JPS5830538B2 - Temperature compensated LOS transistor pH meter - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、液体−酸化物一半導体構造の電界効果トラン
ジスタ（これを、本明細書ではＬＯ８と略称する）を用
いたｐＨ計に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a pH meter using a liquid-oxide-semiconductor structure field effect transistor (abbreviated herein as LO8).

この種のＬＯＳトランジスタ形ｐＨ計としては、１９７
４年発行の雑誌「アイ・イー・イー・イー・トランザク
ション・オン・バイオメディカル・エン、ジニアリング
（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｏｎ Ｂｉｏｍ
ｅｄｉｃａｌ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ）Ｊの２１巻に
おける第４８５頁以下に発表されているものがある。As this type of LOS transistor type pH meter, 197
The magazine ``IEEE Transactionon Biom'' published in 2004
There is something published on page 485 onwards in volume 21 of ``edical engineering) J''.

このｐＨ計は、当初生体信号採取用バッファアンプ付電
極として考え出されたものであるが、正確な直流伝達特
性を有することからｐＨ計測にも好適であることが確認
されている。This pH meter was originally conceived as an electrode with a buffer amplifier for collecting biological signals, but it has been confirmed that it is also suitable for pH measurement because it has accurate DC transfer characteristics.

なおこの間の事情については、前記雑誌のほか、１９７
６年発行の雑誌「システムと制御」の第２０巻第１号に
おける第３９頁以降にも詳述されている。Regarding the circumstances during this period, in addition to the above magazine, 197
It is also detailed on pages 39 onwards in Volume 20, No. 1 of the magazine ``System and Control'' published in 2006.

しかしながら、このｐＨ計は、温度に対する特性が不十
分であり且つ装置が大型で複雑であった。However, this pH meter had insufficient temperature characteristics, and the device was large and complicated.

本発明は、ＬＯＳトランジスタの温度特性若しくは被測
定電解質溶液の呈する水素イオン伝導現象の温度特性又
はその両者を補償するための感温素子と、該ＬＯ８）ラ
ンジスタと、を集積化した半導体集積回路板の電極構造
体を用いて、溶液ないし電極の温度を別途に測定する必
要をなくしたＬＯＳトランジスタ形ｐＨ計を提供せんと
するものである。The present invention provides a semiconductor integrated circuit board that integrates a temperature sensing element for compensating for the temperature characteristics of a LOS transistor, the temperature characteristics of a hydrogen ion conduction phenomenon exhibited by an electrolyte solution to be measured, or both, and the LO8) transistor. It is an object of the present invention to provide a LOS transistor type pH meter that eliminates the need to separately measure the temperature of a solution or an electrode using the electrode structure of the present invention.

前記感温素子とは、半導体基板の上にプレーナー技術を
応用して製作する関係上、ダイオード又はトランジスタ
のベース・エミッタ結合の順方向電圧電流特性の温度特
性を応用すると好都合である。Since the temperature sensing element is manufactured on a semiconductor substrate by applying planar technology, it is convenient to apply the temperature characteristics of the forward voltage current characteristics of the base-emitter coupling of a diode or transistor.

また同様にして製作されるアバランシェダイオードのア
バランシェ電圧の温Ｕ％性等を利用することもでき、更
に基板それ自体又は適当なドープを行った区画のオーミ
ック抵抗の温度特性を利用することもできる。It is also possible to utilize the temperature U% characteristic of the avalanche voltage of an avalanche diode manufactured in the same manner, and further to utilize the temperature characteristic of the ohmic resistance of the substrate itself or a section that has been suitably doped.

しかして、同一の半導体基板片上にｐＨ測定用ＬＯ３）
ランジスタと感温素子とが併設せられたる結果、被測定
電解質溶液の被測定点における温度と、上記ＬＯＳトラ
ンジスタおよび感温素子の温度とは非常に良く一致する
。Therefore, on the same semiconductor substrate piece, there is a LO3 for pH measurement.
As a result of providing the transistor and the temperature sensing element together, the temperature of the electrolyte solution to be measured at the measurement point and the temperature of the LOS transistor and the temperature sensing element match very well.

そのため、たとえば体表に近い浅部生体組織のｐＨ７［
を測定する場合の如く測定点の温度が刻々と変化する場
合においても、ｐＨ値にして小数点下３桁目までを十分
良好な精度にて測定することが可能となり、代謝機能の
低下によりアシド−ジス等を早期に検出定量することが
可能となる。Therefore, for example, the pH of shallow biological tissue near the body surface is 7 [
Even when the temperature at the measuring point changes from moment to moment, as when measuring This makes it possible to detect and quantify dirt, etc. at an early stage.

第１図は本発明の一実施例によるＬＯ８）ランジスタ形
ｐＨ計の系統図である。FIG. 1 is a system diagram of a transistor type pH meter (LO8) according to an embodiment of the present invention.

図において、被測定溶液１０には感温素子１１とＬＯ８
）ランジスタ１２とが一体となって接すると共に、該感
温素子１１およびトランジスタ１２はそれぞれ補正演算
回路１３に接続されている。In the figure, the solution to be measured 10 includes a temperature sensing element 11 and an LO8.
) The temperature sensing element 11 and the transistor 12 are connected together with the transistor 12, and are each connected to a correction calculation circuit 13.

また、溶液１０には公知の飽和カルメロ電極のような基
準電極１４も接している。Also in contact with the solution 10 is a reference electrode 14 such as a known saturated Carmelo electrode.

更に必要に応じて、シールド機能をも発揮する篭状又は
網状の不関電極１５も接するように設けである。Furthermore, if necessary, a basket-shaped or net-shaped indifferent electrode 15 that also performs a shielding function is provided so as to be in contact with it.

両電極１４．１５も補正演算回路１３に接続されている
。Both electrodes 14 , 15 are also connected to the correction calculation circuit 13 .

補正演算回路１３の出力側には、被測定溶液１０のｐＨ
値を示すメータ１６が接続されており、更にレコーダ１
７および数字式表示装置１８が接続されておりｐＨ値が
連続的なグラフおよび逐時デジタル値で求まる。On the output side of the correction calculation circuit 13, the pH of the solution 10 to be measured is displayed.
A meter 16 indicating the value is connected, and a recorder 1 is also connected.
7 and a numerical display device 18 are connected, and the pH value is determined by a continuous graph and a digital value at any time.

第２図は前記ＬＯＳトランジスタ１２の感温素子１１（
この場合バ・イポーラ型トランジスタ）とが集積化され
た半導体基板電極の断面図、第３図は該電極の等価回路
図である。FIG. 2 shows the temperature sensing element 11 (of the LOS transistor 12).
FIG. 3 is a sectional view of a semiconductor substrate electrode in which a bipolar transistor (in this case, a bipolar transistor) is integrated, and FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of the electrode.

第２図において、シリコン単結晶の１００面の基板２０
はその表面から適当な深さまでを約１０〜５０Ω、／ｃ
７７１のｐ形特性を有している。In FIG. 2, a silicon single crystal substrate 20 with 100 sides is shown.
is approximately 10 to 50Ω from the surface to an appropriate depth, /c
771 p-type characteristics.

この基板２０は十分厚い単結晶ウエーファから得ること
もあるが、サファイヤ、ガラス等の絶縁物基板の表面に
上記の如き単結晶層を適当な厚さに成長せしめることに
より得たものでもよい。This substrate 20 may be obtained from a sufficiently thick single crystal wafer, but it may also be obtained by growing a single crystal layer as described above to an appropriate thickness on the surface of an insulating substrate such as sapphire or glass.

基板２００表面には、分離用ｐ十層２１．ソースもしく
はドレインとなるｎ十層２３．コレクタ、ベース、エミ
ッタの順に三重拡散により製作されるｎ、ｐ、ｎの各層
２３ 、２１’、 ２２’、絶縁物層となるＳｉＯ２層
２６およびＳｉ３Ｎ４層２７、等が図示の如き配置で選
択的に形成せられる。On the surface of the substrate 200, a p-layer for separation 21. n10 layer 23 which becomes the source or drain. The n, p, n layers 23, 21', 22', which are fabricated by triple diffusion in the order of collector, base, and emitter, the SiO2 layer 26 and the Si3N4 layer 27, which serve as insulator layers, are selectively arranged as shown in the figure. is formed.

しかるのちに必要な電極がアルミニウム布線層２８によ
り導出又は結線され、さらにＬＯ８）ランジスタ１２の
ゲートの部分３０をのぞく全面に比較的厚いＳｉ０２層
２９が形成されている。Thereafter, the necessary electrodes are led out or connected by an aluminum wiring layer 28, and a relatively thick Si02 layer 29 is formed over the entire surface of the transistor 12 except for the gate part 30 (LO8).

ここで、第２図中左端のトランジスタがＬＯＳトランジ
スタ１２であり、第３図中のＱ、に相当する。Here, the transistor at the left end in FIG. 2 is the LOS transistor 12, and corresponds to Q in FIG. 3.

中央のトランジスタは同じ＜Ｏ２であり、このトランジ
スタはＱｌ と全く同じ構造を有しつつもそのゲートは
体液面ゲートではなく、普通のＭＯＳ）ランジスタと同
じ（アルミニウム配線層により導出される。The central transistor has the same <O2, and although it has exactly the same structure as Ql, its gate is not a body fluid level gate, but the same as an ordinary MOS transistor (led out by an aluminum wiring layer).

後述の如く、両トランジスタＱ、とＯ２とは差動接続さ
れることにより温度ドリフト、バイアス、オフセット等
の影響を除去できる。As will be described later, the effects of temperature drift, bias, offset, etc. can be removed by differentially connecting both transistors Q and O2.

一方策２図右端のトランジスタは感温素子１１として使
用される接合形トランジスタであり、第３図Ｏ３に相当
する。On the other hand, the transistor at the right end of Figure 2 is a junction type transistor used as the temperature sensing element 11, and corresponds to O3 in Figure 3.

このＯ３は一般のプレーナ形トランジスタと特に変った
特徴を有するものではない。This O3 does not have any particular characteristics different from those of a general planar transistor.

第４図は、本発明の一実施例による温度補償されたＬＯ
８）ランジスタ形ｐＨ計の具体的回路図である。FIG. 4 shows a temperature compensated LO according to one embodiment of the present invention.
8) A specific circuit diagram of a transistor type pH meter.

図において、上述した集積化半導体基板電極におけるＬ
Ｏ８）ランジスタＱ１ および該トランジスタＱ１ と
同等なＭＯＳ）ランジスタＱ２とで構成される差動ソー
スホロワに演算増幅器Ａ１ が接続されている。In the figure, L in the integrated semiconductor substrate electrode mentioned above is shown.
O8) An operational amplifier A1 is connected to a differential source follower composed of a transistor Q1 and a MOS transistor Q2 equivalent to the transistor Q1.

これにより、トランジスタＱ２ のゲート電位がトラン
ジスタＱ、の液面ゲートの感受する仮想ゲート電位に等
しく維持される。This maintains the gate potential of transistor Q2 equal to the virtual gate potential sensed by the liquid level gate of transistor Q.

一方基準電極１４の電位は電圧ホロワＡ２の出力電圧と
して与えられ、結局減算増幅器Ａ４の出力電圧は上記Ｌ
Ｏ８）ランジスタＱ１ の仮想ゲート電位と基準電極電
位との差、すなわちｐＨ値を意味し得る信号となる。On the other hand, the potential of the reference electrode 14 is given as the output voltage of the voltage follower A2, and as a result, the output voltage of the subtracting amplifier A4 is
O8) This is a signal that can represent the difference between the virtual gate potential of the transistor Q1 and the reference electrode potential, that is, the pH value.

ここでシールドの用途も兼ねた不関電極１５の電位は、
帰還増幅器Ａ３を介して基準電極１４の電位と装置全体
のアース電位が等しくなるように決定される。Here, the potential of the indifferent electrode 15 which also serves as a shield is:
The potential of the reference electrode 14 is determined to be equal to the ground potential of the entire device via the feedback amplifier A3.

このようにすると、基準電極１４に流れる電流を必要最
少限とすることができ、また装置や被測定溶液の内部又
は外部から倒来する誘導妨害等の影響を除去することが
できる。In this way, the current flowing through the reference electrode 14 can be minimized, and the influence of induced disturbances etc. coming from inside or outside the device or the solution to be measured can be eliminated.

不関電極１５は、これを篭状又は網状の形状に構成して
前記のＬＯ８）ランジスタＱ１ および基準電極１４を
囲う如くに設けるのが好ましい。It is preferable that the indifferent electrode 15 is formed into a cage-like or net-like shape and provided so as to surround the above-mentioned LO8) transistor Q1 and the reference electrode 14.

またその電極材料はステンレススチール、金、白金等の
耐蝕性の良い材料が好ましい。Further, the electrode material is preferably a material with good corrosion resistance such as stainless steel, gold, or platinum.

また導電性プラスチック等も利用し得る。Further, conductive plastics and the like can also be used.

両トランジスタＱ、、Ｑ２の電気的特性が十分一致して
いれば、それら自身の特性上に温度特性があっても演算
増幅器Ａ１ の出力電圧にはそれの影響は及ばない。If the electrical characteristics of both transistors Q, Q2 are sufficiently matched, even if there is a temperature characteristic among their own characteristics, it will not affect the output voltage of the operational amplifier A1.

しかし、増幅器Ａ４の出力電圧には水溶液の酸塩基平衡
状態の示す電気現象自体の有する温度特性が含まれたま
まであり、これは後段において補償されねばならない。However, the output voltage of amplifier A4 still includes the temperature characteristics of the electrical phenomenon itself exhibited by the acid-base equilibrium state of the aqueous solution, and this must be compensated for in the subsequent stage.

すなわち、トランジスタＱ１ の感受する仮想ゲート
電位■はガラス電極の場合と同じく次の（１）式で与え
られる。That is, the virtual gate potential (2) sensed by the transistor Q1 is given by the following equation (1), as in the case of the glass electrode.

ここで、Ｒはガス定数（−８，３１４ＪｌｏＫ）、Ｆは
ファラデ一定数（＝９．６４８７Ｘ１０４ク一ロン１モ
ル）、Ｔは被測定局部の絶対温度、ｃｏは参照電極によ
り決る定数（カロメル又は塩化銀等なら零とみなせる）
である。Here, R is the gas constant (-8,314 JloK), F is the Faraday constant (=9.6487 x 104 chlorine 1 mole), T is the absolute temperature of the local area to be measured, and co is the constant determined by the reference electrode (calomel or For silver chloride, etc., it can be considered zero)
It is.

すなわち、上記（１）式においては絶対温度Ｔに比例す
る項があり、これは観測されるｐＨ値の信号に対するス
ケールファクタとなっている。That is, in the above equation (1), there is a term proportional to the absolute temperature T, which serves as a scale factor for the observed pH value signal.

この（１）式から定数項を清算して書直すと、 となり、これはたとえば体温すなわち３７，５℃（３１
０，６°Ｋ）においては Ｖ＝ ０．０６１６１ ｐＨ−７，０・・・・・・・・
・・・・（ｌ“）となる。If we remove the constant term from equation (1) and rewrite it, we get, which is, for example, the body temperature, 37.5℃ (31℃).
0.6°K), V = 0.06161 pH-7.0...
...(l").

すなわち実用上はｐＨ値倍信号してはｐＨ＝７を基準に
考えればよいから（１）式は結局単純な゛′温度係数を
有する係数”を持った一次比例関係式となる。That is, in practice, the pH value multiplied signal can be considered based on pH=7, so equation (1) ultimately becomes a linear proportionality equation with a simple ``coefficient having a temperature coefficient''.

一方感温素子としてこの場合用いたバイポーラトランジ
スタＱ３のベース・エミッタ間電圧は、演算増幅器Ａ、
によって、予定されたコレクタ電流が得られるように制
御される。On the other hand, the voltage between the base and emitter of the bipolar transistor Q3 used in this case as a temperature sensing element is determined by the operational amplifier A,
is controlled so that a predetermined collector current is obtained.

すなわち一般にコレクタ電流Ｉｃとベース・エミッタ間
電圧■ｂ８とは、 なる関係を有することが知られている。That is, it is generally known that the collector current Ic and the base-emitter voltage b8 have the following relationship.

ここで、■ｃｏは固有飽和電流を表わす定数、ｑは電子
の電荷量（−１，６０２１Ｘ１０−９クーロン）、ｋは
ボルツマン定数（−１，３８０５４Ｘ１０−”ＪｌｏＫ
）、Ｔは結合部の絶対温度（０Ｋ）である。Here, ■co is a constant representing the characteristic saturation current, q is the electron charge (-1,6021X10-9 coulombs), and k is Boltzmann's constant (-1,38054X10-"JloK
), T is the absolute temperature (0K) of the joint.

なお、室温ないし体温程度の温度領域（Ｔ＝３０００Ｋ
）においては、電圧Ｖｂｅが０．１Ｖ程度以上あればカ
ッコの中の−１は省略してかまわない。In addition, the temperature range from room temperature to body temperature (T = 3000K
), if the voltage Vbe is approximately 0.1V or more, the -1 in the parentheses may be omitted.

従って上記（２）式は、 となる。Therefore, the above equation (2) is becomes.

実際にはこの（２′）式から直接的に結合部温度を求め
ることもできるが、本実施例においてはトランジスタ内
部での再結合電流や表面リーク電流等を遮省するために
電流微分方式を用いている。In reality, the junction temperature can be determined directly from equation (2'), but in this example, a current differential method is used to eliminate recombination current and surface leakage current inside the transistor. I am using it.

すなわち、第４図において電界効果トランジスタＱ４は
スイッチ素子として方形波発振器Ａ６の出力信号により
開閉される。That is, in FIG. 4, field effect transistor Q4 is opened and closed as a switching element by the output signal of square wave oscillator A6.

前記トランジスタＱ４の開閉に応じて、トランジスタＱ
３のコレクタ電流Ｉｃは抵抗器ＲＡ（＝’ｌ ＯＯ，Ｏ
ｋΩ）あるいは該抵抗器ＲＡと抵抗器ＲＢ （＝１１．
１１１にΩ）との並列抵抗によって定まる。Depending on the opening and closing of the transistor Q4, the transistor Q
The collector current Ic of 3 is the resistor RA (='l OO, O
kΩ) or the resistor RA and resistor RB (=11.
It is determined by the parallel resistance of 111 and Ω).

この場合ＲＢ＝−ＲＡとなっているから、この切換えに
より って生ずる電流Ｉ。In this case, since RB=-RA, the current I generated by this switching.

の変化比は１０倍となる。従って となる。The change ratio is 10 times. Therefore becomes.

これは温度に対する一次関数であるから、方形波発振器
Ａ６の出力信号に同期して演算増幅器Ａ、の出力端に生
じる振動成分の振巾を求めれば、結合部温度Ｔ（０Ｋ）
を求めることができる。Since this is a linear function with respect to temperature, if we find the amplitude of the vibration component that occurs at the output end of operational amplifier A in synchronization with the output signal of square wave oscillator A6, we can calculate the coupling part temperature T (0K).
can be found.

以下第４図において上記両パラメータを関連づけて演算
し、最終的に温度係数が補正されたｐＨ値倍信号得る過
程を説明する。Below, in FIG. 4, a process will be described in which both of the above parameters are correlated and calculated to finally obtain a pH value multiplied signal with the temperature coefficient corrected.

上述の如くして、（１）未補正ｐＨ値倍信号しての増幅
器Ａ４の出力電圧と、（２）振幅が温度信号として意味
をなす演算増幅器Ａ、の出力電圧と、の両型圧信号が得
られる。As described above, both types of pressure signals are obtained: (1) the output voltage of amplifier A4 as an uncorrected pH value multiplied signal, and (2) the output voltage of operational amplifier A, whose amplitude makes sense as a temperature signal. is obtained.

前記両電圧は可変利得の増巾器Ａ７０入力点において加
算される。Both voltages are summed at the input of variable gain amplifier A70.

この場合、増幅器Ａ４からの未補正ｐＨ値倍信号抵抗器
Ｒ１を介して直流的に、また演算増幅器Ａ、からの温度
信号はコンデンサＣ２と抵抗器Ｒ２を介して交流的に増
幅器Ａ７に結合されている。In this case, the uncorrected pH value double signal from amplifier A4 is coupled DC via resistor R1, and the temperature signal from operational amplifier A is coupled AC via capacitor C2 and resistor R2 to amplifier A7. ing.

増幅器Ａ７の帰還抵抗回路網には発光ダイオードと光導
電セルとの組合せによる電流制御可変抵抗器ＰＣ１が組
込まれている。The feedback resistor network of amplifier A7 incorporates a current controlled variable resistor PC1 which is a combination of a light emitting diode and a photoconductive cell.

増幅器Ａ７の利得は、直流から少くとも通常の演算増巾
器の扱い得る周波数領域まで一様となるように、可変抵
抗器ＰＣ１の抵抗値が光結合されている発光ダイオード
ＬＥＤ、の電流に応じて連続的に制御せられる。The gain of the amplifier A7 is determined according to the current of the light emitting diode LED, to which the resistance value of the variable resistor PC1 is optically coupled, so that the gain of the amplifier A7 is uniform from DC to at least a frequency range that can be handled by a normal operational amplifier. can be controlled continuously.

そこで、増幅器Ａ７の出力端子に重畳して生ずる前記両
型圧信号の内、温度信号としての交流成分すなわち方形
波発振器Ａ６の発振出力に同期した方形波成分のみがコ
ンデンサＣ２を介して抽出される。Therefore, of the two types of pressure signals superimposed on the output terminal of the amplifier A7, only the AC component as a temperature signal, that is, the square wave component synchronized with the oscillation output of the square wave oscillator A6 is extracted via the capacitor C2. .

しかる後トランジスタＱ、および演算増幅器Ａ８の成す
同期検波回路により、方形波発振器Ａ６の発振出力の方
形波を参照用キャリヤとして同期検波される。Thereafter, the synchronous detection circuit formed by the transistor Q and the operational amplifier A8 performs synchronous detection using the square wave of the oscillation output of the square wave oscillator A6 as a reference carrier.

上述した検波の結果としての直流信号は、演算増幅器Ａ
９ とコンデンサＣ３とで構成される積分器の入力端子
において一定の直流電流と比較されつつ積分される。The DC signal as a result of the above-mentioned detection is sent to the operational amplifier A.
9 and a capacitor C3, the current is integrated while being compared with a constant DC current.

この積分出力信号は抵抗器Ｒ３および発光ダイオードＬ
ＥＤ、を流れる電流として増幅器Ａ７の利得を制御する
如く帰還されているから、最終的には該増幅器Ａ７の出
力電圧における温度信号を意味する方形波成分の振巾が
常にある一定値になるように、増幅器Ａ７の利得が調整
せられる。This integrated output signal is connected to resistor R3 and light emitting diode L
Since the current flowing through the ED is fed back to control the gain of the amplifier A7, the amplitude of the square wave component representing the temperature signal in the output voltage of the amplifier A7 is always kept at a certain constant value. Then, the gain of amplifier A7 is adjusted.

以上から、増幅器Ａ７０入力として与えられる交流成分
すなわち演算増幅器Ａ５から与えられる温度信号の振巾
に逆比例するように該増幅器Ａ７の利得が制御せられる
。From the above, the gain of amplifier A7 is controlled so as to be inversely proportional to the amplitude of the AC component supplied as input to amplifier A70, ie, the amplitude of the temperature signal supplied from operational amplifier A5.

ところで増幅器Ａ７の利得は直流に対しても同様に作用
するから、該増幅器Ａ７を通じて伝達される直流成分す
なわち増幅器Ａ４から導入されるｐＨ値倍信号、上記の
温度信号の振巾すなわち絶対温度Ｔにより除されたる形
にて与えられる。By the way, the gain of amplifier A7 acts on direct current as well, so the direct current component transmitted through amplifier A7, that is, the pH value multiplied signal introduced from amplifier A4, and the amplitude of the above temperature signal, that is, the absolute temperature T, It is given in the form that is removed.

従って増幅器Ａ７の出力信号における直流成分を演算増
幅器Ａｇｏの成す低域通過形フィルタにより、温度補償
されたｐＨ値倍信号得られる。Therefore, the DC component in the output signal of the amplifier A7 is filtered by the low-pass filter formed by the operational amplifier Ago to obtain a temperature-compensated pH value multiplied signal.

前記信号を指示計器Ｍ１ に供給することにより、ｐＨ
が観測できる。By supplying said signal to the indicator M1, the pH
can be observed.

以上は主としてアナログ方式による本発明の一実施例の
説明である。The above is a description of one embodiment of the present invention mainly using an analog system.

第５図は、主としてデジタル方式による本発明の他実施
例において温度補償動作を行う部分の回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of a portion that performs a temperature compensation operation in another embodiment of the present invention, which is mainly based on a digital system.

第６図は第５図の回路を説明するための信号波形図であ
る。FIG. 6 is a signal waveform diagram for explaining the circuit of FIG. 5.

両図において、端子５１には第４図における演算増幅器
Ａ５からの温度信号が、端子５２には第４図における増
幅器Ａ４からの未補償ｐＨｆｉ１ｍ信号がそれぞれ導入
される。In both figures, the temperature signal from the operational amplifier A5 in FIG. 4 is introduced into the terminal 51, and the uncompensated pHfi1m signal from the amplifier A4 in FIG. 4 is introduced into the terminal 52.

演算増幅器による積分器Ａｌｌは、第１クロック発振器
５７によって発生されるクロックφ１の１周期毎に開閉
スイッチＳ１ と抵抗器Ｒ２を介して正の飽和値（ツェ
ナーダイオードＺＤ１ 、ＺＤ２によって決まる）にプ
リセットされる。The integrator All, which is an operational amplifier, is preset to a positive saturation value (determined by the Zener diodes ZD1 and ZD2) via the on/off switch S1 and the resistor R2 every cycle of the clock φ1 generated by the first clock oscillator 57. Ru.

つづくカウントサイクルにおいて、積分器Ａ１□は抵抗
器Ｒ１を介して基準電圧として与えられる温度信号を積
分し始める。In the following count cycle, integrator A1□ begins to integrate the temperature signal provided as a reference voltage via resistor R1.

適当な時間経過ののち、他方の未補償ｐＨ値信号に応じ
て比較器ＡＩ２およびＡ１３がその出力の論理値を反転
させるこの場合どちらが先に反転するかはｐＨ値倍信号
極性によって決るが、カウンタ５３がカウントアツプす
るのは排他的オアゲートＧ、が論理１を与えている期間
であり、それにより該カウンタ５３はｐＨ値倍信号絶対
値を表わすカウント値となる。After an appropriate period of time, comparators AI2 and A13 invert the logic value of their outputs in response to the other uncompensated pH value signal. The counter 53 counts up during the period when the exclusive OR gate G is giving a logic 1, so that the counter 53 has a count value representing the pH value multiplied by the absolute value of the signal.

一方ｐＨ値信号の符号は排他的オアゲートＧ１の出力が
Ｏから１になった時の上記比較器Ａ１２またはＡ１３の
出力端子の状態を調べれば判別され、これはＤ型フリッ
プフロップ５９によって行われる。On the other hand, the sign of the pH value signal can be determined by checking the state of the output terminal of the comparator A12 or A13 when the output of the exclusive OR gate G1 changes from O to 1, and this is done by the D-type flip-flop 59.

最終的に、第２クロック発振器５８からのクロックφ２
のタイ□ングによってカウンタ５３の内容はラッチ５４
に転送され、さらにデコーダ５５を介して数値表示器５
６に導入される。Finally, the clock φ2 from the second clock oscillator 58
The contents of the counter 53 are changed to the latch 54 by the timing of
is further transferred to the numerical display 5 via the decoder 55.
6 will be introduced.

ここでこのデコーダ５５は、サイン（符号）・マグニチ
ュード（絶対値）型の誘入力を受は入れてこれを数字式
表示装置５６に適した形式に変換するものであるが、ｐ
Ｈ値倍信号ゼロすなわちマグニチュード部のゼロカウン
ト状態をｐＨ＝７と表示する如くに、デコード結果を入
れ替えて接続されている。Here, the decoder 55 accepts a sine (sign)/magnitude (absolute value) type induced force and converts it into a format suitable for the numerical display device 56.
The decoding results are switched and connected so that the H value multiplied signal is zero, that is, the zero count state of the magnitude section is displayed as pH=7.

またカウンタ５３その他は上記の積分、カウントの行程
の最後段階でクリアされ、次の計測サイクルにそなえる
。Further, the counter 53 and others are cleared at the final stage of the above-mentioned integration and counting process to prepare for the next measurement cycle.

以上の論理動作は公知の積分型Ａ 、／’ Ｄ変換器の
一例にすぎないが、ここでは積分速度が一定値でなく温
度信号により決定されるため、前記カウント期間でのカ
ウント結果すなわちその期間の長さはｐＨ値倍信号比例
しかつ温度信号に反比例するものとなり、所期の目的で
ある温度補償が遂行される。The above logic operation is just an example of a well-known integral type A,/'D converter, but here, since the integration speed is determined not by a constant value but by a temperature signal, the count result in the counting period, that is, the period The length of is proportional to the pH value multiplied by the signal and inversely proportional to the temperature signal, thus accomplishing the intended purpose of temperature compensation.

実用上論理動作の順序づけを確実にするために２個のＤ
型フリップフロップ６０，６１が挿入される。In order to ensure the ordering of logical operations in practice, two D
Type flip-flops 60, 61 are inserted.

また第１クロック発振器５１としては１〜１０Ｈｚのパ
ルス発振器が、また第２クロック発振器５８としては１
〜１００ＫＨｚの方形波発振器がそれぞれ適当である。The first clock oscillator 51 is a 1-10Hz pulse oscillator, and the second clock oscillator 58 is a 1-10Hz pulse oscillator.
~100 KHz square wave oscillators are each suitable.

しかしまた上記の例とは異る種々のデジタル方式の補償
動作をなす回路が実現可能である。However, it is also possible to realize circuits that perform various digital compensation operations different from the above example.

−例として乗算器型のＡ／Ｄ変換器を用いたＤＡ変換系
を利用し、その基準（被乗数）電圧として前述の温度信
号を与える事によっても行い得る。- For example, this can be done by using a DA conversion system using a multiplier type A/D converter and giving the above-mentioned temperature signal as its reference (multiplicand) voltage.

さらに信号切換用のマルチプレクサと、Ａ／Ｄ変換器と
の組合せの後に処理手続きのソフトウェアを内蔵したＣ
ＰＵを配置する事によっても行い得る。Furthermore, after combining the multiplexer for signal switching and the A/D converter, the software for processing procedures is built in.
This can also be done by arranging PUs.

さらに第４図中の点線で囲んだ部分全体を１つのモノリ
シック方式又はハイブリッド方式の集積回路としてまと
め、これをプローブの先端近くに内蔵せしめて被計測溶
液の中まで持込む如く構成する事もまた好ましい実施方
法である。Furthermore, it is also possible to combine the entire area surrounded by the dotted line in Figure 4 into one monolithic or hybrid integrated circuit, and to incorporate it near the tip of the probe and carry it into the solution to be measured. This is the preferred method of implementation.

以上の説明においては感温素子を接合型バイポーラトラ
ンジスタによるものとして説明したが、これはこの他に
ただのダイオード、アバランシェ（ツェナー）ダイオー
ド等の温度特性を用いても補正を行うことができる。In the above description, the temperature-sensitive element has been explained as being a junction-type bipolar transistor, but correction can also be made by using the temperature characteristics of a simple diode, an avalanche (Zener) diode, or the like.

さらに、半導体基板それ自身又は適当なドープを行った
区画のオーミックな抵抗もまた感温素子として利用し得
る。Furthermore, ohmic resistors of the semiconductor substrate itself or of suitably doped sections can also be used as temperature sensitive elements.

すなわち感温素子それ自身に関しては、同一の半導体基
板に集積され得るものならばあらゆる形式のものが本発
明の主旨にかなっている。That is, as for the temperature sensing element itself, any type of element that can be integrated on the same semiconductor substrate is compatible with the spirit of the present invention.

またそれらのいずれに関１−でも、使用温度範囲ないし
適用ｐＨ範四等が生体の計測の場合における如く限られ
た生理範囲程度内に収まるならば、除算を行う代りに１
次近似として加減算による修正を行うのみであっても十
分良好なる精度にて計測が行える。Regarding any of these, if the operating temperature range or applicable pH range falls within a limited physiological range such as in the case of biological measurements, instead of dividing by 1
Even if only corrections are made by addition and subtraction as second-order approximations, measurements can be made with sufficient accuracy.

フ さらに本発明の主旨は上記の説明の如きｐＨ値の計測の
みに応用され得るものではなく、上記の説明中のＬＯＳ
トランジスタにおける二酸化シリコンによるゲート絶縁
材料を他の適当なイオン選択性を有する物質に置換する
ことにより該当するイオンの濃度を選択的に計測する場
合においても、全く同様に実施され得るものである。Furthermore, the gist of the present invention is not applicable only to the measurement of pH values as explained above, but also to the measurement of LOS as explained above.
Even when the gate insulating material of silicon dioxide in a transistor is replaced with another substance having appropriate ion selectivity, the concentration of the corresponding ions can be selectively measured, in exactly the same manner.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明の一実施例によるＬＯ８）ランジスタ形
ｐＨ計の系統図で、１０：被測定溶液、１１：感温素子
、１２：ＬＯ８）ランジスタ、１３：補正演算回路、１
４：基準電極、１５：不関電極である。 第２図は第１図に示したＬＯ８）ランジスタ１２と感温
素子１１との半導体基板電極の断面図、第３図は該電極
の等両回略図である。 第４図は本発明実施例の具体的回路図、第５図は本発明
の別実施例における一部の回路図で、Ａｌ ＋ Ａ、５
ｔ Ａ７ ｔＡ９．Ａ１．：演算増幅器、５７，５８
：クロック発振器、Ｍ、：指示計器、５６：数字式表示
器である。 第６図は第５図の回路を説明するための信号波形図であ
る。FIG. 1 is a system diagram of a LO8) transistor type pH meter according to an embodiment of the present invention, 10: solution to be measured, 11: temperature sensing element, 12: LO8) transistor, 13: correction calculation circuit, 1
4: reference electrode, 15: indifferent electrode. FIG. 2 is a sectional view of the semiconductor substrate electrodes of the LO8) transistor 12 and temperature sensing element 11 shown in FIG. 1, and FIG. 3 is a schematic diagram of the electrodes. FIG. 4 is a specific circuit diagram of an embodiment of the present invention, and FIG. 5 is a partial circuit diagram of another embodiment of the present invention.
tA7 tA9. A1. : Operational amplifier, 57, 58
: Clock oscillator, M: Indicator, 56: Numerical display. FIG. 6 is a signal waveform diagram for explaining the circuit of FIG. 5.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 被計測溶液のｐＨ値を計測するためのＬＯＳトラン
ジスタと、該被計測溶液の測定点近傍における温度を計
測するためのＰＮ接合形感温素子と、前記ＬＯ８）ラン
ジスタと同一構造で且つゲート電極が実在するＭＯＳ）
ランジスタとを同一基板上に集積化した半導体基板をプ
ローブとして用い、そして前記ＬＯ８）ランジスタとＭ
ＯＳ）ランジスタとの差動結合により得られたｐＨ値を
表わす信号を、前記感温素子により得られた温度信号に
基づいて修正された真のｐＨ値信号を出力せしめるよう
にしたことを特徴とする温度補償されたＬＯＳトランジ
スタ形ｐＨ計。1. A LOS transistor for measuring the pH value of the solution to be measured, a PN junction type temperature sensing element for measuring the temperature near the measurement point of the solution to be measured, and a gate electrode having the same structure as the above-mentioned LO8) transistor. is an actual MOS)
A semiconductor substrate in which a transistor and a transistor are integrated on the same substrate is used as a probe, and the transistor and M
OS) A signal representing the pH value obtained by differential coupling with the transistor is outputted as a true pH value signal corrected based on the temperature signal obtained by the temperature sensing element. Temperature compensated LOS transistor type pH meter.