JPS5815121A - 電磁流量計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、低周波励磁方式の電磁流量計の改良に関する
。

一般に電磁流量針は、流体の流れ方向に対して垂直に磁
界を与え、同時に流体流路中の電気的信号の変化を検出
し、これに基づいて流体の流量を計測するように構成さ
れている。最近の電磁流量計は、交流励磁方式や直流励
磁方式に比して零点の安定性に丁ぐれている台形波励磁
や方形波励磁などと呼ばれている低周波励磁方式のもの
が多く用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間で周期
的に切換えて１ｍ磁電流が一定になったとき電極間に発
生する誘起電圧をそれぞれサンプリングした後隣り合っ
たサンプリング信号の差をとることにより、電気化学的
な直流電位や回路に基づくオフセット電圧による影蕃を
除去し、流体の流量に対応した信号を得ている。このよ
うな低周波励磁方式の電磁流量針においても、励磁電流
が一定値に達してから十分な時間が仔遇した稜サンプリ
ングしないと零点がトリアドする。これは電極間に発生
する誘起電圧に、流体の流量に比例した信号成分と電気
化学的な直流電位や回路によるオフセラＦ成分の外に、
励磁電流の切換時に電極と電極リード間のループで生ず
る電磁結合ノイズと流体中を流れる渦電流が液抵抗と電
極の界面電気二重層容量とで形成される一次遅れ回路に
よって生ずる一次遅れノイズを含む励磁電流の切換えに
伴うノイズ成分が重畳されており、このノイズ成分は励
磁電流を切換えるたびに極性が反転するので、隣り合う
サンプリング信号の差をとっても消去できず、しかも電
磁結合ノイズは短時間で零になるが、−次遅れノイズは
十分に時間が経過しないと零にならないためである。よ
って、零点の安定性の面から考えると励磁周波数は低い
ほど有利であり、実用化されている電磁流量計には商用
電源周波数の１７３２に選ばれているものもあるが。

励磁周波数をあまり低くすると応答性が遅くなったり、
制御ループを組んだときハンチングを生じたりする。さ
らに励磁周波数を低くすると、電気化学的な直流電位の
変化が問題となり、この変化を補償するための手段が新
たに必要となる。

本発明は、励磁プイルに正の励磁電流を流す期間と負の
励磁電流を流す期間の間に励磁電流な流さない休止期間
を設け、信号処理回路に励磁電流が流れている期間に電
極間に生ずる誘起電圧を信号電圧として取込むとともに
、励磁電流が流れていない期間罠電極間に生ずる誘起電
圧を補償電圧として取込み、信号電圧に含まれる励磁電
流の切換えに伴うノイズ成分を補償電圧により除去する
ようにして、零点の安定性に丁ぐれ、かつ応答性にも丁
ぐれた低周波励磁方式の電磁流量計を実現したものであ
る。

第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接続図であ
る１図において、１は励磁回路で、直流定電流源１１と
この定電流源からの電流を切換えるスイッチ１２□１２
ｂ　を有している。２は電磁流量計発信器で、励磁コイ
ル２１．流体が流れるパイプ２２および電極２５ｍ、２
３１）を備えている。３は交流増幅器で、電磁流量計発
信器２の電極ｆｌｓ、、２５ｂ間に誘起する電圧ｅ８を
増幅するものである。４は信号処理回路で、増幅器５の
出力ｅｂをサンプルホールドするサンプルホールド回路
ｕ、、　４１ｂ＋４１ｅ、４１ｄと、サンプルホールド
回路４１ａ〜４１ｄの出力ｖ１〜ｖ４の加減算を行う演
算回路４２およびノ（ルス発生器４Ｓと力）うなってい
る。サンプルホールド回路４１ａ〜４１ｄｋｔサンプリ
ングスイツチｓ８麿〜８ｓｄとホールド用コンデンサ０
龜〜〜とからなるものが示されている。ノ４ルス発生器
４５は、５０Ｈｓまたは６０七の商用交流電源（図示せ
ず）と同期し、スイッチ１２ｍ＋　１２ｂ　を制御する
パルス？１ａｌ　ｌ’１ｂ　　と、サンプリングスイッ
チ８Ｂ亀。

８８ｂ＋　８８ｃ、　８８ｄを制御するＩリレスＰ２膳
ｔ　Ｐｚｂ＋　Ｐ２ｅ＋Ｐ２ｄを発生する。

このように構成した本発明の動作を第２図のタイムチャ
ートを参照して以下に説明する。まずスイッチＢａ、１
２ｂ　は第２図（イ）、（−１に示す如き駆動／（ルス
Ｐ１ａ＋Ｆ１ｂで制御され、Ｐｌｍがオンとなって〜す
るＴ１期間には定電＊Ｉ［１１から電流工１を正方向に
、ＰｌｂがオンとなっているＴ５期間には逆方向に切換
えて励磁コイル２１に流し、Ｐ１麿、　Ｐｌｂ　がとも
にオフとなっているＴ２期間および１４期間には励磁コ
イル２１に電流を流さない。よって励＊：Ｉイル２１に
を１第２図（へ）に示すように休止期間Ｔ２．Ｔ４を有
する励磁電流Ｉｗが供給される。なお励磁電流の周期τ
を１商用交流電源周期Ｔの整数倍に選ばれている。励磁
電流Ｉｗはスイッチ１２ａ＠　１ｔｂで切換えられたと
き、励磁フィルのインダクタンスと抵抗による時定数で
第２図（ハ）のように立上り、立下り部分で遅れを伴っ
たのち定常値となる。発信器２の電極２５ｍ、　２５ｂ
間には第２図に）Ｋ示すように励磁電流１ｗＫ応じた誘
起電圧ｅａが発生する。誘起電圧ｅ富には、ノくイブ２
２を流れる流体の流量ｒに比例した信号成分Ｖｓの外に
、第５図の拡大波形図に斜線で示す如きノイズ成分Ｖａ
１〜Ｖｎ４と、電気化学的な直流電位や回路によるオフ
セット電圧成分Ｗｏｏ　とが重畳されて〜・る。ノイズ
成分Ｖｎ１〜Ｖｎ４は、励磁電流の切換時に電極と電極
リード間のループで生ずる電磁結合ノイズと、流体中を
流れる渦電流が液抵抗と電極の界面電気二重層容量とで
形成される一次遅れ回路によって生ずる一次遅れノイズ
を含んでいる。その結果圧の励磁電流が流れている期間
Ｔ１の誘起電圧ｅ１は流体の流量に比例した正の信号成
分ＶＳとオフセット成分ＶｎＯとノイズ成分Ｖｎ１　　
との和（Ｖｓ＋ＶｎＯ＋　Ｖｎｌ）となり、休止期間Ｔ
２の誘起電圧ｅａ２は９ オフセット電圧ＶｎＯと負のノイズ成分Ｖｎ２　どの和
（ＶｎＱ　　ＴＩ１２　）となり、負の励磁電流が流れ
ている期間Ｔ５の誘起電圧ｅａｓは流体の流量に比例し
た負の信号成分−Ｖｓとオフセット成分ＶｎＯおよび負
のノイズ成分−ＶＯ３の和（ＶｎＯＶｎ！ｌ　−Ｖｓ　
）となり、休止期間Ｔ４の誘起電圧ｅｍ４はオフセット
電圧ＶｎＯと正のノイズ電圧Ｖｎ４との和（ＶｎＯ＋Ｖ
ｎ４　）となる。そして正または負の励磁電流が流れて
いる期間Ｔ＋、Ｔ５の誘起電圧ｅａｊｇｅｍ５　が交流
増幅器３で増幅された後信号電圧ｖ１．ｖ３として信号
処理回路４に与えられ、励磁電流が流れない休止期間Ｔ
２１Ｔ４の誘起電圧ｅａ２１１４４　が交流増幅器３で
増幅された後補償電圧Ｖ２．Ｖ４として信号処理回路４
に与えられる。信号処理回路４においては、第２図（ホ
）、（へ）、（））、（ハ）に示す如きタイミングで発
生するサンプリングパルスＰ２ａ、　Ｐ２ｂ、Ｐ２ｃ＋
　ｐ２ｄによって、■１〜ｖ４がそれぞれサンプルホー
ルド回路４１ａ〜４１ｄにホールドされろうこれらホー
ルド電圧ｖ１〜ｖ４は演算回路４２に加えられ、（ｖ１
＋Ｖ２−ＶＳ　−Ｔ４　）なる加減演算が行われる。

よって、演算回路４２の出力Ｖ（、は。

ＶＯ＝＝ｖ１＋Ｖ２−Ｔ３−Ｔ４　＝ｅｋ　（２Ｖｓ＋
Ｖｎ１−Ｖｎ７＋Ｖｎ３　ＶＯ４）　＝−−−−（ｉｔ
ただし、ｋは交流増幅器３のゲイン となり、オフセット電圧ＶｎＯの影響は除去される。

（１１式において、 Ｖｎｌ　−ＶＯ２＋Ｖｎ３−　ＶＯ４Ｗ　Ｏ・・・・・
・川・・川・…　（２）の関係を満足させれば、ノイズ
成分Ｖｎ１〜Ｖｎ４にょる影響も除去できる。そして、
励磁電流の立上り。

立下り時間を一定に保ち、励磁電流が流れている期間Ｔ
１．Ｔｓと休止期間〒２．Ｔ４とを、　Ｔｊ　＝Ｔ２　
＝Ｔ３　＝Ｔ４に、またサンプリングパルスＰ２ａ＋　
Ｐ２ｂ、　Ｐ２ｃ＋　Ｐ２ｄ　　を発生するタイミング
時間Ｔｓ１ｓ　Ｔｉ２＋　ＴｓＳ、　Ｔｉ４をＴｓｌ　
＝Ｔｓ２　”ＴｓＳ　＝Ｔ、４に選んでやれば、はぼｖ
ｒ＋４　＝　ＶＯ２＝　Ｖｎ５＝：Ｖｎ４　　となって
（２）式の関係を満足し、出力電圧ＶＤは、 ＶＣ＋　＝　２　ｋ　Ｖｓ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・（５）となり、ノイズ電圧Ｖｎ１〜Ｖｎ４の
影響も除去され、流体の流量に比例した電圧成分ｖ３の
みを２に倍したものとなる。　　“− とのよ５に本発明では、零点のドリフトの原因となるノ
イズ成分を有効に除去しているので、励磁側波数を低く
することな（すなわち応答性を犠牲Ｋｊることなく零点
の安定性が得られる。また本発明では、励磁電流を流さ
ない休止期間を設けているので、消費電力を少なくでき
る利点がある。

さらに本発明では、励磁電流を流す期間Ｔｌ、Ｔ５およ
び励磁電流を流さない期間Ｔ２．Ｔ４をそれぞれ商用交
流電源周期Ｔの整数倍ｎＴ　　に選ぶことにより、第４
図に示すように商用電源周波数ノイズの影響をｖ１〜ｖ
４が同様に受け、サンプリングパルスＰ２ａ〜Ｐ２ｄを
発生するタイミングＴｍ１〜Ｔｓ４を等しく選んで、（
Ｖｌ　＋Ｖ２−Ｔ３−Ｖａ　）　　なる加減演算を行っ
ているので、その影響は除去される。またＴ１〜Ｔ４の
各々が〒の整数倍でなくても、（丁１＋Ｔ２）と（Ｔ３
＋Ｔ’４）とがそれぞれＴの整数倍であれば、同様に除
去できる。

なお上述では、励磁電流Ｉｗの立上り、立下り時間を一
定に保ち、ＴＩ　＝Ｔ２　”ＴｉＳ　＝Ｔ４およびＴ、
１＝Ｔ、２＝Ｔ、５　＝＝　Ｔｉ４に選び、Ｖｎ　１　
＝ｇ　Ｖｎ　２　＝　Ｖｎ　５−　ＶＯ４としてノイズ
成分Ｖｎ１〜Ｖ＋ｓ４の影響を除去する場合を例示した
が、励磁電流Ｉｗの立上り、立下り時間などに差がある
場合には、Ｔｓｌ、　Ｔｉ２＋　Ｔｓ３ｔ　Ｔｉ４　　
を調整することによってＶｎｌ　＝＝　ＶＯ２＝　Ｖｎ
３コＶｎ４　　の関係を満足させることもできる。すな
わち例えばＴｉ４を短かくすればＶＯ４が増加し、長（
すればｖｒＩ４が減少する。またノイズ成分Ｖｎ１〜Ｖ
ｆ１４の影響は、（２）式から（Ｖｎ１＋　ｖｎｓ　）
　＝　（Ｖ口２＋ＶＩ！４）であれば除去できるので、
この関係を満足するようにＴＩ＋　Ｔ２＊　Ｔ３＋　Ｔ
４およびＴｉ１゜Ｔｉ２１　’ｈ３１　ＴＩ４を選んで
もよい。この場合第４図に示すようにサンプリングパル
スＰ２ａとＰｌｃの間隔ｔ１（−ＴｌＴｓｌ　＋　Ｔ２
　＋　Ｔｄ　）およびサンプリングパルスＰ２ｂとＰ２
ｃとの間隔ｔ　（ｘＴ２　　Ｔｉ２　＋Ｔ３　＋Ｔｓａ
　）をそれぞれ商用交流電源周期の整数倍に選べば・、
商用交流電源周期数ノイズの影響も除去できる。

また上述では、正の励磁電流が流れている期間Ｔ１と、
休止期間Ｔ２と、負の励磁電流が流れている期間Ｔ３お
よび休止期間Ｔ４のそれぞれの期間のサンプリング信号
Ｖ１　＋　Ｖ２ｔ　ｖ３．　ｖ４を演算回路１２　　で
（Ｖｌ　＋Ｖ２−Ｖ！ｌ　−Ｖａ　）なる加減演算を行
う場合を例示したが、Ｔ１期間とＴ４期間のみをＶｎ１
＝Ｖｎ４になるようにそれぞれサンプリングし、演算回
路４２で（ｖａ−Ｖ４）なる演算を行って流量に比例し
た電圧成分■１の４を破り出すようにしてもよい。この
場合サンプルホールド回路４１ｂｌ　４１ｃ　は省略し
得るので構成が簡単になり、また休止期間Ｔ２を零にす
ることもできる。同様にＴ２期間とＴ５期間のみをＶｎ
２ｅＩＩｖｌ　　になるようにそれぞれサンプリンブレ
、演算回路４２で（Ｖ２−Ｖｓ）なる演算を行って流量
に比例した電圧成分ｖｓのみを取り出すようにしてもよ
い、この場合にはサンプルホールド回路４１ａ＊　４１
ｂが省略でき、休止期間Ｔ４も零にできる。

第５図は本発明電磁流量針の他の実施例を示す接続図で
、第１図の実施例と異るところは、信号処理回路４のサ
ンプルホールド回路４１ａ〜４１ｄおよび演算回路４２
の代りに、積分回路４４１反転反転器４５．ｊＦｌ換ス
イッチ４６およびサンプルホールド回路４７を用いた点
である。積分回路４４は、抵抗Ｒ１゜演算増幅器ＱＰ１
＋ＯＰ１　　の帰還回路に接続された積分用コンデンサ
０１＋入力積分時間を制御するタイミングスイッチＴ８
および積分値をリセットするクセ、トスイ、チＲ８を有
している。そして積分回路４４出力が直接加えられ、ｂ
側のとき交流増幅器３の出力が反転増ｌｉ器４５を介し
て加えられる。第６図に示す如きタイミングで発生する
パルスＰ３によ。

て、切換スイッチ４６はＴＩ、Ｔ２期間にはｂ側に、Ｔ
３゜Ｔ４期間には１側になる。またタイミングスイッチ
Ｔ８は第６図に示すサンプリングパルスＰ２が発生する
毎に一定時間を器だけオンとなり、積分回路４４は反転
された信号電圧ｖ１と、反転された補償電圧ｖ２と、信
号電圧ｖ５と、補償電圧■４とを順次一定時間づつ積分
し、その出力端には第６図に示す如き波形の積分電圧ｖ
島が得られる。よって■１は。

ｖ、＝者ｋ（２Ｖａ　＋　Ｖｎｌ　　Ｖｎ２　＋　Ｖｎ
Ａ　　ＶｎＡ）・・・・・・・・・（４）となり、しか
もＶｎ１＝　Ｖｎ２　＝　Ｖｎ３　＝　ＶｎＡ　　Ｋで
きるので、Ｖａ＝２”ＶＢとなって、オフセット電圧お
よび７（！ＩＲ１ イズ成分Ｖｎｌ〜Ｖｎ４の影響は除去される。この電圧
Ｖｉが第６図に示す如きタイミングで発生するサンプリ
ングパルスＰ４によってサンプルホールド回路４７にホ
ールドされ、その出力端に流体の流量に比例した信号成
分Ｖ＠のみに関連した出力電圧ｖＯを得ることかで會る
。この実施例においては積分時間ｔａを商用交流電源周
期Ｔの整数倍に選ぶことによって商用電源周波数ノイズ
の影響を除去でき、しかも’ＴＳＩ、　’ｒａｔ、　Ｔ
ｌ３１　Ｔｅａを調整してＶｎｌｙ　Ｔｌ２１　Ｖｎｌ
１　ＶｎＡ　＝０を満足させる場合でも部用電源周波数
ノイズの影響を受けない。

なお第５図の実施例では、信号処理回路４の出力段にサ
ンプルホールド回路４７を用いる場合を例示したが、第
７図に示すようにマイクロプロセッサ４８を用い【もよ
い。第７図においては、積分回路４４の出力Ｖａがψ変
換器４９ｍでディジタル信号に変換されてマイクロブー
セッサ４８に与えられ。

マイクロブーセッサ４６で所望の処理を行った後アナμ
グの出力電圧ｖＯが必要な場合はＤ／Ａ変換器４９ｂを
介して出力される。この場合、マイクロブーセッサ４８
には、第５図と同様にｖ１〜ｖ４を積分回路４４で加算
積分した結果をＡ／Ｄ変換器４９ａ　でディジタル信号
に変換して与えてもよいが、第８図のタイムチャートに
示すように、Ｖｌ　、　Ｖ２　＊　ｖ３１　Ｖ４を佃々
に積分回路４４で積分した値をそれぞれＡ／Ｄ変換器４
９ａでディジタル信号に変換して与え、マイクロプロセ
ッサ４８で実質的に（Ｖ１＋　Ｖ７−　Ｖｓ　−ｖａ）
なるディジｔ、に タル演算を行い２０ｒＲｔ”を求めてもよい。このとき
積分回路４４に基準電圧ｖｒをパルスで駆動されるスイ
ッチＴ８’　　を介して第８図に示すように一定時間１
．／　　だ１す積分した値もＡ／Ｄ変換器４９８を介し
て−ｒイクｐプｐセ、す４ｓＫ４ｔ、２　”’　Ｖｓ／
　”’　Ｖｒ　す（！ＩＲ１Ｃ１Ｒ１ るディジタル演算を行うようにすれば、積分回路４４の
特性の影響を除去できる。なお第７図においては、積分
回路４４とＡ／Ｄ変換器４９ｍ　とを用いてマイクロブ
クセ・・す４Ｂに信号を与える場合を例示しであるが、
積分回路４４の代りにサンプルホールビ回路を用いても
よく、また積分回路４４の代りに電圧、周波数変換器を
用い、Ａ／Ｄ変換器４９ａの代りにカウンタを用いてマ
イクロプロセッサ４８に与えてもよく、積分回路４４の
代りに電圧パルス幅変換回路を用い、Ａ／Ｄ変換器４９
ｍの代りに基準クロックおよびカウンタを用いてもよく
、さらに積分回路４４とＡ／Ｄ変換器４９の代りに二重
積分形Ａ／Ｄ変換器を利用してマイクロプロセッサ４６
に信号を与えてもよい。

また第７図においては、励磁回路１として励磁電流工！
に関連した電圧Ｅ１と設定電圧Ｅｒとの差を誤差増１１
ｉｉ）Ａで増幅した電圧Ｅｃと、三角波電圧発生回路（
至）の出力Ｂｓとを比較器αで比較し、その比較結果Ｂ
、を一方の入力に駆動パルスＰ１＝またはＰｌｂが加え
られているアントゲ−）Ｇ１．Ｇ２の他方の入力に共通
に与え、Ｇ１．Ｇ２の出力に応じて励磁電流の方向を切
換えるスイッチ１２／１１２ｂ’をオンオフ制御し、励
磁電流の定常値を一定値に保つようにして励ｉ１回路の
電力損失を小さくして効率をよくしたものである。なお
ダイオードＤ１〜Ｄ４　　はスイッチ１２ｍ’　、　ｊ
２Ｗがオフのとき励磁フィル２１に蓄積された勘気的エ
ネルギを放出し励磁電流ＩＷを流し続けるためのもので
ある。

なお上述では、励磁回路１として矩形波で励磁する場合
を例示したが、台形波や商用交流電源を周波数変換した
後整流して得た波形のもの等必要に応じて種々の波形の
ものを用いることができる。

以・上説明したように本発明罠よれば、正の励磁電流を
流す期間と負の励磁電流を流す期間の間に励磁電流を流
さない休止期間を設け、励磁電流が流れている期間に電
極間に発生する誘起電圧を交流増幅器で増幅した後信号
電圧として信号処理回路に与え、励磁電流が流れていな
い休止期間に電極間に発生する誘起電圧を交流増幅器で
増幅した後補償電圧として信号処理回路に与えて、信号
電圧に含まれる励磁電流の切換えに伴うノイズ成分を補
償電圧によって除去するようにしているので零点の安定
性にすぐれた応答性の良好な低周波励磁方式の電磁流量
計が得られる。よって本発明電磁流量計を用いて制御ル
ープを構成すれば、ハンチング等を生ずることのない安
定な制御ループが得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明電磁流量計り一実施例を示す接続図、第
２図〜第４図はその動作説明図、第５図は本発明電磁流
量計の他の実施例を示す接続図、第６図はその動作説明
図、第７図は本発明電磁流量計のさら江別の実施例の接
続図、第８図はその動作説明図である。 １・・・矩形波励磁回路　　２・・・電磁流量計発信器
３・・・交流増幅器　　４・・・信号処理回路オ　　　
／、　　ｆｆｉ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 励磁コイルに正の励磁電流と負の励磁電流を周期的に切
   換えて流し、かつ正の励磁電流を流す期間と負のｍ１ｍ
   電流を流す期間の関に励磁電流を流さない休止期間が設
   けられている電磁流置針発信器と、この発信器からの励
   磁電流が流れている期間の誘起電圧を交流増幅器で増幅
   した電圧を信号電圧として取込むとともに、励磁電流が
   流れていない休止期間の誘起電圧を前記交流増幅器で増
   幅した電圧を補償電圧として取込み、信号電圧に含まれ
   る＃磁電流の切換えに伴うノイズ成分を補償電圧によっ
   て除去する信号処理回路とを具えたこと−ＩｋＩｆｌＩ
   徴とする電磁流量計。