JPS5826571A - Switching inverter circuit - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To give stabilized self-starting capability to the titled circuit with a simple constitution by a method wherein the main transistor is turned off using an auxiliary transistor with a time constant circuit. CONSTITUTION:When ON position is given to the power source, no voltage is existed at both ends of coils L13 and L15, and the voltage which is obtained by dividing V1/2 (R11+R21) and R22 is given to the base of a transistor Q11. Accordingly, the transistor Q11 is turned into an active state, and voltage is induced at the coil L13. This voltage is positively fed back from the coil L15 to the base of the transistor Q11 through the intermediaries of the resistor R11 and a diode D11. At this time, a capacitor C11 is charged by a time constant circuit R12 and the capacitor C11, ON position is given to a transistor Q12 after the lapse of a prescribed period of time, the transistor Q11 is turned to OFF position, and a circuit S12 is turned to the ON mode. The above operation is repeated subsequently, and an oscillation mode is formed.

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は時定数回Ｍ’ｔ’持つトランジスタでスイッ
チング素子なターンオフさせることにより。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention uses a transistor having a time constant M't' to turn off a switching element.

発振モードを構成したスイッチングインバータ（ロ）路
に関丁、る。The switching inverter (2) that constitutes the oscillation mode is connected to the circuit.

スイッチングインバータは直流入力なスイッチング等の
手段で交流電圧Ｋｇ僕するもので、これを更にトランス
でフイソレートおよびインピーダンス整合を行ない％整
流および平滑して直流に戻せばＤＣ−ＤＣコンバータ（
直流−直流愛僕器）となる。A switching inverter outputs an alternating current voltage (Kg) using DC input switching, etc. If this is further rectified and smoothed by a transformer and then returned to direct current, it becomes a DC-DC converter (
DC - DC Beloved Servant).

従来におけるスイッチングインバータは発撫モードによ
り次の種類に分けられる。Conventional switching inverters can be divided into the following types depending on the driving mode.

（ＡＪ自励式インバータ スイッチング素子自身の増＠卵力を利用して発振させる
もので、スイッチング素子を除いててべて受動素子で構
成される。自励式とりっても多くの種類があるが、出カ
ドランスもしくはドライブ、トランスのインダクタとし
ての慣性および飽和特性を利用して発振させていること
では共通している。(The AJ self-excited inverter uses the increased power of the switching element itself to oscillate, and is composed of passive elements except for the switching element. There are many types of self-excited inverters, but What they have in common is that they use the inertia and saturation characteristics of the output transformer or drive or transformer as an inductor to generate oscillation.

この万丈では次の４＃敞がある。In this Banjo, there are the following 4 #s.

長所としては、原理的に両方のスイッチング素子（グツ
ショプル動作の）が同時にオンすることがないため、い
わゆるたて電ｆｉが流れることがなく、動作が安定であ
ること、＃ＩＩ成が簡単で５部品点数が少（てすむこと
、ドライブ（ロ）路用の電源が不要であること等があげ
られる。The advantages are that, in principle, both switching elements (with tight pull operation) are not turned on at the same time, so no so-called vertical current fi flows, and the operation is stable, and #II configuration is easy. The number of parts is small, and a power supply for the drive path is not required.

短所としては、スタート回路の必要なものが多いこと、
飽和性のコア（角形ヒステリシスコア）を使用しなけれ
ばならないこと、大電力になるとドライブトランスを独
立して便用しないと設計か峻しいこと等があげられる。The disadvantages are that many require a starting circuit,
These include the need to use a saturated core (square hysteresis core), and the design being difficult unless a drive transformer is used independently when the power is high.

（ＢＪ他励式インバータ これはクロックを別の回路で発生させておき、これでス
イッチング素子を躯動するものである。(BJ separately excited inverter) A clock is generated in a separate circuit, and the switching elements are operated by this clock.

この方式では次の％漱がある。This method has the following % sourness.

長所としては、通常の（飽和性の）トランスだけで構成
できる、周波数が安定している等がある。Advantages include that it can be constructed using only ordinary (saturable) transformers and that the frequency is stable.

短所としては、タイミングなうま（とらないと。The downside is that you have to get the timing right.

プッシュプル動作のスイッチング素子が同時にオ、ンし
てたて電ｆｆが流れることがあり、安全性が保たれに（
（、効率が悪化すること、ドライブ用電＃を必要とする
こと、回路が複ｍＫなりや丁いこと等がある。Switching elements with push-pull operation may turn on and off at the same time, causing electric current ff to flow, making it difficult to maintain safety (
(The efficiency may deteriorate, a drive voltage may be required, the circuit may be multi-mK or small, etc.).

この発明は、自励式および他励式のそれぞれの特徴を有
する新規な発掘モードを構成し、それぞ名の長所を組合
せた効果が得られるようにしたスイッチングインバータ
回路を提供しよりとするものである。この発明は基本的
には自励式であり。The present invention aims to provide a switching inverter circuit that constitutes a new excavation mode that has the characteristics of both self-excited and separately-excited inverters, and achieves the effect of combining the advantages of each. . This invention is basically self-excited.

そのスイッチング素子を時定数回路を持つ補助トランジ
スタでオフさせることにより発振モードを構成するよう
にしたものである。The oscillation mode is configured by turning off the switching element using an auxiliary transistor having a time constant circuit.

第１図はこの発明の原理図である。銅１図において、 Ｑｌ：主スイツチング素子（バイポーラトランジスタ、
電界効果トランジスタ、ＧＴＯ（ｇａｔ・ｔｕｒｎ　ｏ
ｆｆ：：ＳＣＲ）等） Ｃ２：補助スイッチング素子 Ｒ１：Ｑｌをオンさせる電圧もしくは電流を与える抵抗 Ｒ２：Ｃ１とと−に時定数回路を構成し：Ｑ２をオンさ
せる電圧もしくは電流を与える抵抗ＣＩ：Ｒ２とともに
時定数（ロ）Ｍを構成するコンデンサ Ｖａ：Ｒ１を通してＱｌをオンさせるに足りる電圧を有
する電圧源 ｖｂ：電圧源 ＲＬ：負荷 とする。FIG. 1 is a diagram showing the principle of this invention. In Figure 1, Ql: Main switching element (bipolar transistor,
Field effect transistor, GTO (gat turn o)
ff::SCR), etc.) C2: Auxiliary switching element R1: Resistor R2 that provides a voltage or current that turns on Ql: A time constant circuit is configured with C1 and - Resistor CI that provides a voltage or current that turns on Q2: Capacitor Va that together with R2 constitutes a time constant (b) M: Voltage source vb having a voltage sufficient to turn on Ql through R1: Voltage source RL: Load.

スイッチ鎧１をオンすると、第１図の（ロ）路は第２図
に示すような動作をする。すなわち。When the switch armor 1 is turned on, path (b) in FIG. 1 operates as shown in FIG. 2. Namely.

■　マ１　で示した部分１ｃＶａが与えられる。■ A portion 1cVa indicated by Ma1 is given.

■　Ｒ１７Ｊして主スイツチング素子ＱＩ　Ｋ正バイア
スが加わり、これ力５オンでる。■ Positive bias is applied to main switching element QIK through R17J, and the power is 5 on.

■　マ２で示した部分の電圧ｋ”Ｘ、Ｒ２・Ｃ１の時定
数に応じて時間とともに上昇していく。■ The voltage k''X at the part indicated by M2 increases with time according to the time constant of R2 and C1.

■　マ２の電圧が補助スイッチング素子Ｑ２のオン電圧
に違すると、これがオンし、マ３で示した部分の電圧が
Ｑｌの飽和電圧まで下がる（Ｃ２の飽和電圧は、Ｃ２の
一ン電圧より低いものとする）６ ■　主スイツチング素子Ｑ１がオフする。■ If the voltage of M2 is different from the ON voltage of auxiliary switching element Q2, it turns on and the voltage at the part indicated by M3 falls to the saturation voltage of Ql (the saturation voltage of C2 is lower than the ON voltage of C2). ) 6 ■ The main switching element Q1 is turned off.

という具合になる。したがって、第１図の回路と、酵導
性負荷を組合わせて発振モードが構成できることＫなる
。That's how it goes. Therefore, it is possible to configure an oscillation mode by combining the circuit shown in FIG. 1 and a fermentative load.

第３因は以上の原理を利用して、負＃に帰還用巻線を持
つトランスを用いて、プッシュプルインバータを構成し
たものである。この（ロ）路はＳｌで示した回路と、Ｓ
２で示した回路が交互にオン、オフして、コイルＬ　＋
１３　Ｋ交流電圧が生じるようになっている。第３図に
おいて、コイルＬｌｌ、Ｌ１２゜Ｌ１３はトランスの同
一コア上に巻かれたもので。The third factor is to configure a push-pull inverter using the above principle and using a transformer having a negative feedback winding. This (b) path consists of the circuit shown by Sl and the circuit shown by S
The circuit shown in 2 turns on and off alternately, and the coil L +
A 13 K AC voltage is generated. In Fig. 3, coils Lll, L12 and L13 are wound on the same core of a transformer.

コイルｉ、１３とＬ　１１　、コイルＬ１３とＬ１２は
それぞれ正帰還となる方向に接続されている。The coils i, 13 and L 11 and the coils L13 and L12 are each connected in a positive feedback direction.

回路Ｓ１において、トランジスタＱｌｌは主スイツチン
グ用トランジスタ、Ｃ１２を工補助スイッチング用トラ
ンジスタ、コンデンサｅｌｌは抵抗Ｒ１２とともに時定
数回路を構成するコンデンサである。In the circuit S1, a transistor Qll is a main switching transistor, C12 is an auxiliary switching transistor, and a capacitor ell constitutes a time constant circuit together with a resistor R12.

ダイオードＤｌｌ、Ｄ１２はトランジスタＱｌｌを非飽
和で動作させるためのものである。’ｆ７ｊわち、コイ
ルＬｌｌに電圧が誘起されると、これがダイオードＤ　
１１　’ｔ’介してトランジスタＱｌｌのペースにカロ
わり、これをオンする。ダイオードＤ１］、Ｄ１２の降
下電圧が等しいとでると、トランジスタＱｌ］のコレク
ターエミッタ間電圧ｖｃＥがベース−エミッタ関電圧ｖ
ＢＥＫ等しくなるとダイオードＤ１２がオンし”ＣＩ−
ｖＢｌｉを保つに必要な電流を残して余分な電流がトラ
ンジスタＱｌｌのコレクターエミッタ間に流れる。これ
によｇＶｃｙ、＋Ｘ常Ｋ　ＶｃｙＢ≧ｖＢＥに保たれる
。通常トランジスタの飽和電圧Ｖｃｇｔ！ペースーニオ
ツタ間電圧ｖＢＥより小さいので、トランジスタＱｌｌ
は飽和が回避される。回路８２％回路８１と同様に構成
されている。The diodes Dll and D12 are for operating the transistor Qll in a non-saturated state. 'f7j In other words, when a voltage is induced in the coil Lll, this causes the diode D
11 't' changes the pace of transistor Qll and turns it on. If the voltage drops of the diodes D1 and D12 are equal, the collector-emitter voltage vcE of the transistor Ql is equal to the base-emitter voltage v
When BEK becomes equal, diode D12 turns on and "CI-
An extra current flows between the collector and emitter of transistor Qll, leaving the current necessary to maintain vBli. As a result, gVcy is maintained at +X constant KVcyB≧vBE. Normal transistor saturation voltage Vcgt! Since it is smaller than the voltage between the transistors Qll and VBE, the transistor Qll
saturation is avoided. The circuit 82% has the same configuration as the circuit 81.

第３図の回路は次のように動作する。The circuit of FIG. 3 operates as follows.

回路８１がオン状態のときは、コイルＬ　１２　、Ｌｉ
２の正帰還作用により、トランジスタＱｌｌはオンし続
ける。コンデンサＣ１ｌの電圧はＲ１２・Ｃ１ｌの時定
数で時間とと％に上昇し、所定時間後にトランジスタＱ
１２なオンして、トランジスタＱｌｌをオフする。トラ
ンジスタＱｌｌがオフするとコイルＬ１３の誘導により
、コイルＬ１３の両端にかかる電圧が反転し、今度は回
路８２４１１がオン状態となる。When the circuit 81 is on, the coils L 12 and Li
Due to the positive feedback effect of 2, transistor Qll continues to be turned on. The voltage of the capacitor C1l rises by % with the time constant of R12・C1l, and after a predetermined time, the voltage of the transistor Q
12 is turned on, and transistor Qll is turned off. When the transistor Qll is turned off, the voltage applied to both ends of the coil L13 is reversed due to the induction of the coil L13, and the circuit 82411 is now turned on.

トランジスタＱｌｌがオフしてからトランジスタＱ１３
がオンするまである時間を必要とするが、この間トラン
ジスタＱｌ］はオフ状態を保持してなければいけない、
幸いにもこれは次に述べる２つの理由により確保されて
いる。１つは、トランジスタＱ１２がオンしてからトラ
ンジスタＱｌｌがオンするまでの時間（Ｑ１］のオン時
間）ＫコンデンサＣＩ３Ｋ　蓄えられたオーバチャージ
ＫＪす、トランジスタＱ１２がしばらくオン状響にある
ことと、もう１つは、トランジスタＱ１２自身のオフ時
間和よるもの（トランジスタＱ１２（は完全に飽和スイ
ッチングしており、ターンオフはある時間を要する）で
ある。トランジスタＱｌｌのオフ状態が保持されている
時間内にトランジスタＱ１３がオンするようにすること
で、安定した動作が可能となる。トランジスタＱ１３が
オンしてしまえは、トランジスタＱｌｌは０バイアスと
なり、オフを続ける。After transistor Qll turns off, transistor Q13
It takes a certain amount of time for Ql to turn on, but during this time transistor Ql] must remain off.
Fortunately, this is ensured for the following two reasons. One is the time from when transistor Q12 is turned on to when transistor Qll is turned on (on time of Q1). One is due to the sum of off-times of the transistor Q12 itself (transistor Q12 (transistor Q12 is completely saturated switching and requires a certain amount of time to turn off). Stable operation is possible by turning on Q13.Once transistor Q13 is turned on, transistor Qll becomes 0 bias and remains off.

時定数Ｒ１４・ＣＩ２による一定時間後、今度はトラン
ジスタＱ１４がオンし、トランジスタＱ１３がオフする
。このようにして発振モードが形成さｆｌ。After a certain period of time determined by time constant R14·CI2, transistor Q14 is turned on and transistor Q13 is turned off. In this way an oscillation mode is formed fl.

スイッチングインバータとして動作する。Operates as a switching inverter.

次に第３図の実施例を発振させたちのについていくつか
説明する噛 （々スイッチング素子のコンプリメンタリ化第３図の実
施例におけるトランジスタＱｌｌとＱ１２およびトラン
ジスタＱ１３とＱ１４ｔ−それぞれコンプリメンタリに
すれば１部品点数を少な（でき。Next, some explanations will be given on how to make the embodiment shown in FIG. 3 oscillate. (Making the switching elements complementary) Transistors Qll and Q12 and transistors Q13 and Q14t in the embodiment shown in FIG. Score less (can).

また、コイルを分割せずに１運のものとして構成し、そ
の途中からタッグな増出すだけですむよりになる。第４
図はそのように構成した一例を示すものである。第４図
においては第３図の％部分と対応するｔのに共通の符号
を付しである。In addition, the coil can be constructed as a one-piece coil without dividing it, and only need to be added in tandem from the middle. Fourth
The figure shows an example of such a configuration. In FIG. 4, t corresponding to the % portion in FIG. 3 is given the same reference numeral.

ｗｉ４図において、コイルＬ１５は第３図のコイルＬｌ
ｌとＬＬ２Ｙ共通にしたもの、抵抗Ｒ１５は抵抗Ｒ１３
とＲ１３を共通にしたもの、抵抗Ｒ１６は抵抗Ｒ１２と
Ｒ１４を共通にしたもの、コンデンサＣ１５はコンデン
サＣ１ｌとＣ１２を共通にしたものである。In Figure wi4, coil L15 is the coil Ll in Figure 3.
Common to l and LL2Y, resistor R15 is resistor R13
and R13 in common, resistor R16 has resistors R12 and R14 in common, and capacitor C15 has capacitors C1l and C12 in common.

コイルＬ１６）Ｘコイル１，１５．Ｌｉ２と同じコアに
巻かれたもので、出力用のものである（第１３図にはこ
れに対応するコイルは示してない）０ 第４図においてトランジスタＱｌｌがオンされていると
きはコイルＬ１３とＬｉ２の正帰還作用により。Coil L16) X coil 1, 15. It is wound around the same core as Li2, and is for output (the corresponding coil is not shown in Figure 13).0 In Figure 4, when transistor Qll is turned on, coil L13 and Due to the positive feedback effect of Li2.

このトランジスタ９１１　ｔＸオンし続ける。コンデン
サＣ１５の電圧は時定数Ｒ１６・Ｃ１５でしだいに上昇
し、ｐいにはトランジスタＱ１２をオンするに至るとト
ランジスタＱｌｌはオフする。するとコイルＬ１３の両
端忙かかる電圧が反転し、コイルＬ１５％逆方向に電圧
が誘起されて、今度はトランジスタＱ１３がオンする。This transistor 911tX continues to be on. The voltage of the capacitor C15 gradually rises with a time constant R16·C15, and finally turns on the transistor Q12, and then turns off the transistor Qll. Then, the voltage applied across the coil L13 is reversed, a voltage is induced in the opposite direction by 15% in the coil L13, and the transistor Q13 is turned on.

このときコンデンサＣ１５も逆方向に充電されて、その
両端の電圧が時定数Ｒ１６・Ｃ１５でしだい忙上昇し、
所定時間後トランジスタＱ１４をオンしてトランジスタ
Ｑ１３をオフする。このようにして発振が行なわれる。At this time, capacitor C15 is also charged in the opposite direction, and the voltage across it gradually rises with time constant R16・C15.
After a predetermined time, transistor Q14 is turned on and transistor Q13 is turned off. Oscillation is performed in this manner.

（Ｂ）自己起動 Ｉ！３図の回路も第４図の回路もこのままでは自己起動
が不可能であるが、トランジスタＱ　１２　、Ｑ１３の
ホールド動作（回路の動作が反転してもしばら（オンし
続け、トランジスタＱｌｌ、Ｑ１３のオフ状態をホール
ドする動作）があるため、安全な自己起動能力を持たせ
ることができる。自己起動できるようにした回路の一例
を第５図に示す。第５図においては第３＠および第４図
の各部分と共通する箇所＃ＩＣは同一の符号を付しであ
る。(B) Self-starting I! Both the circuit in Figure 3 and the circuit in Figure 4 cannot self-start as they are, but the hold operation of transistors Q 12 and Q13 (continues to be on for a while even if the operation of the circuit is reversed, and the transistors Qll and Q13 (operation to hold the OFF state), it is possible to provide a safe self-starting capability.An example of a circuit that allows self-starting is shown in Fig. 5.In Fig. 5, the 3 @ and 4 Portions #IC that are common to each part in the figure are given the same reference numerals.

ＩＩｓ図において、回路８１３にはダイオード０１２に
並列に抵抗Ｒ２］、Ｒ２２の直列回路が接続され、　・
Ｃレラノ抵抗Ｒ２］　＊　Ｒηの中間点の電圧がトラン
ジスタＱｌｌのベースに加えられている。また１回＠８
１２にはダイオードＤ１４に並列に抵抗Ｒ２３，Ｒ２４
の直列回路が１ｉ！続され、これらの抵抗Ｒ２３，Ｒ２
４の中間点の電圧がトランジスタＱ１３のベースに加え
られている。これにより、（２）路８１１，８１２がと
％ｔｌＣオフ状態であっても抵抗Ｒ２ｊ、　Ｒ２１、Ｒ
１３。In diagram IIs, a series circuit of resistors R2] and R22 is connected to the diode 012 in parallel to the circuit 813, and
C reranoh resistor R2] * The voltage at the midpoint of Rη is applied to the base of transistor Qll. Once again @8
12 has resistors R23 and R24 in parallel with the diode D14.
The series circuit is 1i! These resistors R23, R2
4 is applied to the base of transistor Q13. As a result, even if the (2) paths 811 and 812 are in the off state, the resistors R2j, R21, R
13.

Ｒ１４，Ｒ２３，Ｒ２４を介して電流が流れるので、ト
ランジスタＱｌｌ、Ｑ１３にはベースバイアスが加えう
して、＠己起動が行なわれる。Since current flows through R14, R23, and R24, a base bias is applied to the transistors Qll and Q13, and self-activation is performed.

尚１回路Ｊｌ】がオフモードのときにトランジスタＱｌ
ｌがオンしないようにするため、抵抗Ｒ２］とＲηは、
回路Ｂｌｌがオフモードのとぎ（このとき■で示す部分
は−１１に引かれている）Ｋ）ランジスタＱＩＩのベー
スーエζツタ間電圧が約ＯＶＫなるように１それらの値
を定める。また、抵抗Ｒ２】。Note that when the circuit Jl] is in off mode, the transistor Ql
In order to prevent l from turning on, resistor R2] and Rη are
When the circuit Bll is in the off mode (at this time, the part indicated by ■ is drawn to -11), the values are determined so that the voltage between the base and the pins of the transistor QII is approximately OVK. Also, resistance R2].

Ｒ２２はトランジスタＱ　１１　Ｖ能動領域忙入れるだ
けの電流をそのベースに供給すれはよく、トランジスタ
Ｑｌｌの非飽和動作のさまたげＫならないように選ぶ。R22 is chosen to supply enough current to its base to fill the active region of transistor Q 11 V and not to interfere with the non-saturated operation of transistor Qll.

回路８１２Ｃ’おいてもこれと同様に抵抗Ｒ２３，Ｒ２
４の値を定める。Similarly, in the circuit 812C', resistors R23 and R2
Determine the value of 4.

第５図の回路は電源のオン時には、コイルＬ１５゜Ｌｉ
２の両端の電圧が０であり、トランジスタ。１１分割さ
れた電圧が与えられる。こｆＬ？ＣよりトランジスタＱ
ｌｌが能動状態となり、コイルＬ１３に電圧が誘起され
る。この電圧はコイルＬ１５から抵抗Ｒ１１、ダイオー
ドＤ　１１４介してトランジスタ。ｌ】のベース忙正帰
還される。このときコンデンサｅｌｌは時定数Ｒ１２・
Ｃ１ｌで充電され、所定時間後トランジスタＱ１２がオ
ンしてトランジスタＱ　１１　ｖ色 オフし１回路８１２−オンモードにする。以降これが繰
返されて発振モードが形放される。なお、自己起動は回
路８１２１ｍから始まる場合もあるが、いずれにせよ、
現実には回路８１１．８１２の素子等に微差があるため
、必ず、いづれか先に起動する。In the circuit shown in Figure 5, when the power is turned on, the coil L15°Li
The voltage across 2 is 0 and it is a transistor. A voltage divided into 11 is given. KofL? Transistor Q from C
ll becomes active, and a voltage is induced in coil L13. This voltage is applied from the coil L15 to the resistor R11 and the transistor via the diode D114. l]'s base is returned to normal. At this time, the capacitor ell has a time constant R12.
After a predetermined period of time, the transistor Q12 is turned on and the transistor Q11 is turned off, setting the circuit 812 to the on mode. Thereafter, this is repeated and the oscillation mode is released. Note that self-starting may start from circuit 8121m, but in any case,
In reality, since there are slight differences in the elements of the circuits 811 and 812, one of them will always start up first.

回路８１２＠がオンのモードでは前述した抵抗Ｒ２３，
Ｒ２４の設定にょ０．トランジスタＱｌｌのベース−ニ
オツタ間電圧はθ付近にあ＃Ｊ、トランジスタＱｌｌに
電流が流れることはない、したがって。In the mode in which the circuit 812@ is on, the above-mentioned resistor R23,
R24 settings 0. The voltage between the base of the transistor Qll and the output voltage is around θ, so no current flows through the transistor Qll.

回路８１１側、Ｓ１２側の両方のスイッチング素子（Ｑ
１３．Ｑ１３）が能動領域にあるのは、：ｙイルＬ１５
．Ｌｉ２の両端電圧が０付近のときだけであり。Both switching elements (Q
13. Q13) is in the active region because :yilL15
．． This is true only when the voltage across Li2 is around 0.

アンプでいうＡＢ＠動作と同じになる。この領域がある
ことにより自己起動能力を持つことができるが、グッシ
ェプルスイッチングにおいては両方のスイッチング素子
（’Ｑ１１．Ｑ１３）が同時にオン状！！ｌＫある時間
がわずかでもあると極めて危険で＆ル。なぜならば、大
電流を取出すとスイッチング素子のターンオフ時間は長
（なるため１片方のスイッチング素子がオフしきらない
関に％う片方がオンしてしまい、いわゆるたて電流が流
れて効率の悪化をまねき１発熱の原因となるからである
、しかし、　１１１５ｍの回路においては、トランジス
タＱ１２．Ｑ１４のホールド作用によｒ）、この問題も
解決されている。なぜならば発振を開始して定常発振状
態になると、トランジスタＱ１］、Ｑ１３が切換わる聞
の時間はトランジスタＱ１２％しくはＱ１４が必ずオン
してお０（コンデンサｃ１３％しくは・ご ９１２　Ｋ蓄えられたオーバチャージとＱ１２．Ｑ１４
目身のオフ時間とＫよる）、オフした側のトランジスタ
はオフ状態が保持されるので（ホールド作用）、トラン
ジスタＱｌ］ＩＱ１３に同時に正バイアスがかかること
はないからである。したがって、ｌ［５Ｆｇの回路にお
いては、あらかじめアイトリ３ング電流を設定しておい
て自己起動能力を持たせておいても１発振が開始される
と目動的にアイドリンク電流はなくなり、たて電流は１
５！ｔｌなく・なり、安全な動作となる。逆に言えば、
この発明の構成要素である補助トランジスタ（第５図で
いえばトランジスタＱ１２．Ｑ１４）Ｋホールド作用が
あるためＫ。This is the same as AB@ operation in an amplifier. This region allows for self-starting ability, but in Gusche pull switching, both switching elements ('Q11, Q13) are on at the same time! ! It is extremely dangerous if there is even a small amount of time. This is because when a large current is drawn, the turn-off time of the switching element is long (1) Before one switching element is completely turned off, the other one is turned on, causing a so-called vertical current to flow and deteriorating efficiency. However, in the 1115m circuit, this problem is also solved by the holding action of transistors Q12 and Q14. This is because when oscillation starts and the steady oscillation state is started, the transistor Q12% or Q14 is always on during the time when the transistors Q1 and Q13 are switched. Overcharge and Q12.Q14
(depending on the off-time of the eye and K), the off-state transistor is maintained in an off state (hold effect), so a positive bias is not simultaneously applied to the transistor Ql]IQ13. Therefore, in the l[5Fg circuit, even if the idling current is set in advance and self-starting capability is provided, once one oscillation starts, the idling current disappears and the idling current disappears. The current is 1
5! tl disappears, resulting in safe operation. Conversely,
The auxiliary transistors (transistors Q12 and Q14 in FIG. 5), which are the constituent elements of this invention, have a K hold effect.

第５図のように自己起動能力な持たせても問題が生じな
いということが言える。It can be said that no problem will occur even if the device has a self-starting ability as shown in FIG.

（Ｃ）発振周波数の一定化 以上の各実施例においては、このままでは電源電圧によ
って発振周波数が移動する。これは例えば第４図の実施
例でいえはコンデンサＣ１５にチャージされる電流が抵
抗Ｒ１２により決定され、ここに供給される電圧が電源
電圧十ＢＫ比例していることＫよる。ｔＲ６図はその状
態を示したもので、実線は電源電圧が小さい場合の充電
電圧の変化の状態、一点鎖Ｉ！は電源電圧が大きい場合
の充電電圧の変化の状態である。この図かられかるよう
に。(C) Constant oscillation frequency In each of the above embodiments, the oscillation frequency will shift depending on the power supply voltage. This is because, for example, in the embodiment shown in FIG. 4, the current charged to the capacitor C15 is determined by the resistor R12, and the voltage supplied thereto is proportional to the power supply voltage +BK. The tR6 diagram shows this state, and the solid line is the state of change in charging voltage when the power supply voltage is small, and the dot chain I! is the state of change in charging voltage when the power supply voltage is large. As you can see from this diagram.

電源電圧が大きい場合は同じ時定数でも一定値（ここで
はトランジスタＱ　１２　、　Ｑ　１４のオン電圧）に
達する時間が短くなるため、発振周波数は高くなる。When the power supply voltage is large, the time required to reach a constant value (here, the on-voltage of transistors Q 12 and Q 14) becomes shorter even with the same time constant, so the oscillation frequency becomes higher.

これを解決するためＫは例えはＩＮ７図のような方法が
考えられる。１１７図の回路は第３図の回路を基本に構
成したもので（回路Ｓ２＠については省略する）、第３
図と共通する部分には同一の符号を付しである。In order to solve this problem, a method for K as shown in diagram IN7 can be considered. The circuit in Fig. 117 is basically constructed from the circuit in Fig. 3 (circuit S2@ is omitted).
Parts common to those in the figures are given the same reference numerals.

ｌｌ！７図において、抵抗Ｒ１２ａ、Ｒ１２ｂは第３−
の抵抗Ｒ１２を２つに分割したものである。抵抗Ｒ１２
ａ、Ｒ１２ｂの中点はダイオードＤ２５．Ｄ２６を介し
てトランジスタＱ１２のエミッタに接続されている。こ
のときコイルＬｌｌの一起電圧Ｖ・１】およびコンデン
サＣ１ｌの充電電圧Ｙｅｌｌは前述の電源電圧の変動に
よる充放電時間変化の効果を除いて表現すれは第８図に
示すようになる（なお、この図は図中のＸ点が基準とし
て描かれている）、ダイオードＤ２５．Ｄ２６のクラン
プ効果により、　Ｙｅｌｌは非対称波形となり、正の電
圧にのみクランプが働（ため、負の電圧に対しては１澹
変動がそのまま埃われる。したがって、電源電圧が大き
くなるとＶｅｉｌ　ＧＷ負の方向へは増える方向となり
１次に極性が反転してＹｅｌｌがクランプ電圧に達する
までの時間が長（なる。また、正の方向へはクランプさ
れてからトランジスタＱ１２のオン電圧に至る時間Ｔ１
かはぼ一定となるため、結果としてトランジスタＱ１２
のオン電圧ＫＶｅｌｌが達する時間は長（かかることに
なり、発振周波数は低（なる方向に向かう。ダイオード
Ｄ２５．Ｄ２６の追加により、電源電圧と周波数との関
係が異なってくることになるが、抵抗Ｒ１２ａ、Ｒ１２
ｂの比率を動かすことにより、この関係は自白に遺ぺる
。抵抗Ｒ１２ａとＲ１２ｂの比＊はクランプ時間ＴＩ　
Ｙ調整する意味を持っている。クランプ時間〒１を過当
に遺ぶと、電源電圧の変化に対して発振鳩波数ｖｋハぼ
一定にすることかでする。こやときのｖ＠１１の変化を
第９図に示す。ll! In Figure 7, resistors R12a and R12b are the third
The resistor R12 is divided into two parts. Resistor R12
a, the midpoint of R12b is the diode D25. It is connected to the emitter of transistor Q12 via D26. At this time, the instantaneous electromotive force V・1 of the coil Lll and the charging voltage Yell of the capacitor C1l are expressed as shown in FIG. (The figure is drawn with point X in the figure as a reference), diode D25. Due to the clamping effect of D26, Yell becomes an asymmetrical waveform, and the clamp works only on positive voltages (therefore, for negative voltages, the 1-degree fluctuation is ignored as is. Therefore, when the power supply voltage increases, Veil GW changes in the negative direction. In the positive direction, the time T1 from when the polarity is reversed to reach the clamp voltage is longer (becomes longer) until the voltage reaches the ON voltage of the transistor Q12.
As a result, the transistor Q12
It will take a long time for the on-voltage KVell to reach the oscillation frequency, and the oscillation frequency will become lower.The addition of the diodes D25 and D26 will change the relationship between the power supply voltage and the frequency, but the resistance R12a, R12
By varying the ratio of b, this relationship remains in the confession. The ratio of resistors R12a and R12b * is the clamp time TI
It has the meaning of Y adjustment. If the clamp time 〒1 is left too long, the oscillation pigeon wave number vk should be kept almost constant with respect to changes in the power supply voltage. FIG. 9 shows the change in v@11 at Koya.

（胸デエーティ比の変動抑制 ここで、スイッチングインバータの１つのファクタであ
るデユーティ比を考えてみる。インバータは、二次側か
ら出力１に取出すとぎ一般的にコンデンサインプットで
整流される。そのため、デユーティ比は５０優であるこ
とが望ましい。むろん発振モードはデユーティ比５０参
で設定されるが、第３図、第４図等の回路ｔ／ｃおいて
は、もしデユーティ化が何かの原因で勤いた場合、これ
を補正する能力は持っていない。そこでデユーティ比が
動いたと′ｅ！忙帰還壱Ｎ（［３図でいえはコイルＬｌ
ｌ。(Suppression of fluctuations in duty ratio) Here, let us consider the duty ratio, which is one factor of a switching inverter. In an inverter, when output 1 is taken from the secondary side, it is generally rectified by a capacitor input. It is desirable that the ratio is 50 or better.Obviously, the oscillation mode is set with a duty ratio of 50, but in circuits such as those shown in Figures 3 and 4, if the duty ratio is changed for some reason. If the duty ratio is changed, the duty ratio does not have the ability to correct this.
l.

Ｌ１２）および負荷巻ＩＩ（同じくコイルＬ１３）から
出力される電圧を考えてみる。L12) and the voltage output from load winding II (also coil L13).

ｌ１１０図（耐は帰還巻線および負荷巻１［発生する電
圧でありＶｄはデユーティ比５０憾、Ｖ・はそうでない
ときの波形である。トランスは出力波形の時間に対する
積分値が０となるように動作をするため正電圧波形（０
で示した部分）と負電圧波形（＠で示した部分）の面積
は等しくなる。そのため幅の狭いパルスの電圧は幅の広
いパルスの電圧よ月１ト≠ネ高くなる。第１０図（ｂＪ
　（Ｄ　Ｖｄ’　、　Ｖｅ’　＋１　Ｖｄ。Figure l110 (The resistance is the voltage generated by the feedback winding and the load winding 1. Vd is the waveform when the duty ratio is 50, and V is the waveform when it is not. The transformer is designed so that the integral value of the output waveform with respect to time is 0. The positive voltage waveform (0
The area of the negative voltage waveform (the part shown with @) is equal to the area of the negative voltage waveform (the part shown with @). Therefore, the voltage of a narrow pulse is one tone higher per month than the voltage of a wide pulse. Figure 10 (bJ
(D Vd', Ve' +1 Vd.

Ｖ＠　をそれぞれ整流した波形である。デユーティ５０
−の場合は完全な直流になるが、そうでない場合には幅
の狭いほうの波形（Ｖ・の■の波形）が飛出る形となり
、コンデンサインプット型の平滑回路忙おいてはこの幅
の狭いパルスのみが負荷に流れつることになる。したが
って、デユーティ父゛嗟で動作するのが望ましいといえ
る。These are waveforms obtained by rectifying V@. duty 50
- In the case of -, it becomes a complete direct current, but in other cases, the narrower waveform (the waveform of V and ■) jumps out, and in the case of a capacitor input type smoothing circuit, this narrower waveform Only pulses will flow to the load. Therefore, it can be said that it is desirable to operate according to the duty parameter.

第５図までの回路においては、デユーティが何らかの理
由で５０％からずれて、例えば＠１０図ｔａ）のＶ・の
ような電圧が帰還されたときは■の部分の電圧が高いた
め、コンデンサＣ１１（第４図ではＣ１５）は速（チャ
ージされトランジスタＱｌｌが速くオフさめ、ることに
なり、これはデユーティ比を（資）憾から更に遠ざける
ことＫなる。In the circuits up to Figure 5, when the duty deviates from 50% for some reason and a voltage such as V in @10 ta) is fed back, the voltage at the part ■ is high, so the capacitor C11 (C15 in FIG. 4) is charged quickly, and the transistor Qll is quickly turned off, which makes the duty ratio further away from the negative.

＋７図の回路においてはダイオードクランプにより、こ
の間ｍ％解決され、デユーティ比の変動は抑制されてい
る。In the circuit shown in Figure +7, the diode clamp solves this problem by m% and suppresses the variation in duty ratio.

第１１図は以上の各実施例を組合せて、ＤＣ−ＤＣコン
バータな構成したものである。前記実施例と共通する部
分には同一の符号を付しである。FIG. 11 shows a DC-DC converter constructed by combining the above embodiments. The same reference numerals are given to the parts common to the previous embodiment.

第１１図において、　ＶＲＩはデエーティＩＩＪＩ用の
ポリニームである。コイルＬ１６Ｋｆｆｊ起された電圧
は整ｆｉ、平滑されて直流電圧に蜜換される。In FIG. 11, VRI is the polynym for Death IIJI. The voltage generated by the coil L16Kffj is rectified, smoothed, and converted into a DC voltage.

この回路での問題点は負荷電流によって周波数が変動す
る（負荷電流が大きくなると周波数は低（なり、負荷電
流が小さくなると周波数は高くなる）ことである、Ｈ因
としてはトランジスタＱ１１゜Ｑ１３のターンオフ時間
の電流忙よる変化等が考えられる。これ忙対しては次の
方法で解決で舞ると思われる。The problem with this circuit is that the frequency fluctuates depending on the load current (as the load current increases, the frequency decreases (and as the load current decreases, the frequency increases). Possible changes include time and current busyness.The following method seems to be the solution for this busyness.

トランジスタＱｌｌを非飽和で使う場合、第１Ｚ図に示
すように、トランジスタＱｌｌのベースｔｍ！Ｂ０．は
要求されるコレクタ電流Ｖ流すに足りる電流のみ流れる
。これは前述のようにダイオードＤｌｌ、ＤＩ２によっ
てそ°の動作が保たれている。したがってｘＢｌ）＃／
ｃは負荷、電流の変化がそのまま現われる（これは非飽
和スイッチングにのみ起こることである。適音のスイッ
チングモードでは、負荷電流に関係なく一定の駆動電流
で動作させるため、駆動電流がすべてトランジスタＱｌ
ｌのベース電流となり、ｌＢ１１は負荷電流の大小にか
かわらず一定である）。When the transistor Qll is used in a non-saturated state, as shown in FIG. 1Z, the base tm! B0. Only enough current flows to flow the required collector current V. As mentioned above, this operation is maintained by the diodes Dll and DI2. Therefore xBl)#/
c shows changes in load and current as they are (this only occurs in non-saturated switching. In proper switching mode, the drive current is constant regardless of the load current, so all the drive current flows through the transistor Ql).
(1B11 is constant regardless of the magnitude of the load current).

第四図でトランジスタＱｌｌのコレクタｔ”■Ｃ１］が
変化するとＩ　　も変化シＶＢ！、１．＋ｖＤＦ０１（
ｖＢ、１．□）Ｂｌｌ はトランジスタＱｌｌのベース−エミッタ間電圧。In Fig. 4, when the collector t"■C1] of the transistor Qll changes, I also changes VB!, 1.+vDF01(
vB, 1. □) Bll is the base-emitter voltage of transistor Qll.

ｖＤＦＩＩはダイオードＤＨの順方向電圧）も大きくな
る”　　ＸＣ１１１０大きくな９たとき”ＢＥＩＩ＋ｖ
ＤＦＩＩｔ太き（なる。そのため、この電圧をコンデン
サＣ１ｌのチャージに使うように丁れば、！ｃ１１　が
増したときの周波数低下を補うことができる・これを利
用して抵抗Ｒ１２およびコンデンサＣ１１Ｑ＠１３図に
示すように接続することが考えられる・尚−■Ｂｌ］は
負荷電流和よってのみ決定され抵抗Ｒ１１に流れる電流
！Ｒ１］　（ｌＲ１１”　ｌ０１２”　”Ｂｌｌここで
！Ｄ１２はダイオードＤ１２に流れる電Ｉ５りの影響は
受けない（より１２が！８□１の影響を受ける）ため、
電源電圧の変ＷｎＫよる周波数の変化はない。vDFII (forward voltage of diode DH) also increases."When XC1110 becomes large, BEII+v
DFIIt is thick (becomes. Therefore, if you use this voltage to charge the capacitor C1l, you can compensate for the frequency drop when !c11 increases.Use this to charge the resistor R12 and the capacitor C11Q@13 It is conceivable to connect as shown in the figure. ・■Bl] is determined only by the sum of the load currents, and the current flowing through the resistor R11!R1] Since it is not affected by I5 (12 is affected by !8□1),
There is no change in frequency due to a change in power supply voltage WnK.

しかし、第１３図の回路では第１２図で説明した補正効
果（負荷電流による周波数変動に対する補正）が大館す
ぎ、負ＩＦｒ！取ると逆に周波数が上がってしまうこと
になる。そこで、第１４図のようにボリュームＶＲ１２
で調整するようＫすればよい。However, in the circuit shown in FIG. 13, the correction effect explained in FIG. 12 (correction for frequency fluctuations due to load current) is too large, resulting in negative IFr! If you remove it, the frequency will go up. Therefore, as shown in Figure 14, the volume VR12
All you have to do is press K to adjust.

以上説明したようにこの発明は１時定数回路を持つ補助
トランジスタによってスイッチング素子をターンオフさ
せることにより発振モードを構成したものであり１次の
ような様々な効果を有す、る。As explained above, the present invention configures an oscillation mode by turning off a switching element using an auxiliary transistor having a single time constant circuit, and has various effects such as first-order effects.

■　従来の１励式インバータの工うにトランスのインダ
クタとしての慣性および飽和特性を利用して発振させる
ものでないので、トランスのコアに角型しステリシスコ
アを必要としない、ｆた。従来の他励式インバータのよ
うにドライブ用別電源を必要としない。■ Since the conventional single-excitation type inverter does not use the inertia and saturation characteristics of the transformer as an inductor to generate oscillation, the transformer core does not require a rectangular steresis core. Unlike conventional separately excited inverters, there is no need for a separate power supply for the drive.

■　例えば第５図の実施例で示したよう［、簡単な構成
で安定な自己起動能力を待たせることができる。(2) For example, as shown in the embodiment shown in FIG. 5, stable self-starting capability can be achieved with a simple configuration.

■　例えば第７図の実施例で示したように、電源電圧の
変動に対して発振周波数が影響を受けないだめの回路が
少ない部品で構成できろ・■　例えば第１３図、第１４
図の実施例で示したように、負荷電流の変動に対して発
振周波数が影響を受けないための回路が少ない部品で構
成できる。■ For example, as shown in the example shown in Figure 7, the circuit can be constructed with fewer components so that the oscillation frequency is not affected by fluctuations in the power supply voltage.■ For example, as shown in Figures 13 and 14
As shown in the embodiment shown in the figure, the circuit can be constructed with fewer components so that the oscillation frequency is not affected by fluctuations in the load current.

ω　以上を総合てれは、少ない部品で安定なスイッチン
グインバータが構成できる。ω By combining the above, a stable switching inverter can be constructed with a small number of parts.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図はこの発明の基本原理な説明するための回路図、
第２図はｔＪｌ、１図の動作波形図、第３図はこの発明
の一実施例を示す回路図、第４図はＩ！３図のスイッチ
ング素子をコンプリメンタリ化した一実施例を示す回路
図、第５図は更に自己起動能力を持たせた一実施例を示
す回路図％Ｉ’６図は第４図のコンデンサの充電電圧波
形で、電源電圧によりその周波数が変動する様子を示す
図、ｓ７図は第３図の回路において電源電圧の変動によ
る発振周波数の変動を抑えるよう和した回路の一例な示
す図、＠Ｓ図はＮ７図の回路の動作波形図、窮９図は第
８図の時間〒１の調整により発振周波数の変動を完全に
打消した状朝な示す波形図％ｆｊＲ１Ｏ図はデユーティ
比が５０４であることが望ましい理由を説明するための
波形図、第１】図は以上の実施例全組合せた回路図、第
１２図は負荷電流による発振周波数の受動を説明するだ
めの回路図、寧１３図は負荷電流による発振周波数の変
動を抑えるようにした回路の一例な示す図、第１４図は
第１３図の回路において過剰な補正効ＪＪ：を調整てる
ようにした回路の一例を示す図である。 Ｑ・１　、　Ｑｌｌ　、　Ｑ１３・・・主スイツチング
素子％Ｑ２゜Ｑ１２．Ｑ１４・・・補助スイッチング素
子、［Ｒ２，Ｃ１］、Ｑｎｘ２．　Ｃ１ｌ’１．　奥ｘ
４．　ｃｘｚ”Ｊ＝　ｊｐｉ６．　ｃｌｓ：ｌ・＃定数
回路、［ｈｏ　、　１，１２．１，１３１．　［Ｌ１２
−、　Ｌ１５１・・・同一コアに巻かねたコイル。 第２図 １５７Ｍ ５Ｗ１．をンFigure 1 is a circuit diagram for explaining the basic principle of this invention.
FIG. 2 shows tJl, the operating waveform diagram shown in FIG. 1, FIG. 3 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, and FIG. 4 shows I! A circuit diagram showing an embodiment in which the switching element shown in Fig. 3 is made complementary, and Fig. 5 a circuit diagram showing an embodiment in which the switching element shown in Fig. 4 is further provided with self-starting capability. A diagram showing how the frequency changes depending on the power supply voltage in the waveform. Figure s7 is an example of a circuit in which the circuit in Figure 3 is summed to suppress fluctuations in the oscillation frequency due to fluctuations in the power supply voltage. Figure @S is a diagram showing how the frequency changes depending on the power supply voltage. The operating waveform diagram of the circuit in Figure N7, Figure 9, shows that the fluctuation of the oscillation frequency has been completely canceled by the adjustment of time 〒1 in Figure 8. The waveform diagram %fjR1O shows that the duty ratio is 504. Figure 1 is a waveform diagram to explain why it is desirable. Figure 1 is a circuit diagram that combines all of the above embodiments. Figure 12 is a circuit diagram that explains passive oscillation frequency due to load current. Figure 13 is a diagram showing the load current. FIG. 14 is a diagram illustrating an example of a circuit configured to suppress fluctuations in oscillation frequency caused by oscillation frequency, and FIG. 14 is a diagram illustrating an example of a circuit configured to adjust excessive correction effect JJ: in the circuit of FIG. Q・1, Qll, Q13...Main switching element %Q2゜Q12. Q14... Auxiliary switching element, [R2, C1], Qnx2. C1l'1. Back x
4. cxz”J= jpi6. cls: l・# constant circuit, [ho, 1, 12.1, 131. [L12
-, L151...Coil that could not be wound around the same core. Figure 2 157M 5W1. The

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 負荷を介して直流電源に接続された主スイツチング素子
と、前記主スイツチング素子の制御電源により駆動され
る時定数回路と、前記時定数回路の電圧により駆動され
て前記主スイツチング素子をターンオフさせる補助スイ
ッチング素子とにより発根ヘードを構惑する−よう和し
たスイッチラグインバータ回路。A main switching element connected to a DC power source via a load, a time constant circuit driven by the control power source of the main switching element, and an auxiliary switching device driven by the voltage of the time constant circuit to turn off the main switching element. A switched lag inverter circuit which is designed to confuse rooting head with elements.