JPS59122321A - 交流負荷装置のための給電装置 - Google Patents
交流負荷装置のための給電装置Info
- Publication number
- JPS59122321A JPS59122321A JP58236465A JP23646583A JPS59122321A JP S59122321 A JPS59122321 A JP S59122321A JP 58236465 A JP58236465 A JP 58236465A JP 23646583 A JP23646583 A JP 23646583A JP S59122321 A JPS59122321 A JP S59122321A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inverter
- current
- chopper
- control circuit
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
- H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Medicines That Contain Protein Lipid Enzymes And Other Medicines (AREA)
- Stand-By Power Supply Arrangements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の関連する技術分野
本発明は、ブリッジ接続のトランジスタおよびフライホ
イールダイオードを備えたインバータと、電源から給電
される整流器と、該整流器およびインバータ間に設けら
れたトランジスタチョッパと、該チョッパに後置接続さ
れて平滑コイルおよび平滑コンデンサを有する平滑回路
と、上記チョッパおよびインバータの各トランジスタ毎
に設けられたベース制御回路と、チョッパ電流のための
電流測定抵抗と、インバータの電流戻り線に設けられた
電流測定抵抗と、パルス発生器と、該パルス発生器のパ
ルスをインバータのベース制御回路に供給するパルス分
配器と、インバータの駆動量に依存しチョッパのベース
制御回路に制御パルスを供給する制御回路とを備え、所
属の電流測定抵抗で取出された過電流測定信号に依存し
て上記チョッパおよびインバータのベース制御回路に阻
止信号を供給することができる交流負荷装置のための給
電装置に関する。
イールダイオードを備えたインバータと、電源から給電
される整流器と、該整流器およびインバータ間に設けら
れたトランジスタチョッパと、該チョッパに後置接続さ
れて平滑コイルおよび平滑コンデンサを有する平滑回路
と、上記チョッパおよびインバータの各トランジスタ毎
に設けられたベース制御回路と、チョッパ電流のための
電流測定抵抗と、インバータの電流戻り線に設けられた
電流測定抵抗と、パルス発生器と、該パルス発生器のパ
ルスをインバータのベース制御回路に供給するパルス分
配器と、インバータの駆動量に依存しチョッパのベース
制御回路に制御パルスを供給する制御回路とを備え、所
属の電流測定抵抗で取出された過電流測定信号に依存し
て上記チョッパおよびインバータのベース制御回路に阻
止信号を供給することができる交流負荷装置のための給
電装置に関する。
この種の公知の装置においては、制御回路、パルス発生
器およびパルス分配器から構成される制御部が、整流器
、チョッパおよびインバータを有する高電圧部と電気的
に接続されている。この場合この公知の装置においては
、600Vにもなる高電圧が制御部に伝達され、場合に
より該制御部に接触に対する安全性がないと言う危険性
が生ずる。これと関連して、制御部と高電圧部との間に
分離変成器を中間接続することは高価となり、過電流の
場合にチョッパおよびインバータの開放の遅延を大きく
する。と言うのは阻止信号は、制御回路およびパルス分
配器を介してチョッパならびにインバータに作・用する
からである。
器およびパルス分配器から構成される制御部が、整流器
、チョッパおよびインバータを有する高電圧部と電気的
に接続されている。この場合この公知の装置においては
、600Vにもなる高電圧が制御部に伝達され、場合に
より該制御部に接触に対する安全性がないと言う危険性
が生ずる。これと関連して、制御部と高電圧部との間に
分離変成器を中間接続することは高価となり、過電流の
場合にチョッパおよびインバータの開放の遅延を大きく
する。と言うのは阻止信号は、制御回路およびパルス分
配器を介してチョッパならびにインバータに作・用する
からである。
さらに、チョッパならびに所属の平滑回路を有しない類
似の給電装置において、インバータのトランジスタを保
護するために、各相の負荷電流を測定し、全べてのイン
バータトランジスタをインバータの制御部を介して開放
ないし遮断することが知られている。この場合インバー
タの各出力相には1つの電流測定抵抗が設けられ、そし
てインバータ電流戻り線に別の測定抵抗が設けられてい
る。この構成では、例えば2相より多い相のインバータ
の場合に、測定抵抗に要する費用が高(なり、損失も相
応に太き(なる。なお高電圧部と制御部との間の電気的
分離もこの装置において設けられてはいない。
似の給電装置において、インバータのトランジスタを保
護するために、各相の負荷電流を測定し、全べてのイン
バータトランジスタをインバータの制御部を介して開放
ないし遮断することが知られている。この場合インバー
タの各出力相には1つの電流測定抵抗が設けられ、そし
てインバータ電流戻り線に別の測定抵抗が設けられてい
る。この構成では、例えば2相より多い相のインバータ
の場合に、測定抵抗に要する費用が高(なり、損失も相
応に太き(なる。なお高電圧部と制御部との間の電気的
分離もこの装置において設けられてはいない。
発明の目的
本発明の課題は、制御部と高電圧部との間に電気的分離
装置を設げ、例えば過負荷、直列に設けられた2つのト
ランジスタの導通接続、接地接続または短絡の場合の過
電流の迅速な遮断を保障することができる冒頭に述べた
形式の給電装置を提供することにある。
装置を設げ、例えば過負荷、直列に設けられた2つのト
ランジスタの導通接続、接地接続または短絡の場合の過
電流の迅速な遮断を保障することができる冒頭に述べた
形式の給電装置を提供することにある。
発明の構成、効果
本発明によれば、上記の課題は、上記チョッパおよびイ
ンバータトランジスタのための制御パルスを、それぞれ
1つのオプチカルカプラを介して所属のベース制御回路
に供給し、そして上記オプチカルカプラと前記チョッパ
ならびに前記インバータ電流戻り線に接続されているイ
ンバータのトランジスタのためのベース制御回路との間
に、過電流時に相応の阻止信号を供給し得るデートを設
け、さらにインバータ電流測定信号を閾値段に供給し、
該閾値段は過電流に際して遮断信号を発生し第1の単安
定マルチパイブレータを介して、インバータ電流戻り線
に接続されているインバータトランジスタのデート回路
に供給し、さらに第1の単安定マルチバイブレークの出
力端から阻止信号を、オプチカルカプラを介し第2の単
安定マルチバイブレータに供給可能にし、該第2の単安
定マルチバイブレータにより阻止信号を伸長してパルス
分配器の駆出入力端ならびに制御回路の制御パルスを伝
送するデートに供給するようにし、さらに第2の単安定
マルチバイブレークと、制御回路の制御パルスを伝送す
るデートとの間に、閉成遅延素子を設けたことにより解
決される。
ンバータトランジスタのための制御パルスを、それぞれ
1つのオプチカルカプラを介して所属のベース制御回路
に供給し、そして上記オプチカルカプラと前記チョッパ
ならびに前記インバータ電流戻り線に接続されているイ
ンバータのトランジスタのためのベース制御回路との間
に、過電流時に相応の阻止信号を供給し得るデートを設
け、さらにインバータ電流測定信号を閾値段に供給し、
該閾値段は過電流に際して遮断信号を発生し第1の単安
定マルチパイブレータを介して、インバータ電流戻り線
に接続されているインバータトランジスタのデート回路
に供給し、さらに第1の単安定マルチバイブレークの出
力端から阻止信号を、オプチカルカプラを介し第2の単
安定マルチバイブレータに供給可能にし、該第2の単安
定マルチバイブレータにより阻止信号を伸長してパルス
分配器の駆出入力端ならびに制御回路の制御パルスを伝
送するデートに供給するようにし、さらに第2の単安定
マルチバイブレークと、制御回路の制御パルスを伝送す
るデートとの間に、閉成遅延素子を設けたことにより解
決される。
オプチカルカプラにより、簡単な仕方で、制御部と高電
圧部との間の確実な電気的分離を達成することができ、
制御部には接触に対する安全性が賦与される。市販のオ
プチカルカプラは比較的応動速度が遅(、約6ないし1
0マイクロ秒の遅延時間を斎らすので、この遅延時間内
にトランジスタが過電流によって破壊されてしまうおそ
れがある。そこで、インバータ電流戻り線忙接続されて
いるインバータトランジスタとチョッパトランジスタに
関連して設けられているオプチカルカプラおよびベース
制御回路間に本発明に従がいケ゛−トを介在接続するこ
とにより、過電流時に発生されるこれらトランジスタの
ための阻止信号は、制御部をバイパスすることができる
。このようにして、開放遅延は著しく減少される。各ブ
リッジ辺にはそれぞれ2つのインバータトランジスタが
直列に接続されているので、インバータ電流戻り線と接
続されているインバータトランジスタだけを開放(叫止
)するだげで基本的には充分である。このようにすれば
、中間接続されるr−)に要する費用が軽減される。
圧部との間の確実な電気的分離を達成することができ、
制御部には接触に対する安全性が賦与される。市販のオ
プチカルカプラは比較的応動速度が遅(、約6ないし1
0マイクロ秒の遅延時間を斎らすので、この遅延時間内
にトランジスタが過電流によって破壊されてしまうおそ
れがある。そこで、インバータ電流戻り線忙接続されて
いるインバータトランジスタとチョッパトランジスタに
関連して設けられているオプチカルカプラおよびベース
制御回路間に本発明に従がいケ゛−トを介在接続するこ
とにより、過電流時に発生されるこれらトランジスタの
ための阻止信号は、制御部をバイパスすることができる
。このようにして、開放遅延は著しく減少される。各ブ
リッジ辺にはそれぞれ2つのインバータトランジスタが
直列に接続されているので、インバータ電流戻り線と接
続されているインバータトランジスタだけを開放(叫止
)するだげで基本的には充分である。このようにすれば
、中間接続されるr−)に要する費用が軽減される。
この場合、インバータ電流測定信号を閾値段に供給し、
過電流時に該閾値段により阻止信号を発生して第1の単
安定マルチバイブレータを介しインバータ電流戻り線に
接続されているインバータトランジスタのためのテート
に供給するようにするのが好ましい。単安定マルチバイ
ブレータはインバータの開放もしくは遮断遅延より長い
予め定められた時間経過後に始めてリセットされて閉成
信号を発生するので、インバータが直ぐにではなくこの
時間経過後に再び閉成され、それによりインバータが完
全に開放される前に閉成信号を受けることがないように
することができる。
過電流時に該閾値段により阻止信号を発生して第1の単
安定マルチバイブレータを介しインバータ電流戻り線に
接続されているインバータトランジスタのためのテート
に供給するようにするのが好ましい。単安定マルチバイ
ブレータはインバータの開放もしくは遮断遅延より長い
予め定められた時間経過後に始めてリセットされて閉成
信号を発生するので、インバータが直ぐにではなくこの
時間経過後に再び閉成され、それによりインバータが完
全に開放される前に閉成信号を受けることがないように
することができる。
したがって、第1の単安定マルチバイブレータの出力か
ら阻止信号を、オプチカルカプラを介して第2の単安定
マルチバイブレータに供給し、該第2の単安定マルチバ
イブレータによって阻止信号を伸長しパルス分配器の阻
IF入力端にならびに制御回路の制御パルスを伝送する
ゲートに供給することが可能である。この場合には、イ
ンバータ電流戻り線に接続されているインバータトラン
ジスタへの阻止信号の送出と同時に、残りのインバータ
トランジスタならびにチョッパに阻止信号が送出される
。この場合、ペース制御回路は、通常の様にインバータ
トランジスタの最小閉成時間および最小開放時間を保証
することができる。それにもかかわらず、例えば負荷装
置の入力端に短絡が生じた場合に、該短絡が最小閉成時
間の開始直後に現われたとしても、過度に長い開放遅延
の発生が回避される。インバータ電流戻り線と接続して
いるトランジスタだけが阻Iトされた場合には、上記最
小閉成時間が、該トランジスタの固有の開放遅延に加算
されることになる。これに対して、残りのトランジスタ
も付加的に駆出される場合には、これら残りのトランジ
スタのうち該トランジスタと直列に設けられているトラ
ンジスタの全電流を引受けるトランジスタは最小閉成時
間では駆動されず、その結果このような場合にも比較的
短かい開放時間が保証される。と言うのは、制御部を介
しての阻止信号の遅延は最小閉成時間より短かいからで
ある。第2の単安定マルチバイブレータの約0.5秒で
ある走行時間の経過後、インバータは再び閉成され、そ
してその間過電流の原因が除去されていれば、運転は問
題な(続行される。
ら阻止信号を、オプチカルカプラを介して第2の単安定
マルチバイブレータに供給し、該第2の単安定マルチバ
イブレータによって阻止信号を伸長しパルス分配器の阻
IF入力端にならびに制御回路の制御パルスを伝送する
ゲートに供給することが可能である。この場合には、イ
ンバータ電流戻り線に接続されているインバータトラン
ジスタへの阻止信号の送出と同時に、残りのインバータ
トランジスタならびにチョッパに阻止信号が送出される
。この場合、ペース制御回路は、通常の様にインバータ
トランジスタの最小閉成時間および最小開放時間を保証
することができる。それにもかかわらず、例えば負荷装
置の入力端に短絡が生じた場合に、該短絡が最小閉成時
間の開始直後に現われたとしても、過度に長い開放遅延
の発生が回避される。インバータ電流戻り線と接続して
いるトランジスタだけが阻Iトされた場合には、上記最
小閉成時間が、該トランジスタの固有の開放遅延に加算
されることになる。これに対して、残りのトランジスタ
も付加的に駆出される場合には、これら残りのトランジ
スタのうち該トランジスタと直列に設けられているトラ
ンジスタの全電流を引受けるトランジスタは最小閉成時
間では駆動されず、その結果このような場合にも比較的
短かい開放時間が保証される。と言うのは、制御部を介
しての阻止信号の遅延は最小閉成時間より短かいからで
ある。第2の単安定マルチバイブレータの約0.5秒で
ある走行時間の経過後、インバータは再び閉成され、そ
してその間過電流の原因が除去されていれば、運転は問
題な(続行される。
この場合、チョッパの再閉成はインバータの再閉成より
もさらに遅延するのが有利である。
もさらに遅延するのが有利である。
このことは、第2の単安定マルチバイブレータと、制御
回路の制御パルスを伝送するデートとの間に閉成遅延素
子を設けることにより達成される。インバータの再閉成
時に過電流の原因が未だ除去されていない場合には、再
び開放が行なわれる。この過程は、複数回繰返すことが
でき、その場合チョッパが再び閉成される前に平滑コン
デンサは漸次放電する。
回路の制御パルスを伝送するデートとの間に閉成遅延素
子を設けることにより達成される。インバータの再閉成
時に過電流の原因が未だ除去されていない場合には、再
び開放が行なわれる。この過程は、複数回繰返すことが
でき、その場合チョッパが再び閉成される前に平滑コン
デンサは漸次放電する。
したがって、過電流により危険の生ずるおそれのある電
流回路に限流コイルを設け、電流の制限ならびに開放遅
延時間内での電流の立上り速度の制限を行なうことがで
きる。
流回路に限流コイルを設け、電流の制限ならびに開放遅
延時間内での電流の立上り速度の制限を行なうことがで
きる。
したがって、インバータの各出力線に1つの限流コイル
を設けることができる。この限流コイルは、負荷装置側
に接地や短絡が生じた場合に、電流の立上り速度を制限
する。
を設けることができる。この限流コイルは、負荷装置側
に接地や短絡が生じた場合に、電流の立上り速度を制限
する。
インバータと負荷装置との間の限流コイルは、整流器の
給電線に相応に設計された無線妨害抑圧チョークコイル
が設けられかつ平滑コンデンサと直列に限流コイルが設
けられている場合には、必要に応じ省略することができ
る。該無線妨害抑圧チョークコイルは、特に負荷装置側
に接地が生じた場合に有利である。平滑コンデンサと直
列の限流コイルは、外部妨害パルスが原因で2つの直列
に設けられているインバータトランジスタが導通した場
合に、コンデンサの放電電流の立上りを制限する。
給電線に相応に設計された無線妨害抑圧チョークコイル
が設けられかつ平滑コンデンサと直列に限流コイルが設
けられている場合には、必要に応じ省略することができ
る。該無線妨害抑圧チョークコイルは、特に負荷装置側
に接地が生じた場合に有利である。平滑コンデンサと直
列の限流コイルは、外部妨害パルスが原因で2つの直列
に設けられているインバータトランジスタが導通した場
合に、コンデンサの放電電流の立上りを制限する。
負荷装置側に接地が生じた場合には、平滑コンデンサに
よる高い充電電流がインバータのフライホイールダイオ
ードを介して流れる。したがって、平滑コンデンサと直
列に、インバータの電流戻り線に接続された電流測定抵
抗を設け、該抵抗の電圧降下も別の電流測定信号として
閾値段に供給する。この場合には、平滑コンデンサの高
い充電電流を生ぜさせる負荷装置側の接地で、接地電流
がインバータの電流戻り線に設けられている電流測定抵
抗を経て流れない場合にも、インバータの開放を行なう
ことができる。平滑コンデンサの充電電流の監視により
、インバータと負荷装置の間に設けられて℃・る限流コ
イルならびに必要に応じ整流器の入力側に設ゆられる無
線妨害抑圧コイルを、上記の充電電流監視が用いられな
い場合よりも小さl、x飽和電流値に設計することもで
きる。
よる高い充電電流がインバータのフライホイールダイオ
ードを介して流れる。したがって、平滑コンデンサと直
列に、インバータの電流戻り線に接続された電流測定抵
抗を設け、該抵抗の電圧降下も別の電流測定信号として
閾値段に供給する。この場合には、平滑コンデンサの高
い充電電流を生ぜさせる負荷装置側の接地で、接地電流
がインバータの電流戻り線に設けられている電流測定抵
抗を経て流れない場合にも、インバータの開放を行なう
ことができる。平滑コンデンサの充電電流の監視により
、インバータと負荷装置の間に設けられて℃・る限流コ
イルならびに必要に応じ整流器の入力側に設ゆられる無
線妨害抑圧コイルを、上記の充電電流監視が用いられな
い場合よりも小さl、x飽和電流値に設計することもで
きる。
平滑コンデンサと直列に設けられて(・る限流コイルを
、ダイオードと抵抗からなる直列接続により橋絡し、そ
の場合ダイオードの陽極をインバータの給電導線側に位
置することカーできる。この場合、インバータにおける
短絡((よる平滑コイルの放電電流により限流コイルに
蓄積されるエネルギは、インバータの開放後、限流コイ
ルに差動に設けられている上記直列接続を介して放電す
ることができ、過電圧は回避することができる。− 実施例の説明 以下、好ましい実施例につき図面を参照して本発明の詳
細な説明する。
、ダイオードと抵抗からなる直列接続により橋絡し、そ
の場合ダイオードの陽極をインバータの給電導線側に位
置することカーできる。この場合、インバータにおける
短絡((よる平滑コイルの放電電流により限流コイルに
蓄積されるエネルギは、インバータの開放後、限流コイ
ルに差動に設けられている上記直列接続を介して放電す
ることができ、過電圧は回避することができる。− 実施例の説明 以下、好ましい実施例につき図面を参照して本発明の詳
細な説明する。
給電装置は、接地された中性点0を有する3相の交流配
電網R,SおよびTから給電されるブリッジ接続の3相
整流器2を備えており、該整流器2は平滑にされた直流
電圧を発生する。
電網R,SおよびTから給電されるブリッジ接続の3相
整流器2を備えており、該整流器2は平滑にされた直流
電圧を発生する。
さらに、給電装置は、インバータ3と、整流器2および
インバータ3間で該インバータ3の給電線に設けられた
チョッパ4および該チョッパ4に後置接続された平滑回
路5を備えている。
インバータ3間で該インバータ3の給電線に設けられた
チョッパ4および該チョッパ4に後置接続された平滑回
路5を備えている。
インバータもしくは逆変換回路3は、スイッチとして略
示した6個のト、ランソスタT1ないしT6をブリッジ
回路形態で有しており、これらトランジスタにはそれぞ
れフライホイールダイオードD1ないしD6が逆並列接
続されている。
示した6個のト、ランソスタT1ないしT6をブリッジ
回路形態で有しており、これらトランジスタにはそれぞ
れフライホイールダイオードD1ないしD6が逆並列接
続されている。
チョッパ4も、スイッチとして簡略に示したトランジス
タT7と、それに逆並列に接続されたフライホイールダ
イオードD7ならびに直列に接続された電流測定抵抗6
を有している。
タT7と、それに逆並列に接続されたフライホイールダ
イオードD7ならびに直列に接続された電流測定抵抗6
を有している。
平滑回路5は、平滑コイル7、平滑コンデンサ8、該平
滑コンデンサ8と直列に接続された限流コイル9および
電流測定用抵抗10ならびにコイル7のためのフライホ
イールダイオードD8を備えており、該ダイオードD8
のアノードはインバータの電流戻り線に接続されている
。さらに平滑回路5は、限流コイル9に対して並列に、
ダイオード11と該ダイオード電流を制限する抵抗12
との直列接続回路を有している。ダイオード11のアノ
ードはインバータ3の正電位の給電線に接続され、そし
て電流測定抵抗10は平滑コンデンサ8とインバータ3
の負電位の電流戻9線との間に接続されている。
滑コンデンサ8と直列に接続された限流コイル9および
電流測定用抵抗10ならびにコイル7のためのフライホ
イールダイオードD8を備えており、該ダイオードD8
のアノードはインバータの電流戻り線に接続されている
。さらに平滑回路5は、限流コイル9に対して並列に、
ダイオード11と該ダイオード電流を制限する抵抗12
との直列接続回路を有している。ダイオード11のアノ
ードはインバータ3の正電位の給電線に接続され、そし
て電流測定抵抗10は平滑コンデンサ8とインバータ3
の負電位の電流戻9線との間に接続されている。
インバータ3の電流戻9線には、さらに別の電流測定抵
抗13が設げられている。
抗13が設げられている。
整流器2の給電線には、それぞれ無線妨害抑圧チョーク
コイル14.15および16が設けられており、そして
インバータ3の出力線にはそれぞれ限流コイル17,1
B、19が設けられている。なお、K1およびに2は、
発生する可能性のある短絡区間をスイッチ記号にて表わ
す。
コイル14.15および16が設けられており、そして
インバータ3の出力線にはそれぞれ限流コイル17,1
B、19が設けられている。なお、K1およびに2は、
発生する可能性のある短絡区間をスイッチ記号にて表わ
す。
給電装置はさらに、インバータ3の駆動量、例えば駆動
電圧または駆動電流の実際値を目標値と比較して比較結
果に依存しチョッパ4に制御パルスを発生する制御回路
20を備えている。該制御パルスは、デート21(この
例では禁止記号を有する論理素子)、オプチカルカプラ
22、デート23(この例ではアンド機能を有する論理
素子)およびベース制御回路24を介してトランジスタ
T7に供給される。該制御パルスは、チョッパ40オン
、オフ比を制御し、該チョッパ4の出力電圧の平滑回路
5により形成される平均値が、インバータ3の1動量の
目標値に対応する値に接近するようにする。
電圧または駆動電流の実際値を目標値と比較して比較結
果に依存しチョッパ4に制御パルスを発生する制御回路
20を備えている。該制御パルスは、デート21(この
例では禁止記号を有する論理素子)、オプチカルカプラ
22、デート23(この例ではアンド機能を有する論理
素子)およびベース制御回路24を介してトランジスタ
T7に供給される。該制御パルスは、チョッパ40オン
、オフ比を制御し、該チョッパ4の出力電圧の平滑回路
5により形成される平均値が、インバータ3の1動量の
目標値に対応する値に接近するようにする。
電流測定抵抗6から取出される電流測定信号は閾値段2
5に供給される。過電流が現れると、電流測定信号は閾
値段25の閾値を越える。
5に供給される。過電流が現れると、電流測定信号は閾
値段25の閾値を越える。
その結果、デート23を阻止しそれによりチョッパ4へ
のその後の制御パルスの伝達を阻止する阻止信号が発生
される。チョッパ4はこの場合図示の状態をとる。この
状態においては、チョッパ4はインバータ3の供給電圧
を遮断するインバータ3の周波数はパルス発生器26に
よって決定され、そして該パルス発生器26の制御パル
スはパルス分配器27.6つのオプチカルカプラ28お
よび6つのベース制御回路29を介してインバータ3の
トランジスタT1ないしT6のベースに供給され、これ
らトランジスタは、負荷装置1に3相の平均的にほぼ正
弦波の交流電圧を供給するように制御される。この場合
、インバータの直列接続関係にない少なくとも6つのト
ランジスタは互いにオーバラップして周期的に導通制御
される。
のその後の制御パルスの伝達を阻止する阻止信号が発生
される。チョッパ4はこの場合図示の状態をとる。この
状態においては、チョッパ4はインバータ3の供給電圧
を遮断するインバータ3の周波数はパルス発生器26に
よって決定され、そして該パルス発生器26の制御パル
スはパルス分配器27.6つのオプチカルカプラ28お
よび6つのベース制御回路29を介してインバータ3の
トランジスタT1ないしT6のベースに供給され、これ
らトランジスタは、負荷装置1に3相の平均的にほぼ正
弦波の交流電圧を供給するように制御される。この場合
、インバータの直列接続関係にない少なくとも6つのト
ランジスタは互いにオーバラップして周期的に導通制御
される。
電流測定抵抗10および13から取出される電流測定信
号は別の閾値段30に供給される。
号は別の閾値段30に供給される。
この閾値段30は、供給される電流測定信号のうちの一
方または両方が過電流に対応する閾値を越えた場合もし
くは下回った時に阻止信号を発生する。この場合閾値段
は、抵抗1oで測定された正および負の過電流信号に対
しそれぞれ1つの比較器を備えている。阻止信号は単安
定スイッチング段31を介してデート32の一方の入力
端に印加される。これらケゞ−トは、インバータ3の電
流戻り線に接続されているインパータトランノスタT2
.T4およびT6に対して設けられているオプチカルカ
プラ28とベース制御回路29との間に接続されている
。この阻止信号によI)デート32は阻止され、その結
果トランジスタT2.T4およびT6には最早や制御パ
ルスが供給されなくなシ、これらトランジスタは阻止状
態にな夛、そしてこの阻止状態は単安定スイッチング段
31によって発生される阻止信号の持7涜期間に相応す
る期間だけ持続する。なお該阻止信号の持続期間は15
/!Is程度であって、ベース制御回路29を含めた
インバータの約5ないし10μsの遮断遅延期間よりも
長い。
方または両方が過電流に対応する閾値を越えた場合もし
くは下回った時に阻止信号を発生する。この場合閾値段
は、抵抗1oで測定された正および負の過電流信号に対
しそれぞれ1つの比較器を備えている。阻止信号は単安
定スイッチング段31を介してデート32の一方の入力
端に印加される。これらケゞ−トは、インバータ3の電
流戻り線に接続されているインパータトランノスタT2
.T4およびT6に対して設けられているオプチカルカ
プラ28とベース制御回路29との間に接続されている
。この阻止信号によI)デート32は阻止され、その結
果トランジスタT2.T4およびT6には最早や制御パ
ルスが供給されなくなシ、これらトランジスタは阻止状
態にな夛、そしてこの阻止状態は単安定スイッチング段
31によって発生される阻止信号の持7涜期間に相応す
る期間だけ持続する。なお該阻止信号の持続期間は15
/!Is程度であって、ベース制御回路29を含めた
インバータの約5ないし10μsの遮断遅延期間よりも
長い。
単安定スイッチング段31の制御信号はさらに、オプチ
カルカプラ33および第2の単安定スイッチング回路3
4を介してノNo 117分配器27の阻止入力端に印
加され、そこでノ々ルス分配器27はインバータ3のト
ランジスタT1ないしT6に供給されるすべての制御ノ
クルスを阻」トし、その結果インバータ3は完全に開放
すなわち遮1@された状態となる。単安定スイッチ72
8回路34によって発生される阻止信号の持続期間は、
単安定スイッチング段31により発生される阻止信号の
持7読期間よりも長く、約0.5secである。単安定
スイッチング段34の出力信号1はさらに、約0,2S
の時定数を有する遅延素子35’を介してケゞ−ト21
の阻止入ブフ端に供給される。なお該遅延回路35は阻
止信号の後縁全遅延する働きをなす。ケ’−ト21はそ
こで、’tff’J御回路20からの制御7クルスのチ
ョソ7り4への転送ひいてはチョッパの動作を阻止する
。
カルカプラ33および第2の単安定スイッチング回路3
4を介してノNo 117分配器27の阻止入力端に印
加され、そこでノ々ルス分配器27はインバータ3のト
ランジスタT1ないしT6に供給されるすべての制御ノ
クルスを阻」トし、その結果インバータ3は完全に開放
すなわち遮1@された状態となる。単安定スイッチ72
8回路34によって発生される阻止信号の持続期間は、
単安定スイッチング段31により発生される阻止信号の
持7読期間よりも長く、約0.5secである。単安定
スイッチング段34の出力信号1はさらに、約0,2S
の時定数を有する遅延素子35’を介してケゞ−ト21
の阻止入ブフ端に供給される。なお該遅延回路35は阻
止信号の後縁全遅延する働きをなす。ケ’−ト21はそ
こで、’tff’J御回路20からの制御7クルスのチ
ョソ7り4への転送ひいてはチョッパの動作を阻止する
。
べ−y、 制御回路24および29はさらに、トランジ
スタT1ないしT7の最小閉成時間および最小開放時間
が越えられないように制御を行う。
スタT1ないしT7の最小閉成時間および最小開放時間
が越えられないように制御を行う。
運転中、電流は接地(スイッチに2の閉成)の場合に以
下に述べるようないろいろな電流路を経て流れる。
下に述べるようないろいろな電流路を経て流れる。
a)例えばトランジスタT2が導通制御される場合には
、アースからスイッチに2、コイル17、トランジスタ
T2、電流測定抵抗13、整流器2および無線妨害抑圧
チョークコイル16を介して相線Tに流れる。この相s
Tはこの時点ではアースに対して負の電位を有する。こ
の短絡電流の立りり速度は、コイル16および17によ
って制限される。抵抗13かも取出された電流測定信号
は、閾値段30、単安定マルチバイブレータ31および
ケゞ−ト32を介して(素子33.34,27.28を
迂回して)最短径路でトランジスタT2.T4およびT
6に開放し、その、結果短絡電流は遮断される。
、アースからスイッチに2、コイル17、トランジスタ
T2、電流測定抵抗13、整流器2および無線妨害抑圧
チョークコイル16を介して相線Tに流れる。この相s
Tはこの時点ではアースに対して負の電位を有する。こ
の短絡電流の立りり速度は、コイル16および17によ
って制限される。抵抗13かも取出された電流測定信号
は、閾値段30、単安定マルチバイブレータ31および
ケゞ−ト32を介して(素子33.34,27.28を
迂回して)最短径路でトランジスタT2.T4およびT
6に開放し、その、結果短絡電流は遮断される。
b)例えばトランジスタT1が導通状態にあり、そして
例えばトランジスタT2が継断状態に切換えられている
場合には、整流器2の正極からインバータ3の給電線、
トランジスタT1およびコイル17を介してアースに電
流が流れる。この電流は抵抗10および13によって検
出されず、抵抗6だけによシ検出される。この電流は、
コイル14ないし19のインダクタンスと比較して非常
に大きいインダクタンスを有する平滑コイル7があるた
めに、極く緩慢にしか増加しない。この電流が、短絡状
態の消滅以前に閾値段25の閾値に達すると、この閾値
段25はゲート23およびベース制御回路24を介し最
短路を、経てチョッパ4を遮°近し、そこで該チョッパ
(は電流を遮断する。
例えばトランジスタT2が継断状態に切換えられている
場合には、整流器2の正極からインバータ3の給電線、
トランジスタT1およびコイル17を介してアースに電
流が流れる。この電流は抵抗10および13によって検
出されず、抵抗6だけによシ検出される。この電流は、
コイル14ないし19のインダクタンスと比較して非常
に大きいインダクタンスを有する平滑コイル7があるた
めに、極く緩慢にしか増加しない。この電流が、短絡状
態の消滅以前に閾値段25の閾値に達すると、この閾値
段25はゲート23およびベース制御回路24を介し最
短路を、経てチョッパ4を遮°近し、そこで該チョッパ
(は電流を遮断する。
C)例えばトランジスタT2が不導通状態にあう、そし
て中間回路電圧がアースとインバータの電流戻り線との
間の電圧よシも低い場合には、アースから限流コイル1
7、フライホイールダイオードD1、平滑コンデンサ8
および整流器2を介して相;凍Tへと電流が流れる。
て中間回路電圧がアースとインバータの電流戻り線との
間の電圧よシも低い場合には、アースから限流コイル1
7、フライホイールダイオードD1、平滑コンデンサ8
および整流器2を介して相;凍Tへと電流が流れる。
このC)の場合が問題である。というのは、この電流は
インバータ3″!、たけチョッパ4の遮断によシ遮断す
ることができないからである。
インバータ3″!、たけチョッパ4の遮断によシ遮断す
ることができないからである。
そのためこの電流は抵抗10によって検出される。抵抗
10に生ずる電圧降下で回路素子30ないし35および
21を介してチョッパ4および全てのトランジスタテ1
シいしT6が遮断もしくは開放される。その結果それに
続いて投入されるべきインバータトランジスタを介して
付加的、tアース短絡電流が流れることができないトラ
ンジスタT1が導通に切換された状態で、トランジスタ
T2が外部から入力された妨害パルスによす導通状態に
切換えられると、コンデンサ8はこれら2つのトランジ
スタT1およびr2に介して放電する。この放電電流は
コイル9によって制限され、そして、抵抗13で取出さ
れて素子30,31.32および29を介し直接トラン
ジスタT2.T4および’I’6に阻止する過電流測定
信号により遮断される。この遮を斤j妥に、コイル9に
蓄積されたエネルギはダイオード11および抵抗12を
介して放電する閾値段30の阻止信号は、素子31.3
3゜34および27を介してトランジスタT1.T3お
よびT5も阻止し、そして素子35および21を介して
チョッパ4をも阻止する。オノチカルカプラ22.28
および33の遅延の下に、トランジスタT1、T3およ
びT5ならびにチョッパ4は閾値段30の阻止信号によ
り、トランジスタT2.T4およびT6よりも若干遅れ
て開放される。また同時に過電流も電流測定抵抗6を流
れる場合には、チョッパ4も短時間閾値段25を介して
遮1所される。
10に生ずる電圧降下で回路素子30ないし35および
21を介してチョッパ4および全てのトランジスタテ1
シいしT6が遮断もしくは開放される。その結果それに
続いて投入されるべきインバータトランジスタを介して
付加的、tアース短絡電流が流れることができないトラ
ンジスタT1が導通に切換された状態で、トランジスタ
T2が外部から入力された妨害パルスによす導通状態に
切換えられると、コンデンサ8はこれら2つのトランジ
スタT1およびr2に介して放電する。この放電電流は
コイル9によって制限され、そして、抵抗13で取出さ
れて素子30,31.32および29を介し直接トラン
ジスタT2.T4および’I’6に阻止する過電流測定
信号により遮断される。この遮を斤j妥に、コイル9に
蓄積されたエネルギはダイオード11および抵抗12を
介して放電する閾値段30の阻止信号は、素子31.3
3゜34および27を介してトランジスタT1.T3お
よびT5も阻止し、そして素子35および21を介して
チョッパ4をも阻止する。オノチカルカプラ22.28
および33の遅延の下に、トランジスタT1、T3およ
びT5ならびにチョッパ4は閾値段30の阻止信号によ
り、トランジスタT2.T4およびT6よりも若干遅れ
て開放される。また同時に過電流も電流測定抵抗6を流
れる場合には、チョッパ4も短時間閾値段25を介して
遮1所される。
他方、トランジスタ’r1.’r3およびP5ならびに
チョッパ4は、素子34および35の付加的な時定数に
より、トランジスタT2.T4およびT6よりも若干遅
れて再び導通に切換えられ、最後にはチョッパ4が閉成
される。この再投入もしくは再閉成の際に過電流がまた
存在する場合には、新たに開放過程がトリガされる。こ
の過程は、過電流が除去されるまで2、繰返される。
チョッパ4は、素子34および35の付加的な時定数に
より、トランジスタT2.T4およびT6よりも若干遅
れて再び導通に切換えられ、最後にはチョッパ4が閉成
される。この再投入もしくは再閉成の際に過電流がまた
存在する場合には、新たに開放過程がトリガされる。こ
の過程は、過電流が除去されるまで2、繰返される。
トランジスタT2.T4およびT6のうちの1つのトラ
ンジスタの閉成直後に接地が生ずると、開放の著しく長
い遅延が起きる。ベース制御回路24および29は、最
小閉成および最小開放時間を設定するので、この大きな
開放の遅延は、トランジスタT2.T4およびT6の蓄
積および立下り時間と最小投入接続時間の和に等しい。
ンジスタの閉成直後に接地が生ずると、開放の著しく長
い遅延が起きる。ベース制御回路24および29は、最
小閉成および最小開放時間を設定するので、この大きな
開放の遅延は、トランジスタT2.T4およびT6の蓄
積および立下り時間と最小投入接続時間の和に等しい。
この開放遅延にも拘らずそれによる障害が起ることはな
い。と言うのは、アースから例えばダイオードD2およ
びトランジスタT2を介して接地電流が流れても、その
間コイル−14彦いし19のうちの少なくとも2つのコ
イルが電流制限作用をなすからである。また、チョッパ
4が開放されている場合には接地゛電流も整流器2の正
極からその充電コンデンサ、インノ々−タ3の電流戻す
線、抵抗10、平滑コンデンサ8、コイル9、導通して
いるトランジスタT1およびコイル17を介してアース
に流れる。この電流も付加的にコイル9によって制限さ
れることになる。
い。と言うのは、アースから例えばダイオードD2およ
びトランジスタT2を介して接地電流が流れても、その
間コイル−14彦いし19のうちの少なくとも2つのコ
イルが電流制限作用をなすからである。また、チョッパ
4が開放されている場合には接地゛電流も整流器2の正
極からその充電コンデンサ、インノ々−タ3の電流戻す
線、抵抗10、平滑コンデンサ8、コイル9、導通して
いるトランジスタT1およびコイル17を介してアース
に流れる。この電流も付加的にコイル9によって制限さ
れることになる。
負荷装置の巻線が短絡した場合、即ち例えばスイッチに
1が閉じた場合には、コンデンサ8はコイル9および2
つのインバータトランジスタ、即ちこの例ではトランジ
スタT1およびT4を介して放電する。この放電電流は
少なくともコイル9により立上り速度を制限され、そし
て抵抗10および13により検出されて遮断される。こ
のインバータ3においては、相続くインバータ出力電圧
の各半波の間に常に少くとも6つのトランジスタが同時
に導通に切換えられるが、全電流全通す各1つのトラン
ジスタを開放するだけで充分である。電流が短絡(Kl
の開成)前に例えばa)で述べたようにトランジスタT
1.T4およびT5に介して流れるか、あるいはまたb
)で述べたようにトランジスタT1.T4およびT6’
(i=介して流れる場合には、a)の場合にはトランジ
スタT4をそしてb)の場合にはトランジスタTI’を
閉成(阻止)するだげで充分である。しかしながらb)
の場合にはトランジスタT6は短絡が現われる直前に閉
成することができる。はぼ15μsの最小閉成時間が設
けられているために、トランジスタT6はこの短絡をこ
の時間中維持する。しかしながら、素子30,31,3
3,34,27゜28および29が設けられている線路
を介しての最長の閉成遅延は10μsに過ぎない。必要
に応じて、トランジスタT1は、上述の線路を経て阻止
されることにより、既にこの短絡の保持を辿1析し得る
。したがって、閾値段30の阻止信号(はインバータブ
リッジの下側のトランジスタT2.T4およびT6だけ
でば々く上側のトランジスタTi、T3およびT5にも
供給するようにするのが有利である。
1が閉じた場合には、コンデンサ8はコイル9および2
つのインバータトランジスタ、即ちこの例ではトランジ
スタT1およびT4を介して放電する。この放電電流は
少なくともコイル9により立上り速度を制限され、そし
て抵抗10および13により検出されて遮断される。こ
のインバータ3においては、相続くインバータ出力電圧
の各半波の間に常に少くとも6つのトランジスタが同時
に導通に切換えられるが、全電流全通す各1つのトラン
ジスタを開放するだけで充分である。電流が短絡(Kl
の開成)前に例えばa)で述べたようにトランジスタT
1.T4およびT5に介して流れるか、あるいはまたb
)で述べたようにトランジスタT1.T4およびT6’
(i=介して流れる場合には、a)の場合にはトランジ
スタT4をそしてb)の場合にはトランジスタTI’を
閉成(阻止)するだげで充分である。しかしながらb)
の場合にはトランジスタT6は短絡が現われる直前に閉
成することができる。はぼ15μsの最小閉成時間が設
けられているために、トランジスタT6はこの短絡をこ
の時間中維持する。しかしながら、素子30,31,3
3,34,27゜28および29が設けられている線路
を介しての最長の閉成遅延は10μsに過ぎない。必要
に応じて、トランジスタT1は、上述の線路を経て阻止
されることにより、既にこの短絡の保持を辿1析し得る
。したがって、閾値段30の阻止信号(はインバータブ
リッジの下側のトランジスタT2.T4およびT6だけ
でば々く上側のトランジスタTi、T3およびT5にも
供給するようにするのが有利である。
コイル17ないし19は常に、無線妨害阻止コイル14
ないし16または限流コイル9と共働スるので、コイル
9および14ないし16を相応により大きく設計した場
合には、コイル17ないし19全省略することができる
。このようにコイル1γないし19を省略する場合には
、コイル9および14ないし16のインダクタンスil
″j:200ないし300μH程度にする必要がある。
ないし16または限流コイル9と共働スるので、コイル
9および14ないし16を相応により大きく設計した場
合には、コイル17ないし19全省略することができる
。このようにコイル1γないし19を省略する場合には
、コイル9および14ないし16のインダクタンスil
″j:200ないし300μH程度にする必要がある。
他方コイルは、自動短時間遮1析特性に由シ、短絡また
に接地電流だけがコイルにょシ鮒限される場合よりも、
小さい飽和電流に設計することができる。コイルは、過
電流路が遮1祈するまで(約10マイクロ秒間)、極く
短時間だけ電流立上りを制限するだけでよい。即ち、何
らかの電流監′FJAを用いて遮1析を行なうまで、コ
イルは飽和状態に移行しないようにする。なぜならば、
コイルはこの飽和状態においては最Vや制限作用をなさ
ないからでるる。電流監視を用いない場合には、非常に
高い値への電流の立上りを回避するために、コイルは非
常に大きくしなげれば々らないであろう。しかしながら
この実施例の場合には、コイルは危険な電流増加を、開
放もしくは遮断が行なわれるまでだけ、連理する必要が
ある。
に接地電流だけがコイルにょシ鮒限される場合よりも、
小さい飽和電流に設計することができる。コイルは、過
電流路が遮1祈するまで(約10マイクロ秒間)、極く
短時間だけ電流立上りを制限するだけでよい。即ち、何
らかの電流監′FJAを用いて遮1析を行なうまで、コ
イルは飽和状態に移行しないようにする。なぜならば、
コイルはこの飽和状態においては最Vや制限作用をなさ
ないからでるる。電流監視を用いない場合には、非常に
高い値への電流の立上りを回避するために、コイルは非
常に大きくしなげれば々らないであろう。しかしながら
この実施例の場合には、コイルは危険な電流増加を、開
放もしくは遮断が行なわれるまでだけ、連理する必要が
ある。
2つの時限素子34および35は、故障の除去後インバ
ータ3およびチョッパ4全自動的に再投入する作用をな
す。インバータトランジスタが阻止された後には、過電
流は最早や存在せず、単安定マルチバイブレーク素子3
1はその走行時間(約15μs)の終ジに再投入もしく
は閉成信号を発生し、約0.5 s後に単安定マルチバ
イブレータ34も閉成信号を発生し、その結果インバー
タは再び閉成されることになる。
ータ3およびチョッパ4全自動的に再投入する作用をな
す。インバータトランジスタが阻止された後には、過電
流は最早や存在せず、単安定マルチバイブレーク素子3
1はその走行時間(約15μs)の終ジに再投入もしく
は閉成信号を発生し、約0.5 s後に単安定マルチバ
イブレータ34も閉成信号を発生し、その結果インバー
タは再び閉成されることになる。
その後過電流(例えば短絡)が現われない場合には、さ
らに約0.2s後に遅延素子35を介してチョッパ4が
再閉成される。故障が持続する場合には、チョッパ4の
開放後にも、平滑コンデンサ8の残留上圧は、全体のイ
ンバータ3を再び開放するほどに大きい短絡電流を生ぜ
しめるほど充分な高さにある。したがってインバータの
開放tま平滑コンデンサの電圧が、インバータ3の閉成
時に現われる電流が最早や開放を生ぜさせなくなるほど
降下するまで、繰返される。そのため、インバータは投
入接続された状態に留まり、そしてほぼ0.2s後にチ
ョッパ4は再び動作状態に設定される。しかる後に、平
滑コンデンサ8は再びチョークコイル7を介して充電さ
れる。平滑コンデンサ8の電圧が再び短、絡電流を発生
するのに充分なほどになると直ちに、インバータ3およ
びチョッパ4は再び開放される。この過程は複数回繰返
して行なうことができる。
らに約0.2s後に遅延素子35を介してチョッパ4が
再閉成される。故障が持続する場合には、チョッパ4の
開放後にも、平滑コンデンサ8の残留上圧は、全体のイ
ンバータ3を再び開放するほどに大きい短絡電流を生ぜ
しめるほど充分な高さにある。したがってインバータの
開放tま平滑コンデンサの電圧が、インバータ3の閉成
時に現われる電流が最早や開放を生ぜさせなくなるほど
降下するまで、繰返される。そのため、インバータは投
入接続された状態に留まり、そしてほぼ0.2s後にチ
ョッパ4は再び動作状態に設定される。しかる後に、平
滑コンデンサ8は再びチョークコイル7を介して充電さ
れる。平滑コンデンサ8の電圧が再び短、絡電流を発生
するのに充分なほどになると直ちに、インバータ3およ
びチョッパ4は再び開放される。この過程は複数回繰返
して行なうことができる。
チョッパ4の再閉成時の遅延を設けないと、短絡による
インバータの各開放時に、チョッパってチョークコイル
7は都度新たに放電しなければならない。チョークコイ
ルのこの繰返し放電は、平滑コンデンサに高い電圧を生
ぜし得る。その理由は、チョークコイル7からのエネル
ギ供給が短絡によるエネルギ消費より太きいからである
。複数回の開放後にインバータの半導体素子は、過電圧
によシ損傷されるおそれがある。
インバータの各開放時に、チョッパってチョークコイル
7は都度新たに放電しなければならない。チョークコイ
ルのこの繰返し放電は、平滑コンデンサに高い電圧を生
ぜし得る。その理由は、チョークコイル7からのエネル
ギ供給が短絡によるエネルギ消費より太きいからである
。複数回の開放後にインバータの半導体素子は、過電圧
によシ損傷されるおそれがある。
図面は給電装置、ならびに該給電装置によって給電され
る多相誘導交流負荷装置である6相非同期モータを示す
回路略図である。 R,S、T・・・交流回路網、1・・負荷装置、2・・
・整流器、3・・・インノぐ一タ、4・チョッパ、5・
・平滑回路、7・・・平滑コイル、8・・平滑コンデン
サ、9・限流コイル、10.13・・・電流測定抵抗、
14,15.16・・チョークコイル、17.18.1
9・・・限流コイル、20・・制御回路、21・・・デ
ート、22・・・オプチカルカプラ、23・デート、2
4・ベース制御回路、25・・閾値段、26・・・パル
ス発生器、27・パルス分配器、28・・・オプチカル
カプラ、29 ベース制御回路、30・・・閾値段、3
1・・単安定スイッチング段、32・・デート、34・
・・単安定マルチバイブレータ回路、35・遅延回路、
D1〜D6・・フライホイールダイオード、T1〜′T
′6・・・トラ1、事件の表示 昭和58年特許願第236465号 2、発明の名称 交流負荷装置のための給電装置 3、補正をする者 事件との関係 特許出願人 名称タンフォス・ニー・ニス 4、代理人 5、 補正しこより増加する発明数 16、補正の対
象 明細書の特許請求の範囲の欄および発明の詳細な説明の
欄補正の内容 (1)明細書の特許請求の範囲を別紙の通り訂正する。 (2)同第6頁を次のように訂正する。 [離もこの装置例おいて設けられてはいない。 発明の目的 本発明の課題は、制御部と高電圧部との間に電気的分離
装置を設け、例えば過負荷、直列列に設けられた2つの
トラ/)スタの導¥接続、接地接続または短絡の場合の
過電流の迅速な遮断を保障することができる冒頭に述べ
た形式の給電装置を提供することにある。 発明の構成、効果 本発明によれば上記課題は冒頭で述べた交流負荷装置の
ための給電装置において、前記チョッ・ぞおよびインバ
ータトランジスタのなめの制御・ぐルスを、それぞれ1
つのオプチカルカプラを介して所属のベース制御回路に
供給し、そして前記オプチカルカプラと前記チヨツ・ξ
ならびに前記イン・ぐ−夕電流戻り線に接続されている
イン、?−夕のトランジスタのためのベース制御回路と
の間に、過電流時に相応の阻止信号を供給し得るゲート
を設けたことにより解決されている。 さらに本発明によれば、上記の課題は、上記チヨツ・ξ
およびイン・々−タトランジスタのための制御・ξルス
を、それぞれ1つのオプチカルカプラを介して所属のベ
ース制御回路に供給し、そして上記オプチカルカプラと
前言己チョツ・ξならびに前記イン・ぐ−夕電流戻り線
に接続されているインノ々−夕のトランジスタのための
ベース制御回路との間に、過電流時に相応の阻止信号を
供給し得るゲートを設け、さらにイン・ぐ−夕電流測定
信号を閾値段に供給し、該閾値段は過電流に除して遮断
信号を発生し第1の単安定マルチ・SJ 2、特許請求の範囲 チョツノ?およびイン・ぐ−タトランジスタ(Tl−2
ブリッジ接続のトランジスタおよびフライホイールダイ
オ−Fを備えたインバータと、電源から給電される整流
器と、該整流器およびイン・S−夕闇に設けられたトラ
ンジスタチヨソ・ξと、該チョッパに後置接続されて平
滑コイルおよび平滑コンデンサを有する平滑回路と、前
記チヨツ・ξおよびイン・S−夕の各トランジスタ毎に
設けられたベース制御回路と、チヨツ・ξ電流のための
電流測定抵抗と、イン・ζ−夕の電流の戻り線に設けら
れた電流測定抵抗と、・ξルス発生器と、該・ξルス発
生器の・ξルスをイン・ζ−タベース制御回路に供給す
る・ぐルス分配器と、イン・ぐ−夕の駆動量に依存しチ
ヨッ・ξのベース制御回路に制御・ξルスを供給する制
御回路とを備え、この場合所属の電流測定抵抗で取出さ
れた過電流測定信号に依存して前記テヨッーぐおよびイ
ン・ζ−タのベース制御回路に阻止信号が供給される交
流負荷装置のための給電装置において、前記チヨツ・ξ
およびイン・ζ−タトランジスタ(T1−T7)のため
の制御・ξルスを、それぞれ1つのオプチカルカプラ(
22,28)を介して所属のぺ〜ス制御回路(24、2
9)に供給し、そして前記オプチカルカプラ(22,2
8)と前記チヨッ・ξならびに前記イン・ζ−タ電流戻
り線に接続されているイン・ぐ−タ(3)のトランジス
タ(T2.T4.T6)のためのベース制御回路(24
,29)との間に、過電流時に相応の阻止信号を供給し
得るゲート(23,32)を設け、イン・々−タ電流測
定信号を閾値段(30)に供給し、該閾値段は過電流に
際して遮断信号を発生し第1の単安定マルチ・ζイブレ
ータ(31)を介して、イン、S−夕電流戻り線に接続
されているインバータトランジスタ(T2.T4.T6
)のゲート回路(32)に供給し、さらに第1の単安定
マルチ・ζイブレータ(31)の出力端から阻止信号を
、オプチカルカプラ(33)を介し第2の単安定マルチ
バイブレータ(34)に供給可能にし、該第2の単安定
マルチバイブレータにより閉止信号を伸長して・ξルス
分配器(27)の阻止入力端ならびに制御回路(20)
の制御・eルスを伝送するゲート(21)に供給し、さ
らに第2の牟安定マルチ・ぐイブレータ(3+)と、制
御回路(20)の制御・ξルスを伝送するゲート(21
)との間に、閉成遅延素子(35)を設けたことを特徴
とする交流負荷装置のための給電装置。
る多相誘導交流負荷装置である6相非同期モータを示す
回路略図である。 R,S、T・・・交流回路網、1・・負荷装置、2・・
・整流器、3・・・インノぐ一タ、4・チョッパ、5・
・平滑回路、7・・・平滑コイル、8・・平滑コンデン
サ、9・限流コイル、10.13・・・電流測定抵抗、
14,15.16・・チョークコイル、17.18.1
9・・・限流コイル、20・・制御回路、21・・・デ
ート、22・・・オプチカルカプラ、23・デート、2
4・ベース制御回路、25・・閾値段、26・・・パル
ス発生器、27・パルス分配器、28・・・オプチカル
カプラ、29 ベース制御回路、30・・・閾値段、3
1・・単安定スイッチング段、32・・デート、34・
・・単安定マルチバイブレータ回路、35・遅延回路、
D1〜D6・・フライホイールダイオード、T1〜′T
′6・・・トラ1、事件の表示 昭和58年特許願第236465号 2、発明の名称 交流負荷装置のための給電装置 3、補正をする者 事件との関係 特許出願人 名称タンフォス・ニー・ニス 4、代理人 5、 補正しこより増加する発明数 16、補正の対
象 明細書の特許請求の範囲の欄および発明の詳細な説明の
欄補正の内容 (1)明細書の特許請求の範囲を別紙の通り訂正する。 (2)同第6頁を次のように訂正する。 [離もこの装置例おいて設けられてはいない。 発明の目的 本発明の課題は、制御部と高電圧部との間に電気的分離
装置を設け、例えば過負荷、直列列に設けられた2つの
トラ/)スタの導¥接続、接地接続または短絡の場合の
過電流の迅速な遮断を保障することができる冒頭に述べ
た形式の給電装置を提供することにある。 発明の構成、効果 本発明によれば上記課題は冒頭で述べた交流負荷装置の
ための給電装置において、前記チョッ・ぞおよびインバ
ータトランジスタのなめの制御・ぐルスを、それぞれ1
つのオプチカルカプラを介して所属のベース制御回路に
供給し、そして前記オプチカルカプラと前記チヨツ・ξ
ならびに前記イン・ぐ−夕電流戻り線に接続されている
イン、?−夕のトランジスタのためのベース制御回路と
の間に、過電流時に相応の阻止信号を供給し得るゲート
を設けたことにより解決されている。 さらに本発明によれば、上記の課題は、上記チヨツ・ξ
およびイン・々−タトランジスタのための制御・ξルス
を、それぞれ1つのオプチカルカプラを介して所属のベ
ース制御回路に供給し、そして上記オプチカルカプラと
前言己チョツ・ξならびに前記イン・ぐ−夕電流戻り線
に接続されているインノ々−夕のトランジスタのための
ベース制御回路との間に、過電流時に相応の阻止信号を
供給し得るゲートを設け、さらにイン・ぐ−夕電流測定
信号を閾値段に供給し、該閾値段は過電流に除して遮断
信号を発生し第1の単安定マルチ・SJ 2、特許請求の範囲 チョツノ?およびイン・ぐ−タトランジスタ(Tl−2
ブリッジ接続のトランジスタおよびフライホイールダイ
オ−Fを備えたインバータと、電源から給電される整流
器と、該整流器およびイン・S−夕闇に設けられたトラ
ンジスタチヨソ・ξと、該チョッパに後置接続されて平
滑コイルおよび平滑コンデンサを有する平滑回路と、前
記チヨツ・ξおよびイン・S−夕の各トランジスタ毎に
設けられたベース制御回路と、チヨツ・ξ電流のための
電流測定抵抗と、イン・ζ−夕の電流の戻り線に設けら
れた電流測定抵抗と、・ξルス発生器と、該・ξルス発
生器の・ξルスをイン・ζ−タベース制御回路に供給す
る・ぐルス分配器と、イン・ぐ−夕の駆動量に依存しチ
ヨッ・ξのベース制御回路に制御・ξルスを供給する制
御回路とを備え、この場合所属の電流測定抵抗で取出さ
れた過電流測定信号に依存して前記テヨッーぐおよびイ
ン・ζ−タのベース制御回路に阻止信号が供給される交
流負荷装置のための給電装置において、前記チヨツ・ξ
およびイン・ζ−タトランジスタ(T1−T7)のため
の制御・ξルスを、それぞれ1つのオプチカルカプラ(
22,28)を介して所属のぺ〜ス制御回路(24、2
9)に供給し、そして前記オプチカルカプラ(22,2
8)と前記チヨッ・ξならびに前記イン・ζ−タ電流戻
り線に接続されているイン・ぐ−タ(3)のトランジス
タ(T2.T4.T6)のためのベース制御回路(24
,29)との間に、過電流時に相応の阻止信号を供給し
得るゲート(23,32)を設け、イン・々−タ電流測
定信号を閾値段(30)に供給し、該閾値段は過電流に
際して遮断信号を発生し第1の単安定マルチ・ζイブレ
ータ(31)を介して、イン、S−夕電流戻り線に接続
されているインバータトランジスタ(T2.T4.T6
)のゲート回路(32)に供給し、さらに第1の単安定
マルチ・ζイブレータ(31)の出力端から阻止信号を
、オプチカルカプラ(33)を介し第2の単安定マルチ
バイブレータ(34)に供給可能にし、該第2の単安定
マルチバイブレータにより閉止信号を伸長して・ξルス
分配器(27)の阻止入力端ならびに制御回路(20)
の制御・eルスを伝送するゲート(21)に供給し、さ
らに第2の牟安定マルチ・ぐイブレータ(3+)と、制
御回路(20)の制御・ξルスを伝送するゲート(21
)との間に、閉成遅延素子(35)を設けたことを特徴
とする交流負荷装置のための給電装置。
Claims (1)
- 1、 ブリッジ接続のトランジスタおよびフライホイー
ルダイオードを備えたインバータと、電源から給電され
る整流器と、該整流器およびインバータ間に設けられた
トランジスタチョッパと、該チョッパに後置接続されて
平滑コイルおよび平滑コンデンサを有する平滑回路ト、
前記チョッパおよびインバータの各トランジスタ毎に設
けられたベース制御回路と、チョッパ電流のための電流
測定抵抗と、インバータの電流の戻りa!に設げられた
電流測定抵抗と、パルス発生器と、該パルス発生器のパ
ルスをインバータベース制御回路に供給するパルス分配
器と、インバータの駆動量に依存しチョッパのベース制
御回路に制御パルスを供給する制御回路とを備え、この
場合所属の電流測定抵抗で取出された過電流測定信号に
依存して前記チョッパおよびインバータのぺ〜ス制御回
路に阻止信号が供給される交流負荷装置のための給電装
置において、前記チョッパおよびインバータトランジス
タ(TI−T7)のための制御パルスを、それぞれ1つ
のオプチカルカプラ(22,28)を介して所属のベー
ス制御回路(24,29)に供給し、そして前記オプチ
カルカプラ(22,28)と゛前記チョッパならびに前
記インバータ電流戻り線に接続されているインバータ(
3)のトランジスタ(T2.T4.T6)のためのベー
ス制御回路(24,29)との間に、過電流時に相応の
阻止信号を供給し得るゲー)(23,32)を設け、イ
ンパ〜り電流測定信号を閾値段(30)に供給し、該閾
値段は過電流に際して遮断信号を発生し第1の単安定マ
ルチバイブレータ(31)を介して、インバータ電流戻
り線に接続されているインバータトランジスタ(T2.
T4.T6)のゲート回路(32)に供給し、さらに第
1の単安定マルチバイブレータ(31)の出力端から阻
止信号を、オプチカルカプラ(33)を介し第2の単安
定マルチバイブレータ(34)に供給可能にし、該第2
の単安定マルチバイブレータにより阻止信号を伸長して
パルス芥配器(27)の阻止入力端ならびに制御回路(
20)の制御パルスを伝送するケ゛−)(21)に供給
し、さらに第2の単安定マルチバイブレータ(34)と
、制御回路(20)の制御パルスを伝送するゲート(2
1)との間に、閉成遅延素子(35)を設けたことを特
徴とする交流負荷装置のための給電装置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19823246706 DE3246706A1 (de) | 1982-12-17 | 1982-12-17 | Stromversorgungsvorrichtung fuer einen wechselstromverbraucher |
DE3246706.0 | 1982-12-17 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59122321A true JPS59122321A (ja) | 1984-07-14 |
JPS6338934B2 JPS6338934B2 (ja) | 1988-08-02 |
Family
ID=6180916
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP58236465A Granted JPS59122321A (ja) | 1982-12-17 | 1983-12-16 | 交流負荷装置のための給電装置 |
Country Status (12)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4574341A (ja) |
JP (1) | JPS59122321A (ja) |
CA (1) | CA1207022A (ja) |
CH (1) | CH663122A5 (ja) |
DE (1) | DE3246706A1 (ja) |
DK (1) | DK569183A (ja) |
FR (1) | FR2538187B1 (ja) |
GB (1) | GB2132828B (ja) |
IT (1) | IT1160144B (ja) |
NL (1) | NL8304306A (ja) |
NO (1) | NO834669L (ja) |
SE (1) | SE8306967L (ja) |
Families Citing this family (19)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3542752A1 (de) * | 1985-11-30 | 1987-06-04 | Licentia Gmbh | Schaltungsanordnung zum kurzschlussschutz eines wechselrichters |
DE3712244A1 (de) * | 1987-04-10 | 1988-10-27 | Danfoss As | Wechselstromgespeiste gleichrichterschaltung |
US4761726A (en) * | 1987-10-23 | 1988-08-02 | Westinghouse Electric Corp. | Variable speed constant frequency power system with boost converter auxiliary output |
FI85062C (fi) * | 1988-11-14 | 1992-02-25 | Kone Oy | Foerfarande och anordning foer maetning av stroemmar vid en frekvensomformare. |
DE4104105C2 (de) * | 1991-02-11 | 1993-10-14 | Hueller Hille Gmbh | Einrichtung zum potentialgetrennten Messen des vom Umrichter eines Drehstrom-Asynchron-Motors aufgenommenen Stromes zum Werkzeugüberwachen |
DE4114617C1 (en) * | 1991-05-02 | 1992-10-29 | Aeg Westinghouse Transport-Systeme Gmbh, 1000 Berlin, De | Overcurrent protective circuitry for switchable semiconductors in bridge circuit - operates threshold value switch if measured actual valve of current exceeds max. valve to control separate control modules assigned to each semiconductor |
IT1275653B1 (it) * | 1994-11-09 | 1997-10-17 | Finmeccanica Spa | Sistema di protezione di sovracorrente per convertitore elettronico di potenza a gto |
US7084601B2 (en) * | 2001-09-25 | 2006-08-01 | Daikin Industries, Ltd. | Phase current detector |
CN100517939C (zh) * | 2001-09-25 | 2009-07-22 | 大金工业株式会社 | 相电流检测装置 |
CA2360652C (en) * | 2001-10-31 | 2005-08-02 | Global Thermoelectric Inc. | Transformerless two phase inverter |
CA2392663A1 (en) * | 2002-07-12 | 2004-01-12 | Dwayne Hayworth | Pivoting fifth wheel hitch trailer pin assembly |
US7892698B2 (en) * | 2003-07-18 | 2011-02-22 | Versa Power Systems, Ltd. | Electrically conductive fuel cell contact material |
US7190568B2 (en) * | 2004-11-16 | 2007-03-13 | Versa Power Systems Ltd. | Electrically conductive fuel cell contact materials |
FR2928056B1 (fr) * | 2008-02-21 | 2010-02-19 | Schneider Toshiba Inverter | Dispositif de protection d'un variateur de vitesse contre les surintensites. |
FR2928057B1 (fr) | 2008-02-21 | 2012-06-01 | Schneider Toshiba Inverter | Dispositif de protection d'un variateur de vitesse incluant une inductance de filtrage. |
FR2928058B1 (fr) * | 2008-02-21 | 2010-02-19 | Schneider Toshiba Inverter | Variateur de vitesse incluant un dispositif de protection contre les surintensites et les surtensions. |
DE102009002860A1 (de) * | 2009-05-06 | 2010-11-18 | Robert Bosch Gmbh | Wechselrichteranordnung mit einem Entkopplungsschaltelement |
DE102012218604A1 (de) * | 2012-10-12 | 2014-04-17 | Conti Temic Microelectronic Gmbh | Schaltungsanordnung zum Entladen eines elektrischen Energiespeichers und Stromrichter mit einer derartigen Schaltungsanordnung |
JP2017163777A (ja) * | 2016-03-11 | 2017-09-14 | オムロン株式会社 | インバータ装置 |
Family Cites Families (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CH593585A5 (ja) * | 1973-12-13 | 1977-12-15 | Danfoss As | |
DE2508546B2 (de) * | 1975-02-27 | 1978-03-30 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Kollektorloser Gleichstrommotor |
DE2624963A1 (de) * | 1976-06-03 | 1977-12-15 | Licentia Gmbh | Anordnung zur erzeugung von steuerstroemen fuer steuerbare halbleitergleichrichter |
DE2632380C3 (de) * | 1976-07-19 | 1982-09-09 | Danfoss A/S, 6430 Nordborg | Schutzschaltungsanordnung für einen Wechselrichter |
US4050006A (en) * | 1976-11-22 | 1977-09-20 | Allis-Chalmers Corporation | Inverter having constant frequency chopper synchronized to modulation frequency |
GB2004137A (en) * | 1977-08-25 | 1979-03-21 | Northern Eng Ind | Apparatus for supplying electric welding current |
JPS5928151B2 (ja) * | 1978-11-04 | 1984-07-11 | ファナック株式会社 | 電動機駆動用インバ−タ回路の保護方式 |
JPS5928152B2 (ja) * | 1978-11-04 | 1984-07-11 | ファナック株式会社 | 電動機駆動用インバ−タ回路の保護装置 |
US4465961A (en) * | 1981-06-15 | 1984-08-14 | Zycron Systems, Inc. | Motor control system |
DE3131574C2 (de) * | 1981-08-10 | 1987-01-02 | ASR Servotron AG, 1213 Le Petit-Lancy, Genève | "Stromregelschaltung für einen über eine Leistungstreiberstufe gesteuerten Verbraucher" |
-
1982
- 1982-12-17 DE DE19823246706 patent/DE3246706A1/de active Granted
-
1983
- 1983-11-21 CH CH6238/83A patent/CH663122A5/de not_active IP Right Cessation
- 1983-11-25 US US06/555,069 patent/US4574341A/en not_active Expired - Fee Related
- 1983-12-12 DK DK569183A patent/DK569183A/da not_active Application Discontinuation
- 1983-12-14 NL NL8304306A patent/NL8304306A/nl not_active Application Discontinuation
- 1983-12-15 SE SE8306967A patent/SE8306967L/ not_active Application Discontinuation
- 1983-12-16 NO NO834669A patent/NO834669L/no unknown
- 1983-12-16 IT IT68313/83A patent/IT1160144B/it active
- 1983-12-16 CA CA000443546A patent/CA1207022A/en not_active Expired
- 1983-12-16 JP JP58236465A patent/JPS59122321A/ja active Granted
- 1983-12-16 GB GB08333520A patent/GB2132828B/en not_active Expired
- 1983-12-19 FR FR8320295A patent/FR2538187B1/fr not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DK569183A (da) | 1984-07-06 |
NL8304306A (nl) | 1984-07-16 |
GB8333520D0 (en) | 1984-01-25 |
FR2538187A1 (fr) | 1984-06-22 |
IT8368313A0 (it) | 1983-12-16 |
DE3246706C2 (ja) | 1987-11-05 |
CA1207022A (en) | 1986-07-02 |
JPS6338934B2 (ja) | 1988-08-02 |
CH663122A5 (de) | 1987-11-13 |
NO834669L (no) | 1984-06-18 |
SE8306967D0 (sv) | 1983-12-15 |
DE3246706A1 (de) | 1984-06-20 |
FR2538187B1 (fr) | 1986-10-17 |
IT1160144B (it) | 1987-03-04 |
GB2132828B (en) | 1987-02-11 |
DK569183D0 (da) | 1983-12-12 |
SE8306967L (sv) | 1984-06-18 |
GB2132828A (en) | 1984-07-11 |
US4574341A (en) | 1986-03-04 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPS59122321A (ja) | 交流負荷装置のための給電装置 | |
US4843533A (en) | Transient ride-through AC inverter | |
RU2461912C1 (ru) | Шунтирующий модуль | |
US4924342A (en) | Low voltage transient current limiting circuit | |
US5617012A (en) | Power converter protecting apparatus for electric power system | |
US3558983A (en) | Controls for high-current solid-state switches | |
US4139885A (en) | Fault protection circuit | |
CA2178356C (en) | A high voltage electric power line current limiter | |
EP1852951A1 (en) | Power supply system and method | |
EP3895271A1 (en) | Fault current mitigation method and system for solid state circuit breaker | |
US11233475B2 (en) | DC bus precharge system | |
US4670830A (en) | Method and apparatus for the protection of converter equipment with GTO thyristors against short circuit | |
US4674021A (en) | Static inverter with an overcurrent circuit upon a short circuit | |
US4351014A (en) | Solid state self-checking relay | |
US4105897A (en) | Cycloconverter apparatus and method for working into an active load | |
JPS62285615A (ja) | Ac回路遮断器 | |
US3530360A (en) | High-speed protective means for uninterruptible power systems | |
EP0104883B1 (en) | Reactive load drive and surge protection | |
JPH06233452A (ja) | 限流装置及び限流制御方法 | |
CN111937283A (zh) | 补偿滤波器和用于启动补偿滤波器的方法 | |
US2059836A (en) | Automatic reclosing circuit breaker system | |
KR870000710B1 (ko) | 고장구간 자동 개방 차단 장치 | |
JP2002199578A (ja) | 系統連系保護装置 | |
RU1786589C (ru) | Способ защиты тиристорного преобразовател частоты | |
US2179346A (en) | Alternating current apparatus |