JP3189987B2 - Capacitive sensor - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、電極が形成された基板
同士を接合して形成した容量型センサに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a capacitive sensor formed by joining substrates having electrodes formed thereon.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、シリコン基板にマイクロマシニン
グ技術によりダイアフラムを形成し、そのダイアフラム
を圧力、加速度等の検出すべき物理量に応じて変位する
構造とし、そのダイアフラムと微小間隙を隔てた他の基
板との間でキャパシタを構成して、そのキャパシタの容
量を測定することで、物理量を測定するようにした容量
型センサが知られている。2. Description of the Related Art Conventionally, a diaphragm is formed on a silicon substrate by a micromachining technique, and the diaphragm is displaced in accordance with a physical quantity to be detected, such as pressure, acceleration, etc., and another substrate is separated from the diaphragm by a minute gap. There is known a capacitive sensor in which a capacitor is formed between the two and a physical quantity is measured by measuring the capacitance of the capacitor.
【０００３】この容量型センサにおける容量の測定は、
Ｃ／ｆコンバータにより容量を周波数に変換し、その発
振出力をカウンタで測定することによって行われる。[0003] The capacitance measurement in this capacitive sensor is
This is performed by converting the capacity into a frequency by a C / f converter and measuring the oscillation output by a counter.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】ところが、このような
容量型センサにおいては、キャパシタを構成するシリコ
ンとガラスの熱膨張率の違いにより接合部で歪みが発生
すること、Ｃ／ｆコンバータを構成するＣＭＯＳ回路で
温度ドリフトが発生すること等の現象が発生する。この
ため、測定すべき物理量が変化しなくても、発振周波数
が温度に依存して変化し（ゼロ点温度特性）、また、一
定の検出すべき物理量の変化に対しても、発振周波数の
変化量が温度に依存して変化する（感度温度特性）こと
になり、温度変化による測定誤差が発生するという問題
がある。However, in such a capacitive sensor, distortion occurs at the junction due to the difference in the coefficient of thermal expansion between silicon and glass constituting the capacitor, and a C / f converter is formed. A phenomenon such as a temperature drift occurring in the CMOS circuit occurs. Therefore, even if the physical quantity to be measured does not change, the oscillation frequency changes depending on the temperature (zero-point temperature characteristic). Since the amount changes depending on the temperature (sensitivity temperature characteristic), there is a problem that a measurement error occurs due to the temperature change.
【０００５】上述の課題に対し、ゼロ点温度特性は、周
波数発生回路内の定電流回路のＭＯＳトランジスタの温
度特性により調整する方法が用いられていた。しかし、
これを最適値に合わしても、図１１に出力電圧Ｖの温度
Ｔに対する変化量（ゼロ点移動度Δｆ／ｆ）の特性図を
示したように、その特性を直線的にすることができなか
った。To solve the above problem, a method has been used in which the zero point temperature characteristic is adjusted by the temperature characteristic of the MOS transistor of the constant current circuit in the frequency generating circuit. But,
Even if this is adjusted to the optimum value, the characteristic cannot be made linear as shown in the characteristic diagram of the variation (zero point mobility Δf / f) of the output voltage V with respect to the temperature T in FIG. Was.
【０００６】本発明は、上記の課題を解決するために成
されたものであり、その目的とするところは、容量型セ
ンサにおいて、温度変化に起因する測定誤差を減少させ
ることであり、より詳細には、ゼロ点温度特性か感度温
度特性の少なくとも一方の温度特性を補償することであ
る。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to reduce a measurement error caused by a temperature change in a capacitive sensor. Is to compensate for at least one of the zero point temperature characteristic and the sensitivity temperature characteristic.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の発明の構成は、検出すべき物理量の変化によって変化
する容量を有する測定キャパシタと、前記測定キャパシ
タに接続され、その測定容量に逆比例した周波数のパル
ス信号を出力する測定周波数発生回路を有する容量型セ
ンサにおいて、前記測定キャパシタと同じ環境雰囲気中
に構成され、検出すべき物理量の変化によって変化しな
い基準容量を有する基準キャパシタと、該基準キャパシ
タに接続され、前記測定周波数発生回路と同様に構成さ
れ、その基準容量に逆比例し、前記測定周波数発生回路
から出力されるパルス信号の少なくとも２倍以上の周波
数のパルス信号を出力する基準周波数発生回路と、該基
準周波数発生回路の出力するパルス信号と前記測定周波
数発生回路の出力するパルス信号とを入力して前記測定
周波数発生回路の出力するパルス信号に基づく所定の周
期で前記基準周波数発生回路の出力するパルス信号幅に
比例した一つのパルス信号を出力する信号出力回路と、
該信号出力回路から出力されるパルス信号のデューティ
比に基づいて前記検出すべき物理量を算出する出力演算
回路とを備えたことを特徴とする。According to an aspect of the present invention, there is provided a measuring capacitor having a capacitance which varies according to a change in a physical quantity to be detected, and a measuring capacitor connected to the measuring capacitor and having an inverse proportion to the measuring capacitance. A capacitive sensor having a measurement frequency generating circuit that outputs a pulse signal having a determined frequency, a reference capacitor configured in the same environmental atmosphere as the measurement capacitor and having a reference capacitance that does not change due to a change in a physical quantity to be detected; A reference frequency connected to a capacitor, configured in the same manner as the measurement frequency generation circuit, and outputting a pulse signal having a frequency that is at least twice the frequency of the pulse signal output from the measurement frequency generation circuit, which is inversely proportional to the reference capacitance; A generation circuit, a pulse signal output from the reference frequency generation circuit, and an output from the measurement frequency generation circuit. A signal output circuit for outputting one pulse signal proportional to the pulse signal width of the output of the reference frequency generation circuit at a predetermined cycle based on the pulse signal by inputting a pulse signal output of the measuring frequency generating circuit that,
An output operation circuit for calculating the physical quantity to be detected based on a duty ratio of a pulse signal output from the signal output circuit.
【０００８】[0008]
【作用】測定する物理量に応じて容量が変化する測定キ
ャパシタに接続された測定周波数発生回路により、その
物理量に比例した周波数のパルス信号が発生される。一
方、物理量によって容量が変化しない基準キャパシタに
接続された基準周波数発生回路により、基準キャパシタ
の容量に逆比例した周波数のパルス信号が発生される。
ここで、測定周波数発生回路の出力は、最適な入力電圧
により、出力のゼロ点温度特性が最小となるように調整
される。そして、この出力は信号出力回路に入力され
る。上記信号出力回路により測定周波数発生回路の出力
するパルス信号に基づく所定の周期で基準周波数発生回
路の出力するパルス信号幅に比例した一つのパルス信号
が出力される。このとき、測定周波数発生回路及び基準
周波数発生回路で発生される周波数の温度に対する変化
率が同じように変化するとする。すると、上記信号出力
回路から出力されたパルス信号のデューティ比では周波
数の温度に対する変化量がキャンセルされ、ゼロ点温度
特性を有しないことになる。そして、出力演算回路によ
り上記デューティ比に基づいて検出すべき物理量が算出
される。又、測定周波数発生回路にて、測定周波数の感
度温度特性が最小になるように調整し、基準周波数発生
回路にて、基準周波数のゼロ点温度特性が最小になるよ
うに調整すると、パルス信号のデューティ比は感度温度
特性を有しない。即ち、本発明の容量型センサでは信号
出力回路にてゼロ点温度補償、測定周波数発生回路にて
感度温度補償が行われ、その出力信号は少なくともゼロ
点か感度の何れか一方の温度特性が補償されたものとな
る。According to the present invention, a pulse signal having a frequency proportional to a physical quantity is generated by a measuring frequency generating circuit connected to a measuring capacitor whose capacitance changes according to the physical quantity to be measured. On the other hand, a reference frequency generating circuit connected to a reference capacitor whose capacitance does not change due to a physical quantity generates a pulse signal having a frequency inversely proportional to the capacitance of the reference capacitor.
Here, the output of the measurement frequency generation circuit is adjusted by an optimum input voltage so that the zero point temperature characteristic of the output is minimized. Then, this output is input to the signal output circuit. The signal output circuit outputs one pulse signal proportional to the pulse signal width output from the reference frequency generation circuit at a predetermined cycle based on the pulse signal output from the measurement frequency generation circuit. At this time, it is assumed that the rate of change of the frequency generated by the measurement frequency generation circuit and the reference frequency generation circuit with respect to the temperature changes similarly. Then, in the duty ratio of the pulse signal output from the signal output circuit, the change amount of the frequency with respect to the temperature is canceled, and the zero point temperature characteristic is not obtained. Then, the output operation circuit calculates a physical quantity to be detected based on the duty ratio. When the sensitivity frequency characteristic of the measurement frequency is adjusted by the measurement frequency generation circuit to be minimized, and the zero-point temperature characteristic of the reference frequency is adjusted by the reference frequency generation circuit, the pulse signal The duty ratio has no sensitivity temperature characteristic. That is, in the capacitive sensor of the present invention, the zero point temperature compensation is performed in the signal output circuit and the sensitivity temperature compensation is performed in the measurement frequency generation circuit, and the output signal compensates at least one of the temperature characteristics of the zero point and the sensitivity. It was done.
【０００９】[0009]
【実施例】以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説
明する。本実施例は、検出すべき物理量を圧力とした容
量型圧力センサに関する。図４は本発明に係る容量型圧
力センサ１０を示した平面図であり、図５は図４のＶ−
Ｖ線に沿った縦断面図である。１１は被測定圧力Ｐを受
ける感圧ダイアフラム部１２を形成した上に電極１３を
形成した単結晶シリコンから成る半導体基板であり、そ
の半導体基板１１上には電極１３の形成と同様に半導体
製造技術を用いて一体的に回路部１４が形成されてい
る。電極１３は半導体基板１１を介して回路部１４と接
続されている。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention will be described below with reference to specific embodiments. The present embodiment relates to a capacitive pressure sensor in which a physical quantity to be detected is pressure. FIG. 4 is a plan view showing the capacitive pressure sensor 10 according to the present invention, and FIG.
It is a longitudinal cross-sectional view along the V line. Reference numeral 11 denotes a semiconductor substrate made of single-crystal silicon on which a pressure-sensitive diaphragm portion 12 for receiving a pressure P to be measured is formed and an electrode 13 is formed, and a semiconductor manufacturing technique is formed on the semiconductor substrate 11 in the same manner as the formation of the electrode 13. The circuit portion 14 is integrally formed by using. The electrode 13 is connected to the circuit section 14 via the semiconductor substrate 11.
【００１０】２１は例えば、パイレックスガラス等から
成る上部ガラス基板であり、電極１３に対向する電極２
３が形成されている。又、３０は穴部２５を有する下部
ガラス基板である。図５に示されたように、半導体基板
１１と上部ガラス基板２１が接合されることにより、容
量型圧力センサ１０の基準圧室１５が形成されている。
電極１３，２３の平面方向に、その基準圧室１５につな
がって、その電極１３，２３の周囲に補正室１６が形成
されている。Reference numeral 21 denotes an upper glass substrate made of, for example, Pyrex glass.
3 are formed. Reference numeral 30 denotes a lower glass substrate having a hole 25. As shown in FIG. 5, the reference pressure chamber 15 of the capacitive pressure sensor 10 is formed by joining the semiconductor substrate 11 and the upper glass substrate 21.
A correction chamber 16 is formed around the electrodes 13 and 23 so as to be connected to the reference pressure chamber 15 in the plane direction of the electrodes 13 and 23.
【００１１】その補正室１６の微小ギャップの対向する
両面において、電極１３，２３の周囲に補正電極１７，
２７が形成されている。電極１３，２３及び補正電極１
７，２７は、接合された後においては、接続端子部２４
等を介してそれぞれ回路部１４と接続されている。On both sides of the small gap in the correction chamber 16 around the electrodes 13 and 23, the correction electrodes 17 and
27 are formed. Electrodes 13, 23 and correction electrode 1
7, 27 are connected terminal portions 24 after being joined.
Are connected to the circuit section 14 via the like.
【００１２】このように構成された容量型圧力センサ１
０においては、被測定圧力Ｐを感圧ダイアフラム部１２
に受けるとその感圧ダイアフラム部１２が撓むことによ
り、基準圧室１５で対向している電極１３と電極２３と
の間隔が変化し、その測定キャパシタ（以下、測定容量
という）Ｃs が変化する。The capacitive pressure sensor 1 constructed as described above
0, the measured pressure P is changed to the pressure-sensitive diaphragm section 12.
When the pressure-sensitive diaphragm 12 is bent, the distance between the electrode 13 and the electrode 23 facing each other in the reference pressure chamber 15 changes, and the measurement capacitor (hereinafter, referred to as measurement capacitance) Cs changes. .
【００１３】ところが、補正室１６で対向している補正
電極１７と補正電極２７との間隔は、補正室１６が剛体
の壁で構成されているので、感圧ダイアフラム部１２が
被測定圧力Ｐを受けても撓むことがなく、その基準キャ
パシタ（以下、基準容量という）Ｃr は変化しない。こ
のように、測定容量Ｃs は電極１３、電極２３、基準圧
室１５とで構成され、基準容量Ｃr は補正電極１７，２
７、補正室１６とで構成されている。However, the distance between the correction electrode 17 and the correction electrode 27 which are opposed to each other in the correction chamber 16 is determined by the fact that the pressure-sensitive diaphragm section 12 has a pressure to be measured P because the correction chamber 16 is formed of a rigid wall. The reference capacitor (hereinafter, referred to as reference capacitance) Cr does not change even if it is received. As described above, the measurement capacitance Cs is composed of the electrode 13, the electrode 23, and the reference pressure chamber 15, and the reference capacitance Cr is the correction electrodes 17 and 2.
7 and a correction chamber 16.
【００１４】基準圧室導入口２８を介して基準圧室１５
と補正室１６とは同じ環境雰囲気中に存在する。従っ
て、基準容量Ｃr と測定容量Ｃs は、同一の温度、同一
の湿度、測定圧力によらない同一外乱、基準容量Ｃr と
測定容量Ｃs を満たす媒体の誘電率の同一の変化を、そ
れぞれ受けている。よって、基準容量Ｃr と測定容量Ｃ
s のオフセット値（測定圧が基準圧に等しい時の出力）
は等しくなる。又、そのオフセット値の温度特性も等し
くなる。The reference pressure chamber 15 is connected via the reference pressure chamber inlet 28.
And the correction room 16 exist in the same environmental atmosphere. Therefore, the reference capacitance Cr and the measurement capacitance Cs receive the same temperature, the same humidity, the same disturbance independent of the measurement pressure, and the same change in the dielectric constant of the medium satisfying the reference capacitance Cr and the measurement capacitance Cs. . Therefore, the reference capacitance Cr and the measured capacitance C
Offset value of s (output when measured pressure is equal to reference pressure)
Are equal. Further, the temperature characteristics of the offset value become equal.
【００１５】次に、容量型圧力センサ１０の圧力検出回
路の構成を図１に基づいて説明する。基準容量Ｃr が接
続された基準周波数発生回路（Ｃ／ｆコンバータ）４０
の出力する発振周波数のパルス信号ｆr と測定容量Ｃs
が接続された測定周波数発生回路（Ｃ／ｆコンバータ）
５０の出力する発振周波数のパルス信号ｆs とが信号出
力回路６０に入力されている。この信号出力回路６０の
パルス信号はＬＰＦ（ローパスフィルタ）７０を介して
出力演算回路である差動増幅器８０にて増幅され電圧Ｖ
OUT として出力される。Next, the configuration of the pressure detection circuit of the capacitive pressure sensor 10 will be described with reference to FIG. Reference frequency generation circuit (C / f converter) 40 to which reference capacitance Cr is connected
Output pulse signal fr and measured capacitance Cs
Frequency generation circuit (C / f converter) to which is connected
The pulse signal fs of the oscillation frequency output by the reference numeral 50 is input to the signal output circuit 60. The pulse signal of the signal output circuit 60 is amplified by a differential amplifier 80 as an output operation circuit via an LPF (low-pass filter) 70 and a voltage V
Output as OUT .
【００１６】次に、基準周波数発生回路４０及び測定周
波数発生回路５０とは同一構成であるため、測定周波数
発生回路５０のみについて説明する。図６は測定周波数
発生回路５０を示した回路図である。トランジスタＴ
r1，Ｔr4，Ｔr5はｐ型ＭＯＳトランジスタ、トランジス
タＴr2，Ｔr3，Ｔr6，Ｔr7は、ｎ型ＭＯＳトランジスタ
である。又、Ａ1 はシュミットトリガ回路、Ａ2,Ａ3 は
インバータ回路であり、測定容量Ｃs は外部検出圧力の
変化によって静電容量が変化する。Next, since the reference frequency generation circuit 40 and the measurement frequency generation circuit 50 have the same configuration, only the measurement frequency generation circuit 50 will be described. FIG. 6 is a circuit diagram showing the measurement frequency generation circuit 50. Transistor T
r 1 , Tr 4 and Tr 5 are p-type MOS transistors, and the transistors Tr 2 , Tr 3 , Tr 6 and Tr 7 are n-type MOS transistors. Moreover, A 1 is a Schmitt trigger circuit, A 2, A 3 is an inverter circuit, the measurement capacitor Cs capacitance changes due to changes in the external detection pressure.
【００１７】トランジスタＴr1とＴr4及びＴr3とＴr
7は、それぞれカレントミラー回路を構成し、入力電圧
Ｖg によりソース・ドレイン間を流れる電流が調整さ
れ、この入力電圧Ｖg は可変抵抗Ｒ1,Ｒ2 によって調整
される。ここで、ｐ型ＭＯＳトランジスタとｎ型ＭＯＳ
トランジスタのドレイン電流は等しくなるように設計さ
れている。トランジスタＴr5とトランジスタＴr6で構成
されるＣ−ＭＯＳＦＥＴは、測定容量Ｃs を充電又は放
電するための回路である。The transistors Tr 1 and Tr 4 and the transistors Tr 3 and Tr
7 each form a current mirror circuit, a current flowing between the source and the drain is adjusted by the input voltage Vg, the input voltage Vg is adjusted by the variable resistor R 1, R 2. Here, a p-type MOS transistor and an n-type MOS
The drain currents of the transistors are designed to be equal. C-MOSFET is formed by the transistors Tr 5 and the transistor Tr 6 is a circuit for charging or discharging the measurement capacitor Cs.
【００１８】トランジスタＴr6が導通状態の時には、電
源ＶDDから、測定容量Ｃs 、トランジスタＴr6、トラン
ジスタＴr7という経路で電流が流れて、測定容量Ｃs が
電源ＶDDで充電され、測定容量Ｃs の一端の電位Ｖs
は、充電電流の大きさと測定容量Ｃs の容量との比で決
定される傾きで減衰する。[0018] When the transistor Tr 6 is conductive from the power supply V DD, the measurement capacitor Cs, the transistor Tr 6, a current flows through a path of transistor Tr 7, the measurement capacitor Cs is charged by the power supply V DD, measurement capacitor Cs Potential Vs at one end of
Attenuates at a gradient determined by the ratio of the magnitude of the charging current to the capacitance of the measured capacitance Cs.
【００１９】一方、トランジスタＴr5が導通状態の時に
は、測定容量Ｃs に充電された電荷はトランジスタＴ
r4、トランジスタＴr5を介して放電され、電位Ｖs は、
放電電流の大きさと測定容量Ｃs の容量との比で決定さ
れる傾きで増加する。Meanwhile, when the transistor Tr 5 is conductive, the charges stored in the measurement capacitor Cs transistor T
r 4 , discharged through the transistor Tr 5 , and the potential Vs becomes
It increases at a slope determined by the ratio of the magnitude of the discharge current to the capacity of the measured capacity Cs.
【００２０】上記構成の回路において、電位Ｖx,電位Ｖ
s,電位Ｖout1の波形を図７に示す。図７における電位Ｖ
s（最大電位ＶU,最小電位ＶL）は、測定容量Ｃs の容量
と充放電電流の大きさとで決定される傾きで増減する。
従って、出力電位Ｖout1の発振周波数のパルス信号ｆs
は検出圧力に関しては、充放電電流の大きさが一定であ
るので、測定容量Ｃs の容量に逆比例することになる。
この測定容量Ｃs に基づくパルス信号ｆs が測定周波数
発生回路５０から信号出力回路６０に入力される。同様
に、基準容量Ｃr に基づくパルス信号ｆr が基準周波数
発生回路４０から信号出力回路６０に入力される。In the circuit having the above configuration, the potential Vx, the potential V
FIG. 7 shows the waveform of s and the potential Vout1. The potential V in FIG.
s (maximum potential VU, minimum potential VL ) increases or decreases with a gradient determined by the capacity of the measured capacity Cs and the magnitude of the charging / discharging current.
Therefore, the pulse signal fs of the oscillation frequency of the output potential Vout1
Since the magnitude of the charging / discharging current is constant with respect to the detected pressure, it is inversely proportional to the measured capacity Cs.
The pulse signal fs based on the measurement capacitance Cs is input from the measurement frequency generation circuit 50 to the signal output circuit 60. Similarly, a pulse signal fr based on the reference capacitance Cr is input from the reference frequency generation circuit 40 to the signal output circuit 60.
【００２１】一方、ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流の温度
係数は、図８に示す特性を有しており、ゲート電圧−し
きい値電圧の大きさによって、正負任意に変化させるこ
とができる。このため、入力電圧Ｖg により、測定容量
Ｃs の充放電電流の温度係数を適正に設定することで、
測定容量Ｃs の温度特性（ゼロ点温度特性、感度温度特
性）を補償することができる。このようにして、入力電
圧Ｖg を調整することにより、測定周波数発生回路５０
の温度特性を調整することができる。On the other hand, the temperature coefficient of the drain current of the MOSFET has the characteristic shown in FIG. 8, and can be arbitrarily changed positively or negatively depending on the magnitude of the gate voltage-threshold voltage. Therefore, by appropriately setting the temperature coefficient of the charging / discharging current of the measured capacity Cs according to the input voltage Vg,
Temperature characteristics (zero point temperature characteristics, sensitivity temperature characteristics) of the measurement capacitance Cs can be compensated. In this way, by adjusting the input voltage Vg, the measurement frequency generation circuit 50 is adjusted.
Temperature characteristics can be adjusted.
【００２２】基準周波数発生回路４０及び測定周波数発
生回路５０からのパルス信号ｆr,ｆs は３つのＤフリッ
プフロップ（ＤＦＦ−１，ＤＦＦ−２，ＤＦＦ−３）か
ら成る、図２に示したような、信号出力回路６０に入力
されている。図３は図２の信号出力回路６０におけるＡ
〜Ｆ点に対応した信号の遷移を示したタイミングチャー
トである。この図３のＡの波形は基準周波数発生回路４
０からの出力波形を示しており、Ｂは測定周波数発生回
路５０の出力波形である。又、ＣはＤフリップフロップ
ＤＦＦ−２の出力端子Ｑの出力波形、ＤはＤフリップフ
ロップＤＦＦ−１の出力端子Ｑの出力波形、ＥはＤフリ
ップフロップＤＦＦ−１の反転出力端子Ｑバーの出力波
形、ＦはＤフリップフロップＤＦＦ−３の反転出力端子
Ｑバーの出力波形を示している。The pulse signals fr and fs from the reference frequency generation circuit 40 and the measurement frequency generation circuit 50 are composed of three D flip-flops (DFF-1, DFF-2 and DFF-3), as shown in FIG. , And a signal output circuit 60. FIG. 3 shows A in the signal output circuit 60 of FIG.
6 is a timing chart showing transitions of signals corresponding to points F. The waveform of A in FIG.
The output waveform from 0 is shown, and B is the output waveform of the measurement frequency generation circuit 50. C is the output waveform of the output terminal Q of the D flip-flop DFF-2, D is the output waveform of the output terminal Q of the D flip-flop DFF-1, and E is the output of the inverted output terminal Q bar of the D flip-flop DFF-1. A waveform F indicates the output waveform of the inverted output terminal Q of the D flip-flop DFF-3.
【００２３】この信号出力回路６０は基準周波数発生回
路４０と測定周波数発生回路５０との波形を合成するも
ので、測定周波数発生回路５０からの１回の信号出力中
において、基準周波数発生回路４０からの信号の立ち上
がりであるタイミングｔ1 にて立ち上がり、次のタイミ
ングｔ2 にて立ち下がるようなパルス信号Ｄを得る。こ
こで、測定周波数発生回路５０からの１回の信号出力中
において、基準周波数発生回路４０からの信号の立ち上
がり、立ち下がりが発生するような周波数比、つまり測
定周波数発生回路５０の周波数に対する基準周波数発生
回路４０の周波数が２倍以上になるように設定し、この
設定は測定容量Ｃs と基準容量Ｃr の容量比を２対１に
する。又は、分周回路によって基準周波数を分周するこ
とで達成できる。The signal output circuit 60 synthesizes the waveforms of the reference frequency generation circuit 40 and the measurement frequency generation circuit 50. During one signal output from the measurement frequency generation circuit 50, the signal output circuit 60 rising at a timing t 1 is the rising edge of the signal to obtain a pulse signal D such as falls at the next timing t 2. Here, during one signal output from the measurement frequency generation circuit 50, a frequency ratio at which the rise and fall of the signal from the reference frequency generation circuit 40 occurs, that is, the reference frequency with respect to the frequency of the measurement frequency generation circuit 50 The frequency of the generating circuit 40 is set to be twice or more, and this setting makes the capacitance ratio between the measured capacitance Cs and the reference capacitance Cr 2: 1. Alternatively, this can be achieved by dividing the reference frequency by a divider circuit.
【００２４】この信号出力回路６０のパルス信号Ｄのデ
ューティ比Ｄ.Ｒ.は次式により表される。 Ｄ.Ｒ.＝Ｔr(T)／Ｔs(T) ＝ｆs(T)／ｆr(T) ≒｛ｆs＋Δｆs(T)｝／｛ｆr＋Δｆr(T)｝ ＝[｛１＋Δｆs(T)／ｆs｝／｛１＋Δｆr(T)／ｆr｝]・(ｆs／ｆr) ここで、測定容量Ｃs 及び基準容量Ｃr による発振周波
数の温度に対する変化量Δｆs／ｆs及びΔｆr／ｆrが図
９(a),図９(b) にそれぞれ示したようであるとする。つ
まり、次式のようにゼロ点温度特性が同じであるとす
る。 Δｆs(T)／ｆs＝Δｆr(T)／ｆr これは、図３における１／ｆr 及び１／ｆs の温度に対
する変化の比率が同じであることを意味している。従っ
て、 Ｄ.Ｒ.＝ｆs／ｆr となり、デューティ比Ｄ.Ｒ.は温度特性を有しないこと
となる。そして、物理量の変化により１／ｆs が比例し
て変化するため上記デューティ比Ｄ.Ｒ.は図１に示した
出力電圧ＶOUT に比例したものとなる。この結果、出力
電圧ＶOUT の温度Ｔ（℃）に対するゼロ点変化量（％F.
S.）は図１０に示したような特性図となり、ゼロ点温度
特性が極めてフラットな容量型圧力センサが構成でき
る。The duty ratio DR of the pulse signal D of the signal output circuit 60 is expressed by the following equation. DR = Tr (T) / Ts (T) = fs (T) / fr (T) ≒ ｛fs + Δfs (T) ｝ / ｛fr + Δfr (T) ｝ = [｛1 + Δfs (T) / fs｝ / ｛ 1 + Δfr (T) / fr｝] · (fs / fr) Here, the change amounts Δfs / fs and Δfr / fr of the oscillation frequency with respect to the temperature due to the measured capacitance Cs and the reference capacitance Cr are shown in FIGS. 9 (a) and 9 (b). ). That is, it is assumed that the zero point temperature characteristics are the same as in the following equation. Δfs (T) / fs = Δfr (T) / fr This means that the ratios of 1 / fr and 1 / fs to temperature change in FIG. 3 are the same. Therefore, DR = fs / fr, and the duty ratio DR does not have a temperature characteristic. The duty ratio DR is proportional to the output voltage V OUT shown in FIG. 1 because 1 / fs changes in proportion to the change in the physical quantity. As a result, the zero point change amount (% F.) Of the output voltage V OUT with respect to the temperature T (° C.).
S.) is a characteristic diagram as shown in FIG. 10, and a capacitive pressure sensor having an extremely flat zero point temperature characteristic can be constructed.
【００２５】上述の実施例においては、ゼロ点温度特性
が補償できることを示したが、入力電圧Ｖg を調整する
ことにより、信号出力回路６０のパルス信号Ｄのデュー
ティ比Ｄ.Ｒ.の感度温度特性を補償できる。この場合の
調整方法としては、測定周波数発生回路５０にて、測定
周波数ｆsの感度温度特性が最小になるように調整し、
基準周波数発生回路４０にて、基準周波数のゼロ点温度
特性が最小になるように調整する。こうして調整された
デューティ比Ｄ.Ｒ.の出力信号はゼロ点温度特性が補償
されていない。しかしながら、変動圧測定のような交流
特性を求める用途では、ここでのゼロ点温度特性は無視
でき、感度温度特性のみ必要であり、上記調整方法が有
効となる。In the above embodiment, the zero-point temperature characteristic can be compensated. However, by adjusting the input voltage Vg, the sensitivity temperature characteristic of the duty ratio DR of the pulse signal D of the signal output circuit 60 can be adjusted. Can be compensated. As an adjustment method in this case, the measurement frequency generation circuit 50 adjusts the sensitivity temperature characteristic of the measurement frequency fs so as to be minimum,
The reference frequency generation circuit 40 adjusts so that the zero-point temperature characteristic of the reference frequency is minimized. The output signal of the duty ratio DR thus adjusted does not compensate for the zero-point temperature characteristic. However, in applications requiring AC characteristics such as fluctuation pressure measurement, the zero point temperature characteristics here can be ignored, only the sensitivity temperature characteristics are required, and the above adjustment method becomes effective.
【００２６】上述の実施例のように補正電極１７，２７
を用いずＭＯＳ容量を基準容量Ｃrとして基準周波数発
生回路４０に入力してもゼロ点温度特性をある程度補償
できる。この場合には、ＭＯＳ容量の形成が極めて小さ
い面積で済むので補正電極１７，２７を形成する面積分
が殆ど必要なくなり、より小型で安価な容量型センサが
構成可能となる。更に、本発明の容量型センサの応用例
としては、圧力センサの他に加速度センサなどが考えら
れる。As in the above-described embodiment, the correction electrodes 17, 27
, The zero point temperature characteristic can be compensated to some extent even if the MOS capacitance is input to the reference frequency generation circuit 40 as the reference capacitance Cr without using. In this case, since the area for forming the MOS capacitor is extremely small, the area for forming the correction electrodes 17 and 27 is almost unnecessary, and a more compact and inexpensive capacitive sensor can be configured. Further, as an application example of the capacitive sensor of the present invention, an acceleration sensor or the like can be considered in addition to the pressure sensor.
【００２７】[0027]
【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成さ
れ、測定周波数発生回路でゼロ点温度特性が調整され
る。そして、信号出力回路には測定容量と基準容量とに
基づくそれぞれの周波数のパルス信号が入力され測定周
波数発生回路の出力するパルス信号に基づく所定の周期
で基準周波数発生回路の出力するパルス信号幅に比例し
た一つのパルス信号が出力される。このパルス信号のデ
ューティ比に基づいて検出すべき物理量が算出される。
つまり、この信号を増幅した出力電圧は、基準周波数発
生回路を調整してその基準容量に基づく信号のゼロ点温
度特性の非直線性が改善された特性となり、温度変化に
起因する測定誤差が減少される。一方、測定周波数発生
回路にて、測定周波数の感度温度特性が最小になるよう
に調整し、基準周波数発生回路にて、基準周波数のゼロ
点温度特性が最小になるように調整すると、パルス信号
のデューティ比は感度温度特性を有しないこととなる。
これにより、ゼロ点温度特性或いは感度温度特性の何れ
かの特性が補償された容量型センサとなる。従って、直
流特性が要求される用途ではゼロ点温度特性を補償し、
交流特性が要求されるような変動圧測定の用途では感度
温度特性を補償することができる。The present invention is constructed as described above, and the zero-point temperature characteristic is adjusted by the measurement frequency generating circuit. A pulse signal of each frequency based on the measurement capacitance and the reference capacitance is input to the signal output circuit, and the pulse signal width output from the reference frequency generation circuit at a predetermined cycle based on the pulse signal output from the measurement frequency generation circuit. One proportional pulse signal is output. The physical quantity to be detected is calculated based on the duty ratio of the pulse signal.
In other words, the output voltage obtained by amplifying this signal has characteristics in which the nonlinearity of the zero-point temperature characteristic of the signal based on the reference capacitance is improved by adjusting the reference frequency generation circuit, and measurement errors due to temperature changes are reduced. Is done. On the other hand, if the sensitivity frequency characteristic of the measurement frequency is adjusted by the measurement frequency generation circuit to be minimized, and the zero-point temperature characteristic of the reference frequency is adjusted by the reference frequency generation circuit, the pulse signal The duty ratio has no sensitivity temperature characteristic.
As a result, the capacitive sensor compensates for either the zero point temperature characteristic or the sensitivity temperature characteristic. Therefore, in applications where DC characteristics are required, the zero point temperature characteristics are compensated,
Sensitivity temperature characteristics can be compensated for applications of variable pressure measurement where AC characteristics are required.
【図１】本発明の具体的な一実施例に係る容量型圧力セ
ンサの圧力検出回路の構成を示したブロックダイヤグラ
ムである。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a pressure detection circuit of a capacitive pressure sensor according to a specific embodiment of the present invention.
【図２】同実施例に係る信号出力回路の構成を示した回
路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a signal output circuit according to the embodiment.
【図３】図２の信号出力回路の動作を説明するためのタ
イミングチャートである。FIG. 3 is a timing chart for explaining an operation of the signal output circuit of FIG. 2;
【図４】容量型圧力センサの構成を示した平面図であ
る。FIG. 4 is a plan view showing a configuration of a capacitive pressure sensor.
【図５】図４のＶ−Ｖ線に沿った縦断面図である。FIG. 5 is a longitudinal sectional view taken along the line VV of FIG. 4;
【図６】同実施例に係る測定周波数発生回路の構成を示
した回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a measurement frequency generation circuit according to the embodiment.
【図７】図６の測定周波数発生回路の動作を説明するた
めのタイミングチャートである。FIG. 7 is a timing chart for explaining the operation of the measurement frequency generation circuit of FIG. 6;
【図８】ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流の温度係数の電圧
依存性を示した特性図である。FIG. 8 is a characteristic diagram showing voltage dependence of a temperature coefficient of a drain current of a MOSFET.
【図９】発振周波数の温度に対する変化量を示した特性
図である。FIG. 9 is a characteristic diagram showing a change amount of an oscillation frequency with respect to a temperature.
【図１０】本実施例に係る容量型圧力センサにおいて、
被測定圧力を印加しないときの温度に対する出力電圧の
ゼロ点変化量を示した特性図である。FIG. 10 shows a capacitive pressure sensor according to the present embodiment.
FIG. 7 is a characteristic diagram illustrating a zero-point change amount of an output voltage with respect to a temperature when a measured pressure is not applied.
【図１１】従来の出力電圧の温度に対する変化量を示し
た特性図である。FIG. 11 is a characteristic diagram showing a conventional amount of change in output voltage with respect to temperature.
【符号の説明】 １０…容量型圧力センサ １１…半導体基板 １２…感圧ダイアフラム部 １３，２３…電極 １５…基準圧室 １６…補正室 １７，２７…補正電極 ２１…上部ガラス基板 ２５…穴部 ３０…下部ガラス基板 ４０…基準周波数発生回路 ５０…測定周波数発生回路 ６０…信号出力回路 ８０…差動増幅器（出力演算回路） Ｃr…基準容量 Ｃs…測定容量 Ｔr1〜Ｔr7…トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）[Description of Signs] 10 ... Capacitive pressure sensor 11 ... Semiconductor substrate 12 ... Pressure sensitive diaphragm part 13,23 ... Electrode 15 ... Reference pressure chamber 16 ... Correction chamber 17,27 ... Correction electrode 21 ... Top glass substrate 25 ... Hole 30 ... lower glass substrate 40 ... reference frequency generating circuit 50 ... measurement frequency generator 60 ... signal output circuit 80 ... differential amplifier (output processing circuit) Cr ... reference capacitance Cs ... measured capacitance Tr 1 to Tr 7 ... transistor (MOSFET)
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 桑原 史郎 愛知県刈谷市朝日町１丁目１番地 豊田 工機株式会社内 (72)発明者 田畑 修 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41 番地の１ 株式会社豊田中央研究所内 (72)発明者 杉山 進 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41 番地の１ 株式会社豊田中央研究所内 (56)参考文献 特開 平４−372817（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−12931（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−130014（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01L 9/12 G01L 19/04 G01D 3/04 G01L 27/26 G01P 15/125 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing on the front page (72) Inventor Shiro Kuwahara 1-1-1 Asahi-cho, Kariya-shi, Aichi Prefecture Inside Toyota Koki Co., Ltd. 1 Toyota Central Research Laboratory Co., Ltd. (72) Inventor Susumu Sugiyama 41-cho, Yokomichi, Nagakute-cho, Aichi-gun, Aichi, Japan Toyota Central Research Laboratory Co., Ltd. (56) References JP-A-4-372817 (JP, A) JP-A-63-12931 (JP, A) JP-A-2-130014 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB name) G01L 9/12 G01L 19/04 G01D 3/04 G01L 27/26 G01P 15/125
Claims (1)
る容量を有する測定キャパシタと、前記測定キャパシタ
に接続され、その測定容量に逆比例した周波数のパルス
信号を出力する測定周波数発生回路を有する容量型セン
サにおいて、 前記測定キャパシタと同じ環境雰囲気中に構成され、検
出すべき物理量の変化によって変化しない基準容量を有
する基準キャパシタと、 前記基準キャパシタに接続され、前記測定周波数発生回
路と同様に構成され、その基準容量に逆比例し、前記測
定周波数発生回路から出力されるパルス信号の少なくと
も２倍以上の周波数のパルス信号を出力する基準周波数
発生回路と、 前記基準周波数発生回路の出力するパルス信号と前記測
定周波数発生回路の出力するパルス信号とを入力して前
記測定周波数発生回路の出力するパルス信号に基づく所
定の周期で前記基準周波数発生回路の出力するパルス信
号幅に比例した一つのパルス信号を出力する信号出力回
路と、 前記信号出力回路から出力されるパルス信号のデューテ
ィ比に基づいて前記検出すべき物理量を算出する出力演
算回路とを備えたことを特徴とする容量型センサ。1. A capacitance type having a measurement capacitor having a capacitance that changes according to a change in a physical quantity to be detected, and a measurement frequency generation circuit connected to the measurement capacitor and outputting a pulse signal having a frequency inversely proportional to the measurement capacitance. In the sensor, a reference capacitor configured in the same environmental atmosphere as the measurement capacitor and having a reference capacitance that does not change due to a change in a physical quantity to be detected, connected to the reference capacitor, configured similarly to the measurement frequency generation circuit, A reference frequency generation circuit that outputs a pulse signal having a frequency that is at least twice as high as the pulse signal output from the measurement frequency generation circuit in inverse proportion to the reference capacitance, and a pulse signal output from the reference frequency generation circuit; A pulse signal output from the measurement frequency generation circuit, and the measurement frequency generation circuit A signal output circuit that outputs one pulse signal proportional to a pulse signal width output from the reference frequency generation circuit at a predetermined cycle based on the pulse signal output from the signal output circuit; and a duty ratio of the pulse signal output from the signal output circuit. And an output operation circuit for calculating the physical quantity to be detected based on the data.
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