこの方法ではモノラル信号に対しての改善効果は
ない。However, this method has no improvement effect on monaural signals.

ＭＰＸ＋７をモノラル動作にする方法は副搬送波用の発
振器の動作を停止すれば良い訳で、最近のＩＣにおいて
は簡単にこの目的を達成する端子が設けられており、Ｒ
ＣＴ２４のＤＣ出力で以ってＭＰＸ＋７を強制的にモノ
ラル動作に移すことは容実施例 〈本発明の効果〉 本発明は斜上のように構成されるものであるからマルチ
パス妨害が発生すれば直ちにＦＭ復調回路の機能がモノ
ラル状態に変換されマルチパス歪を軽減した受信状態が
得られる優れた発明である。The way to make the MPX+7 monaural is to stop the operation of the subcarrier oscillator, and recent ICs are equipped with a terminal that easily accomplishes this purpose.
It is possible to forcibly shift the MPX+7 to monaural operation using the DC output of the CT24. (Effects of the present invention) Since the present invention is configured in a diagonal manner, if multipath interference occurs, This is an excellent invention in which the function of the FM demodulation circuit is immediately converted to a monaural state, resulting in a reception state in which multipath distortion is reduced.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図乃至第５図は本発明に係るマルチパス歪軽減装置
を成す回路を備えだＦＭ受信機の異る実施例を示すブロ
ック的回路構成図、第６図は第１図におけるマルチパス
軽減回路の具体的回路図、第７図は第１図及び第２図に
示された各実施例の作用を説明するだめに供された特性
図である。 １６：ＦＭ検波回路、１７：ＦＭ復調回路、２２：バイ
パスフィルター、２３：増幅回路、２４：整流回路。1 to 5 are block circuit configuration diagrams showing different embodiments of an FM receiver equipped with a circuit constituting a multipath distortion reduction device according to the present invention, and FIG. 6 is a multipath distortion reduction device shown in FIG. 1. A specific circuit diagram of the circuit, FIG. 7, is a characteristic diagram provided to explain the operation of each embodiment shown in FIGS. 1 and 2. 16: FM detection circuit, 17: FM demodulation circuit, 22: bypass filter, 23: amplifier circuit, 24: rectifier circuit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １、受信されたＦＭ信号を検波する検波回路の出力から
ある周波数以上のビートやノイズを通過させるバイパス
フィルターと、該バイパスフィルターの出力を増幅する
増幅回路と、該増幅回路の出力を整流する整流回路と、
該整流回路の整流出力によってステレオ復調回路のステ
レオ復調機能を停止させモノラル復調機能とさせる手段
とより成るＦＭ受信機のマルチパス歪軽減装置。1. A bypass filter that passes beats and noise above a certain frequency from the output of a detection circuit that detects the received FM signal, an amplifier circuit that amplifies the output of the bypass filter, and a rectifier that rectifies the output of the amplifier circuit. circuit and
A multipath distortion reduction device for an FM receiver, comprising means for stopping the stereo demodulation function of a stereo demodulation circuit and making it a monaural demodulation function using the rectified output of the rectification circuit.