JPS5851396B2 - 誘導加熱・溶解炉において定電力を得る方法及び装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、一般的には、誘導加熱・溶解炉において定
電力を得る方法及び装置に関するものであり、特に、負
荷のコンダクタンスが変化する誘導加熱・溶解炉への電
力を、負荷のコンダクタンスの変化に応答して定電流並
列根回路インバータの位相角を適切に調整することによ
り、一定に保つための方法及び装置に関するものである
。

並列共振回路（タンク回路）へ適当な電流を供給するた
めの電気装置は周知である。

通常、電源周波数の３相電力を整流して直流電流を得る
。

高調波リップルは平滑用チョークの作用によって除かれ
、直流電流は、サイリスタ全波整流プリッジから成る固
体インバータに供給される。

この電力インバータは直流電流を、制御可能な周波数の
単相交流電流に変換する。

その出力（はぼ矩形の電流）は、並列共振負荷回路に供
給されて、正弦波形電圧を発生させる。

誘導加熱・溶解炉においては負荷のインダクタンス及び
抵抗値の両方とも大きく変化する。

このような負荷に対して従来から提案された制御方法は
、直流電圧を制御することであった この種の制御例は
、米国特許第３５５１６３２号及び第３９４２０９０号
に見られる。

また、ブリッジ回路から成るサイリスタに一定のターン
オフ時間を与えることによってインバータを制御する方
法もすでに提案されている。

米国特許第３８８２３７０号は、この種の制御を行なう
代表的なものである。

これらの装置は電源線路の力率を悪化させることになり
、従って可変負荷が存在する場合、所定の電力に対して
線路容量（ＫＶＡ）が大きくなってしまっていた 上述したような定電圧又は定ターンオフ時間を維持する
ことによってインバータを制御する方法は、平均動作サ
イクルを通じてコンダクタンスがほぼ一定な負荷に対し
ては有効であるが、コンダクタンスが大きく変化する誘
導負荷に対しては、このような制御方法では上述した如
く、電力を一定に保つ必要がある場合には、線路容量（
ＫＶＡ）が過度に大きなものとなり、かつ線路力率が過
度に遅れたものとなる この発明はインバータ回路を効率よく制御するものであ
り、特に、コンダクタンスが大きく変化する負荷に電力
を供給する回路であって、負荷に供給される電力が、コ
ンダクタンスの変動に拘らずほぼ一定に保たれるものに
適している。

また、ここで改良される制御により、３相電源を整流す
るための制御されたブリッジ回路網は、負荷ノいかなる
コンダクタンス変動からも有効に絶縁される。

即ち、この発明では、コンバータと、インバータと、に
より炉の電力を一定に制御する場合、コンバータでは制
御できない負荷変動領域を、負荷のコンダクタンス変動
に基づきインバータの位相角を制御することによって行
なうことが目的である。

この発明の目的は、定電流並列共振回路を作動してコン
ダクタンスの変動に拘らずこの共振回路に定電力を供給
する改良された方法を提供することである。

この発明の別の目的は、誘導加熱・溶解炉に定電力を送
り、以て誘導加熱・溶解サイクル中電力レベルが影響を
受けないようにすることである。

この発明の更に別の目的は、誘導加熱・溶解炉に定電流
並列共振回路を与え、以て負荷のコンダクタンスの変動
を入力電源から有効に絶縁することである。

この発明の更に別の目的は、上記のことを実施する装置
を提供することである。

上記目的を達成するため、この発明に係る装置の構成は
、可制御コンバータと、誘導加熱・溶解炉に電力を供給
する並列共振回路インバータと、によって制御され広範
囲なコンダクタンス変動に応答できる前記誘導加熱・溶
解炉の電力制御装置において、前記可制御コンバータに
よって制御できない負荷変動領域で前記コンダクタンス
の変動に応答して前記インバータの位相角を調整するこ
とにより電力を一定に保ち前記可制御コンバータの直流
電流を一定に維持する手段と、前記位相角を所定最小値
に制限する制限手段と、を備えたことを特徴とする誘導
加熱・溶解炉の電力制御装置、に在る。

また、この発明に係る方法の構成は、可制御コンバータ
と、コンダクタンスが変化する誘導加熱・溶解沢に接続
された並列共振回路インバータとによって電力を一定に
制御する方法であって、前記可制御コンバータによって
制御できない負荷変動領域で前記炉のコンダクタンスの
変動に応答して前記インバータの位相角を調整して前記
可制御コンバータの直流電流を一定に維持する工程と、
前記位相角の最小値を制限する工程と、を備えたことを
特徴とする方法、に在る。

この発明のその他の目的及び利点は、添附図面に示され
たこの発明の好ましい実施例の以下の詳しい説明により
当業者に明らかとなろう。

図面において、同じ部分は同じ符号で示されている。

第１図は、直流電流をチョーク又はリアクトル１６を介
してＤＣ／ＡＣ（直□／交流）インバータ１４に供給す
る可制御ＡＣ／ＤＣコンバータすなわち整流器１２を示
している。

インバータ１４は、誘導加熱及び／又は溶解炉１８と同
調コンデンサ１９とを備えた並列共振負荷回路１７に電
力を供給する。

インバータ点弧制御回路２０は、サイリスタ、トランジ
スタ、或いは機能的に等価な公知の素子であるインバー
タスイッチング手段、の点弧順序を与える。

コンバータ点弧制御回路２１は、コンバータ１２のブリ
ッジ整流器を制御し、以て、直流出力を制御するもので
ある。

コンバータの出力直流電流は、インバータ点弧制御回路
２０がインバータ１４を定電力制御することにより一定
に保たれる。

インバータ１４はほぼ矩形波形の電流Ｉを並列共振負荷
回路１７に供給し、その結果、そこにほぼ正弦波形の電
圧ｖＴ を発生させる。

第２図は、電圧波形と電流波形との関係を示しており、
これらは図示の如く、電流が電圧より進むように電気角
φだけずれている。

インバータ電流Ｉは連続的で対称的なので、インバータ
電ｉＩ基本成分■。

は電圧ｖＴＦｃ対して同じ電気角φだけずれており、こ
の電気角φの余弦関数は基本動作係数すなわち単に負荷
回路の力率として定義される。

全負荷変動領域の前段部分については第１図のコンバー
タ１２、チョーク１６、インバータ１４、及び回路２１
だゆで炉電力を制御することができる。

第２図において、ｔｌ は電流波形が一方の電気路を介
して完全に導通しているところから交互になった電気路
を介して完全に導通するところ（ｔ２で示されている）
へ向かってスイッチし始める時点を表わしている。

これら２つの時点間の差はインバータ回路の転流時間を
表わしている。

正から負への転流は、電圧波形の零交差前に完了してい
なげればならない。

第３図は、周知の定電圧制御法を用いて強磁性金属を誘
導溶解するときに観測される典型的な電力サイクルを示
している。

誘導加熱・溶解炉に材料を充填したときの最初の電力値
から少し上昇した後、出力電力は、充填材がキューり転
移点を経て熱くなるにつれて負荷のコンダクタンスが急
激に減少することにより減少し、溶解が始まるまで中間
値に横ばい状態となる。

充填材が溶解するにつれ、負荷のコンダクタンスは増加
し、電力は徐徐に増加して行く。

電力の変動は充填材のコンダクタンスの変動に直接起因
する。

定電圧制御又は定ターンオフ時間制御のいずれかを行な
う従来装置では、実際の加熱又は融解中に観測されるコ
ンダクタンスの変動について適切に対処することはでき
ない。

これらの制御方法は、動作サイクル中ずつとコンダクタ
ンスの変動を呈するわけではない負荷に対しては適切で
あるが、コンダクタンスが大きく変動する負荷に対して
はインバータを制御するためのこれらの措置は電力を一
定に保つ必要がある場合、結果的に線路容量を過度に太
きいものとし、線路力率を過度に遅れたものにしてしま
う。

電圧と電流との間の位相角を変化させるこの発明によれ
ば斯かる従来技術の欠点を克服することができる。

具体的には、この発明の制御装置は、並列共振回路（タ
ンク回路）の両端の電圧ｖＴ及び共振回路を流れる電流
■を検出して、これらに比例した信号を発生し、所定の
基準信号と比較する。

この基準信号は、負荷の電力が所望かつ所定値になるよ
うに選ばれる。

検出された電力値と所望の電力値とを適切に比較するこ
とにより、所定基準値からの変動の度合を示す補正信号
を発生し、インバータスイッチング手段の点弧時点を適
切に調整することにより基準値に合わせることができる
。

更に、このことにより、力率角は、負荷のコンダクタン
スの変動によって引き起こされる最適な電力状態からの
ずれをほとんどなくすように変化することとなる。

電流、電圧、及び位相角間の関係は第４図に最もよく示
されている。

第４図は、タンク回路電圧ＶＴの変動と負荷電流の同相
（有効）成分の変動を、これらの間の位相角φの関数と
して示したグラフである。

ベクトル−Ｆ は、大きさが一定の負荷電流の基本成分
を示している。

従って、Ｏｏ〜９０００位相角範囲にわたるベクトル軌
跡は四分円となる。

電流ベクトルＩＦは２つの成分、すなわち同相又は有効
成分■と無効成分■工と、から成っている。

■ 及び■、の相対値は、第４図の全範囲にわたって位
相角φによって求まる。

電圧Ｖ１は、ベクトルＩＦ の円弧からの接線と第４図
のグラフの縦座標との交点によって求まる。

従って、タンク回路の電力はｖＴ と■８ との積とし
て容易に求めることかできる。

この発明の原理に従って動作すると、この積（すなわち
電力）は位相角と無関係に一定のままとなる。

例えば、位相角φ１の場合、第４図の目盛で同相電流は
０．５であり、タンク回路電圧は２．０である。

位相角がφ２に変化すると、同相電流は０．８となり、
タンク回路電圧は１．２５となる。

第４図に示された位相角φ３について第３の例では、同
相電流は０．４でありタンク回路電圧は２．５を示して
いる。

従って、どの場合にも電力は第４図の目盛で１．０の一
定値に保たれている。

位相角φは、力率（ｃｏｓφ）が次の関係ｃｏｓφ二Ｋ
（Ｇ”／２） 又はφ−ｃｏｓ ！（Ｋ（Ｇ’／２）） （ここでＫ
は定数）によって負荷のコンダクタンスＧの関数である
限りコンダクタンスＧに直接関連したものとなっている
。

従って、位相角φを、制御されない可変コンダクタンス
の変動の影響をなくすための制御可能な変数として用い
て、負荷への電力が動作サイクル中一定に保たれるよう
にすることができる。

位相角、タンク回路電圧、及び同相電流と負荷のコンダ
クタンスとの関係が、一定の直流電圧及び直流電流に対
して、第５図に示されている。

従って、第５図からは与えられたコンダクタンスに対す
る一定のパラメータが簡単に計算できる。

例えば、０．５（単位法）のコンダクタンスに対して一
定電力を得るための位相角φは、曲線φと横軸目盛０．
５から垂直に延ばした線との交点によって決まる。

４５°となる。このような状態で、所望の一定電力を維
持するには、タンク回路電圧は１．４（単位法）となる
が、同相電流は０．７Ｃ単位法）となる。

このような状態での電流と電圧との積は電力１となり、
１の電力を維持するという目的と合致する。

コンダクタンスが変化すると、定電力を保証するに必要
な位相角φの値も変化し、その絶対値は第５図から確か
められる。

第６図は、電流と電圧との位相角が負荷のコンダクタン
スの変動に応答して変わり、定電力が供給されるように
この発明の上述した方法を実施するインバータ点弧制御
回路２０のブロック図を示している。

タンク回路電圧及び電流を表わす帰還信号が計算回路網
２２に印加される。

この計算回路網２２は、電カドランスジューサ２４と電
圧自乗トランスジューサ２６とから成っており、これら
のトランスジューサはそれらの帰還信号を入力してそれ
に比例した信号を出力する。

電カドランスジューサ２４はタンク回路電圧及び負荷電
流双方を入力して電力に比例した信号を発生する一方、
電圧自乗トランスジューサ２６はタンク回路電圧だけを
入力している。

これらのトランスジューサ２４及び２６からの出力は計
算回路２８に印加され、この計算回路２８は負荷のコン
ダクタンスの関数として位相角を表わす誤差信号を発生
する。

すなわち、計算回路２８では、電カドランスジューサか
らの出力Ｐ（＝ＶＸＩ）と、トランスジューサ２６から
の出力Ｖ２Ｃ１からインダクタンスＧ（＝−＝Ｐ／Ｖ２
＝ＶＩ／Ｖ２）を計算し、且つ第５図のグラスより当該
コンダクタンスに対応する位相角φを求め、これを誤差
信号として出力している。

この誤差信号は位相角調整回路３０へ第１人力として印
加される。

負荷からの帰還信号は、位相角検出器３２にも入力され
ており、この位相検出器３２は負荷電流とタンク回路電
圧との位相角を表わす位相角調整回路３０への第２人力
を供給している。

負荷において適切な電力値が得られるように選択された
基準入力信号が位相角調整回路３０への第３人力を形成
している。

計算回路網２２からの誤差信号は基準位相角と加算又は
減算され、これら２つの入力の和が負荷回路における検
出された位相角と比較される。

位相角調整回路３０からの補正出力は比較回路に供給さ
れるが、この補正出力は、所望の電力レベルを保証する
に必要な適切な位相角から位相角に関するあらゆる誤差
を直接指示することとなる。

すなわち、負荷のコンダクタンスが変動すると、位相角
を変えてその変動をなくす必要がある。

計算回路網２２は適切な補正係数（誤差信号）を発生し
、これはまず一定の基準位相角入力と加算された後、負
荷における電流と電圧との実際の位相角と比較される。

これによって比較器３４への補正出力が得られる。

一例として、第５図のＧの関数として■、及び■Ｔ の
関数から求められる負荷に供給すべき適当な電力値を得
るには３０００位相角φが必要であるとする。

３０°に相当する電圧が、位相角調整回路３０への基準
位相角入力として印加される。

位相角検出回路３２は、負荷において定められる電圧と
電流とのこの位相角３０°を検出する一方、計算回路網
２２は補正係数を出力するが、これはコンダクタンスが
変化しない場合は零となる。

従って補正信号は何も発生しない。

もし負荷のコンダクタンスが減少すると、確立された、
すなわち必要な電力を負荷に供給するためにはより大き
な位相角が必要である。

この新しいコンダクタンスＧの関数としての位相角φの
増加は、計算回路網２２によって計算され、これを示す
信号が位相角調整回路３０に供給される。

位相角検出回路３２は３０００位相角を検出し続ける。

従って、計算回路網２２からの信号が基準位相角３０°
に加算され、かつ検出された３０００位相角と比較され
ると、誤差を表わす補正信号が比較器３４に入力されて
インバータサイリスタの点弧開始時点を変える。

サイリスタの点弧タイミングを変えることにより、第２
図に示されるインバータ電流の零交差点とタンク回路電
圧の零交差点とのずれはより大きくなり、位相角φを増
加させる。

コンダクタンスが減少したことにより、必要な、より大
きい値に位相角をいったん調整すると、計算回路網２２
からの補正信号と基準位相角入力信号との和は、コンダ
クタンスが更に変動するまで位相角検出器３２からの検
出された位相角信号と再びつり合〉こととなる。

位相角制限回路３６は、最小位相角を設定するものであ
り、この最小位相角は、計算回路がブリッジサイリスタ
を小さ過ぎる位相角φで点弧しないようにインバータサ
イリスタの最小ターンオフ時間に合わせたものである。

この位相角制限回路３６はタンク回路電圧帰還信号を入
力し、比較器３４に対し、許容できる最小の位相角を表
わす一定の所定値を有する出力信号を供給する。

位相角調整回路３０からの出力が位相角制限回路３６の
出力より大きいなら、位相角調整回路３０からの出力に
より比較器３４はサイリスタの点弧時間の開始を調節す
るパルスを発生する。

この最小の許容できる値を越えた場合には、位相角制限
回路３６が位相角調整回路３０からの出力信号を無効に
し、比較器３４は最小ターンオフ時間を表わすパルスを
発生する。

比較器３４からのパルスは、サイリスタのゲート電極へ
適切な点弧信号を送るパルス増幅器３８で増幅される。

最大位相角を設定するための選択的（任意）な位相角制
限回路４０を設けてもよく、これは第６図に点線で示さ
れている。

もし、例えば、位相角が増加して、回路素子に関する最
大電圧定格を越える値までになった場合には、最大位相
角制限回路４０が無効信号を比較器３４に供給する 従
って、位相角はインバータ素子に十分なターンオフ時間
を保証するように選ばれた所定の最小値と最大値との間
を変化するとともにインバータ素子の両端に過度の電圧
が発生しないようにすることができる。

動作に関しては、第６図に示された実施例は、定電力が
負荷回路に送られるようにする簡潔でしかも高効率の方
法を提供するものである。

所定の動作モードに対しては、必要な電力を簡単に求め
ることができる。

従って、■８及びｖＴの適当な値は第５図のグラフから
所定の負荷コンダクタンスについて確かめることができ
る。

これにより、この電力に相当する適切な位相角φを定め
ることができ、この位相角に比例した信号を位相角調整
回路３０への基準位相角入力として供給する。

動作サイクル中、位相角検出回路３２は負荷の電圧と電
流との実際の位相角を監視するとともに計算回路網２２
がコンダクタンスの関数として位相角φを計算する。

コンダクタンスが変化すると、位相角、負荷へ確立され
た必要な電力を送るのに適当な値にはもはやなく、誤差
信号が計算される。

この誤差信号は基準角と加算され、かつ、検出された値
と比較されて比較器３４へ信号を出力する。

この信号はブリッジサイリスタの点弧開始時点を調節し
て位相角制限回路３６及び４０によって許容された所定
の最小値と最大値との間の位相角関係を変化させる。

第１図は、この発明の方法を実施するための点弧制御回
路の別の実施例を示すブロック図である。

第７図の回路は、負荷回路ＩＴに定電力が送られるよう
にした閉ループ調整器５０である。

この閉ループ調整器５０は、負荷の電力を求め、かつ、
それに比例した出力信号を発生するために、負荷電流帰
還信号及びタンク回路電圧帰還信号を入力する電カドラ
ンスジューサ５２を備えている。

この電力信号は電力（ＫＷ）調整器５４への入力信号と
して送られ、電力調整器５４では、負荷に送るべき所望
の所定電力に比例した基準信号も入力している。

電力調整器５４は電力（ＫＷ））ランスジューサ５２か
らの検出された電力信号と基準信号とを比較して、位相
角検出回路５６へ入力される誤差信号を出力する。

最小及び最大位相角制限回路５８及び６０は、それぞれ
、第６図の実施例と同様に設けられており、所定の位相
角範囲の限界を越える場合、位相角制御回路５６に送ら
れる誤差信号を無効にする。

誤差信号が許容範囲内にある場合には、位相角制御回路
５６から出力パルスが発生されて、ブリッジサイリスタ
のゲート電極に印加される前にパルス増幅器６２で噌幅
される。

第７図の閉ループ調整器５０は、タンク回路電圧と電流
との位相角が計算されずに予め定められた基準値と比較
される限りにおいては第６図の装置と動作が異なってい
る。

むしろ、電力調整器５４へ入力される基準電力によって
点弧制御回路に課される要求を満足するためには、位相
角はより大きくか或いは小さくかのいずれかに変化する
。

しかしながら、実際の効果は、負荷のコンダクタンスが
変わるとき、ブリッジサイリスタの点弧時へ従って電圧
と電流の位相角関係を変えることによって定電流■が負
荷に供給されるという点で同じである。

以上説明した本発明によれば、コンダクタンスの変化に
対応してインバータの位相角を調整しているので、■滑
らかで且つ連続した精度の高い定電力制御が可能であり
、■周波数を変えることなく（周波数が変化すると負荷
によっては加熱特性が変化し好ましくない）電力を一定
にでき、更に、■機械式でないので瞬時の制御ができ故
障が少なく保守も容易であり且つ経済的である、という
効果を奏する。

以上、この発明をいくつかの好ましい実施例に関して説
明して来たが、この他にもいろいろな交換、変形、変更
及び省略が、この発明の思想から逸脱せずに行なえるこ
とは当業者に明らかなことであろう。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明における制御回路を示すブロック図、
第２図は負荷電流及びタンク回路の両端の電圧波形を示
すグラフ、第３図は誘導加熱・溶解炉において通常経験
する電力変動を示すグラフ、第４図は位相角の関数とし
てタンク回路電圧及び負荷電流の同相及び無効成分との
関係を示すグラフ、第５図はコンダクタンスが変化する
ときの位相角、タンク回路電圧、及び同相電流の関係（
直流電流及び電圧は一定）を示すグラフ、第６図はこの
発明の制御回路及びこれとともに用いられる制限回路に
用いられる点弧回路を示すブロック図、及び第７図はこ
の発明による点弧回路の別の実施例を示すブロック図、
である。 １４・・・・・・インバータ、１７・・・・・・タンク
回路、１８・・・・・・炉、２０・・・・・・インバー
タ点弧制御回路、２２・・・・・・計算回路網、３０・
・・・・・位相角調整回路、３２・・・・・・位相角検
出回路、３６． ４０． ５８゜６０・・・・・・位相
角制限回路、３４・・・・・・比較器。 伺、図中同一符号は同−又は相当部分を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 可制御コンバータと、誘導加熱・溶解炉に電力を供
   給する並列共振回路インバータと、によって制御され広
   範囲なコンダクタンス変動に応答できる前記誘導加熱・
   溶解炉の電力制御装置において、 前記可動制御コンバータによって制御できない負荷変動
   領域で前記コンダクタンスの変動に応答して前記インバ
   ータの位相角を調整することにより電力を一定に保ち前
   記可制御コンバータの直流電流を一定に維持する手段と
   、前記位相角を所定最小値に制限する制限手段と、を備
   えたことを特徴とする誘導加熱・溶解炉の電力制御装置
   。 ２ 電力を予め定められた値に自動的に維持するために
   閉ループ電力調整器が設けられている特許請求の範囲第
   １項記載の誘導加熱・溶解炉の電力制御装置。 ３ 前記位相角が所定最大値に制限される特許請求の範
   囲第１項記載の誘導加熱・溶解炉の電力制御装置。 ４ 前記位相角が所定最大値に制限される特許請求の範
   囲第２１項記載の誘導加熱・溶解炉の電力制御装置。 ５ 可制御コンバータと、コンダクタンスが変化する誘
   導加熱・溶解炉に接続された並列共振回路インバータと
   によって電力を一定に制御する方法であって、 前記可制御コンバータによって制御できない負荷変動領
   域で前記炉のコンダクタンスの変動に応答して前記イン
   バータの位相角を調整して前記可制御コンバータの直流
   電流を一定に維持する工程と、 前記位相角の最小値を制限する工程と、を備えたことを
   特徴とする方法。 ６ 電力が、予め定められた値に自動的に維持される特
   許請求の範囲第５項記載の方法。 ７ 前記位相角が所定最大値に制限される特許請求の範
   囲第５項記載の方法。 ８ 前記位相角が所定最大値に制限される特許請求の範
   囲第６項記載の方法。