JPS59117316A - D/a変換装置 - Google Patents
D/a変換装置Info
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- JPS59117316A JPS59117316A JP57230162A JP23016282A JPS59117316A JP S59117316 A JPS59117316 A JP S59117316A JP 57230162 A JP57230162 A JP 57230162A JP 23016282 A JP23016282 A JP 23016282A JP S59117316 A JPS59117316 A JP S59117316A
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- signal
- converter
- digital signal
- analog
- sampling frequency
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/66—Digital/analogue converters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明にjD/A変換装置に係り、離散的ディジタル信
号ヲ撮幅が連続するアナログ信号に変換して復号化する
D/A変換装置全提供することを目的とする。
号ヲ撮幅が連続するアナログ信号に変換して復号化する
D/A変換装置全提供することを目的とする。
従来技術
近年、LSI技術は急速に進歩してきており、特にディ
ジタルLSI技術の進歩には目ざましいものがある。こ
のような技術的背景において、回路素子は隅精度化され
、回路装置の小型化、価格の低減などが達成されつつあ
り、このためアナログ情報信号、特にオーディオ信号を
伝送する場合にも、これらの特長を利用してアナログ情
報信号全ディジタルパルス変調(%にパルス符号変調(
PCM)など)してディジタル信号形態に変換して伝送
媒体全便って伝送したり、処理したりしてしかる後にも
とのアナログ情報信号に復元するディジタル処理方式が
普及し、これらの技術は多くの機器に適用され、実用化
されてきている。
ジタルLSI技術の進歩には目ざましいものがある。こ
のような技術的背景において、回路素子は隅精度化され
、回路装置の小型化、価格の低減などが達成されつつあ
り、このためアナログ情報信号、特にオーディオ信号を
伝送する場合にも、これらの特長を利用してアナログ情
報信号全ディジタルパルス変調(%にパルス符号変調(
PCM)など)してディジタル信号形態に変換して伝送
媒体全便って伝送したり、処理したりしてしかる後にも
とのアナログ情報信号に復元するディジタル処理方式が
普及し、これらの技術は多くの機器に適用され、実用化
されてきている。
第1図は上記のディジタル処理方式の一例のブロック系
統図を示す。同図中、入力端子1に入来したアナログ情
報信号であるオーディオ信号x (t)は、アナログ低
域フィルタ2に供給され、ここで次段のA/D変換器3
の出力ディジタル信号(PCM信号)xn(時刻nTに
おける信号の離散値・T;標本化時間)の標本化周波数
f1の7倍の周波数であす る−11以上の周波数成分が減衰される。これは上紀テ
イジタル信号xn中に折り返し雑音(歪)が混入しない
ようにするだめであり、ナイキストのサンプリング定理
に従って−f1以上の周波数成分が減衰される。このア
ナログ低域フィルタ2の出力信号は、サンプリングポー
ル)゛回路N3a及びVD変換部3bよりなるA/D変
換器3に供給され、サンプリングホールド回路部3aで
サンプリングホールドされた後、A/D変換部3bで童
子化及び符号化されてPCM変調して得た時間及び振幅
が離散的なディジタル信号xnK変換される。
統図を示す。同図中、入力端子1に入来したアナログ情
報信号であるオーディオ信号x (t)は、アナログ低
域フィルタ2に供給され、ここで次段のA/D変換器3
の出力ディジタル信号(PCM信号)xn(時刻nTに
おける信号の離散値・T;標本化時間)の標本化周波数
f1の7倍の周波数であす る−11以上の周波数成分が減衰される。これは上紀テ
イジタル信号xn中に折り返し雑音(歪)が混入しない
ようにするだめであり、ナイキストのサンプリング定理
に従って−f1以上の周波数成分が減衰される。このア
ナログ低域フィルタ2の出力信号は、サンプリングポー
ル)゛回路N3a及びVD変換部3bよりなるA/D変
換器3に供給され、サンプリングホールド回路部3aで
サンプリングホールドされた後、A/D変換部3bで童
子化及び符号化されてPCM変調して得た時間及び振幅
が離散的なディジタル信号xnK変換される。
このディジタル信号Xnはnビットであシ、伝送媒体4
によシ伝送される。伝送媒体4としては神々あるが、こ
こでは記録装置、記録媒体、再生変換器などよりなるも
のとする。伝送媒体4を伝送されたnビットのディジタ
ル信号ynば、D/A変換部5a及びサンプリングホー
ルド回路部5bJ:りなる1)/A亥換器5に供給され
、ここで時間及び振幅が共に連続的カアナログ信号に変
換される。
によシ伝送される。伝送媒体4としては神々あるが、こ
こでは記録装置、記録媒体、再生変換器などよりなるも
のとする。伝送媒体4を伝送されたnビットのディジタ
ル信号ynば、D/A変換部5a及びサンプリングホー
ルド回路部5bJ:りなる1)/A亥換器5に供給され
、ここで時間及び振幅が共に連続的カアナログ信号に変
換される。
このD/A変換器5の出力アナログ信号は上記棟上の周
波数成分が除去された後出力端子7へ数奇化されたアナ
ログ信号y (t)として出力される。
波数成分が除去された後出力端子7へ数奇化されたアナ
ログ信号y (t)として出力される。
第2図には上記のアナログ低域フィルタ6の一例の回路
図が示されて2シ、更に実線によシその振幅−周波数特
性も示されている。また破線により群遅延時間特性も示
されである。この第2図に示すアナログ低域フィルタ6
のフィルタ次数1−、J: 7次である。
図が示されて2シ、更に実線によシその振幅−周波数特
性も示されている。また破線により群遅延時間特性も示
されである。この第2図に示すアナログ低域フィルタ6
のフィルタ次数1−、J: 7次である。
上記のディジクル処理方式は、周知のように高いS/N
比(信号対雑音比)が侍られ、しかも大なるダイナミッ
クレンジをとることができ、また伝送媒体4會含めた係
号の伝送、処理に際して、テータ飴長、演算語長を十分
確保することにより信号の品質劣化がないなどの数多く
の利点がある。
比(信号対雑音比)が侍られ、しかも大なるダイナミッ
クレンジをとることができ、また伝送媒体4會含めた係
号の伝送、処理に際して、テータ飴長、演算語長を十分
確保することにより信号の品質劣化がないなどの数多く
の利点がある。
この利点に1特に、オーディオ信号を伝送する場合、す
なわちテープ、ディスクなどの記録媒体を介して高品質
の音楽係号を伝送したり、更に音楽信号の音質変更を頻
繁に、かつ、多数回行なったり、他の信号とのミキシン
グなどの信号処理を行なったりする場合に卦いて信号品
質劣化の防止に寄与する。このためこれらのディジクル
処理方式をオーディオ(Th号の伝送に適用することは
特に好適である。従って、近年ではディジタルオーディ
オシステムが注目されてきており、既にディジタルオー
ディオティスフ(DAD)にみられるように民生器とし
て実用化されているものもある。
なわちテープ、ディスクなどの記録媒体を介して高品質
の音楽係号を伝送したり、更に音楽信号の音質変更を頻
繁に、かつ、多数回行なったり、他の信号とのミキシン
グなどの信号処理を行なったりする場合に卦いて信号品
質劣化の防止に寄与する。このためこれらのディジクル
処理方式をオーディオ(Th号の伝送に適用することは
特に好適である。従って、近年ではディジタルオーディ
オシステムが注目されてきており、既にディジタルオー
ディオティスフ(DAD)にみられるように民生器とし
て実用化されているものもある。
しかし、このディジタル処理方式においても、入出力回
路には従来のアナログ回路を使ってアナログ信号とディ
ジタル信号との変換処理が必要であシ、第1図に示すよ
うに入力アナログ信号を一定のテータ語長(ビット数)
nのディジタル信号xnに変換するA/D変換器3と、
ディジタル信号yn全一定の胎長に制限してアナログ信
号に変換するIJ/A変換器5とが必要と々る。これら
のどちらの変捩処理の過程においても、一定のデータ語
長の分解能を有するA/D変換器3.D/A変換器5が
介在しており、このためアナログ信号と量子化信号との
誤差による雑音(量子化雑音)が変換により必然的に生
ずる。
路には従来のアナログ回路を使ってアナログ信号とディ
ジタル信号との変換処理が必要であシ、第1図に示すよ
うに入力アナログ信号を一定のテータ語長(ビット数)
nのディジタル信号xnに変換するA/D変換器3と、
ディジタル信号yn全一定の胎長に制限してアナログ信
号に変換するIJ/A変換器5とが必要と々る。これら
のどちらの変捩処理の過程においても、一定のデータ語
長の分解能を有するA/D変換器3.D/A変換器5が
介在しており、このためアナログ信号と量子化信号との
誤差による雑音(量子化雑音)が変換により必然的に生
ずる。
すなわち、A/D変換器3において、標本化周期をIP
、最小童子化幅をΔとすると、第3図に一点鎖線で示す
原アナログ信号に対して実線で示す如くに標本化するが
、量子化されるべきこの信号が低周波数帯にあると、量
子化幅が有限であることにより粒状雑音と呼称される量
子化雑音が発生する。また第4図に一点鎖線で示す如く
原アナログ信号レベルが低い場合(ディジタル信号の場
合は有効々データ語長が短い場合)には、標本化すると
同図に実線で示す如く矩形波状になり、高調波歪を多く
含んだ信号となり、これは聴感上着しい不快音として認
識される。
、最小童子化幅をΔとすると、第3図に一点鎖線で示す
原アナログ信号に対して実線で示す如くに標本化するが
、量子化されるべきこの信号が低周波数帯にあると、量
子化幅が有限であることにより粒状雑音と呼称される量
子化雑音が発生する。また第4図に一点鎖線で示す如く
原アナログ信号レベルが低い場合(ディジタル信号の場
合は有効々データ語長が短い場合)には、標本化すると
同図に実線で示す如く矩形波状になり、高調波歪を多く
含んだ信号となり、これは聴感上着しい不快音として認
識される。
このような雑音は特に信号品質を1視するディジタルオ
ーディオシステムでは大きな問題となっていた。す々わ
ち、ディジタルオーディオシステムでは、PCMディジ
タル音楽信号は可変減衰等什器などにより音質変更され
たシ、あるいはミキシング処理されたシするが、通常こ
の処理は信号品質劣化を防止するため、信号のデータ語
長よりも長い演算語長を用いて演算誤差を低減するよう
にしている。しかし、D/A変換器5の分解能が一定の
ビット数に制限されているため、D/A変換器5の入力
ディジタル信号ynが十分なデータ語長であるにもかか
わらず、最終的にはD/A変換器に入る入力ディジタル
信号のデータ語長打ち切りによる量子化雑音が発生して
いた。
ーディオシステムでは大きな問題となっていた。す々わ
ち、ディジタルオーディオシステムでは、PCMディジ
タル音楽信号は可変減衰等什器などにより音質変更され
たシ、あるいはミキシング処理されたシするが、通常こ
の処理は信号品質劣化を防止するため、信号のデータ語
長よりも長い演算語長を用いて演算誤差を低減するよう
にしている。しかし、D/A変換器5の分解能が一定の
ビット数に制限されているため、D/A変換器5の入力
ディジタル信号ynが十分なデータ語長であるにもかか
わらず、最終的にはD/A変換器に入る入力ディジタル
信号のデータ語長打ち切りによる量子化雑音が発生して
いた。
また、D/A変換器5の出力に接続されるアナログ低域
フィルタ6についても、第2図に実線で示す如き急峻な
撮幅−周波数特性を得ようとすると、位相−周波数特性
が通過帯域内で大きく変動したり、また素子の精度によ
シ所要の減衰量全確保するのが困難であり、更にフィル
タ基本性能と素子感度との問題があり、希望する設計値
からフィルタ特性が偏移したり、更にフィルタ回路の設
計の複雑さなどがあった。そしてA/D変換器3゜D/
A変換器5として例えば16ビツトのものを用いても、
実際の性能は145ビット程度しかないことも明らかに
されており、それらの基本性能が十分に得られていなか
った、との問題もあった。
フィルタ6についても、第2図に実線で示す如き急峻な
撮幅−周波数特性を得ようとすると、位相−周波数特性
が通過帯域内で大きく変動したり、また素子の精度によ
シ所要の減衰量全確保するのが困難であり、更にフィル
タ基本性能と素子感度との問題があり、希望する設計値
からフィルタ特性が偏移したり、更にフィルタ回路の設
計の複雑さなどがあった。そしてA/D変換器3゜D/
A変換器5として例えば16ビツトのものを用いても、
実際の性能は145ビット程度しかないことも明らかに
されており、それらの基本性能が十分に得られていなか
った、との問題もあった。
そこで、従来は前記量子化に伴う雑音軽減のだめに、現
在のL S I技術を利用して、D/A変換器の分解能
(ビット数)を増加したり、折れ線圧縮などのように見
掛は上の量子化語長を増加させるために、信号の最小量
子化幅(最下位ビットL8Bの大きさ)を逐次、信号の
性質に応じて変化させる々どの方法が用いられていた。
在のL S I技術を利用して、D/A変換器の分解能
(ビット数)を増加したり、折れ線圧縮などのように見
掛は上の量子化語長を増加させるために、信号の最小量
子化幅(最下位ビットL8Bの大きさ)を逐次、信号の
性質に応じて変化させる々どの方法が用いられていた。
まだ第5図に示す如きブロック系統に基づいて、ティザ
と呼ばれる白色性雑音を用いて前記量子化に伴う雑音を
軽減する方法も従来性なわれていた。
と呼ばれる白色性雑音を用いて前記量子化に伴う雑音を
軽減する方法も従来性なわれていた。
第5図中、第1図と同一構成部分には同一符号を付し、
その説明を省略する。第5図において、入力端子1に入
来したアナログ信号は加算器8に供給され、ここでディ
ザ発生器9よシ取シ出されD/A変換器10によりディ
ジタル−アナログ変換された白色性付置と加算混合され
た後、A/D変換器3に供給され、ここで標本化緩和−
子化される。
その説明を省略する。第5図において、入力端子1に入
来したアナログ信号は加算器8に供給され、ここでディ
ザ発生器9よシ取シ出されD/A変換器10によりディ
ジタル−アナログ変換された白色性付置と加算混合され
た後、A/D変換器3に供給され、ここで標本化緩和−
子化される。
寸た伝送媒体4よりのディジタル信号はD/A変換器5
によりティジタル白色性願2音が重畳されたアナログ信
号とされた後減算器11に供給され、ここでティザ発生
器12より取り出されD/A変換器13を通して得られ
たディジタル白色性雑音と減算されてアナログ信号のみ
とされて出力端子7へ出力される。これにより、量子化
に伴う雑音が分散されて、中成分が軽減されるものであ
る。
によりティジタル白色性願2音が重畳されたアナログ信
号とされた後減算器11に供給され、ここでティザ発生
器12より取り出されD/A変換器13を通して得られ
たディジタル白色性雑音と減算されてアナログ信号のみ
とされて出力端子7へ出力される。これにより、量子化
に伴う雑音が分散されて、中成分が軽減されるものであ
る。
畦だ、前記したアナログ低域フィルタ6の各種の問題を
解決するために、D/A変換器5の前段にディジタルフ
ィルタを挿入し、標本化周波数を2倍の標本化周波数に
変換して、2倍の速度でD/A変換する装置が従来めっ
た。この装置によれば、設計が容易で精度の得られるデ
ィジタルフィルタを効率良く用いて、アナログ低域フィ
ルタ6の構成を簡易化でき、該フィルタ6の設計、製作
を容易にすると共に、フィルタ通過後のアナログ信号(
例えは画像信号)の信号品質の改善全図ることができ、
位相特性が問題になる系に適用してその効果がある(二
宮: ”A/D 、D/A変換におけるディジタル補間
方式”、NHK技報、(昭54.10 )、PP405
)。
解決するために、D/A変換器5の前段にディジタルフ
ィルタを挿入し、標本化周波数を2倍の標本化周波数に
変換して、2倍の速度でD/A変換する装置が従来めっ
た。この装置によれば、設計が容易で精度の得られるデ
ィジタルフィルタを効率良く用いて、アナログ低域フィ
ルタ6の構成を簡易化でき、該フィルタ6の設計、製作
を容易にすると共に、フィルタ通過後のアナログ信号(
例えは画像信号)の信号品質の改善全図ることができ、
位相特性が問題になる系に適用してその効果がある(二
宮: ”A/D 、D/A変換におけるディジタル補間
方式”、NHK技報、(昭54.10 )、PP405
)。
発明が解決しようとする問題点
しかるに、前記した童子化に伴う雑音の従来の軽減方法
のうち、D/A変換器5の分解能を増加する方法は、特
に高品質な信号伝送か要求されるディジタルオーディオ
システムでは既に16ビツトの分解能をもつf)/A変
換器が実用化されており、これ以上に分解能を増加させ
ることは回路精度及び安定性、経61性の面で回能であ
り1.従って分解能kFM加するよりも変換時間の流速
化や多重化の方が容易であるといえる。また、折れ線圧
縮などの非直線量子化による雑音軽減方法は、変換器の
分解能が一定である以上、信号レベルの大きい所では量
子化幅は大きくなっておシ、本伽的に雑音が軽減された
とはいえず、また粒状雑音などの量子化雑音は改善され
ないという問題点があった。
のうち、D/A変換器5の分解能を増加する方法は、特
に高品質な信号伝送か要求されるディジタルオーディオ
システムでは既に16ビツトの分解能をもつf)/A変
換器が実用化されており、これ以上に分解能を増加させ
ることは回路精度及び安定性、経61性の面で回能であ
り1.従って分解能kFM加するよりも変換時間の流速
化や多重化の方が容易であるといえる。また、折れ線圧
縮などの非直線量子化による雑音軽減方法は、変換器の
分解能が一定である以上、信号レベルの大きい所では量
子化幅は大きくなっておシ、本伽的に雑音が軽減された
とはいえず、また粒状雑音などの量子化雑音は改善され
ないという問題点があった。
更に、ディザを用いた従来の雑音軽減方法は、第5図に
示すティザ発生器9及び12を夫々同期させて、減算器
11で減算を行なうことを前提としており、システム構
成上複雑であること、甘だテープ、ディスク等の記録媒
体を使った場合には、同期ヲとる必要上従来のシステム
との互換性に問題があること、付加回路系が必要に々る
こと、などの問題点があった。なお、混入したティザの
減算ができない系では単に雑音を加えて量子化する方法
も画隊処理の場合に知られている力≦、雑音(ディザ)
の振幅か最小皿子化幅に比べて大きくないと雑音分散の
効果が得られず、このため雑音′串、力か増加して入力
信号のレベルによってはSN比(雑音分散)が悪くなる
ことがオーディオ信号の場合でも知られており、また加
える雑音の周波数が信号周波数帯域内に入り、信号品質
劣化の原因になること、48号帯域外の周波数の雑音を
使うととは実用的で彦いことなどの問題点があった。
示すティザ発生器9及び12を夫々同期させて、減算器
11で減算を行なうことを前提としており、システム構
成上複雑であること、甘だテープ、ディスク等の記録媒
体を使った場合には、同期ヲとる必要上従来のシステム
との互換性に問題があること、付加回路系が必要に々る
こと、などの問題点があった。なお、混入したティザの
減算ができない系では単に雑音を加えて量子化する方法
も画隊処理の場合に知られている力≦、雑音(ディザ)
の振幅か最小皿子化幅に比べて大きくないと雑音分散の
効果が得られず、このため雑音′串、力か増加して入力
信号のレベルによってはSN比(雑音分散)が悪くなる
ことがオーディオ信号の場合でも知られており、また加
える雑音の周波数が信号周波数帯域内に入り、信号品質
劣化の原因になること、48号帯域外の周波数の雑音を
使うととは実用的で彦いことなどの問題点があった。
他方、前記した1)/A変換器5の前段にディジタルフ
ィルタを挿入して標本化周波数を2倍に高めることによ
り、アナログ低域フィルタ6の構成を簡易化するように
した従来装置では、ディジタルフィルタの設計上D/A
変換器のビット数をlビット増加させる必要があり、1
だアナログ低域フィルタ6の設計に際しては上記1ビツ
ト増加分のレベル増加分全減衰させる必要があシ、フィ
ルりの設計を難かしくしていた。
ィルタを挿入して標本化周波数を2倍に高めることによ
り、アナログ低域フィルタ6の構成を簡易化するように
した従来装置では、ディジタルフィルタの設計上D/A
変換器のビット数をlビット増加させる必要があり、1
だアナログ低域フィルタ6の設計に際しては上記1ビツ
ト増加分のレベル増加分全減衰させる必要があシ、フィ
ルりの設計を難かしくしていた。
更に、従来はD/A変換器の前段に入力ディジタル信号
に対して量子化誤差ケ反転してフィードバックして加え
る、所謂ノイズシェイピングの方法が知られている(例
えは、フィリップス・テクニカル・レヒュー40 、1
74〜179頁、1982年。
に対して量子化誤差ケ反転してフィードバックして加え
る、所謂ノイズシェイピングの方法が知られている(例
えは、フィリップス・テクニカル・レヒュー40 、1
74〜179頁、1982年。
&6参照)が、この方法は高周波信号の追随性が悪く、
−棟の過負荷傾斜雑音が生ずる。例えば、第6図に破線
で示す如く、ディジタル信号が最小セ量子化幅Δ内で変
化しているときには、分解能は1ビツト増加するが、量
子化値(Δ、2Δ)に近い信号はその捷ま通過し、この
ため量子化誤差がOに近くなシ、フィードバック蓋がO
となるので、出力値は量子化幅の値そのものとなる。従
って、この信号=i D / A変換器及びアナログ低
域フィルタを通して得た信号は、第6図に破線で示すよ
うな値となり、急激な立上り信号(高域周波数)に対し
ては追随性が悪化して、過負荷傾斜雑音が出現して高域
信号に対する量子化誤差の打ち消し効果が少ないという
問題点があった。々お、第6図中、一点鎖線は原アナロ
グ信号を示し、ハツチング部分はノイズシェイピング法
による誤差分を示す。
−棟の過負荷傾斜雑音が生ずる。例えば、第6図に破線
で示す如く、ディジタル信号が最小セ量子化幅Δ内で変
化しているときには、分解能は1ビツト増加するが、量
子化値(Δ、2Δ)に近い信号はその捷ま通過し、この
ため量子化誤差がOに近くなシ、フィードバック蓋がO
となるので、出力値は量子化幅の値そのものとなる。従
って、この信号=i D / A変換器及びアナログ低
域フィルタを通して得た信号は、第6図に破線で示すよ
うな値となり、急激な立上り信号(高域周波数)に対し
ては追随性が悪化して、過負荷傾斜雑音が出現して高域
信号に対する量子化誤差の打ち消し効果が少ないという
問題点があった。々お、第6図中、一点鎖線は原アナロ
グ信号を示し、ハツチング部分はノイズシェイピング法
による誤差分を示す。
そこで、本発明は、雑音盆付加して量子化雑音の分散を
図るのではカ<、ディジタル信号の線形予測を行なって
D/A変換変換部加することにより、実効的にD/A変
換器の分解能を増加し得、しかもアナログフィルタの簡
易化並びにフィルタ通過後の信号品質全改善し得るD/
A変換装置を提供することを目的とする。
図るのではカ<、ディジタル信号の線形予測を行なって
D/A変換変換部加することにより、実効的にD/A変
換器の分解能を増加し得、しかもアナログフィルタの簡
易化並びにフィルタ通過後の信号品質全改善し得るD/
A変換装置を提供することを目的とする。
問題点を解決するだめの手段
本発明は、椋本化周波数M倍(ただし、Mは2以上の整
数)に変換して出力する標本化周波数変換器より取り出
されたディジタル信号又は該標本化周波数変換器を通す
とと々く直接入力されたディジタル信号のうち時刻nT
(ただし、nは自然数 1[1は標本化周期)のディ
ジタル信号xnを(ただし、Nは自然数で、N>i) なる式で弄わされるディジタル信号ynに変換して出力
する信号処理回路と、該信号処理回路の出力デイジタル
信号yn全アナログ信号に変換するD/A変換器と、該
D/A変換器の出力信号妙玉供給され該信号処理回路の
入力ディジタル信号X。の標本化周波数の略−倍以上の
周波数成分を除去するアナログ低域フイルイとより構成
したものであり、以下その各実施例について第6図以下
の図面と共に説明する。
数)に変換して出力する標本化周波数変換器より取り出
されたディジタル信号又は該標本化周波数変換器を通す
とと々く直接入力されたディジタル信号のうち時刻nT
(ただし、nは自然数 1[1は標本化周期)のディ
ジタル信号xnを(ただし、Nは自然数で、N>i) なる式で弄わされるディジタル信号ynに変換して出力
する信号処理回路と、該信号処理回路の出力デイジタル
信号yn全アナログ信号に変換するD/A変換器と、該
D/A変換器の出力信号妙玉供給され該信号処理回路の
入力ディジタル信号X。の標本化周波数の略−倍以上の
周波数成分を除去するアナログ低域フイルイとより構成
したものであり、以下その各実施例について第6図以下
の図面と共に説明する。
実施例
第7図は本発明装置の一実施例のフ゛ロック系統図を示
す。同図中、入力端子14に入来した伝送媒体(図示せ
ず)よシの標本化周波数かFSで、kビットのディジク
ル信号xnは、標本イヒ周波数変換器15に供給される
。標本化周波数変換器15に1デイジタル低域フイルタ
等により構成されており、入力ディジタル信号Xnの各
サンプル値(標本化周期′rで入来するディジタル信号
値)の時間間隔内でM−1個(ただしN1は2以上の自
然数)の零点を挿入し、これにより標本化周波数を実質
的にM倍に変換きれた標本化周波数MaFSのディジタ
ル信号を得た後、この標本化周波数M−Fs(−数取下
に存在するので、第8図に実線■で示す如に選定された
振幅−周波数特性を有するディジタル低域フィルタを通
して出力する。
す。同図中、入力端子14に入来した伝送媒体(図示せ
ず)よシの標本化周波数かFSで、kビットのディジク
ル信号xnは、標本イヒ周波数変換器15に供給される
。標本化周波数変換器15に1デイジタル低域フイルタ
等により構成されており、入力ディジタル信号Xnの各
サンプル値(標本化周期′rで入来するディジタル信号
値)の時間間隔内でM−1個(ただしN1は2以上の自
然数)の零点を挿入し、これにより標本化周波数を実質
的にM倍に変換きれた標本化周波数MaFSのディジタ
ル信号を得た後、この標本化周波数M−Fs(−数取下
に存在するので、第8図に実線■で示す如に選定された
振幅−周波数特性を有するディジタル低域フィルタを通
して出力する。
なお、上記のディジタル低域フィルタは、通常は有限イ
ンパルスレスポンス(F I R)ディジタルフィルタ
の構成とされるが、位相−周波数判性を問題にし方くて
もよい場合は、無限インパルスレスポンス(IIJディ
ジタルフィルタの構成とすることもできる。たたし、デ
ィジタル低域フィルタの通過域リープルは、1)/A変
換器17のJット数全増加させなくてもよいように選定
しなけれにならない。
ンパルスレスポンス(F I R)ディジタルフィルタ
の構成とされるが、位相−周波数判性を問題にし方くて
もよい場合は、無限インパルスレスポンス(IIJディ
ジタルフィルタの構成とすることもできる。たたし、デ
ィジタル低域フィルタの通過域リープルは、1)/A変
換器17のJット数全増加させなくてもよいように選定
しなけれにならない。
上記の構成の標本化周波数変換器15より取り出された
標本化周波数M−Ps (−例として4・Fs)のディ
ジタル信号は、信号処理回路16に供給され、ここで次
式の差分方程式を満足する信号処理金堂ける。
標本化周波数M−Ps (−例として4・Fs)のディ
ジタル信号は、信号処理回路16に供給され、ここで次
式の差分方程式を満足する信号処理金堂ける。
ただし、上式中Xnは時刻nTの入力ディジタル信号の
値、ynは時刻nTの出力ディジタル信号の値?示し、
′rは標本化周期で1/Fsに等しい。
値、ynは時刻nTの出力ディジタル信号の値?示し、
′rは標本化周期で1/Fsに等しい。
上記の信号処理回路16よりjl出されたtビットのデ
ィジタル信号ynはM −F sの速度で動作するD/
A変換器17によりディジタル−アナログ変換された後
、アナログ低域フィルタ18に供給される。アナログ低
域フィルタ18は第8図に破線lで示す搗幅−周波数特
性を有しており、通過成端周波数fPAが前記標本化周
波数Fsの7倍以上の周波数に選定され、かつ、阻止域
端局波数(M+1) f8Aが実質上−1−−Fs以下の周波数(ここでi−
J、M−4たから、−例としてfSA−2P”s )に
選定されている。これにより、D/A変換器17の出力
ディジタル信号は、絽8図に実線I及び二点鎖線で示す
如き周波数スペクトルを有するが、アナログ低域フィル
タ18によりfSA以上の不裂周波数成Fs = 分を除去され、7以下の周波数帯域のアナログ信号(伯
刊成分)のみを取p出されて出力端子19へ出力され、
る。
ィジタル信号ynはM −F sの速度で動作するD/
A変換器17によりディジタル−アナログ変換された後
、アナログ低域フィルタ18に供給される。アナログ低
域フィルタ18は第8図に破線lで示す搗幅−周波数特
性を有しており、通過成端周波数fPAが前記標本化周
波数Fsの7倍以上の周波数に選定され、かつ、阻止域
端局波数(M+1) f8Aが実質上−1−−Fs以下の周波数(ここでi−
J、M−4たから、−例としてfSA−2P”s )に
選定されている。これにより、D/A変換器17の出力
ディジタル信号は、絽8図に実線I及び二点鎖線で示す
如き周波数スペクトルを有するが、アナログ低域フィル
タ18によりfSA以上の不裂周波数成Fs = 分を除去され、7以下の周波数帯域のアナログ信号(伯
刊成分)のみを取p出されて出力端子19へ出力され、
る。
このように、D/A変換器17の出力信号はアナログ低
域フィルタ18によって基本帯域周波数が平滑化されて
出力され、基本帯域以上の周波数成分は除去される。従
って、D / A g換され、復号化される基本帯域内
の元の信号と、アナログ低域フィルタ18の出力信号と
が、成る時間平均をとると近似的VC等しい、との仮¥
Il?設けることができる。すなわち、鮭17図に示す
標本化周波数変換器15と信号処理回路16とよりなる
回路部を、1つのブロックと見做すと次式が得られる。
域フィルタ18によって基本帯域周波数が平滑化されて
出力され、基本帯域以上の周波数成分は除去される。従
って、D / A g換され、復号化される基本帯域内
の元の信号と、アナログ低域フィルタ18の出力信号と
が、成る時間平均をとると近似的VC等しい、との仮¥
Il?設けることができる。すなわち、鮭17図に示す
標本化周波数変換器15と信号処理回路16とよりなる
回路部を、1つのブロックと見做すと次式が得られる。
ただし、(2)式中znはtビットの出力信号である。
(2)式1171一般式であるため、紐、明の便宜上、
N=1の場合について考察すると、(2)式はZn−x
n+(Xn−1−2n−1)(3)と曹き改めることが
できる。ここで、時刻nTにおける信号の値は、基本帯
域内の信号についてはD/A変換器17の入カディジタ
ル信号y。と同一である、と見做すと、(3)式は yn=xn+(xo−1−yn−1)(4)と沓き換え
られる。す々わち、(4)式は(1)式中のN=1の場
合であり、すべてディジタル信号で処理できることにな
る。従ってxn r xn−1”n−1が既知であると
すると、ynはこれらの線形結合で表わすことができ、
これはディジタル信号処理によシ求めることができる。
N=1の場合について考察すると、(2)式はZn−x
n+(Xn−1−2n−1)(3)と曹き改めることが
できる。ここで、時刻nTにおける信号の値は、基本帯
域内の信号についてはD/A変換器17の入カディジタ
ル信号y。と同一である、と見做すと、(3)式は yn=xn+(xo−1−yn−1)(4)と沓き換え
られる。す々わち、(4)式は(1)式中のN=1の場
合であり、すべてディジタル信号で処理できることにな
る。従ってxn r xn−1”n−1が既知であると
すると、ynはこれらの線形結合で表わすことができ、
これはディジタル信号処理によシ求めることができる。
以上のことから、信号処理回路16において、N=1の
場合に1入力デイジタル信号xn−□は、量子化された
信号Yn−1との誤差分を次の時刻に入力されるディジ
タル信号xnニフイード/マツクして加算することによ
り、量子化誤差は低減されていくといえる。これは yn””xn n として δ=δ1−δ2ご0(6) とすると、アナログ低域フィルタ18の出力端には(6
)式のδがOになると実効的に〜、 Xn−i が出
力されていると考えることができる。従って、量子化雑
音は時間平均でみると低減していることになる。なお、
以上はN=1の場合であるがNが2以上の場合でも同様
である。
場合に1入力デイジタル信号xn−□は、量子化された
信号Yn−1との誤差分を次の時刻に入力されるディジ
タル信号xnニフイード/マツクして加算することによ
り、量子化誤差は低減されていくといえる。これは yn””xn n として δ=δ1−δ2ご0(6) とすると、アナログ低域フィルタ18の出力端には(6
)式のδがOになると実効的に〜、 Xn−i が出
力されていると考えることができる。従って、量子化雑
音は時間平均でみると低減していることになる。なお、
以上はN=1の場合であるがNが2以上の場合でも同様
である。
以上説明したように、信号処理回路16は(1)式の差
分方程式を満足するように構成されることによシ、故述
する如くD/A変換変換分解能は実質的に少なくとも1
ビット以上増加し、この分だけ童子化雑音が低減する。
分方程式を満足するように構成されることによシ、故述
する如くD/A変換変換分解能は実質的に少なくとも1
ビット以上増加し、この分だけ童子化雑音が低減する。
第6図中、丸印を結ぶ二点鎖線は本発明装置によるLl
/A変換器17の入カディジタル信号の値の変化全示し
、低域フィルタ18により時間平均値をとると同図に実
線で示す如くになり、一点鎖線で示す原アナログ信号に
対して近似したものとなる。すなわち、本発明装置の出
力端子19の出力アナログ信号は、原アナログ信号に対
して第6図に黒く塗シつぶした所が原アナログ信号に対
する誤差分となるが、これは同図にハツチングで示した
前記ノイズシェイピング法の誤差分に比し、はるかに小
であることかわかる。
/A変換器17の入カディジタル信号の値の変化全示し
、低域フィルタ18により時間平均値をとると同図に実
線で示す如くになり、一点鎖線で示す原アナログ信号に
対して近似したものとなる。すなわち、本発明装置の出
力端子19の出力アナログ信号は、原アナログ信号に対
して第6図に黒く塗シつぶした所が原アナログ信号に対
する誤差分となるが、これは同図にハツチングで示した
前記ノイズシェイピング法の誤差分に比し、はるかに小
であることかわかる。
また第7図に示す本発明装置の一実施例では、標本化周
波数変換器15を用いているため、アナログ低域フィル
タ18の振幅−周波数特性は、従来のそれの通過域端局
波数がFs よりもやや小なる 値であったのに比し、遷移帯域幅(fSA ’PA
)が極めて広いものとすることができ、よって極めて緩
やかな傾斜特性で所要の減衰量を得ることができる。従
って、アナログ低域フィルタ18の設計は従来のアナロ
グ低域フィルタに比し容易となり、その規模も大幅に小
さくでき、更に素子のバラツキによる設計値からのずれ
も殆ど発生せず、Fs しかも少なくとも一以下の周波数帯域では近似的に直線
的な位相特性を得ることができる。
波数変換器15を用いているため、アナログ低域フィル
タ18の振幅−周波数特性は、従来のそれの通過域端局
波数がFs よりもやや小なる 値であったのに比し、遷移帯域幅(fSA ’PA
)が極めて広いものとすることができ、よって極めて緩
やかな傾斜特性で所要の減衰量を得ることができる。従
って、アナログ低域フィルタ18の設計は従来のアナロ
グ低域フィルタに比し容易となり、その規模も大幅に小
さくでき、更に素子のバラツキによる設計値からのずれ
も殆ど発生せず、Fs しかも少なくとも一以下の周波数帯域では近似的に直線
的な位相特性を得ることができる。
一方、標本化周波数変換器15内の前記ディジタル低域
フィルタの遷移帯域幅(f8D−fPD)は第8図に示
す如く狭いが、ディジタルフィルタは精度良く構成でき
、しかもディジタル信号処理であるためSN比の劣化が
なく、更にその位相−周波数特性はFIRディジタルフ
ィルタでは直M 位相であるから、位相の乱れによる信
号品質の劣化はない。以上より、標本化周波数変換器1
5を使用した場合は、アナログ低域フィルタ180回路
構成を簡易化できると共に、出方端子19には高品質の
アナログ信号を取り出すことができる。
フィルタの遷移帯域幅(f8D−fPD)は第8図に示
す如く狭いが、ディジタルフィルタは精度良く構成でき
、しかもディジタル信号処理であるためSN比の劣化が
なく、更にその位相−周波数特性はFIRディジタルフ
ィルタでは直M 位相であるから、位相の乱れによる信
号品質の劣化はない。以上より、標本化周波数変換器1
5を使用した場合は、アナログ低域フィルタ180回路
構成を簡易化できると共に、出方端子19には高品質の
アナログ信号を取り出すことができる。
第9図及び第10図は夫々本発明装置の要部の第1及び
納2実施例のブロック系統図2示す。各図中、第7図と
同−構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する
。第9図において、1P−号処理回路20は(1)式中
N=1の場合、すなわち(4)式を満足する構成とされ
ておシ、標本化周波数変換器l5より取り出されたディ
ジタル信号は加算器21に供給される一方、遅延回路2
2に供給され、ここで−標本化周期Tだけ遅延された後
、減算及びリミッタ23に供給され、ここで遅延回路2
5により一椋本化周期′rだけ遅延された出力ディジタ
ル信号と減算された後出力値を6〜32以内に振幅制限
される。リミッタはディジタル信号の値が所定の量子化
幅以上大きく変化しないようにするだめの回路で、発振
防止のために設けられている。
納2実施例のブロック系統図2示す。各図中、第7図と
同−構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する
。第9図において、1P−号処理回路20は(1)式中
N=1の場合、すなわち(4)式を満足する構成とされ
ておシ、標本化周波数変換器l5より取り出されたディ
ジタル信号は加算器21に供給される一方、遅延回路2
2に供給され、ここで−標本化周期Tだけ遅延された後
、減算及びリミッタ23に供給され、ここで遅延回路2
5により一椋本化周期′rだけ遅延された出力ディジタ
ル信号と減算された後出力値を6〜32以内に振幅制限
される。リミッタはディジタル信号の値が所定の量子化
幅以上大きく変化しないようにするだめの回路で、発振
防止のために設けられている。
減算及びリミッタ23より取り出さ扛た差分信号は加算
器21に供給され、ここで標本化周波数変換器15より
のディジタル1B号と加算された後、丸め回路24に供
給され、ここでにビットがtビットに丸められた後、出
力端子26へ出力される一方、遅延回路25に供給され
る。
器21に供給され、ここで標本化周波数変換器15より
のディジタル1B号と加算された後、丸め回路24に供
給され、ここでにビットがtビットに丸められた後、出
力端子26へ出力される一方、遅延回路25に供給され
る。
次に第10図に示す第2実施例について説明するに、信
号処理回路27は第9図に示した信号処理回路20と大
略同一構成であるが、レジスタ四が本実施例では更に設
けられている点が異なる。
号処理回路27は第9図に示した信号処理回路20と大
略同一構成であるが、レジスタ四が本実施例では更に設
けられている点が異なる。
レジスタ28は丸め回路24の入力ディジタル信号と出
力ディジタル信号との減算を行ない、(6)式のδχO
の場合の誤差分を蓄積し、これが最小量子化幅Δと六つ
たときに、その上Δ音訓算器21へ出力する回路である
。またこのレジスタ28は直流分を除去するので一種の
積分器でもある。
力ディジタル信号との減算を行ない、(6)式のδχO
の場合の誤差分を蓄積し、これが最小量子化幅Δと六つ
たときに、その上Δ音訓算器21へ出力する回路である
。またこのレジスタ28は直流分を除去するので一種の
積分器でもある。
本実施例によれば、第11図に破線■で示す如き標本化
周波数変換器15の出力ディジタル信号値に対して、出
力端子26には同図に実線■で示す如く相隣る標本化時
点の2つのディジタル信号値(量子化幅)の相加平均で
表わされるディジタル信号が出力されることとなる。す
なわち、第11図かられかるように、信号処理回路27
の入力ディジタル信号の童子化幅が1.2Δであるのに
対し、出力端子26には標本化周期で常にOと2Δとが
交互に表われるものとすると、その相加平均値はΔとな
り、上記の1.2Δに対して0,2Δずつの誤差が発生
する。しかして、本実施例では第11図に示すように5
回目の標本化時点■には34. 、10回目と11回目
の各標本化時点[相]、■では夫々Δなる値が出力され
、計14回の標本化時点での値の総和は17Δとなるか
ら、この計14回の標本化時点における時間平均値(相
加平均値)は1.21の量子化幅1.2Δに対して、誤
差が打ち消された極めて近似した値であることがわかる
。たたし、(5)式におけるδ1.δ2の値は2Δ未満
となるようリミッタがかけである。
周波数変換器15の出力ディジタル信号値に対して、出
力端子26には同図に実線■で示す如く相隣る標本化時
点の2つのディジタル信号値(量子化幅)の相加平均で
表わされるディジタル信号が出力されることとなる。す
なわち、第11図かられかるように、信号処理回路27
の入力ディジタル信号の童子化幅が1.2Δであるのに
対し、出力端子26には標本化周期で常にOと2Δとが
交互に表われるものとすると、その相加平均値はΔとな
り、上記の1.2Δに対して0,2Δずつの誤差が発生
する。しかして、本実施例では第11図に示すように5
回目の標本化時点■には34. 、10回目と11回目
の各標本化時点[相]、■では夫々Δなる値が出力され
、計14回の標本化時点での値の総和は17Δとなるか
ら、この計14回の標本化時点における時間平均値(相
加平均値)は1.21の量子化幅1.2Δに対して、誤
差が打ち消された極めて近似した値であることがわかる
。たたし、(5)式におけるδ1.δ2の値は2Δ未満
となるようリミッタがかけである。
次に、本発明装置における線形結合を用いたディジタル
信号の処理アルゴリズムによる復号化信号の品質評価に
ついて説明する。ディジタル信号、特にディジタルオー
ディオ信号の品質評価については確立した評価方法はな
いが、雑音分散を用いた評価方法が現在知られているの
で、ここでは雑音分散と、更にこれに加えて高調波歪(
HD)と混変調歪(IM)とを用いて品質評価を行なう
ものとする。ここで、上記の品質評価は計算機シミュレ
ーションによシ定量的に解析して行なっておシ、従って
前記アナログ低域フィルタ18は伝送信号に影響を与え
々いような十分高い標本化周波数で動作するディジタル
フィルタを用いた。ただし、折シ返し歪を防止する目的
で、このディジタルフィルタは標本化周波数Fsの4倍
で設計しである。
信号の処理アルゴリズムによる復号化信号の品質評価に
ついて説明する。ディジタル信号、特にディジタルオー
ディオ信号の品質評価については確立した評価方法はな
いが、雑音分散を用いた評価方法が現在知られているの
で、ここでは雑音分散と、更にこれに加えて高調波歪(
HD)と混変調歪(IM)とを用いて品質評価を行なう
ものとする。ここで、上記の品質評価は計算機シミュレ
ーションによシ定量的に解析して行なっておシ、従って
前記アナログ低域フィルタ18は伝送信号に影響を与え
々いような十分高い標本化周波数で動作するディジタル
フィルタを用いた。ただし、折シ返し歪を防止する目的
で、このディジタルフィルタは標本化周波数Fsの4倍
で設計しである。
また、信号周波数は0〜5 kHz 、標本化周波数F
sは12 kHz 、信号ビット数は8ピツ)、D/A
変換器17のビット数(分解能)は8ピツト、に本化周
波数変換器15は146次のFIRディジタルフィルタ
で構成し、その通過域リプルは0.01 dB 。
sは12 kHz 、信号ビット数は8ピツ)、D/A
変換器17のビット数(分解能)は8ピツト、に本化周
波数変換器15は146次のFIRディジタルフィルタ
で構成し、その通過域リプルは0.01 dB 。
通過成端周波数fPDは5 kHz 、 1511止城
端周波数fsDは6 kHz 、減衰量は一50dBと
し、更にアナログ低域フィルタ18として用いたディジ
タルフィルタも上記のFIRディジタルフィルタと同一
構成としである。
端周波数fsDは6 kHz 、減衰量は一50dBと
し、更にアナログ低域フィルタ18として用いたディジ
タルフィルタも上記のFIRディジタルフィルタと同一
構成としである。
第12図は23 Hzの高調波歪を示し、従来装置の高
調波型特性は破線で示す如くになり、また従来装置のD
/A変換器の分解能を1ビツト増加した場合ゝのそれは
同図に実線で示す如くになる。これに対して本発明装置
による高調波歪特性は第12図に一点知線で示す如くに
なシ、従来装(ロ)の高調波歪特性よりも改善されてい
ることがわかる。
調波型特性は破線で示す如くになり、また従来装置のD
/A変換器の分解能を1ビツト増加した場合ゝのそれは
同図に実線で示す如くになる。これに対して本発明装置
による高調波歪特性は第12図に一点知線で示す如くに
なシ、従来装(ロ)の高調波歪特性よりも改善されてい
ることがわかる。
第13図は混変調歪を示す。ここで、混変調歪は後述の
第16図も同様であるが、入力信号レベルの最大値を1
. Oとしたとき、0.47のレベルの周波数23Hz
又は234 Hz (7) 信号と周波数2.3 kH
zの信号とを4=1のレベル比で混合したときの混食訴
]止ケ示す。同図中、従来装置の混変調歪は破線で示す
如くになり、址た従来装置のD / A i換器の分解
能f:1ビット増加した場合の混変調歪は実線で示す如
くになる。これに対して、本発明装置による混変調歪は
第13図に一点鎖線で示す如くになり、Ll/A変換器
の分解能を1ビットF月上したときの混変調歪との有意
差は殆ど々い。なお、第13図中、■は周波数234
Hzの信号と周波数2、3 kHzの信号との混変調歪
特性を夫々示し、■に周波数23)1zと2.’3 k
Hzの信号量の混変調歪偶性ケ夫々示す。
第16図も同様であるが、入力信号レベルの最大値を1
. Oとしたとき、0.47のレベルの周波数23Hz
又は234 Hz (7) 信号と周波数2.3 kH
zの信号とを4=1のレベル比で混合したときの混食訴
]止ケ示す。同図中、従来装置の混変調歪は破線で示す
如くになり、址た従来装置のD / A i換器の分解
能f:1ビット増加した場合の混変調歪は実線で示す如
くになる。これに対して、本発明装置による混変調歪は
第13図に一点鎖線で示す如くになり、Ll/A変換器
の分解能を1ビットF月上したときの混変調歪との有意
差は殆ど々い。なお、第13図中、■は周波数234
Hzの信号と周波数2、3 kHzの信号との混変調歪
特性を夫々示し、■に周波数23)1zと2.’3 k
Hzの信号量の混変調歪偶性ケ夫々示す。
更に第14図は雑音分散を示し、従来装置では破線で示
す特性となり、従来装置のD / A f換器の分解能
を1ビツト増加した場合は実線で示す特性となり、更に
本発明装置では一点鎖線で示す特性となる。なお、第1
4図中、■は成る周波数flにおける雑音分散、■はf
】よυも低い成る周波数f2における雑音分散を示して
いる。同図よりもわかるように、本発明装置によれは、
雑音分散ばD/A変換器の分解能を1ビツト増加したと
きと同等の改善効果が得られる。
す特性となり、従来装置のD / A f換器の分解能
を1ビツト増加した場合は実線で示す特性となり、更に
本発明装置では一点鎖線で示す特性となる。なお、第1
4図中、■は成る周波数flにおける雑音分散、■はf
】よυも低い成る周波数f2における雑音分散を示して
いる。同図よりもわかるように、本発明装置によれは、
雑音分散ばD/A変換器の分解能を1ビツト増加したと
きと同等の改善効果が得られる。
lだ第15図は標本化周波数変換器15の有無による高
調波歪を示し、三角印はD/A変換器の分解能を1ビツ
ト増加した場合の高調波出値、丸印は本発明装置の高調
波希値を示す。また■は標本化周波数亥・換器15が無
い場合、Xは標本化周波数変換器15がある場合の高調
波歪を示しており、従ってXは第12図と同一特性を示
している。
調波歪を示し、三角印はD/A変換器の分解能を1ビツ
ト増加した場合の高調波出値、丸印は本発明装置の高調
波希値を示す。また■は標本化周波数亥・換器15が無
い場合、Xは標本化周波数変換器15がある場合の高調
波歪を示しており、従ってXは第12図と同一特性を示
している。
当然のことではあるが、第15図かられかるように、標
本化周波数変換器15が有る方が高調波歪の発生が少な
い。
本化周波数変換器15が有る方が高調波歪の発生が少な
い。
更に第16図は標本化周波数変換器15の有無による混
変調歪を示し、三角印はD/A変換器の分解能を1ビツ
ト増加した場合の混食脚歪値1.丸印は本発明装置の混
変調歪値を示す。また黒三角印と黒丸印は標本化周波数
変換器15が有る場合の混食1All歪仙を示し、白玉
角印と白丸印は標本化周波数変換器15が無い場合の混
変調歪値を示しており、第16図かられかるように、混
変調歪に関しては、標本化周波数変換器15の有無はあ
まシ影響は力い。
変調歪を示し、三角印はD/A変換器の分解能を1ビツ
ト増加した場合の混食脚歪値1.丸印は本発明装置の混
変調歪値を示す。また黒三角印と黒丸印は標本化周波数
変換器15が有る場合の混食1All歪仙を示し、白玉
角印と白丸印は標本化周波数変換器15が無い場合の混
変調歪値を示しており、第16図かられかるように、混
変調歪に関しては、標本化周波数変換器15の有無はあ
まシ影響は力い。
なお、上記の各特性測定のために使用した周波数(ここ
では23Hz 、 234Hz 、 2.3 kHz
11と)は、離散的フーリエ変換(DFT)する場合に
窓関数の形容を彦くすような値に選定されることは勿論
である。
では23Hz 、 234Hz 、 2.3 kHz
11と)は、離散的フーリエ変換(DFT)する場合に
窓関数の形容を彦くすような値に選定されることは勿論
である。
第12図乃至第16図かられかるように、本発明装置に
よれば、D/A変換器の分解能が1ビツト増加したとき
と略同等の高調波歪特性、雑音分散特性及び混変調歪特
性を示しておシ、従って本発明装置によればD/A変換
器の分解能か略1ビット程度実効的に向上しており、こ
のため童子化に伴う雑音はこの分だけ軽減されることに
なる。
よれば、D/A変換器の分解能が1ビツト増加したとき
と略同等の高調波歪特性、雑音分散特性及び混変調歪特
性を示しておシ、従って本発明装置によればD/A変換
器の分解能か略1ビット程度実効的に向上しており、こ
のため童子化に伴う雑音はこの分だけ軽減されることに
なる。
更にSN比を雑音分散と考えると、ディザと呼ばれる雑
音を用いた装置に比し、本発明装置によれはSN比か劣
化しないことも第14図かられかる。
音を用いた装置に比し、本発明装置によれはSN比か劣
化しないことも第14図かられかる。
また、標本化周波数変換器15を設けることにより、高
域周波数帯の信号の劣化は殆どないといえる。
域周波数帯の信号の劣化は殆どないといえる。
変形例
なお、本発明は上記の芙施例に限定されるものではなく
、例えは標本化周波数変換器15を設け々くとも、第9
図の信号処理回路20に入る信号の語長がD/A変換器
の分解能より多けれは量子化に伴う雑音を軽減できる効
果はある。壕だ、信号処理回路16が行々う線形結合の
テイジタル信号処理は、要は(1)式を満足でさればよ
い((4)式に限られない)。また、オーディオ信号以
外のアナログ情報信号(ビデオ信号など)にも、本発明
を適用することができる。
、例えは標本化周波数変換器15を設け々くとも、第9
図の信号処理回路20に入る信号の語長がD/A変換器
の分解能より多けれは量子化に伴う雑音を軽減できる効
果はある。壕だ、信号処理回路16が行々う線形結合の
テイジタル信号処理は、要は(1)式を満足でさればよ
い((4)式に限られない)。また、オーディオ信号以
外のアナログ情報信号(ビデオ信号など)にも、本発明
を適用することができる。
効果
上述の如く、本発明によれは、入出力信号系列の時間平
均が一致することに看目し、線形結合を用いたディジタ
ル信号の処理アルゴリズムに従ってD/Ai換している
ので、信号のレベル、周波数によらず、Ll/A変換器
の分解能を実質的に少彦くとも1ビット以上向上するこ
とができ、従って量子化に伴う雑音をこの分たけ軽減す
ることができ、またD/A変換器の分解能を実際に1ビ
ツト増加したものではないので、フィルタの設計が容易
であり、ディザを用いた装置に比し構成が簡単で、まだ
従来の記録媒体を再生する場合にも互換性をもって再生
することができ、更に標本化周波数変換器により標本化
周波数を上げてからD/A変換するようにしたので、D
/A変換器出力側に接続されるアナログ低域フィルタの
設計及び製作が従来に比し極めて容易となり、しかも位
相−周波数特性を標本化周波数の一倍以下の周波数帯域
では略直線的な特性とすることができるので、位相の乱
れによる信号品質の劣化がなく、高品質のアナログ信号
(復号化信号)を取り出すことができ、しかも高調波歪
も低減することができ、更にディザを混入してA/D変
換されたディジタル信号に対しても、標本化周波数変換
器内のディジタル低域フィルタによって、信号が平滑化
され、更にLSBのふらつきのあるディジタル信号に対
しても同様に平滑化が行なわれるので、いずれの場合も
通常のディジタル信号入力時と同様に、量子化雑音等が
軽減されたアナログ信号を出力するととができる等の数
々の特長を有するものである。
均が一致することに看目し、線形結合を用いたディジタ
ル信号の処理アルゴリズムに従ってD/Ai換している
ので、信号のレベル、周波数によらず、Ll/A変換器
の分解能を実質的に少彦くとも1ビット以上向上するこ
とができ、従って量子化に伴う雑音をこの分たけ軽減す
ることができ、またD/A変換器の分解能を実際に1ビ
ツト増加したものではないので、フィルタの設計が容易
であり、ディザを用いた装置に比し構成が簡単で、まだ
従来の記録媒体を再生する場合にも互換性をもって再生
することができ、更に標本化周波数変換器により標本化
周波数を上げてからD/A変換するようにしたので、D
/A変換器出力側に接続されるアナログ低域フィルタの
設計及び製作が従来に比し極めて容易となり、しかも位
相−周波数特性を標本化周波数の一倍以下の周波数帯域
では略直線的な特性とすることができるので、位相の乱
れによる信号品質の劣化がなく、高品質のアナログ信号
(復号化信号)を取り出すことができ、しかも高調波歪
も低減することができ、更にディザを混入してA/D変
換されたディジタル信号に対しても、標本化周波数変換
器内のディジタル低域フィルタによって、信号が平滑化
され、更にLSBのふらつきのあるディジタル信号に対
しても同様に平滑化が行なわれるので、いずれの場合も
通常のディジタル信号入力時と同様に、量子化雑音等が
軽減されたアナログ信号を出力するととができる等の数
々の特長を有するものである。
第1図は一般的なディジタル処理方式の一例を示すブロ
ック系統図、第2図は第1図図示ブロック系統の要部の
一例の回路、振幅−周波数特性及び群遅延時間特性を夫
々示す図、第3図及び第4図は夫々アナログ信号波形と
ディジタル信号波形とを対比して示す図、第5図は従来
のA/D及びIJ/A変換装置の一例を示す図、第6図
は本発明装置と従来装置の各D/A変換器の大刀ディジ
タル信号の値の変化と原アナログ信号の値とを夫々対比
して示す図、第7図は本発明装置の一実施例を示すブロ
ック系統図、第8図は第7図図示ブロック系統中の各フ
ィルタの特性等を示す図、第9図及び第10図は夫々本
発明装置の要部の各実施例を示すブロック系統図、第1
1図は本発明装置内の信号処理回路の出力ディジタル信
号の値の変化と原アナログ信号の値との一例を夫々対比
して示す図、第12図、第13図及び第14図に1夫々
本発明装置、従来装置、D/A変換器の分解能を1ビツ
ト増加した従来装置の高調波歪特性、混変調全特性及び
雑音分散特性全夫々対比して示す図、第15図及び第1
6図は夫々本発明装置とD/A変換器の分解能を1ビツ
ト増加したD/A変換装置とにおける標本化周波数変換
器の有無による高iMH波金特性及び混変調歪特性を夫
々示す図である。 1・・・アナログ信号入力端子、2,6.18・・・ア
ナログ低域フィルタ、3・・・A/D変換器、5 、1
0゜13.17・・・I)/A変変器器7,19・・・
アナログ信号出力端子、14・・・ディジタル信号入力
端子、15・・・標本化周波数変換器、16,20.2
7・・・信号処理回路、21・・・加算器、22.25
・・・遅延回路、23・・・減算及びリミッタ、24・
・・丸め回路、28・・・レジスタ。 79
ック系統図、第2図は第1図図示ブロック系統の要部の
一例の回路、振幅−周波数特性及び群遅延時間特性を夫
々示す図、第3図及び第4図は夫々アナログ信号波形と
ディジタル信号波形とを対比して示す図、第5図は従来
のA/D及びIJ/A変換装置の一例を示す図、第6図
は本発明装置と従来装置の各D/A変換器の大刀ディジ
タル信号の値の変化と原アナログ信号の値とを夫々対比
して示す図、第7図は本発明装置の一実施例を示すブロ
ック系統図、第8図は第7図図示ブロック系統中の各フ
ィルタの特性等を示す図、第9図及び第10図は夫々本
発明装置の要部の各実施例を示すブロック系統図、第1
1図は本発明装置内の信号処理回路の出力ディジタル信
号の値の変化と原アナログ信号の値との一例を夫々対比
して示す図、第12図、第13図及び第14図に1夫々
本発明装置、従来装置、D/A変換器の分解能を1ビツ
ト増加した従来装置の高調波歪特性、混変調全特性及び
雑音分散特性全夫々対比して示す図、第15図及び第1
6図は夫々本発明装置とD/A変換器の分解能を1ビツ
ト増加したD/A変換装置とにおける標本化周波数変換
器の有無による高iMH波金特性及び混変調歪特性を夫
々示す図である。 1・・・アナログ信号入力端子、2,6.18・・・ア
ナログ低域フィルタ、3・・・A/D変換器、5 、1
0゜13.17・・・I)/A変変器器7,19・・・
アナログ信号出力端子、14・・・ディジタル信号入力
端子、15・・・標本化周波数変換器、16,20.2
7・・・信号処理回路、21・・・加算器、22.25
・・・遅延回路、23・・・減算及びリミッタ、24・
・・丸め回路、28・・・レジスタ。 79
Claims (2)
- (1)離散的ディジタル信号を振幅が連続するアナログ
信号に変換して出力するD/A変換装置において、時刻
nT (ただし、nは自然数 1[は標本化周期)の入
力ディジタル信号Xnr、(ただし、Nは自然数で、N
〉り 々る式で表わされるディジタル信号ynに変換して出力
する信号処理回路と、該信号処理回路の出力デイジタル
信号ynヲアナログ信号に変換するD/A変換器と、該
D/A変換器の出力信号が供給され該信号処理回路の入
力ディジタル信号昂の標本化周波数の略−倍以上の周波
数成分を除去するアナ0グ低域フイルタとよυ構成した
ことを特徴とするD/A変換装置。 - (2) 離散的ディジタル信号を振幅が連続するアナ
ログ信号に変換して出力するD/A変換装置において、
入力ディジタル信号の標本化周波数をM倍(ただし、M
は2以上の自然数)に変換したディジタル信号を出力す
る標本化周波数変換器と、該標本化周波数変換器より取
り出された時刻nT(ただし、nは自然数、Tは標本化
周期)のディジタル信号xnを、 (ただし、Nは自然数で、N〉1) 々る式で表わされるディジタル信号ynに変換して出力
する信号処理回路と、該信号処理回路の出力ディジタル
信号ynを該標本化周波数変換器の変換倍率の速度で動
作するD/A変換器と、該D/A変換器の出力信号が供
給され該信号処理回路の入力ディジタル信号Xnの標本
化周波数の略丁倍以上の周波数成分を除去するアナログ
低域フィルタとより構成したことを特徴とするD/A変
換装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57230162A JPS59117316A (ja) | 1982-12-23 | 1982-12-23 | D/a変換装置 |
US06/522,057 US4542369A (en) | 1982-08-19 | 1983-08-10 | Digital-to-analog converting device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57230162A JPS59117316A (ja) | 1982-12-23 | 1982-12-23 | D/a変換装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59117316A true JPS59117316A (ja) | 1984-07-06 |
JPS6364090B2 JPS6364090B2 (ja) | 1988-12-09 |
Family
ID=16903565
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57230162A Granted JPS59117316A (ja) | 1982-08-19 | 1982-12-23 | D/a変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS59117316A (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3892163B2 (ja) * | 1999-02-18 | 2007-03-14 | 株式会社日立製作所 | 電力系統シミュレート装置 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS4949552A (ja) * | 1972-05-01 | 1974-05-14 | ||
JPS56166631A (ja) * | 1980-04-21 | 1981-12-21 | France Etat Poste Telecomm |
-
1982
- 1982-12-23 JP JP57230162A patent/JPS59117316A/ja active Granted
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS4949552A (ja) * | 1972-05-01 | 1974-05-14 | ||
JPS56166631A (ja) * | 1980-04-21 | 1981-12-21 | France Etat Poste Telecomm |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS6364090B2 (ja) | 1988-12-09 |
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