JPS59190730A - 可変帯域受信回路 - Google Patents
可変帯域受信回路Info
- Publication number
- JPS59190730A JPS59190730A JP6600183A JP6600183A JPS59190730A JP S59190730 A JPS59190730 A JP S59190730A JP 6600183 A JP6600183 A JP 6600183A JP 6600183 A JP6600183 A JP 6600183A JP S59190730 A JPS59190730 A JP S59190730A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- bandpass filter
- mixer
- band
- carrier oscillator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/24—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection
- H03J5/242—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection used exclusively for band selection
Landscapes
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は無線受信機または送受信機の受信部における
可変帯域受信装置の改良に関するものである。
可変帯域受信装置の改良に関するものである。
無線の受信において受信帯域幅は広いほど再生音域が広
く、受信安定度も良いが、混信除去やノイズの面からは
帯域幅は狭い方が有利である。これを両立させるために
多くの受信機では帯域幅を可変にしておシ、最も簡単か
つ基礎的手段としては中間周波増幅段に帯域幅の異るフ
ィルタを必要個数用意しておき、希望帯域幅のフィルタ
を選択して使用する方法である。これは簡単で確実であ
るが、比較的高価なフィルタを多数用意する必要がある
ので経済的でない。
く、受信安定度も良いが、混信除去やノイズの面からは
帯域幅は狭い方が有利である。これを両立させるために
多くの受信機では帯域幅を可変にしておシ、最も簡単か
つ基礎的手段としては中間周波増幅段に帯域幅の異るフ
ィルタを必要個数用意しておき、希望帯域幅のフィルタ
を選択して使用する方法である。これは簡単で確実であ
るが、比較的高価なフィルタを多数用意する必要がある
ので経済的でない。
また最近は中間周波帯域フィルタの前後に周波数変換段
と逆変換段を置いて、共通の局部発振周波数を微動する
ことによシ、２個の帯域フィルタの差の通過帯域幅を得
る連続可変方式が実用されているが、回路構成が複雑に
な夛、信号回路のミクサが増えることによシノイズの増
加する不利がある。
と逆変換段を置いて、共通の局部発振周波数を微動する
ことによシ、２個の帯域フィルタの差の通過帯域幅を得
る連続可変方式が実用されているが、回路構成が複雑に
な夛、信号回路のミクサが増えることによシノイズの増
加する不利がある。
本発明においては信号回路のミクサを増設することなく
、２個のフィルタの組合わせで３個のフィルタを使用し
たと同等の効果が得られるものである。
、２個のフィルタの組合わせで３個のフィルタを使用し
たと同等の効果が得られるものである。
第１図は本発明の構成例を示すブロック図であって、Ｍ
ｌは第１中間周波数を第２中間周波数に変換する第２ミ
クサである。この入力側は図には省略しであるが、第１
ミクサで受信信号を第１中間周波数に変換している。最
近のＦ受信機ではイメージ妨害を除くために第１ミクサ
はアップコンバージョンとして第１中間周波数を４０〜
７０ＭＨｚの高い周波数に取るため、受信帯域幅は第２
中間周波段のフィルタで決定するものが多く、本回路も
そのような構成を想定しているものである。
ｌは第１中間周波数を第２中間周波数に変換する第２ミ
クサである。この入力側は図には省略しであるが、第１
ミクサで受信信号を第１中間周波数に変換している。最
近のＦ受信機ではイメージ妨害を除くために第１ミクサ
はアップコンバージョンとして第１中間周波数を４０〜
７０ＭＨｚの高い周波数に取るため、受信帯域幅は第２
中間周波段のフィルタで決定するものが多く、本回路も
そのような構成を想定しているものである。
Ｍｌの出力は第１の帯域フィルタＦ、を通るが、スイッ
チ５Ｉａ−８１ｂによってパス回路１と切替えられるよ
うになっている。・マス回路は直通でもよいが、Ｆｌの
そう大損失と等しい減衰回路（簡単な抵抗減衰器でよい
）とすれば感度が変らなくて使用上の都合が良い。次に
Ｆｌとカスケードに別の帯域幅と中心周波数を有するＦ
ｚｋ入れるが、このＦ２もスイッチ５２ａＨＳ２ｂによ
ってノ（ス回路２と切替えるようになっている。Ｓ、
とＳ２は連動で、信号に対して「Ｆｌのみ」「Ｆ２のみ
」「ＦｌとＦ２がカスケード」の３過多の選択ができる
ものである。この関係を明瞭にするために、ＦｌはＳＳ
Ｂフィルタとしては広帯域である２、８ｋＨｚｂＦｚは
ＳＳＢの標準的帯域である２、 ４ ｋＨｚとし、Ｆｌ
とＦ２の総合では狭帯域の２．０ ｋＨｚを得るための
各フィルタの帯域幅と中心周波数を第２図で図解する。
チ５Ｉａ−８１ｂによってパス回路１と切替えられるよ
うになっている。・マス回路は直通でもよいが、Ｆｌの
そう大損失と等しい減衰回路（簡単な抵抗減衰器でよい
）とすれば感度が変らなくて使用上の都合が良い。次に
Ｆｌとカスケードに別の帯域幅と中心周波数を有するＦ
ｚｋ入れるが、このＦ２もスイッチ５２ａＨＳ２ｂによ
ってノ（ス回路２と切替えるようになっている。Ｓ、
とＳ２は連動で、信号に対して「Ｆｌのみ」「Ｆ２のみ
」「ＦｌとＦ２がカスケード」の３過多の選択ができる
ものである。この関係を明瞭にするために、ＦｌはＳＳ
Ｂフィルタとしては広帯域である２、８ｋＨｚｂＦｚは
ＳＳＢの標準的帯域である２、 ４ ｋＨｚとし、Ｆｌ
とＦ２の総合では狭帯域の２．０ ｋＨｚを得るための
各フィルタの帯域幅と中心周波数を第２図で図解する。
第２図においてＦｌとＦ２の総合で得られる狭帯域をＦ
ｌとし、Ｆｌ −Ｆ２ ・Ｆｌの中心周波数をそれぞれ
ｆｌ−ｆ−・Ｆ３で現わす。ＦｌはＦｌの上端周波数ｆ
ｌＨとＦ２の下端周波数ｆ２Ｌとの差・で得られる（反
対側帯域端でも成立するが、これについては後で述べる
）から ｆｔａ ＝ ｆｔ ＋１．４ （以下ｋＨｚ表示は省
略する）ｆｚＨ＝ ｆｘｕ −２，０（Ｆｌ ＝２．０
だから）ｆ２＝ｆｚＬ＋１・２ ＝ ｆｌ ＋１．４−２．０＋１．２ ”” ｆ １ 十０．６ であシ、またｆｓ
＝ｆＩＨ−１，０＝ｆ、 ＋１．４−１．０＝ｆｔ
＋０．４となる。ただし図では帯域特性を理想化して示
しであるので、実際には通過帯域の肩特性や減衰域のス
ロープを考慮して補正することが望ましい。
ｌとし、Ｆｌ −Ｆ２ ・Ｆｌの中心周波数をそれぞれ
ｆｌ−ｆ−・Ｆ３で現わす。ＦｌはＦｌの上端周波数ｆ
ｌＨとＦ２の下端周波数ｆ２Ｌとの差・で得られる（反
対側帯域端でも成立するが、これについては後で述べる
）から ｆｔａ ＝ ｆｔ ＋１．４ （以下ｋＨｚ表示は省
略する）ｆｚＨ＝ ｆｘｕ −２，０（Ｆｌ ＝２．０
だから）ｆ２＝ｆｚＬ＋１・２ ＝ ｆｌ ＋１．４−２．０＋１．２ ”” ｆ １ 十０．６ であシ、またｆｓ
＝ｆＩＨ−１，０＝ｆ、 ＋１．４−１．０＝ｆｔ
＋０．４となる。ただし図では帯域特性を理想化して示
しであるので、実際には通過帯域の肩特性や減衰域のス
ロープを考慮して補正することが望ましい。
またＦ２をＦｌの低周波数側にずらせてもよく、Ｆ２
”ｆｘ −０，６ｆａ ＝ｆ１−０．’４と変るだけで
あるから、使用フィルタの特性に合わせて選定してさ七
つかえ無い。
”ｆｘ −０，６ｆａ ＝ｆ１−０．’４と変るだけで
あるから、使用フィルタの特性に合わせて選定してさ七
つかえ無い。
Ｂ１０周波数は通常中心周波数に対し、ＬＳＢでは１、
５ ｋＨｚ高く、ＵＳＢでは１．５ ｋＨｚ低く設定す
るから、ＬＳＢとＵＳＢのおのおのについて６００ Ｈ
ｚの変化が必要になる。この程度の周波数変化はキャリ
ア発振器をＶＸＯ（可変周波数水晶発振器）とし、周波
数の微調整を容量ダイオードに加える直流電圧の変化で
行う形式とし、フィルタの選択スイッチＳ、−８２もダ
イオードを用いた電子スイッチとすれば、帯域選択スイ
ッチＳ３で直流回路を切替えるだけで前記Ｆ１ ・Ｆ２
・Ｆｌの３通９の帯域幅を任意に選択使用することが
可能である。
５ ｋＨｚ高く、ＵＳＢでは１．５ ｋＨｚ低く設定す
るから、ＬＳＢとＵＳＢのおのおのについて６００ Ｈ
ｚの変化が必要になる。この程度の周波数変化はキャリ
ア発振器をＶＸＯ（可変周波数水晶発振器）とし、周波
数の微調整を容量ダイオードに加える直流電圧の変化で
行う形式とし、フィルタの選択スイッチＳ、−８２もダ
イオードを用いた電子スイッチとすれば、帯域選択スイ
ッチＳ３で直流回路を切替えるだけで前記Ｆ１ ・Ｆ２
・Ｆｌの３通９の帯域幅を任意に選択使用することが
可能である。
上記により２種のフィルタの組合わせによシ３種のフィ
ルタを用いたと同等の効果が得られることが明瞭になっ
たが、これらＦｌ ・Ｆ２ ・Ｆ３の各帯域における中
心周波数１１・Ｆ２・Ｆ３も多少の差のあることが第２
図で明らかになっている。その差は最大でも１ ｋＨｚ
以内に過ぎないが、１００Ｈｚないし１０ Ｈｚの受信
周波数の読み取シが実用されている現況では無視するこ
との出来ない値である。そこで本発明ではグロダクト検
波段にキャリアを供給するＢＦＯ４の発振周波数を予め
ミクサＭ１の局部発振回路の補助ミクサＭ２に注入して
、周波数補償ループ全構成させている。その効果を第尋
図により説明すると、第１中間周波数をＡ１第２中間周
波数をＢ、局部発振器５の周波数をＣｌＢＦＯ周波数を
Ｄとすると、 イ＋中、Ｍｌの注入周波数はＡ）Ｂ、Ｃ）Ｄの場合に Ｃ−４−Ｄ・・・囚 またはＣ−Ｄ・・・（Ｂ）であ
るが、（４）の場合には Ｂ＝Ａ±（Ｃ十Ｄ ） 、’、 Ａ ＝ Ｂ −Ｃ−Ｄ・・・（Ｃ）またはＡ＝
Ｂ＋Ｃ＋Ｄ・・・の）であシ、（Ｂ）の場合には Ｂ＝Ａ±（Ｃ−Ｄ） 、’、 Ａ ＝ Ｂ −Ｃ＋ Ｄ・・・（ト）またはＡ
＝Ｂ＋Ｃ’−Ｄ・・・（Ｆ）上記の（Ｃ）■）（珀軸）
式のうちＣは固定であり、Ａが一定である条件を入れる
と、 （ｎ−ｃ） または （Ｂ＋Ｃ） が一定であればよいことになる。前記のようにＢは第２
中間周波数であシ、ＣはＢＦＯ周鼓数であって、Ｂの中
心周波数を変化した場合には、自然ＢＦＯ周波数のＣも
同じ方向に同じ周波数変化させるものであるから、一定
条件全満足するのは（Ｂ−Ｃ）である。これから、（Ｃ
）と（ト））の場合にはＢ（第２中間周波数）を変えて
もＡ（第１中間周波数）には影響しないことがわかる。
ルタを用いたと同等の効果が得られることが明瞭になっ
たが、これらＦｌ ・Ｆ２ ・Ｆ３の各帯域における中
心周波数１１・Ｆ２・Ｆ３も多少の差のあることが第２
図で明らかになっている。その差は最大でも１ ｋＨｚ
以内に過ぎないが、１００Ｈｚないし１０ Ｈｚの受信
周波数の読み取シが実用されている現況では無視するこ
との出来ない値である。そこで本発明ではグロダクト検
波段にキャリアを供給するＢＦＯ４の発振周波数を予め
ミクサＭ１の局部発振回路の補助ミクサＭ２に注入して
、周波数補償ループ全構成させている。その効果を第尋
図により説明すると、第１中間周波数をＡ１第２中間周
波数をＢ、局部発振器５の周波数をＣｌＢＦＯ周波数を
Ｄとすると、 イ＋中、Ｍｌの注入周波数はＡ）Ｂ、Ｃ）Ｄの場合に Ｃ−４−Ｄ・・・囚 またはＣ−Ｄ・・・（Ｂ）であ
るが、（４）の場合には Ｂ＝Ａ±（Ｃ十Ｄ ） 、’、 Ａ ＝ Ｂ −Ｃ−Ｄ・・・（Ｃ）またはＡ＝
Ｂ＋Ｃ＋Ｄ・・・の）であシ、（Ｂ）の場合には Ｂ＝Ａ±（Ｃ−Ｄ） 、’、 Ａ ＝ Ｂ −Ｃ＋ Ｄ・・・（ト）またはＡ
＝Ｂ＋Ｃ’−Ｄ・・・（Ｆ）上記の（Ｃ）■）（珀軸）
式のうちＣは固定であり、Ａが一定である条件を入れる
と、 （ｎ−ｃ） または （Ｂ＋Ｃ） が一定であればよいことになる。前記のようにＢは第２
中間周波数であシ、ＣはＢＦＯ周鼓数であって、Ｂの中
心周波数を変化した場合には、自然ＢＦＯ周波数のＣも
同じ方向に同じ周波数変化させるものであるから、一定
条件全満足するのは（Ｂ−Ｃ）である。これから、（Ｃ
）と（ト））の場合にはＢ（第２中間周波数）を変えて
もＡ（第１中間周波数）には影響しないことがわかる。
以上に詳記したように本発明によれば、２個のフィルタ
の組合わせで３個のフィルタを使用したと同尋の効果が
得られると共に、帯域幅の変化に伴う中心周波数の変化
の影響が自動補正されるので、実施上の効果は極めて大
きいものである。
の組合わせで３個のフィルタを使用したと同尋の効果が
得られると共に、帯域幅の変化に伴う中心周波数の変化
の影響が自動補正されるので、実施上の効果は極めて大
きいものである。
第１図は本発明の実施例のブロック図、第２図は周波数
帯域合成の説明図である。 Ｆｌ−Ｆ２・・・フィルタ、ＦＢ・・・合成フィルタ、
Ｍｌ ・Ｍ２・・・ミクサ、１，２・・・減衰回路、３
・・・プロダクト検波器、４・・・ＢＦＯ１５・・・局
部発振器。 特許出願人 八重洲無線株式会社 １４１
帯域合成の説明図である。 Ｆｌ−Ｆ２・・・フィルタ、ＦＢ・・・合成フィルタ、
Ｍｌ ・Ｍ２・・・ミクサ、１，２・・・減衰回路、３
・・・プロダクト検波器、４・・・ＢＦＯ１５・・・局
部発振器。 特許出願人 八重洲無線株式会社 １４１
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 無線受信機または送受信機の受信部において、第１中間
周波数を第２中間周波数に変換する第２ミクサと、該第
２ミクサに供給する局部周波数として固定周波数の第２
局部発振周波数とグロダクト検波器のキャリア発振器（
ＢＦＯ）の発振周波数を補助ミクサにて混合する手段と
、前記第２中間周波段において、第１の帯域フィルタと
これをパスして信号を通過せしめる手段と、第１の帯域
フィルタと帯域幅と中心周波数の異る第２の帯域フィル
タとこれをパスして信号を通過せしめる手段を有する回
路を直列に接続し、 （１）第１の帯域フィルタとこれに適合するキャリア発
振器周波数を下側サイドバンドに設定した受信状態。 （２）第１の帯域フィルタとこれに適合するキャリア発
振器周波数を上側サイドバンドに設定した受信状態。 （３）第２の帯域フィルタとこれに適合するキャリア発
振器周波数を下側サイドバンドに設定した受信状態。 （４）第２の帯域フィルタとこれに適合するキャリア発
振器周波数を上側サイドバンドに設定した受信状態。 （５）ｍ １と第２の帯域フィルタをカスケードに用い
、七の総合帯域特性に適合するキャリア発振器周波数を
下側サイドバンドに設定した受信状態。 （６）第１と第２の帯域フィルタをカスケードに用い、
その総合帯域特性に適合するキャリア発振器周波数を上
側サイドバンドに設定した受信状態。 の６種類の受信状態を１個の帯域選択スイッチにて設定
し得るごとく構成し、かつ帯域幅の変化に伴う中心周波
数の変化の影響を自動補正したことを特徴とする可変帯
域受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6600183A JPS59190730A (ja) | 1983-04-14 | 1983-04-14 | 可変帯域受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6600183A JPS59190730A (ja) | 1983-04-14 | 1983-04-14 | 可変帯域受信回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59190730A true JPS59190730A (ja) | 1984-10-29 |
| JPH0126570B2 JPH0126570B2 (ja) | 1989-05-24 |
Family
ID=13303271
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6600183A Granted JPS59190730A (ja) | 1983-04-14 | 1983-04-14 | 可変帯域受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59190730A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5170498A (en) * | 1989-01-05 | 1992-12-08 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Band switching filter and satellite broadcast receiving system using the same |
-
1983
- 1983-04-14 JP JP6600183A patent/JPS59190730A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5170498A (en) * | 1989-01-05 | 1992-12-08 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Band switching filter and satellite broadcast receiving system using the same |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0126570B2 (ja) | 1989-05-24 |
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