JPS586629A - Radio wave frequency signal receiver - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。(57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電磁被周波数変調信号を受信する無線周波数（
ＲＦ　）信号受信機に係り１％に受信された被周波数変
調信号な復調する７エーズロツクドループ型復調器又は
検波器を含む受信機に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a radio frequency (radio frequency) receiving electromagnetic frequency modulated signal.
RF) signal receiver, including a 7-axis locked loop demodulator or detector for demodulating a frequency modulated signal received at 1%.

音声及び映倫情報伝送システムにおいては、無線周波数
（ＲＦ）搬送波信号を効果的忙周波数変調（ＦＭ　）す
る。忠実度の高い音声信号を得るには。In audio and video information transmission systems, radio frequency (RF) carrier signals are effectively frequency modulated (FM). To obtain a high-fidelity audio signal.

この様に信号を周波数変調することが望ましい。It is desirable to frequency modulate the signal in this way.

受信ユニットは、ＲＩＦ４号及び変調周波数帯域を選択
する復調又は検波回路チュニナと、被変調受信信号より
変調又は情報信号を復調する復調又は検波回路とを含む
。高品質の受信機では、クアドラチェア検波及び復調回
路が用いられている。クアドラチェア検波器は、比較的
中央部が小なるＳ字状の特性を有する。この８字状特性
の中央部は。The reception unit includes a demodulation or detection circuit tuner that selects the RIF4 code and the modulation frequency band, and a demodulation or detection circuit that demodulates the modulated or information signal from the modulated received signal. High quality receivers use quadra-chair detection and demodulation circuits. The quadrature chair detector has S-shaped characteristics with a relatively small central portion. The central part of this figure 8 characteristic is.

チューナの帯域より実質的に大なる広い帯域通過特性を
得ることにより略直層状に設定しうる。従って、この略
直線状部分は受信する全Ｒ１Ｆ信号の範囲より大なる範
囲に至っている。フィルタ特性は帯域通過曲線の非直線
状部分な更に含むので、音声の質は帯域幅の増加に伴い
劣化する。必要とされる極めて広い帯域応答により、結
果的には最適な受信特性が得られない。他の復調手段と
して、フェーズロックドループ型復調ユニットが提案さ
れている。しかし、この様な手段はコスト上の問題及び
極めて限定された忠実度のため商品化され【いない。フ
ェーズロックドループ検波ユニットは、略直線状の検波
特性なもって動作し、ＦＭ信号を効果的に振幅変調され
ないよう和するという点で有利である。この様なフェー
ズロックドルーズ復調ユニットは、一般的に搬送波周波
数が１０Ｍ１．尋の低い周波数であり音声の忠冥度がさ
はと重要ではない場合に適用される。よって、テレタイ
プ伝送システム−’Ｐ、ｔ＊々の軍事的広用例において
は、フェーズロックドループ復調ユニットが用いられて
いる。フェーズロックドループ検波ユニツ）ＱＦＭ高周
波信号伝送システムに適用する場合は、フェーズロック
ドループ検波ユニットの帯域幅はＲＩＪ４号チューナの
通過帯域より広く設定される。帯域通過曲線は、通過帯
域隅間の略全域にわたって直線状であるため、通過帯域
限が少なくとも検波器ＶｃｖＩＬ、いか或いは検波器よ
り大でありチェーナ曲線又は中間周波数（工１）端の対
向端に位置していれば、歪を有さないＲ？傷信号生成さ
れる。直線的通過帯域は、言うまでもなく受信信号の歪
を最小とする。しかし実際には、フェーズロックドルー
プを有する受信機において１弱い信号を受信する際の歪
及び多くの場合弱い信号による悪い受信状態が見られる
。ＩＦＭ信号は、その特性により比較的短い距離を伝送
される。信号送信局周辺にある無線受信機は特忙不規則
な信号を受信し、多くの場合雑音が弱いＦＭ信号に混入
する。By obtaining a wide bandpass characteristic that is substantially larger than the band of the tuner, it can be set in a substantially straight layer shape. Therefore, this substantially linear portion extends over a range that is larger than the range of the entire R1F signal that is received. Because the filter characteristics further include non-linear portions of the bandpass curve, the quality of speech deteriorates as the bandwidth increases. The extremely wide band response required results in less than optimal reception characteristics. A phase-locked loop demodulation unit has been proposed as another demodulation means. However, such means have not been commercialized due to cost considerations and extremely limited fidelity. The phase-locked loop detection unit is advantageous in that it operates with a substantially linear detection characteristic and effectively sums the FM signal without amplitude modulation. Such a phase-locked Druze demodulation unit generally has a carrier frequency of 10M1. It is applied when the frequency is very low and the fidelity of the voice is not very important. Thus, in military applications such as teletype transmission systems-'P, t*, phase-locked loop demodulation units are used. Phase-locked loop detection unit) When applied to a QFM high frequency signal transmission system, the bandwidth of the phase-locked loop detection unit is set wider than the passband of the RIJ No. 4 tuner. Since the bandpass curve is linear over almost the entire area between the corners of the passband, the passband limit is at least the detector VcvIL, or larger than the detector, and is at the opposite end of the Chena curve or the intermediate frequency (Equation 1) end. If it is located, R? with no distortion? A scratch signal is generated. A linear passband, of course, minimizes distortion of the received signal. However, in practice, distortion when receiving a weak signal in a receiver with a phase-locked loop and often poor reception conditions due to the weak signal are observed. Due to its characteristics, IFM signals are transmitted over relatively short distances. Radio receivers located in the vicinity of signal transmitting stations receive very busy and irregular signals, often with noise mixed into the weak FM signal.

本発明者は、弱い信号がチューナの帯域通過曲縁特性及
びこの帯域通過向ＩＩＩ特性と帯域幅復調特性との関係
によって失われる点に着目した。工Ｆ帯域通過曲線又＋
４１１Ｆ帯域通過端は略Ｕ字状特性であり、明確な曲線
状の底部を有する。従って、ニジ帯域通過曲線は、鋭敏
な端部が平坦な底部に続く形の理想的な形状ではない。The present inventor has focused on the point that weak signals are lost due to the bandpass curved edge characteristic of the tuner and the relationship between this bandpass direction III characteristic and the bandwidth demodulation characteristic. Engineering F band pass curve +
The 411F bandpass edge has a roughly U-shaped profile with a distinct curved bottom. Therefore, the rainbow bandpass curve is not an ideal shape with a sharp end leading to a flat bottom.

実際には、ニジ帯域通過曲線は信号が最も弱い部分で比
較的傾斜の大なる端部が浅く連続的に変化する曲線状底
部に続く形状である。フェーズロックドループ検波器の
帯域幅を：工シ曲線に等しいか或いはこれを越えるもの
でありチューナの帯域幅の強い信号部分を包囲し、ＲＩ
Ｆ信号を検波して歪を生ずることなく復調音声信号を伝
送しうる。しかし、１１曲線が著しく変化する弱い又は
信号部分では、信号の総変化は工１特性を越える場合が
ある。この様な場合。In reality, a rainbow bandpass curve has a relatively steep end where the signal is weakest, followed by a shallow, continuously changing curved bottom. The bandwidth of the phase-locked loop detector is: equal to or exceeding the engineering curve, encompassing the strong signal portion of the tuner's bandwidth, and the RI
It is possible to detect the F signal and transmit the demodulated audio signal without causing distortion. However, in weak or signal portions where the 11 curve changes significantly, the total change in the signal may exceed the 11 characteristic. In such a case.

受信機は通常の振幅制限特性で応答せず周辺の雑音レベ
ルが通常の雑音抑制動作に対して相対的に増加すること
がある。弱い伝送信号は雑音信号により失われてしまい
、送信機等の周辺では結果的和音声信号の受信状態が悪
い。The receiver may not respond with normal amplitude limiting characteristics and the ambient noise level may increase relative to normal noise suppression operations. The weak transmission signal is lost due to the noise signal, and the reception condition of the resulting sum voice signal is poor in the vicinity of the transmitter and the like.

本発明は、特に′被変調信号を復調するループフィルタ
手段を有するフェーズロックドループ型復調手段な用い
て′おり、復調手段が固定帯域幅な有する様忙設計され
ているＦＭ蔓信機忙関する。本発明によれば、フェーズ
ロックドループ復調手段は可変帯域幅制御ユニットを有
し、この制御ユニットは受信信号の強さ及び特にチュー
ナユニットの帯域通過％性に関連した帯域幅を生成する
。従って、帯域幅は略チューナユニットの帯域幅曲線を
追従する。同調信号が弱くなり同調帯域幅端の曲線部分
内に入ると、復調ユニットの帯域幅は同調Ｒ１信号曲線
を越えるように設定された一定帯域幅より狭められる。The present invention particularly relates to FM transmitters which use phase-locked loop demodulation means having loop filter means for demodulating a modulated signal, and where the demodulation means is designed to have a fixed bandwidth. According to the invention, the phase-locked loop demodulation means have a variable bandwidth control unit, which generates a bandwidth that is related to the strength of the received signal and in particular to the bandpass percentage of the tuner unit. Therefore, the bandwidth approximately follows the bandwidth curve of the tuner unit. When the tuning signal becomes weaker and falls within the curved portion of the tuning bandwidth edge, the bandwidth of the demodulation unit is narrowed from a constant bandwidth set above the tuning R1 signal curve.

ここで、帯域幅は、フェーズロックドループ検波器の帯
域幅が挟まり曲線状の弱い信号部分の帯域通過曲線に略
限定されるよう狭められる。Here, the bandwidth is narrowed so that the bandwidth of the phase-locked loop detector is approximately limited to the bandpass curve of the weak signal portion of the sandwiched curve.

本発明の好ましき実施例において、フェーズロックドル
ープ検波器は、能動ループ増幅器を含むループフィル゛
りに接続された同調信号位相比較器な駆動する高品質の
電圧制御発振器を含む。ループフィルタの出力は、電圧
制御発振器を駆動し、位相比較器な同調信号と発振出力
との間の位相差に応じてＩｌｌ整して、復１１ＦＭ出力
信号を発生するように接続されている。ループフィルタ
は、復調帯域幅を増幅器の利得及び抵抗やコンデンサ尋
のフィルタ素子等に応じて設定する。一般的なフェーズ
ロックドループ復調ユニットのループフィルタは、大な
る信号帯域幅を設定する固定コンデンサを有する。第２
のコンデンサ手段は電気的に応答する制御手段に直列接
続されており、直列ブランチ部はループフィルタの固定
コンデンサと並列接続されている。ＲＦ信号振幅監視手
段はＩＦ入力信号増幅器に接続されており、出力は抵抗
手段に接続されておりこれを作動して、特に工？帯域通
過特性曲線の曲線部分において生成される弱い信号を受
信した際に固定コンデンサと並列関係にある容量及び抵
抗の値な変えて帯域幅を狭める。In a preferred embodiment of the invention, the phase-locked loop detector includes a high quality voltage controlled oscillator driving a tuned signal phase comparator connected to a loop field that includes an active loop amplifier. The output of the loop filter is connected to drive a voltage controlled oscillator and adjust it according to the phase difference between the phase comparator tuning signal and the oscillation output to generate a multiple 11 FM output signal. In the loop filter, the demodulation bandwidth is set according to the gain of the amplifier and the filter element such as the resistor or capacitor. The loop filter of a typical phase-locked loop demodulation unit has a fixed capacitor that sets a large signal bandwidth. Second
The capacitor means of are connected in series with the electrically responsive control means, and the series branch is connected in parallel with the fixed capacitor of the loop filter. The RF signal amplitude monitoring means is connected to the IF input signal amplifier and the output is connected to the resistive means for actuating the RF signal amplitude monitoring means to specifically detect the When a weak signal generated in the curved portion of the bandpass characteristic curve is received, the values of the capacitance and resistance in parallel with the fixed capacitor are changed to narrow the bandwidth.

上記値は所望の漸次的又はステップ制御システムにおい
て変えることが可能であるが１％にエンハンスメントモ
ードにおいて動作するＰチャンネル瀝電果効果トランジ
スタ（ＦＩＴ　）スイッチ及びこれに直列接続された固
定コンデンサを用いるスイッチシステムによって好まし
く変えることができる。電果効果トランジスタの入力電
極は振幅監視手段に接続されている。入力ＲＰ信号レベ
ルが減少するに伴ないＦＩＴのコンダクタンスは増加し
抵抗は減少して、結果的に並列コンデンサを流れる電流
が増大する。周知のループフィルタの構成によると、こ
れによりループフィルタの帯域通過特性が弱まる。ＦＥ
Ｔへ伝送される信号を適切に選定することにより、ルー
プフィルタの帯域通過特性が略ＩＦ帯域通過特性を追従
するようにすることも可能であり、又１弱い信号を受信
する期間ループフィルタの帯域通過特性が工Ｆ帯域通過
特性と尋しくなるようＫすることも可能である。The above values can be varied in the desired gradual or step control system, but the switch uses a P-channel conductive effect transistor (FIT) switch operating in enhancement mode to 1% and a fixed capacitor connected in series with it. It can be changed depending on the system. The input electrode of the field effect transistor is connected to amplitude monitoring means. As the input RP signal level decreases, the conductance of the FIT increases and the resistance decreases, resulting in an increase in the current flowing through the parallel capacitor. According to known loop filter configurations, this weakens the bandpass characteristics of the loop filter. FE
By appropriately selecting the signal to be transmitted to T, it is possible to make the bandpass characteristic of the loop filter approximately follow the IF bandpass characteristic, and also to change the bandpass characteristic of the loop filter during the period when a weak signal is received. It is also possible to set K so that the pass characteristic is similar to the F band pass characteristic.

本発明によれば高品質のＦＭチェーナの％性を著しく数
置することが可能であり、忠実度の高いＦＭ受信機に全
く新しい標準を設定しうる。According to the present invention, it is possible to significantly improve the quality of high-quality FM tuners and set an entirely new standard for high-fidelity FM receivers.

例えば、１チヤンネルの高品質７Ｍチューナの標準では
、ＲＦ入力信号が１．５マイクロボルトでありインピー
ダンスが３００オームの場合３パーセントの歪を許容し
ている。ところが本発明によれば０．・マイクロボルト
のＲＦ入力信号及び３００オームのインピーダンスで歪
が３パーセントになる。For example, the standard for a single channel high quality 7M tuner is to allow 3 percent distortion when the RF input signal is 1.5 microvolts and the impedance is 300 ohms. However, according to the present invention, 0. - 3% distortion with microvolt RF input signal and 300 ohm impedance.

更に、ステレオシステムに適用した場合、ステレオ受信
機の感度は本発明により向上する。一般的に、ステレオ
受信機における信号分離状態は弱い信号の伝送状態の向
上に伴ない劣化する。しかし弱い信号の分離状態が悪い
ことにより雑音は抑制され音質は実際には向上するので
、これによりステレオ受信を向上することがわかった。Furthermore, when applied to a stereo system, the sensitivity of the stereo receiver is improved by the invention. Generally, the signal separation state in a stereo receiver deteriorates as the transmission state of weak signals improves. However, it has been found that this improves stereo reception because poor separation of weak signals suppresses noise and actually improves sound quality.

本発明は、現在の高品質ＰＭチューナ受信機の質を著し
く向上する簡単で信頼度が高くしかもコストが比較的低
い手段を提供する。The present invention provides a simple, reliable, and relatively low cost means of significantly improving the quality of current high quality PM tuner receivers.

次に、第１図以下と共に本発明を説明する。第１図は本
発明の要旨を含むブロック系統図であり。Next, the present invention will be explained with reference to FIG. 1 and subsequent figures. FIG. 1 is a block system diagram containing the gist of the present invention.

簡略化された高忠実度の音声受信機２１に示す。図示さ
れている受信機はＰＭ音声信号受信機である。A simplified high fidelity audio receiver 21 is shown. The illustrated receiver is a PM voice signal receiver.

アンテナ目１伝送された高周波ＦＭ信号を受信する。こ
のアンテナ１は受ｍａｔの入力に接続されており、実際
にはブロック系統図に示す如＜ＩＰＭチ二−す３に接続
されている。チューナ３としては、一般的に多棟様々な
ものが普及している高忠実度のチューナな用いうる。チ
ューナ３は当然のことながら通常のＲＦ増幅器と混合器
と局部発振器との段階を含みこれにより所望チャンネル
周波数の正規のＲＰ信号を選択し１次段における処理及
び検出のためにこれらの信号を増幅してこれらより低い
中間周波数（工Ｆ）の信号に変換する。変換されたＲＩ
Ｆニジ信号切なＩＰ増幅器４にて増幅され、検出及び復
調に適した振幅の信号に増幅される。本発明において、
高品質の受信機はフェーズロックドループ復調ユニット
５を有する形式のもので、このフェーズロックドループ
ａｌｌユニット５はＩＰ傷信号増幅及び処理して特にニ
ジ信号より変調音声信号を分離する。従って、ＦＭ信号
は高周波搬送波を含み、七〇周練数は比較的低い周波数
の変調波の強さに応じて中心周波数の上下で変調される
。フェーズロックドループ復調ユニット５の出力は変調
波に対応する信号であり音声増幅器６を含む従来の出力
回路に印加され、ここで被復詞信号レベルを充分に増幅
してスピーカシステム等の音声出力装ｆｌｌＥＴにおい
て所望音量を得る。上記の如き形式の高品質高忠実度の
ＰＭ受信機は開発されており、第１図に示す基本的構成
のものは商品化されている。特にフェーズロックドルー
プ復調ユニット５は、受信されたＦＭ信号の高周波搬送
波の情報を形成する変調信号を高品質で再生しつる。ブ
ロック系統図及び周知技術より明らかな如く、フェーズ
ロックドルーズ復調ユニット５は、入力が工Ｆ増幅器４
の出力に接続された位相比較器は検出器８を含む。位相
比較器８はその第２の入力を電圧制御発振器９に接続さ
れている。位相比較又は検出器Ｓの出力は２つの入力信
号の位相差に比例する。位相比較器８の出力は入力とじ
てループフィルタ１０へ供給される。このループフィル
タ１０は、搬送波信号より変調信号を分離し、適切な音
声信号電圧を生成してこれを音声増幅器６に印加する。Antenna 1 receives the transmitted high frequency FM signal. This antenna 1 is connected to the input of the receiving mat, and is actually connected to the IPM chain 3 as shown in the block diagram. As the tuner 3, it is possible to use a variety of high-fidelity tuners that are widely available. Tuner 3 naturally includes the usual RF amplifier, mixer, and local oscillator stages to select regular RP signals of the desired channel frequency and amplify these signals for processing and detection in the primary stage. and converts it into a signal with an intermediate frequency (F) lower than these. Converted RI
The F-signal is amplified by the IP amplifier 4 to a signal with an amplitude suitable for detection and demodulation. In the present invention,
A high quality receiver is of the type having a phase-locked loop demodulation unit 5 which amplifies and processes the IP signal to separate the modulated audio signal from the rainbow signal. Thus, the FM signal includes a high frequency carrier wave that is modulated above and below the center frequency depending on the strength of the relatively low frequency modulating wave. The output of the phase-locked loop demodulation unit 5 is a signal corresponding to the modulated wave, and is applied to a conventional output circuit including an audio amplifier 6, where the level of the reverberant signal is sufficiently amplified and output to an audio output device such as a speaker system. Obtain the desired volume in fllET. A high-quality, high-fidelity PM receiver of the type described above has been developed, and one with the basic configuration shown in FIG. 1 has been commercialized. In particular, the phase-locked loop demodulation unit 5 reproduces in high quality the modulated signal forming the information of the high frequency carrier of the received FM signal. As is clear from the block diagram and the well-known art, the phase-locked Druze demodulation unit 5 has an input that is connected to the F-amplifier 4.
The phase comparator connected to the output of includes a detector 8. Phase comparator 8 has its second input connected to voltage controlled oscillator 9. The output of the phase comparator or detector S is proportional to the phase difference of the two input signals. The output of the phase comparator 8 is supplied to a loop filter 10 as an input. This loop filter 10 separates the modulation signal from the carrier wave signal, generates an appropriate audio signal voltage, and applies it to the audio amplifier 6.

又、ループフィルタ１０の出力は電圧制御発振器＠に接
続されており。Further, the output of the loop filter 10 is connected to the voltage controlled oscillator@.

電圧制御信号により電圧制御発振器９の出力を制御する
。電圧制御発振器９はその出力により位相比較器８を駆
動し１位相比較器８の出力が連続的に２２の入力信号電
圧の位相差に追従するよう制御する。電圧制御発振器９
の発条周波数は被変調ＲＦ傷信号存在しない場合にＯ又
は基準出力を生成するよう中心周波数又は搬送波周波数
に設定されている。搬送波周波数信号を変調することに
より、元の変調信号のレプリカとし【基準信号レベルの
上下を変化する音声信号が得られる。The output of the voltage controlled oscillator 9 is controlled by the voltage control signal. The voltage controlled oscillator 9 drives the phase comparator 8 with its output, and controls the output of the single phase comparator 8 to continuously follow the phase difference between the 22 input signal voltages. Voltage controlled oscillator 9
The firing frequency of is set at the center frequency or carrier frequency to produce an O or reference output in the absence of a modulated RF flaw signal. By modulating the carrier frequency signal, an audio signal that is a replica of the original modulated signal and that varies above and below the reference signal level is obtained.

フェーズロックドループ復調ユニットの周知構成より明
らかな如く、固定コンデンサ１１をまループフィルタ１
０を含む回路に接続されており、ループフィルタの帯域
通過又は帯域幅特性を設定する。ループフィルタ１０の
帯域幅は第２図中１２で示す如く略直線的な電圧対周波
数の出力である。As is clear from the well-known configuration of the phase-locked loop demodulation unit, the fixed capacitor 11 and the loop filter 1
0 to set the bandpass or bandwidth characteristics of the loop filter. The bandwidth of the loop filter 10 is a substantially linear voltage versus frequency output as shown at 12 in FIG.

７Ｍチューナ回路は任意の選定された周波数においてｗ
Ｌ１図に示す如きニジ信号な伝送する。従つて、７Ｍチ
ューナは選定された搬送波周波数及びこのような搬送波
周波数の両側の周波数帯域を伝送し、１００′パーセン
トの変−の周波数な全て含むように設定されている。曲
線１３で示す如き実温的な周波数対信号の強さの１７曲
線は、搬送波周波数の両側の比較的直線的な側縁部１５
　、１６とこれら側縁部１５，１６１に接続する基部１
６とよりなり、略Ｕ字状のパターンを形成する。曲縁１
ｓは理想的には第２図にＩＴで示す如く矩形波状である
が、実現しうる構成においては曲＊ｔＳ〜１ａの如き形
状を有する。ＩＰ入力信号の全帯域幅又は範囲を検出す
るため、ループフィルタ１０は第２図の帯域幅及び帯域
通過特性１２を設定する固定コンデンサ１１ｔｌ−有す
る構成である。従って、フィルタ帯域通過特性１２は％
忙工？曲線の範囲において略直線的であり、高周波部分
においては対応する１１曲線の曲線部分を通過する。１
１曲線１３の両側の部分は、金工？帯域幅で歪を最小と
して強い信号を伝送するために一般の受信機で使われる
。7M tuner circuit w at any selected frequency
A rainbow signal as shown in the L1 diagram is transmitted. Accordingly, the 7M tuner is configured to transmit a selected carrier frequency and frequency bands on either side of such carrier frequency, including all frequencies of 100' percent variation. A real-temperature frequency versus signal strength 17 curve, such as that shown by curve 13, has relatively straight edges 15 on either side of the carrier frequency.
, 16 and the base 1 connected to these side edges 15, 161
6, forming a substantially U-shaped pattern. curved edge 1
Ideally, s has a rectangular wave shape as shown by IT in FIG. 2, but in a possible configuration, it has a shape like the song *tS~1a. In order to detect the entire bandwidth or range of the IP input signal, the loop filter 10 is configured with a fixed capacitor 11tl- that sets the bandwidth and bandpass characteristics 12 of FIG. Therefore, the filter bandpass characteristic 12 is %
Busy? It is approximately linear in the range of the curve, and passes through the curved portions of the corresponding 11 curves in the high frequency portion. 1
Are the parts on both sides of curve 13 metalwork? It is used in general receivers to transmit strong signals with minimum distortion over the bandwidth.

しかし、工ｙ％性曲＠ｔＳの曲線部１６により比較的弱
いＲＩＦ信号範囲の帯域幅が大幅＆Ｃ縮−少され１例え
ば特定周波数の送信局の伝送範囲の縁部においてこれが
見られる。この様な信号伝送範囲縁部では弱い信号は工
ｒ帯域を越える信号の乱れを有することが多く、結果的
にフエーズロツクドルーグフィルタ及びｑ／＃にループ
ｏ１＆Ｉｌｉユニットにおいて雑音信号を増幅及び伝送
することになる。これにより、情報音声周波数の信号は
略全面的に乱されてしまい、音声信号受信状態が悪くな
る。従って、中心周波数搬送波の各側の略中心点におい
て伝送帯域は約５０パーセント縮少され、情報信号が抑
制されてしまう雑音部分を生じる。後述する如く、高品
質ＩＦＭ受信機において１．５１イクロボルト（μＶ）
以下のＲＦ入力信号を従来の３００オームのカブリング
入力インピーダンスに印加した場合、音声受信状態は満
足できるものではない。However, the curve section 16 of the engineering curve @tS significantly reduces the bandwidth of the relatively weak RIF signal range, as can be seen, for example, at the edges of the transmission range of a transmitting station at a particular frequency. At the edge of such a signal transmission range, weak signals often have signal disturbances that exceed the F-band, resulting in amplification and transmission of the noise signal in the phase lock Droog filter and the q/# loop O1 & Ili unit. It turns out. As a result, the information audio frequency signal is substantially completely disturbed, and the audio signal reception condition deteriorates. Thus, at approximately the center point on each side of the center frequency carrier, the transmission band is reduced by about 50 percent, creating a noise portion in which the information signal is suppressed. 1.51 microvolts (μV) in a high-quality IFM receiver, as described below.
When the following RF input signals are applied to a conventional 300 ohm coupled input impedance, the audio reception conditions are not satisfactory.

本発明では、フェーズロックドルーズ型復調ユニットを
用いて特性を向上し１強いＲＦ傷信号伝送状ｍを同じ又
は向上された状態に保ちつつチューす帯域偏曲１１１ｍ
の曲線部１６内のＲＦ傷信号伝送する。本発明によれば
、フェーズロックドループ復調ユニットＳの帯域幅はチ
ェーナ帝域幅曲線１３の特性に応じて改善され、第３図
に見られるような典型的な改善された帯域通過特性が得
られる。第３図において、フェーズロックドループ復調
ユニツ）Ｓの帯域通過特性は強いＲＦ信号部分のＩＰ帯
域幅を多少越える第１の拡張された帯域幅特性を有する
。この帯域幅曲線はｌ？信号が弱く又は低いレベルにな
るにっれて大幅に改善され特に曲線部１＠では直線部が
ＩＰ曲線部１６を追従してこれと一致する帯域通過曲線
２ｏとなる。In the present invention, a phase-locked Druze type demodulation unit is used to improve the characteristics, and the band deflection 111 m is tuned while keeping the strong RF flaw signal transmission pattern m in the same or improved state.
The RF flaw signal within the curved portion 16 is transmitted. According to the invention, the bandwidth of the phase-locked loop demodulation unit S is improved according to the characteristics of the Chena band width curve 13, resulting in a typical improved bandpass characteristic as seen in FIG. . In FIG. 3, the bandpass characteristic of the phase-locked loop demodulation unit (S) has a first extended bandwidth characteristic that somewhat exceeds the IP bandwidth of the strong RF signal portion. This bandwidth curve is l? As the signal becomes weaker or at a lower level, it is significantly improved, and especially in the curve section 1@, the straight section follows the IP curve section 16 and becomes a bandpass curve 2o that coincides with it.

本発明者ヲ言、上記改１１ＶＣより一般の高忠実度の受
信機において音声伝送の質を著しく向上しうろことを発
見した。再び第１図において、フェーズロックドループ
復調ユニットＳはコンデンサ２１と電圧応答式制御手段
２２の直列接続よりなる帯域通過制御手段を含み、コン
デンサ２１と電圧応答式制御手段２２の容量及び抵抗は
夫々入方電圧信号忙応じて変化する。直列接続されたコ
ンデンサ及び制御手段は、帯域幅な設定する固定コンデ
ンサ１１と並列接続されている制御ブランチ２３を構成
する。上記制御手段２２は受信されたＲＦ傷信号振幅又
は強さに応じて制御される。The inventors have discovered that the modified 11VC can significantly improve the quality of audio transmission in general high-fidelity receivers. Referring again to FIG. 1, the phase-locked loop demodulation unit S includes a bandpass control means consisting of a capacitor 21 and a voltage responsive control means 22 connected in series, and the capacitance and resistance of the capacitor 21 and the voltage responsive control means 22 are input. The voltage changes depending on the voltage signal. The series connected capacitor and the control means form a control branch 23 which is connected in parallel with the bandwidth setting fixed capacitor 11. The control means 22 is controlled in response to the received RF flaw signal amplitude or strength.

謳１図に示す本発明の実施例（おいて、制御手段２２は
１Ｆ増幅器４の出力の強さく比例した電圧により制御さ
れる。レベル検出器２４は工Ｆ増幅器４の出力に接続さ
れている。信号メータ駆動ユニット２５及びミニーティ
ング駆動≧ニット２６は夫々レベル検出器２４に接続さ
れており、夫々出力信号をレベル検出器２４に供給する
。これらの信号は周知の接続を有する従来の受信機にお
いても用いられる。本発明では、信号メータ態動ユニッ
ト２５は信号ライン２７により制御手段２２の入力に接
続されており、帯域幅改善コンデンサ２１の導伝率を制
御して結果的にこのコンデンサ２１を流れる電流を制御
する。特に、手段２２の応答及びライン２７における。An embodiment of the invention as shown in FIG. The signal meter drive unit 25 and the miniaturing drive≧nit 26 are each connected to the level detector 24 and each supplies an output signal to the level detector 24. These signals are connected to a conventional receiver with known connections. In the present invention, a signal meter behavior unit 25 is connected to the input of the control means 22 by a signal line 27 to control the conductivity of the bandwidth improvement capacitor 21 so that this capacitor 21 in particular the response of means 22 and in line 27.

Ｒ１信号に関連した電圧は手段２２の導伝率を増し【抵
抗率の制御を、抑えるようＶＣ，選定されており１弱ま
る工１信号に応じてループフィルタのフィードバック回
路の抵抗及び容量な効果的に変える。フィードバック回
路にこの様な変化をもたらすことにより、ループ忠実度
の通過帯域は縮少され、特性は萬３図に示す曲Ｈ１９よ
り曲線２０の＃＃性に変化する。The voltage associated with the R1 signal increases the conductivity of the means 22 (resistivity control, VC, is chosen to reduce the resistance and capacitance of the feedback circuit of the loop filter in response to the R1 signal). Change to By bringing about such a change in the feedback circuit, the passband of the loop fidelity is reduced, and the characteristic changes from the curve H19 shown in Figure 3 to the ## characteristic of the curve 20.

ＦＭａＷＪ＃ユニット４の帯域幅特注曲線１９により、
実質的なＲＦ傷信号受信される限り歪は最小に抑えられ
る。高品質高忠実度のＦＭ受信機な実現するにはこの歪
な低く抑える必要がある。しかし１弱い信号が受信され
た場合、雑音レベルは通常著しく増大し、情報信号は実
際には増幅された雑音信号に圧倒されてしまい音声信号
の伝送状態は著しく劣化する。ところが本発明によれば
、ループフィルタ１０の帯域偏曲９２０により信号がｌ
Ｆ曲Ｉｆ！Ａを越えることは防止される。よって、雑音
指数は大幅に縮少され、低レベルのＩＰ信号は改費され
た比較的高品質の音声信号として伝送される。Due to the bandwidth custom curve 19 of FMaWJ# unit 4,
Distortion is minimized as long as a substantial RF flaw signal is received. To realize a high-quality, high-fidelity FM receiver, it is necessary to keep this distortion low. However, if one weak signal is received, the noise level usually increases significantly, and the information signal is actually overwhelmed by the amplified noise signal and the transmission condition of the voice signal is significantly degraded. However, according to the present invention, the band deflection 920 of the loop filter 10 causes the signal to
F song If! Exceeding A is prevented. Thus, the noise figure is significantly reduced and the low level IP signal is transmitted as a modified and relatively high quality voice signal.

本発明はｌ１ｌｌＦ忙フエーズロツクドループ型復調ユ
ニツトを用いたＰＭ受信機及びその構成に、関し。The present invention relates to a PM receiver using an 111F busy phase locked loop demodulation unit and its configuration.

本発明のＦＭ受信機はフェーズロックドループ凰復調ユ
ニットの通過帯域又は帯域幅な変える可変制御手段な含
むループフィルタを有する。可変フィードバック回路は
適切に設ければよく、固定コンデンサ２１を電圧応答式
手段手段宜２又はその他の電圧応答式手段と直列接続す
ることにより、簡単で信頼性が高く、かつ、低いコスト
で制御が行なえ、現在のシステムを含む従来の７エーズ
ロツクドルー１システムに適用しつる。The FM receiver of the present invention has a loop filter including variable control means for varying the passband or bandwidth of a phase-locked loop demodulation unit. The variable feedback circuit can be provided as appropriate, and by connecting the fixed capacitor 21 in series with the voltage responsive means 2 or other voltage responsive means, control can be achieved easily, with high reliability, and at low cost. It can be applied to any conventional 7A lockout system, including the current system.

謳４図は一般的なＦＭ受信機な示す。これは例えば台湾
のｌ’ｕｌｅｔ社製のＪ　４０２０Ａなるチップを用い
うる。第４図において、ＦＭチューナは集積回路（工０
）チップ２８Ｖ含み、ＩＣチップ２８は標準信号入力及
び出力回路素子との接続に必要な出力ビン接続部を有す
る。ループ帯域通過固定コンデンサ２１Ｂはループフィ
ルタ端子ＩＯに接続されており、第１図のブロック系統
の如くチップ２ｓ内のループフィルタ及び復調ユニット
の帯域幅なプリセットする。直列接続された固定コンデ
ンサ３１及び電界効果トランジスタ（ＦＫＴ　）　＄　
２は。Figure 4 shows a typical FM receiver. For example, a J4020A chip manufactured by l'ulet of Taiwan may be used. In Figure 4, the FM tuner is an integrated circuit (
) chip 28V, the IC chip 28 has the necessary output bin connections for connection with standard signal input and output circuitry. The loop bandpass fixed capacitor 21B is connected to the loop filter terminal IO, and presets the bandwidth of the loop filter and demodulation unit in the chip 2s as shown in the block system of FIG. Fixed capacitor 31 and field effect transistor (FKT) connected in series $
2 is.

コンデンサ２８と並列接続されている。ＦＥＴ　＄　２
はＰチャンネル証のトランジスタとして図示されており
、入力電極３３はチップ２８の信号メータ駆動出力端子
３４に接続されている。直列抵抗及び一対の接地用抵抗
を含む分圧回路３５は信号ラインを介して電極１３に接
続されており、ｙＩｃ’ｘに対して適切に比例する信号
を得る。チップ２８は出力端子１７に被復調音声出力信
号を発生し、端子３８におけるＲＩＦ入力信号に応じ【
音声発生回路を駆動する。Ｆｌ！！Ｔ　１２はエンハン
スメント−％　−ドにおいて動作し、ブランチ回路の抵
抗及び並列接続されたコンデンサ２ｍ及びコンデンサ３
１を介してチップ！畠より供給される電流を変える。It is connected in parallel with the capacitor 28. FET $2
is shown as a P-channel transistor, and the input electrode 33 is connected to the signal meter drive output terminal 34 of the chip 28. A voltage divider circuit 35 including a series resistor and a pair of grounding resistors is connected to the electrode 13 via a signal line to obtain a signal appropriately proportional to yIc'x. Chip 28 generates a demodulated audio output signal at output terminal 17 and responds to the RIF input signal at terminal 38 by
Drives the sound generation circuit. Fl! ! T12 operates in the enhancement-%-mode and is connected to the resistor of the branch circuit and the capacitor 2m and capacitor 3 connected in parallel.
Tip through 1! Change the current supplied from Hatake.

印加される信号は、工Ｆ信号の振幅に直接的に関連して
変化する。信号レベルが減少するにつれて電ｆＥ信号レ
ベルは減少してＦＩＴのコンダクタンスは増大し、ルー
プフィルタのフィードバック回路に接続されたコンディ
サの容量を増大する。フィードバック回路内の容量が増
大すると、周知の如く、７エーズロツクドループ復調ユ
ニツト５の帯域幅が縮少される。The applied signal varies directly in relation to the amplitude of the F signal. As the signal level decreases, the electric fE signal level decreases and the conductance of the FIT increases, increasing the capacitance of the capacitor connected to the feedback circuit of the loop filter. As the capacitance in the feedback circuit increases, the bandwidth of the 7A locked loop demodulation unit 5 is reduced, as is well known.

カプリング回路、トランジスタ、及びコンデンサ等の素
子を適切に選定することにより、ＩＰ信号が弱まるにつ
れて連続的に帯域−１ｔｊ１１少するようにフィードバ
ック回路における変化を選定しうる。従って、帯域幅の
位置及び広さは変化し【チューナの帯域幅に近づき１例
えば１７曲線の高い側のＳｏ／＜−セントの点のように
非常に信号の弱い部分では復調帯域幅は［３図の曲＠２
ＯＫ示す如く工ｙ帯域幅に及ぶか或いは略工ｒ帯域＠に
対応する。By appropriate selection of components such as coupling circuits, transistors, and capacitors, the changes in the feedback circuit can be selected to continuously decrease the band -1tj11 as the IP signal weakens. Therefore, the position and width of the bandwidth changes, and the demodulation bandwidth approaches [1], where the signal is very weak, such as the point So/<- cents on the high side of the 17 curve. Picture song @2
As shown in FIG.

上記の如き回路によって得られる著しく向上した結果は
第５図〜第Ｓ図のグラフに示されている。The significantly improved results obtained with a circuit such as the one described above are illustrated in the graphs of FIGS. 5-S.

第５図のグラフは変化するＲ１！′入力信号に対する歪
率な示す。同図の結果は例えば第４図に示す如き一般的
なＩＦＭチューナより得られたものである。このグラフ
は１チヤンネルの感度及び搬送波信号をＳＯパーセント
で変調した場合の！性な示す。搬送波信号周波数は９０
　Ｍｕｇ　Ｋ選定されており、搬送波変調は１　ｔｕｇ
に選定されている。実線で示す特性曲線１１１は本実明
和よる自動可変コンデンサな用いたｍｓ型回路によって
得られたものである。他方１点線で、示す特性−＠４０
は通常の単一の固定コンデンサー１ｔ−用いた上記と同
一の標準型回路によって得られたものである。Ｒ７人力
の３パーセントの歪が生じる点は言うまでもなく重要で
ある。The graph in Figure 5 shows the changing R1! 'Indicates the distortion rate for the input signal. The results shown in the figure were obtained from a general IFM tuner as shown in FIG. 4, for example. This graph shows the sensitivity of one channel and the case where the carrier signal is modulated by SO percent! Show your sex. The carrier signal frequency is 90
Mug K has been selected, and the carrier modulation is 1 tug
has been selected. A characteristic curve 111 shown by a solid line is obtained by an ms type circuit using an automatic variable capacitor manufactured by Meiwa Honjitsu. On the other hand, the characteristic shown by the one-dot line - @40
is obtained by the same standard circuit as above using a conventional single fixed capacitor 1t. Needless to say, it is important to note that R7 human power causes 3% distortion.

一般の高忠実度のチューナでは、１．５マイクロボルト
のＲＦ入力信号を３００オームの受信機インピーダンス
に印加した場合に得られる３パーセントの歪特性を標準
としている。これは高品質高忠実度のＦＭチューナにお
いて理論的に許容しうる最低限の感度である。本発明の
構成を従来の回路に追加しない場合、第５図に示す如く
３パーセントの歪はＲＦ入力信号、が１，５マイクロボ
ルトまで減少した際に生じる。他方１本発明の構成を従
来の回路に追加した場合、３パーセントの歪はＲＩＦ入
力信号が０．８マイクロボルトまで減少しないと生じな
いので１弱い信号に対する音声の忠実度は著しく向上す
る。この３パーセントの歪が生じる点を１８マイクロボ
ルトまで下げたこと罠より。Typical high fidelity tuners are standardized at 3 percent distortion when a 1.5 microvolt RF input signal is applied to a 300 ohm receiver impedance. This is the minimum sensitivity that is theoretically allowable in a high quality, high fidelity FM tuner. Without adding the configuration of the present invention to a conventional circuit, 3 percent distortion occurs when the RF input signal is reduced to 1.5 microvolts, as shown in FIG. On the other hand, when the configuration of the present invention is added to a conventional circuit, the audio fidelity for weak signals is significantly improved since the 3 percent distortion does not occur until the RIF input signal is reduced to 0.8 microvolts. The point at which this 3% distortion occurs has been lowered to 18 microvolts.

チューナの性能和会く新しい標準を設定しうる。It sets a new standard in terms of tuner performance.

特性は同図に見られるように１０マイクロボルトの強い
ＲＰ大入力至るまで順次改善されており。As seen in the figure, the characteristics have been gradually improved up to the strong RP input of 10 microvolts.

特注は略全域にわたって向上されている。従って、標準
の高品質７Ｍチューナも本発明を適用したＦＭチューナ
モ共Ｋ　１０マイクロボルトでは同じ’？３Ｆ性を有す
る。第Ｓ図は、本発明が５０パーセントの変調を用いる
ＰＭ送信局に対して適用された場合の優れた効果を明確
に示す。Customization has been improved almost across the board. Therefore, the standard high-quality 7M tuner and the FM tuner to which the present invention is applied are the same at K10 microvolts. It has 3F properties. FIG. S clearly shows the superior effect of the present invention when applied to a PM transmitter station using 50 percent modulation.

第６図は、第５図に示す５０パーセントの変調を用いる
システムの歪対ＲＦ信号特性と同様に、１００　バー　
セ＞トの変調を用いるシステムの歪対ＲＦ信号特性を示
す。本発明を適用した場合としない場合の特性の差異は
、第５図の場合と略同槍である。この場合、可変帯域幅
制御を行なうと、同図に実線４１で示す如く３パーセン
トの歪は約１マイクロボルトで生じる。しかし、これに
対して従来の高品質７Ｍチューナでは点＠４２で示す如
く１、　Ｓマイクロボルトで３パーセントの歪を生じる
。FIG. 6 shows the distortion vs. RF signal characteristics for the system using 50 percent modulation shown in FIG.
3 shows the distortion versus RF signal characteristics of a system using set modulation. The difference in characteristics between when the present invention is applied and when it is not is almost the same as in the case shown in FIG. In this case, when variable bandwidth control is performed, 3 percent distortion occurs at about 1 microvolt, as shown by solid line 41 in the figure. However, in contrast, a conventional high-quality 7M tuner produces a distortion of 3% at 1.S microvolts, as shown at point @42.

本発明により得られる信号対雑音（８／Ｍ　）　％性の
変化１に＃Ｉｙｅｓ図に示す。＃ＥＴ図はモノクワイニ
ッティング、つまり、１チャンネル受信機のｓ／Ｎ比対
Ｒ？入力信号電圧特性を示すグラフである。入力信号が
上記の如＜１．５マイクロボｊトという低レベルの信号
であると、同図中本発明を適用した場合を示す実騙の曲
＠４８と標準の受信機−の場合を示す点線の曲線４４よ
り明らかな如く、本発明により８７’Ｎ比が著しく改善
される。The change in signal-to-noise (8/M) % characteristic obtained by the present invention is shown in Figure 1. #The ET diagram shows monoquainting, that is, the S/N ratio of a 1-channel receiver versus R? 3 is a graph showing input signal voltage characteristics. If the input signal is a low-level signal of <1.5 microbots as described above, the dotted line in the figure shows the case of the real receiver @48, which shows the case where the present invention is applied, and the case of the standard receiver. As is clear from curve 44, the present invention significantly improves the 87'N ratio.

本発明１２ステレオ受信機にも効果的に適用しうる。第
８図は不テレオタワイエツテイングの場合の８／Ｊ比対
ＲＩＦ人カレベル信号４？性を示す。実線４ｓは本発明
な適′用した場合な示し１点＠４８は従来め特性を示す
。同図の結果を得た回路では上記と同様な搬送波及び復
調周波数が用いられ、パイロット周波数は１９　ＫＨＭ
±１０−である。The present invention can also be effectively applied to 12 stereo receivers. Figure 8 shows the 8/J ratio versus the RIF human power level signal 4? in the case of non-terrestrial weightlifting. Show your gender. A solid line 4s indicates the case where the present invention is applied, and 1 point @48 indicates the conventional characteristic. The circuit that produced the results shown in the figure uses the same carrier wave and demodulation frequency as above, and the pilot frequency is 19 KHM.
±10-.

第９図はステレオ受信機における歪の減少を示す。本発
明により訊テレオ感度は著しく向上する。FIG. 9 shows the reduction in distortion in a stereo receiver. The present invention significantly improves the stereo sensitivity.

例えば、本発明によれば実線の２曲線４丁で示す如く入
力電圧が約２２マイクロボ、ルトまで減少しないと３パ
ーセントの歪が生じない。他方１本発明′を適用しない
場會１点融の曲線４８で示す如く＆３マイクロボルトの
入力で３パーセントの歪を生じる。For example, according to the present invention, 3 percent distortion does not occur unless the input voltage decreases to about 22 microvolts, as shown by the four solid curves. On the other hand, in the case where the present invention' is not applied, an input of &3 microvolts results in a strain of 3%, as shown by curve 48 of the 1st melting point.

第１０図は本発明により改善される捕獲比を示す。捕獲
比は対応する２つのＲＦ倍信号うち強い方の信号を選択
する回路の能力を表わす。この捕獲比は弱い信号を受信
する上で特に重要である。FIG. 10 shows the capture ratio improved by the present invention. The capture ratio represents the ability of the circuit to select the stronger of the two corresponding RF multiplied signals. This capture ratio is particularly important in receiving weak signals.

これは、受信されたＲＦ倍信号反射されておらず直接得
られる信号の他に何かく反射された間接的信号も含みう
るからである。直接得られる信号の方が通常当然のこと
ながら間接的に得られる信号より強い。第１０図は本発
明の構成を用いた受信機と用いていない受信機の捕獲比
を夫々的＠４９、ＳＯで示す。捕獲比が１以下の場合１
強い信号が全域にわたって得られるので、これが最適の
応答である。同図罠示す如く、この様な好ましき特性は
信号の強さが１００マイクロボルト以７になると得られ
ず、信号の強さが１０マイクロボルト以下になると急激
に劣化する。しかし、本発明によれば捕獲比は信号の強
さが１０マイクロボルト以下になるまでは１を大幅に上
回ることはなく１本発明を適用しない場合に比べて信号
が弱くなるに伴ない捕獲比は徐々忙しか増大しない。第
１０図は、ＦＭ受信機で用いられる標準比検出器及びク
アドラチュア検出器の捕獲比曲線な夫々５１及び５２で
示す。一般に、標準比検出器において同図に示す如き特
性を改善することはできない。クアドラチュア検出器で
は帯域幅制御により捕獲比を改善することができるが、
本発明な適′用しないフェーズロックドルーズ復調二二
ツ計では第１０図の曲線５０を越える特性は得られない
。同図は、比較的弱い信号を受信する際の受信機の機能
が本発明により著しく向上することを示している。This is because the received RF signal may include not only the unreflected and directly obtained signals but also some reflected indirect signals. Directly obtained signals are usually naturally stronger than indirectly obtained signals. FIG. 10 shows the capture ratios of a receiver using and not using the configuration of the present invention, respectively @49 and SO. 1 if the capture ratio is less than 1
This is the optimal response since a strong signal is obtained over the entire area. As shown in the figure, such preferable characteristics cannot be obtained when the signal strength is 100 microvolts or more, and deteriorate rapidly when the signal strength becomes 10 microvolts or less. However, according to the present invention, the capture ratio does not significantly exceed 1 until the signal strength becomes 10 microvolts or less. will only gradually become busier. FIG. 10 shows capture ratio curves 51 and 52, respectively, for standard ratio detectors and quadrature detectors used in FM receivers. In general, it is not possible to improve the characteristics shown in the figure in a standard ratio detector. Although quadrature detectors can improve the capture ratio through bandwidth control,
In a phase-locked Druze demodulator to which the present invention is not applied, characteristics exceeding curve 50 in FIG. 10 cannot be obtained. The figure shows that the invention significantly improves the receiver's ability to receive relatively weak signals.

当業者であれば１本発明の゛可変帯域幅制御を用いたフ
ェーズロック）°ループ復調ユニットを有する高品質Ｉ
ＦＭチェーナの受信特性が大幅に改善されることな容易
に理解できるであろう。Those skilled in the art will appreciate that the present invention has a high quality I
It will be easily understood that the reception characteristics of the FM chainer are greatly improved.

上記実施例では電界効果トランジスタ等で可変導伝制御
を行なっているが、これに限らず、ＲＦ入力信号レベル
の変化虻応答する他の適切な手段を用いつる。また、コ
ンデンサのバンクとスイッチのバンクを連結して、フェ
ーズロックドループ復調ユニットの帯域幅特性のステッ
プ変化に応じて回路に接続されたコンデンサの容量にス
テップ変化を生じる構成ともしつる。更に、適切な可変
コンデンサを用いることもできる。位相比較ユニットの
改良、ループフィルタ増幅器の利得を変える等の他の適
切な方法により、フェーズロックドループ復調ユニット
の帯域幅を変えることが可能である。In the embodiments described above, variable conduction control is performed using field effect transistors, etc., but the present invention is not limited to this, and other suitable means that respond to changes in the RF input signal level may be used. Further, a bank of capacitors and a bank of switches may be connected to each other so as to cause a step change in the capacitance of the capacitor connected to the circuit in response to a step change in the bandwidth characteristic of the phase-locked loop demodulation unit. Furthermore, suitable variable capacitors can also be used. It is possible to change the bandwidth of the phase-locked loop demodulation unit by other suitable methods such as modifying the phase comparison unit, changing the gain of the loop filter amplifier, etc.

本発明は１弱′い入力信号に応答して高品質の出力信号
％性を有するＩＦＭチューナを提供する。ステレオシス
テムにおいては、感度が高くなるにつれて２チャンネル
間の音声信号の分離状態が劣化する。しかし、弱い入力
信号ではこの様な特徴はむしろ好ましい。これは、音声
信号の分離状態が悪いために音声信号中の無関係であり
好ましくない雑音が結果的に除去されるからである。The present invention provides an IFM tuner with high quality output signal performance in response to weak input signals. In a stereo system, as the sensitivity increases, the separation of audio signals between two channels deteriorates. However, for weak input signals, such a feature is rather desirable. This is because the poor separation of the audio signals results in the removal of extraneous and undesirable noise in the audio signals.

よって、本発明は簡単な構成で信頼性が高く、かつ、性
能が著しく改善されたフェーズロックドループ復調式高
忠実度チューナを提供するものである。Accordingly, the present invention provides a phase-locked loop demodulation type high fidelity tuner having a simple configuration, high reliability, and significantly improved performance.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図をヱ７エーズロックドループ後調ユニットを有し
本発明の実施例を適用したＦＭチューナを示す概略ブロ
ック系統図、第２図は標準フェーズロックドルーズ復調
ユニットを有する標準ＦＭチューナの帯域幅特性を示す
図、第３図は第２図と同様に本発明にそって構成された
フェーズロックドループ復調ユニットの帯域幅特性を示
す図、第４図は７エーズロツクドループ検出ユニツトを
用いて高忠実度チューナとして動作する（口）路チップ
に本発明を適用した場合の図、第５図は搬送波周波数の
ＳＯパーセントの変調時における第４図に示す如き回路
の歪対ＲＦ入力信号特性を本発明を適用した場合と適用
しない場合で示す図％第６因は第Ｓ図と同様に１００パ
ーセントの変調時における歪対ＲＰ入力信号特性を示す
図、第１図はモノ伝送りワイエツティング時における第
４図に示す如き回路の・８Ａ対ＲＩＦ入力信号レベル特
性を示す図、纂Ｓ図は第１図と同様にステレオ伝送の場
合の特性を示す図、第Ｓ図はステレオシステムにおける
１ＱＲＩＦ入力信号入力化に関連して示す図。 第１０図はＦＭ受信機における捕獲比を本発明、を適用
した場合を含めて示す図である。 １・・・アンテナ、２・・・受信機、３・・・チューナ
、４・・・Ｘ？増幅器、５・・・位相ロックループ復調
ユニット、６・・・音声増幅器、Ｔ・・・音声出力装置
、８・・・位相比較器、會・・・電圧制御発振器、１０
・・・ループフィルタ、１１・・・固定コンデンサ、１
２・・・帯域幅及び帯域通過特性、１３〜１６・・・曲
線、ＩＴ・・・基部。 １１　、２０・・・帯域幅特性、２１・・・コンデンサ
、２２・・・電圧応答式制御手段、２３・・・制御ブラ
ンチ。 ２４・・・レベル検出器、２５・・・信号メータ駆動ユ
ニット、２６・・・ミューティング態動ユニット、２Ｔ
・・・信号ライン、２８・・・工０チップ、２ｓ・・・
固定コンデンサ、３０・・・端子、３１・・・固定コン
デンサ。 ３２・・・１ＦＩＴ、３ｍ・・・電極、３４・・・出力
端子、３５・・・分圧回路、３Ｔ・・・出力端子、３＠
・・・端子、３９〜５２・・・曲線。FIG. 1 is a schematic block diagram showing an FM tuner having an E7A phase-locked loop post-tuning unit and to which an embodiment of the present invention is applied, and FIG. 2 is a diagram showing the bandwidth of a standard FM tuner having a standard phase-locked loop demodulation unit. FIG. 3 is a diagram showing the bandwidth characteristics of a phase-locked loop demodulation unit constructed according to the present invention in the same way as FIG. 2, and FIG. Figure 5 is a diagram showing the case where the present invention is applied to a circuit chip that operates as a fidelity tuner. Figure 5 shows the distortion versus RF input signal characteristics of the circuit shown in Figure 4 when modulating the SO percentage of the carrier frequency. The sixth factor is a diagram showing distortion versus RP input signal characteristics at 100% modulation, similar to Figure S, with and without the invention applied. A diagram showing the 8A vs. RIF input signal level characteristics of the circuit as shown in Figure 4 in Figure 4. Figure S is a diagram showing the characteristics in the case of stereo transmission, similar to Figure 1. Figure S is a diagram showing the characteristics of 1QRIF input in a stereo system. The figure shown in relation to signal input. FIG. 10 is a diagram showing the capture ratio in the FM receiver including the case where the present invention is applied. 1...Antenna, 2...Receiver, 3...Tuner, 4...X? Amplifier, 5... Phase-locked loop demodulation unit, 6... Audio amplifier, T... Audio output device, 8... Phase comparator, Society... Voltage controlled oscillator, 10
...Loop filter, 11...Fixed capacitor, 1
2...Bandwidth and bandpass characteristics, 13-16...Curve, IT...Base. DESCRIPTION OF SYMBOLS 11, 20... Bandwidth characteristics, 21... Capacitor, 22... Voltage responsive control means, 23... Control branch. 24... Level detector, 25... Signal meter drive unit, 26... Muting behavior unit, 2T
...Signal line, 28...Work 0 chip, 2s...
Fixed capacitor, 30...terminal, 31...fixed capacitor. 32...1FIT, 3m...electrode, 34...output terminal, 35...voltage divider circuit, 3T...output terminal, 3@
...Terminal, 39-52...Curve.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 （１）７工−ズロツクドループ復調手段の帯域幅を制御
するコンデンサを有するフィルタ手段を含むフェーズロ
ックドルーズ復詞手Ｒを有し、ＲＦ搬送波周波数及び変
調周波数を有する被変調ＦＭ信号を受信する無縁周波数
信号受信装置において。 該フェーズロックドループ復調手段に接続されており該
フェーズロックドルーズ復調手段の帯域幅を制御する可
変帯域幅手段と、被変調ＩＦＭ信号の強さの変化に応じ
て変化する受信信号特性の変化を補償するよう該可変帯
域幅手段を制御する制御手段とを有し、該フェーズロッ
クドロープ［１４手段に接続された帯域幅制御コンデン
サ手段を有することを特徴とする無線周波数信号受信装
置。 （２）該可変帯域幅手段は少なくとも１つのコンデン′
？を有し、該制御手段は該コンデンサと共に直列ブラン
チに接続された可変抵抗を含み該コンデンサな選択的に
該フェーズロックドルーズ復調手段に接続することを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の無線周波数信号受
信装置。 （３１該制御手段は電気的入力に応答してそのコンダク
タンスが制御される手段と該入力に接続されたＲＰ傷信
号強さを監視する手段とよりなることを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の無線周波数信号受信装置。 （４）　　該可変帯域幅手段は固定コンデンサを含み、
該制御手段はエンハンスメントモードにおいて動作する
Ｐチャンネル型電界効果トランジスタを含み、該電果効
果トランジスタは該固定コンデンサと直列接続されてお
り該電果効果トランジスタの導電率を制御することによ
り該固定コンデンサの該フェーズロックドループ復調手
段に対する接続を制御するための制御入力を有すること
を特徴とする特許請求の範、置薬１項記載の無線周波数
信号受信装置。 （５）該制御手段は受信されたＦＭ信号の強さを監視し
て該強さに応じて制御信号を得る監視手段を含み、該制
御入力は該監視手段に接続されており該電果効果トラン
ジスタの導伝率をある方向へ徐々に変化せしめて該フェ
ーズロックドループ復調手段の通過帯域をＩＦＭ信号が
弱まるにつれて縮少しうろことを特徴とする特許請求の
範囲第４項記載の無線周波数信号受信装置。　　　−（
６１１Ｐ搬送波周波数入力を選択するＩＦＭチューナを
有し、該ＦＭチューナは弱い信号受信部分において曲線
部分を含む帯域通過向ｌｌ１Ｉを有し、該制御手段は受
信装置の弱い信号部分において該）ニーズロックドルー
プ復調手段の帯域幅を該ＩＦＭチューナの通過帯域と等
しくなるよう縮少しうろことを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の無線周波数信号受信装置。 （７）受信チューナ手段より１Ｍ信号を受信するＲ？信
号入力と復調手段の通過帯域を制御するループフィルタ
を有するフェーズロックドループ復調装置において、該
復調手段は電気的に応答する入力手段と可変容量出力を
有する可変コンデンサ手段と、＃可変コンデンサ手段を
該ループフィルタに接続して該復調手段の帯域幅な制御
する回路手段と、ＲＦ傷信号強さを監視する制御手段と
よりなり、該制御手段は該電気的ＫＥ答する入力手段に
接続されており、該可変容量出力を変化せしめることに
よりＲＦ傷信号強さの変化に応じて該ループフィルタの
帯域幅を変化せしめることを特命トスるフェーズロック
ドループ復調装置。 （８）該可変コンデンサ手段は、制御手段に直列接続さ
れており流れる電流を制御する固定コレデンサと該制御
手段を作動して該帯域幅を縮少する手段を含むことを特
徴とする特許請求の範囲第Ｔ項記載の７エーズロツクド
ループ復調装置。 （９）該ループフィルタの該帯域幅はチューナ手段の通
過帯域の少なくとも一部分においてチューナ手段の帯域
幅に等しいことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の７エーズロツクドループ復調装置。 ＋Ｉｌｌ　　該電気的に応答する入力手段はトランジス
タ入力手段を有して固体スイッチ手段の導伝率を制御す
る固体スイッチ手段を含み、該制御手段は骸トランジス
タ入力手段に接続されていることを特徴とする特許請求
の範囲第７項記載の７エーズロツクドループ復調装置。 ６υ　該固体スイッチ手段は電界効果トランジスタであ
ることを特徴とする特許請求の範囲第１０項記載のフェ
ーズロックドループ復調装置。 Ｑり　　該ループフィルタは固定帯域通過曲線を設定す
る固定コンデンサを接続されており、該可変コンデンサ
手段は電圧応答制御手段に直列接続された固定コンデン
サを含み、該電圧応答制御手段は電圧応答制御手段の抵
抗率を制御する入力電圧レベルに応答する制御入力を有
し、該制御手段はＲＦ信号電圧に比例した電圧を設定す
ることを特徴とする特許請求の範囲第Ｔ項記載の７エー
ズロツクドループ復調装置。 ａ３　　チューナと、該チューナに接続されておりｘｙ
入力信号を設定する工？増幅器と、該チューナは最も弱
い工？信号部分を限定する略曲嶽状の底部を含む略Ｕ字
状の信号帯域通過曲線を有し。 該１１Ｆ増幅器及び電圧制御発振器忙接続されている２
人力位相検出器と該位相検出器の出力及び該電圧制御発
振器の制御入力に接続された低域ループフィルタとを有
するフェーズロックドループ復調手段と、該低域ループ
フィルタは該チューナの帯域通過曲線より実質的に大な
る直巌的部分を含むフィルタ帯域幅臼ｉ！１１ヲ設定す
る固定コンデンサを含み、電気的に応答する入力手段な
有しコンダクタンスを変化せしめる可変コンダクタンス
制御手段と、該制御手段と制御コンデンサとを直列接続
して該固定コンデンサと並列接続された帯域幅制御コン
デンサブランチを形成する手段と、該工？増幅器に接続
された信号レベル検出器と、該信号レベル検出器をスイ
ッチ手段に接続して骸制御コンデンサブランチのコンダ
クタンス及び接続を変化せしめて徐々に弱まる工ｒ信号
に応じて該低域ループフィルタの帯域幅を徐々に縮少す
る手段とよりなることを特徴とするＩＦＭ信号受信機。 ａ４　　該制御手段及び該制御コンデンサは、チューナ
帯域通過曲線の少なくとも曲線状底部におけるチューナ
の帯域幅に対応するフィルタ帯域幅を設定するよう構成
及び配設されていることを特徴とする特許請求の範囲第
１３項記載のｙｗ４号受信機。 （１９該スイッチ手段は、該制御コンデンサと直列接続
された出力端子及び該信号レベル検出器に接続さ・れた
制御端子を有する電界効果トランジスタであることを特
徴とする特許請求の範囲ＨｔＳ項記載のＰＭ信号受信機
。[Scope of Claims] (1) A modulated FM signal having a phase-locked loop demodulation means R including a filter means having a capacitor for controlling the bandwidth of the locked-loop demodulation means, and having an RF carrier frequency and a modulation frequency. In a wireless frequency signal receiving device that receives a signal. variable bandwidth means connected to the phase-locked loop demodulating means for controlling the bandwidth of the phase-locked loop demodulating means and compensating for changes in received signal characteristics that vary in response to changes in the strength of the modulated IFM signal; control means for controlling said variable bandwidth means to control said variable bandwidth means, said apparatus comprising: bandwidth control capacitor means connected to said phase-locked rope [14 means]. (2) the variable bandwidth means comprises at least one capacitor;
? 2. The control means includes a variable resistor connected in series with the capacitor, selectively connecting the capacitor to the phase-locked Druze demodulation means. Radio frequency signal receiving device. (31) The control means comprises means for controlling the conductance thereof in response to an electrical input, and means for monitoring the RP flaw signal strength connected to the input. The radio frequency signal receiving device according to paragraph 4. (4) The variable bandwidth means includes a fixed capacitor;
The control means includes a P-channel field effect transistor operating in an enhancement mode, the field effect transistor being connected in series with the fixed capacitor and controlling the conductivity of the fixed capacitor by controlling the conductivity of the fixed capacitor. Radio frequency signal receiving device according to claim 1, characterized in that it has a control input for controlling the connection to the phase-locked loop demodulation means. (5) The control means includes monitoring means for monitoring the strength of the received FM signal and obtaining a control signal in accordance with the strength, the control input being connected to the monitoring means to effect the electrical effect. Radio frequency signal reception according to claim 4, characterized in that the conductivity of the transistor is gradually changed in a certain direction so that the passband of the phase-locked loop demodulation means is reduced as the IFM signal weakens. Device. −(
an IFM tuner for selecting a 611P carrier frequency input, the FM tuner having a bandpass direction that includes a curved portion in the weak signal receiving portion, and the control means having a need-locked loop in the weak signal receiving portion of the receiver. 2. The radio frequency signal receiving apparatus according to claim 1, wherein the bandwidth of the demodulating means is reduced to be equal to the passband of the IFM tuner. (7) R?receives 1M signal from reception tuner means? In a phase-locked loop demodulator having a signal input and a loop filter for controlling the passband of the demodulating means, the demodulating means comprises an electrically responsive input means, a variable capacitor means having a variable capacitance output, and a variable capacitor means. The circuit comprises circuit means connected to a loop filter to control the bandwidth of the demodulation means, and control means for monitoring the RF flaw signal strength, the control means being connected to the input means for responding to the electrical signal. , a phase-locked loop demodulator which is specially designed to change the bandwidth of the loop filter according to changes in RF flaw signal strength by changing the output of the variable capacitance. (8) The variable capacitor means includes a fixed capacitor connected in series with the control means to control the flowing current, and means for activating the control means to reduce the bandwidth. 7A locked loop demodulator according to range T. (9) A seven-way locked loop demodulator according to claim 1, wherein the bandwidth of the loop filter is equal to the bandwidth of the tuner means in at least a portion of the pass band of the tuner means. +Ill characterized in that the electrically responsive input means includes solid state switch means having a transistor input means to control the conductivity of the solid state switch means, the control means being connected to the body transistor input means; A seven-speed locked loop demodulator according to claim 7. 6υ Phase-locked loop demodulator according to claim 10, characterized in that said solid state switch means is a field effect transistor. The loop filter has a fixed capacitor connected thereto that sets a fixed bandpass curve, the variable capacitor means includes a fixed capacitor connected in series with a voltage responsive control means, and the voltage responsive control means has a fixed capacitor connected in series with a voltage responsive control means. A seven-way locked loop according to claim T, further comprising a control input responsive to an input voltage level for controlling the resistivity of the RF signal, the control means setting a voltage proportional to the RF signal voltage. Demodulator. a3 tuner and the xy connected to the tuner
How to set input signal? Are the amplifier and tuner the weakest components? It has a substantially U-shaped signal bandpass curve including a substantially curved bottom portion that defines a signal portion. The 11F amplifier and voltage controlled oscillator are connected 2
phase-locked loop demodulation means having a manual phase detector and a low-pass loop filter connected to the output of the phase detector and the control input of the voltage-controlled oscillator; A filter bandwidth that includes a substantially large direct portion is i! variable conductance control means for changing conductance, including a fixed capacitor for setting 11, and having a variable conductance control means for changing the conductance; Means for forming a width-controlled capacitor branch and its method? a signal level detector connected to the amplifier; and the signal level detector connected to switching means for varying the conductance and connection of the control capacitor branch to control the low pass loop filter in response to the gradually weakening signal. An IFM signal receiver comprising means for gradually reducing the bandwidth. a4 The control means and the control capacitor are constructed and arranged to set a filter bandwidth corresponding to the tuner bandwidth at least at the curved bottom of the tuner bandpass curve. yw4 receiver according to item 13. (19) The switch means is a field effect transistor having an output terminal connected in series with the control capacitor and a control terminal connected to the signal level detector. PM signal receiver.