JPS5914939B2 - 搬送波再生装置 - Google Patents
搬送波再生装置Info
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- JPS5914939B2 JPS5914939B2 JP51118159A JP11815976A JPS5914939B2 JP S5914939 B2 JPS5914939 B2 JP S5914939B2 JP 51118159 A JP51118159 A JP 51118159A JP 11815976 A JP11815976 A JP 11815976A JP S5914939 B2 JPS5914939 B2 JP S5914939B2
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- JP
- Japan
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- signal
- multiplier
- phase
- carrier wave
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0046—Open loops
- H04L2027/0048—Frequency multiplication
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0063—Elements of loops
- H04L2027/0067—Phase error detectors
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ＰＳＫ変調波を同期検波方式により復調する
復調装置において、基準搬送波を得るための搬送波再生
装置に関するものである。
復調装置において、基準搬送波を得るための搬送波再生
装置に関するものである。
搬送波の抑圧された入力変調波から搬送波を再生するた
めの搬送波再生装置に関しては、従来種種の方式が知ら
れているが、それらのうちでベー５ スバンド帯での信
号処理を基本とする方式（以後、ベースバンド処理型搬
送波再生装置と呼ぷ）は、搬送波帯での信号処理を基本
とする方式に比べて、相対的に低い周波数領域で信号処
理が出来るため回路構成が容易であり、また再生搬送波
が自動的ｏ に最適検波位相に制御される等の利点をも
つている。
めの搬送波再生装置に関しては、従来種種の方式が知ら
れているが、それらのうちでベー５ スバンド帯での信
号処理を基本とする方式（以後、ベースバンド処理型搬
送波再生装置と呼ぷ）は、搬送波帯での信号処理を基本
とする方式に比べて、相対的に低い周波数領域で信号処
理が出来るため回路構成が容易であり、また再生搬送波
が自動的ｏ に最適検波位相に制御される等の利点をも
つている。
このベースバンド処理型搬送波再生装置にはデシジヨン
・フィードバック方式と呼ばれるものがあるが、以下に
その従来例を図面を参照して説明する。１５第１図に従
来よく知られているデシジヨン・フィードバック方式に
よる搬送波再生装置の構成を示す。
・フィードバック方式と呼ばれるものがあるが、以下に
その従来例を図面を参照して説明する。１５第１図に従
来よく知られているデシジヨン・フィードバック方式に
よる搬送波再生装置の構成を示す。
図において、１０は変調波入力端子、１１、２１は各々
第１及び第２の搬送波帯信号の掛算器、１２、２２は各
々第１及び第２の低域Ｐ波器で、ノ０ 各々掛算器１１
、２１の出力の内低周波成分をとり出すためのものであ
り、掛算器１１または２１と低減沢波器１２または２２
との組合わせにより位相検波器として動作する。１３、
２３は各々第１及び第２の符号識別器であり、入力信号
が一定■５ の識別閾値よりも大か小かにより、＋１又
は−１の出力信号を出力するものとする。
第１及び第２の搬送波帯信号の掛算器、１２、２２は各
々第１及び第２の低域Ｐ波器で、ノ０ 各々掛算器１１
、２１の出力の内低周波成分をとり出すためのものであ
り、掛算器１１または２１と低減沢波器１２または２２
との組合わせにより位相検波器として動作する。１３、
２３は各々第１及び第２の符号識別器であり、入力信号
が一定■５ の識別閾値よりも大か小かにより、＋１又
は−１の出力信号を出力するものとする。
１４、２４は各各第１及び第２のアナログ掛算器であり
２つの入力信号の積に比例した信号を出力する。
２つの入力信号の積に比例した信号を出力する。
３１は引算器、３２は直流増巾器、３３はループプール
■０ 夕、３４は電圧制御発振器（以後ｖＣｏと呼ぷ）
、３５はπ／２移相器である。
■０ 夕、３４は電圧制御発振器（以後ｖＣｏと呼ぷ）
、３５はπ／２移相器である。
この装置の基本的な動作は、第２図に示す如く、無変調
波のときの入力信号とｖｃｏの出力信号との位相差を横
軸にとつた各部出力の波形図によつて最もよく説明され
９５る。即ち、掛算器１１と掛算器２１のそれぞれの基
準波入力１０２と１０３は、互いにπ／２ラヂアンの位
相差をもつので、掛算器１１と低減沢波「ＲＲ−器１２
からなる第１の位相検波器の出力１１２が位相差ψ８に
対して余弦波状に変化するものとすれば、掛算器２１と
低減沢波器２２からなる第２の位相検波器の出力信号１
２２は正弦波状に変化する。
波のときの入力信号とｖｃｏの出力信号との位相差を横
軸にとつた各部出力の波形図によつて最もよく説明され
９５る。即ち、掛算器１１と掛算器２１のそれぞれの基
準波入力１０２と１０３は、互いにπ／２ラヂアンの位
相差をもつので、掛算器１１と低減沢波「ＲＲ−器１２
からなる第１の位相検波器の出力１１２が位相差ψ８に
対して余弦波状に変化するものとすれば、掛算器２１と
低減沢波器２２からなる第２の位相検波器の出力信号１
２２は正弦波状に変化する。
そこで、第１図の信号の径路に従つて各信号間で演算を
行うと、識別器１３及び２３の出力信号は矩形波状の互
に９００位相の異なつた信号となる。第１図に示す如く
、信号１１４は信号１１３と信号１２２との積、信号１
２４は信号１１２と信号１２３との積、であり、信号１
０４は信号１２４と信号１１４との差であるから、各各
の波形は、第２図に示す如くなる。即ち信号１０４１１
ζ２π／４ラジアンの周期で鋸歯状に変化する。これは
位相誤差ψ８に対する位相比較特性を示すものであり、
この出力電圧は直流増巾器３２、ループフイルタ３３を
通過した後ＶＣＯ３４の位相を制御するためにＶＣＯの
制御端子に加えられる。かくして、位相比較特性が２π
／４の周期で変化することから、４相ＰＳＫ変調波に対
して位相同期ループとして働く事がわかるであろう。と
ころで、第２図において位相誤差信号１０４の出力がＯ
である点における掛算器１４，２４の出力１１４，１２
４の動作レベル（Ａ及びＢ点）に注目すると、最大振巾
に対して約０．７（ＣＯｓ４５、）のレベルにあること
が分る。
行うと、識別器１３及び２３の出力信号は矩形波状の互
に９００位相の異なつた信号となる。第１図に示す如く
、信号１１４は信号１１３と信号１２２との積、信号１
２４は信号１１２と信号１２３との積、であり、信号１
０４は信号１２４と信号１１４との差であるから、各各
の波形は、第２図に示す如くなる。即ち信号１０４１１
ζ２π／４ラジアンの周期で鋸歯状に変化する。これは
位相誤差ψ８に対する位相比較特性を示すものであり、
この出力電圧は直流増巾器３２、ループフイルタ３３を
通過した後ＶＣＯ３４の位相を制御するためにＶＣＯの
制御端子に加えられる。かくして、位相比較特性が２π
／４の周期で変化することから、４相ＰＳＫ変調波に対
して位相同期ループとして働く事がわかるであろう。と
ころで、第２図において位相誤差信号１０４の出力がＯ
である点における掛算器１４，２４の出力１１４，１２
４の動作レベル（Ａ及びＢ点）に注目すると、最大振巾
に対して約０．７（ＣＯｓ４５、）のレベルにあること
が分る。
したがつて、位相同期ループにおいては、位相比較特性
のＯ点附近の線形性及びその安定性が問題になることは
容易に理解される事であるが、これを保証するためには
掛算器１４，２４の動作範囲が十分広く、第２図のＡ．
Ｂ点近傍で十分な線形性を保持している事が必要である
。このために、この回路構成による場合は、掛算器１４
，２４に過大な要求が課せられる事になり、一般にはこ
のような回路の実現に困難を来たす事となる。本発明の
目的は上述のごとき掛算器に課せられる要求を大巾に軽
減し、簡易な掛算器によつても安定な位相比較特性を得
る事の出来る新規な搬送波再生装置を提供するにある。
のＯ点附近の線形性及びその安定性が問題になることは
容易に理解される事であるが、これを保証するためには
掛算器１４，２４の動作範囲が十分広く、第２図のＡ．
Ｂ点近傍で十分な線形性を保持している事が必要である
。このために、この回路構成による場合は、掛算器１４
，２４に過大な要求が課せられる事になり、一般にはこ
のような回路の実現に困難を来たす事となる。本発明の
目的は上述のごとき掛算器に課せられる要求を大巾に軽
減し、簡易な掛算器によつても安定な位相比較特性を得
る事の出来る新規な搬送波再生装置を提供するにある。
本発明によれば、搬送波の抑圧された変調波入力と、互
に９０、の位相差をもつ２つの基準搬送波のそれぞれと
を別々に加えて入力変調波をそれぞれ同期検波する第１
及び第２の位相検波器と、前記第１及び第２の位相検波
器の出力の符号判別を行う第１及び第２の識別器と、前
記第１の位相検波器の出力と前記第１の識別器の出力と
の差信号をとり出す第１の引算器と、前記第２の位相検
波器の出力と前記第２の識別器の出力との差信号をとり
出す第２の引算器と、前記第１の引算器の出力信号と前
記第２の識別器の出力信号（又は前記第２の位相検波器
の出力信号）との積をとり出す第１の掛算器と、前記第
２の引算器の出力信号と前記第１の識別器の出力信号（
又は前記第１の位相検波器の出力信号）との積をとり出
す第２の掛算器と、前記第１の掛算器の出力と前記第２
の掛算器の出力と前記第２の掛算器の出力との差を取り
だす第３の引算器とを有し、前記第３の引算器の出力に
よつて前記２つの基準搬送波を発生するための電圧制御
発振器を制御することを特徴とする搬送波再生装置が得
られる。
に９０、の位相差をもつ２つの基準搬送波のそれぞれと
を別々に加えて入力変調波をそれぞれ同期検波する第１
及び第２の位相検波器と、前記第１及び第２の位相検波
器の出力の符号判別を行う第１及び第２の識別器と、前
記第１の位相検波器の出力と前記第１の識別器の出力と
の差信号をとり出す第１の引算器と、前記第２の位相検
波器の出力と前記第２の識別器の出力との差信号をとり
出す第２の引算器と、前記第１の引算器の出力信号と前
記第２の識別器の出力信号（又は前記第２の位相検波器
の出力信号）との積をとり出す第１の掛算器と、前記第
２の引算器の出力信号と前記第１の識別器の出力信号（
又は前記第１の位相検波器の出力信号）との積をとり出
す第２の掛算器と、前記第１の掛算器の出力と前記第２
の掛算器の出力と前記第２の掛算器の出力との差を取り
だす第３の引算器とを有し、前記第３の引算器の出力に
よつて前記２つの基準搬送波を発生するための電圧制御
発振器を制御することを特徴とする搬送波再生装置が得
られる。
次に本発明を図面を参照して詳細に説明する。
第３図は本発明の一実施例を示したものであり、第４図
は第３図の実施例の各部の動作を波形によつて示したも
のである。図において、従来例の第１図、第２図に示さ
れた記号と同じ記号は同一の機能を示す。第３図におい
て、１６及び２６は、各々第１及び第２のパスに挿入し
た引算器、１７及び２７は遅延回路である。引算器１６
及び２６は各々第１及び第２の位相検波器出力１１２及
び１２２からそれぞれ識別器１３及び２３の出力１１３
及び１２３を差引く如く動作する。遅延回路１７及び２
７は、識別器１３及び２３で発生する遅延を補償するた
めのものであり、もしこれが無視し得る場合は使用しな
くともよい。本実施例においては、引算器１６の出力信
号１１６と、識別器２３の出力信号１２３とが掛算器１
４に掛け合わされ、同様に引算器２６の出力信号１２６
と識別器１３の出力信号１１３とが、掛算器２４にて掛
合わされ、それらの出力信号１１７と１２７との差信号
が、位相誤差信号１０４として取り出される。第４図に
みる如く、位相誤差信号１０４の波形は、第１図の構成
による場合と全く同様になる。しかるに、信号１１７，
１２７の交点Ａ，Ｂに着目すると、掛算器の動作レベル
は最大振巾の約０．３でよい事が理解されよう。即ち、
掛算器１４，２４の動作範囲は第１図の従来例における
ものと比較して３／７でよい事になる。この装置の構成
要素中掛算器が他の要素と比較して最も高度の技術を要
求されるものであるが、上述のとおりその線形性を狭い
動作範囲で保証すればよいと云うことは回路の設計上極
めて大きな利点であることは容易に理解できよう。また
第５図は本発明の第２の実施例であり、前述の第１の実
施例の改良を示す。
は第３図の実施例の各部の動作を波形によつて示したも
のである。図において、従来例の第１図、第２図に示さ
れた記号と同じ記号は同一の機能を示す。第３図におい
て、１６及び２６は、各々第１及び第２のパスに挿入し
た引算器、１７及び２７は遅延回路である。引算器１６
及び２６は各々第１及び第２の位相検波器出力１１２及
び１２２からそれぞれ識別器１３及び２３の出力１１３
及び１２３を差引く如く動作する。遅延回路１７及び２
７は、識別器１３及び２３で発生する遅延を補償するた
めのものであり、もしこれが無視し得る場合は使用しな
くともよい。本実施例においては、引算器１６の出力信
号１１６と、識別器２３の出力信号１２３とが掛算器１
４に掛け合わされ、同様に引算器２６の出力信号１２６
と識別器１３の出力信号１１３とが、掛算器２４にて掛
合わされ、それらの出力信号１１７と１２７との差信号
が、位相誤差信号１０４として取り出される。第４図に
みる如く、位相誤差信号１０４の波形は、第１図の構成
による場合と全く同様になる。しかるに、信号１１７，
１２７の交点Ａ，Ｂに着目すると、掛算器の動作レベル
は最大振巾の約０．３でよい事が理解されよう。即ち、
掛算器１４，２４の動作範囲は第１図の従来例における
ものと比較して３／７でよい事になる。この装置の構成
要素中掛算器が他の要素と比較して最も高度の技術を要
求されるものであるが、上述のとおりその線形性を狭い
動作範囲で保証すればよいと云うことは回路の設計上極
めて大きな利点であることは容易に理解できよう。また
第５図は本発明の第２の実施例であり、前述の第１の実
施例の改良を示す。
第６図はこの実施例における各部の動作波形を示す。こ
の場合の各部の機能は第３図の場合と同じであるが、た
だ掛算器１４が引算器１６の差信号１１６と第２の位相
検波器出力１２５との積を演算し、掛算器２４が引算器
２６の差信号１２６と第１の位相検波器出力１１５との
積を演算し、掛算器１４の出力１１８から掛算器２４の
出力１２８を差引く事により位相誤差信号１０４を得る
ようにした点において異なる。この場合も、位相誤差信
号１０４の特性は、第１図の場合と全く同じである事が
第６図から明らかである。しかるに第６図において、掛
算器１４，２４の出力信号１１８，１２８のＡ、Ｂ点に
注目すると、それらの動作レベルは最大振巾の約０．２
となる事が分る。即ち、第１図の構成二に比して掛算器
１４，２４は約２／７の動作範囲をもてばよい。この結
果は第３図における実施例よりもさらに改善されている
ことが判る。さらに第７図は、本発明の第３の実施例を
示す。
の場合の各部の機能は第３図の場合と同じであるが、た
だ掛算器１４が引算器１６の差信号１１６と第２の位相
検波器出力１２５との積を演算し、掛算器２４が引算器
２６の差信号１２６と第１の位相検波器出力１１５との
積を演算し、掛算器１４の出力１１８から掛算器２４の
出力１２８を差引く事により位相誤差信号１０４を得る
ようにした点において異なる。この場合も、位相誤差信
号１０４の特性は、第１図の場合と全く同じである事が
第６図から明らかである。しかるに第６図において、掛
算器１４，２４の出力信号１１８，１２８のＡ、Ｂ点に
注目すると、それらの動作レベルは最大振巾の約０．２
となる事が分る。即ち、第１図の構成二に比して掛算器
１４，２４は約２／７の動作範囲をもてばよい。この結
果は第３図における実施例よりもさらに改善されている
ことが判る。さらに第７図は、本発明の第３の実施例を
示す。
この実施例は第１及び第２の実施例をさらに改良 ２し
たものであり、識別器１３及び２３の出力側にそれぞれ
伝送路等価低域沢波器１８及び２８を挿入してある。即
ち、識別器１３及び２３の出力信号１１３及び１２３は
、各々伝送路等価低域▲波器１８及び２８により波形整
形された後信号演算に用いられる点において上述の第１
及び第２の実施例と異なる。図において点線で示した結
線は第１の実施例に対応したものであり、また一点鎖線
で示した結線による構成は、第２の実施例に対応したも
のである。この構成により、伝送路での帯域制限により
発生する再生搬送波のパターンジッタを最小に抑えると
云う効果を得る事が出来る。以下に、第３の実施例が再
生搬送波のパターンジッタを抑制することについて今、
これらの系への入力変調波ｓ（ｔ）をＳ（ｔ）−ｇ１（
ｔ）Ｓｉｎ（！）。ｔ＋Ｇ２（ｔ）ＣＯＳＣ！）Ｃｔで
表わし、この信号は、送信端における変調波Ｓ。（ｔ）
−Ｇ。ｌ（ｔ）Ｓｉｎω０ｔ＋ＧＯ２（ｔ）ＣＯＳ（１
）Ｃｔが伝達特性Ｈ（Ｊｗ）をもつ伝送路を通過したも
のとする。こＸで、ＧＯｌ（ｔ），ＧＯ２（ｔ）は各々
変調パルス列を表わし、＋１又は−１の値をとるものと
する。またＶＣＯの出力信号をＬ（ｔ）一ＣＯｓ（ω。
ｔ＋ψ。）とする。上述の搬送波再生装置の構成要素に
おいて、その出力側の信号をＳとする。例へばＳｌｌ２
は第１，３，５及び７図における信号１１２を示す。し
かるときは、Ｓｌｌ２一一ｇ１（ｔ）Ｓｉｎψ８＋Ｇ２
（ｔ）ＣＯＳψ８、又Ｓｌ２２一ｇ１（ｔ）ＣＯｓψ８
＋Ｇ２（ｔ）Ｓｉｎψ８であるからψ８Ｚ０ではＳ１、
３）ＧＯ２（ｔ）、Ｓｌ２３》ＧＯ２（ｔ）である。し
たがつて第１図、第３図及び第５図の構成によつて位相
誤差信号１０４の出力を計算すると、いずれの場合も次
式（１）の如く同じ結果が得られる。上記（１？おいて
、第１項は変調波入力に対する位相誤差信号であり、第
２項は等価的に雑音成分として作用し、入力変調波が変
調を受けているために生ずる再生搬送波のパターンジッ
タの原因となる。
たものであり、識別器１３及び２３の出力側にそれぞれ
伝送路等価低域沢波器１８及び２８を挿入してある。即
ち、識別器１３及び２３の出力信号１１３及び１２３は
、各々伝送路等価低域▲波器１８及び２８により波形整
形された後信号演算に用いられる点において上述の第１
及び第２の実施例と異なる。図において点線で示した結
線は第１の実施例に対応したものであり、また一点鎖線
で示した結線による構成は、第２の実施例に対応したも
のである。この構成により、伝送路での帯域制限により
発生する再生搬送波のパターンジッタを最小に抑えると
云う効果を得る事が出来る。以下に、第３の実施例が再
生搬送波のパターンジッタを抑制することについて今、
これらの系への入力変調波ｓ（ｔ）をＳ（ｔ）−ｇ１（
ｔ）Ｓｉｎ（！）。ｔ＋Ｇ２（ｔ）ＣＯＳＣ！）Ｃｔで
表わし、この信号は、送信端における変調波Ｓ。（ｔ）
−Ｇ。ｌ（ｔ）Ｓｉｎω０ｔ＋ＧＯ２（ｔ）ＣＯＳ（１
）Ｃｔが伝達特性Ｈ（Ｊｗ）をもつ伝送路を通過したも
のとする。こＸで、ＧＯｌ（ｔ），ＧＯ２（ｔ）は各々
変調パルス列を表わし、＋１又は−１の値をとるものと
する。またＶＣＯの出力信号をＬ（ｔ）一ＣＯｓ（ω。
ｔ＋ψ。）とする。上述の搬送波再生装置の構成要素に
おいて、その出力側の信号をＳとする。例へばＳｌｌ２
は第１，３，５及び７図における信号１１２を示す。し
かるときは、Ｓｌｌ２一一ｇ１（ｔ）Ｓｉｎψ８＋Ｇ２
（ｔ）ＣＯＳψ８、又Ｓｌ２２一ｇ１（ｔ）ＣＯｓψ８
＋Ｇ２（ｔ）Ｓｉｎψ８であるからψ８Ｚ０ではＳ１、
３）ＧＯ２（ｔ）、Ｓｌ２３》ＧＯ２（ｔ）である。し
たがつて第１図、第３図及び第５図の構成によつて位相
誤差信号１０４の出力を計算すると、いずれの場合も次
式（１）の如く同じ結果が得られる。上記（１？おいて
、第１項は変調波入力に対する位相誤差信号であり、第
２項は等価的に雑音成分として作用し、入力変調波が変
調を受けているために生ずる再生搬送波のパターンジッ
タの原因となる。
次に第３の実施例について考えると、伝送路等価低域沢
波器によつて波形整形された信号Ｓｌｌ９，Ｓｌ２９は
各々Ｓｌｌ９ゝＧ２（ｔ）アＳｌ２９ゝｇ１（ｔ）とな
るＯそこで、第７図に従つて位相誤差信号１０４の出力
を計算すると、掛算器１４及び２４のそれぞれ一方の入
力が点線又は鎖線のいずれｑ詰線による場合でも次式（
２）の如く同じ結果が得られる。
波器によつて波形整形された信号Ｓｌｌ９，Ｓｌ２９は
各々Ｓｌｌ９ゝＧ２（ｔ）アＳｌ２９ゝｇ１（ｔ）とな
るＯそこで、第７図に従つて位相誤差信号１０４の出力
を計算すると、掛算器１４及び２４のそれぞれ一方の入
力が点線又は鎖線のいずれｑ詰線による場合でも次式（
２）の如く同じ結果が得られる。
この式によつて判るごとく第（１）式の第２項は消え去
り、変調パターンによる雑音成分は無視し得る事となる
。上述の如く、第７図による第３の実施例によれば、第
１又は第２の実施例において得られた利点を保持しつつ
、さらにパターンジッターを無視し得る程度に低く抑え
る事が出来るので従来の構成に比して簡易でかつ特性の
優れた搬送波再生装置を実現する事が出来る。
り、変調パターンによる雑音成分は無視し得る事となる
。上述の如く、第７図による第３の実施例によれば、第
１又は第２の実施例において得られた利点を保持しつつ
、さらにパターンジッターを無視し得る程度に低く抑え
る事が出来るので従来の構成に比して簡易でかつ特性の
優れた搬送波再生装置を実現する事が出来る。
以上３つの実施例をあげて説明した如く、本発明によれ
ば搬送波再生装置の構成において、最も難かしい回路で
あるアナログ掛算器の特性を保証する動作範囲を大巾に
軽減出来るため、従来方式よりも極めて容易に信頼性の
高い搬送波再生装置を実現する事が出米る。
ば搬送波再生装置の構成において、最も難かしい回路で
あるアナログ掛算器の特性を保証する動作範囲を大巾に
軽減出来るため、従来方式よりも極めて容易に信頼性の
高い搬送波再生装置を実現する事が出米る。
又この構成のなかに伝送路等価低域沢波器を挿入する事
により上記の利点を保持しつヌさらにパターンジッタの
影響も取り除くことができる。
により上記の利点を保持しつヌさらにパターンジッタの
影響も取り除くことができる。
第１図は従米技術による搬送波再生装置の構成図、第２
図はその動作波形図、第３図、第５図及び第７図はそれ
ぞれ本発明の第１、第２および第３の実施例を示す構成
図、第４図及び第６図は、それぞれ第３図及び第５図の
実施例に対応する動作波形図を示す。 図において、１０は、信号入力端子；１１，２１は搬送
波帯信号の掛算器；１２，２２は、低域▲波器：１３，
２３ぱ符号識別器：１４，２４は掛算器；１６，２６，
３１は引算器；３２は直流増巾器：３３はループフイル
タ：３４は電圧制御発振器；３５はπ／２ラヂアン移相
器；１７，２７は遅延回路：１８，２８は、伝送路等価
低域沢波器である。
図はその動作波形図、第３図、第５図及び第７図はそれ
ぞれ本発明の第１、第２および第３の実施例を示す構成
図、第４図及び第６図は、それぞれ第３図及び第５図の
実施例に対応する動作波形図を示す。 図において、１０は、信号入力端子；１１，２１は搬送
波帯信号の掛算器；１２，２２は、低域▲波器：１３，
２３ぱ符号識別器：１４，２４は掛算器；１６，２６，
３１は引算器；３２は直流増巾器：３３はループフイル
タ：３４は電圧制御発振器；３５はπ／２ラヂアン移相
器；１７，２７は遅延回路：１８，２８は、伝送路等価
低域沢波器である。
Claims (1)
- １ 搬送波の抑圧された変調波入力と、互に９０度の位
相差をもつ２つの基準搬送波のそれぞれとを別々に加え
て入力変調波をそれぞれ同期検波する第１及び第２の位
相検波器と、前記第１及び第２の位相検波器の出力の符
号判別を行う第１及び第２の識別器と、前記第１の位相
検波器の出力と前記第１の識別器の出力との差信号をと
り出す第１の引算器と、前記第２の位相検波器の出力と
前記第２の識別器の出力との差信号をとり出す第２の引
算器と、前記第１の引算器の出力信号と前記第２の識別
器の出力信号（又は前記第２の位相検波器の出力信号）
との積をとり出す第１の掛算器と、前記第２の引算器の
出力信号と前記第１の識別器の出力信号（又は前記第１
の位相検波器の出力信号）との積をとり出す第２の掛算
器と、前記第１の掛算器の出力と前記第２の掛算器の出
力との差を取りだす第３の引算器とを有し、前記第３の
引算器の出力によつて前記２つの基準搬送波を発生する
ための電圧制御発振器を制御することを特徴とする搬送
波再生装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP51118159A JPS5914939B2 (ja) | 1976-09-30 | 1976-09-30 | 搬送波再生装置 |
| GB40397/77A GB1549933A (en) | 1976-09-30 | 1977-09-28 | Carrier wave recovery apparatus |
| IT28106/77A IT1125794B (it) | 1976-09-30 | 1977-09-29 | Apparecchiatura di ricupero di onde portanti impiegante rivelazione sincrona |
| US05/838,173 US4143322A (en) | 1976-09-30 | 1977-09-30 | Carrier wave recovery system apparatus using synchronous detection |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP51118159A JPS5914939B2 (ja) | 1976-09-30 | 1976-09-30 | 搬送波再生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5342660A JPS5342660A (en) | 1978-04-18 |
| JPS5914939B2 true JPS5914939B2 (ja) | 1984-04-06 |
Family
ID=14729551
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP51118159A Expired JPS5914939B2 (ja) | 1976-09-30 | 1976-09-30 | 搬送波再生装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4143322A (ja) |
| JP (1) | JPS5914939B2 (ja) |
| GB (1) | GB1549933A (ja) |
| IT (1) | IT1125794B (ja) |
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