JPS5815121A - 電磁流量計 - Google Patents
電磁流量計Info
- Publication number
- JPS5815121A JPS5815121A JP11406881A JP11406881A JPS5815121A JP S5815121 A JPS5815121 A JP S5815121A JP 11406881 A JP11406881 A JP 11406881A JP 11406881 A JP11406881 A JP 11406881A JP S5815121 A JPS5815121 A JP S5815121A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- period
- excitation
- excitation current
- current
- Prior art date
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- Pending
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
- G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
- G01F1/56—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects
- G01F1/58—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects by electromagnetic flowmeters
- G01F1/60—Circuits therefor
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Fluid Mechanics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measuring Volume Flow (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、低周波励磁方式の電磁流量計の改良に関する
。
。
一般に電磁流量針は、流体の流れ方向に対して垂直に磁
界を与え、同時に流体流路中の電気的信号の変化を検出
し、これに基づいて流体の流量を計測するように構成さ
れている。最近の電磁流量計は、交流励磁方式や直流励
磁方式に比して零点の安定性に丁ぐれている台形波励磁
や方形波励磁などと呼ばれている低周波励磁方式のもの
が多く用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を2つの定常値間で周期
的に切換えて1m磁電流が一定になったとき電極間に発
生する誘起電圧をそれぞれサンプリングした後隣り合っ
たサンプリング信号の差をとることにより、電気化学的
な直流電位や回路に基づくオフセット電圧による影蕃を
除去し、流体の流量に対応した信号を得ている。このよ
うな低周波励磁方式の電磁流量針においても、励磁電流
が一定値に達してから十分な時間が仔遇した稜サンプリ
ングしないと零点がトリアドする。これは電極間に発生
する誘起電圧に、流体の流量に比例した信号成分と電気
化学的な直流電位や回路によるオフセラF成分の外に、
励磁電流の切換時に電極と電極リード間のループで生ず
る電磁結合ノイズと流体中を流れる渦電流が液抵抗と電
極の界面電気二重層容量とで形成される一次遅れ回路に
よって生ずる一次遅れノイズを含む励磁電流の切換えに
伴うノイズ成分が重畳されており、このノイズ成分は励
磁電流を切換えるたびに極性が反転するので、隣り合う
サンプリング信号の差をとっても消去できず、しかも電
磁結合ノイズは短時間で零になるが、−次遅れノイズは
十分に時間が経過しないと零にならないためである。よ
って、零点の安定性の面から考えると励磁周波数は低い
ほど有利であり、実用化されている電磁流量計には商用
電源周波数の1732に選ばれているものもあるが。
界を与え、同時に流体流路中の電気的信号の変化を検出
し、これに基づいて流体の流量を計測するように構成さ
れている。最近の電磁流量計は、交流励磁方式や直流励
磁方式に比して零点の安定性に丁ぐれている台形波励磁
や方形波励磁などと呼ばれている低周波励磁方式のもの
が多く用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を2つの定常値間で周期
的に切換えて1m磁電流が一定になったとき電極間に発
生する誘起電圧をそれぞれサンプリングした後隣り合っ
たサンプリング信号の差をとることにより、電気化学的
な直流電位や回路に基づくオフセット電圧による影蕃を
除去し、流体の流量に対応した信号を得ている。このよ
うな低周波励磁方式の電磁流量針においても、励磁電流
が一定値に達してから十分な時間が仔遇した稜サンプリ
ングしないと零点がトリアドする。これは電極間に発生
する誘起電圧に、流体の流量に比例した信号成分と電気
化学的な直流電位や回路によるオフセラF成分の外に、
励磁電流の切換時に電極と電極リード間のループで生ず
る電磁結合ノイズと流体中を流れる渦電流が液抵抗と電
極の界面電気二重層容量とで形成される一次遅れ回路に
よって生ずる一次遅れノイズを含む励磁電流の切換えに
伴うノイズ成分が重畳されており、このノイズ成分は励
磁電流を切換えるたびに極性が反転するので、隣り合う
サンプリング信号の差をとっても消去できず、しかも電
磁結合ノイズは短時間で零になるが、−次遅れノイズは
十分に時間が経過しないと零にならないためである。よ
って、零点の安定性の面から考えると励磁周波数は低い
ほど有利であり、実用化されている電磁流量計には商用
電源周波数の1732に選ばれているものもあるが。
励磁周波数をあまり低くすると応答性が遅くなったり、
制御ループを組んだときハンチングを生じたりする。さ
らに励磁周波数を低くすると、電気化学的な直流電位の
変化が問題となり、この変化を補償するための手段が新
たに必要となる。
制御ループを組んだときハンチングを生じたりする。さ
らに励磁周波数を低くすると、電気化学的な直流電位の
変化が問題となり、この変化を補償するための手段が新
たに必要となる。
本発明は、励磁プイルに正の励磁電流を流す期間と負の
励磁電流を流す期間の間に励磁電流な流さない休止期間
を設け、信号処理回路に励磁電流が流れている期間に電
極間に生ずる誘起電圧を信号電圧として取込むとともに
、励磁電流が流れていない期間罠電極間に生ずる誘起電
圧を補償電圧として取込み、信号電圧に含まれる励磁電
流の切換えに伴うノイズ成分を補償電圧により除去する
ようにして、零点の安定性に丁ぐれ、かつ応答性にも丁
ぐれた低周波励磁方式の電磁流量計を実現したものであ
る。
励磁電流を流す期間の間に励磁電流な流さない休止期間
を設け、信号処理回路に励磁電流が流れている期間に電
極間に生ずる誘起電圧を信号電圧として取込むとともに
、励磁電流が流れていない期間罠電極間に生ずる誘起電
圧を補償電圧として取込み、信号電圧に含まれる励磁電
流の切換えに伴うノイズ成分を補償電圧により除去する
ようにして、零点の安定性に丁ぐれ、かつ応答性にも丁
ぐれた低周波励磁方式の電磁流量計を実現したものであ
る。
第1図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接続図であ
る1図において、1は励磁回路で、直流定電流源11と
この定電流源からの電流を切換えるスイッチ12□12
b を有している。2は電磁流量計発信器で、励磁コイ
ル21.流体が流れるパイプ22および電極25m、2
31)を備えている。3は交流増幅器で、電磁流量計発
信器2の電極fls、、25b間に誘起する電圧e8を
増幅するものである。4は信号処理回路で、増幅器5の
出力ebをサンプルホールドするサンプルホールド回路
u、、 41b+41e、41dと、サンプルホールド
回路41a〜41dの出力v1〜v4の加減算を行う演
算回路42およびノ(ルス発生器4Sと力)うなってい
る。サンプルホールド回路41a〜41dktサンプリ
ングスイツチs8麿〜8sdとホールド用コンデンサ0
龜〜〜とからなるものが示されている。ノ4ルス発生器
45は、50Hsまたは60七の商用交流電源(図示せ
ず)と同期し、スイッチ12m+ 12b を制御する
パルス?1al l’1b と、サンプリングスイッ
チ8B亀。
る1図において、1は励磁回路で、直流定電流源11と
この定電流源からの電流を切換えるスイッチ12□12
b を有している。2は電磁流量計発信器で、励磁コイ
ル21.流体が流れるパイプ22および電極25m、2
31)を備えている。3は交流増幅器で、電磁流量計発
信器2の電極fls、、25b間に誘起する電圧e8を
増幅するものである。4は信号処理回路で、増幅器5の
出力ebをサンプルホールドするサンプルホールド回路
u、、 41b+41e、41dと、サンプルホールド
回路41a〜41dの出力v1〜v4の加減算を行う演
算回路42およびノ(ルス発生器4Sと力)うなってい
る。サンプルホールド回路41a〜41dktサンプリ
ングスイツチs8麿〜8sdとホールド用コンデンサ0
龜〜〜とからなるものが示されている。ノ4ルス発生器
45は、50Hsまたは60七の商用交流電源(図示せ
ず)と同期し、スイッチ12m+ 12b を制御する
パルス?1al l’1b と、サンプリングスイッ
チ8B亀。
88b+ 88c、 88dを制御するIリレスP2膳
t Pzb+ P2e+P2dを発生する。
t Pzb+ P2e+P2dを発生する。
このように構成した本発明の動作を第2図のタイムチャ
ートを参照して以下に説明する。まずスイッチBa、1
2b は第2図(イ)、(−1に示す如き駆動/(ルス
P1a+F1bで制御され、Plmがオンとなって〜す
るT1期間には定電*I[11から電流工1を正方向に
、PlbがオンとなっているT5期間には逆方向に切換
えて励磁コイル21に流し、P1麿、 Plb がとも
にオフとなっているT2期間および14期間には励磁コ
イル21に電流を流さない。よって励*:Iイル21に
を1第2図(へ)に示すように休止期間T2.T4を有
する励磁電流Iwが供給される。なお励磁電流の周期τ
を1商用交流電源周期Tの整数倍に選ばれている。励磁
電流Iwはスイッチ12a@ 1tbで切換えられたと
き、励磁フィルのインダクタンスと抵抗による時定数で
第2図(ハ)のように立上り、立下り部分で遅れを伴っ
たのち定常値となる。発信器2の電極25m、 25b
間には第2図に)K示すように励磁電流1wK応じた誘
起電圧eaが発生する。誘起電圧e富には、ノくイブ2
2を流れる流体の流量rに比例した信号成分Vsの外に
、第5図の拡大波形図に斜線で示す如きノイズ成分Va
1〜Vn4と、電気化学的な直流電位や回路によるオフ
セット電圧成分Woo とが重畳されて〜・る。ノイズ
成分Vn1〜Vn4は、励磁電流の切換時に電極と電極
リード間のループで生ずる電磁結合ノイズと、流体中を
流れる渦電流が液抵抗と電極の界面電気二重層容量とで
形成される一次遅れ回路によって生ずる一次遅れノイズ
を含んでいる。その結果圧の励磁電流が流れている期間
T1の誘起電圧e1は流体の流量に比例した正の信号成
分VSとオフセット成分VnOとノイズ成分Vn1
との和(Vs+VnO+ Vnl)となり、休止期間T
2の誘起電圧ea2は9 オフセット電圧VnOと負のノイズ成分Vn2 どの和
(VnQ TI12 )となり、負の励磁電流が流れ
ている期間T5の誘起電圧easは流体の流量に比例し
た負の信号成分−Vsとオフセット成分VnOおよび負
のノイズ成分−VO3の和(VnOVn!l −Vs
)となり、休止期間T4の誘起電圧em4はオフセット
電圧VnOと正のノイズ電圧Vn4との和(VnO+V
n4 )となる。そして正または負の励磁電流が流れて
いる期間T+、T5の誘起電圧eajgem5 が交流
増幅器3で増幅された後信号電圧v1.v3として信号
処理回路4に与えられ、励磁電流が流れない休止期間T
21T4の誘起電圧ea21144 が交流増幅器3で
増幅された後補償電圧V2.V4として信号処理回路4
に与えられる。信号処理回路4においては、第2図(ホ
)、(へ)、())、(ハ)に示す如きタイミングで発
生するサンプリングパルスP2a、 P2b、P2c+
p2dによって、■1〜v4がそれぞれサンプルホー
ルド回路41a〜41dにホールドされろうこれらホー
ルド電圧v1〜v4は演算回路42に加えられ、(v1
+V2−VS −T4 )なる加減演算が行われる。
ートを参照して以下に説明する。まずスイッチBa、1
2b は第2図(イ)、(−1に示す如き駆動/(ルス
P1a+F1bで制御され、Plmがオンとなって〜す
るT1期間には定電*I[11から電流工1を正方向に
、PlbがオンとなっているT5期間には逆方向に切換
えて励磁コイル21に流し、P1麿、 Plb がとも
にオフとなっているT2期間および14期間には励磁コ
イル21に電流を流さない。よって励*:Iイル21に
を1第2図(へ)に示すように休止期間T2.T4を有
する励磁電流Iwが供給される。なお励磁電流の周期τ
を1商用交流電源周期Tの整数倍に選ばれている。励磁
電流Iwはスイッチ12a@ 1tbで切換えられたと
き、励磁フィルのインダクタンスと抵抗による時定数で
第2図(ハ)のように立上り、立下り部分で遅れを伴っ
たのち定常値となる。発信器2の電極25m、 25b
間には第2図に)K示すように励磁電流1wK応じた誘
起電圧eaが発生する。誘起電圧e富には、ノくイブ2
2を流れる流体の流量rに比例した信号成分Vsの外に
、第5図の拡大波形図に斜線で示す如きノイズ成分Va
1〜Vn4と、電気化学的な直流電位や回路によるオフ
セット電圧成分Woo とが重畳されて〜・る。ノイズ
成分Vn1〜Vn4は、励磁電流の切換時に電極と電極
リード間のループで生ずる電磁結合ノイズと、流体中を
流れる渦電流が液抵抗と電極の界面電気二重層容量とで
形成される一次遅れ回路によって生ずる一次遅れノイズ
を含んでいる。その結果圧の励磁電流が流れている期間
T1の誘起電圧e1は流体の流量に比例した正の信号成
分VSとオフセット成分VnOとノイズ成分Vn1
との和(Vs+VnO+ Vnl)となり、休止期間T
2の誘起電圧ea2は9 オフセット電圧VnOと負のノイズ成分Vn2 どの和
(VnQ TI12 )となり、負の励磁電流が流れ
ている期間T5の誘起電圧easは流体の流量に比例し
た負の信号成分−Vsとオフセット成分VnOおよび負
のノイズ成分−VO3の和(VnOVn!l −Vs
)となり、休止期間T4の誘起電圧em4はオフセット
電圧VnOと正のノイズ電圧Vn4との和(VnO+V
n4 )となる。そして正または負の励磁電流が流れて
いる期間T+、T5の誘起電圧eajgem5 が交流
増幅器3で増幅された後信号電圧v1.v3として信号
処理回路4に与えられ、励磁電流が流れない休止期間T
21T4の誘起電圧ea21144 が交流増幅器3で
増幅された後補償電圧V2.V4として信号処理回路4
に与えられる。信号処理回路4においては、第2図(ホ
)、(へ)、())、(ハ)に示す如きタイミングで発
生するサンプリングパルスP2a、 P2b、P2c+
p2dによって、■1〜v4がそれぞれサンプルホー
ルド回路41a〜41dにホールドされろうこれらホー
ルド電圧v1〜v4は演算回路42に加えられ、(v1
+V2−VS −T4 )なる加減演算が行われる。
よって、演算回路42の出力V(、は。
VO==v1+V2−T3−T4 =ek (2Vs+
Vn1−Vn7+Vn3 VO4) =−−−−(it
ただし、kは交流増幅器3のゲイン となり、オフセット電圧VnOの影響は除去される。
Vn1−Vn7+Vn3 VO4) =−−−−(it
ただし、kは交流増幅器3のゲイン となり、オフセット電圧VnOの影響は除去される。
(11式において、
Vnl −VO2+Vn3− VO4W O・・・・・
・川・・川・… (2)の関係を満足させれば、ノイズ
成分Vn1〜Vn4にょる影響も除去できる。そして、
励磁電流の立上り。
・川・・川・… (2)の関係を満足させれば、ノイズ
成分Vn1〜Vn4にょる影響も除去できる。そして、
励磁電流の立上り。
立下り時間を一定に保ち、励磁電流が流れている期間T
1.Tsと休止期間〒2.T4とを、 Tj =T2
=T3 =T4に、またサンプリングパルスP2a+
P2b、 P2c+ P2d を発生するタイミング
時間Ts1s Ti2+ TsS、 Ti4をTsl
=Ts2 ”TsS =T、4に選んでやれば、はぼv
r+4 = VO2= Vn5=:Vn4 となって
(2)式の関係を満足し、出力電圧VDは、 VC+ = 2 k Vs・・・・・・・・・・・・・
・・・・・(5)となり、ノイズ電圧Vn1〜Vn4の
影響も除去され、流体の流量に比例した電圧成分v3の
みを2に倍したものとなる。 “− とのよ5に本発明では、零点のドリフトの原因となるノ
イズ成分を有効に除去しているので、励磁側波数を低く
することな(すなわち応答性を犠牲Kjることなく零点
の安定性が得られる。また本発明では、励磁電流を流さ
ない休止期間を設けているので、消費電力を少なくでき
る利点がある。
1.Tsと休止期間〒2.T4とを、 Tj =T2
=T3 =T4に、またサンプリングパルスP2a+
P2b、 P2c+ P2d を発生するタイミング
時間Ts1s Ti2+ TsS、 Ti4をTsl
=Ts2 ”TsS =T、4に選んでやれば、はぼv
r+4 = VO2= Vn5=:Vn4 となって
(2)式の関係を満足し、出力電圧VDは、 VC+ = 2 k Vs・・・・・・・・・・・・・
・・・・・(5)となり、ノイズ電圧Vn1〜Vn4の
影響も除去され、流体の流量に比例した電圧成分v3の
みを2に倍したものとなる。 “− とのよ5に本発明では、零点のドリフトの原因となるノ
イズ成分を有効に除去しているので、励磁側波数を低く
することな(すなわち応答性を犠牲Kjることなく零点
の安定性が得られる。また本発明では、励磁電流を流さ
ない休止期間を設けているので、消費電力を少なくでき
る利点がある。
さらに本発明では、励磁電流を流す期間Tl、T5およ
び励磁電流を流さない期間T2.T4をそれぞれ商用交
流電源周期Tの整数倍nT に選ぶことにより、第4
図に示すように商用電源周波数ノイズの影響をv1〜v
4が同様に受け、サンプリングパルスP2a〜P2dを
発生するタイミングTm1〜Ts4を等しく選んで、(
Vl +V2−T3−Va ) なる加減演算を行っ
ているので、その影響は除去される。またT1〜T4の
各々が〒の整数倍でなくても、(丁1+T2)と(T3
+T’4)とがそれぞれTの整数倍であれば、同様に除
去できる。
び励磁電流を流さない期間T2.T4をそれぞれ商用交
流電源周期Tの整数倍nT に選ぶことにより、第4
図に示すように商用電源周波数ノイズの影響をv1〜v
4が同様に受け、サンプリングパルスP2a〜P2dを
発生するタイミングTm1〜Ts4を等しく選んで、(
Vl +V2−T3−Va ) なる加減演算を行っ
ているので、その影響は除去される。またT1〜T4の
各々が〒の整数倍でなくても、(丁1+T2)と(T3
+T’4)とがそれぞれTの整数倍であれば、同様に除
去できる。
なお上述では、励磁電流Iwの立上り、立下り時間を一
定に保ち、TI =T2 ”TiS =T4およびT、
1=T、2=T、5 == Ti4に選び、Vn 1
=g Vn 2 = Vn 5− VO4としてノイズ
成分Vn1〜V+s4の影響を除去する場合を例示した
が、励磁電流Iwの立上り、立下り時間などに差がある
場合には、Tsl、 Ti2+ Ts3t Ti4
を調整することによってVnl == VO2= Vn
3コVn4 の関係を満足させることもできる。すな
わち例えばTi4を短かくすればVO4が増加し、長(
すればvrI4が減少する。またノイズ成分Vn1〜V
f14の影響は、(2)式から(Vn1+ vns )
= (V口2+VI!4)であれば除去できるので、
この関係を満足するようにTI+ T2* T3+ T
4およびTi1゜Ti21 ’h31 TI4を選んで
もよい。この場合第4図に示すようにサンプリングパル
スP2aとPlcの間隔t1(−TlTsl + T2
+ Td )およびサンプリングパルスP2bとP2
cとの間隔t (xT2 Ti2 +T3 +Tsa
)をそれぞれ商用交流電源周期の整数倍に選べば・、
商用交流電源周期数ノイズの影響も除去できる。
定に保ち、TI =T2 ”TiS =T4およびT、
1=T、2=T、5 == Ti4に選び、Vn 1
=g Vn 2 = Vn 5− VO4としてノイズ
成分Vn1〜V+s4の影響を除去する場合を例示した
が、励磁電流Iwの立上り、立下り時間などに差がある
場合には、Tsl、 Ti2+ Ts3t Ti4
を調整することによってVnl == VO2= Vn
3コVn4 の関係を満足させることもできる。すな
わち例えばTi4を短かくすればVO4が増加し、長(
すればvrI4が減少する。またノイズ成分Vn1〜V
f14の影響は、(2)式から(Vn1+ vns )
= (V口2+VI!4)であれば除去できるので、
この関係を満足するようにTI+ T2* T3+ T
4およびTi1゜Ti21 ’h31 TI4を選んで
もよい。この場合第4図に示すようにサンプリングパル
スP2aとPlcの間隔t1(−TlTsl + T2
+ Td )およびサンプリングパルスP2bとP2
cとの間隔t (xT2 Ti2 +T3 +Tsa
)をそれぞれ商用交流電源周期の整数倍に選べば・、
商用交流電源周期数ノイズの影響も除去できる。
また上述では、正の励磁電流が流れている期間T1と、
休止期間T2と、負の励磁電流が流れている期間T3お
よび休止期間T4のそれぞれの期間のサンプリング信号
V1 + V2t v3. v4を演算回路12 で
(Vl +V2−V!l −Va )なる加減演算を行
う場合を例示したが、T1期間とT4期間のみをVn1
=Vn4になるようにそれぞれサンプリングし、演算回
路42で(va−V4)なる演算を行って流量に比例し
た電圧成分■1の4を破り出すようにしてもよい。この
場合サンプルホールド回路41bl 41c は省略し
得るので構成が簡単になり、また休止期間T2を零にす
ることもできる。同様にT2期間とT5期間のみをVn
2eIIvl になるようにそれぞれサンプリンブレ
、演算回路42で(V2−Vs)なる演算を行って流量
に比例した電圧成分vsのみを取り出すようにしてもよ
い、この場合にはサンプルホールド回路41a* 41
bが省略でき、休止期間T4も零にできる。
休止期間T2と、負の励磁電流が流れている期間T3お
よび休止期間T4のそれぞれの期間のサンプリング信号
V1 + V2t v3. v4を演算回路12 で
(Vl +V2−V!l −Va )なる加減演算を行
う場合を例示したが、T1期間とT4期間のみをVn1
=Vn4になるようにそれぞれサンプリングし、演算回
路42で(va−V4)なる演算を行って流量に比例し
た電圧成分■1の4を破り出すようにしてもよい。この
場合サンプルホールド回路41bl 41c は省略し
得るので構成が簡単になり、また休止期間T2を零にす
ることもできる。同様にT2期間とT5期間のみをVn
2eIIvl になるようにそれぞれサンプリンブレ
、演算回路42で(V2−Vs)なる演算を行って流量
に比例した電圧成分vsのみを取り出すようにしてもよ
い、この場合にはサンプルホールド回路41a* 41
bが省略でき、休止期間T4も零にできる。
第5図は本発明電磁流量針の他の実施例を示す接続図で
、第1図の実施例と異るところは、信号処理回路4のサ
ンプルホールド回路41a〜41dおよび演算回路42
の代りに、積分回路441反転反転器45.jFl換ス
イッチ46およびサンプルホールド回路47を用いた点
である。積分回路44は、抵抗R1゜演算増幅器QP1
+OP1 の帰還回路に接続された積分用コンデンサ
01+入力積分時間を制御するタイミングスイッチT8
および積分値をリセットするクセ、トスイ、チR8を有
している。そして積分回路44出力が直接加えられ、b
側のとき交流増幅器3の出力が反転増li器45を介し
て加えられる。第6図に示す如きタイミングで発生する
パルスP3によ。
、第1図の実施例と異るところは、信号処理回路4のサ
ンプルホールド回路41a〜41dおよび演算回路42
の代りに、積分回路441反転反転器45.jFl換ス
イッチ46およびサンプルホールド回路47を用いた点
である。積分回路44は、抵抗R1゜演算増幅器QP1
+OP1 の帰還回路に接続された積分用コンデンサ
01+入力積分時間を制御するタイミングスイッチT8
および積分値をリセットするクセ、トスイ、チR8を有
している。そして積分回路44出力が直接加えられ、b
側のとき交流増幅器3の出力が反転増li器45を介し
て加えられる。第6図に示す如きタイミングで発生する
パルスP3によ。
て、切換スイッチ46はTI、T2期間にはb側に、T
3゜T4期間には1側になる。またタイミングスイッチ
T8は第6図に示すサンプリングパルスP2が発生する
毎に一定時間を器だけオンとなり、積分回路44は反転
された信号電圧v1と、反転された補償電圧v2と、信
号電圧v5と、補償電圧■4とを順次一定時間づつ積分
し、その出力端には第6図に示す如き波形の積分電圧v
島が得られる。よって■1は。
3゜T4期間には1側になる。またタイミングスイッチ
T8は第6図に示すサンプリングパルスP2が発生する
毎に一定時間を器だけオンとなり、積分回路44は反転
された信号電圧v1と、反転された補償電圧v2と、信
号電圧v5と、補償電圧■4とを順次一定時間づつ積分
し、その出力端には第6図に示す如き波形の積分電圧v
島が得られる。よって■1は。
v、=者k(2Va + Vnl Vn2 + Vn
A VnA)・・・・・・・・・(4)となり、しか
もVn1= Vn2 = Vn3 = VnA Kで
きるので、Va=2”VBとなって、オフセット電圧お
よび7(!IR1 イズ成分Vnl〜Vn4の影響は除去される。この電圧
Viが第6図に示す如きタイミングで発生するサンプリ
ングパルスP4によってサンプルホールド回路47にホ
ールドされ、その出力端に流体の流量に比例した信号成
分V@のみに関連した出力電圧vOを得ることかで會る
。この実施例においては積分時間taを商用交流電源周
期Tの整数倍に選ぶことによって商用電源周波数ノイズ
の影響を除去でき、しかも’TSI、 ’rat、 T
l31 Teaを調整してVnly Tl21 Vnl
1 VnA =0を満足させる場合でも部用電源周波数
ノイズの影響を受けない。
A VnA)・・・・・・・・・(4)となり、しか
もVn1= Vn2 = Vn3 = VnA Kで
きるので、Va=2”VBとなって、オフセット電圧お
よび7(!IR1 イズ成分Vnl〜Vn4の影響は除去される。この電圧
Viが第6図に示す如きタイミングで発生するサンプリ
ングパルスP4によってサンプルホールド回路47にホ
ールドされ、その出力端に流体の流量に比例した信号成
分V@のみに関連した出力電圧vOを得ることかで會る
。この実施例においては積分時間taを商用交流電源周
期Tの整数倍に選ぶことによって商用電源周波数ノイズ
の影響を除去でき、しかも’TSI、 ’rat、 T
l31 Teaを調整してVnly Tl21 Vnl
1 VnA =0を満足させる場合でも部用電源周波数
ノイズの影響を受けない。
なお第5図の実施例では、信号処理回路4の出力段にサ
ンプルホールド回路47を用いる場合を例示したが、第
7図に示すようにマイクロプロセッサ48を用い【もよ
い。第7図においては、積分回路44の出力Vaがψ変
換器49mでディジタル信号に変換されてマイクロブー
セッサ48に与えられ。
ンプルホールド回路47を用いる場合を例示したが、第
7図に示すようにマイクロプロセッサ48を用い【もよ
い。第7図においては、積分回路44の出力Vaがψ変
換器49mでディジタル信号に変換されてマイクロブー
セッサ48に与えられ。
マイクロブーセッサ46で所望の処理を行った後アナμ
グの出力電圧vOが必要な場合はD/A変換器49bを
介して出力される。この場合、マイクロブーセッサ48
には、第5図と同様にv1〜v4を積分回路44で加算
積分した結果をA/D変換器49a でディジタル信号
に変換して与えてもよいが、第8図のタイムチャートに
示すように、Vl 、 V2 * v31 V4を佃々
に積分回路44で積分した値をそれぞれA/D変換器4
9aでディジタル信号に変換して与え、マイクロプロセ
ッサ48で実質的に(V1+ V7− Vs −va)
なるディジt、に タル演算を行い20rRt”を求めてもよい。このとき
積分回路44に基準電圧vrをパルスで駆動されるスイ
ッチT8’ を介して第8図に示すように一定時間1
./ だ1す積分した値もA/D変換器498を介し
て−rイクpプpセ、す4sK4t、2 ”’ Vs/
”’ Vr す(!IR1C1R1 るディジタル演算を行うようにすれば、積分回路44の
特性の影響を除去できる。なお第7図においては、積分
回路44とA/D変換器49m とを用いてマイクロブ
クセ・・す4Bに信号を与える場合を例示しであるが、
積分回路44の代りにサンプルホールビ回路を用いても
よく、また積分回路44の代りに電圧、周波数変換器を
用い、A/D変換器49aの代りにカウンタを用いてマ
イクロプロセッサ48に与えてもよく、積分回路44の
代りに電圧パルス幅変換回路を用い、A/D変換器49
mの代りに基準クロックおよびカウンタを用いてもよく
、さらに積分回路44とA/D変換器49の代りに二重
積分形A/D変換器を利用してマイクロプロセッサ46
に信号を与えてもよい。
グの出力電圧vOが必要な場合はD/A変換器49bを
介して出力される。この場合、マイクロブーセッサ48
には、第5図と同様にv1〜v4を積分回路44で加算
積分した結果をA/D変換器49a でディジタル信号
に変換して与えてもよいが、第8図のタイムチャートに
示すように、Vl 、 V2 * v31 V4を佃々
に積分回路44で積分した値をそれぞれA/D変換器4
9aでディジタル信号に変換して与え、マイクロプロセ
ッサ48で実質的に(V1+ V7− Vs −va)
なるディジt、に タル演算を行い20rRt”を求めてもよい。このとき
積分回路44に基準電圧vrをパルスで駆動されるスイ
ッチT8’ を介して第8図に示すように一定時間1
./ だ1す積分した値もA/D変換器498を介し
て−rイクpプpセ、す4sK4t、2 ”’ Vs/
”’ Vr す(!IR1C1R1 るディジタル演算を行うようにすれば、積分回路44の
特性の影響を除去できる。なお第7図においては、積分
回路44とA/D変換器49m とを用いてマイクロブ
クセ・・す4Bに信号を与える場合を例示しであるが、
積分回路44の代りにサンプルホールビ回路を用いても
よく、また積分回路44の代りに電圧、周波数変換器を
用い、A/D変換器49aの代りにカウンタを用いてマ
イクロプロセッサ48に与えてもよく、積分回路44の
代りに電圧パルス幅変換回路を用い、A/D変換器49
mの代りに基準クロックおよびカウンタを用いてもよく
、さらに積分回路44とA/D変換器49の代りに二重
積分形A/D変換器を利用してマイクロプロセッサ46
に信号を与えてもよい。
また第7図においては、励磁回路1として励磁電流工!
に関連した電圧E1と設定電圧Erとの差を誤差増11
ii)Aで増幅した電圧Ecと、三角波電圧発生回路(
至)の出力Bsとを比較器αで比較し、その比較結果B
、を一方の入力に駆動パルスP1=またはPlbが加え
られているアントゲ−)G1.G2の他方の入力に共通
に与え、G1.G2の出力に応じて励磁電流の方向を切
換えるスイッチ12/112b’をオンオフ制御し、励
磁電流の定常値を一定値に保つようにして励i1回路の
電力損失を小さくして効率をよくしたものである。なお
ダイオードD1〜D4 はスイッチ12m’ 、 j
2Wがオフのとき励磁フィル21に蓄積された勘気的エ
ネルギを放出し励磁電流IWを流し続けるためのもので
ある。
に関連した電圧E1と設定電圧Erとの差を誤差増11
ii)Aで増幅した電圧Ecと、三角波電圧発生回路(
至)の出力Bsとを比較器αで比較し、その比較結果B
、を一方の入力に駆動パルスP1=またはPlbが加え
られているアントゲ−)G1.G2の他方の入力に共通
に与え、G1.G2の出力に応じて励磁電流の方向を切
換えるスイッチ12/112b’をオンオフ制御し、励
磁電流の定常値を一定値に保つようにして励i1回路の
電力損失を小さくして効率をよくしたものである。なお
ダイオードD1〜D4 はスイッチ12m’ 、 j
2Wがオフのとき励磁フィル21に蓄積された勘気的エ
ネルギを放出し励磁電流IWを流し続けるためのもので
ある。
なお上述では、励磁回路1として矩形波で励磁する場合
を例示したが、台形波や商用交流電源を周波数変換した
後整流して得た波形のもの等必要に応じて種々の波形の
ものを用いることができる。
を例示したが、台形波や商用交流電源を周波数変換した
後整流して得た波形のもの等必要に応じて種々の波形の
ものを用いることができる。
以・上説明したように本発明罠よれば、正の励磁電流を
流す期間と負の励磁電流を流す期間の間に励磁電流を流
さない休止期間を設け、励磁電流が流れている期間に電
極間に発生する誘起電圧を交流増幅器で増幅した後信号
電圧として信号処理回路に与え、励磁電流が流れていな
い休止期間に電極間に発生する誘起電圧を交流増幅器で
増幅した後補償電圧として信号処理回路に与えて、信号
電圧に含まれる励磁電流の切換えに伴うノイズ成分を補
償電圧によって除去するようにしているので零点の安定
性にすぐれた応答性の良好な低周波励磁方式の電磁流量
計が得られる。よって本発明電磁流量計を用いて制御ル
ープを構成すれば、ハンチング等を生ずることのない安
定な制御ループが得られる。
流す期間と負の励磁電流を流す期間の間に励磁電流を流
さない休止期間を設け、励磁電流が流れている期間に電
極間に発生する誘起電圧を交流増幅器で増幅した後信号
電圧として信号処理回路に与え、励磁電流が流れていな
い休止期間に電極間に発生する誘起電圧を交流増幅器で
増幅した後補償電圧として信号処理回路に与えて、信号
電圧に含まれる励磁電流の切換えに伴うノイズ成分を補
償電圧によって除去するようにしているので零点の安定
性にすぐれた応答性の良好な低周波励磁方式の電磁流量
計が得られる。よって本発明電磁流量計を用いて制御ル
ープを構成すれば、ハンチング等を生ずることのない安
定な制御ループが得られる。
第1図は本発明電磁流量計り一実施例を示す接続図、第
2図〜第4図はその動作説明図、第5図は本発明電磁流
量計の他の実施例を示す接続図、第6図はその動作説明
図、第7図は本発明電磁流量計のさら江別の実施例の接
続図、第8図はその動作説明図である。 1・・・矩形波励磁回路 2・・・電磁流量計発信器
3・・・交流増幅器 4・・・信号処理回路オ
/、 ffi
2図〜第4図はその動作説明図、第5図は本発明電磁流
量計の他の実施例を示す接続図、第6図はその動作説明
図、第7図は本発明電磁流量計のさら江別の実施例の接
続図、第8図はその動作説明図である。 1・・・矩形波励磁回路 2・・・電磁流量計発信器
3・・・交流増幅器 4・・・信号処理回路オ
/、 ffi
Claims (1)
- 励磁コイルに正の励磁電流と負の励磁電流を周期的に切
換えて流し、かつ正の励磁電流を流す期間と負のm1m
電流を流す期間の関に励磁電流を流さない休止期間が設
けられている電磁流置針発信器と、この発信器からの励
磁電流が流れている期間の誘起電圧を交流増幅器で増幅
した電圧を信号電圧として取込むとともに、励磁電流が
流れていない休止期間の誘起電圧を前記交流増幅器で増
幅した電圧を補償電圧として取込み、信号電圧に含まれ
る#磁電流の切換えに伴うノイズ成分を補償電圧によっ
て除去する信号処理回路とを具えたこと−IkIflI
徴とする電磁流量計。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11406881A JPS5815121A (ja) | 1981-07-21 | 1981-07-21 | 電磁流量計 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11406881A JPS5815121A (ja) | 1981-07-21 | 1981-07-21 | 電磁流量計 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5815121A true JPS5815121A (ja) | 1983-01-28 |
Family
ID=14628223
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11406881A Pending JPS5815121A (ja) | 1981-07-21 | 1981-07-21 | 電磁流量計 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5815121A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102016124976A1 (de) * | 2016-12-20 | 2018-06-21 | Endress+Hauser Flowtec Ag | Verfahren zum Betreiben eines magnetisch-induktiven Durchflussmessgeräts und ein solches Durchflussmessgerät |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS57149919A (en) * | 1981-03-13 | 1982-09-16 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Electromagnetic flow meter |
-
1981
- 1981-07-21 JP JP11406881A patent/JPS5815121A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS57149919A (en) * | 1981-03-13 | 1982-09-16 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Electromagnetic flow meter |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102016124976A1 (de) * | 2016-12-20 | 2018-06-21 | Endress+Hauser Flowtec Ag | Verfahren zum Betreiben eines magnetisch-induktiven Durchflussmessgeräts und ein solches Durchflussmessgerät |
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