JPH031914B2 - - Google Patents
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明は負荷コイルによる相互誘導で帰還コ
イルに起電力を生じさせ、この起電力で主スイツ
チング素子（トランジスタ）に正帰還をかけると
ともに、時定数回路を駆動し、この時定数回路の
出力により補助スイツチング素子（トランジス
タ）を駆動して、これで主スイツチング素子をタ
ーンオフさせ、さらにこれにより他方の主スイツ
チング素子をターンオン自励発振モードを構成し
たスイツチングインバータ回路に関する。[Detailed Description of the Invention] This invention generates an electromotive force in a feedback coil through mutual induction by a load coil, applies positive feedback to the main switching element (transistor) with this electromotive force, and drives a time constant circuit. This invention relates to a switching inverter circuit configured in a self-excited oscillation mode in which an auxiliary switching element (transistor) is driven by the output of a time constant circuit, turns off a main switching element, and then turns on the other main switching element.
スイツチングインバータは直流入力をスイツチ
ング等の手段で交流電圧に変換するもので、これ
を更にトランスでアイソレートおよびインピーダ
ンス整合を行ない、整流および平滑して直流に戻
せばDC−DCコンバータ（直流−直流変換器）と
なる。 A switching inverter converts DC input into an AC voltage using means such as switching, which is then isolated and impedance matched using a transformer, rectified and smoothed, and then returned to DC to form a DC-DC converter (DC-DC converter). converter).
従来におけるスイツチングインバータは発振モ
ードにより次の種類に分けられる。 Conventional switching inverters can be divided into the following types depending on their oscillation mode.
(A) 自励式インバータ
スイツチング素子自身の増幅能力を利用して
発振させるもので、スイツチング素子を除いて
すべて受動素子で構成される。自励式といつて
も多くの種類があるが、出力トンランスもしく
はドライブトランスのインダクタとしての慣性
および飽和特性を利用して発振させていること
では共通している。(A) Self-excited inverter This inverter uses the switching element's own amplification ability to generate oscillation, and is composed entirely of passive elements except for the switching element. There are many types of self-excited type, but the common feature is that they use the inertia and saturation characteristics of the output transformer or drive transformer to generate oscillation.
この方式では次の特徴がある。 This method has the following characteristics.
長所としては、原理的に両方のスイツチング
素子（プツシヨプル動作の）が同時にオンする
ことがないため、いわゆるたて電流が流れるこ
とがなく、動作が安定であること、構成が簡単
で、部品点数が少くてすむこと、ドライブ回路
用の電源が不要であること等があげられる。 The advantages are that, in principle, both switching elements (with push-pull operation) are not turned on at the same time, so no so-called vertical current flows, resulting in stable operation, simple configuration, and a small number of parts. The advantages include that it requires less power and that a power supply for the drive circuit is not required.
短所としては、スタート回路の必要なものが
多いこと、飽和性のコア（角形ヒステリシスコ
ア）を使用しなければならないこと、大電力に
なるとドライブトランスを独立して使用しない
と設計が難かしいこと等があげられる。 Disadvantages include the need for many start circuits, the need to use a saturating core (square hysteresis core), and the difficulty of designing unless a drive transformer is used independently when the power is high. can be given.
(B) 他励式インバータ
これはクロツクを別の回路で発生させてお
き、これでスイツチング素子を駆動するもので
ある。(B) Separately excited inverter In this type of inverter, a clock is generated in a separate circuit and used to drive the switching elements.
この方式では次の特徴がある。 This method has the following characteristics.
長所としては、通常の（飽和性の）トランス
だけで構成できる、周波数が安定している等が
ある。 Advantages include that it can be constructed using only ordinary (saturable) transformers and that the frequency is stable.
短所としては、タイミングをうまくとらない
と、プツシユプル動作のスイツチング素子が同
時にオンしてたて電流が流れることがあり、安
全性が保たれにくく、効率が悪化すること、ド
ライブ用電源を必要とすること、回路が複雑に
なりやすいこと等がある。 The disadvantages are that if the timing is not taken well, the push-pull switching elements may turn on at the same time and a vertical current flows, making it difficult to maintain safety, reducing efficiency, and requiring a drive power source. However, the circuit tends to become complicated.
この発明は、自励式および他励式のそれぞれの
特徴を有する新規な発振モードを構成し、それぞ
れの長所を組合せた効果が得られるようにしたス
イツチングインバータ回路を提供しようとするも
のである。この発明のスイツチングインバータ回
路は自励式であり、負荷コイルによる相互誘導で
帰還コイルに起電力を生じさせ、この起電力で主
スイツチング素子（トランジスタ）に正帰還をか
けるとともに、時定数回路を駆動し、この時定数
回路の出力により補助スイツチング素子（トラン
ジスタ）を駆動して、これで主スイツチング素子
をオフさせて、これにより他方の主スイツチング
トランジスタをオンさせることにより、この動作
が２個の主スイツチング素子で交互に行なわれる
ようにして自励発振モードを構成するようにした
ものである。第１図は、この発明において、時定
数回路を持つ補助スイツチング素子で主スイツチ
ング素子をオフさせる構成の原理図である。第１
図において、
Ｑ１：主スイツチング素子（バイポーラトランジ
スタ、電界効果トランジスタ、GTO（gate
turn off SCR）等）
Ｑ２：補助スイツチング素子
Ｒ１：Ｑ１をオンさせる電圧もしくは電流を与え
る抵抗
Ｒ２：Ｃ１とともに時定数回路を構成し、Ｑ２を
オンさせる電圧もしくは電流を与える抵抗
Ｃ１：Ｒ２とともに時定数回路を構成するコンデ
ンサ
Va：Ｒ１を通してＱ１をオンさせるに足りる電
圧を有する電圧源
Vb：電圧源
RL：負荷
とする。 The present invention aims to provide a switching inverter circuit which configures a new oscillation mode having the characteristics of both self-excited and separately-excited oscillation modes, and achieves an effect that combines the advantages of each. The switching inverter circuit of this invention is of a self-excited type, and generates an electromotive force in the feedback coil through mutual induction by the load coil, which applies positive feedback to the main switching element (transistor) and drives the time constant circuit. The output of this time constant circuit drives an auxiliary switching element (transistor), which turns off the main switching element, which turns on the other main switching transistor, so that this operation can be performed by two transistors. A self-sustained oscillation mode is constructed by alternately performing switching in the main switching elements. FIG. 1 is a diagram showing the principle of a configuration in which a main switching element is turned off by an auxiliary switching element having a time constant circuit according to the present invention. 1st
In the figure, Q1: Main switching element (bipolar transistor, field effect transistor, GTO (gate
(turn off SCR), etc.) Q2: Auxiliary switching element R1: A resistor R2 that provides a voltage or current that turns on Q1: It forms a time constant circuit together with C1, and a time constant together with a resistor C1 that provides a voltage or current that turns on Q2. Capacitor Va constituting the circuit: Voltage source Vb having a voltage sufficient to turn on Q1 through R1: Voltage source RL: Load.
スイツチSW１をオンすると、第１図の回路は
第２図に示すような動作をする。すなわち、
ｖ１で示した部分にVaが与えられる。 When switch SW1 is turned on, the circuit of FIG. 1 operates as shown in FIG. 2. That is, Va is given to the part indicated by v1.
Ｒ１を通して主スイツチング素子Ｑ１に正バ
イアスが加わり、これがオンする。 A positive bias is applied to the main switching element Q1 through R1, turning it on.
v2で示した部分の電圧は、Ｒ２，Ｃ１の時
定数に応じて時間とともに上昇していく。 The voltage at the portion indicated by v2 increases with time according to the time constants of R2 and C1.
ｖ２の電圧が補助スイツチング素子Ｑ２のオ
ン電圧に達すると、これがオンし、v3で示し
た部分の電圧がＱ２の飽和電圧まで下がる（Ｑ
２の飽和電圧は、Ｑ１のオン電圧より低いもの
とする）。 When the voltage of v2 reaches the on-voltage of auxiliary switching element Q2, it turns on and the voltage of the part indicated by v3 drops to the saturation voltage of Q2 (Q
The saturation voltage of Q2 is lower than the on-voltage of Q1).
主スイツチング素子Ｑ１がオフする。 Main switching element Q1 is turned off.
という具合になる。したがつて、第１図の負荷
RLを誘導正負荷（負荷コイル）とし、電圧源Va
をこの負荷コイルによる相互誘導により起電力を
生じる帰還コイルとし、さらにこの回路構成を２
組組み合わせることにより、この発明の時励発振
モードが実現されることになる。第１図の回路に
よれば、補助スイツチング素子Ｑ２での電力損失
は、主スイツチング素子Ｑ１のベース・エミツタ
間電圧（約0.6V）と制御電源Vaの比較的小さな
電圧により流れる電流をかけた値であるので、補
助スイツチング素子Ｑ２による電力損失が少な
い。このため、変換効率が高く、小型の補助スイ
ツチング素子Ｑ２で大電力のスイツチングインバ
ータ回路が実現できる。That's how it goes. Therefore, the load in Figure 1
Let RL be the inductive positive load (load coil), and the voltage source Va
is a feedback coil that generates an electromotive force due to mutual induction by this load coil, and further this circuit configuration is
By combining the pairs, the time-excited oscillation mode of the present invention is realized. According to the circuit shown in Figure 1, the power loss in the auxiliary switching element Q2 is the value obtained by multiplying the base-emitter voltage (approximately 0.6V) of the main switching element Q1 by the current flowing due to the relatively small voltage of the control power supply Va. Therefore, the power loss caused by the auxiliary switching element Q2 is small. Therefore, a high power switching inverter circuit with high conversion efficiency and small size auxiliary switching element Q2 can be realized.
また、帰還コイルに生じた起電力により時定数
回路Ｃ１，Ｒ１を駆動し、この時定数回路Ｃ１，
Ｒ１により補助スイツチング素子Ｑ２を駆動し
て、主スイツチング素子Ｑ１をオフして発振モー
ドを作るので、他励式のような能動素子による複
雑な駆動源は不要となり、駆動源の部品点数が減
少し、また、消電電力が少なくてすむ。 Further, the time constant circuits C1 and R1 are driven by the electromotive force generated in the feedback coil, and the time constant circuits C1 and R1 are driven by the electromotive force generated in the feedback coil.
Since the auxiliary switching element Q2 is driven by R1 and the main switching element Q1 is turned off to create an oscillation mode, a complicated drive source using active elements such as a separately excited type is not required, and the number of parts of the drive source is reduced. In addition, less power is consumed.
しかも、従来の自励式のようにトランスのコア
の飽和特性を利用するものでないので、トランス
のコアに角型ヒステリシスコアを必要とせず、安
価に実現できる。 Moreover, unlike the conventional self-excited type, it does not utilize the saturation characteristics of the transformer core, so it does not require a rectangular hysteresis core in the transformer core and can be realized at low cost.
第３図は以上の原理を利用して、負荷に帰還用
巻線を持つトランスを用いて、プツシユプルイン
バータを構成したこの発明の一実施例を示すもの
である。この回路はＳ１で示した回路と、S2で
示した回路が交互にオン、オフして、コイルＬ１
３に交流電圧が生じるようになつている。第３図
において、コイルＬ１１（帰還コイル）、Ｌ１２
（帰還コイル）、Ｌ１３（負荷コイル）はトランス
の同一コア上に巻かれたもので、コイルＬ１３と
Ｌ１１、コイルＬ１３とＬ１２はそれぞれ正帰還
となる方向に接続されている。 FIG. 3 shows an embodiment of the present invention in which a push-pull inverter is constructed using the above principle and using a transformer having a feedback winding as a load. In this circuit, the circuit shown by S1 and the circuit shown by S2 are turned on and off alternately, and the coil L1
3, an alternating current voltage is generated. In Fig. 3, coil L11 (feedback coil), L12
(feedback coil) and L13 (load coil) are wound on the same core of the transformer, and coils L13 and L11, and coils L13 and L12 are connected in the positive feedback direction, respectively.
回路Ｓ１において、トランジスタＱ１１は主ス
イツチング用トランジスタ、Ｑ１２は補助スイツ
チング用トランジスタ、コンデンサＣ１１は抵抗
Ｒ１２とともに時定数回路を構成するコンデンサ
である。ダイオードＤ１１，Ｄ１２はトランジス
タＱ１１を非飽和で動作させるためのものであ
る。すなわち、コイルＬ１１に電圧が誘起される
と、これがダイオードＤ１１を介してトランジス
タＱ１１のベースに加わり、これをオンする。ダ
イオードＤ１１，Ｄ１２の降下電圧が等しいとす
ると、トランジスタＱ１１のコレクタ−エミツタ
間電圧VCEがベース−エミツタ間電圧VBEに等し
くなるとダイオードＤ１２がオンし、VCE＝VBE
を保つに必要な電流を残して余分な電流がトラン
ジスタＱ１１のコレクタ−エミツタ間に流れる。
これによりVCEは常にVCE≧VBEに保たれる。通常
トランジスタの飽和電圧VCEはベース−エミツタ
間電圧VBEより小さいので、トランジスタＱ１１
は飽和が回避される。回路Ｓ２も回路Ｓ１と同様
に構成されている。 In the circuit S1, a transistor Q11 is a main switching transistor, Q12 is an auxiliary switching transistor, and a capacitor C11 forms a time constant circuit together with a resistor R12. The diodes D11 and D12 are for operating the transistor Q11 in a non-saturated state. That is, when a voltage is induced in the coil L11, this voltage is applied to the base of the transistor Q11 via the diode D11, turning it on. Assuming that the voltage drops of diodes D11 and D12 are equal, when the collector-emitter voltage V CE of transistor Q11 becomes equal to the base-emitter voltage V BE , diode D12 turns on, and V CE = V BE.
An excess current flows between the collector and emitter of transistor Q11, leaving behind the current necessary to maintain the current.
This ensures that V CE is always maintained at V CE ≧ V BE . Normally, the saturation voltage V CE of a transistor is smaller than the base-emitter voltage V BE , so the transistor Q11
saturation is avoided. The circuit S2 is also configured similarly to the circuit S1.
第３図の回路は次のように動作する。 The circuit of FIG. 3 operates as follows.
回路Ｓ１がオン状態のときは、コイルＬ１１，
Ｌ１３の正帰還作用により、トランジスタＱ１１
はオンし続ける。コンデンサＣ１１の電圧はＲ１
２，Ｃ１１の時定数で時間とともに上昇し、所定
時間後にトランジスタＱ１２をオンして、トラン
ジスタＱ１１をオフする。トランジスタＱ１１が
オフするとコイルＬ１３の誘導により、コイルＬ
１３の両端にかかる電圧が反転し、今度は回路Ｓ
２側がオン状態となる。 When the circuit S1 is on, the coil L11,
Due to the positive feedback effect of L13, transistor Q11
remains on. The voltage of capacitor C11 is R1
2, increases with time with a time constant of C11, and after a predetermined time, transistor Q12 is turned on and transistor Q11 is turned off. When the transistor Q11 is turned off, the coil L is induced by the coil L13.
13 is reversed, and now the voltage across circuit S
The second side is turned on.
トランジスタＱ１１がオフしてからトランジス
タＱ１３がオンするまである時間を必要とする
が、この間トランジスタＱ１１はオフ状態を保持
してなければいけない。幸いにもこれは次に述べ
る２つの理由により確保されている。１つは、ト
ランジスタＱ１２がオンしてからトランジスタＱ
１１がオンするまでの時間（Ｑ１１のオフ時間）
にコンデンサＣ１１に蓄えられたオーバチヤージ
により、トランジスタＱ１２がしばらくオン状態
にあることと、もう１つは、トランジスタＱ１２
自身のオフ時間によるもの（トランジスタＱ１２
には完全に飽和スイツチングしており、ターンオ
フはある時間を要する）である。トランジスタＱ
１１のオフ状態が保持されている時間内にトラン
ジスタＱ１３がオンするようにすることで、安定
した動作が可能となる。トランジスタＱ１３がオ
ンしてしまえば、トランジスタＱ１１は０バイア
スとなり、オフを続ける。 A certain amount of time is required after transistor Q11 turns off until transistor Q13 turns on, and during this time transistor Q11 must remain off. Fortunately, this is ensured for the following two reasons. One is that after transistor Q12 is turned on, transistor Q
Time until Q11 turns on (Q11 off time)
The other reason is that transistor Q12 remains on for a while due to the overcharge stored in capacitor C11.
Due to its own off time (transistor Q12
is completely saturated switching, and turn-off takes some time). transistor Q
By turning on the transistor Q13 while the transistor Q11 is kept in the off state, stable operation is possible. Once transistor Q13 is turned on, transistor Q11 becomes 0 bias and continues to be turned off.
時定数Ｒ１４，Ｃ１２による一定時間後、今後
はトランジスタＱ１４がオンし、トランジスタＱ
１３がオフする。このようにして発振モードが形
成され、スイツチングインバータとして動作す
る。 After a certain period of time determined by time constants R14 and C12, transistor Q14 will turn on from now on, and transistor Q
13 turns off. In this way, an oscillation mode is formed and the device operates as a switching inverter.
次に第３図の実施例を発展させたものについて
いくつか説明する。 Next, some developments of the embodiment shown in FIG. 3 will be described.
(A) スイツチング素子のコンプリメンタリ化
第３図の実施例におけるトランジスタＱ１１
とＱ１２およびトランジスタＱ１３とＱ１４を
それぞれコンプリメンタリにすれば、部品点数
を少なくでき、また、コイルを分割せずに１連
のものとして構成し、その途中からタツプを取
出すだけですむようになる。第４図はそのよう
に構成した一例を示すものである。第４図にお
いては第３図の各部分と対応するものに共通の
符号を付してある。(A) Complementary switching element transistor Q11 in the embodiment shown in Fig. 3
By making Q12 and Q12 and transistors Q13 and Q14 complementary, the number of parts can be reduced, and the coil can be configured as a series without being divided, and it is only necessary to take out the tap from the middle. FIG. 4 shows an example of such a configuration. In FIG. 4, parts corresponding to those in FIG. 3 are given the same reference numerals.
第４図において、コイルＬ１５は第３図のコ
イルＬ１１とＬ１２を共通にしたもの、抵抗Ｒ
１５は抵抗Ｒ１１とＲ１３を共通にしたもの、
抵抗Ｒ１６は抵抗Ｒ１２とＲ１４を共通にした
もの、コンデンサＣ１５はコンデンサＣ１１と
Ｃ１２を共通にしたものである。コイルＬ１６
はコイルＬ１５，Ｌ１３と同じコアに巻かれた
もので、出力用のものである（第３図にはこれ
に対応するコイルは示してない）。 In FIG. 4, coil L15 is the same as coils L11 and L12 in FIG. 3, and resistor R
15 is a common resistor R11 and R13,
The resistor R16 is a common resistor R12 and R14, and the capacitor C15 is a common capacitor C11 and C12. Coil L16
is wound around the same core as coils L15 and L13, and is for output (the corresponding coil is not shown in FIG. 3).
第４図においてトランジスタＱ１１がオンさ
れているときはコイルＬ１３とＬ１５の正帰還
作用により、このトランジスタＱ１１はオンし
続ける。コンデンサＣ１５の電圧は時定数Ｒ１
６，Ｃ１５でしだいに上昇し、ついにはトラン
ジスタＱ１２をオンするに至るとトランジスタ
Ｑ１１はオフする。するとコイルＬ１３の両端
にかかる電圧が反転し、コイルＬ１５も逆方向
に電圧が誘起されて、今度はトランジスタＱ１
３がオンする。このときコンデンサＣ１５も逆
方向に充電されて、その両端の電圧が時定数Ｒ
１６，Ｃ１５でしだいに上昇し、所定時間後ト
ランジスタＱ１４をオンしてトランジスタＱ１
３をオフする。このようにして発振が行なわれ
る。 In FIG. 4, when transistor Q11 is turned on, it continues to be turned on due to the positive feedback action of coils L13 and L15. The voltage of capacitor C15 is the time constant R1
6, C15 gradually increases, and finally turns on transistor Q12, and then turns off transistor Q11. Then, the voltage applied to both ends of coil L13 is reversed, voltage is induced in the opposite direction in coil L15, and this time transistor Q1
3 turns on. At this time, the capacitor C15 is also charged in the opposite direction, and the voltage across it is increased by the time constant R.
16, C15 gradually rises, and after a predetermined time, transistor Q14 is turned on and transistor Q1 is turned on.
Turn off 3. Oscillation is performed in this manner.
(B) 自己起動
第３図の回路も第４図の回路もこのままでは
自己起動が不可能であるが、トランジスタＱ１
２，Ｑ１３の、ホールド動作（回路の動作が反
転してもしばらくオンし続け、トランジスタＱ
１１，Ｑ１３のオフ状態をホールドする動作）
があるため、安全な自己起動能力を持たせるこ
とができる。自己起動できるようにした回路の
一例を第５図に示す。第５図においては第３図
および第４図の各部分と共通する箇所には同一
の符号を付してある。(B) Self-starting Neither the circuit in Figure 3 nor the circuit in Figure 4 can self-start as they are, but transistor Q1
2. Hold operation of Q13 (continues to be on for a while even if the circuit operation is reversed, and the transistor Q
11, operation to hold the off state of Q13)
Because of this, it is possible to have a safe self-starting ability. An example of a circuit capable of self-starting is shown in FIG. In FIG. 5, parts common to those in FIGS. 3 and 4 are given the same reference numerals.
第５図において、回路Ｓ１１にはダイオード
Ｄ１２に並列に抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の直列回路
が接続され、これらの抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の中
間点の電圧がトランジスタＱ１１のベースに加
えられている。また、回路Ｓ１２にはダイオー
ドＤ１４に並列に抵抗Ｒ２３，Ｒ２４の直列回
路が接続され、これらの抵抗Ｒ２３，Ｒ２４の
中間点の電圧がトランジスタＱ１３のベースに
加えられている。これにより、回路Ｓ１１，Ｓ
１２がともにオフ状態であつても抵抗Ｒ２２，
Ｒ２１，Ｒ１１，Ｒ１４，Ｒ２３，Ｒ２４を介
して電流が流れるので、トランジスタＱ１１，
Ｑ１３にはベースバイアスが加えられて、自己
起動が行なわれる。 In FIG. 5, a series circuit of resistors R21 and R22 is connected in parallel to a diode D12 in circuit S11, and a voltage at the midpoint of these resistors R21 and R22 is applied to the base of transistor Q11. Further, a series circuit of resistors R23 and R24 is connected in parallel to the diode D14 in the circuit S12, and a voltage at the midpoint of these resistors R23 and R24 is applied to the base of the transistor Q13. As a result, the circuits S11, S
12 are both in the off state, the resistors R22,
Since current flows through R21, R11, R14, R23, and R24, the transistors Q11,
A base bias is applied to Q13 for self-starting.
尚、回路Ｓ１１がオフモードのときにトラン
ジスタＱ１１がオンしないようにするため、抵
抗Ｒ２１とＲ２２は、回路Ｓ１１がオフモード
のとき（このときで示す部分は一側に引かれ
ている）にトランジスタＱ１１のベース−エミ
ツタ間電圧が約0Vになるように、それらの値
を定める。また、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２はトラン
ジスタＱ１１を能動領域に入れるだけの電流を
そのベースに供給すればよく、トランジスタＱ
１１の非飽和動作のさまたげにならないように
選ぶ。回路Ｓ１２においてもこれと同様に抵抗
Ｒ２３，Ｒ２４の値を定める。 Furthermore, in order to prevent the transistor Q11 from turning on when the circuit S11 is in the off mode, the resistors R21 and R22 are connected to the transistor Q11 when the circuit S11 is in the off mode (the part indicated by "at this time" is pulled to one side). These values are determined so that the voltage between the base and emitter of Q11 is approximately 0V. Furthermore, the resistors R21 and R22 only need to supply current to their bases that is sufficient to put the transistor Q11 into the active region.
11 so as not to interfere with the non-saturation operation. In the circuit S12 as well, the values of the resistors R23 and R24 are determined in the same manner.
第５図の回路は電源のオン時には、コイルＬ
１５，Ｌ１３の両端の電圧が０であり、トラジ
スタＱ１１のベースにはv1／２を（Ｒ１１＋Ｒ２
１）とＲ２２によつて分割された電圧が与えら
れる。これによりトランジスタＱ１１が能動状
態となり、コイルＬ１３に電圧が誘起される。
この電圧はコイルＬ１５から抵抗Ｒ１１、ダイ
オードＤ１１を介してトランジスタＱ１１のベ
ースに正帰還される。このときコンデンサＣ１
１は時定数Ｒ１２，Ｃ１１で充電され、所定時
間後トランジスタＱ１２がオンしてトランジス
タＱ１１をオフし、回路Ｓ１２をオンモードに
する。以後これが繰返されて発振モードが形成
される。なお、自己起動は回路Ｓ１２側から始
まる場合もあるが、いずれにせよ、現実には回
路Ｓ１１，Ｓ１２の素子等に微差があるため、
必ず、いづれか先に起動する。 In the circuit shown in Figure 5, when the power is turned on, the coil L
15, the voltage across L13 is 0, and a voltage obtained by dividing v 1 /2 by (R11+R2 1) and R22 is applied to the base of transistor Q11. This causes transistor Q11 to become active, and a voltage is induced in coil L13.
This voltage is positively fed back from the coil L15 to the base of the transistor Q11 via the resistor R11 and the diode D11. At this time, capacitor C1
1 is charged with time constants R12 and C11, and after a predetermined time, transistor Q12 turns on, turns off transistor Q11, and puts circuit S12 in on mode. Thereafter, this is repeated to form an oscillation mode. Note that self-activation may start from the circuit S12 side, but in any case, in reality, there is a slight difference between the elements of circuits S11 and S12, so
Be sure to start one of them first.
回路Ｓ１２側がオンのモードでは前述した抵
抗Ｒ２３，Ｒ２４の設定により、トランジスタ
Ｑ１１のベース−エミツタ間電圧は０付近にあ
り、トランジスタＱ１１に電流が流れることは
ない。したがつて、回路Ｓ１１側、Ｓ１２側の
両方のスイツチング素子（Ｑ１１，Ｑ１３）が
能動領域にあるのは、コイルＬ１５，Ｌ１３の
両端電圧が０付近のときだけであり，アンプで
いうAB級動作と同じになる。この領域がある
ことにより自己起動能力を持つことができる
が、プツシユプルスイツチングにおいては両方
のスイツチング素子（Ｑ１１，Ｑ１３）が同時
にオン状態にある時間がわずかでもあると極め
て危険である。なぜならは、大電流を取出すと
スイツチング素子のターンオフ時間は長くなる
ため、片方のスイツチング素子がオフしきらな
い間にもう片方がオンしてしまい、いわゆるた
て電流が流れて効率の悪化をまねき，発熱の原
因となるからである。 In the mode in which the circuit S12 side is on, the base-emitter voltage of the transistor Q11 is near 0 due to the settings of the resistors R23 and R24 described above, and no current flows through the transistor Q11. Therefore, both switching elements (Q11, Q13) on the circuit S11 side and S12 side are in the active region only when the voltage across the coils L15 and L13 is around 0, which is class AB operation in the amplifier. becomes the same as Although this region allows self-starting capability, in push-pull switching, it is extremely dangerous if both switching elements (Q11, Q13) are in the ON state at the same time even for a short time. This is because when a large current is drawn, the turn-off time of the switching element becomes longer, so before one switching element is completely turned off, the other one turns on, causing a so-called vertical current to flow, resulting in a decrease in efficiency. This is because it causes fever.
しかし、第５図の回路においては、トランジ
スタＱ１２，Ｑ１４のホールド作用により、こ
の問題も解決されている。なぜならば発振を開
始して定常発振状態になると、トランジスタＱ
１１，Ｑ１３が切換わる間の時間はトランジス
タＱ１２もしくはＱ１４が必ずオンしており
（コンデンサＣ１１もしくはＣ１２に蓄えられ
たオーバチヤージとＱ１２，Ｑ１４自身のオフ
時間とによる）、オフした側のトランジスタは
オフ状態が保持されるので（ホールド作用）、
トランジスタＱ１１，Ｑ１３に同時に正バイア
スがかかることはないからである。したがつ
て、第５図の回路においては、あらかじめアイ
ドリング電流を設定しておいて自己起動能力を
持たせておいても、発振が開始されると自動的
にアイドリング電流はなくなり、たて電流は流
れなくなり、安全な動作となる。逆に言えば、
この発明の構成要素である補助トランジスタ
（第５図でいえばトランジスタＱ１２，Ｑ１４）
にホールド作用があるために、第５図のように
自己起動能力を持たせても問題が生じないとい
うことが言える。 However, in the circuit of FIG. 5, this problem is also solved by the hold action of transistors Q12 and Q14. This is because when the oscillation starts and becomes a steady oscillation state, the transistor Q
During the time between 11 and Q13 switching, the transistor Q12 or Q14 is always on (depending on the overcharge stored in the capacitor C11 or C12 and the off time of Q12 and Q14 themselves), and the transistor on the off side is in the off state. is held (hold effect),
This is because positive bias is not applied to transistors Q11 and Q13 at the same time. Therefore, in the circuit shown in Figure 5, even if the idling current is set in advance and self-starting capability is provided, when oscillation starts, the idling current automatically disappears and the vertical current decreases. No more flow and safe operation. Conversely,
Auxiliary transistors (transistors Q12 and Q14 in FIG. 5) which are the constituent elements of this invention
Since it has a hold effect, it can be said that no problem will occur even if it has a self-starting ability as shown in FIG.
(C) 発振周波数の一定化
以上の各実施例においては、このままでは電
源電圧によつて発振周波数が移動する。これは
例えば第４図の実施例でいえばコンデンサＣ１
５にチヤージされる電流が抵抗Ｒ１２により決
定され、ここに供給される電圧が電源電圧±Ｂ
に比例していることによる。第６図はその状態
を示したもので、実線は電源電圧が小さい場合
の充電電圧の変化の状態、一点鎖線は電源電圧
が大きい場合の充電電圧の変化の状態である。
この図からわかるように、電源電圧が大きい場
合は同じ時定数でも一定値（ここではトランジ
スタＱ１２，Ｑ１４のオン電圧）に達する時間
が短くなるため、発振周波数は高くなる。(C) Keeping the oscillation frequency constant In each of the above embodiments, the oscillation frequency changes depending on the power supply voltage. For example, in the embodiment shown in FIG. 4, this is the capacitor C1.
5 is determined by the resistor R12, and the voltage supplied here is equal to the power supply voltage ±B.
Because it is proportional to. FIG. 6 shows this state, where the solid line shows how the charging voltage changes when the power supply voltage is small, and the dashed-dotted line shows how the charging voltage changes when the power supply voltage is large.
As can be seen from this figure, when the power supply voltage is high, even with the same time constant, the time to reach a constant value (in this case, the on-voltage of transistors Q12 and Q14) is shorter, so the oscillation frequency becomes higher.
これを解決するためには例えば第７図のよう
な方法が考えられる。第７図の回路は第３図の
回路を基本に構成したもので（回路Ｓ２側につ
いては省略する）、第３図と共通する部分には
同一の符号を付してある。 In order to solve this problem, for example, a method as shown in FIG. 7 can be considered. The circuit shown in FIG. 7 is basically constructed from the circuit shown in FIG. 3 (the circuit S2 side is omitted), and parts common to those in FIG. 3 are given the same reference numerals.
第７図において、抵抗Ｒ１２ａ，Ｒ１２ｂは
第３図の抵抗Ｒ１２を２つに分割したものであ
る。抵抗Ｒ１２ａ，Ｒ１２ｂの中点はダイオー
ドＤ２５，Ｄ２６を介してトランジスタＱ１２
のエミツタに接続されている。このときコイル
Ｌ１１の誘起電圧Ve１１およびコンデンサＣ
１１の充電電圧Vc１１は前述の電源電圧の変
動による充放電時間変化の効果を除いて表現す
れば第８図に示すようになる（なお、この図は
図中のＸ点が基準として描かれている）。ダイ
オードＤ２５，Ｄ２６のクランプ効果により、
Vc１１は非対称波形となり、正の電圧にのみ
クランプが働くため、負の電圧に対しては電源
変動がそのまま現われる。したがつて、電源電
圧が大きくなるとVc１１は負の方向へは増え
る方向となり、次に極性が反転してVc１１が
クランプ電圧に達するまでの時間が長くなる。
また、正の方向へはクランプされてからトラン
ジスタＱ１２のオン電圧に至る時間Ｔ１がほぼ
一定となるため、結果としてトランジスタＱ１
２のオン電圧にVc１１が達する時間は長くか
かることになり、発振周波数は低くなる方向に
向かう。ダイオードＤ２５，Ｄ２６の追加によ
り、電源電圧と周波数との関係が異なつてくる
ことになるが、抵抗Ｒ１２ａ，Ｒ１２ｂの比率
を動かすことにより、この関係は自由に選べ
る。抵抗Ｒ１２ａとＲ１２ｂの比率はクランプ
時間Ｔ１を調整する意味を持つている。クラン
プ時間Ｔ１を適当に選ぶと、電源電圧の変化に
対して発振周波数をほぼ一定にすることができ
る。このときのVc１１の変化を第９図に示す。 In FIG. 7, resistors R12a and R12b are obtained by dividing the resistor R12 in FIG. 3 into two. The midpoint of resistors R12a and R12b is connected to transistor Q12 via diodes D25 and D26.
It is connected to the Emitsuta. At this time, the induced voltage Ve11 of the coil L11 and the capacitor C
The charging voltage Vc11 of No. 11 is expressed as shown in Fig. 8, excluding the effect of the charge/discharge time change due to the fluctuation of the power supply voltage mentioned above. ). Due to the clamping effect of diodes D25 and D26,
Vc11 has an asymmetrical waveform and clamps only on positive voltages, so power supply fluctuations appear as they are for negative voltages. Therefore, as the power supply voltage increases, Vc11 increases in the negative direction, and the time until the polarity is reversed and Vc11 reaches the clamp voltage becomes longer.
In addition, in the positive direction, the time T1 from being clamped to the on-voltage of transistor Q12 is almost constant, so as a result, transistor Q1
It takes a long time for Vc11 to reach the on-voltage of Vc2, and the oscillation frequency tends to become lower. By adding the diodes D25 and D26, the relationship between the power supply voltage and the frequency will change, but this relationship can be freely selected by changing the ratio of the resistors R12a and R12b. The ratio of resistors R12a and R12b has the meaning of adjusting the clamp time T1. If the clamp time T1 is appropriately selected, the oscillation frequency can be kept almost constant against changes in the power supply voltage. FIG. 9 shows the change in Vc11 at this time.
(D) デユーテイ比の変動抑制
ここで、スイツチングインバータの１つのフ
アクタであるデユーテイウ比を考えてみる。イ
ンバータは、二次側から出力を取出すとき一般
的にコンデンサインプツトで整流される。その
ため、デユーテイ比は50％であることが望まし
い。むろん発振モードはデユーテイ比50％で設
定されるが、第３図、第４図等の回路において
は、もしデユーテイ比が何かの原因で動いた場
合、これを補正する能力は持つていない。そこ
でデユーテイ比が動いたときに帰還巻線（第３
図でいえばコイルＬ１１，Ｌ１２および負荷巻
線（同じくコイルＬ１３）から出力される電圧
を考えてみる。(D) Suppression of fluctuations in duty ratio Let us now consider the duty ratio, which is one factor of a switching inverter. Inverters are generally commutated with a capacitor input when taking the output from the secondary side. Therefore, it is desirable that the duty ratio is 50%. Of course, the oscillation mode is set at a duty ratio of 50%, but in the circuits shown in FIGS. 3 and 4, if the duty ratio changes for some reason, it does not have the ability to correct this. Therefore, when the duty ratio changes, the feedback winding (third
In the figure, consider the voltages output from the coils L11 and L12 and the load winding (also coil L13).
第１０図は帰還巻線および負荷巻線に発生す
る電圧でありVdはデユーテイ比50％、Veはそ
うでないときの波形である。トランスは出力波
形の時間に対する積分値が０となるように動作
をするため正電圧波形（イで示した部分）と負
電圧波形（ロで示した部分）の面積は等しくな
る。そのため幅の狭いパルスの電圧は幅の広い
パルスの電圧より高くなる。第１０図ｂの
Vd′，Ve′はVd，Veをそれぞれ整流した波形で
ある。デユーテイ50％の場合は完全な直流にな
るが、そうでない場合には幅の狭いほうの波形
（Veのイの波形）が飛出る形となり、コンデン
サインプツト型の平滑回路においてはこの幅の
狭いパルスのみが負荷に流れうることになる。
したがつて、デユーテイ50％で動作するのが望
ましいといえる。 FIG. 10 shows the voltages generated in the feedback winding and the load winding, where Vd is the waveform when the duty ratio is 50% and Ve is the waveform when the duty ratio is not 50%. Since the transformer operates so that the integral value of the output waveform with respect to time becomes 0, the areas of the positive voltage waveform (the part shown by A) and the negative voltage waveform (the part shown by B) are equal. Therefore, the voltage of the narrow pulse is higher than the voltage of the wide pulse. Figure 10b
Vd′ and Ve′ are waveforms obtained by rectifying Vd and Ve, respectively. When the duty is 50%, it becomes a complete direct current, but when it is not, the narrower waveform (the waveform A of Ve) jumps out, and in a capacitor input type smoothing circuit, this narrower waveform Only pulses will be able to flow to the load.
Therefore, it can be said that it is desirable to operate with a duty of 50%.
第５図までの回路においては、デユーテイが
何らかの理由で50％からずれて、例えば第10図
ａのVeのような電圧が帰還されたときはイの
部分の電圧が高いため、コンデンサＣ１１（第
４図ではＣ１５）は速くチヤージされトランジ
スタＱ１１が速くオフされることになり、これ
はデユーテイ比を50％から更に遠ざけることに
なる。 In the circuits up to Figure 5, when the duty deviates from 50% for some reason and, for example, a voltage like Ve in Figure 10 a is fed back, the voltage at the part A is high; In Figure 4, C15) will be charged faster and transistor Q11 will be turned off faster, which will push the duty ratio further away from 50%.
第７図の回路においてはダイオードクランプ
により、この問題も解決され、デユーテイ比の
変動は抑制されている。 In the circuit shown in FIG. 7, this problem is also solved by using a diode clamp, and fluctuations in the duty ratio are suppressed.
第１１図は以上の各実施例を組合せて、DC−
DCコンバータを構成したものである。前記実施
例と共通する部分には同一の符号を付してある。 FIG. 11 shows a DC-
It consists of a DC converter. The same reference numerals are given to the same parts as in the previous embodiment.
第１１図において、VR１はデユーテイ調整用
のボリユームである。コイルＬ１６に誘起された
電圧は整流、平滑されて直流電圧に変換される。 In FIG. 11, VR1 is a volume for duty adjustment. The voltage induced in the coil L16 is rectified and smoothed and converted into a DC voltage.
この回路での問題点は負荷電流によつて周波数
が変動する（負荷電流が大きくなると周波数は低
くなり、負荷電流が小さくなると周波数は高くな
る）ことである。原因としてはトランジスタＱ１
１，Ｑ１３のターンオフ時間の電流による変化等
が考えられる。これに対しては次の方法で解決で
きると思われる。 The problem with this circuit is that the frequency varies depending on the load current (as the load current increases, the frequency decreases, and as the load current decreases, the frequency increases). The cause is transistor Q1.
1. Changes in the turn-off time of Q13 due to current, etc. can be considered. It seems that this can be solved by the following method.
トランジスタＱ１１を非飽和で使う場合、第１
２図に示すように、トランジスタＱ１１のベース
電流IB11は要求されるコレクタ電流を流すに足り
る電流のみ流れる。これは前述のようにダイオー
ドＤ１１，Ｄ１２によつてその動作が保たれてい
る。したがつてIB11には負荷電流の変化がそのま
ま現われる（これは非飽和スイツチングにのみ起
こることである。通常のスイツチングモードで
は、負荷電流に関係なく一定の駆動電流で動作さ
せるため、駆動電流がすべてトランジスタＱ１１
のベース電流となり、IB11は負荷電流の大小にか
かわらず一定である）。 When using the transistor Q11 in non-saturation, the first
As shown in FIG. 2, only the base current I B11 of the transistor Q11 flows that is sufficient to flow the required collector current. As mentioned above, this operation is maintained by the diodes D11 and D12. Therefore, changes in the load current appear directly on I B11 (this only occurs in non-saturated switching. In normal switching mode, the drive current is constant because the switch is operated with a constant drive current regardless of the load current). are all transistor Q11
(I B11 is constant regardless of the load current).
第１２図でトランジスタＱ１１のコレクタ電流
IC11が変化するとIB11も変化しVBE11＋VDF11（VBE11
はトランジスタＱ１１のベース−エミツタ間電
圧、VDF11はダイオードＤ１１の順方向電圧）も
大きくなる。IC11が大きくなつたとき、VBE11＋
VDF11も大きくなる。そのため、この電圧をコン
デンサＣ１１のチャージに使うようにすれば、
IC11が増したときの周波数低下を補うことができ
る。 In Figure 12, the collector current of transistor Q11
When I C11 changes, I B11 also changes, and V BE11 + V DF11 (V BE11
(VDF11 is the base-emitter voltage of the transistor Q11, and VDF11 is the forward voltage of the diode D11) also increases. When I C11 increases, V BE11 +
V DF11 also becomes larger. Therefore, if this voltage is used to charge the capacitor C11,
It can compensate for the frequency drop when I C11 increases.
これを利用して抵抗Ｒ１２およびコンデンサＣ
１１を第１３図に示すように接続することが考え
られる。尚、IB11は負荷電流によつてのみ決定さ
れ抵抗Ｒ１１に流れる電流IR11（IR11＝ID12＋IB11こ
こでID12はダイオードＤ１２に流れる電流）の影
響は受けない（ID12がIR11の影響を受ける）ため、
電源電圧の変動による周波数の変化はない。 Using this, resistor R12 and capacitor C
11 may be connected as shown in FIG. Note that I B11 is determined only by the load current and is not affected by the current I R11 flowing through the resistor R11 (I R11 = I D12 + I B11 where I D12 is the current flowing through the diode D12) (I D12 is the current flowing through the diode D12) . (affected by)
There is no change in frequency due to fluctuations in power supply voltage.
しかし、第１３図の回路では第１２図で説明し
た補正効果（負荷電流による周波数変動に対する
補正）が大きすぎ、負荷を取ると逆に周波数が上
がつてしまうことになる。そこで、第１４図のよ
うにボリユームVR１２で調整するようにすれば
よい。 However, in the circuit shown in FIG. 13, the correction effect explained in FIG. 12 (correction for frequency fluctuations due to load current) is too large, and when the load is removed, the frequency increases. Therefore, the volume can be adjusted using the volume VR12 as shown in FIG.
以上説明したようにこの発明は、負荷コイルに
よる相互誘導で帰還コイルに起電力を生じさせ、
この起電力で主スイツチング素子に正帰還をかけ
るとともに、時定数回路を駆動し、この時定数回
路の出力により補助スイツチング素子を駆動し
て、これで主スイツチング素子をターンオフさ
せ、さらにこれにより他方の主スイツチング素子
をターンオンさせることにより自励発振モードを
構成したものであり、次のような様々な効果を有
する。 As explained above, this invention generates an electromotive force in the feedback coil through mutual induction by the load coil,
This electromotive force applies positive feedback to the main switching element, drives a time constant circuit, and the output of this time constant circuit drives the auxiliary switching element, which turns off the main switching element. A self-sustained oscillation mode is configured by turning on the main switching element, and has the following various effects.
従来の自励式インバータのようにトランスの
インダクタとしての慣性および飽和特性を利用
して発振させるものでないので、トランスのコ
アに角型ヒステリシスコアを必要としない。ま
た、従来の他励式インバータのようにドライブ
用別電源を必要としない。 Unlike conventional self-excited inverters, the inertia and saturation characteristics of the transformer as an inductor are not used to generate oscillation, so there is no need for a rectangular hysteresis core in the core of the transformer. Also, unlike conventional separately excited inverters, a separate power supply for the drive is not required.
例えば第５図の実施例で示したように、簡単
な構成で安定な自己起動能力を持たせることが
できる。 For example, as shown in the embodiment shown in FIG. 5, a stable self-starting ability can be provided with a simple configuration.
例えば第７図の実施例で示したように、電源
電圧の変動に対して発振周波数が影響を受けな
いための回路が少ない部品で構成できる。 For example, as shown in the embodiment of FIG. 7, the circuit can be constructed with fewer components so that the oscillation frequency is not affected by fluctuations in the power supply voltage.
例えば第１３図、第１４図の実施例で示した
ように、負荷電流の変動に対して発振周波数が
影響を受けないための回路が少ない部品で構成
できる。 For example, as shown in the embodiments of FIGS. 13 and 14, the circuit can be constructed with fewer components so that the oscillation frequency is not affected by fluctuations in the load current.
補助スイツチングトランジスタでの電力損失
は、主スイツチングトランジスタのベース・エ
ミツタ間電圧と制御電源の比較的小さな電圧に
より流れる電流をかけた値であるので、補助ス
イツチングトランジスタによる電力損失が少な
い。このため、変換効率が高く、小型の補助ス
イツチングトランジスタで大電力のスイツチン
グインバータ回路が実現できる。 Since the power loss in the auxiliary switching transistor is the value obtained by multiplying the base-emitter voltage of the main switching transistor by the current flowing due to the relatively small voltage of the control power supply, the power loss in the auxiliary switching transistor is small. Therefore, a high power switching inverter circuit with high conversion efficiency and small auxiliary switching transistors can be realized.
帰還コイルに生じた起電力により時定数回路
を駆動し、この時定数回路により補助スイツチ
ング素子を駆動して、主スイツチング素子をオ
フして、他方の主スイツチング素子をオンして
発振モードを作るので、他励式のような能動素
子による複雑な駆動源は不要となり、駆動源の
部品点数が減少し、また、消電電力が少なくて
すむ。 The electromotive force generated in the feedback coil drives the time constant circuit, which drives the auxiliary switching element, turns off the main switching element, and turns on the other main switching element to create an oscillation mode. A complicated drive source using an active element such as a separately excited type is not required, the number of parts of the drive source is reduced, and power consumption can be reduced.
以上を総合すれば補助スイツチングトランジ
スタおよびその駆動回路構成により電力損失が
少なく、かつ少ない部品で安定なスイツチング
インバータが構成できる。 Taking all of the above into consideration, a stable switching inverter can be constructed with less power loss and fewer parts by using the auxiliary switching transistor and its drive circuit configuration.
第１図はこの発明の基本原理を説明するための
回路図、第２図は第１図の動作波形図、第３図は
この発明の一実施例を示す回路図、第４図は第３
図のスイツチング素子をコンプリメンタリ化した
一実施例を示す回路図、第５図は更に自己起動能
力を持たせた一実施例を示す回路図、第６図は第
４図のコンデンサの充電電圧波形で、電源電圧に
よりその周波数が変動する様子を示す図、第７図
は第３図の回路において電源電圧の変動による発
振周波数の変動を抑えるようにした回路の一例を
示す図、第８図は第７図の回路の動作波形図、第
９図は第８図の時間T1の調整により発振周波数
の変動を完全に打消した状態を示す波形図、第１
０図はデユーテイ比が50％であることが望ましい
理由を説明するための波形図、第１１図は以上の
実施例を組合せた回路図、第１２図は負荷電流に
よる発振周波数の変動を説明するための回路図、
第１３図は負荷電流による発振周波数の変動を抑
えるようにした回路の一例を示す図、第１４図は
第１３図の回路において過剰な補正効果を調整す
るようにした回路の一例を示す図である。
Ｑ１，Ｑ１１，Ｑ１３……主スイツチング素
子、Ｑ２，Ｑ１２，Ｑ１４……補助スイツチング
素子、Ｒ２，Ｃ１，Ｒ１２，Ｃ１１，Ｒ１４，Ｃ
１２，Ｒ１６，Ｃ１５……時定数回路、Ｌ１１，
Ｌ１２，Ｌ１３，Ｌ１３，Ｌ１５……同一コアに
巻かれたコイル。
FIG. 1 is a circuit diagram for explaining the basic principle of this invention, FIG. 2 is an operation waveform diagram of FIG. 1, FIG. 3 is a circuit diagram showing an embodiment of this invention, and FIG.
A circuit diagram showing an embodiment in which the switching element shown in the figure is made complementary, Fig. 5 is a circuit diagram showing an embodiment in which self-starting capability is added, and Fig. 6 shows the charging voltage waveform of the capacitor in Fig. 4. , a diagram showing how the frequency changes depending on the power supply voltage, FIG. 7 is a diagram showing an example of a circuit in which the fluctuation of the oscillation frequency due to fluctuations in the power supply voltage is suppressed in the circuit of FIG. 3, and FIG. The operating waveform diagram of the circuit in Figure 7, Figure 9 is a waveform diagram showing the state in which the fluctuation of the oscillation frequency is completely canceled by adjusting the time T 1 in Figure 8, and Figure 1.
Figure 0 is a waveform diagram to explain why it is desirable for the duty ratio to be 50%, Figure 11 is a circuit diagram combining the above embodiments, and Figure 12 explains fluctuations in oscillation frequency due to load current. Schematic for,
Figure 13 is a diagram showing an example of a circuit that suppresses fluctuations in oscillation frequency due to load current, and Figure 14 is a diagram showing an example of a circuit that adjusts excessive correction effects in the circuit of Figure 13. be. Q1, Q11, Q13...Main switching element, Q2, Q12, Q14...Auxiliary switching element, R2, C1, R12, C11, R14, C
12, R16, C15...Time constant circuit, L11,
L12, L13, L13, L15... Coils wound around the same core.
Claims (1)
第２の主スイツチングトランジスタと、 前記第１と第２の主スイツチングトランジスタ
の接続点と前記直流電源の中間電位との間に接続
された負荷コイルと、 前記第１と第２の主スイツチングトランジスタ
のベース・エミツタ間に接続されて、当該第１ま
たは第２の主スイツチングトランジスタから前記
負荷コイルに電流が流された時に、当該負荷コイ
ルによる相互誘導起電力を当該第１または第２の
主スイツチングトランジスタに対し正帰還となる
ように発生する帰還コイルと、 前記帰還コイルの両端に直列接続されて、当該
帰還コイルの誘導起電力により駆動される抵抗と
コンデンサから成る時定数回路と、 主電流路が前記第１と第２の主スイツチングト
ランジスタのベース・エミツタ間にそれぞれ接続
されて、当該第１または第２の主スイツチングト
ランジスタがオンしている時に、前記時定数回路
の出力が所定レベルに達することによってオンさ
れて、当該第１または第２の主スイツチングトラ
ンジスタのベース電流を短絡して、当該第１また
は第２の主スイツチングトランジスタをオフする
第１と第２の補助スイツチングトランジスタと、 から構成されることを特徴とするスイツチングイ
ンバータ回路。[Scope of Claims] 1. First and second main switching transistors whose main current paths are connected in series to a DC power source, and an intermediate point between the connection point of the first and second main switching transistors and the DC power source. a load coil connected between a voltage potential and a base-emitter of the first and second main switching transistors, so that a current flows from the first or second main switching transistor to the load coil; a feedback coil that generates mutually induced electromotive force by the load coil as positive feedback to the first or second main switching transistor when the current is applied; and a feedback coil connected in series to both ends of the feedback coil. , a time constant circuit consisting of a resistor and a capacitor driven by the induced electromotive force of the feedback coil, and a main current path connected between the base and emitter of the first and second main switching transistors, respectively. When the first or second main switching transistor is on, the time constant circuit is turned on when the output reaches a predetermined level, and the base current of the first or second main switching transistor is short-circuited. A switching inverter circuit comprising: first and second auxiliary switching transistors that turn off the first or second main switching transistor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56123839A JPS5826571A (en) | 1981-08-07 | 1981-08-07 | Switching inverter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56123839A JPS5826571A (en) | 1981-08-07 | 1981-08-07 | Switching inverter circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5826571A JPS5826571A (en) | 1983-02-17 |
| JPH031914B2 true JPH031914B2 (en) | 1991-01-11 |
Family
ID=14870654
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56123839A Granted JPS5826571A (en) | 1981-08-07 | 1981-08-07 | Switching inverter circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5826571A (en) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4638420A (en) * | 1985-04-01 | 1987-01-20 | Boschert Inc. | Apparatus for maintaining constant frequency in a DC to square wave inverter |
| US5894759A (en) | 1997-04-29 | 1999-04-20 | Shimano, Inc. | Bicycle shift control device having spaced apart operating units |
| JP6719628B2 (en) * | 2019-07-29 | 2020-07-08 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | Electronic device |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5518881A (en) * | 1978-07-27 | 1980-02-09 | Sony Corp | Inverter circuit |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4828014U (en) * | 1971-08-09 | 1973-04-05 |
-
1981
- 1981-08-07 JP JP56123839A patent/JPS5826571A/en active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5518881A (en) * | 1978-07-27 | 1980-02-09 | Sony Corp | Inverter circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5826571A (en) | 1983-02-17 |
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