JPS5845523A - Photometric circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、測光回路、更に詳しくは、複数の測光用受光
素子から１つの演算増幅器を通じて選択的に測光出力を
とり出すようにした測光回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a photometric circuit, and more particularly, to a photometric circuit that selectively extracts photometric outputs from a plurality of photometric light receiving elements through one operational amplifier.
周知のように、異なった受光分布特性を有する複数の受
光素子（例えば、カメラのスポット測光用受光素子と平
均測光用受光素子）、または、異なった測光光学系に配
置された複数の受光素子（例えば、カメラのＴＴＬ開放
測光用受光素子とＴＴＬフィルム面反射測光用受光素子
）のうち、いずれか１つの受光素子を選択的に増幅回路
に接続し、この受光素子の測光に基づく測光出力を得た
い場合には、従来は、（１）受光素子を切り換える手段
、または、（２）出力を切り換える手段のいずれか一方
の手段が採られていた。上記（１）の受光素子を切り換
える手段は、第１図に示すように、複数（図においては
２個）の受光素子８ＰＤ、 、 ８ＰＤ、と、１つの増
幅回路ハ伊、とを切換スイッチＳＷ、を介して接続し、
この切換スイッチ歴、の切換操作に応じて、受光素子Ｓ
ＰＤ、または８ＰＤ、から選択的に測光出力をとり出す
ようにしたものである。また、上記（２）の出力を切り
換える手段は、第２図に示すよ５に、各受光素子８ＰＤ
＋ 、 ５ＰＤｔに対してそれぞれ増幅回路ＡＭＰ、
。As is well known, a plurality of light receiving elements having different light receiving distribution characteristics (for example, a light receiving element for spot photometry and a light receiving element for average photometry in a camera), or a plurality of light receiving elements arranged in different photometry optical systems ( For example, one of the photodetectors (photodetector for TTL open photometry and photodetector for TTL film surface reflection photometry) of a camera is selectively connected to an amplifier circuit, and a photometric output based on the photometry of this photodetector is obtained. Conventionally, when this is desired, either (1) means for switching the light-receiving element or (2) means for switching the output has been adopted. As shown in FIG. 1, the means for switching the light-receiving elements in (1) above is a switch SW for switching between a plurality of (two in the figure) light-receiving elements 8PD, 8PD, and one amplifier circuit. , connect via,
According to the switching operation of this changeover switch history, the light receiving element S
The photometric output is selectively extracted from the PD or 8PD. Further, the means for switching the output in the above (2) is as shown in FIG.
+ , amplifier circuit AMP for 5PDt,
.
ＡＭＰ３を接続し、各増幅回路ＡＭＰ、 、ＡＭＰ、の
出力端に切換スイッチＳＷ、を接続して、この切換スイ
ッチＳＷ２の切換操作に応じて、いずれが１つの増幅回
路ＡＭＰ、またはＡＭＰ３からの測光出力を選択的に用
いるようにしたものである。AMP3 is connected, and a changeover switch SW is connected to the output terminal of each amplifier circuit AMP, , AMP, and depending on the switching operation of this changeover switch SW2, which one of the amplifier circuits AMP or AMP3 can be used for photometry. The output is used selectively.
しかし、上記（１）の手段は、非常にインピーダンスの
高い増幅回路ＡＭＰ 、の入力端がわでスイッチングを
行なうことになるので、切換スイッチｓｗ１そのものに
高い信頼性と接触効率が求められてコストが高くなると
共に、切換スイッチｓｗ、へのノイズの乱入、リーク電
流の影響、接触不良等の困難な種々の問題が発生すると
いう欠点があった。また、上記（２）ノ手段は、各受光
素子ＳＰＤ、 、 ＳＰＤ、 Ｋ対してそれぞれ増幅回
路ＡＭＰ２ 、 ＡＭＰｓを必要とするので、測光回路
が大型かつ複雑化すると共に、各増幅回路ＡＭＰｚ 、
ＡＭＰｓの特性を合わせるのが困難であり、各増幅回
路ＡＭＰ、、ＡＭＰＳの特性のバラツキが受光特性のバ
ラツキとして影響してくるという不都合があった。However, in the above method (1), switching is performed at the input end of the amplifier circuit AMP, which has a very high impedance, so the changeover switch sw1 itself is required to have high reliability and contact efficiency, resulting in high cost. As the height increases, various problems such as noise intrusion into the selector switch sw, influence of leakage current, poor contact, etc. occur. Furthermore, since the above means (2) requires the amplifier circuits AMP2 and AMPs for each of the light receiving elements SPD, SPD, and K, the photometry circuit becomes large and complicated, and each amplifier circuit AMPz,
It is difficult to match the characteristics of the AMPs, and variations in the characteristics of the amplifier circuits AMP, .
本発明の目的は、上述の点に鑑み、複数の差動増幅回路
を有する測光用演算増幅器の定電流バイアス回路を、外
部信号で切り換えられるようにし、これに応じてそれぞ
れの受光素子の測光に基づく測光出力を選択的に得るこ
とができるようにした測光回路を提供するにある。In view of the above-mentioned points, an object of the present invention is to enable a constant current bias circuit of a photometric operational amplifier having a plurality of differential amplifier circuits to be switched by an external signal, and to adjust the photometry of each photodetector accordingly. An object of the present invention is to provide a photometric circuit that can selectively obtain photometric output based on the present invention.
本発明によれば、演算増幅器の定電流バイアス回路を外
部信号で切り換えて測光する受光素子を選択するように
したので、比較的低インピーダンスの点でスイッチング
を行なうことになり、ノイズ、リーク電流、接触不良等
の問題が生ずるおそれが少ない。According to the present invention, since the constant current bias circuit of the operational amplifier is switched by an external signal to select the photodetector for photometry, switching is performed at a relatively low impedance point, which reduces noise, leakage current, and There is little risk of problems such as poor contact.
また、演算増幅器はモノリシックに製造されるので各差
動増幅回路の特性のマツチングがきわめて容易に、かつ
高精度に行なえる。Furthermore, since the operational amplifier is manufactured monolithically, the characteristics of each differential amplifier circuit can be matched very easily and with high precision.
以下、本発明を図示の実施例に基づいて説明する。Hereinafter, the present invention will be explained based on illustrated embodiments.
第３図は、本発明に係る測光回路を示しており、この測
光回路は、シリコンフォトダイオードでなる２つの測光
用受光素子ＳＰＤ、 、 ５ＰＤ２を、モノリシックＩ
Ｃチップで形成された演算増幅器０Ｐ１（図において、
測光用受光素子ＳＰＤ、 、 ＳＰＤ、以外の部分）に
それぞれ接続して構成されている。上記両受光素子ＳＰ
Ｄ、 、 ＳＰＤ、は、カソードを演算増幅器ＯＰ１の
非反転入力端となる、基準電圧Ｖｎｙを印加された第３
のＭＯ８型電界効果トランジスターＱ。FIG. 3 shows a photometric circuit according to the present invention, in which two photometric light receiving elements SPD, 5PD2 made of silicon photodiodes are connected to a monolithic I.
Operational amplifier 0P1 formed of a C chip (in the figure,
The light receiving element for photometry (portions other than SPD, , and SPD) is connected to each other. Both light receiving elements SP
D, , SPD, the cathode of which is the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1, is connected to the third terminal to which the reference voltage Vny is applied.
MO8 type field effect transistor Q.
のベースにそれぞれ接続されており、一方の受光素子Ｓ
ＰＤ、のアノードは、演算増幅器ＯＰ、の一方の反転入
力端となる第１のＭＯ８型電界効果トランジスターＱ、
のベースに、また、他方の受光素子ＳＰＤ、のアノード
は、演算増幅器ＯＰ、の他方の反転入力端となる第２の
ＭＯ８型電界効果トランジスターＱ、のベースに、それ
ぞれ接続されている。are connected to the base of one of the light receiving elements S.
The anode of PD is a first MO8 field effect transistor Q, which serves as one inverting input terminal of an operational amplifier OP.
The anode of the other light receiving element SPD is connected to the base of a second MO8 field effect transistor Q, which serves as the other inverting input terminal of the operational amplifier OP.
上記第１ないし第３の電界効果トランジスターＱ１〜Ｑ
３は、ソースを抵抗Ｒ１〜Ｒ８をそれぞれ通じて接地電
位ＧＮＤにある動作電圧供給ラインＬ、に接続されてお
り、また、ドレインを動作電圧ＶＤＤを供給する動作電
圧供給ラインドにそれぞれ接続されている。そして、第
１の電界効果トランジスターＱ１のソース・は、演算増
幅器ｏＰｌの一方の差動増幅回路を形成するトランジス
ターＱａ 、 Ｑ、の、他方のトランジスターＱ７のベ
ースに接続されている。The first to third field effect transistors Q1 to Q
3 has its sources connected to the operating voltage supply line L at the ground potential GND through resistors R1 to R8, respectively, and its drains connected to the operating voltage supply line L, which supplies the operating voltage VDD, respectively. . The source of the first field effect transistor Q1 is connected to the base of the other transistor Q7 of the transistors Qa and Q forming one differential amplifier circuit of the operational amplifier oPl.
また、第２の電界効果トランジスターＱ２のソースは、
演算増幅器ＯＰ、の他方の差動増幅回路を形成するトラ
ンジスターＱ、 、 Ｑ、の、他方のトランジスターＱ
、のベースに接続されている。さらに、第３の電界効果
トランジスターＱ３のソースは、一方の差動増幅回路を
形成するトランジスターＱ、 、 Ｑ、の、一方のトラ
ンジスターＱ、のベース、および他方の差動増幅回路を
形成するトランジスターＱｓ 、 Ｑ、の、一方のトラ
ンジスターＱ８のベースに、それぞれ接続されている。Further, the source of the second field effect transistor Q2 is
The other transistor Q of the transistors Q, , Q, forming the other differential amplifier circuit of the operational amplifier OP,
, connected to the base of. Further, the source of the third field effect transistor Q3 is connected to the base of one transistor Q of transistors Q, , Q, forming one differential amplifier circuit, and the transistor Qs forming the other differential amplifier circuit. , Q, are connected to the base of one transistor Q8, respectively.
上記トランジスターＱａ 、 Ｑ７は、それぞれＮＰＮ
型トランジスターで形成されていて、一方のトランジス
ターＱ６のコレクタは、トランジスターＱ２０と共にカ
レントミラー回路を形成するトランジスター Ｑ、のコ
レクタおよびベースに接続され、他方のトランジスター
Ｑ７のコレクタは、トランジスターＱｚ＋と共にカレン
トミラー回路を形成するトランジスターＱ、のコレクタ
およびベースに接続されている。そして、両トランジス
ターＱｅ 、 Ｑ、のエミッタは互いに接続されて、ト
ランジスターＱｕのコレクタに接続されている。また、
トランジスターＱ、 、 Ｑ、は、それぞれＮＰＮ型ト
ランジスターで形成されていて、一方のトランジスター
Ｑ８のコレクタは、上記トランジスターＱ４のコレクタ
およびベースに、他方のトランジスターＱ、のコレクタ
は、上記トランジスターｑのコレクタおよびベースに、
それぞれ接続されている。そして、両トランジスターＱ
、、Ｑ、のエミッタは互いに接続されて、トランジスタ
ーＱ＋ｏのコレクタに接続されている。The above transistors Qa and Q7 are each NPN
The collector of one transistor Q6 is connected to the collector and base of a transistor Q, which forms a current mirror circuit together with a transistor Q20, and the collector of the other transistor Q7 forms a current mirror circuit together with a transistor Qz+. is connected to the collector and base of a transistor Q, forming a The emitters of both transistors Qe and Q are connected to each other and to the collector of the transistor Qu. Also,
The transistors Q, , Q, are each formed of an NPN type transistor, and the collector of one transistor Q8 is connected to the collector and base of the transistor Q4, and the collector of the other transistor Q is connected to the collector and base of the transistor q. On the base,
each connected. And both transistors Q
, ,Q, are connected together and to the collector of transistor Q+o.
上記トランジスターＱ＋ｏ ＋ Ｑ＋＋は、それぞれＮ
ＰＮ型トランジスターで形成されており、トランジスタ
ーＱＩＯのエミッタは動作電圧供給ラインＬ、に接続さ
れていて、ベースは同トランジスターＱｓｏと共にカレ
ントミラー回路を形成するトランジスタ”−Ｑ、＜のベ
ースおよびコレクタに接続されている。The above transistors Q+o + Q++ are each N
It is formed of a PN type transistor, and the emitter of the transistor QIO is connected to the operating voltage supply line L, and the base is connected to the base and collector of the transistor "-Q", which forms a current mirror circuit together with the same transistor QSO. has been done.
また、トランジスターＱ＋ｏのベースは、ＮＰＮ型のバ
イアス制御用スイッチングトランジスターＱＣｓのコレ
クタにも接続されている。このスイッチングトランジス
ターＱ＋ｓは、エミッタがラインＬ１に、ベースが抵抗
Ｒ４を通じてインバーターＩＮ、の出力端に接続されて
おり、インバータ＝ＩＮ１の入力端には、演算増幅器Ｏ
Ｐ、の制御信号入力端（図示せず）を通じて、バイアス
切換制御信号Ｓｃが印加されている。一方、トランジス
ターＱｕは、そのエミッタを動作電圧供給ラインＬ１に
接続され、ベースを同トランジスターＱ１１と共にカレ
ントミラー回路を形成するトランジスターＱ＋ｏのベー
スおよびコレクタに接続されている。また、トランジス
ターＱ＋＋のベースは、ＮＰＮ型のバイアス制御用スイ
ッチングトランジスターＱ、ｔのコレクタにも接続され
ている。このスイッチングトランジスターＱ、２は、エ
ミッタがラインＬ、に接続されており、ベースには抵抗
Ｒ６を通じてバイアス切換制御信号Ｓｃが印加されるよ
うになりている。Further, the base of the transistor Q+o is also connected to the collector of an NPN type bias control switching transistor QCs. This switching transistor Q+s has an emitter connected to line L1, a base connected to the output terminal of an inverter IN through a resistor R4, and an operational amplifier O
A bias switching control signal Sc is applied through a control signal input terminal (not shown) of P. On the other hand, the transistor Qu has its emitter connected to the operating voltage supply line L1, and its base connected to the base and collector of a transistor Q+o forming a current mirror circuit together with the transistor Q11. Further, the base of the transistor Q++ is also connected to the collectors of the NPN type bias control switching transistors Q and t. The emitter of the switching transistor Q,2 is connected to the line L, and the bias switching control signal Sc is applied to the base through the resistor R6.
上記トランジスターＱ１４およびＱｌｌｌは、共にＮＰ
Ｎ型トランジスターで形成されていて、エミッタをライ
ンＬ、にそれぞれ接続されると共に、コレクタをトラン
ジスターＱ０およびＱｌｌｌのコレクタにそれぞれ接続
されている。トランジスターＱ＋ｓ ＋ Ｑ＋ｅは、共
にＰＮＰ型トランジス・ターで形成されていて、エミッ
タをラインＬ、にそれぞれ接続され、ベースな抵抗Ｒ６
と共に定電流回路を形成するラテラルＰＮＰ型トランジ
スターＱｌ？のベースにそれぞれ接続されている。この
トランジスターＱ＋７は、そのエミッタをラインＬ２に
接続され、コレクタを抵抗Ｒ０を通じてラインＬ１に接
続されている。また、トランジスターＱ＋７のベースお
よびコレクタには、同トランジスターＱｌ？の電流増幅
率ｈＦ’Ｅを補償するためのサブストレートＰＮＰ型ト
ランジスターＱｔａのエミッタおよびべ−スが接続され
ており、トランジスターＱｓａのコレクタはラインＬ、
に接続されている。このトランジスターＱｗｓは、トラ
ンジスター ＱＩＳ ＋ Ｑ＋ａ ｐ Ｑ＋ｙ のベー
ス電流をエミッタ電流で供給するように構成されており
、精度の高いカレントミラー回路を実現する役目をして
いる。The transistors Q14 and Qlll are both NP
It is formed of an N-type transistor, and has its emitter connected to line L, and its collector connected to the collectors of transistors Q0 and Q11, respectively. The transistors Q+s + Q+e are both formed of PNP type transistors, and have their emitters connected to the line L and the base resistor R6.
A lateral PNP transistor Ql? forms a constant current circuit together with Ql? are connected to the base of each. This transistor Q+7 has its emitter connected to line L2, and its collector connected to line L1 through resistor R0. Also, the base and collector of transistor Q+7 are connected to the same transistor Ql? The emitter and base of a PNP transistor Qta are connected to the substrate for compensating the current amplification factor hF'E, and the collector of the transistor Qsa is connected to the line L,
It is connected to the. This transistor Qws is configured to supply the base current of the transistor QIS + Q+a p Q+y as an emitter current, and serves to realize a highly accurate current mirror circuit.
他方、上記トランジスターＱ、 、 Ｑ、は、共にＰＮ
Ｐ型のトランジスターで形成されており、エミッタはラ
インＬ、にそれぞれ接続されている。また、ベースは、
トランジスターＱｚｏおよびＱ２１のベースにそれぞれ
接続されている。トランジスターＱ２゜、Ｑ□は、ＰＮ
Ｐ２１）ランシスターで形成されていて、エミッタはラ
インＬ２にそれぞれ接続されており、トランジスターＱ
、。のコレクタは、トランジスターＱｚｔのコレクタお
よびベースに、トランジスターＱｚｔのコレクタは、ト
ランジスターＱｔｓのコレクタおよびトランジスターＱ
！４のベースに、それぞれ接続されている。ＮＰＮ型の
トランジスターＱ２□とＱｚｓとは、互いにベースを接
続されてカレントミラー回路を形成しており、両トラン
ジスターＱ２．。On the other hand, the above transistors Q, , Q, are both PN
They are formed of P-type transistors, and their emitters are connected to line L, respectively. Also, the base is
Connected to the bases of transistors Qzo and Q21, respectively. Transistors Q2゜, Q□ are PN
P21) formed of run sisters, the emitters of which are connected to the line L2, and the transistor Q
,. The collector of transistor Qzt is connected to the collector and base of transistor Qzt, and the collector of transistor Qzt is connected to the collector of transistor Qts and to the base of transistor Qzt.
! Each is connected to the base of 4. NPN type transistors Q2□ and Qzs have their bases connected to each other to form a current mirror circuit, and both transistors Q2. .
Ｑｔｓのエミッタはそれぞれう゛インＬ、に接続されて
いる。また、ＮＰＮ型のトランジスターＱｔａのコレク
タは、抵抗Ｒ１を通じてラインＬ、に接続されていると
共に、発振防止用の位相補償コンデンサーＣ１を介して
ベースに接続されており、エミッタはラインＬ１に接続
されている。The emitters of the Qts are connected to the pin L, respectively. The collector of the NPN transistor Qta is connected to the line L through a resistor R1, and the base is connected through a phase compensation capacitor C1 for preventing oscillation, and the emitter is connected to the line L1. There is.
上記トランジスターＱ、４のコレク、りがわは、演算増
幅器ＯＰ、の出力端となりてホ゛す、対数圧縮トランジ
スターＱ□、Ｑ、６のエミッタがそれぞれ接続されてい
る。対数圧縮トランジスターＱｔ＊ ｔ Ｑｔａは、Ｎ
ＰＮ 型トランジスターで形成されていて、互いのベー
スを接続されていると共に、コレクタを上記受光素子Ｓ
Ｐ、Ｄ、 、 ５ＰＤ２のアノードにそれぞれ接続され
ている。また、両トランジスターＱ２５ ＋ Ｑ２．６
の互いに接続されたベースは、上記第３の電界効果トラ
ンジスターＱ３のベースに接続されていて、基準電圧Ｖ
ＲＥＦの印加を受けている。The collectors and rear ends of the transistors Q, 4 are connected to the emitters of logarithmic compression transistors Q, Q, 6, respectively, which serve as the output terminals of the operational amplifier OP. The logarithmic compression transistor Qt* t Qta is N
They are formed of PN type transistors, their bases are connected to each other, and their collectors are connected to the light receiving element S.
P, D, , 5 are connected to the anodes of PD2, respectively. Also, both transistors Q25 + Q2.6
The bases connected to each other are connected to the base of the third field effect transistor Q3, and the reference voltage V
REF is applied.
以上のように、本発明の測光回路は構成されている。As described above, the photometric circuit of the present invention is configured.
次に、この測光回路の動作について説明する。Next, the operation of this photometric circuit will be explained.
本測光回路は、演算増幅器ＯＰ、の制御信号入力端に印
加されるバイアス切換制御信号Ｓｃの高低に応じて、測
光状態となる受光素子ＳＰＤ、 、 ５ＰＤ２が切り換
えられるので、上記バイアス切換制御信号Ｓｃがロウレ
ベル（以下、゛Ｌルベルと記す。）の場合と、ハイレベ
ル（以下、°Ｉ］ルベルと記す。）の場合とに別けて動
作を説明する。In this photometric circuit, the photodetecting elements SPD, 5PD2, which are in the photometric state, are switched depending on the level of the bias switching control signal Sc applied to the control signal input terminal of the operational amplifier OP. The operation will be explained separately for the case where the signal is at a low level (hereinafter referred to as "L level") and the case where it is at a high level (hereinafter referred to as "°I" level).
（ａ） バイアス切換制御信号Ｓｃが゛Ｌルベルの場
合。(a) When the bias switching control signal Sc is "L level".
この場合には、信号Ｓｃを受けてトランジスターＱ＋２
がオフとなり、また、インバーターＩＮ、からの信号Ｓ
ｃの反転出力を受けてトランジスターＱ１ｓがオンする
。トランジスターＱ＋３がオンすることにより、トラン
ジスターＱＩ４ ＋ Ｑ＋。が零バイアスされてオフと
なり、トランジスターＱ、 、 Ｑ、でなる第２の差動
増幅回路が定電流バイアスされなくなって、不作動状態
となる。このため、トランジスターＱ。In this case, upon receiving the signal Sc, the transistor Q+2
is turned off, and the signal S from the inverter IN
Transistor Q1s turns on in response to the inverted output of c. When transistor Q+3 turns on, transistor QI4 + Q+. is zero-biased and turned off, and the second differential amplifier circuit made up of transistors Q, Q, Q, is no longer biased with a constant current and becomes inactive. For this reason, transistor Q.
のベースがソースに接続された電界効果トランジスター
Ｑ２は、次段以降に接続されていない状態となって、こ
のトランジスターＱ２のベースにアノードが接続された
他方の受光素子５ＰＤ２が、演算増幅器ＯＰ ｔから切
り離されたのと同等の状態となり、受光素子５ＰＤ２は
演算増幅器ＯＰ、の増幅動作に関与しなくなる。一方、
トランジスターＱ１２がオフすることにより、トランジ
スターＱ、。、Ｑｌ、がオンし、トランジスターＱ＋？
とＱ１６．およびトランジスターＱ１ｏとＱ、ｔ との
間のカレントミラー効果によってトランジスターＱ１１
には、トランジスターＱｌ？と抵抗Ｒ６とでなる定電流
回路に流れる電流Ｉｊと等しい定電流Ｉｊが流れる。よ
って、トランジスターＱａ ＋Ｑ、でなる第１の差動増
幅回路が定電流バイアスされて作動状態となり、両トラ
ンジスターＱａ 、 Ｑ７のベースがそれぞれソースに
接続された電界効果トランジスターＱａ 、 Ｑ、が次
段以降に接続された状態となって、このトランジスター
Ｑ、 、 Ｑ、のゲート間に接続された受光素子ＳＰＤ
、・が演算増幅器ｏＰ。The field effect transistor Q2, whose base is connected to the source, is not connected to the next stage or later, and the other light receiving element 5PD2, whose anode is connected to the base of this transistor Q2, is connected to the operational amplifier OPt. The state is equivalent to being disconnected, and the light receiving element 5PD2 does not participate in the amplification operation of the operational amplifier OP. on the other hand,
By turning off transistor Q12, transistor Q,. , Ql, turns on, and transistor Q+?
and Q16. and transistor Q11 due to the current mirror effect between transistor Q1o and Q,t.
The transistor Ql? A constant current Ij equal to the current Ij flowing through the constant current circuit consisting of the resistor R6 and the resistor R6 flows. Therefore, the first differential amplifier circuit consisting of transistors Qa + Q is biased with a constant current and becomes active, and the field effect transistors Qa and Q, in which the bases of both transistors Qa and Q7 are connected to their sources, respectively, are used in the next stage and subsequent stages. The light-receiving element SPD is connected between the gates of the transistors Q, , and Q.
, · are operational amplifiers oP.
の増幅動作に関与するようになる。即ち、受光素子８Ｐ
Ｄ、が測光状態となる。becomes involved in the amplification operation. That is, the light receiving element 8P
D is in the photometry state.
受光素子ＳＰＤ、が測光状態になると、電界効果トラン
ジスターＱ、 、 Ｑ、は、そのゲート電圧に応じたド
レイン電流を流し、抵抗Ｒ＋ 、 Ｒｓによって作られ
るソース電位が変化して、この電位がトランジスターＱ
６．Ｑｙのベースにそれぞれ印加される。よって、トラ
ンジスターＱ、、Ｑ、は、それぞれのペース電位に対応
したコレクタ電流Ｔ、、Ｔ、を発生させる。このコレク
タ電流１． 、 Ｉ２の和は、トランジスターＱｕに流
れる電流がＩｊとなるので、これと等しくなる。即ち、
Ｉｊ ＝ Ｉ、＋Ｉ２なる関係を満足する。なお、トラ
ンジスターＱ、 、 Ｑ、の特性が一致しているので、
両トランジスターＱａ 、 Ｑ７０ベース電位が等しい
ときには、Ｉ、 ＝ Ｉ、 ＝ Ｉｊ／２となる。When the photodetector SPD enters the photometric state, the field effect transistors Q, , Q, flow drain currents corresponding to their gate voltages, the source potential created by the resistors R+ and Rs changes, and this potential is applied to the transistor Q.
6. are respectively applied to the base of Qy. Therefore, transistors Q, ,Q, generate collector currents T, ,T, corresponding to their respective pace potentials. This collector current 1. , I2 is equal to Ij since the current flowing through the transistor Qu is Ij. That is,
The relationship Ij = I, +I2 is satisfied. Note that since the characteristics of transistors Q, , and Q are the same,
When the base potentials of both transistors Qa and Q70 are equal, I, = I, = Ij/2.
上記コレクタ電流１１． Ｉ、はトランジスター負荷Ｑ
４ ＋Ｑ、を通じて流れ、トランジスターＱ４ ｅ Ｑ
２０およびＱｓｔＱ２ ＋のカレントミラー効果で、ト
ランジスターＱ２０ ｅＱ２１のコレクタには、それぞ
れ電流Ｔ、 、 Ｉ２が発生する。トランジスターＱ、
。のコレクタ電流■、は、トランジスター負荷Ｑ２！を
通じて流れ、トランジスターＱ２□とＱ２３との間のカ
レントミラー効果により、トランジスターＱｚｓのコレ
クタには電流Ｉ。Collector current 11. I, is the transistor load Q
4 +Q, flows through transistor Q4 e Q
Due to the current mirror effect of 20 and QstQ2 +, currents T, , and I2 are generated in the collectors of transistors Q20 and Q21, respectively. transistor Q,
. The collector current of ■, is the transistor load Q2! Due to the current mirror effect between transistors Q2□ and Q23, a current I flows through the collector of transistor Qzs.
が流れることになる。従って、トランジスターＱ２１の
コレクタ電流Ｉ、とトランジスターＱｔｓのコレクタ電
流Ｉ、との差電流Ｉｔ Ｌは、トランジスターＱ２４
’）ベースに流れ込み、差電流Ｉ、 −Ｉ、 Ｋ応シ
たコレクタ電流を発生する。will flow. Therefore, the difference current It L between the collector current I of the transistor Q21 and the collector current I of the transistor Qts is
') flows into the base and generates a collector current corresponding to the difference currents I, -I, and K.
一方、受光素子８ＰＤ、に発生する光電流Ｉｐ、は、対
数圧縮トランジスターＱｚｓを通じて、演算増幅器ＯＰ
、の出力端であるトランジスターＱ！４のコレクタがわ
に流れ込む。今、演算増幅器ＯＰ、の非反転入力端であ
る第３の電界効果トランジスターＱ、のベースには基準
電圧ＶＲＥＦが印加されているので、演算増幅器ＯＰ、
は、対数圧縮トランジスターＱ２５でなる負帰還ループ
を通じて、作動状態である一方の反転入力端としての第
１の電界効果トランジスターＱ、のベース電位を、上記
基準電圧ＶＲＥＦとするような出力電圧Ｖａをトランジ
スターＱ２４のコレクタがわに発生する。即ち、演算増
幅器ＯＰ、は、負帰還ループを通じて非反転入力端を反
転入力端とイマジナルショート状態とするような出力電
圧Ｖａを発生する。この出力型ＥＥＶａが上記差電流１
２−１゜で制御されて平衡状態に落ち着くことは言うま
でもない。On the other hand, the photocurrent Ip generated in the light receiving element 8PD is transmitted to the operational amplifier OP through the logarithmic compression transistor Qzs.
, the output terminal of transistor Q! 4 collectors flow into the crocodile. Now, since the reference voltage VREF is applied to the base of the third field effect transistor Q, which is the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP, the operational amplifier OP,
The transistor outputs an output voltage Va such that the base potential of the first field effect transistor Q serving as one inverting input terminal in the active state becomes the reference voltage VREF through a negative feedback loop consisting of the logarithmic compression transistor Q25. The collector of Q24 suddenly occurs. That is, the operational amplifier OP generates an output voltage Va that brings the non-inverting input terminal into an imaginary short-circuit state with the inverting input terminal through a negative feedback loop. This output type EEVa is the difference current 1
Needless to say, it is controlled at 2-1° and settles into an equilibrium state.
上記出力電圧Ｖａは、トランジスターＱ２５０ベース・
エミッタ間のＰＮ接合における順方向電圧ＶＦが、周知
の如く、
ＩＰ：■５（ｅｑｖＦ／ｋＴ−１）０００００．（１）
なる関係式を満足するので、
Ｖａ＝ＶＲＥＦ ｖＦ
＝■ＲＥＦ一旦ｌ。（ＩＰ乃、＋□’）−（２）となる
。ただし、上記式（１） 、 （２）において、Ｉｓは
逆方向飽和電流、ｑは単位電荷、ｋはポルツマン定数、
Ｔは絶対温度を、それぞれ表わしている。The above output voltage Va is based on the transistor Q250.
As is well known, the forward voltage VF at the PN junction between the emitters is IP: 5 (eqvF/kT-1) 00000. (1)
Since it satisfies the relational expression, Va=VREF vF=■REF once l. (IP乃,+□′)−(2). However, in the above equations (1) and (2), Is is the reverse saturation current, q is the unit charge, k is the Portzmann constant,
T represents absolute temperature.
な特、他方の受光素子８ＰＤ２にも、その受光光量に応
じた光電流ＩＰ２が発生し、これが対数圧縮トランジス
ターＱ２６を通じてトランジスターＱ２４のコレクタが
わに流れ込んでいるが、演算増幅器ＯＰ。In particular, a photocurrent IP2 corresponding to the amount of light received is also generated in the other light receiving element 8PD2, and this flows into the collector of the transistor Q24 through the logarithmic compression transistor Q26, and the operational amplifier OP.
は出力インピーダンスがほぼ零に近いので、上記光電流
■、２は、他の外部流入電流と同様に、演算増幅器ＯＰ
、の出力電圧Ｖａになんらの影響も与えない。Since the output impedance of is almost zero, the above photocurrent
, has no effect on the output voltage Va of .
（ｂ） バイアス切換制御信号ＳＣが゛Ｈルベルの場
合、この場合には、信号ＳＣを受けてトランジスターＱ
１２がオンとなり、またインバーターＩＮ、からの信号
ＳＣの反転出力を受けてトランジスターＱ＋ｓがオフす
る。トランジスターＱ＋２がオンすることにより、トラ
ンジスターＱ１ｏ ＋ Ｑ＋ ｔがオフとなり、トラン
ジスターＱ、、Ｑ７でなる第１の差動増幅回路が定電流
バイアスされなくなって、不作動状態となる。(b) When the bias switching control signal SC is at the ゛H level, in this case, in response to the signal SC, the transistor Q
12 is turned on, and in response to the inverted output of the signal SC from the inverter IN, the transistor Q+s is turned off. When the transistor Q+2 is turned on, the transistor Q1o + Q+t is turned off, and the first differential amplifier circuit made up of the transistors Q, .
このため、トランジスターＱ７のベースがソースに接続
された電界効果トランジスターＱ１は、次段以降に接続
されていない状態となって、このトランジスターＱ１の
ベースにアノードが接続された一方の受光素子８ＰＤ、
が演算増幅器ＯＰ、から切り離さ算増幅器ＯＰ、の増幅
動作に関与しなくなる。一方、トランジスターＱ＋３が
オフすることにより、トランジスターＱ１４ ＋ Ｑ＋
ｏがオンし、トランジスターＱ１フ、Ｑ１．およびトラ
ンジスターＱ１４ ＋ Ｑ＋。との間のカレントミラー
効果によって、トランジスターＱ１゜には、定電流Ｉｊ
が流れる。従って、トランジスター Ｑ、 、 Ｑ、で
なる第２の差動増幅回路が定電流バイアスされて作動状
態となり、両トランジスターＱａ＋Ｑ９のベースがそれ
ぞれソースに接続された電界効果トランジスターＱ３．
Ｑ、が次段以降に接続された状態となって、このトラ
ンジスターＱ３． Ｑ２のゲート間に接続された受光素
子５ＰＤ２が演算増幅器ＯＰ１の増幅動作に関与するこ
とになる。即ち、受光素子５ＰＤ２が測光状態となる。Therefore, the field effect transistor Q1 whose base is connected to the source of the transistor Q7 is not connected to the next stage or later, and one of the light receiving elements 8PD whose anode is connected to the base of this transistor Q1,
is separated from the operational amplifier OP and no longer participates in the amplification operation of the operational amplifier OP. On the other hand, by turning off transistor Q+3, transistor Q14 + Q+
o turns on, transistors Q1 off, Q1. and transistor Q14 + Q+. Due to the current mirror effect between
flows. Therefore, the second differential amplifier circuit consisting of transistors Q, , Q, is biased at a constant current and becomes active, and the field effect transistors Q3, .
Q, is connected to the next stage and subsequent stages, and this transistor Q3. The light receiving element 5PD2 connected between the gates of Q2 is involved in the amplification operation of the operational amplifier OP1. That is, the light receiving element 5PD2 enters the photometric state.
このように、バイアス切換制御信号Ｓｃが゛Ｈ’レベル
となると、定電流バイアスされる差動増幅回路が第１の
差動増幅回路から第２の差動増幅回路に切り換えられ、
測光状態の受光素子が第１の受光素子５ＰＤ１から第２
の受光素子５ＰＤ２に切り換えられる。従って、以降は
、上記（ａ）の場合と同様に、演算増幅器ＯＰ、が対数
圧縮トランジスターＱ２６の負帰還ループを通じて、他
方の反転入力端である電界効果トランジスターＱ２のベ
ースと非反転入力端である電界効果トランジスターＱ３
のベースとをイマジナルショート状態とするような出力
電圧ｖｂを、出力端であるトランジスターＱ！４のコレ
クタがわに発生させる。この出力電圧ｖｂは、上記式（
２）と同様にして、
となる。In this way, when the bias switching control signal Sc becomes 'H' level, the constant current biased differential amplifier circuit is switched from the first differential amplifier circuit to the second differential amplifier circuit,
The light receiving element in the photometry state is the first light receiving element 5PD1 to the second light receiving element 5PD1.
The light receiving element 5PD2 is switched to the light receiving element 5PD2. Therefore, from now on, as in the case (a) above, the operational amplifier OP is connected to the base of the field effect transistor Q2, which is the other inverting input terminal, through the negative feedback loop of the logarithmic compression transistor Q26, and the non-inverting input terminal. Field effect transistor Q3
The output voltage vb that causes an imaginary short-circuit state with the base of the transistor Q! 4 collectors generate alligators. This output voltage vb is calculated by the above formula (
Similarly to 2), we get .
第４図は、本発明の他の実施例を示している。FIG. 4 shows another embodiment of the invention.
本実施例の測光回路は、上記第３図に示した実施例の回
路が、対数圧縮トランジスターＱ２５ ＊ Ｑ２６を含
めた形で演算増幅器ＯＰ１を１チツプのモノリシックＩ
ｃで形成するようにしていたのに対して、通常のように
対数圧縮トランジスターを含まない形で演算増幅器ＯＰ
２をＩｃ化した上で、対数圧縮ダイオードＤ、 、 Ｄ
２でなる帰還回路を外付けするようにしたものである。The photometric circuit of this embodiment is the same as the circuit of the embodiment shown in FIG.
In contrast, the operational amplifier OP was formed in a form that did not include a logarithmic compression transistor as usual.
2 into Ic, logarithmic compression diodes D, , D
The feedback circuit consisting of 2 is externally attached.
このようにしても、上記第３図に示した実施例の場合と
同様の作用、効果が得られることは言うまでもない。It goes without saying that even in this case, the same functions and effects as in the embodiment shown in FIG. 3 can be obtained.
第５図は、本発明の更に他の実施例を示している。本実
施例の測光回路は、２つの差動増幅回路を内蔵し、これ
に対応する２つの非反転入力端を設けた演算増幅器ＯＰ
３と、通常の演算増幅器ＯＰ４とを用いたもので、各差
動入力端に受光素子ＳＰＤ、。FIG. 5 shows yet another embodiment of the invention. The photometric circuit of this embodiment is an operational amplifier OP that incorporates two differential amplifier circuits and has two corresponding non-inverting input terminals.
3 and a normal operational amplifier OP4, and a light receiving element SPD at each differential input terminal.
ＳＰＤ、をそれぞれ接続された上記演算増幅器ＯＰ。The above-mentioned operational amplifiers OP are connected to SPD, respectively.
をボルテージフォロア接続し、この出力端を、非反転入
力端に基準電圧ＶＲＥＦに印加された上記演算増幅器Ｏ
Ｐ、の反転入力端に接続し、更に、演算増幅器ＯＰ４の
出力端と演算増幅器ＯＰ３の各非反転入力端との間に対
数圧縮ダイオードＤ、 、 Ｄ２を接続して帰還回路を
形成するようにしたものである。is connected as a voltage follower, and its output terminal is connected to the operational amplifier O whose non-inverting input terminal is applied to the reference voltage VREF.
A feedback circuit is formed by connecting logarithmic compression diodes D, , D2 between the output terminal of operational amplifier OP4 and each non-inverting input terminal of operational amplifier OP3. This is what I did.
このように構成した本実施例の測光回路においても、バ
イアス切換制御信号ＳＣを切り換えることによって、測
光状態となる受光素子ＳＰＤ’、、５ＰＤ２□
が選択的に切り換えられ、前記式（２）および（３）で
示す出力電圧Ｖａまたはｖｂが、演算増幅器ＯＰ４の出
力端に測光出力として得られることは言うまでもない。Also in the photometry circuit of this embodiment configured in this way, by switching the bias switching control signal SC, the light receiving elements SPD', , 5PD2□ which are in the photometry state are selectively switched, and the above formula (2) and ( It goes without saying that the output voltage Va or vb shown in 3) is obtained as a photometric output at the output terminal of the operational amplifier OP4.
なお、上記各実施例においては、差動増幅回路および受
光素子の数をそれぞれ２個としたが、これらが２個以上
であってもよいことは勿論である。In each of the above embodiments, the number of differential amplifier circuits and light receiving elements is two, but it goes without saying that the number of these may be two or more.
以上述べたように、本発明によれば、演算増幅器に複数
の差動増幅回路を設け、これを外部信号によって選択的
に定電流バイアスするようにしたので、明細書冒頭に述
べた従来の欠点を解消する、使用上甚だ便利な測光回路
を提供することができる。As described above, according to the present invention, a plurality of differential amplification circuits are provided in an operational amplifier, and these are selectively biased at a constant current by an external signal. It is possible to provide a photometry circuit that is extremely convenient to use and eliminates this problem.
第１図および第２図は、従来の測光回路における出力の
切換手段をそれぞれ示す電気回路図、第３図は、本発明
の一実施例を示す測光回路の詳細な電気回路図、
第４図は、本発明の他の実施例を示す測光回路の電気回
路図、
第５図は、本発明の更に他の実施例を示す測光回路の電
気回路図である。1 and 2 are electrical circuit diagrams showing output switching means in a conventional photometric circuit, FIG. 3 is a detailed electrical circuit diagram of a photometric circuit showing an embodiment of the present invention, and FIG. 4 is an electric circuit diagram of a photometric circuit showing another embodiment of the present invention, and FIG. 5 is an electric circuit diagram of a photometric circuit showing still another embodiment of the present invention.
Claims (1)
アスするための定電流バイアス回路と、この定電流バイ
アス回路を外部信号に応じて上記複数の差動増幅回路に
選択的に接続するバイアス制御用スイッチング回路とを
含んで形成された演算増幅器と、 この演算増幅器の、上記複数の差動増幅回路に対応する
差動入力端にそれぞれ接続された複数の測光用受光素子
と、 を具備することを特徴とする測光回路。[Claims] A plurality of differential amplifier circuits, a constant current bias circuit for biasing the differential amplifier circuits with a constant current, and a constant current bias circuit for biasing the plurality of differential amplifiers according to an external signal. an operational amplifier formed including a bias control switching circuit selectively connected to the circuit; and a plurality of photometering devices each connected to differential input terminals of the operational amplifier corresponding to the plurality of differential amplifier circuits. 1. A photometric circuit comprising: a light receiving element; and a photometric circuit.
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56144118A JPS5845523A (en) | 1981-09-11 | 1981-09-11 | Photometric circuit |
| US06/385,778 US4492858A (en) | 1981-09-11 | 1982-06-07 | Photometric circuit having a plurality of photoelectric transducer elements capable of being selectively enabled for photometry |
| DE3233633A DE3233633C2 (en) | 1981-09-11 | 1982-09-10 | Photometer circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56144118A JPS5845523A (en) | 1981-09-11 | 1981-09-11 | Photometric circuit |
Publications (1)
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|---|---|
| JPS5845523A true JPS5845523A (en) | 1983-03-16 |
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ID=15354607
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP56144118A Pending JPS5845523A (en) | 1981-09-11 | 1981-09-11 | Photometric circuit |
Country Status (3)
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| JP (1) | JPS5845523A (en) |
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