JPS59136571A - Current control circuit for ignition device - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To permit to detect an unsaturated time correctly by a method wherein a detecting capacitor, generating a voltage related with the unsaturated time of a power transistor, is charged by a constant current, in the ignition device for an internal-combustion engine. CONSTITUTION:A revolution synchronizing signal, generated by a pickup coil B, passes through a bias level control circuit E and is formed into a rectangular wave by comparing it with the output of a comparative voltage bias level control circuit H in a comparator A, then, conducts an ignition coil 210 through an amplifying circuit I and a power transistor 200. the miximum current value is controlled by making the transistor 200 unsaturated in a current control circuit J, the unsaturated time is detected by a detecting circuit F, the capacitor of an unsaturated time/voltage converting circuit G is charged by a constant current circuit during the unsaturated time, and the unsaturated time is controlled so as to be shortened in a non-conducting period by the terminal voltage of the capacitor. Accordingly, the unsaturated time detection will never be affected by the fluctuation of an electric source voltage and the reference voltage of the comparator is changed upon non-conduction time, therefore, the malfunction of ignition will never be caused.

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は内燃機関の点火装置に関し、殊に】次巻線に流
４しる電流の制御回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an ignition system for an internal combustion engine, and more particularly to a control circuit for controlling the current flowing to the next winding.

従来特開昭５３−１２２０２３号に示す点火装置が知ら
れているが、従来例では非飽和時間を電圧に変換する際
、電源電圧の変動の影響を受けて正規の非飽和時間が検
出できない欠点がある。An ignition system disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 53-122023 is known, but in the conventional example, when converting the non-saturation time to voltage, it is affected by fluctuations in the power supply voltage and the normal non-saturation time cannot be detected. There is.

本発明の目的及び特徴は非飽和時間の検出を電源電圧の
変動の影響を受けずに正しく行える様に　゛する為に検
出コンデンサを定電流で充電する点にある。The object and feature of the present invention is to charge the detection capacitor with a constant current in order to correctly detect the non-saturation time without being affected by fluctuations in the power supply voltage.

以下図面に示す実施例を詳説する。第１図にブロック図
を示す。比軸回路Ａの比較電圧とピックアップコイルＢ
に一定のバイアス電圧を与える基本バイアス供給回路Ｃ
１及び、中速回転、高速回転時にデユーティ（デユーテ
ィ＝（点火コイル通電時間／周期）Ｘ１００％）を増大
させる回転数−電圧変換回路り及びバイアスレベル変動
回路Ｅ。The embodiments shown in the drawings will be explained in detail below. A block diagram is shown in FIG. Comparison voltage of ratio axis circuit A and pickup coil B
Basic bias supply circuit C that provides a constant bias voltage to
1, and a rotation speed-voltage conversion circuit and bias level variation circuit E that increases the duty (duty = (ignition coil energization time/period) x 100%) during medium speed rotation and high speed rotation.

パワートランジスタ２００の非飽和時間を検出する非飽
和時間検出回路Ｆ、非飽和時間を電圧に変換する非飽和
時間−電圧変換回路Ｇ、前記非飽和時間−電圧変換回路
Ｇの出力に応答して比較回路への比較電圧のバイアスレ
ベルを変動する比較電圧バイアスレベル変動回路Ｈ１前
記比較電圧バイアスレベル変動回路トＩとバイアスレベ
ル変動回路Ｅの出力を比較する比較回路Ａ、比較回路へ
の出力を増＋ｌＪする増巾回路■、増巾回路■の出力を
増［１〕するパワートランジスタ２００、パワートラン
ジスタ２００に流れる一次電流に応答して電圧を発生す
る電流検出抵抗１６１，１６２，１６３、パワートラン
ジスタ２００に流れる一次電流の最大値を制限する電流
制御回路３１回転数に同期して高電圧を発生する点火コ
イル２１０、点火栓２２０、ピックアップコイルＢの発
生電圧の適当な電圧値と、増巾回路■の中間出力とで論
理構成され、点火時間遅れを少なくする着火位置補正回
路Ｋ、ピックアップコイルＢのバイアスレベル変動回路
Ｅ出力を一次電流遮断後適当な時間強制的に火花ノイズ
の影響を受けなくするノイズキラー回路りより構成され
ており、本ブロック図の具体的実施例を第２図に示す。A non-saturation time detection circuit F detects the non-saturation time of the power transistor 200, a non-saturation time-voltage conversion circuit G converts the non-saturation time into voltage, and a comparison is made in response to the output of the non-saturation time-voltage conversion circuit G. Comparison voltage bias level variation circuit H1 that varies the bias level of the comparison voltage to the circuit Comparison circuit A that compares the outputs of the comparison voltage bias level variation circuit I and bias level variation circuit E, increasing the output to the comparison circuit +lJ a power transistor 200 that increases the output of the power transistor 200; current detection resistors 161, 162, 163 that generate a voltage in response to the primary current flowing through the power transistor 200; The current control circuit 31 limits the maximum value of the flowing primary current; the ignition coil 210, the spark plug 220, and the pickup coil B generate high voltages in synchronization with the rotational speed; The ignition position correction circuit K, which is logically configured with an intermediate output, reduces the ignition time delay, and the bias level variation circuit E of the pickup coil B, which forcibly makes the output immune to the influence of spark noise for an appropriate period of time after the primary current is cut off. A specific example of this block diagram is shown in FIG. 2.

第２図において、抵抗１０３，１０４，１０５゜１０６
．１０７，１２０、ツェナーダイオード６］、、ＮＰＮ
）−ランジスタ２，３、ダイオード４１．４２，４３、
ＰＮＰトランジスタ８０よりなる基本バイアス供給回路
、エンジン回転に同期して正負の交流電圧を発生するピ
ックアップコイル１８０、抵抗１０８，１０９．１’１
０，１１１に変化する電流を与えてピックアップコイル
１８０のバイアスレベルを変動させるバイアスレベル変
動回路、ダイオード５４を通して抵抗１１２に変化する
電流を与え、比較回路の４５電圧レベルを変動させる比
較電圧バイアスレベル変動回路、Ｎ、ＰＮトランジスタ
６、７，８、ＰＮＰＩ−ランジスタフ５，７６．７７、
ツェナーダイオード６２、抵抗１］、、５，１１６，１
１７よりなる比較回路。In Figure 2, resistances 103, 104, 105°106
．． 107, 120, Zener diode 6],,NPN
) - transistors 2, 3, diodes 41, 42, 43,
A basic bias supply circuit consisting of a PNP transistor 80, a pickup coil 180 that generates positive and negative AC voltages in synchronization with engine rotation, and resistors 108, 109.1'1
A bias level variation circuit that varies the bias level of the pickup coil 180 by applying a current that varies between 0 and 111, and a comparison voltage bias level variation that varies the voltage level of the comparator circuit by applying a varying current to the resistor 112 through the diode 54. Circuit, N, PN transistor 6, 7, 8, PNPI-Langistav 5, 76.77,
Zener diode 62, resistor 1], 5,116,1
Comparison circuit consisting of 17.

ＮＰＮＩ−ランジスタ９，１０，１３，１５、ＰＮＰト
ランジスタ７９，８１、抵抗１．２１，１２５゜１２８
．１１９，１２２，１３０よりなる電流増巾回路、ツェ
ナーダイオード６９、ＮＰＮトランジスタ３２．３３，
１４、抵抗１５２，１５３゜１５４．１５５，１５６、
ダイオード５８、ＰＮＰトランジスタ９１よりなるパワ
ートランジスタ２００に流れる点火コイル２１０の一次
電流制御回路、ＮＰＮＩ−ランジスタ２６，２７，２，
８゜２９、．３０，３１、ＰＮＰトランジスタ８８゜８
９、．９０、ツェナーダイオード６８、抵抗１５７゜１
２６．１４７，１４８．．１４９，１５０，１５１より
なるパワートランジスタ２００の非飽和時間検出回路、
コンデンサー１７３、ＰＮＰトランジスタ８７．７８、
ダイオード５４，５５，５６゜５７、抵抗１４６，１４
５，１４４，１．４３゜１１８、ＮＰＮトランジスタ２
４．２５よりなる非飽和時間−電圧変換回路、コンデン
サー１７１゜】７２、ＮＰＮＩ−ランジスタ２０，２１
’、２２、ダイオード５１，５２，５３、抵抗１３７，
１３８゜１３９．１４０，１４１，１４２．ツェナーダ
イオード６７よりなる回転数−電圧変換回路、ＮＰＮト
ランジスタ１６，１．７，１９，２２．］、、ダイオー
ド４４，４５，４６，４７．’４８，４９゜５０、ＰＮ
Ｐトランジスタ７１，７３，８４゜８５、抵抗１０１，
１０２，１２４，１３３゜１３４．１３５よりなる着火
位置補正回路、ＮＰＮトランジスタ２２，４，５，１８
，１９，１、ＰＮＰＩ−ランジスタフ２．７３，７，４
、抵抗１０１゜１１３．１１４，１０２よりなるノイズ
キラー回路、ＮＰＮＩ−ランジスタ１１．，１２、ＰＮ
Ｐトランジスタ８２．８３、抵抗１２３，１２７よりな
る定電流供給回路、抵抗１３２、ツェナーダイオード６
３，６４．６５．．６６よりなる異常電圧検出回路、ツ
ェナーダイオード１９０、コンデンサー１７４、抵抗１
３１よりなるパワートランジスタ２００の保護回路、高
電圧を発生する点火コイル２１０、点火栓２２０より構
成されている。NPNI-transistor 9, 10, 13, 15, PNP transistor 79, 81, resistance 1.21, 125° 128
．． Current amplification circuit consisting of 119, 122, 130, Zener diode 69, NPN transistor 32, 33,
14, resistance 152, 153° 154. 155, 156,
The primary current control circuit of the ignition coil 210 flowing through the power transistor 200 consisting of the diode 58 and the PNP transistor 91, the NPNI transistors 26, 27, 2,
8゜29,. 30, 31, PNP transistor 88°8
9. 90, Zener diode 68, resistance 157゜1
26.147,148. ．． A non-saturation time detection circuit for the power transistor 200 consisting of 149, 150, and 151;
Capacitor 173, PNP transistor 87.78,
Diode 54, 55, 56° 57, resistor 146, 14
5,144,1.43°118, NPN transistor 2
Non-saturation time-voltage conversion circuit consisting of 4.25, capacitor 171゜]72, NPNI-transistor 20, 21
', 22, diodes 51, 52, 53, resistor 137,
138°139.140,141,142. A rotation speed-voltage conversion circuit consisting of a Zener diode 67, NPN transistors 16, 1.7, 19, 22 . ], , diodes 44, 45, 46, 47 . '48,49゜50,PN
P transistor 71, 73, 84°85, resistor 101,
Ignition position correction circuit consisting of 102, 124, 133° 134.135, NPN transistors 22, 4, 5, 18
, 19, 1, PNPI-Landistav 2.73, 7, 4
, a noise killer circuit consisting of resistors 101°, 113, 114, and 102, and an NPNI transistor 11. ,12,PN
Constant current supply circuit consisting of P transistors 82 and 83, resistors 123 and 127, resistor 132, and Zener diode 6
3,64.65. ．． Abnormal voltage detection circuit consisting of 66, Zener diode 190, capacitor 174, resistor 1
31, an ignition coil 210 that generates high voltage, and an ignition plug 220.

ピックアップコイル１８０の端子Ａには、端子Ｂに対し
て、第３（ａ）のような正負の交流電圧が発生し、抵抗
１１０，１１１を通して、ＮＰＮトランジスタ６のベー
スに電流が供給される。ピックアップコイル１８０の片
端Ｂは、抵抗１０８を通してダイオード４２のアノード
に接続され、ダイオード４２は、ツェナーダイオード６
１、抵抗１０４．１−ランジスタ２、抵抗１．０６，１
０７を通して一定電圧に保持されている。At the terminal A of the pickup coil 180, positive and negative alternating current voltages as shown in FIG. One end B of the pickup coil 180 is connected to the anode of the diode 42 through the resistor 108, and the diode 42 is connected to the Zener diode 6.
1, resistance 104.1 - transistor 2, resistance 1.06,1
07 is maintained at a constant voltage.

比較回路の基準側のトランジスタ７のベースは抵抗１１
２を通して抵抗１０６，１０７の中点に接続され、エン
ジン停止時には、一定電圧にバイアスされている。The base of the transistor 7 on the reference side of the comparison circuit is the resistor 11.
2 to the midpoint of resistors 106 and 107, and is biased to a constant voltage when the engine is stopped.

エンジンが回転し、ピックアンプコイル１８０のＡ点側
に正の電圧が発生し、ＮＰＮＩ−ランジスタロのベース
電圧が、ＮＰＮＩ−ランジスタフのベース電圧より高く
なると、ＰＮＰＩ−ランジスタフ５に電流が流れ、ＰＮ
Ｐ）−ランジスタフ６゜７７が０ＦＦＬＮＰＮ）−ラン
ジスタ９が０ＦＦＬ、、ＮＰＮトランジスタ１０がＯＮ
Ｌ、ＮＰＮ）−ランジスタ１３，１５が０ＦＦＬ、パワ
ートランジスタ２００がＯＮＬ、、点火コイル２１０に
一次電流が流れる。When the engine rotates and a positive voltage is generated on the A point side of the pick amplifier coil 180, and the base voltage of the NPNI-Rangistaf becomes higher than the base voltage of the NPNI-Rangistaf, a current flows through the PNPI-Rangistaf 5, causing a
P)-Ransistor 6゜77 is 0FFLNPN)-Ransistor 9 is 0FFL, NPN transistor 10 is ON
L, NPN) - transistors 13 and 15 are 0FFL, power transistor 200 is ONL, primary current flows through ignition coil 210.

ピックアップコイル１８０のＡ点側の発生電圧が急激に
正から負に変化する時点で、ＮＰＮトランジスタ６のベ
ース電圧が、ＮＰＮトランジスタ７のベース電圧より低
くなると、ＮＰＮトランジスタ７が導通し、ＰＮＰトラ
ンジスタ７６．７７が導通し、トランジスタ９がＯＮＬ
、トランジスタ１０が０ＦＦＬ、トランジスタ１３．１
５がＯＮＬ、パワートランジスタ２００が０ＦＦＬ、、
点火コイル２１０の二次端子に高電圧が発生し、点火栓
２２０で火花放電が生ずる。When the voltage generated on the side of point A of the pickup coil 180 suddenly changes from positive to negative, the base voltage of the NPN transistor 6 becomes lower than the base voltage of the NPN transistor 7, the NPN transistor 7 becomes conductive, and the PNP transistor 76 becomes conductive. .77 is conductive, transistor 9 is ONL
, transistor 10 is 0FFL, transistor 13.1
5 is ONL, power transistor 200 is 0FFL,
A high voltage is generated at the secondary terminal of the ignition coil 210 and a spark discharge occurs at the ignition plug 220.

トランジスタ９がＯＦＦするとＰＮＰトランジスタ８０
、抵抗１２０で定まる電流が、ＮＰＮトランジスタ３の
ベースに供給され、トランジスタ３がＯＮし、抵抗１０
６，１０７の中点電圧を数１０ｍＶ減少させ比較回路の
基準電圧側トランジスタ７のベース電圧を下げ、トラン
ジスタ６の導通状態を促進し、トランジスタ９がＯＮす
るとＮＰＮトランジスタ３が０ＦＦＬ、、抵抗１０６゜
１０７の中点電圧が増大し、ＮＰＮトランジスタ７の導
通状態を促進する。When transistor 9 turns off, PNP transistor 80
, a current determined by resistor 120 is supplied to the base of NPN transistor 3, transistor 3 is turned on, and resistor 10
6,107 is reduced by several tens of mV, the base voltage of the reference voltage side transistor 7 of the comparison circuit is lowered, and the conduction state of the transistor 6 is promoted. When the transistor 9 is turned on, the NPN transistor 3 is set to 0FFL, and the resistance is 106°. The midpoint voltage of 107 increases, promoting the conduction state of NPN transistor 7.

パワートランジスタ２００に一次電流が流れると、電流
検出抵抗１６１に一次電流に応答した電圧が発生し、電
流検出抵抗１６２，１６３の中点に、抵抗分割された電
圧が発生する。When a primary current flows through the power transistor 200, a voltage responsive to the primary current is generated in the current detection resistor 161, and a resistance-divided voltage is generated at the midpoint between the current detection resistors 162 and 163.

電流検出抵抗１６２，１６３の中点には、抵抗１５６を
通して、ＮＰＮＩ−ランジスタ３３のエミッタが接続さ
れ、コレクタは、トランジスタ１４のベースに接続され
、１ヘランジスタ３３のベースは、抵抗１５３，１５４
の中点に接続され、該中点は、ツェナーダイオード６９
の電圧を抵抗１５３゜１５４で分割した一定電圧となっ
ている。The emitter of the NPNI resistor 33 is connected to the midpoint of the current detection resistors 162 and 163 through the resistor 156, the collector is connected to the base of the transistor 14, and the base of the NPNI resistor 33 is connected to the resistor 153 and 154.
The midpoint is connected to the midpoint of the Zener diode 69
A constant voltage is obtained by dividing the voltage by a resistor of 153° and 154°.

トランジスタ３２は、ツェナーダイオード６９のエミッ
タフォロワ構成となり、抵抗１５２は、小抵抗で、前記
エミッタフォロワの発振防止の為に接続されており、抵
抗１５３，１５４の中点電圧■、は、下記の値に設定さ
れている。The transistor 32 has an emitter follower configuration of the Zener diode 69, and the resistor 152 is a small resistor and is connected to prevent the emitter follower from oscillating.The midpoint voltage of the resistors 153 and 154 is as follows is set to .

即ち、電流検出抵抗１．６２，１６３の中点電圧が増大
し抵抗１５３，１５４の中点電圧とほぼ等しい電圧とな
るとＮＰＮ）−ランジスタ３３は、ＯＮ状態から能動状
態に移り、トランジスタ１４のベースに電流を供給し、
トランジスタ１４が導通する。トランジスタ１４が導通
するとトランジスタ１５も導通し、パワー１−ランジス
タ２００のベース電流を減少させ、パワートランジスタ
を非飽和とする。That is, when the voltage at the midpoint of the current detection resistors 1.62 and 163 increases and becomes approximately equal to the voltage at the midpoint of the resistors 153 and 154, the NPN transistor 33 changes from the ON state to the active state, and the base of the transistor 14 supply current to
Transistor 14 becomes conductive. When transistor 14 conducts, transistor 15 also conducts, reducing the base current of power 1 transistor 200 and rendering the power transistor non-saturated.

即ち、パワートランジスタ２００を飽和状態より非飽和
状態にする事により、−次電流の最大値を設定値に制御
する。That is, by changing the power transistor 200 from a saturated state to a non-saturated state, the maximum value of the -order current is controlled to the set value.

ダイオード５８は、トランジスタ３３のｖＢＥの温度係
数を打消す目的で挿入され、又、抵抗１５６は、電流検
出抵抗１６２，１６３の中点電位がサージ電圧により負
に落ち込んだ時に、トランジスタ３３を保護する目的で
挿入されている。又、トランジスタ１４．１５をダーリ
ントン構成とする事により、抵抗１５５の値を大きくで
き、制御回路をモノリシックＩＣ（以後ＭＩＣと称す）
で構成した場合に、ＭＩＣのパワーを大ｌＪに少なくで
きる。又、ツェナーダイオード６９のカソードに接続さ
れているＰＮＰトランジスタ９１のコレクタ電流は、ベ
ース共通のＰＮＰＩ−ランジスタ８３のコレクタ電流と
同じ電流が流れる構成となっており、電源電圧が低い時
にも、ツェナーダイオード６９に必要な電流を供給でき
、又、ツェナーダイオード６９には、エミッタフォロワ
構成のトランジスタ３２が接続されている為、ツェナー
ダイオード６９の負荷インピーダンスは非常に大きく、
従って、低電圧時にも、ツェナー電圧の減少が少なく、
従って抵抗１５３，１５４の中点電圧は低電圧時にも、
減少は少なく、低電圧から高電圧迄、−次電流制限値の
変動を少なくできる効果がある。The diode 58 is inserted for the purpose of canceling the temperature coefficient of vBE of the transistor 33, and the resistor 156 protects the transistor 33 when the midpoint potential of the current detection resistors 162 and 163 becomes negative due to a surge voltage. inserted for a purpose. In addition, by using the Darlington configuration for the transistors 14 and 15, the value of the resistor 155 can be increased, and the control circuit can be configured as a monolithic IC (hereinafter referred to as MIC).
When configured as follows, the power of the MIC can be reduced to a large lJ. In addition, the collector current of the PNP transistor 91 connected to the cathode of the Zener diode 69 is configured so that the same current flows as the collector current of the PNP transistor 83 having a common base, so that even when the power supply voltage is low, the Zener diode Since the Zener diode 69 is connected to the transistor 32 with an emitter follower configuration, the load impedance of the Zener diode 69 is very large.
Therefore, even at low voltage, the Zener voltage decreases little,
Therefore, even at low voltage, the midpoint voltage of resistors 153 and 154 is
The decrease is small and has the effect of reducing fluctuations in the -order current limit value from low voltage to high voltage.

一方、パワートランジスタが飽和状態から非飽和状態と
なり、パワートランジスタのコレクタ電圧が上昇し、抵
抗１４８，１４９の中点電圧より大きくなると、トラン
ジスタ２８は抵抗１５７を通してパワートランジスタの
コレクタに接続されている為、トランジスタ２８が導通
する。On the other hand, when the power transistor changes from a saturated state to a non-saturated state and the collector voltage of the power transistor increases and becomes larger than the midpoint voltage of the resistors 148 and 149, the transistor 28 is connected to the collector of the power transistor through the resistor 157. , transistor 28 becomes conductive.

ＮＰＮ）−ランジスタ２９のコレクタ電流は、抵抗１５
０，１２７、トランジスタ１２の定電流構成より定まる
が、電源電圧上昇により多少増加する構成となり、例え
ば１２Ｖで１００μΔ位、１６Ｖで１２０μΔ位となる
構成である。NPN) - The collector current of transistor 29 is
0.127, which is determined by the constant current configuration of the transistor 12, but increases somewhat as the power supply voltage increases, for example, at 12V it becomes about 100μΔ, and at 16V it becomes about 120μΔ.

パワートランジスタ２００が０ＦＦｔ、ている時には、
ＮＰＮ）−ランジスタ３０．３１がＯＮＬ、ているため
、トランジスタ２８はＯＦＦしており、パワートランジ
スタ２００が導通して非飽和となっている時に、トラン
ジスタ２８が導通する。トランジスタ２８が導通すると
、ＰＮＰトランジスタ９０が導通し、その為ＰＮＰトラ
ンジスタ８７゜８８も導通する。トランジスタ８８が導
通するとＮＰＮトランジスタ２６が導通し、抵抗１４８
゜１４９の中点電圧を下げる結果トランジスタ２８の導
通を安定化する。ＰＮＰトランリスタ８７のコレクタ電
流は、抵抗１４６によりＰＮＰ）−ランジスタ９０のコ
レクタ電流より少なくなり、トランジスタ９０のコレク
タ電流が、電圧依存をある程度持っている為トランジス
タ８７のコレクタ電流も電圧依存をある程度持っている
。When the power transistor 200 is 0FFt,
Since transistors 30 and 31 are ONL, transistor 28 is OFF and becomes conductive when power transistor 200 is conductive and unsaturated. When transistor 28 conducts, PNP transistor 90 conducts, and therefore PNP transistors 87 and 88 also conduct. When transistor 88 conducts, NPN transistor 26 conducts and resistor 148
As a result of lowering the midpoint voltage of 149, the conduction of the transistor 28 is stabilized. The collector current of the PNP transistor 87 becomes smaller than the collector current of the PNP transistor 90 due to the resistor 146, and since the collector current of the transistor 90 has some voltage dependence, the collector current of the transistor 87 also has some voltage dependence. There is.

トランジスタ８７が導通すると、コンデンサー１７３に
電荷が蓄積される。即ち、パワートランジスタの非飽和
時間が長いと、同じエンジン回転数に対して、コンデン
サー１７３の端子電圧は高くなる。When transistor 87 becomes conductive, charge is accumulated in capacitor 173. That is, if the non-saturation time of the power transistor is long, the terminal voltage of the capacitor 173 becomes high for the same engine speed.

コンデンサー１７３の端子電圧は、エミッタフォロワー
構成のトランジスタ２３、抵抗１４４゜ダイオード５４
を通してトランジスタ７のベースに帰還され、コンデン
サー１７３の端子電圧が高い時には、トランジスタ７の
ベース電圧も高くなる。しかし、パワートランジスタ２
００が導通している時点では、トランジスタ２４．２５
がＯＮしている為、コンデンサー１７３の端子電圧は、
トランジスタ７のベースには帰還されない。この目的は
、パワートランジスタ２００が導通されている時点に、
比較回路の比較電圧が変動する場合、即ち、同じエンジ
ン回転数で、電源電圧が変動した場合に、比較電圧も変
動し、その結果、点火時期を決定するタイミングが、変
動する事を防止する事である。The terminal voltage of the capacitor 173 is determined by the emitter-follower configuration transistor 23, resistor 144° diode 54.
The voltage is fed back to the base of the transistor 7 through the capacitor 173, and when the terminal voltage of the capacitor 173 is high, the base voltage of the transistor 7 is also high. However, power transistor 2
At the time when 00 is conducting, transistors 24.25
is ON, the terminal voltage of capacitor 173 is
It is not fed back to the base of transistor 7. This purpose is such that at the time the power transistor 200 is conductive
When the comparison voltage of the comparison circuit fluctuates, that is, when the power supply voltage fluctuates at the same engine speed, the comparison voltage also fluctuates, and as a result, the timing for determining the ignition timing can be prevented from fluctuating. It is.

上記した動作により、パワートランジスタの非飽和時間
が増大すると、コンデンサーの端子電圧も上昇し、トラ
ンジスタ７のベース電圧も上昇しその結果、トランジス
タ６の導通開始時点を遅らせ、パワー１〜ランジスタ２
００の導通時間を短くし、パワートランジスタ２００の
非飽和時間が短くなる。Due to the above operation, when the non-saturation time of the power transistor increases, the terminal voltage of the capacitor also rises, and the base voltage of transistor 7 also rises. As a result, the time point at which transistor 6 starts conducting is delayed, and
00 conduction time is shortened, and the non-saturation time of the power transistor 200 is shortened.

一方、電源電圧が上昇すると１点火コイルー次電流の立
ち上がり傾斜が大きくなり、−次電流が一定値になる通
電時間も短くなる。一定値に達する時間が短くなると、
パワートランジスタの非飽和時間も増大し、その結果、
コンデンサー１７３め端子電圧も増大する。一方、ピッ
クアップコイルの発生電圧は電源電圧によれ変動はしな
い為、ＰＮＰトランジスタ８７のコレクタ電流が電圧変
動に対して完全に一定の場合には、電源電圧１２Ｖ時の
パワートランジスタの非飽和時間を極力少なくする回路
定数を決定し、例えば４気筒エンジン６００ｒｐ＋ｎで
５　ｍ、ｓｅｃとした場合に、電源電圧１６Ｖ時には１
０ｍ５ｅｃ位となってしまう。これに近い値を持たす為
電源電圧増大に対して、トランジスタ８７の電流値を少
々増大させることにより、電源電圧１２Ｖの時も１６Ｖ
の時もパワートランジスタの非飽和時間を倍以上も違わ
ない値とする事ができる。On the other hand, when the power supply voltage increases, the rising slope of the first ignition coil-secondary current increases, and the energization time for the second-order current to reach a constant value also becomes shorter. As the time to reach a certain value becomes shorter,
The desaturation time of the power transistor also increases, resulting in
The voltage at the capacitor 173rd terminal also increases. On the other hand, since the voltage generated by the pickup coil does not vary depending on the power supply voltage, if the collector current of the PNP transistor 87 is completely constant with respect to voltage fluctuations, the desaturation time of the power transistor when the power supply voltage is 12V is minimized. For example, if the circuit constant is determined to be 5 m, sec with a 4-cylinder engine of 600 rp+n, then 1 when the power supply voltage is 16 V.
It will be about 0m5ec. In order to have a value close to this, by slightly increasing the current value of the transistor 87 as the power supply voltage increases, even when the power supply voltage is 12V, it will be 16V.
Even when , the non-saturation time of the power transistor can be set to a value that does not differ by more than double.

次に回転数−電圧変換部等について説明する。Next, the rotation speed/voltage converter and the like will be explained.

ピックアップコイル１８０に発生する交流電圧は、大体
正負の割合が５０％の交流電圧であり、何らかの処理を
しないと高速回転時にパワートランジスタ２００のＯＮ
デユーティを増大できない。The AC voltage generated in the pickup coil 180 is an AC voltage with a positive/negative ratio of approximately 50%, and unless some processing is done, the power transistor 200 will be turned on during high speed rotation.
Duty cannot be increased.

一方、ピックアップコイルの発生電圧は、エンジン回転
数が同じ場合でも、そのピーク値のばらつきは非常に大
きく、そのようなピックアップコイルを使用しても安定
したデユーティを出力できる回路が必要となる９一方、
ピックアップ発生電圧の特徴として、ピーク値が±４０
％位ばらついても、波形の８０％位は、ばらつかない為
、回転数に対して安定した電圧発生回路をピックアップ
コイル発生電圧波形にプラスする事により、高速回転時
にも約８０％のデユーティを出力できる。On the other hand, the peak value of the voltage generated by a pickup coil varies greatly even when the engine speed is the same, and a circuit that can output a stable duty even when such a pickup coil is used is required9. ,
As a characteristic of the pickup generation voltage, the peak value is ±40
Even if the waveform varies by about 50%, about 80% of the waveform does not vary, so by adding a voltage generating circuit that is stable with respect to the rotation speed to the pickup coil generated voltage waveform, the duty can be maintained at about 80% even during high speed rotation. Can be output.

即ち、トランジスタ１３がＯＦＦすると、抵抗１２８、
ダイオード５３、コンデンサー１７２、抵抗１４１、ダ
イオード５２、コンデンサー１７１のルートで電流が流
れ、コンデンサー１７１は、コンデンサー１７２の電荷
が満たんになる時間、電荷が蓄積され、トランジスタ１
３がＯＮすると、コンダンサ−１７２に蓄積された電荷
は、ダイオード５９、抵抗１４１、コンデンサー１７２
、トランジスタ２２のベース・エミッタ、トランジスタ
１３のルートで、ダイオード５９、トランジスタ２２．
１５の各ｖＢＥ分の和となる３ｖ８６を残してほとんど
瞬時に放電される。That is, when the transistor 13 is turned off, the resistor 128,
Current flows through the route of the diode 53, capacitor 172, resistor 141, diode 52, and capacitor 171, and the capacitor 171 accumulates charge for a period of time until the capacitor 172 is filled with charge, and the transistor 1
3 is turned on, the charge accumulated in the capacitor 172 is transferred to the diode 59, the resistor 141, and the capacitor 172.
, the base-emitter of transistor 22, the root of transistor 13, diode 59, transistor 22 .
It is discharged almost instantly leaving 3v86 which is the sum of each vBE of 15.

コンデンサー１７２が回転数にかかわらず毎週期放電さ
れる為、コンデンサー１７１の充電時間は、回転に対し
てほぼ一定となり、その結果、コンデンサー１７１の端
子電圧は、回転数増大に対して増大する電圧となる。Since the capacitor 172 is discharged every week regardless of the rotation speed, the charging time of the capacitor 171 is almost constant with respect to the rotation, and as a result, the terminal voltage of the capacitor 171 is a voltage that increases as the rotation speed increases. Become.

コンデンサー１７１は端子電圧は、抵抗１３９、トラン
ジスタ２１，２０、抵抗１３７、ダイオード５１、抵抗
１１１のルートで、トランジスタ６のベースに入力され
る。即ち、高速回転時に、ピックアップコイル１８０の
Ａ点側発生電圧が負電圧になっても、上記のルートでコ
ンデンサー１７１に蓄積された電圧が印加されトランジ
スタ６のベース電圧が、トランジスタ７のベース電圧よ
り高くなり、トランジスタ６が導通し、パワートランジ
スタ２００が導通し、点火コイル２７１０は通電され、
従って高速回転時には、約８０％のデユーティを得る事
ができる。The terminal voltage of the capacitor 171 is input to the base of the transistor 6 through a route of the resistor 139, the transistors 21 and 20, the resistor 137, the diode 51, and the resistor 111. That is, even if the voltage generated on the side of point A of the pickup coil 180 becomes a negative voltage during high-speed rotation, the voltage accumulated in the capacitor 171 is applied through the above route, and the base voltage of the transistor 6 becomes lower than the base voltage of the transistor 7. becomes high, transistor 6 conducts, power transistor 200 conducts, ignition coil 2710 is energized,
Therefore, during high speed rotation, a duty of about 80% can be obtained.

コンデンサー１７１の端子電圧は、高速回転時には、脈
動の少ない電圧となる為、常時１〜ランジスタロのベー
スに印加されると、着火位置を決定する角度が回転増大
と共に遅れる事になり、その為所望着火位置近辺では５
周波数−電圧変換回路出力を供給しない構成が必要とな
る。The terminal voltage of the capacitor 171 becomes a voltage with little pulsation during high-speed rotation, so if it is always applied to the base of the range star, the angle that determines the ignition position will be delayed as the rotation increases, and therefore the desired ignition will be delayed. 5 near the location
A configuration that does not supply the frequency-voltage conversion circuit output is required.

その為、本実施例においては、ピックアップコイル発生
電圧が適当な正電圧になった時点で、前記周波数−電圧
変換回路出力を、ピックアツプコイル１８０接続回路に
印加されない構成とし、ピックアラフコイル１８０接続
回路への供給は、着火後一定時問直いてからとする構成
を取っている。Therefore, in this embodiment, the output of the frequency-voltage conversion circuit is not applied to the pick-up coil 180 connection circuit when the pickup coil generated voltage reaches an appropriate positive voltage, and the pick-up rough coil 180 connection is The supply to the circuit is configured such that it is restarted for a certain period of time after ignition.

即ち、抵抗１１０，１１１の中点電圧がダイオード４７
，４８，４９．．５０及びｌ−ランジスタ１７のベース
・エミッタ電圧の和の値（約３Ｖ）以上にまった時点で
トランジスタ１７をＯＮＬ、、トランジスタ１６をＯＦ
Ｆさせ、Ｐ　Ｎ　Ｐ　Ｉ−ランジスタ８４、ダイオード
４５のルーｌ〜で１〜ランジスタ１９をＯＮさせ、コン
デンサー１７１のｆ７積電荷を１−ランジスタロのベー
スに流入しない構成とし、着火位置が決定される時点は
、回転にかかわらず一定とする構成としている。更に、
前記回転数−電圧変換回路で使用された、トランジスタ
２２は、トランジスタ１３がＯＮＬだ後、数１００μｓ
ｅｃの間、導通する事より、その導通時間、トランジス
タ１８を導通させ、トランジス５Ｐ１９を導通させる構
成とする事により、コンデンサー１７１の蓄積電荷の、
ピックアップコイル側への復帰を遅らせ、トランジスタ
６のチャタリングによる誤点火を防止している。That is, the midpoint voltage of the resistors 110 and 111 is the voltage at the diode 47.
, 48, 49. ．． 50 and l- When the voltage reaches the sum of the base and emitter voltages of transistor 17 (approximately 3V), transistor 17 is turned ON, and transistor 16 is turned OFF.
F, PNP I- transistor 84, diode 45 rule 1~ turns on transistor 1- transistor 19, the structure is such that the f7 product charge of capacitor 171 does not flow into the base of 1- transistor, and the ignition position is determined. The time point is configured to be constant regardless of rotation. Furthermore,
The transistor 22 used in the rotation speed-voltage conversion circuit is turned on for several 100 μs after the transistor 13 becomes ONL.
By making the transistor 18 conductive and making the transistor 5P19 conductive during the conduction period, the accumulated charge of the capacitor 171 is reduced.
The return to the pickup coil side is delayed to prevent erroneous ignition due to chattering of the transistor 6.

即ち、コンデンサー１７１より、ピックアップコイル１
８０へのバイアスがなくなってから、適当な時間後に、
トランジスタ６が非導通となり、ｌ−ランジスタ９が導
通し、トランジスタ１ｏが非導通になると、抵抗１２４
、ダイオード４４を通して、トランジスタ１６が導通し
、トランジスタ１９へのダイオード４５からの電流供給
はなくなるが、それと同時に、トランジスタ１３がＯＮ
Ｌ、、トランジスタ２２が導通し、ＰＮＰトランジスタ
７３が導通し、ＰＮＰ）ランジスタフ１が導通し、トラ
ンジスタ１８が導通し、抵抗１３６、ＰＮＰトランジス
タ８６を通してトランジスタ１９のベースに電流が供給
される為、トランジスタ１６が導通しても、トランジス
タ１９は、トランジスタ２２が導通している時間導通す
る。That is, from the capacitor 171, the pickup coil 1
After an appropriate amount of time after the bias towards 80 is gone,
When transistor 6 becomes non-conductive, l-transistor 9 becomes conductive, and transistor 1o becomes non-conductive, resistor 124
, the transistor 16 becomes conductive through the diode 44, and current is no longer supplied to the transistor 19 from the diode 45, but at the same time, the transistor 13 is turned on.
L,, the transistor 22 is conductive, the PNP transistor 73 is conductive, the PNP transistor 1 is conductive, the transistor 18 is conductive, and current is supplied to the base of the transistor 19 through the resistor 136 and the PNP transistor 86, so the transistor Even if transistor 16 is conductive, transistor 19 is conductive for the time that transistor 22 is conductive.

一方、点火を２２０の着火は、トランジスタ１５がＯＮ
ｔ、た後、パワートランジスタ２００が２０〜３０μｓ
ｅｃ後にカットＯｌ・’　Ｆ　Ｌ、ぞの後、４０〜５０
μｓｅｅ後に、点火コイルの二次電圧が数１０ｋＶとな
り着火が行なわれる為、ピックアップコイル１８０が接
続されている比較回路のトランジスタ６が導通してから
後１００μｓｅｃ位で着火が行なわれる。On the other hand, to ignite the ignition 220, the transistor 15 is turned on.
After t, the power transistor 200 operates for 20 to 30 μs.
Cut after ec Ol・'F L, after zo, 40-50
After μsee, the secondary voltage of the ignition coil becomes several tens of kV and ignition occurs, so ignition occurs approximately 100 μsec after the transistor 6 of the comparison circuit connected to the pickup coil 180 becomes conductive.

点火栓２２０で着火が起こると、ピックアップコイル１
８０には、正負のノイズ電圧が数１０μｓｅｃの間重畳
される。When ignition occurs at the spark plug 220, the pickup coil 1
80, positive and negative noise voltages are superimposed for several tens of microseconds.

このノイズが乗る時点におけるピックアップコイルの電
圧は、負に向かっている時点であり、ノイズの負分は、
回路的には、Ｉ−ランジスタロの非導通１、を安定させ
る方向になっているが、ノイズの正分は、トランジスタ
６の非導通を妨げる分となり、これを除去する必要があ
る。The voltage of the pickup coil at the time when this noise is on is heading towards the negative side, and the negative part of the noise is:
In terms of the circuit, the direction is to stabilize the non-conduction of the I transistor 1, but the positive component of the noise is the amount that prevents the transistor 6 from becoming non-conductive, and it is necessary to remove this.

この為、トランジスタ２２は、トラレジ１スタ６が非導
通となり、トランジスタ１３が導通してから数１００μ
ｓｅｃの間導通する事を利用し、その時間、トランジス
タ４を導通さゼ、トランジスタ６のベース電圧をダイオ
ード４２の順方向電圧（約０．７Ｖ）と同電位にする事
により上記ノイズをカッ１〜する。For this reason, the transistor 22 is a few hundred μm long after the register 1 register 6 becomes non-conductive and the transistor 13 becomes conductive.
By making use of the fact that the transistor 4 is conductive for sec, the transistor 4 is conductive during that time, and the base voltage of the transistor 6 is set to the same potential as the forward voltage (approximately 0.7 V) of the diode 42, thereby reducing the above noise. ~do.

即ち、トランジスタ２２が導通すると＋　ＰＮＰトラン
ジスタ７３が導通し、′トランジスタ７２が導通しトラ
ンジスタ５，４が導通する構成となっている。トランジ
スタ４のエミッタをアース側に接続した場合にも、上記
ノイズはカットできるが、その場合に、本構成回路では
、トランジスタ４が導通している間、ピックアップコイ
ル１８０に電流が流れ、トランジスタ４がＯＦＦした時
点で、上記ピックアップコイル１８０の電流が急減少し
、その結果、ピックアップコイルのインダクタンス分に
より、Ａ点に、不必要な電圧が発生し、トランジスタ６
の非導通を不安定にする現象が発生する為、トランジス
タ４のエミッタは、ピックアップコイル１８０のＢ点側
に接続し、トランジスタ４が導通している間、ピックア
ップコイル１８０に直流的な電流が流れる事を防止して
いる。That is, when the transistor 22 is conductive, the +PNP transistor 73 is conductive, the 'transistor 72 is conductive, and the transistors 5 and 4 are conductive. The above noise can also be cut when the emitter of transistor 4 is connected to the ground side, but in that case, in this configuration circuit, while transistor 4 is conducting, current flows through pickup coil 180, and transistor 4 When the pickup coil 180 is turned off, the current in the pickup coil 180 suddenly decreases, and as a result, an unnecessary voltage is generated at point A due to the inductance of the pickup coil, and the transistor 6
Since a phenomenon occurs that makes the non-conduction of It prevents things from happening.

一方、走行中バッテリ接続端子が外れると、電流端子に
は、１２０〜１’４０　Ｖの電圧が加わる事があり、こ
のような電圧が発生した状態でパワートランジスタ２０
０が導通すると、パワートランジスタ２００は瞬時に破
壊する。これを防止する為に、電源電圧が異常高電圧に
なると、ツェナーダイオード６３．６４，６５，６．６
が導通し、トランジスタ１５がＯＮＬ、、パワートラン
ジスタ２００はＯＦＦする。On the other hand, if the battery connection terminal is disconnected while driving, a voltage of 120 to 1'40 V may be applied to the current terminal, and when such a voltage is generated, the power transistor 20
When 0 becomes conductive, the power transistor 200 is instantly destroyed. To prevent this, when the power supply voltage becomes abnormally high, Zener diodes 63, 64, 65, 6.6
becomes conductive, transistor 15 turns ON, and power transistor 200 turns OFF.

増巾回路で使用されている定電流回路について説明を行
う。抵抗１２７、トランジスタ１２で基準となる電流を
あらかじめ設定しておき、トランジスタ１１のコレクタ
電流は、抵抗１２３の値により、トランジスタ１２のコ
レクタ電流より小さい値に設定され、又、その値は、電
源電圧変動に対して、トランジスタ１２のコレクタ電流
の変動より小さい変動となっている。。The constant current circuit used in the amplifier circuit will be explained. A reference current is set in advance using the resistor 127 and the transistor 12, and the collector current of the transistor 11 is set to a value smaller than the collector current of the transistor 12 depending on the value of the resistor 123. The fluctuation is smaller than the fluctuation in the collector current of the transistor 12. .

ＰＮＰＩ〜ランジスタ８３には、トランジスタ１１のコ
レクタ電流とほぼ同じ値の電流が流れ、ＰＮＰトランジ
スタ８１のコレクタ電流は、抵抗１２２の値により、Ｐ
ＮＰトランジスタ８３のコレクタ電流より少なく、がっ
、電圧変動に対してより安定した電流となる。Ｐ、ＮＰ
ｌ−ランジスタ８２の役目は、ＰＮＰ）−ランジスタ８
３のエミッタに流れる電流とコレクタに流れる電流の差
を少なくする目的で挿入されている。これは、モノリシ
ックＩＣ内のＰＮＰＩ−ランジスタのｈＦＥは、非常に
小さく、ＰＮＰトランジスタ８６，７４゜７８．７９，
８０，８１．９１のベース電流がＰＮＰＩ〜ランジスタ
のコレクタにダイレクトに流れる事により、各トランジ
スタのコレクタ電流の設Ｈ１が円滑に行かなくなる事を
防止する。A current having approximately the same value as the collector current of the transistor 11 flows through the transistor 83, and the collector current of the PNP transistor 81 is
This current is smaller than the collector current of the NP transistor 83 and is more stable against voltage fluctuations. P,NP
The role of the l-transistor 82 is that of the PNP)-transistor 8.
It is inserted for the purpose of reducing the difference between the current flowing to the emitter of No. 3 and the current flowing to the collector. This means that the hFE of the PNPI-transistor in the monolithic IC is very small, and the PNP transistor 86,74°78.79,
Since the base currents of 80, 81, and 91 flow directly from PNPI to the collectors of the transistors, it is possible to prevent the setting H1 of the collector current of each transistor from not proceeding smoothly.

上記の様な、いわゆるＰＮＰトランジスタのペアによる
定電流吸い込み回路として、第２図ではトランジスタ１
２と１１．１２と８，１２と２９で使用しており、トラ
ンジスタ１１，８．２９のコレクタ電流は、電圧変動に
対して大巾に変動しない電流となっている。As described above, as a constant current sink circuit using a pair of so-called PNP transistors, transistor 1 is shown in Fig. 2.
2, 11, 12, 8, 12, and 29, and the collector currents of the transistors 11, 8, and 29 are currents that do not vary widely with respect to voltage fluctuations.

又、ＰＮＰトランジスタのペアによる定電流流し出し回
路として、ＰＮＰ）−ランジスタ８３と８１．８３と８
０．８３と７９．８３と７８゜８３と７４．８３と８６
．８３と９１及び、９゜と８８．９０と８７、及び、７
３と７２．７３と７１．７５と７６があり、動作は、Ｐ
ＮＰｔ−ランジスタによる定電流吸い込み回路の逆とな
る。In addition, as a constant current flow circuit using a pair of PNP transistors, PNP)-transistors 83 and 81.83 and 8
0.83 and 79.83 and 78°83 and 74.83 and 86
．． 83 and 91 and 9° and 88.90 and 87 and 7
There are 3, 72.73, 71.75 and 76, and the operation is P.
This is the opposite of a constant current sink circuit using an NPt transistor.

上記定電流回路は、モノリシックＩＣ（ＭＩＣ）構成と
した場合に、ＭＩＣの内部素子占有面積を大巾に低減で
きる効果がある。When the constant current circuit has a monolithic IC (MIC) configuration, it has the effect of greatly reducing the area occupied by the internal elements of the MIC.

以上の回路動作による各部波形を第３図、第４図を用い
て説明する。The waveforms of each part due to the above circuit operation will be explained using FIGS. 3 and 4.

ピックアップコイル１８０の片端Ａには、片端Ｂに対し
て第３図（、）のような電圧が発生し、この発生電圧に
より、トランジスタ６は、導通、非導通し、トランジス
タ９，１３のコレクタ電圧は、第３図（ｂ）のようにな
り、トランジスタ１３のＯＦＦのタイミングでコンデン
サー１７１は充填される為、コンデンサー１７１の端子
電圧は、第３図（ｃ）のようになる。At one end A of the pickup coil 180, a voltage as shown in FIG. is as shown in FIG. 3(b), and since the capacitor 171 is filled at the timing when the transistor 13 is turned off, the terminal voltage of the capacitor 171 is as shown in FIG. 3(c).

一方、トランジスタ１３がＯＦＦの時点でパワー１−ラ
ンジスタ２００が導通し“、点火コイル−次電流が第３
図ｄのように流れ、−次電流が適当な値になると、電流
制御回路が働き、−次電流は一定値になる。この時パワ
ートランジスタのコレクタ電圧は、第３図（ｅ）の様に
非飽和状態となる。On the other hand, when the transistor 13 is OFF, the power 1 transistor 200 becomes conductive, and the ignition coil current changes to the 3rd current.
The current flows as shown in Figure d, and when the -order current reaches an appropriate value, the current control circuit operates and the -order current becomes a constant value. At this time, the collector voltage of the power transistor becomes unsaturated as shown in FIG. 3(e).

この非飽和時間を検出する、トランジスタ３０のコレク
タ電圧波形は、第３図（ｆ）の様になり、非飽和時間−
電圧変換回路のコンデンサー１７３の端子電圧は、第３
図（ｇ）の様になる。The collector voltage waveform of the transistor 30 that detects this non-saturation time is as shown in FIG. 3(f), and the non-saturation time -
The terminal voltage of the capacitor 173 of the voltage conversion circuit is the third
It will look like figure (g).

第４図（ａ）は、第３図（ａ）と同波形であり、Ａ焦電
圧が適当な値になると、トランジスタ１７が導通する。FIG. 4(a) has the same waveform as FIG. 3(a), and when the A pyrovoltage reaches an appropriate value, the transistor 17 becomes conductive.

トランジスタ１７のコレクタ電圧波形は第４図（ｂ）の
様になり、又、トランジスタ１０のコレクタ電圧波形は
第４図（Ｃ）の様になり、１〜ランジスタ１０のＯＦＦ
と同時にトランジスタ１６は、ＯＦＦするが、トランジ
スタ２２が適当な時間導通し、トランジスタ２２のコレ
クタ電圧は、第４図（ｄ）の様になる。The collector voltage waveform of the transistor 17 is as shown in FIG. 4(b), and the collector voltage waveform of the transistor 10 is as shown in FIG. 4(C).
At the same time, transistor 16 is turned off, but transistor 22 is turned on for an appropriate period of time, and the collector voltage of transistor 22 becomes as shown in FIG. 4(d).

即ち、トランジスタ１９のコレクタ電圧は、第４図（ｅ
）の様になり、又、これらの諸々の動きの結果、トラン
ジスタ６のベース電圧波形は、第４図（ｆ）の様になる
。That is, the collector voltage of the transistor 19 is as shown in FIG.
), and as a result of these various movements, the base voltage waveform of the transistor 6 becomes as shown in FIG. 4(f).

又、第４図（ｇ）は、第３図（ｇ）と同波形であるが、
トランジスタ２４は、トランジスタ１３がＯＦＦの期間
ＯＮする為、ｈランジスタフのベース電圧は、第４図（
ｈ）の様になる。Also, although FIG. 4(g) has the same waveform as FIG. 3(g),
Since the transistor 24 is ON during the period when the transistor 13 is OFF, the base voltage of the hrangestaff is as shown in Fig. 4 (
It will look like h).

第５図は、ディストリビュータ回転に対する、点火コイ
ル通電時間、即ち、デユーティ特性である。第５図の非
制御時の曲線は、非飽和時間−電圧変換回路の出力を比
較電圧バイアスレベル変動回路に印加しない時の特性で
あり、又、電源電圧上昇に対して、デユーティが減少す
るのは、−次電流が一定値に対する到達時間が、電源電
圧上昇で少なくなり、又、な飽和時間も少ない為である
。FIG. 5 shows the ignition coil energization time, ie, the duty characteristic, with respect to the distributor rotation. The non-control curve in Figure 5 shows the characteristics when the output of the non-saturated time-voltage conversion circuit is not applied to the comparison voltage bias level variation circuit, and also shows that the duty decreases as the power supply voltage increases. This is because the time it takes for the -order current to reach a constant value decreases as the power supply voltage increases, and the saturation time also decreases.

第６図に、ディストリビュータ回転数に対する点火時期
遅れ特性を示す。回転上昇に対してほぼ一定の傾斜で遅
れるのは、前述した、パワートランジスタのカットオフ
時間と、点火コイル２次電圧の立上り時間の和が１００
μｓｅｃ位ある為であり、着火位置補正回路がある為に
、第６図に示す以上の遅れ特性にはならない。FIG. 6 shows the ignition timing delay characteristics with respect to the distributor rotation speed. The reason why there is a delay with an almost constant slope with respect to the increase in rotation is that the sum of the cut-off time of the power transistor and the rise time of the secondary voltage of the ignition coil is 100%.
This is because there is a delay of about μsec, and since there is an ignition position correction circuit, the delay characteristic does not exceed that shown in FIG. 6.

以北説明したとおり、本発明による電流制御回路は、パ
ワー１−ランジスタの非飽和時間を検出するコンデンサ
を定電流で充電する様にしたので非飽和時間が電源電圧
の変動を受けることがなくなった。またパワートランジ
スタがＯＦＦの時に比較回路の基準電圧を変化させるの
で誤点火がない。As explained above, in the current control circuit according to the present invention, the capacitor that detects the non-saturation time of the power 1 transistor is charged with a constant current, so the non-saturation time is not affected by fluctuations in the power supply voltage. . Further, since the reference voltage of the comparator circuit is changed when the power transistor is OFF, there is no erroneous ignition.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明による点火装置の電流制御回路の一実施
例を示すブロック図、第２図は第１図の具体的実施例を
示す回路図、第３図は第２図における各部波形図、第４
図は第２図における各部波形図、第５図は本発明におけ
るディストリビュータの回転数−デユーティ特性図、第
６図は本発明におけるディストリビュータの回転数一点
火時期遅れ角度特性図である。 Ａ・・・比較回路、Ｂ・・・ピックアップコイル、Ｃ・
・・基本バイアス供給回路、Ｄ・・・回転数−電圧変換
回路、Ｅ・・・バイアスレベル制御回路、Ｆ・・・非飽
和時間検出回路、Ｇ・・・非飽和時間−電圧変換回路、
Ｈ・・・比較電圧バイアスレベル制御回路、■・・・増
幅回路、Ｊ・・・電流制御回路、Ｋ・・・着火位置補正
回路、Ｌ・・・ノイズキラー回路、２００・・・パワー
トランジスタ、５Ｖ、３　　固 （６） （り）　θｖ（ＩＬ） 茅　４−　図 θ８ｖ 茅５　口 →カストリヒユータロｔｅＵと酬２ １件　　　乙　　　　Ｕイ］ 一−Ｔ”ｎストフヒュータ巳や＆ｔ（げ峨）手続補正書
（方式） ％式％ 事件の表示 昭　和５８年　特許願力　１４５４２４　−写発明　の
名　称　点火装置の′電流制御回路補正をする者 ＝Ｉｌｆ’ｌとの関係　　′ｉ、（Ｉ′＋４′［出１ｎ
ｆｉ　人名　　（、冒へ１（）目１式会（」　　日　　
立　　袈　作　所代　　　理　　　人 の全文及び全図面 補正の内容 １、別紙の通シ姿任状を補光する。 ２、明細書及び図面の浄書を提出する（内容に変更なし
）。 以上Fig. 1 is a block diagram showing one embodiment of the current control circuit of the ignition device according to the present invention, Fig. 2 is a circuit diagram showing a specific embodiment of Fig. 1, and Fig. 3 is a waveform diagram of each part in Fig. 2. , 4th
The figures are waveform diagrams of various parts in FIG. 2, FIG. 5 is a rotational speed-duty characteristic diagram of the distributor in the present invention, and FIG. 6 is a characteristic diagram of the rotational speed vs. ignition timing delay angle of the distributor in the present invention. A...Comparison circuit, B...Pickup coil, C...
... Basic bias supply circuit, D... Rotation speed-voltage conversion circuit, E... Bias level control circuit, F... Non-saturation time detection circuit, G... Non-saturation time-voltage conversion circuit,
H...Comparison voltage bias level control circuit, ■...Amplification circuit, J...Current control circuit, K...Ignition position correction circuit, L...Noise killer circuit, 200...Power transistor, 5V, 3 hard (6) (ri) θv (IL) Kaya 4- Figure θ8v Kaya 5 Mouth → KastrichyuutaroteU and exchange 2 1 case Otsu Ui] 1-T”n Stoffhuuta Miya &t (Gega) Procedural amendment (method) % formula % Indication of the case 1982 Patent application 145424 - Name of the copied invention Relationship with the person who corrects the current control circuit of the ignition device = Ilf'l 'i, (I'+4' [out 1n
fi person's name
Contents of amendments to the full text and all drawings of the representative of the Tateke Sakusho 1. Added information to the attached letter of qualification. 2. Submit an engraving of the specification and drawings (no changes to the contents). that's all

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １．１次、２次巻線を有する点火コイルと直流電源とを
有する内燃機関の点火装置であって、前記内燃機関の回
転数に同期した交流電圧信号を発生するピックアップコ
イルと、このピックアップコイルの出力端子に接続され
前記交流電圧信号と参照電圧信号とを比較し前記交流電
圧信号に対応しかつ前記参照電圧の大きさによって決定
される幅を有する矩形波を出力する比較回路と、この比
較回路の出力端子に接続されたドライブ回路と、このド
ライブ回路の出力端子にベースが接続されかつ前記１次
巻線に直列に接続されたパワートランジスタと、前記１
次巻線に流れる電流に対応する出力信号を発生する電流
検出回路と、この電流検出回路の出力端子と前記ドライ
ブ回路の入力端子の間に接続される電流制限回路と、所
定の電流を供給する為の定電流回路と前記パワートラン
ジスタが非飽和の間前記定電流回路を通って充填され前
記非飽和時間に関連した電圧を発生するコンデンサから
なる手段と、前記パワー１〜ランジスタがＯＦＦ状態の
時前記比較回路に前記コンデンサの電圧を供給するため
の非飽和時間調整回路と、前記パワートランジスタがＯ
Ｎ状態の時前記比較器へ前記コンデンサの端子電圧が供
給されることを防止する手段ねからなることを特徴とす
る点火装置の電流制御回路。1. An ignition device for an internal combustion engine that includes an ignition coil having primary and secondary windings and a DC power source, the pickup coil generating an AC voltage signal synchronized with the rotational speed of the internal combustion engine, and the pickup coil. a comparison circuit that is connected to an output terminal of the AC voltage signal and compares the AC voltage signal with a reference voltage signal and outputs a rectangular wave that corresponds to the AC voltage signal and has a width determined by the magnitude of the reference voltage; a drive circuit connected to an output terminal of the circuit; a power transistor whose base is connected to the output terminal of the drive circuit and connected in series to the primary winding;
a current detection circuit that generates an output signal corresponding to the current flowing in the next winding; a current limiting circuit that is connected between the output terminal of the current detection circuit and the input terminal of the drive circuit; and a current limiting circuit that supplies a predetermined current. means comprising a constant current circuit for and a capacitor that is charged through the constant current circuit while the power transistor is in non-saturation and generates a voltage related to the non-saturation time, and when the power transistor is in the OFF state; a non-saturation time adjustment circuit for supplying the voltage of the capacitor to the comparison circuit;
A current control circuit for an ignition device, comprising means for preventing the terminal voltage of the capacitor from being supplied to the comparator when in the N state.