JPS58147216A - Noise reducing device - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To realize a circuit which operates at a low voltage by using transistors (TR) for a rectifying circuit and thus obtaining both of a driving and a rectifying function. CONSTITUTION:When the signal supplied to the base of a TRQ1 is large, the emitter output signal of the TRQ1 is supplied to a diode 15b. The diode 15b rectifies the signal. The signal rectified into a DC voltage is supplied to a voltage-current converter 27. The TRQ1 drives the diode 15b. Therefore, the efficiency of utilization of a power voltage is improved. Further, each impedance element is controlled by the output of the voltage-current converter 27. Thus, the noise reducing device (Dolby system) which operates at a low voltage is realized.

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は信号圧ａＳと信号伸長器と會偏えた雑音低′＃
Ｉｋ装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention provides a signal pressure aS, a signal expander, and a low noise
Regarding Ik devices.

従来から、める籍定な通信系あるｖｈは骨定な配録・再
生系のＢ　／　Ｍ比重改善する友め、その系に信号圧縮
器と信号伸長器とｔ備え几雑音低ＩＲ装置會用いること
カ仰られている。Conventionally, VH, which is a well-established communication system, has been used to improve the B/M ratio of a basic recording/playback system, and the system has been equipped with a signal compressor, a signal expander, and a low-noise IR device. I am asked to use it.

特に信号圧縮器の回路構成部品と信号伸長器の回路構成
部品とｔ共通に使用し、モードスイッチの切換えによっ
て信号圧ｍ器の８１能と信号伸長器のａＩ＠と全切換え
ることが可能な雑音低＊装置がソサイテイ・オブ・エレ
クトロニック・アンド・ラジオ・チクニジアン誌　第８
％　　１９８４年５／６月号によって提案されている。In particular, noise that is used in common with the circuit components of the signal compressor and the signal expander, and can be completely switched between the signal pressure m generator's 81 function and the signal expander's aI @ by changing the mode switch. Low* equipment is Society of Electronic and Radio Chikunizian Magazine No. 8
% Suggested by the May/June 1984 issue.

第１１ｉ￥１は、仁の切換可能型信号圧縮器／信号伸長
器の回路ブロック図を示している。この釉の切換可能ａ
ｌｌ信号圧縮器／（＃！号伸長器は、ドルビーＢ型ノイ
ズ・リダクシヨン・システムとして当業者間で周矧のも
のでるる（ドルビーという言ｉ＃は、ドルビー研究所の
登録商標である）。No. 11i\1 shows a circuit block diagram of a Jin switchable signal compressor/signal expander. This glaze can be switched a
The Il signal compressor/(#! signal decompressor is known to those skilled in the art as a Dolby B-type noise reduction system (the word "Dolby" is a registered trademark of Dolby Laboratories).

このドルビーＢａ１ｌノイズ・リダクション・システム
ｔ−信号圧ａ＋＊に切換えることによって、このシステ
ムはエンコーダとなる。信号圧Ｉｌｉ！１ａ＜エンコー
ダ）に入力信号が録音テープにＩｅ録される前に、この
入力信号のダイナきツクレンジ會圧縮する。このシステ
ムは信号伸長器に切換ることによって、このシステムは
デコーダとなる。信号伸長！ａ（デコーダ）は入力信号
に対するダイナ電ツクレンジの直重性ｔもとに戻す。記
鍮／再生プロセス中に導入される雑音は相当に減少され
、従って信号圧ａ器−傷号伸長器の組合せは雑音低減装
置として作用する。By switching to this Dolby Ba1l noise reduction system t-signal pressure a+*, this system becomes an encoder. Signal pressure Ili! Before the input signal is recorded on a recording tape, the input signal is dynamically compressed by the encoder. By switching the system to a signal expander, the system becomes a decoder. Signal extension! A (decoder) returns the directivity t of the dynaelectric range to the input signal. The noise introduced during the recording/regeneration process is considerably reduced, so that the signal amplifier-signal expander combination acts as a noise reduction device.

ドルビーＢ湯ノイズ・リダクシ璽ン・システムでは、通
ＮＮ２００Ｈの局波数箇よりも高い信号成分に対して信
号圧縮／信号伸長の動作が行なわれる。In the Dolby B hot water noise reduction system, signal compression/signal expansion operations are performed on signal components higher than the number of local waves of the NN200H.

次に第１図の回路ブロック【参照して、周知のエンコー
ダ／デコーダについて詳細に１！明する。Next, refer to the circuit block in FIG. 1 for details on the well-known encoder/decoder. I will clarify.

菖１図に示した雑音低減装置は入力端子τｌと出力端子
Ｔ、との間のメイン・パス１ｍと、エンコーダ／デコー
ダ切換えの几めのモードスイッチｓＷと出力端子？、と
の間のサイド・パス７、とを庸する。The noise reduction device shown in Figure 1 has a main path of 1 m between the input terminal τl and the output terminal T, a mode switch sW for encoder/decoder switching, and the output terminal ? The side path 7 between , and .

メイン・パスｔｍ上には結合口ｗ１１６　、反転器サイ
ド・パス７ａ上には可変フィルタ１２．信号増幅器１３
．制御増幅器１４．整ｔ＆器・平滑回路１５．オーバー
シュート・サプレッサ１６が配置されている。A coupling port w116 is provided on the main path tm, and a variable filter 12 is provided on the inverter side path 7a. Signal amplifier 13
．． Control amplifier 14. Adjustment & smoothing circuit 15. An overshoot suppressor 16 is arranged.

モードスイッチ８Ｗか端子ＴｍＫ＆続されている場合は
、この回路ブロックにエンコーダトする。If the mode switch 8W is connected to the terminal TmK&, it is encoded to this circuit block.

メイン・パスｔｒｎ上の結合回路１０と反転器１１とは
１形増幅を実行する。Combining circuit 10 and inverter 11 on main path trn perform type 1 amplification.

可変フィルタ１２は、ＩＩ流器ｅ平滑回路１５によって
発生される制御信号８ｃに応じて２００　Ｈ。The variable filter 12 operates at 200 H in response to the control signal 8c generated by the II smoothing circuit 15.

以上の鳩波数の信号ＩＩＬ分に対する伝達量を変化させ
る。より詳しく説明すると可変フィルタ１２゜信号増幅
器１３．制御槽ｖＩＡ器１４．ＩＩ流器・平滑回路１５
のループによって、モードスイッチＥｌｆの共通端子Ｔ
、における入力信号のレベルが低下すると可変フィルタ
１２よりの伝達量が増加する。The transmission amount for the signal IIL of the above pigeon wave number is changed. To explain in more detail, variable filter 12.signal amplifier 13. Control tank vIA device 14. II current flow device/smoothing circuit 15
The common terminal T of the mode switch Elf is
When the level of the input signal at , decreases, the amount of transmission from the variable filter 12 increases.

故に、入力信号レベルの低下に従ってサイド・パス１１
上の２００　Ｈｇ以上のｌＩ８政数の信号成分は増加す
る。Therefore, as the input signal level decreases, the side path 11
The signal component of lI8 above 200 Hg increases.

回路ブロックかエンコーダに構成されている場合は、サ
イド、パスｌ−上の信号はメイン・パスＩＮ上の信号に
加算される。従って、第２図の振幅−８ｒＩＬ数脣性に
示すように２００ＨＩ以上の信号成分は信号レベルの低
下に従って次第に大きな畿輪籠をもつようになる。If configured as a circuit block or encoder, the signal on the side path l- is added to the signal on the main path IN. Therefore, as shown in the amplitude -8rIL number range in FIG. 2, signal components of 200 HI or more have a gradually larger periphery as the signal level decreases.

一方、モードスイッチ８Ｗが端子Ｔ４にＩＩ！続されて
いる場合は、この回路ブロックはデコーダとなる。メイ
ン・パス７ｍ上の反転器１１は信号反転器として構成さ
れおプモードスイッチｌＩＷの共通端子？、にはこの反
転器１１の出力信号が印加されるので、サイド・パスｌ
−上には入力端子！−に印加された入力信号と反対位相
の信号が供給されるようになる。従って、サイド・パス
ｌ−上の信号はメイン・パス１ｍ上の信号から減算され
るので、デコーダの出力信号のｍａｒ−ｓｔｕａｑ性に
おいては２００Ｈｇ以上の信号成分は信号レベルの低下
に従って次第に小さな損−ａｔ″４ｉするようになる。On the other hand, mode switch 8W is connected to terminal T4 II! If connected, this circuit block becomes a decoder. The inverter 11 on the main path 7m is configured as a signal inverter and is connected to the common terminal of the mode switch lIW. Since the output signal of this inverter 11 is applied to , the side path l
-Input terminal on top! A signal having the opposite phase to the input signal applied to - is now supplied. Therefore, since the signal on the side path 1- is subtracted from the signal on the main path 1m, in the mar-stuaq nature of the output signal of the decoder, signal components of 200 Hg or more suffer progressively smaller losses as the signal level decreases. at″4i.

オーバーシェード・サプレッサｌｏμ、可変フィルタ１
２に印加される端子間電圧の幾輪直を制限する。もしこ
のオーバーシュート・サプレッサ１６が配置されていな
いと、高レベルの過渡信号には不所望な変化が生じる。Overshade suppressor loμ, variable filter 1
2. Limit the number of lines of the voltage applied between the terminals. If this overshoot suppressor 16 were not in place, undesirable changes would occur in the high level transient signals.

ところで、上述し友整流器・平滑回路１５は、第３図に
示す如き回路構成に表されている。By the way, the above-mentioned friend rectifier/smoothing circuit 15 is represented by a circuit configuration as shown in FIG.

定電流回路ａＳ、を流れる電流工Ｉは、肉＃Ｌまたは半
波整流された電流であり、ダイオードＤ・、抵抗Ｒ１１
・を介して直流電源１１ｉ、に流れる。そして、直ａ１
１ｓＥｇから約１．４　Ｖの基準電圧ｖｎｘｙが得られ
、この基準電圧ｖＪｉｌＦか抵抗ＲＩＩ＠＋Ｒ１１４で
分割されてダイオードＤＩｌｌＬのｌｉＥＩｌｍに０．
３Ｖのバイアス電圧を与える。この友め、ダイオードＤ
１１＆に、シリコンダイオードでありながら、ゲルマニ
ウムダイオードと等価の検波特性になる。The current I flowing through the constant current circuit aS is a current #L or a half-wave rectified current, and the diode D, resistor R11
・Flows through to the DC power supply 11i. And straight a1
A reference voltage vnxy of approximately 1.4 V is obtained from 1 sEg, and this reference voltage vJilF is divided by a resistor RII@+R114 and applied to liEIlm of the diode DIllL by 0.
Apply a bias voltage of 3V. My friend, Diode D
11&, although it is a silicon diode, it has detection characteristics equivalent to that of a germanium diode.

そして、ダイオードＤＩＩＩＬか静特性上決定し、シリ
コンダイオードＤｏｌｂかアタック応答を決定している
。なお、７番端子、８番端子は、牛導体集槓回路工０の
外Ｓ接続用端子であり、平滑用コンデンサＯ，、Ｏ・か
接続されている。The diode DIIIL is determined based on static characteristics, and the silicon diode Dolb is determined based on attack response. Note that terminals No. 7 and No. 8 are terminals for external S connection of the cow conductor collector circuit 0, and are connected to smoothing capacitors O, , O.

上述の如く構成され１Ｆ、、整流・平滑回路１５におい
て、トランジスタＱｌのベースに制御増幅器１４の出力
信号が供給される。すなわち、トランジスタＱ　ｔ　ｕ
　、ダイオードＤｌｉｌＬ％Ｄｉａｌ）　　のドライブ
用であって、このトランジスタｑＩの出力１１号が大信
号のとき、ダイオードＤＩ　Ｉ　ｓ　　”　１　ｍ　が
ともにオン状態になる。そして、トランジスタＱ１の出
力信号は、ダイオード”ｌＩ、”ｌＩ　によって整流さ
れ、コンデンサＯ，、Ｏ・によって平滑される。In the 1F rectifier/smoothing circuit 15 configured as described above, the output signal of the control amplifier 14 is supplied to the base of the transistor Ql. That is, the transistor Q t u
, diode DIIL%Dial), and when the output No. 11 of this transistor qI is a large signal, both the diodes DI I s '' 1 m turn on.Then, the output signal of the transistor Q1 is It is rectified by "lI" and "lI" and smoothed by capacitors O,, O.

従って、電圧−電流変換器２７には、トランジスタｑ１
の出力信号に応答し友直Ｒ電圧か供給される。ま友、ト
ランジスタＱ＋の出力信号が小信号の場合には、ダイオ
ードＤＩｍ＆がオン状態になり、ＩＩＲされた信号が抵
抗ｕ■ｙ、Ｒｕｇ　　を介して電圧−電流変換器２７に
供給される。この際、コンデンサ’Ｉｓ’ｌによって平
滑化されることは、上述の場合と同様である。そして、
コンデンサＯ。Therefore, the voltage-current converter 27 includes the transistor q1
In response to the output signal of the R voltage is supplied. If the output signal of the transistor Q+ is a small signal, the diode DIm& is turned on, and the IIR signal is supplied to the voltage-current converter 27 via the resistors uy and Rug. At this time, the smoothing is performed by the capacitor 'Is'l, as in the case described above. and,
Capacitor O.

に充電された電荷は、抵抗Ｒ１１ｇ、”■４　を介して
放電され、コンデンサ０・に充電された電荷は抵抗１＠
ＴＬ、’ＩＩ・、Ｒ１ａｋ弁して放電される。The charge charged in the capacitor 0 is discharged through the resistor R11g, "■4, and the charge charged in the capacitor 0 is discharged through the resistor 1@
TL, 'II., R1ak valves are discharged.

ここで、ｌＩ流・平滑回路１５の動作時における電圧配
分會みると、トランジスタＱ＋のベース・エミッタ電圧
ｖＢＮが０．７Ｖ、ダイオード］）ｔｓａの電圧降下分
ＶＷが０．３Ｖ１１！Ｉｌｌであり、この部分だけで１
ｖの電圧差ｔ−要する。Here, looking at the voltage distribution during operation of the II current/smoothing circuit 15, the base-emitter voltage vBN of the transistor Q+ is 0.7V, and the voltage drop VW of the diode])tsa is 0.3V11! Ill, and this part alone is 1
The voltage difference t of v is required.

一方、最近の電子機器、飼えば携帯用テープレコーダ等
の技術的動向の一つに、小形かつ軽量化がある。この様
な場合、電源電池も小形のものが使用され、電源電圧も
ガえば３ｖ機度の低電圧のものになる。On the other hand, one of the recent technological trends in electronic devices, such as portable tape recorders, is to make them smaller and lighter. In such a case, a small power battery is used, and the power supply voltage is as low as 3V.

従って、従来構造の整流・平滑回路１５會携帯用テープ
レコーダに適用し几場合、電源電圧利用率が低下する。Therefore, when the rectifying/smoothing circuit 15 having the conventional structure is applied to a portable tape recorder, the power supply voltage utilization rate decreases.

また、電源電圧が、例えば２．５ｖ梅度の超低電圧の場
合には、もはや動作不可能になる。Further, if the power supply voltage is an extremely low voltage of, for example, 2.5V, it becomes impossible to operate.

依って、本発明の目的とするところに、超低電圧−−に
おいて、雑音低減動作を行い得る雑音低ｔ１．装ｆｌＬ
ｋ提供するものである。Therefore, the object of the present invention is to provide a low noise t1. outfitflL
k.

以下、図面を参照して本願発明を具体的にｆｆｌ明する
。Hereinafter, the present invention will be specifically explained with reference to the drawings.

錦３図は本発明の１実ｍ例による切換可［瀞信号圧縮器
／信号伸長器の回路ブロックを示し、破碧工０内の部品
にモノリシック午導体集積回路内に構成されている。丸
で咄れ几数字に、集積回路の端子番号を示している。Figure 3 shows a circuit block of a switchable signal compressor/signal expander according to an embodiment of the present invention, which is constructed in a monolithic integrated circuit as a component within the hardware. The number in the circle indicates the terminal number of the integrated circuit.

入力端子ＴＩと出力端子？、との間のメイン・パスＩｎ
上には結合回路ＩＯ１反転器１１が配置されている。入
力端子ＴｌＦｉ人か結合容量０．上方して集積回路の１
番端子に接続されている。入力増幅９２０はいわゆる演
算増幅器の形態に構成され、非反転入力端子（＋）１反
転入力電子（−）、出力端子【１！シている。この非反
転入力端子（＋）は上記１番端子に接続され、この出力
端子は集積回路の３番電子として集積回路外部のモード
スイッチ８Ｗの端子ＴｓＫｉｉ続されるとともにメイン
・バス１ｍＫ１１続されている。抵抗Ｒ，，Ｒ１から構
成された負帰１１１１１１１網２１が人力増幅器２０の
出力端子と反転入力端子（−）との間に接続されること
により、この人力増幅器２０の電圧利得か設定される。Input terminal TI and output terminal? , the main path between In
A coupling circuit IO1 inverter 11 is arranged above. Input terminal TlFi or coupling capacitance 0. 1 of the integrated circuit upwards
connected to the number terminal. The input amplifier 920 is configured in the form of a so-called operational amplifier, with a non-inverting input terminal (+), an inverting input electron (-), and an output terminal [1! It's happening. This non-inverting input terminal (+) is connected to the above-mentioned No. 1 terminal, and this output terminal is connected to the terminal TsKii of the mode switch 8W outside the integrated circuit as the No. 3 electron of the integrated circuit, and is also connected to the main bus 1mK11. . The voltage gain of the human powered amplifier 20 is set by connecting a negative feedback network 21 composed of resistors R, , R1 between the output terminal and the inverting input terminal (-) of the human powered amplifier 20.

上記負帰還回路網２１の抵抗Ｒ，の一端は４番端子に接
続されたところの容ｔＣ暑によって交流的に接地されて
いる。基準電圧発生器２２は、この４番端子に電源電圧
ｖ０゜の約半分のレベルに設定され交直１５１！基準電
圧ｖＲ１！Ｆｔ−供給する。１１燗子と４番端子との間
には抵抗ＲＩＯ・か接続されることによって、１番端子
に上記直流基準電圧ｖＢｌｊが供給される。従って、入
力増幅器２０の出力端子の直流電位もほぼこの直ＦＬ−
Ｍ準亀圧Ｖ。、に近いレベルとなる。One end of the resistor R of the negative feedback network 21 is AC grounded by a capacitor connected to the No. 4 terminal. The reference voltage generator 22 has this No. 4 terminal set at a level approximately half of the power supply voltage v0°, and the AC/DC voltage 151! Reference voltage vR1! Ft-supply. The DC reference voltage vBlj is supplied to the first terminal by connecting a resistor RIO. Therefore, the DC potential at the output terminal of the input amplifier 20 is also approximately this direct current FL-
M quasi turtle pressure V. , the level is close to .

モードスイッチＳＷと出力端子ＴＩとの閣のサイド・パ
スｌＢ上には可変フィルタ１２．信号増幅器１３．制御
増幅器１４．壷匁器・平滑回路１５゜オーバーシュート
・サプレッサ１６か配置されている。可変フィルタ１２
は容量Ｃ４、ａ、、抵抗Ｒ１１１１ｌ　Ｒ１＠ｌ　　、
可変インピーダンス２３によって構成されている。A variable filter 12 is placed on the side path IB between the mode switch SW and the output terminal TI. Signal amplifier 13. Control amplifier 14. A 15° overshoot suppressor and 16 pot smoothing circuits are installed. Variable filter 12
is the capacitance C4, a, resistance R1111l R1@l,
It is constituted by a variable impedance 23.

モードスイッチＳＷは容量ａ４　、ｃ、＠介して集積回
路の５番端子に＊Ｍされている。この５番増子には上記
可変インピーダンス２３が接続されている。The mode switch SW is connected to the No. 5 terminal of the integrated circuit via capacitors a4, c, and @. The variable impedance 23 is connected to this fifth adder.

信号増幅器１３にいわゆる演算増幅器の形態に構成され
、非反転入力端子（＋）１反転入力端子（−）、出力端
子ｔＶしている。この非反転入力端子（＋）は５番端子
および可変インピーダンス２３に接続されている。抵抗
Ｒ，，Ｒ，から構成された負帰還回路網２４か信号増幅
器１３の出力端子と反転入力端子（−）との間に接続さ
れることにより、この信号増幅器１３の電圧利得か設定
されている。信号増幅器１３の出力端子の出力信号はオ
ーバーシュート・サブレツナ１６に供給される。The signal amplifier 13 is configured in the form of a so-called operational amplifier, and has a non-inverting input terminal (+), an inverting input terminal (-), and an output terminal tV. This non-inverting input terminal (+) is connected to the fifth terminal and the variable impedance 23. The voltage gain of the signal amplifier 13 is set by connecting the negative feedback network 24 composed of resistors R, , R, between the output terminal of the signal amplifier 13 and the inverting input terminal (-). There is. The output signal at the output terminal of the signal amplifier 13 is supplied to an overshoot subretuner 16.

オーバーシュート・サプレッサ１６Ｈ抵抗Ｒｓ。Overshoot suppressor 16H resistor Rs.

クランプ・ダイオードＤｌ　　、Ｄｌによって構成され
、高レベルの過渡信号による不所望な変化の発失を防止
する。It is constituted by clamp diodes Dl, Dl to prevent undesired changes from occurring due to high level transient signals.

オーバーシュート・サプレッサ１６の出力信号はエミッ
タＳフォロワの形態に構成され几バッファ２５に１介し
て結合回路１０のサイド・パスｌ。The output signal of the overshoot suppressor 16 is configured in the form of an emitter S follower and is passed through a buffer 25 to the side path l of the coupling circuit 10.

に伝達される。is transmitted to.

形態に構成され、非反転入力端子（＋）１反転入力抱子
（−）、出力端子’ｋＮしている、この非反転入力端子
（十）は５誉端子および可変インピーダンス２３にＷ！
続されている。抵抗Ｒ＠　　、　Ｒｙ　　＊Ｒ１゜ｌ、
容ｔｏ＠、Ｏｙから構成され几負帰還回路網２６か接続
されることにより、この制御増幅器１４の電圧利得か設
定されている。６番端子は負帰還回路網２６の抵抗ＲＩ
ＯＩ　、容量ｃ、、Ｏ，の牛導体集槓回路外部での接続
の友め配置されている。This non-inverting input terminal (10) is configured as a non-inverting input terminal (+), one inverting input terminal (-), and an output terminal 'kN', and this non-inverting input terminal (10) is connected to the five honor terminals and the variable impedance 23 W!
It is continued. Resistance R@, Ry *R1゜l,
The voltage gain of the control amplifier 14 is set by connecting a negative feedback circuit 26 consisting of capacitors to@ and Oy. Terminal 6 is the resistor RI of the negative feedback network 26
OI, capacitance c,, O, are arranged for connection outside the conductor collector circuit.

制御増幅器１４の出力信号はｇ１１５！器・平滑回路１
５に伝達される。The output signal of the control amplifier 14 is g115! device/smoothing circuit 1
5.

！１流器・平滑回路１５において、各回路部品に付され
ｔ符号は、第２図に示す回路部品に対応しているが、以
下に述べる点が従来ガと異なっている。! In the single flow device/smoothing circuit 15, the t symbol attached to each circuit component corresponds to the circuit component shown in FIG. 2, but the difference from the conventional circuit is as described below.

トランジスタＱｒＦ１、ドライブ用トランジスタとして
動作すると同時に、ベース・エミッタか従来ガにおける
ダイオードＤＩＩＩＬに相当する動作を行なう。すなわ
ち、トランジスタＱｒが、ドライブ動作と４１ｆｔ作用
との二つの機能を発揮する。ダイオードＤ・、抵抗ＲＩ
■、ＲＩ　Ｉ　ｌ　ｓ　　ＲＩ　Ｉ　４か省略され、定
電圧電−Ｉｎｓによる基準電圧ｖ！ＩＩＩＦが０．３ｖ
になされている。なお、７番端子、８番端子には、コン
デンサ０１％　Ｃ−からなる平滑回路１６ｏが設けられ
ている。The transistor QrF1 operates as a drive transistor, and at the same time performs a base-emitter operation corresponding to the diode DIIIL in the conventional transistor. That is, the transistor Qr performs two functions: a drive operation and a 41ft function. Diode D, resistor RI
■, RI I s RI I 4 or omitted, reference voltage v by constant voltage voltage -Ins! IIIF is 0.3v
is being done. Note that a smoothing circuit 16o consisting of a capacitor of 01% C- is provided at the seventh and eighth terminals.

上述の如く構成され友！１流・平滑回路１５０回路動作
について述べる。トランジスタＱ＋のベースに供給され
る入力信号か大信号のとき、トランジスタＱ＋のエミッ
タから祷られる出力信号は、抵抗Ｒ１ｙｋ介してダイオ
ードＤｔｉｂに供給される。そして、ダイオードＤ、、
ｂｉｃよって整流され、かつ平滑回路１５ｃによって平
滑された直Ｒｔ圧か電圧−電流変換器２７に供給される
。この際、注目すべきことは、トランジスタｑＩのベー
ス１［圧Ｖ□に相当する電圧０．７　’Ｖ　ｔ−使用す
ることなく、上記整流作用を行い得る点である。これｔ
言い換えると、０．７Ｖだけ電源電圧利用率か向上する
ことである。上記電源電圧利用率は、電線電圧ｖ０゜か
３ｖとすれば、およそ３ＯＮに相当する。従つて、亀淵
電圧ｖ０゜が２ｖ穆度の超低電圧であっても動作可能に
なる。Friend configured as above! The operation of the first-flow smoothing circuit 150 will be described. When the input signal supplied to the base of transistor Q+ is a large signal, the output signal received from the emitter of transistor Q+ is supplied to diode Dtib via resistor R1yk. And diode D...
The direct Rt voltage rectified by bic and smoothed by the smoothing circuit 15c is supplied to the voltage-current converter 27. At this time, what should be noted is that the above rectification effect can be performed without using the voltage 0.7'Vt- corresponding to the base 1 [voltage V□ of the transistor qI. This is t
In other words, the power supply voltage utilization rate is improved by 0.7V. The above power supply voltage utilization rate corresponds to approximately 3ON if the wire voltage is v0° or 3V. Therefore, it is possible to operate even if the Kamebuchi voltage v0° is an extremely low voltage of 2V.

なお、トランジスタＱＩのベースに供給される入力信号
が小信号の場合には、トランジスタＱ。Note that when the input signal supplied to the base of transistor QI is a small signal, transistor Q.

のベース・エミッタ間がダイオードとして動作する。そ
して、エミッタから得られるｉ流され比出力信号は、抵
抗Ｒ１１？、Ｒ１＠Ｓ’を介して電圧−電流変換器２７
に供給される。この際、平滑回路Ｌ５ｃの動作によって
、エミッタからの出力ｇ！ｉ号か直流化されることは舊
うまでもない。そして、上述の如き電源電圧利用率の向
上が傅られる。The base-emitter operates as a diode. Then, the i current ratio output signal obtained from the emitter is the resistor R11? , R1@S' to the voltage-to-current converter 27
supplied to At this time, the output g! from the emitter is generated by the operation of the smoothing circuit L5c. It goes without saying that the I-Series will be converted to DC. As a result, the power supply voltage utilization rate can be improved as described above.

電圧−電流変換器２７は平滑回路１５ｃの出力電圧に相
当した制御信号電流８゜ｔその出力に発生する。制御信
号電流ＳＣの大きさに従って、可変フィルタ１２の可変
インピーダンス２３のインピーダンス籠か制御される。The voltage-current converter 27 generates at its output a control signal current 8°t corresponding to the output voltage of the smoothing circuit 15c. The impedance cage of the variable impedance 23 of the variable filter 12 is controlled according to the magnitude of the control signal current SC.

可変フィルタ１２．制御増幅器１４．＠ｉｌＥ！”平滑
回路１５．電圧−電流変換器２７はモードスイッチ８Ｗ
の共通亀子Ｔ、における信号レベルの低下に従って可変
インピーダンス２３のインピーダンスミｔ制御する几め
、信号増幅器１３とオーバーシュート・サプレッサ１６
とを介してサイド・バス１ｍに伝達される２００Ｈｚ以
上の周波数の信号成分のレベルが増加する。Variable filter 12. Control amplifier 14. @ilE! "Smoothing circuit 15. Voltage-current converter 27 has mode switch 8W
The impedance of the variable impedance 23 is controlled according to the decrease in the signal level at the common gate T, the signal amplifier 13 and the overshoot suppressor 16.
The level of the signal component with a frequency of 200 Hz or more transmitted to the side bus 1m via the signal increases.

結合回路１０［メイン・バス１ｍ上に配置された抵抗Ｒ
，とサイドのパスｔａ上に配置された抵抗Ｒ―とにより
構成され、抵抗Ｒ，と抵抗Ｒ，の共通接続点にはメイン
・パス１ｍ上の信号成分とサイド・パス１ｍ上の信号成
分との加算成分の信号か得られる。Coupling circuit 10 [resistor R placed on main bus 1m]
, and a resistor R placed on the side path ta, and a signal component on the main path 1m and a signal component on the side path 1m are connected to the common connection point of the resistor R and the resistor R. The signal of the addition component of is obtained.

反転器１１はいわゆる演算増幅器の形１１に構成され、
非反転入力端子（＋）９反転入力層子（−）。The inverter 11 is configured in the form of a so-called operational amplifier 11,
Non-inverting input terminal (+) 9 inverting input layer terminal (-).

出力端子を有している。非反転入力端子（＋）は４番端
子に接続され、反転入力端子（−）は上記Ｒ，，Ｒ・の
共通接続点に接続され、出力端子は２番瑠子Ｋ１１Ｍさ
れている。反転ｉｌｌ　１ｏ出力端子と反転入力端子（
−）との間に接続された抵抗Ｒ１の抵抗値と上記抵抗！
、、Ｒ―の抵抗値とｔ遍切に設定することにより２番端
子↓）得られる切換可能製信号圧−器／信号伸長器の出
力信号のレベルを設定することが可能である。It has an output terminal. The non-inverting input terminal (+) is connected to the No. 4 terminal, the inverting input terminal (-) is connected to the common connection point of the above-mentioned R, , R., and the output terminal is No. 2 Ruko K11M. Inverted ill 1o output terminal and inverted input terminal (
-) and the resistance value of the resistor R1 connected between the above resistance!
By setting the resistance values of R- and R- in t increments, it is possible to set the level of the output signal of the switchable signal pressure device/signal expander obtained at the second terminal ↓).

モードスイッチＳＶが端子Ｔａに接続されている場合ハ
、その共通端子Ｔ、にはメイン・パス１ｍ上の入力増幅
器２０の出力信号か伝達される。When the mode switch SV is connected to the terminal Ta, the output signal of the input amplifier 20 on the main path 1m is transmitted to the common terminal T.

この場合メイン・パス１ｍ上の信号成分とサイド・バス
上の信号成分とは加算されるので、この回路ブロックは
エンコーダとして動作する。In this case, the signal component on the main path 1m and the signal component on the side bus are added, so this circuit block operates as an encoder.

一方、モードスイッチＳＶが端子Ｔ４に接続されている
場合は、その共通端子には反転器ｌ！の出力信号が伝達
される。この場合、サイド・パスｌＩＩ上の信号はメイ
ン・パス１ｍ上の信号から減算されるので、この回路ブ
ロックはデコーダとして動作する。On the other hand, if mode switch SV is connected to terminal T4, its common terminal is connected to inverter l! The output signal of is transmitted. In this case, the signal on side path lII is subtracted from the signal on main path lm, so this circuit block operates as a decoder.

尚、９番端子に制御回路２８に接続されている。Note that the No. 9 terminal is connected to the control circuit 28.

９番端子がスイッチによって接地電位に接続されると制
御回Ｍ２８ａ電圧−電流変＆を器２７の動作を停止する
。さらに１０番端子は電源電圧供給趨子、１１番端子は
接地端子でめる。When the No. 9 terminal is connected to the ground potential by the switch, the operation of the voltage-current converter 27 is stopped. Furthermore, the 10th terminal is connected to the power supply voltage supply terminal, and the 11th terminal is connected to the ground terminal.

サイド・パスｌｓ上の制御増幅器１４の非反転入力端子
（＋）は信号増幅器１３の出力端子にり。The non-inverting input terminal (+) of the control amplifier 14 on the side path ls becomes the output terminal of the signal amplifier 13.

結合される。可変インピーダンス２３ｔ！可変フイルタ
１２の抵抗Ｒ１・ｔ　ｒ　Ｒ＋ｅ＊　ｋ介して基準電圧
発生器２２より！ｍ電圧ｖ８□、が供給されている。be combined. Variable impedance 23t! From the reference voltage generator 22 via the resistor R1·t r R+e*k of the variable filter 12! m voltage v8□ is supplied.

制御増幅器１４の非反転入力端子（＋）における入力イ
ンピーダンスと反転入力端子（−）における入力インピ
ーダンスとは極めて大きくさらに負帰還回路２６に介し
て出力端子から反転入力端子へ１００パーセント直流負
帰還がほどこされる几め、制御増幅器１４の非反転入力
端子（＋）１反転入力端子（−）、出力端子の各直ＩＬ
ＩＥ位はほぼ上記基準電圧ｖｎｍｙに近いレベルに設定
される。The input impedance at the non-inverting input terminal (+) and the input impedance at the inverting input terminal (-) of the control amplifier 14 are extremely large, and 100 percent direct current negative feedback is applied from the output terminal to the inverting input terminal via the negative feedback circuit 26. The control amplifier 14 has a non-inverting input terminal (+), an inverting input terminal (-), and an output terminal, respectively.
The IE level is set to a level approximately close to the reference voltage vnmy.

従って、Ｊ！１滝・平滑回路１５の鋤作点はｔまぼこの
基準電圧ｖｘｍｙに近いレベルの電位に設定される。Therefore, J! The plowing point of the first waterfall/smoothing circuit 15 is set to a potential level close to the reference voltage vxmy of tmaboko.

制御ｍ幅器１４の負帰還（ロ）路網２６には直流阻止容
量０．が設置されてｂるため、負帰還回路網２６の抵抗
Ｒ７には直流電流か流れない。The negative feedback (b) path network 26 of the control m-width amplifier 14 has a DC blocking capacity of 0. is installed, no direct current flows through the resistor R7 of the negative feedback network 26.

従って、制惧増＠暢１４の非反転入力端子（＋）と反転
入力端子（−）とにそれぞれ流れ込む直流Ｖ′。ｆｆｋ
’！するにすぎない。Therefore, the direct current V' flows into the non-inverting input terminal (+) and the inverting input terminal (-) of the control increase @nobu 14, respectively. ffk
'! It's just a matter of doing.

”′＝ｖＲＩＩｙ　　（Ｒｔｏ＋＋Ｒ１６＠）１’（＋
）ＩＮ＋”６　”　”（−）　ＩＭ”ｖＲＩＦ　　Ｖｏ
’ｆｆ　　”’（２）尚、上記実施例によれば基準電圧
発生器２２より発生される直流基準電圧Ｖ□ＩＦ”電源
電圧ｖ０゜の約半分のレベルに設定することによって、
信号増ＩＩｉ器１３．制御増幅器１４．人力増幅器２０
゜反転器１１の各出力直流レベル’（ＩＩ−１１−電圧
ｖ０゜の約半分のレベルにｍ！！＃することかできるの
で、各出力におけるダイナミックレンジ聖火きな籠とす
ることができる。”'=vRIIy (Rto++R16@)1'(+
)IN+”6 ””(-) IM”vRIF Vo
'ff'' (2) According to the above embodiment, by setting the DC reference voltage V□IF'' generated by the reference voltage generator 22 to a level approximately half of the power supply voltage v0°,
Signal booster IIi13. Control amplifier 14. human power amplifier 20
It is possible to adjust the DC level of each output of the inverter 11 to approximately half the level of the voltage v0°, so it is possible to set the dynamic range of each output as a torch cage.

そして、本実施例に示した雑音低ｆ／ｆ１．装置につい
て、低電圧＠＠ｙ２用いて特性試験を行ったところ、ｇ
Ｉ流・平滑面ｗ１１５の動作によって、必要にして充分
な特性が得られることか確認され友。従って、上述の如
く構成された雑音低ｆｊｌｔ装置１ｔ１ガえば１１ンデ
イタイプのカセットデツキやマイクロカセットデツキ等
に適用すれば、大形機種に比較しても班色のない良好な
周波数特性が得られる。更に、低電源電池七便用するこ
とができるので、ｍａｒ収納する几めの容ｓ＋ｙｒ小さ
くすることができ、カセットデツキ等の小層化を計るこ
とができる。ν次、カセットデツキのｔめに特別の電池
ボックスを設ける必畳もない。従って、電子機器が一層
小形化されるといった昨今の技術的動向ｔみるとき、本
発明は極めて有用である。Then, the noise low f/f1. shown in this embodiment. When we conducted a characteristic test on the device using low voltage @@y2, we found that g
It has been confirmed that the necessary and sufficient characteristics can be obtained by the operation of I flow/smooth surface w115. Therefore, if the low-noise fjlt device 1t1 configured as described above is applied to an 11-day type cassette deck, micro cassette deck, etc., good frequency characteristics without streaks can be obtained compared to larger models. Furthermore, since seven low-power batteries can be used, the capacity for storing the cassettes (s+yr) can be reduced, and cassette decks and the like can be made smaller. Next, there is no need to provide a special battery box for the tth cassette deck. Therefore, the present invention is extremely useful in view of recent technological trends such as electronic devices becoming more compact.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は雑音低ｔＩｉ１．装置の回路構成の一例を示す
プクツクダイヤグラム、第２図に８波数骨性図、第３図
はＩＩ音低畝装置の警部を構成する従来の整流・平滑回
路の回路図、第４図は本発明のＩｌｍ・平滑回路を通用
し７ｔｍ音低減装置の回路図である。 ｌＯ・・・結合回路、１１・・・反転器、１２・・・可
変フィルタ、１３・・・信号増幅器、１４・・・制御増
幅器、１５・・・ｇｉｔＩＬ器噛平滑回路、１６・・・
オーバーシュートサプレッサ、Ｑ烏・・・トランジスタ
、０８Ｉ・・・定電流回路、１５ｍ、１５ｂ・・・ダイ
オード、１５ｏ・・・平滑回路、２７・・・電圧−電流
変換器。 第　　１　図 第　　２　図 Ｌ −％− 第　　３　　図FIG. 1 shows low noise tIi1. A diagram showing an example of the circuit configuration of the device, Fig. 2 is an 8-wave number bone diagram, Fig. 3 is a circuit diagram of a conventional rectifying/smoothing circuit that constitutes the inspector of the II sound low ridge device, and Fig. 4 is FIG. 2 is a circuit diagram of a 7tm sound reduction device using an ILM/smoothing circuit according to the present invention. lO...Coupling circuit, 11...Inverter, 12...Variable filter, 13...Signal amplifier, 14...Control amplifier, 15...gitIL filter smoothing circuit, 16...
Overshoot suppressor, Q Karasu... Transistor, 08I... Constant current circuit, 15m, 15b... Diode, 15o... Smoothing circuit, 27... Voltage-current converter. Figure 1 Figure 2 L -%- Figure 3

Claims (1)

【特許請求の範囲】 信号伸長機能と信号伸長機能とｔ庸する雑音低減ｉｉｔ
において、所定周波数以上の俳号成分の伝達量を制御す
る定めの制−信号が、入力信号の信号レベルに応答して
増幅作用を行い、かつ上記入力信号の信号レベルに応答
してｍ流作用會行うトランジスタと、このトランジスタ
から得られる出力信号のレベルに応答して導通、又は非
導通状態に動作するダイオードと、上記ダイオードに並
列に設けられ、このダイオードが非導通時に上記トラン
ジスタの出力信号の伝達径路となる信号径路と、上記ト
ランジスタの出力信号【平滑する平滑回路とをそれぞれ
具備する螢Ｒ器・平滑回路から祷られることｔ特徴とす
る雑音低−ＩＩＬ装筐。[Claims] Signal expansion function and signal expansion function and noise reduction IIT
A predetermined control signal for controlling the amount of transmission of the haiku component of a predetermined frequency or higher performs an amplification effect in response to the signal level of the input signal, and amplifies the m-flow effect group in response to the signal level of the input signal. a diode that operates in a conducting or non-conducting state in response to the level of an output signal obtained from this transistor; and a diode that is provided in parallel with the diode and transmits the output signal of the transistor when the diode is non-conducting. A low-noise IIL device characterized by a signal path and a smoothing circuit for smoothing the output signal of the transistor.