JPS5831059B2 - Single sideband frequency division multiplexing signal demodulation method - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は単側帯波周波数分割多重信号（以下ＳＳＢ−Ｆ
ＤＭ信号と略称する）をベースバンド信号に変換するた
めのＳＳＢ−ＦＤＭ信号復調方式に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a single sideband frequency division multiplexed signal (hereinafter referred to as SSB-F
The present invention relates to an SSB-FDM signal demodulation method for converting a DM signal (abbreviated as a DM signal) into a baseband signal.

従来、所定数のベースバンド信号が周波数領域において
多重化されているＳＳＢ−ＦＤＭ信号かベースバンド信
号を抽出するにはアナログ変調器とアナログ型帯域通過
フィルターとを用いて行なっていた。Conventionally, an analog modulator and an analog band-pass filter have been used to extract a baseband signal or an SSB-FDM signal in which a predetermined number of baseband signals are multiplexed in the frequency domain.

このようなアナログ処理技術を用いる代りに、近年著し
い発展をみせているディジクル信号処理技術を用いてＳ
ＳＢ−ＦＤＭ信号からベースバンド信号を抽出すること
が可能になってきた。Instead of using such analog processing technology, S
It has become possible to extract a baseband signal from an SB-FDM signal.

下記文献には前記抽出をディジクル的に行なう公知の代
表的な例が示されている。The following literature describes a known representative example of performing the extraction digitally.

１９７１年１２月発行の刊行物ｒＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡ
ＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮ
ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ 、ＶＯＬ−ＣＯＭ−１９、Ａ６
Ｊ （７）第１０５０頁４１０５９頁に所載の論文”
ＳｙｓｔｅｍｓＡｎａｌｙｓｉｓｏｆ ａ ＴＤＭ−Ｆ
ＤＭＴｒａｎｓｌａｔｏｒ／Ｄｉｇｉｔａｌ Ａ−ｔｙ
ｐｅ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｂａｎｋ ” （文献１）。Publication rIEEEETRANSA published December 1971
CTIONS ON COMMUNICATION
TECHNOLOGY, VOL-COM-19, A6
J (7) Paper published on page 1050, page 41059”
Systems Analysis of a TDM-F
DMTranslator/Digital A-ty
pe Channel Bank” (Reference 1).

１９７４年９月発行の刊行物「■ＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡ
ＴＩＯＮＳ。Publication “■EEE TRANSACTIONS ON COMMUNICA” published in September 1974
TIONS.

ＶＯＬ −Ｃ０Ｍ−２２、Ｎ［１９Ｊの第１１９９頁〜
第１２０５頁所載の論文”ＴＤＭ−ＦＤＭ Ｔｒａｎｓｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ：Ｄｉｇｉｔａｌ
Ｐｏ１ｙｐｈａｓｅａｎｄ ＦＦＴ”（文献２）。VOL-C0M-22, N [19J, page 1199~
The paper on page 1205 “TDM-FDM Transmultiplexer: Digital
Polyphase and FFT” (Reference 2).

ディジタル処理技術を用いる場合、単位時間当りに必要
とされる乗算の回数によってほぼ全体の装置規模、ひい
ては装置価格が決定される。When using digital processing technology, the number of multiplications required per unit time determines substantially the overall device size and, therefore, the device price.

これはディジタル演算中で乗算が最も複雑な処理であり
、かつディジタル変調器やディジタルフィルタを構成す
る上で乗算が必要不可欠の演算要素となっていることに
帰因する。This is due to the fact that multiplication is the most complicated process in digital calculations, and multiplication is an essential calculation element in configuring digital modulators and digital filters.

本発明の目的は単位時間当りの乗算回数が少なくてすむ
新規なディジタル処理による単側帯波周波数分割多重信
号復調方式を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a single sideband frequency division multiplex signal demodulation method using novel digital processing that requires fewer multiplications per unit time.

本発明の他の目的は小形かつ安価で製造および保守の容
易な単側帯波周波数分割多重信号復調方式を提供するこ
とにある。Another object of the present invention is to provide a single sideband frequency division multiplex signal demodulation system that is compact, inexpensive, and easy to manufacture and maintain.

本発明の別の目的は周波数分割多重信号から時分割多重
信号への変換を容易にする単側帯波同波数分割多重信号
復調方式を提供することにある。Another object of the present invention is to provide a single sideband frequency division multiplexed signal demodulation scheme that facilitates the conversion of frequency division multiplexed signals to time division multiplexed signals.

本発明の単側帯波周波数分割多重信号復調方式は、任意
の数のダミーのベースバンド信号を含むＮ個のベースバ
ンド信号の同波数分割多重信号をサンプリング周波数Ｎ
−ｆＳでサンプリングしたときの実サンプル値系列を入
力として供給され、前記実サンプル値系列をさらにサン
プリング周波数ｆｓでサンプリングしたときのＮ個のサ
ブサンプル値系列にそれぞれ対応したＮ個の複素サンプ
ル値系列を出力するポリフェーズ回路と、前記ポリフェ
ーズ回路のＮ個の複素サンプル値系列出力を入力としＮ
個の実サンプル値系列を出力するオフセット離散フーリ
エ処理回路との縦続接続により構成されたことを特徴と
する。The single sideband frequency division multiplexing signal demodulation method of the present invention converts the same wavenumber division multiplexing signal of N baseband signals including an arbitrary number of dummy baseband signals to a sampling frequency N
- N complex sample value sequences corresponding to N sub-sample value sequences when the real sample value sequence is further sampled at the sampling frequency fs, which is supplied as an input with a real sample value sequence when sampled at −fS. and a polyphase circuit that outputs N complex sample value series outputs of the polyphase circuit as input.
It is characterized in that it is constructed by cascade connection with an offset discrete Fourier processing circuit that outputs a series of real sample values.

次に図面を参照して本発明のＳＳＢ−ＦＤＭ信号復調方
式の原理および構成について詳細に説明する。Next, the principle and configuration of the SSB-FDM signal demodulation system of the present invention will be explained in detail with reference to the drawings.

第１図は本発明のＳＳＢ−ＦＤＭ信号復調方式の原理を
説明するための図である。FIG. 1 is a diagram for explaining the principle of the SSB-FDM signal demodulation method of the present invention.

参照英字ＡおよびＢは帯域幅ｆ ｓ ／ ２ヘルツ（以
後単位は省略する）を有するＮ個のベースバンド信号を
周波数領域で多重化したＳＳＢ−ＦＤＭ信号の周波数ス
ペクトル例を示している。Reference letters A and B indicate an example of a frequency spectrum of an SSB-FDM signal obtained by multiplexing N baseband signals having a bandwidth f s / 2 Hertz (hereinafter the unit is omitted) in the frequency domain.

Ｎチャンネルのベースバンド信号のＳＳＢ−ＦＤＭ信号
の帯域幅はＮ−ｆ ｓ ／ ２となる。The bandwidth of the SSB-FDM signal of the N-channel baseband signal is N-fs/2.

特に参照英字Ａは０〜Ｎ −ｆ ｓ ／ ２の帯域にＳ
ＳＢ−ＦＤＭ信号がある場合、参照英字ＢはＮ’ｆｓ／
２〜Ｎ −ｆ ｓにＳＳＢ−ＦＤＭ信号がある場合をそ
れぞれ示す。In particular, the reference alphabet A has S in the band from 0 to N −f s/2.
If there is an SB-FDM signal, the reference letter B is N'fs/
The cases where SSB-FDM signals are present in 2 to N-fs are shown respectively.

参照英字ＡまたはＢの同波数スペクトルを有するＳＳＢ
−ＦＤＭ信号を周波数Ｎ −ｆ ｓでサンプリングする
と、参照英字Ｃのスペクトラムを有するサンプル値系列
が得られる。SSB with the same wavenumber spectrum as reference letter A or B
- When the FDM signal is sampled at the frequency N - f s, a sample value sequence having the spectrum of the reference alphabet C is obtained.

以上の説明では、多重チャンネル数Ｎが与えられると、
サンプリング周波数Ｎ−ｆｓは一義的に決められるが、
多重チャンネル数Ｎの中に適当数のダミーチャンネルを
想定することによってこの関係を自由に変えることがで
きる。In the above explanation, given the number of multiplexed channels N,
Although the sampling frequency N-fs is uniquely determined,
This relationship can be freely changed by assuming an appropriate number of dummy channels in the number N of multiplexed channels.

−例として６０チヤンネルのＦＤＭ超群を変えると、こ
のＳＳＢ−ＦＤＭ信号は３１２〜５５２ＫＨｚ帯域に存
在する。- Taking the FDM supergroup of 60 channels as an example, this SSB-FDM signal exists in the 312-552 KHz band.

また、１チヤンネルの帯域幅ｆ ｓ ／ ２は４ＫＨｚ
である。Also, the bandwidth f s / 2 of one channel is 4KHz
It is.

この場合、１２個のダミーチャンネルを想定してＮ＝７
２とし、７２チヤンネルのＳＳＢ−ＦＤＭ信号の帯域を
（上記の３１：２〜５５２ＫＨｚを包含する）２８８〜
５７６ＫＨｚと考えれば、サンプリング周波数Ｎ−ｆｓ
は５７６ＫＨｚとなる。In this case, assuming 12 dummy channels, N=7
2, and the band of the 72-channel SSB-FDM signal is 288~288 (including the above 31:2~552KHz).
Considering 576KHz, the sampling frequency N-fs
is 576KHz.

後で述べる理由によりＮは２のべき乗であると都合よい
。It is convenient for N to be a power of 2 for reasons explained later.

上記の例でＮを２のべき乗の値にするには４個のダミー
チャンネルを含ませてＮ二６４とし、サンプリング周波
数をＮ−ｆＳ＝５１２ＫＨｚとすることもできる。In the above example, to make N a power of 2, four dummy channels can be included to make N264, and the sampling frequency can be set to N-fS=512 KHz.

この場合には、上記超群帯域３１２−５５２ＫＨｚを予
め、例えば、８〜２４８ＫＨｚ帯域に周波数シフトする
ことが必要である。In this case, it is necessary to shift the frequency of the supergroup band 312-552 KHz to, for example, a band of 8-248 KHz in advance.

以後参照英字Ｃのような同波数スペクトルを有するＳＳ
Ｂ−ＦＤＭ信号のサンプル値系列を対象にして本発明を
行なう。SS with the same wave number spectrum like the letter C referred to hereafter
The present invention is applied to a sample value sequence of a B-FDM signal.

参照英字Ｃの同波数スペクトルから参照英字りまたはＦ
に示すように特定のチャンネルの信号成分のみを抽出し
、その抽出信号をさらに周波数ｆｓでサブサンプリング
すると、参照英字ＥまたはＧの同波数スペクトルが得ら
れる。From the same wave number spectrum of reference alphabet C, reference alphabet RI or F
If only the signal component of a specific channel is extracted as shown in , and the extracted signal is further subsampled at the frequency fs, the same wave number spectrum of the reference alphabet E or G can be obtained.

参照英字Ｇの周波数スペクトルの向きは参照英字Ｅの周
波数スペクトルの向きと反対であり、同波数反転が生じ
ている。The direction of the frequency spectrum of the reference alphabet G is opposite to the direction of the frequency spectrum of the reference alphabet E, and the same wave number inversion occurs.

参照英字Ｇの周波数スペクトルをもつサンプル値系列に
対し１サンプルおきにサンプル値の極性を反転する、す
なわち、（−１）ｎを乗じてやる操作（ｎをサンプル点
の時間番号とする）を施すことによって周波数スペクト
ルの反転を行なうことが可能であり、これによって参照
英字Ｈの周波数スペクトルを得ることができる。For the sample value series having the frequency spectrum of the reference alphabet G, perform an operation of inverting the polarity of the sample value every other sample, that is, multiplying it by (-1) n (where n is the time number of the sample point). This makes it possible to perform an inversion of the frequency spectrum, whereby the frequency spectrum of the reference alphabet H can be obtained.

参照英字ＥおよびＨはベースバンド信号のサンプリング
周波数ｆｓのサンプル値系列のスペクトルに他ならない
。The reference letters E and H are nothing but spectra of the sample value series of the baseband signal sampling frequency fs.

従って、帯域ｆ ｓ ／ ２の低域フィルタに通ずこと
によって参照英字ＥおよびＨの信号は元のアナロクベー
スバンド信号に変換できる。Therefore, by passing through a low-pass filter with a band f s /2, the reference letters E and H signals can be converted into the original analog baseband signal.

本発明は参照英字ＣのようなＳＳＢ−ＦＤＭ信号のサン
プル値系列から参照英字ＥおよびＨのベースバンドサン
プル値系列を得るための演算方法およびその実現回路に
特徴を有する。The present invention is characterized by an arithmetic method for obtaining baseband sample value sequences of reference letters E and H from a sample value sequence of an SSB-FDM signal such as reference letter C, and a circuit for realizing the same.

まず、ＳＳＢ−ＦＤＭ信号のサンプル値系列（以後、単
にサンプル値系列と省略することもある）中のチャンネ
ル番号を便宜上次のように付する。First, for convenience, the channel numbers in the sample value series (hereinafter sometimes simply abbreviated as sample value series) of the SSB-FDM signal are assigned as follows.

ｋをＯからＮ−１までの整数とし、第にチャンネルの信
号とは（４ｋ＋１ ） ｆ ｓ ／４を中心周波数とす
る信号を意味するものとする。Let k be an integer from O to N-1, and the signal of the first channel means a signal whose center frequency is (4k+1) f s /4.

ＳＳＢＦＤＭ信号は実信号系列であるから、サンプリン
グ同波数Ｎ−ｆｓの工／２の同波数を対称点とする対称
構造をもち第１図Ｃに示すような番号配列となる。Since the SSBFDM signal is a real signal sequence, it has a symmetrical structure with the same wave number of 1/2 of the sampling same wave number N-fs as the symmetrical point, and has a number arrangement as shown in FIG. 1C.

次にサンプリング周波数Ｎ−ｆｓで動作し、中６周波数
が（４ｋ＋１ ） ｆ ｓ／４で帯域幅ｆ ｓ／２（こ
の帯域幅の外側では十分な減衰が与えられるものとする
）であるような複素ディジタル帯域フィルタ（ＣＢＰＦ
）を仮定し、このＺ伝達関数をＨＫ（Ｚ）と表わす。It then operates at a sampling frequency N-fs, with the middle 6 frequencies being (4k+1)fs/4 and a bandwidth fs/2 (assuming sufficient attenuation is provided outside this bandwidth). Complex digital bandpass filter (CBPF)
), and this Z transfer function is expressed as HK(Z).

但し、ＺはＺ＝ｅｘｐ（ｊ２πｆ／（Ｎ−ｆＳ））と定
義され、ｚ−１は１サンプル遅延を示す遅延作用素とな
る。However, Z is defined as Z=exp(j2πf/(N-fS)), and z-1 is a delay operator indicating a one-sample delay.

第にチャンネルの信号はＳＳＢ−ＦＤＭ信号をフィルタ
Ｈｋ（Ｚ）に通すことによりフィルタ出力の実数部に得
られる。First, the channel signal is obtained as the real part of the filter output by passing the SSB-FDM signal through a filter Hk(Z).

第にチャンネルの信号（ｆｓでサブサンプリングする前
）のＺ変換をＸ、（Ｚ）、ＳＳＢ−ＦＤＭ信号のＺ変換
をＹ （Ｚ）とすれば、上記操作は次のように表わせる
。First, if the Z transformation of the channel signal (before subsampling with fs) is X, (Z), and the Z transformation of the SSB-FDM signal is Y (Z), the above operation can be expressed as follows.

Ｘｋ（Ｚ）＝Ｒｅ（Ｈｋ（Ｚ）・Ｙ（Ｚ）ト
（１）（１）式の演算を直接行なう代りにｙ （ｚ）
をサンプリング周波数ｆｓのＮ組のサブサンプル値系列
Ｙｎ（Ｚｎ）に分解して第２図に示すような構成で演算
することもできる。Xk(Z)=Re(Hk(Z)・Y(Z)t
(1) Instead of directly performing the calculation in equation (1), y (z)
can also be decomposed into N sub-sample value series Yn (Zn) of sampling frequency fs and calculated using a configuration as shown in FIG.

第２図において、参照数字１で示される端子にはＳＳＢ
−ＦＤＭ信号Ｙ （Ｚ）が与えられ、参照数字７で示さ
れる端子からは、第にチャンネルの信号成分Ｘｋ（Ｚ）
が得られる。In Figure 2, the terminal designated by reference numeral 1 has an SSB
- FDM signal Y (Z) is applied, and from the terminal indicated by the reference numeral 7, the signal component Xk (Z) of the channel
is obtained.

参照数字２１，２２゜・・・・・・２ＮはＹ（Ｚ）に対
しそれぞれ（Ｎ−１） 、 （Ｎ−２） 。Reference numbers 21, 22°...2N are (N-1) and (N-2) respectively for Y(Z).

・・・・・・、０サンプルの遅延を与える遅延回路であ
り、参照数字３１，３２．・・・・・・、３Ｎは周波数
ｆｓで動作するサブサンプルスイッチであり、各スイッ
チの出力信号は、ｙｏ（ｚｎ ） 、￥１（Ｚｒｌ）、
−・・・・−？Ｙ、、。. . . are delay circuits that provide a delay of 0 samples, and are designated by reference numerals 31, 32 . ......, 3N is a sub-sample switch operating at frequency fs, and the output signals of each switch are yo(zn), ¥1(Zrl),
−・・−? Y...

（Ｚｎ）となる。(Zn).

参照数字４１，４２．・・・・・・、４Ｎは前述の伝達
関数Ｈ，（Ｚ）を有する複素（ディジタル）帯域フィル
タであり、参照数字５１，５２゜・・・・・・、５Ｎは
それぞれ０，１．・・・・・・ｔ（Ｎ ’）サンプルの
遅延を与える遅延回路であり、参照数字６は遅延回路５
１，５２．・・・・・・、５Ｎの出力を合成する加算回
路である。Reference numbers 41, 42. . . . , 4N are complex (digital) bandpass filters having the aforementioned transfer functions H, (Z), and reference numbers 51, 52° . . . , 5N are 0, 1 . . . , respectively. ......This is a delay circuit that provides a delay of t(N') samples, and the reference number 6 is the delay circuit 5.
1,52. . . . is an adder circuit that synthesizes 5N outputs.

第２図からＹｎ（Ｚｎ）とＸｋ（Ｚ）の関係を式で表わ
すと（２）式のようになる。From FIG. 2, the relationship between Yn (Zn) and Xk (Z) can be expressed as equation (2).

Ｘｋ（Ｚ）−Ｒｅ ｎ、Ｘ ’Ｚ −ｎＹｎ （Ｚ”
） ・Ｈｋ（Ｚ） （２）−Ｑ 複素帯域フィルタＨｋ（Ｚ）はｆ ｓ ／ ４の帯域を
もつ実低域フィルタＧ（Ｚ）に（４ｋ、＋１ ） ｆ
ｓ／４の周波数シフトを施して求めることができる。Xk(Z)-Re n, X'Z-nYn (Z”
) ・Hk(Z) (2)-Q The complex bandpass filter Hk(Z) is a real low-pass filter G(Z) with a band of f s / 4 (4k, +1) f
It can be obtained by applying a frequency shift of s/4.

すなわち、 となる。That is, becomes.

次に、実低域フィルタＧ（Ｚ）への入力はサンプリング
同波数ｆｓで与えられることを考えると、Ｇ（Ｚ）をサ
ンプリング周波数ｆｓで動作するＮ個のフィルタＧｉ（
Ｚｎ）によって構成できることが容易にわかる。Next, considering that the input to the real low-pass filter G(Z) is given at the same sampling frequency fs, G(Z) is divided into N filters Gi(
It is easy to see that it can be constructed using Zn).

０区）とＧｉ（Ｚｎ）の関係は、 Ｇ（Ｚ）＝ｎアｒＩＧ１（Ｚｏ）（４） ｉ−。The relationship between 0 ward) and Gi (Zn) is G(Z)=nArIG1(Zo)(4) i-.

であることが要求される。is required.

すなわち、各サブフィルタＧ１ （Ｚｎ）がＧ（Ｚ）・
Ｚｌのインパルス応答を周波数ｆｓでサンプルしこもの
に等しいインパルス応答をもてば、これきを式（４）に
したがって遅延加算することによってＧ（Ｚ）のインパ
ルス応答を得ることができる。That is, each sub-filter G1 (Zn) is G(Z)・
If the impulse response of Zl is sampled at the frequency fs and the impulse response is equal to the impulse response, the impulse response of G(Z) can be obtained by delay-adding the impulse response according to equation (4).

Ｇ（Ｚ）がｆ ｓ ／ ２以下の帯域のみを通すならば
、Ｇ１ （Ｚｎ）の帯域内振幅特性は全てのｉについて
等しくＧｉ（Ｚｎ）／Ｇｏ （Ｚｎ）の帯域内伝２πｆ
ｉ 相特性はｅｊ なる直線位相特性を有する。If G (Z) passes only the band below f s / 2, the in-band amplitude characteristic of G1 (Zn) is equal for all i, and the in-band transmission of Gi (Zn) / Go (Zn) is 2πf
The i phase characteristic has a linear phase characteristic of ej.

ｆｓ すなわち、Ｇ（Ｚ）は振幅特性が等しく位相特性のみが
異なるサブフィルタ群Ｇｉ（Ｚｎ）に分解して考えるこ
とができる。fs That is, G(Z) can be considered by being decomposed into a group of sub-filters Gi(Zn) that have the same amplitude characteristics and differ only in phase characteristics.

第２図のフィルタ４１，４２．・・・・・・、４Ｎへの
入力もサンプリング周波数ｆｓで与えられ、かつ式（３
）によって実低域フィルタＧ（Ｚ）と関係づけられてい
るから式（４）の結果が適用できて、と表わすことがで
きる。Filters 41, 42 in FIG. ......, the input to 4N is also given at the sampling frequency fs, and the formula (3
) is related to the real low-pass filter G(Z), so the result of equation (4) can be applied.

Ｇ （−ＪＺｎ）は上述のＧ１ （Ｚｎ）のＺ伝達関数
において ｚｎをすべて−Ｊ Ｚ ｎに置換したＺ伝達
関数を有し、Ｇｉ（Ｚｎ）の同波数特性をｆ ｓ ／
４だけ周波数シフトしたものに等しい。G (-JZn) has a Z transfer function in which all zn in the Z transfer function of G1 (Zn) above is replaced with -J Z n, and the same wave number characteristic of Gi (Zn) is expressed as f s /
It is equal to the frequency shifted by 4.

したがって、Ｇｉ（−ｊＺｎ）も全てのｉについて振幅
特性が等しく、位相特性のみがｉに比例する特性をもつ
。Therefore, Gi(-jZn) also has the same amplitude characteristics for all i, and only the phase characteristics are proportional to i.

このようなサブフィルタ群Ｇ。（−ｉＺｎ）を総称して
ポリフェーズ回路と呼ぶことにする。Such a sub-filter group G. (-iZn) will be collectively referred to as a polyphase circuit.

したがって、式（５）を式（２）に代入し整理すれば、
Ｘｋ（Ｚ）を次のように表わすことができる。Therefore, by substituting equation (5) into equation (2) and rearranging, we get
Xk(Z) can be expressed as follows.

但し、Ｘ ｋ （Ｚ）は次に周波数ｆｓでサンプリング
される必要があるから、式（６）でＰ＝Ｎ−１の時点で
サンプリングするとし、サンプリング後のサンプル値系
列をＸｋ（Ｚｎ）とすれば、全体の単純遅延はは除外し
て、 を得ることができる。However, since X k (Z) needs to be sampled next at frequency fs, it is assumed that it is sampled at the time point P = N-1 in equation (6), and the sample value series after sampling is expressed as X k (Zn). Then, excluding the overall simple delay, we can obtain .

第３図は式（７）に従い構成した本発明によるＳＳＢ−
ＦＤＭ信号復調方式の一実施例を示している。FIG. 3 shows an SSB according to the present invention configured according to equation (7).
An example of an FDM signal demodulation method is shown.

参照数字３０１で示される入力端子にはＳＳＢ−ＦＤＭ
信号のサンプル値系列Ｙ （Ｚ）が入力される。The input terminal indicated by the reference numeral 301 has an SSB-FDM
A signal sample value sequence Y (Z) is input.

参照数字３０２は第２図における参照数字２１゜２２、
・・・・・・、２Ｎおよび３１，３２．・・・・・・、
３Ｎに示される部分と等価な作用を行なう直並列変換器
であり、Ｎ個の出力は Ｙ−−（Ｚｎ） 、Ｙ （Ｚｎ）ｔ”・・ｔＹ。Reference numeral 302 corresponds to reference numeral 21°22 in FIG.
......, 2N and 31, 32.・・・・・・、
This is a serial-to-parallel converter that performs the same function as the part shown in 3N, and the N outputs are Y--(Zn), Y (Zn)t''...tY.

、ｈ −１ｆｉ −２ （Ｚｎ’）に対応する。, h −1fi −2 (Zn').

直並列変換器３０２のＮ組の出力信号Ｙ 、（Ｚ
ｎ）は次に参照数字３１１．３１２．・・・・・・、３
１Ｎで示されるサブフィルタ群に供給される。N sets of output signals Y, (Z
n) then the reference numerals 311.312. ......, 3
It is supplied to a sub-filter group indicated by 1N.

参照数字３１１，３１２゜・・・・・・、３１ＮのＺ伝
達関数はＧ。The Z transfer function of reference numbers 311, 312°, 31N is G.

（−ｊＺｏ）。Ｇ、（−ｊＺｎ）ｙ＝ｔＧ （−ｊ
Ｚｎ）−１−ｉ である。(-jZo). G, (-jZn)y=tG (-j
Zn)-1-i.

端子３０１に与えられるＳＳＢ−ＦＤＭ信号、すなわち
、直並列変換器３０２の出力は実信号であるため、サブ
フィルタ群３１１，３１２゜・・・・・・、３１Ｎの虚
数部入力にのみ関係する演算部分は省略することができ
る。Since the SSB-FDM signal applied to the terminal 301, that is, the output of the serial-to-parallel converter 302, is a real signal, calculations related only to the imaginary part inputs of the sub-filter groups 311, 312°, 31N, etc. parts can be omitted.

ポリフェーズ回路を構成するサブフィルタ群Ｇｉ（−ｊ
Ｚｎ）の実現方法については、特許願昭和５１年第１９
３２８号に詳しく記載されている。A sub-filter group Gi(-j
Regarding the method for realizing Zn), the patent application No. 19 of 1978
It is described in detail in No. 328.

ポリフェーズ回路を構成するサブフィルタ一群３１１．
３１２．・・・・・・、３１Ｎの複素出力は次の参照数
字３０２で示されるオフセット離散フーリエ処理回路に
与えられる。A group of sub-filters 311 constituting a polyphase circuit.
312. ..., 31N complex outputs are provided to an offset discrete Fourier processing circuit indicated by reference numeral 302 next.

オフセット離散フーリエ処理回路３０２は、４に＋１゜ Ｂｋ（Ｚｎ）＝ΣＡｉ（Ｚｎ）ｅＸｐ（ｊ２π■１（８
） −０ の計算を行ない、離散フーリエ逆変換式と類似している
ことから上述のように名付けられた。The offset discrete Fourier processing circuit 302 calculates 4+1°Bk(Zn)=ΣAi(Zn)eXp(j2π■1(8
) -0, and it was named as above because it is similar to the discrete Fourier inverse transform formula.

式（８）におけるＡｉ（Ｚｎ）なる信号は Ａｉ（Ｚｎ）＝Ｙ （Ｚｎ）・Ｇｉ（−ＪＺｎ）
（９）として与えられる。The signal Ai (Zn) in equation (8) is Ai (Zn) = Y (Zn)・Gi (-JZn)
(9) is given as

出力Ｂｋ（Ｚｎ）の実数部がＸｋ（Ｚｎ）に等しい。The real part of the output Bk (Zn) is equal to Xk (Zn).

Ｂ、（Ｚｎ）の虚数部は不要であるから式（８）の計算
は実数出力を得るに必要な演算のみを行なえばよい。Since the imaginary parts of B and (Zn) are not required, the calculation of equation (8) only needs to perform the operations necessary to obtain a real number output.

第１図の説明において述べたように、ｋ≧Ｎ／２または
ｋ（、のチャンネルにおいては、最後に（−１ｎ）を乗
する操作が必要となる。As mentioned in the explanation of FIG. 1, for channels where k≧N/2 or k(,), the operation of multiplying by (-1n) is required at the end.

参照数字３０３はこの操作を行なうための後処理回路で
ある。Reference numeral 303 is a post-processing circuit for performing this operation.

後処理回路３０３の出力端子３２１．３２２ 。３２３
、・・・・・・、３２Ｎにはに＝ｏ 、 １ 、２ 、
・・・・・・。Output terminals 321 and 322 of the post-processing circuit 303. 323
,...,32N has =o, 1, 2,
.......

（Ｎ−１）に対応するベースバンド信号のサンプル値系
列が得られる。A sample value sequence of the baseband signal corresponding to (N-1) is obtained.

本発明はこのようにしてＳＳＢ−ＦＤＭ信号からベース
バンド信号を復調するものであり、各チャンネルに共通
な低速動作のＮ組のサブフィルタ群Ｇｉ（−ｊＺｎ）と
Ｎ点大力、Ｎ点出力のオフセット離散フーリエ処理回路
とを用いることによってにチャンネルのベースバンド信
号を復調することができ、必要な単位時間商りの乗算回
数を極めて少なくすることができる。The present invention demodulates the baseband signal from the SSB-FDM signal in this way, and uses N sets of low-speed operation sub-filter groups Gi (-jZn) that are common to each channel and N-point power and N-point outputs. By using the offset discrete Fourier processing circuit, the baseband signal of the channel can be demodulated, and the number of necessary multiplications per unit time can be extremely reduced.

オフセット離散フーリエ処理回路３０２において必要と
される演算には高速フーリエ変換（ＦＦＴ）としてよく
知られた手法が適用でき、これによって乗算回路を大幅
に低減できる。A technique well known as a fast Fourier transform (FFT) can be applied to the operations required in the offset discrete Fourier processing circuit 302, thereby significantly reducing the number of multiplication circuits.

Ｎが２のべき乗であれば最も効率的に乗算回数を低減で
きることが知られている。It is known that the number of multiplications can be reduced most efficiently if N is a power of 2.

また、式（８）を書き換えてＢｋ（Ｚ）：＝＝ΣＣ１（
Ｚｎ）ｅｘｐ（ｊ２π−；） （１０）−０ Ｃ１（Ｚｎ）＝Ａｉ（Ｚｎ）・ｅｘｐ（ｊ２π■（１℃
と表わせる。Also, by rewriting equation (8), Bk(Z):==ΣC1(
Zn)exp(j2π-;) (10)-0 C1(Zn)=Ai(Zn)・exp(j2π■(1℃
It can be expressed as

このため第４図に示すようにオフセット離散フーリエ処
理回路を位相オフセット回路と離散フーリエ逆変換回路
の縦続接続によって実現することも可能である。Therefore, as shown in FIG. 4, it is also possible to realize the offset discrete Fourier processing circuit by cascading a phase offset circuit and a discrete Fourier inverse transform circuit.

第４図の参照数字４０１゜４０２．４０３．・・・・・
・、４ＯＮにはサブフィルタ群３１１．３１２，３１３
．・・・・・・、３１Ｎの出力が供給され、参照数字４
１１，４１２，４１３゜・・・・・・、４１Ｎで示され
る位相オフセット回路において苅ｆ）の演算が行なわれ
る。Reference numbers 401, 402, 403 in Figure 4.・・・・・・
・, 4ON has sub-filter groups 311, 312, 313
．． . . . , an output of 31N is supplied, reference numeral 4
11, 412, 413 degrees, . . . , 41N, the phase offset circuits f) are calculated.

参照数字４２０で示される離散フーリエ逆変換回路では
、式（１０）の演算ヲ行ナイ、ｔの結果のＢＱ（Ｚｎ）
ｊＢｌ（Ｚ’）？＝−−− Ｂ （Ｚｎ） ヲ参照
数字４３１ 、４３２ 。In the discrete Fourier inverse transform circuit indicated by the reference numeral 420, the calculation of equation (10) is not performed, and the result of t is BQ(Zn).
jBl(Z')? =---B (Zn) wo reference numbers 431 and 432.

・・・・・・、４３Ｎの信号線に出力する。......, output to the 43N signal line.

また、参照数字４２０で行なわれる演算を式（１０）の
代りに式００）においてに−に′へおきかえた演算にす
ることもできる。Furthermore, the calculation performed with reference numeral 420 can be replaced with - in equation 00) instead of equation (10).

この場合の演算式は離散フーリエ変換とみなすことがで
きる。The arithmetic expression in this case can be regarded as a discrete Fourier transform.

この場合においても、−に’ ＝Ｑは式（１０）のに
二〇に、−に’−−１はに＝Ｎ−１に、一般に−に′二
にはに二Ｎ−ｋに対応すると考えれば、ＳＳＢ−ＦＤＭ
信号の復調は同様に行なえる。In this case as well, - to' = Q corresponds to 20 in equation (10), - to '--1 corresponds to to = N-1, and in general, - to '2 corresponds to 2 to 2 N-k. If you think about it, SSB-FDM
Demodulation of the signal can be performed in a similar manner.

また、位相オフセットも１ ｅｊ２π−一の代りにｅ−ｊ２π１下「としてもよい。Also, the phase offset is 1 Instead of ej2π-1, it may be written as e-j2π1.

べ この場合、出力チャンネル番号の配列順が変ることにな
る。In this case, the arrangement order of the output channel numbers will change.

実際の装置では一つの回路を時分割多重して用いること
によって、その回路に複数の機能を担わせることができ
る。In an actual device, by using one circuit in a time-division multiplexed manner, that circuit can be assigned multiple functions.

例えば、第３図の実施例において、サブフィルタ３１１
，３１２．・・・・・・３１Ｎを実際には一つのフィル
タ演算回路の時分割多重使用によって実現することがで
きる。For example, in the embodiment of FIG.
, 312. ...31N can actually be realized by time-division multiplexing of one filter calculation circuit.

この場合、直並列変換器３０２は不要となり、端子３０
１のＳＳＢ−ＦＤＭ信号が直接フィルタ演算回路に入力
として与えられることになる。In this case, the serial-to-parallel converter 302 becomes unnecessary and the terminal 30
1 SSB-FDM signal is directly given as an input to the filter calculation circuit.

フィルタ演算回路では順次係数を切換えてサブフィルタ
３１１゜３１２、・・・・・・、３１Ｎの動作を実行す
ればよい。In the filter calculation circuit, the coefficients may be sequentially switched to execute the operations of the sub-filters 311, 312, . . . , 31N.

また オフセット離散フーリエ処理回路３０２も入力Ａ
ｉを直列に受け、出力Ｂｋを直列に生ずるようにその内
部の演算回路の多重化が図れる。In addition, the offset discrete Fourier processing circuit 302 also has input A.
The internal arithmetic circuits can be multiplexed so that the output signal Bk is received in series and the output Bk is generated in series.

後処理回路３０３も一つの極性反転回路の多重使用によ
って実現できる。The post-processing circuit 303 can also be realized by multiple use of one polarity inversion circuit.

出力は時分割多重信号として生ずるが、この方が都合良
い場合が多い。The output occurs as a time division multiplexed signal, which is often convenient.

もし、並列出力が必要であれば、最後に直並列変換器を
おけばよい。If parallel output is required, a serial-to-parallel converter can be placed at the end.

以上説明してきたように、本発明によれば１個のポリフ
ェーズ回路と１個のオフセット離散フーリエ処理回路と
を用いることによって、ＳＳＢ−ＦＤＭ信号を容易に復
調することが可能となる。As described above, according to the present invention, it is possible to easily demodulate an SSB-FDM signal by using one polyphase circuit and one offset discrete Fourier processing circuit.

ポリフェーズ回路は全チャンネル分をＮ−ｆｓのサンプ
リング周波数を有する１チャンネル分の帯域フィルタＨ
ｋ（Ｚ）とほぼ同一の演算量によって実現でき、またオ
フセット離散フーリエ処理回路もＦＦＴの算法を適用で
きるので、総合的に少ない演算量でＳＳＢ−ＦＤＭ信号
の復調が可能になる。The polyphase circuit uses one channel of bandpass filter H with a sampling frequency of N-fs for all channels.
This can be realized with almost the same amount of calculation as k(Z), and since the offset discrete Fourier processing circuit can also apply the FFT algorithm, it is possible to demodulate the SSB-FDM signal with an overall small amount of calculation.

また、全ての演算処理をディジクルに行ない得るから、
装置の小型化、低価格化および製造ならびに保守の簡易
化を図ることも可能になる。Also, since all arithmetic processing can be done in the digital
It also becomes possible to make the device smaller, lower in price, and easier to manufacture and maintain.

更に、本発明はＳＳＢ−ＦＤＭ信号のサンプル値系列か
らベースバンド信号のサンプル値系列を得る演算方法お
よびその実現回路に特徴を有するから、そのままＦＤＭ
信号をＴＤＭ信号に変換することができる。Furthermore, since the present invention is characterized by an arithmetic method for obtaining a sample value sequence of a baseband signal from a sample value sequence of an SSB-FDM signal and a circuit for realizing the same, it can be applied directly to FDM.
The signal can be converted to a TDM signal.

なお、以上の説明においては、フィルタＨｋ（Ｚ）の中
心同波数を（４ｋ＋１ ） ｆ ｓ／４として説明を進
めてきたが、これを（４ｋ＋３ ） ｆ ｓ／４として
も不都合なくベースバンド信号の復調ができることは第
１図から容易に理解できる。In addition, in the above explanation, we have proceeded with the explanation by assuming that the central frequency of the filter Hk (Z) is (4k+1) f s/4, but it can also be changed to (4k+3) f s/4 without any inconvenience and the baseband signal. It can be easily understood from FIG. 1 that demodulation is possible.

以上の説明において、（４ｋ−４−１） ｆ ｓ／ ４
とあるところを全て（４に＋３ ）ｆ ｓ／４に変える
と最終的にＧｉ（−ｊＺｎ）となりｅｘｐ （Ｊ ２覇
ｘ）の１ 位相オフセット分はｅｘｐ（ｊ２π■）に変わることに
なる。In the above explanation, (4k-4-1) f s/ 4
If we change all the points to (+3 to 4) f s/4, the final result will be Gi (-jZn), and the 1 phase offset of exp (J2 x) will be changed to exp (j2π■).

このとき、Ｇｉ（ｊＺｎ）はＧｉ（−ｊＺｎ）の中心周
波数がｆ ｓ ／ ２だけシフトして中心周波数３ ｆ
ｓ ／ ４の複素帯域フィルタとなる。At this time, Gi (jZn) has a center frequency of 3 f by shifting the center frequency of Gi (-jZn) by f s / 2.
It becomes an s/4 complex bandpass filter.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明の詳細な説明するための図、第２図は本
発明を説明するための図、第３図は本発明の一実施例を
示す図、第４図は第３図に示すオフセット離散フーリエ
処理回路を詳しく示す図である。 第３図および第４図において、参照数字３０１はＳＳＢ
−ＦＤＭ信号のサンプル値系列の入力端子、参照数字３
０２は直並列変換回路、参照数字３１１．３１２，３１
３．・・・・・・、３１Ｎはポリフェーズ回路を構成す
るサブフィルタ、参照数字３０２はオフセット離散フー
リエ処理回路、参照数字３０３は後処理回路、参照数字
３２１゜３２２．３２３．・・・・・・、３２ＮはＮチ
ャンネルのベースバンド信号サンプル値系列の出力端子
、参照数字４１１，４１２，４１３．・・・・・・、４
１Ｎは位相オフセット回路、参照数字４２θは離散フー
リエ（逆）変換回路をそれぞれ示す。Fig. 1 is a diagram for explaining the present invention in detail, Fig. 2 is a diagram for explaining the present invention, Fig. 3 is a diagram showing an embodiment of the present invention, and Fig. 4 is a diagram for explaining the present invention. FIG. 2 is a diagram illustrating in detail the offset discrete Fourier processing circuit shown in FIG. In Figures 3 and 4, the reference numeral 301 is SSB
- input terminal for sample value series of FDM signal, reference numeral 3
02 is a serial/parallel conversion circuit, reference numbers 311, 312, 31
3. ..., 31N is a sub-filter constituting a polyphase circuit, reference numeral 302 is an offset discrete Fourier processing circuit, reference numeral 303 is a post-processing circuit, reference numeral 321゜322.323. . . . , 32N is an output terminal for an N-channel baseband signal sample value series, and reference numbers 411, 412, 413 .・・・・・・、4
1N indicates a phase offset circuit, and reference numeral 42θ indicates a discrete Fourier (inverse) transform circuit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 任意の数のダミーのベースバンド信号を含ムＮ個の
ベースバンド信号の周波数分割多重信号をサンプリング
周波数Ｎ−ｆ ｓでサンプリングしたときの実サンプル
値系列を入力として供給され、前記実サンプル値系列を
さらにサンプリング周波数ｆｓでサンプリングしたとき
のＮ個のサブサンプル値系列にそれぞれ対応したＮ個の
複素サンプル値系列を出力するポリフェーズ回路と、前
記ポリフェーズ回路のＮ個の複素サンプル値系列出力を
入力とし、Ｎ個の実サンプル値系列を出力するオフセッ
ト離散フーリエ処理回路との縦続接続により構成された
ことを特徴とする単側帯波周波数分割多重信号復調方式
。1 A real sample value sequence obtained by sampling a frequency division multiplexed signal of N baseband signals including an arbitrary number of dummy baseband signals at a sampling frequency N-fs is supplied as input, and the real sample value a polyphase circuit that outputs N complex sample value series respectively corresponding to N subsample value series when the series is further sampled at a sampling frequency fs; and N complex sample value series outputs of the polyphase circuit. 1. A single sideband frequency division multiplex signal demodulation system, characterized in that it is configured by cascade connection with an offset discrete Fourier processing circuit which receives as input and outputs a sequence of N real sample values.