JPS5853531B2 - ステレオ復調回路 - Google Patents
ステレオ復調回路Info
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- JPS5853531B2 JPS5853531B2 JP1583579A JP1583579A JPS5853531B2 JP S5853531 B2 JPS5853531 B2 JP S5853531B2 JP 1583579 A JP1583579 A JP 1583579A JP 1583579 A JP1583579 A JP 1583579A JP S5853531 B2 JPS5853531 B2 JP S5853531B2
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
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- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
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- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/72—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for noise suppression
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はステレオ復調回路の改良に係り、特に弱電界信
号受信時におけるＳＮ比（信号対雑音比）の改善を遠戚
せんとするものである。
号受信時におけるＳＮ比（信号対雑音比）の改善を遠戚
せんとするものである。
ＦＭ放送受信機においては、弱電界信号受信時の方が中
味電界信号受信時よりもＳＮ比が悪化し、特にステレオ
受信状態の方がモノラル受信状態よりも悪化することが
知られている。
味電界信号受信時よりもＳＮ比が悪化し、特にステレオ
受信状態の方がモノラル受信状態よりも悪化することが
知られている。
特に車載用のＦＭ受信機においては、電界強度の変化が
激しく、弱電界時のＳＮ比の悪化による不快な聴取状態
が応々にして存在する。
激しく、弱電界時のＳＮ比の悪化による不快な聴取状態
が応々にして存在する。
従来前記ＳＮ比の悪化を防止する為、弱電界時において
ステレオ信号を受信したとき、受信機を強制的にモノラ
ル状態としてＳＮ比の改善を計ることが行なわれている
。
ステレオ信号を受信したとき、受信機を強制的にモノラ
ル状態としてＳＮ比の改善を計ることが行なわれている
。
これは、第１図に示す如く、入力信号が小となり、従っ
て出力信号（第１図実線イ）も小となったとき、ステレ
オ受信状態のＳＮ比（第１図一点鎖線口）よりもモノラ
ル受信状製のＳＮ比（第１図点線ハ）の方が良好である
ことに着目したもので、例えば第１図点Ｂにおいて受信
機をモノラル状態に切換えることにより大巾なるＳＮ比
の改善が行なわれる。
て出力信号（第１図実線イ）も小となったとき、ステレ
オ受信状態のＳＮ比（第１図一点鎖線口）よりもモノラ
ル受信状製のＳＮ比（第１図点線ハ）の方が良好である
ことに着目したもので、例えば第１図点Ｂにおいて受信
機をモノラル状態に切換えることにより大巾なるＳＮ比
の改善が行なわれる。
しかしながら、前記従来の方法においては、ステレオ受
信状態を強制的にかつ急激にモノラル状態に切換える為
、聴取者に異和感を与えるとともに、例えば第１図点Ａ
よりも小なる入力信号時には、モノラル受信状態であっ
てもＳＮ比の悪化がひどすぎ、聴取に耐えたいという欠
点を有していた。
信状態を強制的にかつ急激にモノラル状態に切換える為
、聴取者に異和感を与えるとともに、例えば第１図点Ａ
よりも小なる入力信号時には、モノラル受信状態であっ
てもＳＮ比の悪化がひどすぎ、聴取に耐えたいという欠
点を有していた。
又、耳ざわりな高域雑音をカットして実質的にＳＮ比を
改善する方法も従来公知である。
改善する方法も従来公知である。
例えば、第２図に示す如く、ステレオ復調回路上の左右
出力端子２及び３にそれぞれ高域成分をカットする為の
コンデンサ４及び５をスイッチ６及び７を介して接続し
、入力信号の電界強度が所定レベル以下となったとき前
記スイッチを投入して高域成分をカットしＳＮ比の改善
を行っている。
出力端子２及び３にそれぞれ高域成分をカットする為の
コンデンサ４及び５をスイッチ６及び７を介して接続し
、入力信号の電界強度が所定レベル以下となったとき前
記スイッチを投入して高域成分をカットしＳＮ比の改善
を行っている。
しかしながら、その様な方法では、スイッチの投入の前
後でＳＮ比が急激に変化するとともに、周波数特性も急
激に変化するという欠点を有し、しかも車載用の受信機
の場合、電界強度の変化に伴い頻繁に切換えが行なわれ
るので、聴取者に非常に耳障りであるという欠点を有し
ていた。
後でＳＮ比が急激に変化するとともに、周波数特性も急
激に変化するという欠点を有し、しかも車載用の受信機
の場合、電界強度の変化に伴い頻繁に切換えが行なわれ
るので、聴取者に非常に耳障りであるという欠点を有し
ていた。
本発明は、上述の点に鑑み威されたもので、以下実施例
に基き図面を参照しながら説明する。
に基き図面を参照しながら説明する。
第３図は本発明の一実施例を示すもので、８は副チャン
ネル信号（（Ｌ−ｆｌ ） ｓｉｎωｔ）を復調する為
の差信号復調回路である。
ネル信号（（Ｌ−ｆｌ ） ｓｉｎωｔ）を復調する為
の差信号復調回路である。
前記復調回路１は、第１及び第２制御端子９及び１０に
印加された正及び負の３８ＫＨｚスイッチング信号によ
り制御される第１及び第２トランジスタ１１及び１２か
ら成る第１差動回路Ｌ３と、第３及び第４トランジスタ
１４及び１５から成る第２差動回路Ｕと、コレクタカ揃
記第１差動回路Ｌ３に、ベースがバイアス電源に接続さ
れた第５トランジスタ１Ｔと、コレクタが前記第２差動
回路Ｕに、ベースがステレオコンポジット信号入力端子
１８に接続された第６トランジスタ１９と、定電流トラ
ンジスタ２０とから成り、前記第６トランジスタ１９の
ベースに印加されるステレオコンポジット信号中の副チ
ャンネル信号を、３８ＫＨｚスイッチング信号によって
スイッチングすることにより、第３トランジスタ１４の
コレクタに第１ステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）を、又第４ト
ランジスタ１５のコレクタに第２ステレオ差信号（Ｒ−
Ｌ）を得るものである。
印加された正及び負の３８ＫＨｚスイッチング信号によ
り制御される第１及び第２トランジスタ１１及び１２か
ら成る第１差動回路Ｌ３と、第３及び第４トランジスタ
１４及び１５から成る第２差動回路Ｕと、コレクタカ揃
記第１差動回路Ｌ３に、ベースがバイアス電源に接続さ
れた第５トランジスタ１Ｔと、コレクタが前記第２差動
回路Ｕに、ベースがステレオコンポジット信号入力端子
１８に接続された第６トランジスタ１９と、定電流トラ
ンジスタ２０とから成り、前記第６トランジスタ１９の
ベースに印加されるステレオコンポジット信号中の副チ
ャンネル信号を、３８ＫＨｚスイッチング信号によって
スイッチングすることにより、第３トランジスタ１４の
コレクタに第１ステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）を、又第４ト
ランジスタ１５のコレクタに第２ステレオ差信号（Ｒ−
Ｌ）を得るものである。
又、υ及びυ′は、それぞれ前記第１及び第２ステレオ
差信号に加える為の主チヤンネル信号（ステレオ和信号
（Ｌ＋Ｒ） ）を発生する第１及び第２和信号回路で、
前記第１和信号回路υは、第３及び第４制御信号ｔ１及
びｔ２で制御される第７及び第８トランジスタ２２及び
２３から成る第３差動回路ハと、第９及び第１０）ラン
ジスタ２５及び２６から成る第４差動回路υと、コレク
タが前記第３差動回路Ｌ」に、ベースがステレオコンポ
ジット信号入力端子１８に接続された第１１トランジス
タ２８と、コレクタが前記第４差動回路２７に、ベース
が抵抗２９及びコンデンサ３０から成る高域カット回路
Ｉを介して前記ステレオコンポジット信号入力端子１Ｂ
に接続された第１２トランジスタ３２とから成り、第２
差動回路Ｕの第３トランジスタ１４のコレクタに得られ
る第１ステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）に対して加算されるス
テレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）を発生する為に配置されている
。
差信号に加える為の主チヤンネル信号（ステレオ和信号
（Ｌ＋Ｒ） ）を発生する第１及び第２和信号回路で、
前記第１和信号回路υは、第３及び第４制御信号ｔ１及
びｔ２で制御される第７及び第８トランジスタ２２及び
２３から成る第３差動回路ハと、第９及び第１０）ラン
ジスタ２５及び２６から成る第４差動回路υと、コレク
タが前記第３差動回路Ｌ」に、ベースがステレオコンポ
ジット信号入力端子１８に接続された第１１トランジス
タ２８と、コレクタが前記第４差動回路２７に、ベース
が抵抗２９及びコンデンサ３０から成る高域カット回路
Ｉを介して前記ステレオコンポジット信号入力端子１Ｂ
に接続された第１２トランジスタ３２とから成り、第２
差動回路Ｕの第３トランジスタ１４のコレクタに得られ
る第１ステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）に対して加算されるス
テレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）を発生する為に配置されている
。
第２和信号回路Ｊ′は、第２差動回路１Ｊの第４トラン
ジスタ１５のコレクタに得られる第２ステレオ差信号（
Ｒ−Ｌ）に対して加算されるステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）
を発生する為に配置されているもので、その構成及び動
作は第１和信号回路υと同一に付、説明は省略する。
ジスタ１５のコレクタに得られる第２ステレオ差信号（
Ｒ−Ｌ）に対して加算されるステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）
を発生する為に配置されているもので、その構成及び動
作は第１和信号回路υと同一に付、説明は省略する。
尚、第２和信号回路Ｊ′の回路素子には、対応する第１
和信号回路１の図番にダッシュをつけて表示しである。
和信号回路１の図番にダッシュをつけて表示しである。
次に動作を説明する。
受信信号の電界強度が十分大、すなわち第１図における
点Ｂよりも入力信号が犬なる範囲では、復調回路旦、第
１及び第２和信号回路υ及びυ′は第１動作状態となり
、第２差動回路Ｕの第４トランジスタ１４のコレクタに
得られる第１ステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）と、第１和信号
回路υからのステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）とが加算され、
第１出力端子３３にｍ２Ｌ）ステレオ信号が、又第２差
動回路Ｕの第４トランジスタ１５のコレクタに得られる
第２ステレオ差信号（Ｒ−Ｌ）と、第２和信号回路２−
１′からのステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）とが加算され、第
２出力端子３４に右（２Ｒ）ステレオ信号が得られる。
点Ｂよりも入力信号が犬なる範囲では、復調回路旦、第
１及び第２和信号回路υ及びυ′は第１動作状態となり
、第２差動回路Ｕの第４トランジスタ１４のコレクタに
得られる第１ステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）と、第１和信号
回路υからのステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）とが加算され、
第１出力端子３３にｍ２Ｌ）ステレオ信号が、又第２差
動回路Ｕの第４トランジスタ１５のコレクタに得られる
第２ステレオ差信号（Ｒ−Ｌ）と、第２和信号回路２−
１′からのステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）とが加算され、第
２出力端子３４に右（２Ｒ）ステレオ信号が得られる。
第３及び第４制御端子３５及び３６に印加される第３及
び第４制御信号ｔ、及びｔ２は、第４図に示す如きアン
テナ３７、ＲＦ増幅回路■、混合回路亀」、局部発振回
路４０、ＩＦ増幅回路０、ＦＭ検波回路（２及びステレ
オ復調回路０から成るＦＭステレオ受信機のＩＦ増幅回
路りから取り出される。
び第４制御信号ｔ、及びｔ２は、第４図に示す如きアン
テナ３７、ＲＦ増幅回路■、混合回路亀」、局部発振回
路４０、ＩＦ増幅回路０、ＦＭ検波回路（２及びステレ
オ復調回路０から成るＦＭステレオ受信機のＩＦ増幅回
路りから取り出される。
ＩＦ増幅回路０を通過する信号は、電界強度に比例した
振幅を有する。
振幅を有する。
従って、前記信号を検出回路０によって取り出し、制御
信号発生回路０で所定の関係を有する第３及び第４制御
信号ｔ１及びｔ２を発生すれば、該第３及び第４制御信
号ｔ１及びｔ２は、電界強度に関係した信号となる。
信号発生回路０で所定の関係を有する第３及び第４制御
信号ｔ１及びｔ２を発生すれば、該第３及び第４制御信
号ｔ１及びｔ２は、電界強度に関係した信号となる。
ちなみに、第３制御信号ｔ１と第４制御信号ｔ２との関
係は、ｔ２＝（Ａ ｔｔ）となる様に設定されている
。
係は、ｔ２＝（Ａ ｔｔ）となる様に設定されている
。
（ただし、Ａは定数）。第１動作状態においては、電界
強度が十分に犬であるから、ｔｌ〉ｔ２という関係にな
り、従って、第１和信号回路υに関して、第３差動回路
Ｌ４の第７トランジスタ２２及び第４差動回路Ｈの第１
０トランジスタ２６が導通し、第８及び第９トランジス
タ２３及び２５が非導通になるから、ステレオコンポジ
ット信号入力端子１８から第１１トランジスタ２８のベ
ース・コレクタ路を介して第３差動回路Ｌ４に印加され
たステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）が、第７トランジスタ２２
のコレクタより第１ステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）が得られ
る第２差動回路ｔ」の第３トランジスタ１４のコレクタ
に供給され、第１出力端子３３に左ステレオ信号（２Ｌ
）が得られる。
強度が十分に犬であるから、ｔｌ〉ｔ２という関係にな
り、従って、第１和信号回路υに関して、第３差動回路
Ｌ４の第７トランジスタ２２及び第４差動回路Ｈの第１
０トランジスタ２６が導通し、第８及び第９トランジス
タ２３及び２５が非導通になるから、ステレオコンポジ
ット信号入力端子１８から第１１トランジスタ２８のベ
ース・コレクタ路を介して第３差動回路Ｌ４に印加され
たステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）が、第７トランジスタ２２
のコレクタより第１ステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）が得られ
る第２差動回路ｔ」の第３トランジスタ１４のコレクタ
に供給され、第１出力端子３３に左ステレオ信号（２Ｌ
）が得られる。
第２和信号回路１′に関しても同様で、前記状態の第３
及び第４制御信号ｔ１及びｔ２の印加により、出力端に
ステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）が得られ、それが、第２差動
回路ｔ」の第４トランジスタ１５のコレクタに得られる
第２ステレオ差信号（トＬ）と加算されて、第２出力端
子３４に右ステレオ信号（２Ｒ）が得られる。
及び第４制御信号ｔ１及びｔ２の印加により、出力端に
ステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）が得られ、それが、第２差動
回路ｔ」の第４トランジスタ１５のコレクタに得られる
第２ステレオ差信号（トＬ）と加算されて、第２出力端
子３４に右ステレオ信号（２Ｒ）が得られる。
電界強度が低下し、入力信号が第１図の点Ｂより小とな
ると、差信号復調回路且の出力信号が小となる。
ると、差信号復調回路且の出力信号が小となる。
すなわち、第３図における第１及び第２制御端子９及び
１０には、第５図に示す３８ＫＨｚスイッチング信号レ
ベル制御回路の第１及び第２出力端子４６及び４７に得
られる信号が印加される。
１０には、第５図に示す３８ＫＨｚスイッチング信号レ
ベル制御回路の第１及び第２出力端子４６及び４７に得
られる信号が印加される。
そして前記レベル制御回路は、差動接続されたトランジ
スタ４８及び４９と、定電流トランジスタ５０と、該定
電流トランジスタ５０のコレクタ電流を制御する信号が
印加される制御端子５１とを有し、前記制御端子５１に
印加される制御信号に応じて、差動接続されたトランジ
スタ４８及び４９のベースにそれぞれ印加される３８Ｋ
Ｈｚスイッチング信号を減衰させる為のものである。
スタ４８及び４９と、定電流トランジスタ５０と、該定
電流トランジスタ５０のコレクタ電流を制御する信号が
印加される制御端子５１とを有し、前記制御端子５１に
印加される制御信号に応じて、差動接続されたトランジ
スタ４８及び４９のベースにそれぞれ印加される３８Ｋ
Ｈｚスイッチング信号を減衰させる為のものである。
しかして、前記制御信号は、受信信号の電界強度に対応
するものであり、第４図のＩＦ増幅回路４１から、検出
回路４４及び加工回路５２を介して出力端子５３に取り
出されるものである。
するものであり、第４図のＩＦ増幅回路４１から、検出
回路４４及び加工回路５２を介して出力端子５３に取り
出されるものである。
従って、入力信号が第１図の点Ｂより小となると、制御
端子５１に印加される制御信号も小となり、第３図の第
１及び第２制御端子９及び１０に印加される互いに逆相
の３８ＫＨｚスイッチング信号も小となり、復調された
第１及び第２ステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）及び（Ｒ−Ｌ）
の値も小となる。
端子５１に印加される制御信号も小となり、第３図の第
１及び第２制御端子９及び１０に印加される互いに逆相
の３８ＫＨｚスイッチング信号も小となり、復調された
第１及び第２ステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）及び（Ｒ−Ｌ）
の値も小となる。
その為、第１及び第２和信号回路１及びＬＰからのステ
レオ和信号（Ｌ＋Ｒ）と加算した時、第１出力端子３３
に右ステレオ信号が、又第２出力端子３４に左ステレオ
信号がクロストークひとして残り、分離度が悪化する。
レオ和信号（Ｌ＋Ｒ）と加算した時、第１出力端子３３
に右ステレオ信号が、又第２出力端子３４に左ステレオ
信号がクロストークひとして残り、分離度が悪化する。
入力信号の一層の減少により、前記クロストーク分は更
に増加し、最終的には、ステレオ差信号の発生が停止し
、第１及び第２出力端子３３及び３４にはステレオ和信
号（Ｌ＋Ｒ）が等しく生じ、モノラル聴取状態となる。
に増加し、最終的には、ステレオ差信号の発生が停止し
、第１及び第２出力端子３３及び３４にはステレオ和信
号（Ｌ＋Ｒ）が等しく生じ、モノラル聴取状態となる。
第１及び第２出力端子３３及び３４に生じる出力信号が
ステレオ状態からモノラル状態に連続的に移行し、それ
に応じてＳＮ比もステレオの状態からモノラルの状態に
連続的に移行し、ＳＮ比の改善を急激にでは無く、なめ
らかに改善出来るので、聴取者に違和感や不快感を与え
ることが防止される。
ステレオ状態からモノラル状態に連続的に移行し、それ
に応じてＳＮ比もステレオの状態からモノラルの状態に
連続的に移行し、ＳＮ比の改善を急激にでは無く、なめ
らかに改善出来るので、聴取者に違和感や不快感を与え
ることが防止される。
その間、和信号回路の状態は、何ら変化しない。
第１図における範囲（Ａ−Ｂ）においては、前述の如く
、ステレオ状態からモノラル状態への移行及びモノラル
状態の保持を行うことによって、ＳＮ比の改善が達成さ
れる。
、ステレオ状態からモノラル状態への移行及びモノラル
状態の保持を行うことによって、ＳＮ比の改善が達成さ
れる。
受信信号の電界強度が更に小となり、最早モノラル状態
においてもＳＮ比の悪化が顕著となると、第１及び第２
和信号回路υ及びυ′の状態が変化し始める。
においてもＳＮ比の悪化が顕著となると、第１及び第２
和信号回路υ及びυ′の状態が変化し始める。
すなわち、入力信号が第１図の点Ａに達すると、第３及
び第４制御信号ｔ１及びｔ２の値が接近して来、第１和
信号回路月の第３差動回路ハの第８トランジスタ２３、
及び第４差動回路２７の第９トランジスタ２５が導通を
開始する。
び第４制御信号ｔ１及びｔ２の値が接近して来、第１和
信号回路月の第３差動回路ハの第８トランジスタ２３、
及び第４差動回路２７の第９トランジスタ２５が導通を
開始する。
そして、前記第９トランジスタ２５の導通開始により、
ステレオコンポジット信号入力端子１８から高域カット
回路Ｉを介して第１２トランジスタ３２のベースに印加
される高域カット主チャンネル信号力揃記第９トランジ
スタ２５のコレクタに導出され始め、第１和信号回路Ｉ
の出力信号中に前記高域カット主チヤンネル信号が、第
３差動回路ハの第７トランジスタ２２のコレクタに導出
される主チヤンネル信号とともに得られる。
ステレオコンポジット信号入力端子１８から高域カット
回路Ｉを介して第１２トランジスタ３２のベースに印加
される高域カット主チャンネル信号力揃記第９トランジ
スタ２５のコレクタに導出され始め、第１和信号回路Ｉ
の出力信号中に前記高域カット主チヤンネル信号が、第
３差動回路ハの第７トランジスタ２２のコレクタに導出
される主チヤンネル信号とともに得られる。
入力信号のレベル低下に応じて、前記第３制御信号ｔ１
は益々減少し、第４制御信号ｔ２は益益増加するから、
前記第１和信号回路Ｊの出力信号中に含まれる高域カッ
ト主チヤンネル信号の割合は、益々増大する。
は益々減少し、第４制御信号ｔ２は益益増加するから、
前記第１和信号回路Ｊの出力信号中に含まれる高域カッ
ト主チヤンネル信号の割合は、益々増大する。
例えば、ｔｌ−ｔ２となると、高域カット主チヤンネル
信号と主チヤンネル信号との割合は１：１となる。
信号と主チヤンネル信号との割合は１：１となる。
入力信号が極く小となると、ｔｌ（ｔ２となり、第３差
動回路Ｕの第７トランジスタ２２は非導通となり、第４
差動回路どの第９トランジスタ２５は飽和状態となる。
動回路Ｕの第７トランジスタ２２は非導通となり、第４
差動回路どの第９トランジスタ２５は飽和状態となる。
従って、第１和信号回路Ｆの出力信号は、高域カット主
チヤンネル信号のみとなり、十分なるＳＮ比の改善が達
成される。
チヤンネル信号のみとなり、十分なるＳＮ比の改善が達
成される。
第６図は、第３制御信号ｔ１対主チャンネル信号と高域
カット主チヤンネル信号との割合の関係を示す特性図で
、一点鎖線二は主チヤンネル信号を、実線ホは高域カッ
ト主チヤンネル信号を示す。
カット主チヤンネル信号との割合の関係を示す特性図で
、一点鎖線二は主チヤンネル信号を、実線ホは高域カッ
ト主チヤンネル信号を示す。
第２和信号回路υ′に関しては、第１和信号回路月と全
く同様に動作し、同一の出力信号が得られるので説明は
省略する。
く同様に動作し、同一の出力信号が得られるので説明は
省略する。
好ましい実施例においては、入力信号がアンテナ入力で
約３０ ｄＢ程度になったとき、ステレオ副チャンネル
信号の復調回路用の出力信号の減少が開始され、約２０
ｄＢ程度になったとき、高域カット主チヤンネル信号が
第１及び第２和信号回路υ及びυ′の出力信号中に混入
し始める。
約３０ ｄＢ程度になったとき、ステレオ副チャンネル
信号の復調回路用の出力信号の減少が開始され、約２０
ｄＢ程度になったとき、高域カット主チヤンネル信号が
第１及び第２和信号回路υ及びυ′の出力信号中に混入
し始める。
以上述べた如く、本発明に係るステレオ復調回路は、弱
電界時において２段階のＳＮ比の改善を行っているので
、大巾でかつ確実なるＳＮ比の改善が達成出来るという
利点を有する。
電界時において２段階のＳＮ比の改善を行っているので
、大巾でかつ確実なるＳＮ比の改善が達成出来るという
利点を有する。
又、本発明に係るステレオ復調回路は、前記２攻偕のＳ
Ｎ比の改善を行うに際し、急激にではなく、なめらかな
切換が行なわれる様に工夫されているので、聴取者に対
し不快感や異和感を与えることなくＳＮ比の改善が達成
出来るから、特に車載用等電界強度が頻繁に変化する受
信機に用いて非常に効果のある優れたものである。
Ｎ比の改善を行うに際し、急激にではなく、なめらかな
切換が行なわれる様に工夫されているので、聴取者に対
し不快感や異和感を与えることなくＳＮ比の改善が達成
出来るから、特に車載用等電界強度が頻繁に変化する受
信機に用いて非常に効果のある優れたものである。
第１図は入力対出力の関係及び入力対Ｓ／Ｎの関係を示
す特性図、第２図は従来のＳＮ比改善回路の一例を示す
回路図、第３図は本発明の一実施例を示す回路図、第４
図は第３図の第３及び第４制御信号ｔ１及びｔ２の発生
の仕方を示すブロック図、第５図は第３図の第１及び第
２制部は号の発生の仕方を示す回路図、及び第６図は本
発明の説明に供する為の特性図である。 主な図番の説明、１・・・−・・差信号復調回路、Ｕ。 ＩＪ、２４，２４’、坐、Ｎ′・・・・・・差動回路、
Ｌｌ・・・・・・第１和信号回路、υ′・・・・・・第
２和信号回路、Ｉ・・・・・・高域カット回路。
す特性図、第２図は従来のＳＮ比改善回路の一例を示す
回路図、第３図は本発明の一実施例を示す回路図、第４
図は第３図の第３及び第４制御信号ｔ１及びｔ２の発生
の仕方を示すブロック図、第５図は第３図の第１及び第
２制部は号の発生の仕方を示す回路図、及び第６図は本
発明の説明に供する為の特性図である。 主な図番の説明、１・・・−・・差信号復調回路、Ｕ。 ＩＪ、２４，２４’、坐、Ｎ′・・・・・・差動回路、
Ｌｌ・・・・・・第１和信号回路、υ′・・・・・・第
２和信号回路、Ｉ・・・・・・高域カット回路。
Claims (1)
- １ 副チャンネル信号を復調する第１回路と、主チヤン
ネル信号を伝送する第２回路と、前記第１及び第２回路
の出力信号を加算して左右のステレオ信号を得る加算回
路とを有するステレオ復調回路において、前記第２回路
は、主チヤンネル信号と該主チヤンネル信号の高域成分
をカットした高域カット主チヤンネル信号との出力信号
中に含まれる比率を可変する回路を有し、第１所定レベ
ル以上の信号受信時においては、第２回路の出力信号を
略主チヤンネル信号のみとするとともに、第１及び第２
回路の出力信号レベルを略等しくして正常ステレオ受信
状態とし、前記第１所定レベル以下で第２所定レベル以
上の信号受信時には信号レベルの減少に伴い前記第１回
路の出力信号を連続的に小として分離度を悪化せしめて
、モノラル受信状態もしくはモノラル受信に近い状態と
し、前記第２所定レベル以下では、信号レベルの低下に
伴い、前記第２回路の出力信号中に含まれる高域カット
主チヤンネル信号の割合を大として、受信信号のＳＮ比
を改善したことを特徴とするステレオ復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1583579A JPS5853531B2 (ja) | 1979-02-13 | 1979-02-13 | ステレオ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1583579A JPS5853531B2 (ja) | 1979-02-13 | 1979-02-13 | ステレオ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55109046A JPS55109046A (en) | 1980-08-21 |
| JPS5853531B2 true JPS5853531B2 (ja) | 1983-11-30 |
Family
ID=11899888
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1583579A Expired JPS5853531B2 (ja) | 1979-02-13 | 1979-02-13 | ステレオ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5853531B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5672551A (en) * | 1979-11-19 | 1981-06-16 | Hitachi Ltd | Frequency modulation receiver |
| JPS5738038A (en) * | 1980-08-20 | 1982-03-02 | Hitachi Ltd | Fm receiver |
| JPS57208743A (en) * | 1981-06-17 | 1982-12-21 | Pioneer Electronic Corp | Stereo demodulation circuit |
-
1979
- 1979-02-13 JP JP1583579A patent/JPS5853531B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55109046A (en) | 1980-08-21 |
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