JPS5831645A - 直交変調方式モデムにおけるタイミング再生方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、直交変調方式モデムにおけるタイミング再
生方式に゛関し、夏に詳しくは、タイミング再生をディ
ジタル的に行なう方式に関するもの、である。

ＱＡＭ（Ｉ！交変調）方式は、例えば９６００ｂｐ＠て
、変調速度が２４００／−というように高速伝送を行う
ときに向いている。

以下、従来のＱＡＭ方式モデムのブロック図（第１図）
及びその動作説明用波形図（第２図）を参照して、タイ
ゼング再生方式を説明する。

第１図忙おいて、ＩＦｉ入力信号を示し、この入力信号
ＩＦｉ直交変調させているものとする。２ｔｉパンｈ％
　、４　　スフィルタ（Ｂ　Ｐ　Ｆ　）　を示スｅこの
Ｂ　Ｐ　Ｆ　２ｔｊ入力信号１に含まれるノイズを除去
する機能を有する。５Ｆｉ自動利得コントローラ（Ａｅ
ｃ）を示し、仁のＡＧＣ３Ｆｉ、ノイズカットされた信
号のゲインを回復する機能を有する。

ＡＧＣ５から出力された信号は、同期検波回路４．５へ
同時に供給される構成となっている。この同期検波回路
４．５Ｆｉ、受信ベースノンｒ信号を得るための回路で
ある。例えば、直交変調された信号が ｆ（ｔ）　　＝　　ｄｔ）Ｃｏｓｗａ、ｔ　　＋　　７
（１１）＠ｉｉ、ｙｃｔであるとすると、ｐｉｉＩ期検
波回路４ｉｊ、例えばｆ（ｓ）Ｋ　ＣＯ＠　眺ｔを掛け
る回路であり、同期検波回路５１ｄ　ｆ（ｔ）Ｋｓｉｎ
ｖｙωｃｔを掛ける回路である。即ち、その出力は、同
期検波回路４においてけ、となる。一方、同期検ｔｉｌ
向路５の出力は、となる。

そして、同期検波回路４の出力信号（（１）式で示され
る）は高調波成分をカットするローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）６に、同期検波回路５の出力信号（（２）式で示さ
れる）は高調波成分をカットする口／（スフィルタ（Ｌ
ＰＦ）７に夫々入力される。

このＬＰＦ６け高ｇ４１１ｉ をカットし、ＬＰＦ７Ｆｉ高調波 をカットする機能を有する。

出力信号Ｖｉｎ共となる。

このベースノンｒ信号からゼーレイＰ情報を得るため、
平をＢＰＦ８に、Ｘ−＋ｌ責ＢＰＦ９に入力する構成と
する。

の信号は、夫々絶対値回路（整流回路）１０．１１に入
力された後、加算器１２で加えられ、更に２４００Ｈｚ
のＢＰＦｌ　３に入力される。

この結果、１２００ＨｚのＢＰＦ８．９．絶対値回路１
０．１１、加算器１２．２４００ＨｚのＢＰＦｌ３より
成る送信２−レイト情報抽出部１４からは、第２図人の
ようなゼーレイト情報が２４００Ｈｚの正弦波として出
力される。便宜上これをアナログＩ−レイト情報と指称
する。

この−−レイト情報Ａｉｊ、位相比較器１５に入力され
る。この位相比較器１５は、分周器１７から出力される
方形波（第２図）Ｂとぜ−レイト情報Ａとの位相比較を
行い、その位相差をパルス幅とした信号を出力する回路
である。

この位相比較器１５から出力された信号に、スタッフ／
ディスタッフ制御回路１６へ供、給されると共に分局器
１７へ供給されるよう構成される。

スタッフ／ディスタッフ制御回路１６は１示せぬクロッ
ク発生器から高次のクロックを入力しており、位相比較
器１５から送られた信号に基づいて高次クロックのスタ
ッフ／ディスタッフ処理を行う回路である。ここで、ス
タッフ／ディスタッフ処理とけ、高次クロックに数ビッ
トのクロックを付加又は削除する処理をいう。

このようにして、スタッフ／ディスタッフ制御回路１６
から出力された蝦適なりロックは、分局器１７へ入力さ
れ、分局器１７Ｆｉ与えられたクロックを分周して位相
比較器１５へ７４−ドパツクするとともに、所定の周期
に分局した信号を、Ａ／Ｄ変換器１８にサンプリングパ
ルス（ｔＪＸ２ｈｃ　）　トして与え、更に、自′４Ｉ
Ｊ等化・判定スクランブラ回路１９へ自動等化・判定ス
クランブラ処理に必要な各種のクロックとして与える構
成となっている。

一方、位相比較器１５の出力信号は、分局器１７へ初期
設定用信号として入力される構成となっている。

以下、このモデムが７リーランニｌグ状態から初期設定
が行なわれ、その後同期が確立されるまでの動作を説明
する。

フリーラン＝ｙグ状態において１ｆ−１、ＬＰ１１から
出力されるｘ（ｔ）についてのアイパターンは、第２Ｆ
ｇＡＤの如くアイパターンの開閉を繰り返えしている。

一方、分局器１７もフリーラフ二ング状態で、をンプリ
／グパルスＣ１を出力しているから、ゼーレート情報人
のせ口点から見ると、位相差け・あることになる、この
ため１分周器１７から位′相比較器１５へ出力される分
局器１７の出力信号Ｂは、Ｉ−レイト情報Ａのゼロ点か
らｅ遅れた立ち上がりを生じる。

そこで、位相比較器１５の出力信号はｅに対応したノル
スとなり初期設定用信号として分局器１７に与えられる
。分局器１７けこれによって、分局器１７の出力信号を
９だけ早く立ち上げて出力する（第２図Ｐ点）。これに
より、位相差は無くなシ、Ａ　／　Ｄ変換器１８へ送ら
れるす／プリ／グツ９ルスＣ２の立ち上がるタイミング
もアイパター／Ｄの最大量のタイミングと一致する。従
って、ｘ（ｔ）のアイＪターン最大開時において、Ａ／
Ｄ変換器１８でけ、ディジタル化を行うことができる。

更に、ゼーレイト情報Ａが１周期を繰り返えす毎に、位
相比較器１５Ｆｉ＃−レイト情１ｉＡと分局器１７の出
力信号とから位相誤差に対応するパルスを作り出し、こ
れをスタッフ／ディスタッフｔｌｌｌｊ御回路１６へ出
力する。これによって、スタッフ／ディスタッフ制御回
路１６は、高次クロックへクロツタを付加させたり削除
したりして分局器１７へ出力する。分局器１７は、これ
を分局して出力する。前述のスタッフ／ディスタッフ処
理によって、第２　＠　Ｐ　３点におけるゼーレイト情
報のゼロ点と分局器１６の出力信号の立ち上シ及びサン
ゾリングツ９ルスＣとＦｉ同期確立される。！Ｉ］ち、
アイノ（ターンの最大開時点に同期してサンプリング・
９ルスＣが２４００Ｈｚの周期で出力され、最適位置で
のＡ　／　Ｄ変換が行なわれる。

しかし、今日のように安価なゾロセッナが供給され、各
種のディジタル処理が高速で行いうるようになっては、
アナログ部分を少なくしディジタル化して、これにより
、小型化低価格化をはかることが整まれれｉる。

本実明け、以上説明した事情に鑑みなされたものである
。それ故、本発明の目的は、直交変調方式モデムのタイ
ミング再生部のディジタル化をはかるためのタイピング
再生方式を提供することである。

そこで、本発明では、変調された信号を１１３Ｎ幽して
ディジタル化した後のが一レイト情報に基づいてタイイ
ン／１％生のための位相誤差情報を作少出すことにした
。。

以下実施例に基づき詳細に説明するが、その要旨轄、以
下通りである。

■　まず、ペース／？ン「信号を一一レイトの整数に倍
の周波数でサンプリングしてＡ／Ｄ変換ａディジタル化
されたぜ一レイト情報を得ること。

Ｑ　■で得られたｍ−レイト情報を演算処理して変調タ
イミングに対する再生クロックパルスの位相幅差を検出
すること。

■　■で得られた位相誤差情報Ｋｊｌｉづいて再生クロ
ックツぞルスを賓調タイミングに同期させること。

又、上記■について、後述する簡単にしてかつ比ψ的高
精度に初期位相誤差を検出するための実施例における処
理手順目次の通砂である。

この場合Ｎ＝５である。

の　■で得られたぜ−レイト情報の中から絶対値が最小
のゼーレイト情報Ｘｍ１ｎ’ｉ（選択し、この最小の２
−レイト情報に対する他の１のＩ−レイト情報のサンプ
リングタイミングの先後、及びその符号の正負を判断し
、・その結果、第１の位相誤差範囲を選定する仁と。

ＯＷ！に、最小のＩ−レイト情報の符号の正負に基づき
、第２の位相娯差範Ｗｉを選定すること。

θ　更に、最小のｌ−レイト情報と、第２の位相誤差範
囲の所定値分の１のスレッシ璽−ルドとを比較して第３
の位相誤差範囲を選定し、この第３の位相誤差範囲内の
中間値を位相誤差として決定すること。

このような、０〜■の方式を実現する回路のブロック図
を第５図に示す、第５図において、１〜５までは、第１
図における構成と変りがなく、同期検波器４．５ｔでに
おいて、直交成分信号を得ている。

１０１は、Ａ／Ｄ変換器を示す。このＡ　／　Ｄ変換器
１０１Ｆｉ同期検敷器４．５の出力信号をディジタル化
するための亀のである。このＡ／Ｄ変換器１０１を同期
検波器４．５に後置した理由＃１ＡＧｃ３に後置したの
では、サンプリン！速度の高いものを必要とするからで
あ′る。従、て、ディジタル化という目的に沿うもので
あれば、理論的には自動等化判定スクランブラ回路１９
より前段であれば良い。

１０２．１０！ＩＦｉデイジタル波に対するＬＰＦを示
す。Ｌ　Ｐ　Ｆ　１０２．１０３ｔｊ、ロールオフ特性
が１０％〜１５％の急しゅんなものである。Ｌ　Ｐ　Ｆ
ｌ　０２からは第１図と同様に・、例えばｘ（ｚ）ｓｃ
対応するディジタル信号が、ＬＰＦ１０３からＦｉｙ（
ｔ）に対応するディジタル信号が出力される。

１０４Ｆｉ、送信−−レイト抽出部を示す、この送信Ｉ
−レイト抽出部１０・４け、第１−に示した送信Ｉ−レ
イト抽出部１４の各部を入力信号がディジタル信号とな
っているのに対応してディジタル化したもので、Ａ／Ｄ
変換器１０１とともに、本発明の要旨■で述べたベース
バンド信号から、アナログ−−レイト情報を一一レイト
の整数倍の周波数ですンゾリングしたものに相当するデ
イジタルゼーレイト情報を得る機能を有する。つまり、
Ａ／　Ｄ変換器１０１にはサンプリングパルスＣが与え
られている臥ら、Ａ／Ｄ変換はこのサンプリングパルス
Ｃの周期毎に行なわれ、送信Ｉ−レイト情報抽出部１０
４からの出力信号であるｍ−しイト情報ａけ前述の周波
数毎に、大きさと正負の符号を有する離散値とされて出
力される。以上の構成が第１の手段である。

１０５ｔｌ、位相比較回路を示す、この位相比較回路１
０５Ｆｉ例えばマイクロコンビ晶−夕で構成さべ上鮎し
たののΦ〜θの機能を有する。

位相比較回路１０４のΦ〜の機能は、初期設定時に初期
設定回路１０８を介して働くだけで１通常の動作時ＫＦ
ｉ、分局器１０７から帰還される分局出力すの立ち上が
り時のｍ−しイト情報ａの符号を信号としてスタッフ／
ディスタッフ制御回路１０６へ送っている。

スタッフ／ディスタッフ制御回路１０６１ｊ、位相比較
回路１０５が通常の動作時に出力した正負の符号に基づ
き、入力されている高次クロックに数ビットＪルスを付
加したり削除したプする。

分局器１０７Ｆｉ、スタッフ／ディスタッフ制御回路１
０６及び初期設定回路１０Ｂから信号を入力して、所定
の周期の信号を出力する。この分局器１０７から出力さ
れるすｙプリン！ノルスＣは、Ａ／Ｄ変換器１０１に出
力され、６糧のクロツタが自動醇化判定スフ２フ２ラ回
路１９へ出力され、分局出力ｂＩ１１位相比較回路１０
５ヘフィードバックされるよう構成されている。

初期設定口４１０８ｔｊ、初期設定時に位相比較回路１
０５から出力される位相誤差信号を受は取り分局器１０
７をリセットするものである。

以上の構成において、スタッフ／ディスタッフ制御回路
１０６、分局器１０７及び初期設定回路１０８は１本発
明の要旨■を行う機能を有する。以上が、第２及び第３
の手段の構成である。

ここで、以上の回路構成において、９６００ｂｐｌＩ（
変調速度２４００／−）のモデムにおいてＩ−レイト（
２４００）の３倍（７２００Ｈｚ）のサンプリング周波
数でサンプリング金、行う場合を例として以下、本発明
の詳細な説明する。

第３幽における入力信号ＩＦｉ、ＢＰＦ２、ＡＧＣ３、
同期検波器４．５、Ａ　／　Ｄ　変換器１０１、ＬＰＦ
１０２．１０３を介してアイＩセターンｄとなるが、そ
の！（ｔ）成分のアイパターンａ＃ｉ第４−のように２
４００１’ｌ−ごとにアイＩり一ンの蝦大開となる、従
って、この最大開時にＡ　／　Ｄ　麦検するサンプリン
グパルスＣを送るようＫすれば最適なタイイングでスレ
ッシ曹−ル「との比較を行つコトカできる。

そこで、分局器１０７からＡ／Ｄ変換器１０１へ送るサ
ンプリングパルスＣの周波数を７２００Ｈｚとする。

すると、送信−−レイト情報抽出部１０４から出力され
るｍ−しイト情報ａａ、７２００ＨｇごとにＸ８、Ｘｌ
、ｘｓ　　−”・と現われる。

しかし、タイミング再生の同期確立が行なわれていない
７リーラン二ングの状態では１分周器１０７から位相比
較回路１０５へ帰還される出力信号すの立ち上がりとｌ
−しイト情報ａのゼロ点との位相差はｅあ−る。しかし
、このｅを求めるためにｔｆＸ　ｓ、Ｘ　ｓ、　Ｘ　ｓ
・”・・・から破線のような正弦波を推定しなければ、
Ｘｓ、Ｘｓ、Ｘｓ・−・・・が離散値であるからｅを求
めることができなりり。

そこで１本実施例の位相比較回路１０５Ｆｉ、マイクロ
コンビーータとなってｉで正弦波の推定をすに高精度な
位相誤差を得るためＫｌｌ散値’Ｘ　１、×３Ｘｓ（１
周期中に存在するＩ−レイト、情報）を入力し、これら
の大小を調べる。

ここで、位相誤差ｅと、フリーランニング状態で、１周
期（１／２４０ＱＨｓ）中Ｋｔまれるゼーレイト情報Ｘ
、、Ｘ、、ｘｌとの関係について考察する。第５図は１
位相課差θとＸｌ、Ｘｌ、Ｘｓの関係を示すグラフであ
る。又、第６向は第５因の一部拡大図である。このグラ
フ上のある時点臥でサンプリングが行なわれたとすると
、べ軸とｘＩＸｓ、Ｘｌの夫々の交点と０点との距離に
、ｌ。

ｍｍ１ｊＸｓ、Ｘｓ、Ｘ、の大き−８（絶対値）ヲ現ワ
１、ａＡる＠又、ｘｌ、Ｘｓ、Ｘ５Ｆｉ７２００Ｈｓで
出力されてｉる奄のであるから、その位相間Ｋｔｊ１２
０　の差があり、Ｘａを基準としての位相ズレはθｔ、
Ｘ麿を基準としての位相ズレｒｊＱ寓。

Ｘｌを基準としての位相メレｉｉｅｍとなプ、ｉずれか
が求められると、それを基に次の１周期の最初のサンプ
リング時に初期設定可能である０本実施例では最小のｌ
−レイト情報（この例でｔｆ　Ｘ　ｓ　）についての位
相ズレを決定するようにしたことが４１１１１である。

そのために、大小比較をするのである。この比較の手順
は順次全てを比較しても又、小さいｌ−レイト情報を残
して行くようなものであっても、その他比較によるもの
ならば良い。本例では最小のｌ−しイト情報＃ｉＸ富と
なる。次にｌ−しイト情報ｘｍの位相誤差は±１８０　
を取りうる。つＩＩＪ、　１８０＠まで遅れるか進むか
である。なぜなら、±１８０＠すなわち３６０°を誌え
るものについては、次の周期に入るからである。そこで
、Ｘｓが１まれる１局期中の他のｉ−レイト情報（例え
ばＸｓ）の符号の正負を判断する。Ｘｍｔｊ正であるか
ら、第４１において、ＸＩが存在しうる範囲７’１．ｐ
ｍ、Ｐ＝中Ｂｇが第１の位相誤差範囲として選定される
。ここで第１の位相誤差範１１ｆｌ　Ｉｄ　Ｘ　麿をｘ
ｌ、Ｘｓが切り取ル範囲−Ｃ：＠ｆｆ）、６０＠の範囲
である。

次に、第１の位相誤差範ｌ＃ｉｕｓ中のど仁Ｋｘ富が存
在するかを決定するため、最小のｌ−しイト情報ＸＩの
符号の正負を調べる。すると、ｘｌ〈０であるから、Ｐ
ｓの下半分の範囲にあることが判る。このＰ黛の下半分
の範囲が、第２の位相誤差範囲であり、Ｘｓが負で６０
°の半分以下なので、 −３０＠＜８　（位相ズレ）＜０ となる。

次に、　マ（クロコノビ為−夕けｓ　最小Ｆ）　ｄ　　
レイト情報の絶対値ＩＸ、ｌとスレッシ璽−ルド１ｖｓ
ｈｌとを比較する。ここで１Ｖｔｈｊ＝ｌＫ　Ｘ１ｌ（
ただしｌ　Ｖｔｈ　ｌｒｔ、この段１１ｔでで得られた
３０″単位の領域に対応して決−＊Ｄ、Ｋ＃ｉ定数で、
この場合Ｘｌの値とする。）となるように設定しておく
。ゝすると、この例でＩｄ　ｆｘ黛ＤＩＶｔｈｌ　で６
る＄ｂ、−５０＠＜８＜−１５°となる。

そこで、第３の位相誤差範１１ｔｊ−５０°乃至−１５
＠となシ、次にマイクロコンぜ為−タｄ１第３の位相誤
差範囲内の中間値を位相誤差とする。

この例では、中間値＝中央値として θ＝θ璽ニー２２．５°とする。

このようＫして、位相比較回路１０５は位相誤差θをデ
ィジタル信号として初期設定回路１０８へ出力する。こ
の例では、７．５＠単位で２４遍表示した値を出力する
ものとする。従って、−２２，５’ｈ−ｓとして出力さ
れる。

さて、初期設定回路１０８Ｉ／ｉ、例えば第７図の符号
２０１で示すタイマーであって、ｅを位相比較回路１０
５から入力し、７．２ＫＨｓの２４倍のクロックを入力
し、分局器１０７のリセット端子へ信号を出力するよう
構成される。

さて、タイマー２０１ｔｌｊ、　ｅによってプリセット
されるのであり、この例では−３がプリセットされ７．
２ＫＨｚの２４倍のクロックが出力される。

すると、−３がプリセットされたから第４図のＸＳが得
られた時点から１／７２００秒蔽過する時よシ、３クロ
ック分（３Ｘ１／７２００Ｘ１／２４秒）早く、リセッ
ト信号かタイ！−２０１から出力される結果、位相誤差
θの無くな、た分周出力すの立ち上りｂｌ及びサンプリ
ンダノ臂ルスＣ１が出力される。このとき、アイノター
ンｄＦｉ最大開となっていることがわかる。

このようにして、初期設定が行なわれて、タイミング再
生の同期確立がなされた後には、本来０値となるぜ一レ
イト情報（Ｘ６）の絶対値を検出する動作を行いその符
号をスタッフ／ディスタッフ制御回路１０６へ出力する
。スタッフ／ディスタッフ制御回路１０６＃″ｔ１　こ
の結果から島次クロックを１又は数ビツト付加又は削除
する。これにより共時の同期確立は可能となるのである
。

以上説明したように１本発明によれば、直交変調方式モ
デムのタイミング再生部のディジタル化をけかることが
できる。従って、回路の小型化、低価格化を実現できる
。更に１本発明の方式はプログラム処理に向っており、
特に＊Ｓ例のようにＮ＝５とすれば複＠な演算を行なわ
ず比較動作のみによって実現できるので高速なモデムの
タイミング処理には都合が良い。つまり、乗算のような
時間のかかる処理が含まれていなｉので、タイインタ再
生方式としては最適であることが理解されよう。

尚、本実施例では、ぎ−レイトの整数倍のサンプリング
を３倍としたが、他の整数倍でも比較処理が複雑となる
が実現可能である。

また、位相比較回路は比較器やゲートの集合体としても
実現可能である。

【図面の簡単な説明】

第１肉は従来のモデムのブロック図 第２図は従来例を説明するための波形図第３図は本発明
を適用したモデムのブロック図第４図は本発明の説明を
するための波形図ｆＩＡ５図は本発明を説明するための
位相ズレを説明するグラフ 第６図は第５因の一部拡大図 第７図ｄ本発明を適用したモデムの要部のブロック自で
ある。 ２・・・バンドオスフィルタ ロ・・・自動利得制御回路 ４．５・・・同期検波器 １０１・・・Ａ　／　Ｄ　＠換器 １０２．１０３・−ローノスフィル夛 １０４・・・送信ゼーレイト情報抽出部１０５・−位相
比較回路 １０６・・・スタッフ／ディスタッフ制御回路１０７・
・・分周器 １０８−・初期設定回路 ２０１・・・タイマー 特許出願人　　東京芝浦電気株式会社 （７４１４） 代理人　弁理士　本　１）崇

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）　　直交変調され北受信信号を同期検波してイー
   スパント信号を得、このイースパント信号に含まれるぜ
   −レイト情報に基いて所要とするクロｙｌノＲルスを再
   生するモデムにおいて、ベースバンド信号をディジタル
   化してアナログ−−レイト情報をＩ−レイトのＮ倍の速
   度でサンプリングしたものに相当するデイジタルイーレ
   イト情報を得る第１の手段と、このディジタルメーレイ
   ト情報を演算姶理して変調タイインクに対する再生クロ
   ックツＲルスの位相誤差を検出する第２の手段と、この
   手段からの出力に基いて再生クロックＡルスを変調タイ
   （ンダに同期させる第５の手段とを備えたことを特徴と
   する直交ＩＩ！真方式ｉデムにおけるタイミング再生方
   式。
2. （２）Ｎが６であプ、第２の手段は連続する５１ｉのデ
   ィジタルゼーレイト情報のうち絶対値が最小であるもの
   に対する他の１のサンタリングタ、イミングの先後およ
   び当該他の１の符号の正負から第１の位相誤差範囲を選
   定し、前記絶対値が最小であるものの符号の正負から第
   １の位相誤差範囲を２分したいずれか一方である第２の
   位相誤差範囲を選定し、更に所定のスレツシールドレベ
   ルに対する前記絶対値が最小であるものの大小から第２
   の位相誤差範囲内の第３の位相誤差範囲１に一定し、こ
   の第３の位相誤差範囲内で決定された位相誤差に基いて
   第６の手段を初期設定するものであることを特徴とする
   特許−求の範囲第１狽記載の直交変調方式モデムにおけ
   るタイミング再生方式。　　　　　゛