JPS586629A - 無線周波数信号受信機 - Google Patents
無線周波数信号受信機Info
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- JPS586629A JPS586629A JP6377682A JP6377682A JPS586629A JP S586629 A JPS586629 A JP S586629A JP 6377682 A JP6377682 A JP 6377682A JP 6377682 A JP6377682 A JP 6377682A JP S586629 A JPS586629 A JP S586629A
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- bandwidth
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- capacitor
- phase
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
- H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J3/00—Continuous tuning
- H03J3/02—Details
- H03J3/06—Arrangements for obtaining constant bandwidth or gain throughout tuning range or ranges
- H03J3/08—Arrangements for obtaining constant bandwidth or gain throughout tuning range or ranges by varying a second parameter simultaneously with the tuning, e.g. coupling bandpass filter
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電磁被周波数変調信号を受信する無線周波数(
RF )信号受信機に係り1%に受信された被周波数変
調信号な復調する7エーズロツクドループ型復調器又は
検波器を含む受信機に関する。
RF )信号受信機に係り1%に受信された被周波数変
調信号な復調する7エーズロツクドループ型復調器又は
検波器を含む受信機に関する。
音声及び映倫情報伝送システムにおいては、無線周波数
(RF)搬送波信号を効果的忙周波数変調(FM )す
る。忠実度の高い音声信号を得るには。
(RF)搬送波信号を効果的忙周波数変調(FM )す
る。忠実度の高い音声信号を得るには。
この様に信号を周波数変調することが望ましい。
受信ユニットは、RIF4号及び変調周波数帯域を選択
する復調又は検波回路チュニナと、被変調受信信号より
変調又は情報信号を復調する復調又は検波回路とを含む
。高品質の受信機では、クアドラチェア検波及び復調回
路が用いられている。クアドラチェア検波器は、比較的
中央部が小なるS字状の特性を有する。この8字状特性
の中央部は。
する復調又は検波回路チュニナと、被変調受信信号より
変調又は情報信号を復調する復調又は検波回路とを含む
。高品質の受信機では、クアドラチェア検波及び復調回
路が用いられている。クアドラチェア検波器は、比較的
中央部が小なるS字状の特性を有する。この8字状特性
の中央部は。
チューナの帯域より実質的に大なる広い帯域通過特性を
得ることにより略直層状に設定しうる。従って、この略
直線状部分は受信する全R1F信号の範囲より大なる範
囲に至っている。フィルタ特性は帯域通過曲線の非直線
状部分な更に含むので、音声の質は帯域幅の増加に伴い
劣化する。必要とされる極めて広い帯域応答により、結
果的には最適な受信特性が得られない。他の復調手段と
して、フェーズロックドループ型復調ユニットが提案さ
れている。しかし、この様な手段はコスト上の問題及び
極めて限定された忠実度のため商品化され【いない。フ
ェーズロックドループ検波ユニットは、略直線状の検波
特性なもって動作し、FM信号を効果的に振幅変調され
ないよう和するという点で有利である。この様なフェー
ズロックドルーズ復調ユニットは、一般的に搬送波周波
数が10M1.尋の低い周波数であり音声の忠冥度がさ
はと重要ではない場合に適用される。よって、テレタイ
プ伝送システム−’P、t*々の軍事的広用例において
は、フェーズロックドループ復調ユニットが用いられて
いる。フェーズロックドループ検波ユニツ)QFM高周
波信号伝送システムに適用する場合は、フェーズロック
ドループ検波ユニットの帯域幅はRIJ4号チューナの
通過帯域より広く設定される。帯域通過曲線は、通過帯
域隅間の略全域にわたって直線状であるため、通過帯域
限が少なくとも検波器VcvIL、いか或いは検波器よ
り大でありチェーナ曲線又は中間周波数(工1)端の対
向端に位置していれば、歪を有さないR?傷信号生成さ
れる。直線的通過帯域は、言うまでもなく受信信号の歪
を最小とする。しかし実際には、フェーズロックドルー
プを有する受信機において1弱い信号を受信する際の歪
及び多くの場合弱い信号による悪い受信状態が見られる
。IFM信号は、その特性により比較的短い距離を伝送
される。信号送信局周辺にある無線受信機は特忙不規則
な信号を受信し、多くの場合雑音が弱いFM信号に混入
する。
得ることにより略直層状に設定しうる。従って、この略
直線状部分は受信する全R1F信号の範囲より大なる範
囲に至っている。フィルタ特性は帯域通過曲線の非直線
状部分な更に含むので、音声の質は帯域幅の増加に伴い
劣化する。必要とされる極めて広い帯域応答により、結
果的には最適な受信特性が得られない。他の復調手段と
して、フェーズロックドループ型復調ユニットが提案さ
れている。しかし、この様な手段はコスト上の問題及び
極めて限定された忠実度のため商品化され【いない。フ
ェーズロックドループ検波ユニットは、略直線状の検波
特性なもって動作し、FM信号を効果的に振幅変調され
ないよう和するという点で有利である。この様なフェー
ズロックドルーズ復調ユニットは、一般的に搬送波周波
数が10M1.尋の低い周波数であり音声の忠冥度がさ
はと重要ではない場合に適用される。よって、テレタイ
プ伝送システム−’P、t*々の軍事的広用例において
は、フェーズロックドループ復調ユニットが用いられて
いる。フェーズロックドループ検波ユニツ)QFM高周
波信号伝送システムに適用する場合は、フェーズロック
ドループ検波ユニットの帯域幅はRIJ4号チューナの
通過帯域より広く設定される。帯域通過曲線は、通過帯
域隅間の略全域にわたって直線状であるため、通過帯域
限が少なくとも検波器VcvIL、いか或いは検波器よ
り大でありチェーナ曲線又は中間周波数(工1)端の対
向端に位置していれば、歪を有さないR?傷信号生成さ
れる。直線的通過帯域は、言うまでもなく受信信号の歪
を最小とする。しかし実際には、フェーズロックドルー
プを有する受信機において1弱い信号を受信する際の歪
及び多くの場合弱い信号による悪い受信状態が見られる
。IFM信号は、その特性により比較的短い距離を伝送
される。信号送信局周辺にある無線受信機は特忙不規則
な信号を受信し、多くの場合雑音が弱いFM信号に混入
する。
本発明者は、弱い信号がチューナの帯域通過曲縁特性及
びこの帯域通過向III特性と帯域幅復調特性との関係
によって失われる点に着目した。工F帯域通過曲線又+
411F帯域通過端は略U字状特性であり、明確な曲線
状の底部を有する。従って、ニジ帯域通過曲線は、鋭敏
な端部が平坦な底部に続く形の理想的な形状ではない。
びこの帯域通過向III特性と帯域幅復調特性との関係
によって失われる点に着目した。工F帯域通過曲線又+
411F帯域通過端は略U字状特性であり、明確な曲線
状の底部を有する。従って、ニジ帯域通過曲線は、鋭敏
な端部が平坦な底部に続く形の理想的な形状ではない。
実際には、ニジ帯域通過曲線は信号が最も弱い部分で比
較的傾斜の大なる端部が浅く連続的に変化する曲線状底
部に続く形状である。フェーズロックドループ検波器の
帯域幅を:工シ曲線に等しいか或いはこれを越えるもの
でありチューナの帯域幅の強い信号部分を包囲し、RI
F信号を検波して歪を生ずることなく復調音声信号を伝
送しうる。しかし、11曲線が著しく変化する弱い又は
信号部分では、信号の総変化は工1特性を越える場合が
ある。この様な場合。
較的傾斜の大なる端部が浅く連続的に変化する曲線状底
部に続く形状である。フェーズロックドループ検波器の
帯域幅を:工シ曲線に等しいか或いはこれを越えるもの
でありチューナの帯域幅の強い信号部分を包囲し、RI
F信号を検波して歪を生ずることなく復調音声信号を伝
送しうる。しかし、11曲線が著しく変化する弱い又は
信号部分では、信号の総変化は工1特性を越える場合が
ある。この様な場合。
受信機は通常の振幅制限特性で応答せず周辺の雑音レベ
ルが通常の雑音抑制動作に対して相対的に増加すること
がある。弱い伝送信号は雑音信号により失われてしまい
、送信機等の周辺では結果的和音声信号の受信状態が悪
い。
ルが通常の雑音抑制動作に対して相対的に増加すること
がある。弱い伝送信号は雑音信号により失われてしまい
、送信機等の周辺では結果的和音声信号の受信状態が悪
い。
本発明は、特に′被変調信号を復調するループフィルタ
手段を有するフェーズロックドループ型復調手段な用い
て′おり、復調手段が固定帯域幅な有する様忙設計され
ているFM蔓信機忙関する。本発明によれば、フェーズ
ロックドループ復調手段は可変帯域幅制御ユニットを有
し、この制御ユニットは受信信号の強さ及び特にチュー
ナユニットの帯域通過%性に関連した帯域幅を生成する
。従って、帯域幅は略チューナユニットの帯域幅曲線を
追従する。同調信号が弱くなり同調帯域幅端の曲線部分
内に入ると、復調ユニットの帯域幅は同調R1信号曲線
を越えるように設定された一定帯域幅より狭められる。
手段を有するフェーズロックドループ型復調手段な用い
て′おり、復調手段が固定帯域幅な有する様忙設計され
ているFM蔓信機忙関する。本発明によれば、フェーズ
ロックドループ復調手段は可変帯域幅制御ユニットを有
し、この制御ユニットは受信信号の強さ及び特にチュー
ナユニットの帯域通過%性に関連した帯域幅を生成する
。従って、帯域幅は略チューナユニットの帯域幅曲線を
追従する。同調信号が弱くなり同調帯域幅端の曲線部分
内に入ると、復調ユニットの帯域幅は同調R1信号曲線
を越えるように設定された一定帯域幅より狭められる。
ここで、帯域幅は、フェーズロックドループ検波器の帯
域幅が挟まり曲線状の弱い信号部分の帯域通過曲線に略
限定されるよう狭められる。
域幅が挟まり曲線状の弱い信号部分の帯域通過曲線に略
限定されるよう狭められる。
本発明の好ましき実施例において、フェーズロックドル
ープ検波器は、能動ループ増幅器を含むループフィル゛
りに接続された同調信号位相比較器な駆動する高品質の
電圧制御発振器を含む。ループフィルタの出力は、電圧
制御発振器を駆動し、位相比較器な同調信号と発振出力
との間の位相差に応じてIll整して、復11FM出力
信号を発生するように接続されている。ループフィルタ
は、復調帯域幅を増幅器の利得及び抵抗やコンデンサ尋
のフィルタ素子等に応じて設定する。一般的なフェーズ
ロックドループ復調ユニットのループフィルタは、大な
る信号帯域幅を設定する固定コンデンサを有する。第2
のコンデンサ手段は電気的に応答する制御手段に直列接
続されており、直列ブランチ部はループフィルタの固定
コンデンサと並列接続されている。RF信号振幅監視手
段はIF入力信号増幅器に接続されており、出力は抵抗
手段に接続されておりこれを作動して、特に工?帯域通
過特性曲線の曲線部分において生成される弱い信号を受
信した際に固定コンデンサと並列関係にある容量及び抵
抗の値な変えて帯域幅を狭める。
ープ検波器は、能動ループ増幅器を含むループフィル゛
りに接続された同調信号位相比較器な駆動する高品質の
電圧制御発振器を含む。ループフィルタの出力は、電圧
制御発振器を駆動し、位相比較器な同調信号と発振出力
との間の位相差に応じてIll整して、復11FM出力
信号を発生するように接続されている。ループフィルタ
は、復調帯域幅を増幅器の利得及び抵抗やコンデンサ尋
のフィルタ素子等に応じて設定する。一般的なフェーズ
ロックドループ復調ユニットのループフィルタは、大な
る信号帯域幅を設定する固定コンデンサを有する。第2
のコンデンサ手段は電気的に応答する制御手段に直列接
続されており、直列ブランチ部はループフィルタの固定
コンデンサと並列接続されている。RF信号振幅監視手
段はIF入力信号増幅器に接続されており、出力は抵抗
手段に接続されておりこれを作動して、特に工?帯域通
過特性曲線の曲線部分において生成される弱い信号を受
信した際に固定コンデンサと並列関係にある容量及び抵
抗の値な変えて帯域幅を狭める。
上記値は所望の漸次的又はステップ制御システムにおい
て変えることが可能であるが1%にエンハンスメントモ
ードにおいて動作するPチャンネル瀝電果効果トランジ
スタ(FIT )スイッチ及びこれに直列接続された固
定コンデンサを用いるスイッチシステムによって好まし
く変えることができる。電果効果トランジスタの入力電
極は振幅監視手段に接続されている。入力RP信号レベ
ルが減少するに伴ないFITのコンダクタンスは増加し
抵抗は減少して、結果的に並列コンデンサを流れる電流
が増大する。周知のループフィルタの構成によると、こ
れによりループフィルタの帯域通過特性が弱まる。FE
Tへ伝送される信号を適切に選定することにより、ルー
プフィルタの帯域通過特性が略IF帯域通過特性を追従
するようにすることも可能であり、又1弱い信号を受信
する期間ループフィルタの帯域通過特性が工F帯域通過
特性と尋しくなるようKすることも可能である。
て変えることが可能であるが1%にエンハンスメントモ
ードにおいて動作するPチャンネル瀝電果効果トランジ
スタ(FIT )スイッチ及びこれに直列接続された固
定コンデンサを用いるスイッチシステムによって好まし
く変えることができる。電果効果トランジスタの入力電
極は振幅監視手段に接続されている。入力RP信号レベ
ルが減少するに伴ないFITのコンダクタンスは増加し
抵抗は減少して、結果的に並列コンデンサを流れる電流
が増大する。周知のループフィルタの構成によると、こ
れによりループフィルタの帯域通過特性が弱まる。FE
Tへ伝送される信号を適切に選定することにより、ルー
プフィルタの帯域通過特性が略IF帯域通過特性を追従
するようにすることも可能であり、又1弱い信号を受信
する期間ループフィルタの帯域通過特性が工F帯域通過
特性と尋しくなるようKすることも可能である。
本発明によれば高品質のFMチェーナの%性を著しく数
置することが可能であり、忠実度の高いFM受信機に全
く新しい標準を設定しうる。
置することが可能であり、忠実度の高いFM受信機に全
く新しい標準を設定しうる。
例えば、1チヤンネルの高品質7Mチューナの標準では
、RF入力信号が1.5マイクロボルトでありインピー
ダンスが300オームの場合3パーセントの歪を許容し
ている。ところが本発明によれば0.・マイクロボルト
のRF入力信号及び300オームのインピーダンスで歪
が3パーセントになる。
、RF入力信号が1.5マイクロボルトでありインピー
ダンスが300オームの場合3パーセントの歪を許容し
ている。ところが本発明によれば0.・マイクロボルト
のRF入力信号及び300オームのインピーダンスで歪
が3パーセントになる。
更に、ステレオシステムに適用した場合、ステレオ受信
機の感度は本発明により向上する。一般的に、ステレオ
受信機における信号分離状態は弱い信号の伝送状態の向
上に伴ない劣化する。しかし弱い信号の分離状態が悪い
ことにより雑音は抑制され音質は実際には向上するので
、これによりステレオ受信を向上することがわかった。
機の感度は本発明により向上する。一般的に、ステレオ
受信機における信号分離状態は弱い信号の伝送状態の向
上に伴ない劣化する。しかし弱い信号の分離状態が悪い
ことにより雑音は抑制され音質は実際には向上するので
、これによりステレオ受信を向上することがわかった。
本発明は、現在の高品質PMチューナ受信機の質を著し
く向上する簡単で信頼度が高くしかもコストが比較的低
い手段を提供する。
く向上する簡単で信頼度が高くしかもコストが比較的低
い手段を提供する。
次に、第1図以下と共に本発明を説明する。第1図は本
発明の要旨を含むブロック系統図であり。
発明の要旨を含むブロック系統図であり。
簡略化された高忠実度の音声受信機21に示す。図示さ
れている受信機はPM音声信号受信機である。
れている受信機はPM音声信号受信機である。
アンテナ目1伝送された高周波FM信号を受信する。こ
のアンテナ1は受matの入力に接続されており、実際
にはブロック系統図に示す如<IPMチ二−す3に接続
されている。チューナ3としては、一般的に多棟様々な
ものが普及している高忠実度のチューナな用いうる。チ
ューナ3は当然のことながら通常のRF増幅器と混合器
と局部発振器との段階を含みこれにより所望チャンネル
周波数の正規のRP信号を選択し1次段における処理及
び検出のためにこれらの信号を増幅してこれらより低い
中間周波数(工F)の信号に変換する。変換されたRI
Fニジ信号切なIP増幅器4にて増幅され、検出及び復
調に適した振幅の信号に増幅される。本発明において、
高品質の受信機はフェーズロックドループ復調ユニット
5を有する形式のもので、このフェーズロックドループ
allユニット5はIP傷信号増幅及び処理して特にニ
ジ信号より変調音声信号を分離する。従って、FM信号
は高周波搬送波を含み、七〇周練数は比較的低い周波数
の変調波の強さに応じて中心周波数の上下で変調される
。フェーズロックドループ復調ユニット5の出力は変調
波に対応する信号であり音声増幅器6を含む従来の出力
回路に印加され、ここで被復詞信号レベルを充分に増幅
してスピーカシステム等の音声出力装fllETにおい
て所望音量を得る。上記の如き形式の高品質高忠実度の
PM受信機は開発されており、第1図に示す基本的構成
のものは商品化されている。特にフェーズロックドルー
プ復調ユニット5は、受信されたFM信号の高周波搬送
波の情報を形成する変調信号を高品質で再生しつる。ブ
ロック系統図及び周知技術より明らかな如く、フェーズ
ロックドルーズ復調ユニット5は、入力が工F増幅器4
の出力に接続された位相比較器は検出器8を含む。位相
比較器8はその第2の入力を電圧制御発振器9に接続さ
れている。位相比較又は検出器Sの出力は2つの入力信
号の位相差に比例する。位相比較器8の出力は入力とじ
てループフィルタ10へ供給される。このループフィル
タ10は、搬送波信号より変調信号を分離し、適切な音
声信号電圧を生成してこれを音声増幅器6に印加する。
のアンテナ1は受matの入力に接続されており、実際
にはブロック系統図に示す如<IPMチ二−す3に接続
されている。チューナ3としては、一般的に多棟様々な
ものが普及している高忠実度のチューナな用いうる。チ
ューナ3は当然のことながら通常のRF増幅器と混合器
と局部発振器との段階を含みこれにより所望チャンネル
周波数の正規のRP信号を選択し1次段における処理及
び検出のためにこれらの信号を増幅してこれらより低い
中間周波数(工F)の信号に変換する。変換されたRI
Fニジ信号切なIP増幅器4にて増幅され、検出及び復
調に適した振幅の信号に増幅される。本発明において、
高品質の受信機はフェーズロックドループ復調ユニット
5を有する形式のもので、このフェーズロックドループ
allユニット5はIP傷信号増幅及び処理して特にニ
ジ信号より変調音声信号を分離する。従って、FM信号
は高周波搬送波を含み、七〇周練数は比較的低い周波数
の変調波の強さに応じて中心周波数の上下で変調される
。フェーズロックドループ復調ユニット5の出力は変調
波に対応する信号であり音声増幅器6を含む従来の出力
回路に印加され、ここで被復詞信号レベルを充分に増幅
してスピーカシステム等の音声出力装fllETにおい
て所望音量を得る。上記の如き形式の高品質高忠実度の
PM受信機は開発されており、第1図に示す基本的構成
のものは商品化されている。特にフェーズロックドルー
プ復調ユニット5は、受信されたFM信号の高周波搬送
波の情報を形成する変調信号を高品質で再生しつる。ブ
ロック系統図及び周知技術より明らかな如く、フェーズ
ロックドルーズ復調ユニット5は、入力が工F増幅器4
の出力に接続された位相比較器は検出器8を含む。位相
比較器8はその第2の入力を電圧制御発振器9に接続さ
れている。位相比較又は検出器Sの出力は2つの入力信
号の位相差に比例する。位相比較器8の出力は入力とじ
てループフィルタ10へ供給される。このループフィル
タ10は、搬送波信号より変調信号を分離し、適切な音
声信号電圧を生成してこれを音声増幅器6に印加する。
又、ループフィルタ10の出力は電圧制御発振器@に接
続されており。
続されており。
電圧制御信号により電圧制御発振器9の出力を制御する
。電圧制御発振器9はその出力により位相比較器8を駆
動し1位相比較器8の出力が連続的に22の入力信号電
圧の位相差に追従するよう制御する。電圧制御発振器9
の発条周波数は被変調RF傷信号存在しない場合にO又
は基準出力を生成するよう中心周波数又は搬送波周波数
に設定されている。搬送波周波数信号を変調することに
より、元の変調信号のレプリカとし【基準信号レベルの
上下を変化する音声信号が得られる。
。電圧制御発振器9はその出力により位相比較器8を駆
動し1位相比較器8の出力が連続的に22の入力信号電
圧の位相差に追従するよう制御する。電圧制御発振器9
の発条周波数は被変調RF傷信号存在しない場合にO又
は基準出力を生成するよう中心周波数又は搬送波周波数
に設定されている。搬送波周波数信号を変調することに
より、元の変調信号のレプリカとし【基準信号レベルの
上下を変化する音声信号が得られる。
フェーズロックドループ復調ユニットの周知構成より明
らかな如く、固定コンデンサ11をまループフィルタ1
0を含む回路に接続されており、ループフィルタの帯域
通過又は帯域幅特性を設定する。ループフィルタ10の
帯域幅は第2図中12で示す如く略直線的な電圧対周波
数の出力である。
らかな如く、固定コンデンサ11をまループフィルタ1
0を含む回路に接続されており、ループフィルタの帯域
通過又は帯域幅特性を設定する。ループフィルタ10の
帯域幅は第2図中12で示す如く略直線的な電圧対周波
数の出力である。
7Mチューナ回路は任意の選定された周波数においてw
L1図に示す如きニジ信号な伝送する。従つて、7Mチ
ューナは選定された搬送波周波数及びこのような搬送波
周波数の両側の周波数帯域を伝送し、100′パーセン
トの変−の周波数な全て含むように設定されている。曲
線13で示す如き実温的な周波数対信号の強さの17曲
線は、搬送波周波数の両側の比較的直線的な側縁部15
、16とこれら側縁部15,161に接続する基部1
6とよりなり、略U字状のパターンを形成する。曲縁1
sは理想的には第2図にITで示す如く矩形波状である
が、実現しうる構成においては曲*tS〜1aの如き形
状を有する。IP入力信号の全帯域幅又は範囲を検出す
るため、ループフィルタ10は第2図の帯域幅及び帯域
通過特性12を設定する固定コンデンサ11tl−有す
る構成である。従って、フィルタ帯域通過特性12は%
忙工?曲線の範囲において略直線的であり、高周波部分
においては対応する11曲線の曲線部分を通過する。1
1曲線13の両側の部分は、金工?帯域幅で歪を最小と
して強い信号を伝送するために一般の受信機で使われる
。
L1図に示す如きニジ信号な伝送する。従つて、7Mチ
ューナは選定された搬送波周波数及びこのような搬送波
周波数の両側の周波数帯域を伝送し、100′パーセン
トの変−の周波数な全て含むように設定されている。曲
線13で示す如き実温的な周波数対信号の強さの17曲
線は、搬送波周波数の両側の比較的直線的な側縁部15
、16とこれら側縁部15,161に接続する基部1
6とよりなり、略U字状のパターンを形成する。曲縁1
sは理想的には第2図にITで示す如く矩形波状である
が、実現しうる構成においては曲*tS〜1aの如き形
状を有する。IP入力信号の全帯域幅又は範囲を検出す
るため、ループフィルタ10は第2図の帯域幅及び帯域
通過特性12を設定する固定コンデンサ11tl−有す
る構成である。従って、フィルタ帯域通過特性12は%
忙工?曲線の範囲において略直線的であり、高周波部分
においては対応する11曲線の曲線部分を通過する。1
1曲線13の両側の部分は、金工?帯域幅で歪を最小と
して強い信号を伝送するために一般の受信機で使われる
。
しかし、工y%性曲@tSの曲線部16により比較的弱
いRIF信号範囲の帯域幅が大幅&C縮−少され1例え
ば特定周波数の送信局の伝送範囲の縁部においてこれが
見られる。この様な信号伝送範囲縁部では弱い信号は工
r帯域を越える信号の乱れを有することが多く、結果的
にフエーズロツクドルーグフィルタ及びq/#にループ
o1&Iliユニットにおいて雑音信号を増幅及び伝送
することになる。これにより、情報音声周波数の信号は
略全面的に乱されてしまい、音声信号受信状態が悪くな
る。従って、中心周波数搬送波の各側の略中心点におい
て伝送帯域は約50パーセント縮少され、情報信号が抑
制されてしまう雑音部分を生じる。後述する如く、高品
質IFM受信機において1.51イクロボルト(μV)
以下のRF入力信号を従来の300オームのカブリング
入力インピーダンスに印加した場合、音声受信状態は満
足できるものではない。
いRIF信号範囲の帯域幅が大幅&C縮−少され1例え
ば特定周波数の送信局の伝送範囲の縁部においてこれが
見られる。この様な信号伝送範囲縁部では弱い信号は工
r帯域を越える信号の乱れを有することが多く、結果的
にフエーズロツクドルーグフィルタ及びq/#にループ
o1&Iliユニットにおいて雑音信号を増幅及び伝送
することになる。これにより、情報音声周波数の信号は
略全面的に乱されてしまい、音声信号受信状態が悪くな
る。従って、中心周波数搬送波の各側の略中心点におい
て伝送帯域は約50パーセント縮少され、情報信号が抑
制されてしまう雑音部分を生じる。後述する如く、高品
質IFM受信機において1.51イクロボルト(μV)
以下のRF入力信号を従来の300オームのカブリング
入力インピーダンスに印加した場合、音声受信状態は満
足できるものではない。
本発明では、フェーズロックドルーズ型復調ユニットを
用いて特性を向上し1強いRF傷信号伝送状mを同じ又
は向上された状態に保ちつつチューす帯域偏曲111m
の曲線部16内のRF傷信号伝送する。本発明によれば
、フェーズロックドループ復調ユニットSの帯域幅はチ
ェーナ帝域幅曲線13の特性に応じて改善され、第3図
に見られるような典型的な改善された帯域通過特性が得
られる。第3図において、フェーズロックドループ復調
ユニツ)Sの帯域通過特性は強いRF信号部分のIP帯
域幅を多少越える第1の拡張された帯域幅特性を有する
。この帯域幅曲線はl?信号が弱く又は低いレベルにな
るにっれて大幅に改善され特に曲線部1@では直線部が
IP曲線部16を追従してこれと一致する帯域通過曲線
2oとなる。
用いて特性を向上し1強いRF傷信号伝送状mを同じ又
は向上された状態に保ちつつチューす帯域偏曲111m
の曲線部16内のRF傷信号伝送する。本発明によれば
、フェーズロックドループ復調ユニットSの帯域幅はチ
ェーナ帝域幅曲線13の特性に応じて改善され、第3図
に見られるような典型的な改善された帯域通過特性が得
られる。第3図において、フェーズロックドループ復調
ユニツ)Sの帯域通過特性は強いRF信号部分のIP帯
域幅を多少越える第1の拡張された帯域幅特性を有する
。この帯域幅曲線はl?信号が弱く又は低いレベルにな
るにっれて大幅に改善され特に曲線部1@では直線部が
IP曲線部16を追従してこれと一致する帯域通過曲線
2oとなる。
本発明者ヲ言、上記改11VCより一般の高忠実度の受
信機において音声伝送の質を著しく向上しうろことを発
見した。再び第1図において、フェーズロックドループ
復調ユニットSはコンデンサ21と電圧応答式制御手段
22の直列接続よりなる帯域通過制御手段を含み、コン
デンサ21と電圧応答式制御手段22の容量及び抵抗は
夫々入方電圧信号忙応じて変化する。直列接続されたコ
ンデンサ及び制御手段は、帯域幅な設定する固定コンデ
ンサ11と並列接続されている制御ブランチ23を構成
する。上記制御手段22は受信されたRF傷信号振幅又
は強さに応じて制御される。
信機において音声伝送の質を著しく向上しうろことを発
見した。再び第1図において、フェーズロックドループ
復調ユニットSはコンデンサ21と電圧応答式制御手段
22の直列接続よりなる帯域通過制御手段を含み、コン
デンサ21と電圧応答式制御手段22の容量及び抵抗は
夫々入方電圧信号忙応じて変化する。直列接続されたコ
ンデンサ及び制御手段は、帯域幅な設定する固定コンデ
ンサ11と並列接続されている制御ブランチ23を構成
する。上記制御手段22は受信されたRF傷信号振幅又
は強さに応じて制御される。
謳1図に示す本発明の実施例(おいて、制御手段22は
1F増幅器4の出力の強さく比例した電圧により制御さ
れる。レベル検出器24は工F増幅器4の出力に接続さ
れている。信号メータ駆動ユニット25及びミニーティ
ング駆動≧ニット26は夫々レベル検出器24に接続さ
れており、夫々出力信号をレベル検出器24に供給する
。これらの信号は周知の接続を有する従来の受信機にお
いても用いられる。本発明では、信号メータ態動ユニッ
ト25は信号ライン27により制御手段22の入力に接
続されており、帯域幅改善コンデンサ21の導伝率を制
御して結果的にこのコンデンサ21を流れる電流を制御
する。特に、手段22の応答及びライン27における。
1F増幅器4の出力の強さく比例した電圧により制御さ
れる。レベル検出器24は工F増幅器4の出力に接続さ
れている。信号メータ駆動ユニット25及びミニーティ
ング駆動≧ニット26は夫々レベル検出器24に接続さ
れており、夫々出力信号をレベル検出器24に供給する
。これらの信号は周知の接続を有する従来の受信機にお
いても用いられる。本発明では、信号メータ態動ユニッ
ト25は信号ライン27により制御手段22の入力に接
続されており、帯域幅改善コンデンサ21の導伝率を制
御して結果的にこのコンデンサ21を流れる電流を制御
する。特に、手段22の応答及びライン27における。
R1信号に関連した電圧は手段22の導伝率を増し【抵
抗率の制御を、抑えるようVC,選定されており1弱ま
る工1信号に応じてループフィルタのフィードバック回
路の抵抗及び容量な効果的に変える。フィードバック回
路にこの様な変化をもたらすことにより、ループ忠実度
の通過帯域は縮少され、特性は萬3図に示す曲H19よ
り曲線20の##性に変化する。
抗率の制御を、抑えるようVC,選定されており1弱ま
る工1信号に応じてループフィルタのフィードバック回
路の抵抗及び容量な効果的に変える。フィードバック回
路にこの様な変化をもたらすことにより、ループ忠実度
の通過帯域は縮少され、特性は萬3図に示す曲H19よ
り曲線20の##性に変化する。
FMaWJ#ユニット4の帯域幅特注曲線19により、
実質的なRF傷信号受信される限り歪は最小に抑えられ
る。高品質高忠実度のFM受信機な実現するにはこの歪
な低く抑える必要がある。しかし1弱い信号が受信され
た場合、雑音レベルは通常著しく増大し、情報信号は実
際には増幅された雑音信号に圧倒されてしまい音声信号
の伝送状態は著しく劣化する。ところが本発明によれば
、ループフィルタ10の帯域偏曲920により信号がl
F曲If!Aを越えることは防止される。よって、雑音
指数は大幅に縮少され、低レベルのIP信号は改費され
た比較的高品質の音声信号として伝送される。
実質的なRF傷信号受信される限り歪は最小に抑えられ
る。高品質高忠実度のFM受信機な実現するにはこの歪
な低く抑える必要がある。しかし1弱い信号が受信され
た場合、雑音レベルは通常著しく増大し、情報信号は実
際には増幅された雑音信号に圧倒されてしまい音声信号
の伝送状態は著しく劣化する。ところが本発明によれば
、ループフィルタ10の帯域偏曲920により信号がl
F曲If!Aを越えることは防止される。よって、雑音
指数は大幅に縮少され、低レベルのIP信号は改費され
た比較的高品質の音声信号として伝送される。
本発明はl1llF忙フエーズロツクドループ型復調ユ
ニツトを用いたPM受信機及びその構成に、関し。
ニツトを用いたPM受信機及びその構成に、関し。
本発明のFM受信機はフェーズロックドループ凰復調ユ
ニットの通過帯域又は帯域幅な変える可変制御手段な含
むループフィルタを有する。可変フィードバック回路は
適切に設ければよく、固定コンデンサ21を電圧応答式
手段手段宜2又はその他の電圧応答式手段と直列接続す
ることにより、簡単で信頼性が高く、かつ、低いコスト
で制御が行なえ、現在のシステムを含む従来の7エーズ
ロツクドルー1システムに適用しつる。
ニットの通過帯域又は帯域幅な変える可変制御手段な含
むループフィルタを有する。可変フィードバック回路は
適切に設ければよく、固定コンデンサ21を電圧応答式
手段手段宜2又はその他の電圧応答式手段と直列接続す
ることにより、簡単で信頼性が高く、かつ、低いコスト
で制御が行なえ、現在のシステムを含む従来の7エーズ
ロツクドルー1システムに適用しつる。
謳4図は一般的なFM受信機な示す。これは例えば台湾
のl’ulet社製のJ 4020Aなるチップを用い
うる。第4図において、FMチューナは集積回路(工0
)チップ28V含み、ICチップ28は標準信号入力及
び出力回路素子との接続に必要な出力ビン接続部を有す
る。ループ帯域通過固定コンデンサ21Bはループフィ
ルタ端子IOに接続されており、第1図のブロック系統
の如くチップ2s内のループフィルタ及び復調ユニット
の帯域幅なプリセットする。直列接続された固定コンデ
ンサ31及び電界効果トランジスタ(FKT ) $
2は。
のl’ulet社製のJ 4020Aなるチップを用い
うる。第4図において、FMチューナは集積回路(工0
)チップ28V含み、ICチップ28は標準信号入力及
び出力回路素子との接続に必要な出力ビン接続部を有す
る。ループ帯域通過固定コンデンサ21Bはループフィ
ルタ端子IOに接続されており、第1図のブロック系統
の如くチップ2s内のループフィルタ及び復調ユニット
の帯域幅なプリセットする。直列接続された固定コンデ
ンサ31及び電界効果トランジスタ(FKT ) $
2は。
コンデンサ28と並列接続されている。FET $ 2
はPチャンネル証のトランジスタとして図示されており
、入力電極33はチップ28の信号メータ駆動出力端子
34に接続されている。直列抵抗及び一対の接地用抵抗
を含む分圧回路35は信号ラインを介して電極13に接
続されており、yIc’xに対して適切に比例する信号
を得る。チップ28は出力端子17に被復調音声出力信
号を発生し、端子38におけるRIF入力信号に応じ【
音声発生回路を駆動する。Fl!!T 12はエンハン
スメント−% −ドにおいて動作し、ブランチ回路の抵
抗及び並列接続されたコンデンサ2m及びコンデンサ3
1を介してチップ!畠より供給される電流を変える。
はPチャンネル証のトランジスタとして図示されており
、入力電極33はチップ28の信号メータ駆動出力端子
34に接続されている。直列抵抗及び一対の接地用抵抗
を含む分圧回路35は信号ラインを介して電極13に接
続されており、yIc’xに対して適切に比例する信号
を得る。チップ28は出力端子17に被復調音声出力信
号を発生し、端子38におけるRIF入力信号に応じ【
音声発生回路を駆動する。Fl!!T 12はエンハン
スメント−% −ドにおいて動作し、ブランチ回路の抵
抗及び並列接続されたコンデンサ2m及びコンデンサ3
1を介してチップ!畠より供給される電流を変える。
印加される信号は、工F信号の振幅に直接的に関連して
変化する。信号レベルが減少するにつれて電fE信号レ
ベルは減少してFITのコンダクタンスは増大し、ルー
プフィルタのフィードバック回路に接続されたコンディ
サの容量を増大する。フィードバック回路内の容量が増
大すると、周知の如く、7エーズロツクドループ復調ユ
ニツト5の帯域幅が縮少される。
変化する。信号レベルが減少するにつれて電fE信号レ
ベルは減少してFITのコンダクタンスは増大し、ルー
プフィルタのフィードバック回路に接続されたコンディ
サの容量を増大する。フィードバック回路内の容量が増
大すると、周知の如く、7エーズロツクドループ復調ユ
ニツト5の帯域幅が縮少される。
カプリング回路、トランジスタ、及びコンデンサ等の素
子を適切に選定することにより、IP信号が弱まるにつ
れて連続的に帯域−1tj11少するようにフィードバ
ック回路における変化を選定しうる。従って、帯域幅の
位置及び広さは変化し【チューナの帯域幅に近づき1例
えば17曲線の高い側のSo/<−セントの点のように
非常に信号の弱い部分では復調帯域幅は[3図の曲@2
OK示す如く工y帯域幅に及ぶか或いは略工r帯域@に
対応する。
子を適切に選定することにより、IP信号が弱まるにつ
れて連続的に帯域−1tj11少するようにフィードバ
ック回路における変化を選定しうる。従って、帯域幅の
位置及び広さは変化し【チューナの帯域幅に近づき1例
えば17曲線の高い側のSo/<−セントの点のように
非常に信号の弱い部分では復調帯域幅は[3図の曲@2
OK示す如く工y帯域幅に及ぶか或いは略工r帯域@に
対応する。
上記の如き回路によって得られる著しく向上した結果は
第5図〜第S図のグラフに示されている。
第5図〜第S図のグラフに示されている。
第5図のグラフは変化するR1!′入力信号に対する歪
率な示す。同図の結果は例えば第4図に示す如き一般的
なIFMチューナより得られたものである。このグラフ
は1チヤンネルの感度及び搬送波信号をSOパーセント
で変調した場合の!性な示す。搬送波信号周波数は90
Mug K選定されており、搬送波変調は1 tug
に選定されている。実線で示す特性曲線111は本実明
和よる自動可変コンデンサな用いたms型回路によって
得られたものである。他方1点線で、示す特性−@40
は通常の単一の固定コンデンサー1t−用いた上記と同
一の標準型回路によって得られたものである。R7人力
の3パーセントの歪が生じる点は言うまでもなく重要で
ある。
率な示す。同図の結果は例えば第4図に示す如き一般的
なIFMチューナより得られたものである。このグラフ
は1チヤンネルの感度及び搬送波信号をSOパーセント
で変調した場合の!性な示す。搬送波信号周波数は90
Mug K選定されており、搬送波変調は1 tug
に選定されている。実線で示す特性曲線111は本実明
和よる自動可変コンデンサな用いたms型回路によって
得られたものである。他方1点線で、示す特性−@40
は通常の単一の固定コンデンサー1t−用いた上記と同
一の標準型回路によって得られたものである。R7人力
の3パーセントの歪が生じる点は言うまでもなく重要で
ある。
一般の高忠実度のチューナでは、1.5マイクロボルト
のRF入力信号を300オームの受信機インピーダンス
に印加した場合に得られる3パーセントの歪特性を標準
としている。これは高品質高忠実度のFMチューナにお
いて理論的に許容しうる最低限の感度である。本発明の
構成を従来の回路に追加しない場合、第5図に示す如く
3パーセントの歪はRF入力信号、が1,5マイクロボ
ルトまで減少した際に生じる。他方1本発明の構成を従
来の回路に追加した場合、3パーセントの歪はRIF入
力信号が0.8マイクロボルトまで減少しないと生じな
いので1弱い信号に対する音声の忠実度は著しく向上す
る。この3パーセントの歪が生じる点を18マイクロボ
ルトまで下げたこと罠より。
のRF入力信号を300オームの受信機インピーダンス
に印加した場合に得られる3パーセントの歪特性を標準
としている。これは高品質高忠実度のFMチューナにお
いて理論的に許容しうる最低限の感度である。本発明の
構成を従来の回路に追加しない場合、第5図に示す如く
3パーセントの歪はRF入力信号、が1,5マイクロボ
ルトまで減少した際に生じる。他方1本発明の構成を従
来の回路に追加した場合、3パーセントの歪はRIF入
力信号が0.8マイクロボルトまで減少しないと生じな
いので1弱い信号に対する音声の忠実度は著しく向上す
る。この3パーセントの歪が生じる点を18マイクロボ
ルトまで下げたこと罠より。
チューナの性能和会く新しい標準を設定しうる。
特性は同図に見られるように10マイクロボルトの強い
RP大入力至るまで順次改善されており。
RP大入力至るまで順次改善されており。
特注は略全域にわたって向上されている。従って、標準
の高品質7Mチューナも本発明を適用したFMチューナ
モ共K 10マイクロボルトでは同じ’?3F性を有す
る。第S図は、本発明が50パーセントの変調を用いる
PM送信局に対して適用された場合の優れた効果を明確
に示す。
の高品質7Mチューナも本発明を適用したFMチューナ
モ共K 10マイクロボルトでは同じ’?3F性を有す
る。第S図は、本発明が50パーセントの変調を用いる
PM送信局に対して適用された場合の優れた効果を明確
に示す。
第6図は、第5図に示す50パーセントの変調を用いる
システムの歪対RF信号特性と同様に、100 バー
セ>トの変調を用いるシステムの歪対RF信号特性を示
す。本発明を適用した場合としない場合の特性の差異は
、第5図の場合と略同槍である。この場合、可変帯域幅
制御を行なうと、同図に実線41で示す如く3パーセン
トの歪は約1マイクロボルトで生じる。しかし、これに
対して従来の高品質7Mチューナでは点@42で示す如
く1、 Sマイクロボルトで3パーセントの歪を生じる
。
システムの歪対RF信号特性と同様に、100 バー
セ>トの変調を用いるシステムの歪対RF信号特性を示
す。本発明を適用した場合としない場合の特性の差異は
、第5図の場合と略同槍である。この場合、可変帯域幅
制御を行なうと、同図に実線41で示す如く3パーセン
トの歪は約1マイクロボルトで生じる。しかし、これに
対して従来の高品質7Mチューナでは点@42で示す如
く1、 Sマイクロボルトで3パーセントの歪を生じる
。
本発明により得られる信号対雑音(8/M ) %性の
変化1に#Iyes図に示す。#ET図はモノクワイニ
ッティング、つまり、1チャンネル受信機のs/N比対
R?入力信号電圧特性を示すグラフである。入力信号が
上記の如<1.5マイクロボjトという低レベルの信号
であると、同図中本発明を適用した場合を示す実騙の曲
@48と標準の受信機−の場合を示す点線の曲線44よ
り明らかな如く、本発明により87’N比が著しく改善
される。
変化1に#Iyes図に示す。#ET図はモノクワイニ
ッティング、つまり、1チャンネル受信機のs/N比対
R?入力信号電圧特性を示すグラフである。入力信号が
上記の如<1.5マイクロボjトという低レベルの信号
であると、同図中本発明を適用した場合を示す実騙の曲
@48と標準の受信機−の場合を示す点線の曲線44よ
り明らかな如く、本発明により87’N比が著しく改善
される。
本発明12ステレオ受信機にも効果的に適用しうる。第
8図は不テレオタワイエツテイングの場合の8/J比対
RIF人カレベル信号4?性を示す。実線4sは本発明
な適′用した場合な示し1点@48は従来め特性を示す
。同図の結果を得た回路では上記と同様な搬送波及び復
調周波数が用いられ、パイロット周波数は19 KHM
±10−である。
8図は不テレオタワイエツテイングの場合の8/J比対
RIF人カレベル信号4?性を示す。実線4sは本発明
な適′用した場合な示し1点@48は従来め特性を示す
。同図の結果を得た回路では上記と同様な搬送波及び復
調周波数が用いられ、パイロット周波数は19 KHM
±10−である。
第9図はステレオ受信機における歪の減少を示す。本発
明により訊テレオ感度は著しく向上する。
明により訊テレオ感度は著しく向上する。
例えば、本発明によれば実線の2曲線4丁で示す如く入
力電圧が約22マイクロボ、ルトまで減少しないと3パ
ーセントの歪が生じない。他方1本発明′を適用しない
場會1点融の曲線48で示す如く&3マイクロボルトの
入力で3パーセントの歪を生じる。
力電圧が約22マイクロボ、ルトまで減少しないと3パ
ーセントの歪が生じない。他方1本発明′を適用しない
場會1点融の曲線48で示す如く&3マイクロボルトの
入力で3パーセントの歪を生じる。
第10図は本発明により改善される捕獲比を示す。捕獲
比は対応する2つのRF倍信号うち強い方の信号を選択
する回路の能力を表わす。この捕獲比は弱い信号を受信
する上で特に重要である。
比は対応する2つのRF倍信号うち強い方の信号を選択
する回路の能力を表わす。この捕獲比は弱い信号を受信
する上で特に重要である。
これは、受信されたRF倍信号反射されておらず直接得
られる信号の他に何かく反射された間接的信号も含みう
るからである。直接得られる信号の方が通常当然のこと
ながら間接的に得られる信号より強い。第10図は本発
明の構成を用いた受信機と用いていない受信機の捕獲比
を夫々的@49、SOで示す。捕獲比が1以下の場合1
強い信号が全域にわたって得られるので、これが最適の
応答である。同図罠示す如く、この様な好ましき特性は
信号の強さが100マイクロボルト以7になると得られ
ず、信号の強さが10マイクロボルト以下になると急激
に劣化する。しかし、本発明によれば捕獲比は信号の強
さが10マイクロボルト以下になるまでは1を大幅に上
回ることはなく1本発明を適用しない場合に比べて信号
が弱くなるに伴ない捕獲比は徐々忙しか増大しない。第
10図は、FM受信機で用いられる標準比検出器及びク
アドラチュア検出器の捕獲比曲線な夫々51及び52で
示す。一般に、標準比検出器において同図に示す如き特
性を改善することはできない。クアドラチュア検出器で
は帯域幅制御により捕獲比を改善することができるが、
本発明な適′用しないフェーズロックドルーズ復調二二
ツ計では第10図の曲線50を越える特性は得られない
。同図は、比較的弱い信号を受信する際の受信機の機能
が本発明により著しく向上することを示している。
られる信号の他に何かく反射された間接的信号も含みう
るからである。直接得られる信号の方が通常当然のこと
ながら間接的に得られる信号より強い。第10図は本発
明の構成を用いた受信機と用いていない受信機の捕獲比
を夫々的@49、SOで示す。捕獲比が1以下の場合1
強い信号が全域にわたって得られるので、これが最適の
応答である。同図罠示す如く、この様な好ましき特性は
信号の強さが100マイクロボルト以7になると得られ
ず、信号の強さが10マイクロボルト以下になると急激
に劣化する。しかし、本発明によれば捕獲比は信号の強
さが10マイクロボルト以下になるまでは1を大幅に上
回ることはなく1本発明を適用しない場合に比べて信号
が弱くなるに伴ない捕獲比は徐々忙しか増大しない。第
10図は、FM受信機で用いられる標準比検出器及びク
アドラチュア検出器の捕獲比曲線な夫々51及び52で
示す。一般に、標準比検出器において同図に示す如き特
性を改善することはできない。クアドラチュア検出器で
は帯域幅制御により捕獲比を改善することができるが、
本発明な適′用しないフェーズロックドルーズ復調二二
ツ計では第10図の曲線50を越える特性は得られない
。同図は、比較的弱い信号を受信する際の受信機の機能
が本発明により著しく向上することを示している。
当業者であれば1本発明の゛可変帯域幅制御を用いたフ
ェーズロック)°ループ復調ユニットを有する高品質I
FMチェーナの受信特性が大幅に改善されることな容易
に理解できるであろう。
ェーズロック)°ループ復調ユニットを有する高品質I
FMチェーナの受信特性が大幅に改善されることな容易
に理解できるであろう。
上記実施例では電界効果トランジスタ等で可変導伝制御
を行なっているが、これに限らず、RF入力信号レベル
の変化虻応答する他の適切な手段を用いつる。また、コ
ンデンサのバンクとスイッチのバンクを連結して、フェ
ーズロックドループ復調ユニットの帯域幅特性のステッ
プ変化に応じて回路に接続されたコンデンサの容量にス
テップ変化を生じる構成ともしつる。更に、適切な可変
コンデンサを用いることもできる。位相比較ユニットの
改良、ループフィルタ増幅器の利得を変える等の他の適
切な方法により、フェーズロックドループ復調ユニット
の帯域幅を変えることが可能である。
を行なっているが、これに限らず、RF入力信号レベル
の変化虻応答する他の適切な手段を用いつる。また、コ
ンデンサのバンクとスイッチのバンクを連結して、フェ
ーズロックドループ復調ユニットの帯域幅特性のステッ
プ変化に応じて回路に接続されたコンデンサの容量にス
テップ変化を生じる構成ともしつる。更に、適切な可変
コンデンサを用いることもできる。位相比較ユニットの
改良、ループフィルタ増幅器の利得を変える等の他の適
切な方法により、フェーズロックドループ復調ユニット
の帯域幅を変えることが可能である。
本発明は1弱′い入力信号に応答して高品質の出力信号
%性を有するIFMチューナを提供する。ステレオシス
テムにおいては、感度が高くなるにつれて2チャンネル
間の音声信号の分離状態が劣化する。しかし、弱い入力
信号ではこの様な特徴はむしろ好ましい。これは、音声
信号の分離状態が悪いために音声信号中の無関係であり
好ましくない雑音が結果的に除去されるからである。
%性を有するIFMチューナを提供する。ステレオシス
テムにおいては、感度が高くなるにつれて2チャンネル
間の音声信号の分離状態が劣化する。しかし、弱い入力
信号ではこの様な特徴はむしろ好ましい。これは、音声
信号の分離状態が悪いために音声信号中の無関係であり
好ましくない雑音が結果的に除去されるからである。
よって、本発明は簡単な構成で信頼性が高く、かつ、性
能が著しく改善されたフェーズロックドループ復調式高
忠実度チューナを提供するものである。
能が著しく改善されたフェーズロックドループ復調式高
忠実度チューナを提供するものである。
第1図をヱ7エーズロックドループ後調ユニットを有し
本発明の実施例を適用したFMチューナを示す概略ブロ
ック系統図、第2図は標準フェーズロックドルーズ復調
ユニットを有する標準FMチューナの帯域幅特性を示す
図、第3図は第2図と同様に本発明にそって構成された
フェーズロックドループ復調ユニットの帯域幅特性を示
す図、第4図は7エーズロツクドループ検出ユニツトを
用いて高忠実度チューナとして動作する(口)路チップ
に本発明を適用した場合の図、第5図は搬送波周波数の
SOパーセントの変調時における第4図に示す如き回路
の歪対RF入力信号特性を本発明を適用した場合と適用
しない場合で示す図%第6因は第S図と同様に100パ
ーセントの変調時における歪対RP入力信号特性を示す
図、第1図はモノ伝送りワイエツティング時における第
4図に示す如き回路の・8A対RIF入力信号レベル特
性を示す図、纂S図は第1図と同様にステレオ伝送の場
合の特性を示す図、第S図はステレオシステムにおける
1QRIF入力信号入力化に関連して示す図。 第10図はFM受信機における捕獲比を本発明、を適用
した場合を含めて示す図である。 1・・・アンテナ、2・・・受信機、3・・・チューナ
、4・・・X?増幅器、5・・・位相ロックループ復調
ユニット、6・・・音声増幅器、T・・・音声出力装置
、8・・・位相比較器、會・・・電圧制御発振器、10
・・・ループフィルタ、11・・・固定コンデンサ、1
2・・・帯域幅及び帯域通過特性、13〜16・・・曲
線、IT・・・基部。 11 、20・・・帯域幅特性、21・・・コンデンサ
、22・・・電圧応答式制御手段、23・・・制御ブラ
ンチ。 24・・・レベル検出器、25・・・信号メータ駆動ユ
ニット、26・・・ミューティング態動ユニット、2T
・・・信号ライン、28・・・工0チップ、2s・・・
固定コンデンサ、30・・・端子、31・・・固定コン
デンサ。 32・・・1FIT、3m・・・電極、34・・・出力
端子、35・・・分圧回路、3T・・・出力端子、3@
・・・端子、39〜52・・・曲線。
本発明の実施例を適用したFMチューナを示す概略ブロ
ック系統図、第2図は標準フェーズロックドルーズ復調
ユニットを有する標準FMチューナの帯域幅特性を示す
図、第3図は第2図と同様に本発明にそって構成された
フェーズロックドループ復調ユニットの帯域幅特性を示
す図、第4図は7エーズロツクドループ検出ユニツトを
用いて高忠実度チューナとして動作する(口)路チップ
に本発明を適用した場合の図、第5図は搬送波周波数の
SOパーセントの変調時における第4図に示す如き回路
の歪対RF入力信号特性を本発明を適用した場合と適用
しない場合で示す図%第6因は第S図と同様に100パ
ーセントの変調時における歪対RP入力信号特性を示す
図、第1図はモノ伝送りワイエツティング時における第
4図に示す如き回路の・8A対RIF入力信号レベル特
性を示す図、纂S図は第1図と同様にステレオ伝送の場
合の特性を示す図、第S図はステレオシステムにおける
1QRIF入力信号入力化に関連して示す図。 第10図はFM受信機における捕獲比を本発明、を適用
した場合を含めて示す図である。 1・・・アンテナ、2・・・受信機、3・・・チューナ
、4・・・X?増幅器、5・・・位相ロックループ復調
ユニット、6・・・音声増幅器、T・・・音声出力装置
、8・・・位相比較器、會・・・電圧制御発振器、10
・・・ループフィルタ、11・・・固定コンデンサ、1
2・・・帯域幅及び帯域通過特性、13〜16・・・曲
線、IT・・・基部。 11 、20・・・帯域幅特性、21・・・コンデンサ
、22・・・電圧応答式制御手段、23・・・制御ブラ
ンチ。 24・・・レベル検出器、25・・・信号メータ駆動ユ
ニット、26・・・ミューティング態動ユニット、2T
・・・信号ライン、28・・・工0チップ、2s・・・
固定コンデンサ、30・・・端子、31・・・固定コン
デンサ。 32・・・1FIT、3m・・・電極、34・・・出力
端子、35・・・分圧回路、3T・・・出力端子、3@
・・・端子、39〜52・・・曲線。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 (1)7工−ズロツクドループ復調手段の帯域幅を制御
するコンデンサを有するフィルタ手段を含むフェーズロ
ックドルーズ復詞手Rを有し、RF搬送波周波数及び変
調周波数を有する被変調FM信号を受信する無縁周波数
信号受信装置において。 該フェーズロックドループ復調手段に接続されており該
フェーズロックドルーズ復調手段の帯域幅を制御する可
変帯域幅手段と、被変調IFM信号の強さの変化に応じ
て変化する受信信号特性の変化を補償するよう該可変帯
域幅手段を制御する制御手段とを有し、該フェーズロッ
クドロープ[14手段に接続された帯域幅制御コンデン
サ手段を有することを特徴とする無線周波数信号受信装
置。 (2)該可変帯域幅手段は少なくとも1つのコンデン′
?を有し、該制御手段は該コンデンサと共に直列ブラン
チに接続された可変抵抗を含み該コンデンサな選択的に
該フェーズロックドルーズ復調手段に接続することを特
徴とする特許請求の範囲第1項記載の無線周波数信号受
信装置。 (31該制御手段は電気的入力に応答してそのコンダク
タンスが制御される手段と該入力に接続されたRP傷信
号強さを監視する手段とよりなることを特徴とする特許
請求の範囲第1項記載の無線周波数信号受信装置。 (4) 該可変帯域幅手段は固定コンデンサを含み、
該制御手段はエンハンスメントモードにおいて動作する
Pチャンネル型電界効果トランジスタを含み、該電果効
果トランジスタは該固定コンデンサと直列接続されてお
り該電果効果トランジスタの導電率を制御することによ
り該固定コンデンサの該フェーズロックドループ復調手
段に対する接続を制御するための制御入力を有すること
を特徴とする特許請求の範、置薬1項記載の無線周波数
信号受信装置。 (5)該制御手段は受信されたFM信号の強さを監視し
て該強さに応じて制御信号を得る監視手段を含み、該制
御入力は該監視手段に接続されており該電果効果トラン
ジスタの導伝率をある方向へ徐々に変化せしめて該フェ
ーズロックドループ復調手段の通過帯域をIFM信号が
弱まるにつれて縮少しうろことを特徴とする特許請求の
範囲第4項記載の無線周波数信号受信装置。 −(
611P搬送波周波数入力を選択するIFMチューナを
有し、該FMチューナは弱い信号受信部分において曲線
部分を含む帯域通過向ll1Iを有し、該制御手段は受
信装置の弱い信号部分において該)ニーズロックドルー
プ復調手段の帯域幅を該IFMチューナの通過帯域と等
しくなるよう縮少しうろことを特徴とする特許請求の範
囲第1項記載の無線周波数信号受信装置。 (7)受信チューナ手段より1M信号を受信するR?信
号入力と復調手段の通過帯域を制御するループフィルタ
を有するフェーズロックドループ復調装置において、該
復調手段は電気的に応答する入力手段と可変容量出力を
有する可変コンデンサ手段と、#可変コンデンサ手段を
該ループフィルタに接続して該復調手段の帯域幅な制御
する回路手段と、RF傷信号強さを監視する制御手段と
よりなり、該制御手段は該電気的KE答する入力手段に
接続されており、該可変容量出力を変化せしめることに
よりRF傷信号強さの変化に応じて該ループフィルタの
帯域幅を変化せしめることを特命トスるフェーズロック
ドループ復調装置。 (8)該可変コンデンサ手段は、制御手段に直列接続さ
れており流れる電流を制御する固定コレデンサと該制御
手段を作動して該帯域幅を縮少する手段を含むことを特
徴とする特許請求の範囲第T項記載の7エーズロツクド
ループ復調装置。 (9)該ループフィルタの該帯域幅はチューナ手段の通
過帯域の少なくとも一部分においてチューナ手段の帯域
幅に等しいことを特徴とする特許請求の範囲第1項記載
の7エーズロツクドループ復調装置。 +Ill 該電気的に応答する入力手段はトランジス
タ入力手段を有して固体スイッチ手段の導伝率を制御す
る固体スイッチ手段を含み、該制御手段は骸トランジス
タ入力手段に接続されていることを特徴とする特許請求
の範囲第7項記載の7エーズロツクドループ復調装置。 6υ 該固体スイッチ手段は電界効果トランジスタであ
ることを特徴とする特許請求の範囲第10項記載のフェ
ーズロックドループ復調装置。 Qり 該ループフィルタは固定帯域通過曲線を設定す
る固定コンデンサを接続されており、該可変コンデンサ
手段は電圧応答制御手段に直列接続された固定コンデン
サを含み、該電圧応答制御手段は電圧応答制御手段の抵
抗率を制御する入力電圧レベルに応答する制御入力を有
し、該制御手段はRF信号電圧に比例した電圧を設定す
ることを特徴とする特許請求の範囲第T項記載の7エー
ズロツクドループ復調装置。 a3 チューナと、該チューナに接続されておりxy
入力信号を設定する工?増幅器と、該チューナは最も弱
い工?信号部分を限定する略曲嶽状の底部を含む略U字
状の信号帯域通過曲線を有し。 該11F増幅器及び電圧制御発振器忙接続されている2
人力位相検出器と該位相検出器の出力及び該電圧制御発
振器の制御入力に接続された低域ループフィルタとを有
するフェーズロックドループ復調手段と、該低域ループ
フィルタは該チューナの帯域通過曲線より実質的に大な
る直巌的部分を含むフィルタ帯域幅臼i!11ヲ設定す
る固定コンデンサを含み、電気的に応答する入力手段な
有しコンダクタンスを変化せしめる可変コンダクタンス
制御手段と、該制御手段と制御コンデンサとを直列接続
して該固定コンデンサと並列接続された帯域幅制御コン
デンサブランチを形成する手段と、該工?増幅器に接続
された信号レベル検出器と、該信号レベル検出器をスイ
ッチ手段に接続して骸制御コンデンサブランチのコンダ
クタンス及び接続を変化せしめて徐々に弱まる工r信号
に応じて該低域ループフィルタの帯域幅を徐々に縮少す
る手段とよりなることを特徴とするIFM信号受信機。 a4 該制御手段及び該制御コンデンサは、チューナ
帯域通過曲線の少なくとも曲線状底部におけるチューナ
の帯域幅に対応するフィルタ帯域幅を設定するよう構成
及び配設されていることを特徴とする特許請求の範囲第
13項記載のyw4号受信機。 (19該スイッチ手段は、該制御コンデンサと直列接続
された出力端子及び該信号レベル検出器に接続さ・れた
制御端子を有する電界効果トランジスタであることを特
徴とする特許請求の範囲HtS項記載のPM信号受信機
。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US27766181A | 1981-06-26 | 1981-06-26 | |
US277661 | 1994-07-20 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS586629A true JPS586629A (ja) | 1983-01-14 |
Family
ID=23061850
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6377682A Pending JPS586629A (ja) | 1981-06-26 | 1982-04-16 | 無線周波数信号受信機 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS586629A (ja) |
DE (1) | DE3223507A1 (ja) |
GB (1) | GB2101432A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4800774A (en) * | 1986-02-27 | 1989-01-31 | Topre Corporation | Pedal-load lightening apparatus |
US4907468A (en) * | 1986-11-14 | 1990-03-13 | Topre Corporation | Pedal effort-reduction apparatus |
US5555774A (en) * | 1995-03-06 | 1996-09-17 | Ford Motor Company | Control pedal effort reduction and return assist |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2564663B1 (fr) * | 1984-05-15 | 1986-09-19 | Radiotechnique | Demodulateur de frequence a largeur de bande ajustable |
JPH08186448A (ja) * | 1994-10-31 | 1996-07-16 | Sharp Corp | Fm復調器 |
GB0117578D0 (en) | 2001-07-19 | 2001-09-12 | Zarlink Semiconductor Ltd | Tuner |
-
1982
- 1982-04-16 JP JP6377682A patent/JPS586629A/ja active Pending
- 1982-06-15 GB GB08217340A patent/GB2101432A/en not_active Withdrawn
- 1982-06-24 DE DE19823223507 patent/DE3223507A1/de not_active Withdrawn
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4800774A (en) * | 1986-02-27 | 1989-01-31 | Topre Corporation | Pedal-load lightening apparatus |
US4907468A (en) * | 1986-11-14 | 1990-03-13 | Topre Corporation | Pedal effort-reduction apparatus |
US5555774A (en) * | 1995-03-06 | 1996-09-17 | Ford Motor Company | Control pedal effort reduction and return assist |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3223507A1 (de) | 1983-01-13 |
GB2101432A (en) | 1983-01-12 |
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