JPS58147216A - Noise reducing device - Google Patents
Noise reducing deviceInfo
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- JPS58147216A JPS58147216A JP57029030A JP2903082A JPS58147216A JP S58147216 A JPS58147216 A JP S58147216A JP 57029030 A JP57029030 A JP 57029030A JP 2903082 A JP2903082 A JP 2903082A JP S58147216 A JPS58147216 A JP S58147216A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G7/00—Volume compression or expansion in amplifiers
- H03G7/002—Volume compression or expansion in amplifiers in untuned or low-frequency amplifiers, e.g. audio amplifiers
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は信号圧aSと信号伸長器と會偏えた雑音低′#
Ik装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention provides a signal pressure aS, a signal expander, and a low noise
Regarding Ik devices.
従来から、める籍定な通信系あるvhは骨定な配録・再
生系のB / M比重改善する友め、その系に信号圧縮
器と信号伸長器とt備え几雑音低IR装置會用いること
カ仰られている。Conventionally, VH, which is a well-established communication system, has been used to improve the B/M ratio of a basic recording/playback system, and the system has been equipped with a signal compressor, a signal expander, and a low-noise IR device. I am asked to use it.
特に信号圧縮器の回路構成部品と信号伸長器の回路構成
部品とt共通に使用し、モードスイッチの切換えによっ
て信号圧m器の81能と信号伸長器のaI@と全切換え
ることが可能な雑音低*装置がソサイテイ・オブ・エレ
クトロニック・アンド・ラジオ・チクニジアン誌 第8
% 1984年5/6月号によって提案されている。In particular, noise that is used in common with the circuit components of the signal compressor and the signal expander, and can be completely switched between the signal pressure m generator's 81 function and the signal expander's aI @ by changing the mode switch. Low* equipment is Society of Electronic and Radio Chikunizian Magazine No. 8
% Suggested by the May/June 1984 issue.
第11i¥1は、仁の切換可能型信号圧縮器/信号伸長
器の回路ブロック図を示している。この釉の切換可能a
ll信号圧縮器/(#!号伸長器は、ドルビーB型ノイ
ズ・リダクシヨン・システムとして当業者間で周矧のも
のでるる(ドルビーという言i#は、ドルビー研究所の
登録商標である)。No. 11i\1 shows a circuit block diagram of a Jin switchable signal compressor/signal expander. This glaze can be switched a
The Il signal compressor/(#! signal decompressor is known to those skilled in the art as a Dolby B-type noise reduction system (the word "Dolby" is a registered trademark of Dolby Laboratories).
このドルビーBa1lノイズ・リダクション・システム
t−信号圧a+*に切換えることによって、このシステ
ムはエンコーダとなる。信号圧Ili!1a<エンコー
ダ)に入力信号が録音テープにIe録される前に、この
入力信号のダイナきツクレンジ會圧縮する。このシステ
ムは信号伸長器に切換ることによって、このシステムは
デコーダとなる。信号伸長!a(デコーダ)は入力信号
に対するダイナ電ツクレンジの直重性tもとに戻す。記
鍮/再生プロセス中に導入される雑音は相当に減少され
、従って信号圧a器−傷号伸長器の組合せは雑音低減装
置として作用する。By switching to this Dolby Ba1l noise reduction system t-signal pressure a+*, this system becomes an encoder. Signal pressure Ili! Before the input signal is recorded on a recording tape, the input signal is dynamically compressed by the encoder. By switching the system to a signal expander, the system becomes a decoder. Signal extension! A (decoder) returns the directivity t of the dynaelectric range to the input signal. The noise introduced during the recording/regeneration process is considerably reduced, so that the signal amplifier-signal expander combination acts as a noise reduction device.
ドルビーB湯ノイズ・リダクシ璽ン・システムでは、通
NN200Hの局波数箇よりも高い信号成分に対して信
号圧縮/信号伸長の動作が行なわれる。In the Dolby B hot water noise reduction system, signal compression/signal expansion operations are performed on signal components higher than the number of local waves of the NN200H.
次に第1図の回路ブロック【参照して、周知のエンコー
ダ/デコーダについて詳細に1!明する。Next, refer to the circuit block in FIG. 1 for details on the well-known encoder/decoder. I will clarify.
菖1図に示した雑音低減装置は入力端子τlと出力端子
T、との間のメイン・パス1mと、エンコーダ/デコー
ダ切換えの几めのモードスイッチsWと出力端子?、と
の間のサイド・パス7、とを庸する。The noise reduction device shown in Figure 1 has a main path of 1 m between the input terminal τl and the output terminal T, a mode switch sW for encoder/decoder switching, and the output terminal ? The side path 7 between , and .
メイン・パスtm上には結合口w116 、反転器サイ
ド・パス7a上には可変フィルタ12.信号増幅器13
.制御増幅器14.整t&器・平滑回路15.オーバー
シュート・サプレッサ16が配置されている。A coupling port w116 is provided on the main path tm, and a variable filter 12 is provided on the inverter side path 7a. Signal amplifier 13
.. Control amplifier 14. Adjustment & smoothing circuit 15. An overshoot suppressor 16 is arranged.
モードスイッチ8Wか端子TmK&続されている場合は
、この回路ブロックにエンコーダトする。If the mode switch 8W is connected to the terminal TmK&, it is encoded to this circuit block.
メイン・パスtrn上の結合回路10と反転器11とは
1形増幅を実行する。Combining circuit 10 and inverter 11 on main path trn perform type 1 amplification.
可変フィルタ12は、II流器e平滑回路15によって
発生される制御信号8cに応じて200 H。The variable filter 12 operates at 200 H in response to the control signal 8c generated by the II smoothing circuit 15.
以上の鳩波数の信号IIL分に対する伝達量を変化させ
る。より詳しく説明すると可変フィルタ12゜信号増幅
器13.制御槽vIA器14.II流器・平滑回路15
のループによって、モードスイッチElfの共通端子T
、における入力信号のレベルが低下すると可変フィルタ
12よりの伝達量が増加する。The transmission amount for the signal IIL of the above pigeon wave number is changed. To explain in more detail, variable filter 12.signal amplifier 13. Control tank vIA device 14. II current flow device/smoothing circuit 15
The common terminal T of the mode switch Elf is
When the level of the input signal at , decreases, the amount of transmission from the variable filter 12 increases.
故に、入力信号レベルの低下に従ってサイド・パス11
上の200 Hg以上のlI8政数の信号成分は増加す
る。Therefore, as the input signal level decreases, the side path 11
The signal component of lI8 above 200 Hg increases.
回路ブロックかエンコーダに構成されている場合は、サ
イド、パスl−上の信号はメイン・パスIN上の信号に
加算される。従って、第2図の振幅−8rIL数脣性に
示すように200HI以上の信号成分は信号レベルの低
下に従って次第に大きな畿輪籠をもつようになる。If configured as a circuit block or encoder, the signal on the side path l- is added to the signal on the main path IN. Therefore, as shown in the amplitude -8rIL number range in FIG. 2, signal components of 200 HI or more have a gradually larger periphery as the signal level decreases.
一方、モードスイッチ8Wが端子T4にII!続されて
いる場合は、この回路ブロックはデコーダとなる。メイ
ン・パス7m上の反転器11は信号反転器として構成さ
れおプモードスイッチlIWの共通端子?、にはこの反
転器11の出力信号が印加されるので、サイド・パスl
−上には入力端子!−に印加された入力信号と反対位相
の信号が供給されるようになる。従って、サイド・パス
l−上の信号はメイン・パス1m上の信号から減算され
るので、デコーダの出力信号のmar−stuaq性に
おいては200Hg以上の信号成分は信号レベルの低下
に従って次第に小さな損−at″4iするようになる。On the other hand, mode switch 8W is connected to terminal T4 II! If connected, this circuit block becomes a decoder. The inverter 11 on the main path 7m is configured as a signal inverter and is connected to the common terminal of the mode switch lIW. Since the output signal of this inverter 11 is applied to , the side path l
-Input terminal on top! A signal having the opposite phase to the input signal applied to - is now supplied. Therefore, since the signal on the side path 1- is subtracted from the signal on the main path 1m, in the mar-stuaq nature of the output signal of the decoder, signal components of 200 Hg or more suffer progressively smaller losses as the signal level decreases. at″4i.
オーバーシェード・サプレッサloμ、可変フィルタ1
2に印加される端子間電圧の幾輪直を制限する。もしこ
のオーバーシュート・サプレッサ16が配置されていな
いと、高レベルの過渡信号には不所望な変化が生じる。Overshade suppressor loμ, variable filter 1
2. Limit the number of lines of the voltage applied between the terminals. If this overshoot suppressor 16 were not in place, undesirable changes would occur in the high level transient signals.
ところで、上述し友整流器・平滑回路15は、第3図に
示す如き回路構成に表されている。By the way, the above-mentioned friend rectifier/smoothing circuit 15 is represented by a circuit configuration as shown in FIG.
定電流回路aS、を流れる電流工Iは、肉#Lまたは半
波整流された電流であり、ダイオードD・、抵抗R11
・を介して直流電源11i、に流れる。そして、直a1
1sEgから約1.4 Vの基準電圧vnxyが得られ
、この基準電圧vJilFか抵抗RII@+R114で
分割されてダイオードDIllLのliEIlmに0.
3Vのバイアス電圧を与える。この友め、ダイオードD
11&に、シリコンダイオードでありながら、ゲルマニ
ウムダイオードと等価の検波特性になる。The current I flowing through the constant current circuit aS is a current #L or a half-wave rectified current, and the diode D, resistor R11
・Flows through to the DC power supply 11i. And straight a1
A reference voltage vnxy of approximately 1.4 V is obtained from 1 sEg, and this reference voltage vJilF is divided by a resistor RII@+R114 and applied to liEIlm of the diode DIllL by 0.
Apply a bias voltage of 3V. My friend, Diode D
11&, although it is a silicon diode, it has detection characteristics equivalent to that of a germanium diode.
そして、ダイオードDIIILか静特性上決定し、シリ
コンダイオードDolbかアタック応答を決定している
。なお、7番端子、8番端子は、牛導体集槓回路工0の
外S接続用端子であり、平滑用コンデンサO,、O・か
接続されている。The diode DIIIL is determined based on static characteristics, and the silicon diode Dolb is determined based on attack response. Note that terminals No. 7 and No. 8 are terminals for external S connection of the cow conductor collector circuit 0, and are connected to smoothing capacitors O, , O.
上述の如く構成され1F、、整流・平滑回路15におい
て、トランジスタQlのベースに制御増幅器14の出力
信号が供給される。すなわち、トランジスタQ t u
、ダイオードDlilL%Dial) のドライブ
用であって、このトランジスタqIの出力11号が大信
号のとき、ダイオードDI I s ” 1 m が
ともにオン状態になる。そして、トランジスタQ1の出
力信号は、ダイオード”lI、”lI によって整流さ
れ、コンデンサO,、O・によって平滑される。In the 1F rectifier/smoothing circuit 15 configured as described above, the output signal of the control amplifier 14 is supplied to the base of the transistor Ql. That is, the transistor Q t u
, diode DIIL%Dial), and when the output No. 11 of this transistor qI is a large signal, both the diodes DI I s '' 1 m turn on.Then, the output signal of the transistor Q1 is It is rectified by "lI" and "lI" and smoothed by capacitors O,, O.
従って、電圧−電流変換器27には、トランジスタq1
の出力信号に応答し友直R電圧か供給される。ま友、ト
ランジスタQ+の出力信号が小信号の場合には、ダイオ
ードDIm&がオン状態になり、IIRされた信号が抵
抗u■y、Rug を介して電圧−電流変換器27に
供給される。この際、コンデンサ’Is’lによって平
滑化されることは、上述の場合と同様である。そして、
コンデンサO。Therefore, the voltage-current converter 27 includes the transistor q1
In response to the output signal of the R voltage is supplied. If the output signal of the transistor Q+ is a small signal, the diode DIm& is turned on, and the IIR signal is supplied to the voltage-current converter 27 via the resistors uy and Rug. At this time, the smoothing is performed by the capacitor 'Is'l, as in the case described above. and,
Capacitor O.
に充電された電荷は、抵抗R11g、”■4 を介して
放電され、コンデンサ0・に充電された電荷は抵抗1@
TL、’II・、R1ak弁して放電される。The charge charged in the capacitor 0 is discharged through the resistor R11g, "■4, and the charge charged in the capacitor 0 is discharged through the resistor 1@
TL, 'II., R1ak valves are discharged.
ここで、lI流・平滑回路15の動作時における電圧配
分會みると、トランジスタQ+のベース・エミッタ電圧
vBNが0.7V、ダイオード])tsaの電圧降下分
VWが0.3V11!Illであり、この部分だけで1
vの電圧差t−要する。Here, looking at the voltage distribution during operation of the II current/smoothing circuit 15, the base-emitter voltage vBN of the transistor Q+ is 0.7V, and the voltage drop VW of the diode])tsa is 0.3V11! Ill, and this part alone is 1
The voltage difference t of v is required.
一方、最近の電子機器、飼えば携帯用テープレコーダ等
の技術的動向の一つに、小形かつ軽量化がある。この様
な場合、電源電池も小形のものが使用され、電源電圧も
ガえば3v機度の低電圧のものになる。On the other hand, one of the recent technological trends in electronic devices, such as portable tape recorders, is to make them smaller and lighter. In such a case, a small power battery is used, and the power supply voltage is as low as 3V.
従って、従来構造の整流・平滑回路15會携帯用テープ
レコーダに適用し几場合、電源電圧利用率が低下する。Therefore, when the rectifying/smoothing circuit 15 having the conventional structure is applied to a portable tape recorder, the power supply voltage utilization rate decreases.
また、電源電圧が、例えば2.5v梅度の超低電圧の場
合には、もはや動作不可能になる。Further, if the power supply voltage is an extremely low voltage of, for example, 2.5V, it becomes impossible to operate.
依って、本発明の目的とするところに、超低電圧−−に
おいて、雑音低減動作を行い得る雑音低t1.装flL
k提供するものである。Therefore, the object of the present invention is to provide a low noise t1. outfitflL
k.
以下、図面を参照して本願発明を具体的にffl明する
。Hereinafter, the present invention will be specifically explained with reference to the drawings.
錦3図は本発明の1実m例による切換可[瀞信号圧縮器
/信号伸長器の回路ブロックを示し、破碧工0内の部品
にモノリシック午導体集積回路内に構成されている。丸
で咄れ几数字に、集積回路の端子番号を示している。Figure 3 shows a circuit block of a switchable signal compressor/signal expander according to an embodiment of the present invention, which is constructed in a monolithic integrated circuit as a component within the hardware. The number in the circle indicates the terminal number of the integrated circuit.
入力端子TIと出力端子?、との間のメイン・パスIn
上には結合回路IO1反転器11が配置されている。入
力端子TlFi人か結合容量0.上方して集積回路の1
番端子に接続されている。入力増幅920はいわゆる演
算増幅器の形態に構成され、非反転入力端子(+)1反
転入力電子(−)、出力端子【1!シている。この非反
転入力端子(+)は上記1番端子に接続され、この出力
端子は集積回路の3番電子として集積回路外部のモード
スイッチ8Wの端子TsKii続されるとともにメイン
・バス1mK11続されている。抵抗R,,R1から構
成された負帰1111111網21が人力増幅器20の
出力端子と反転入力端子(−)との間に接続されること
により、この人力増幅器20の電圧利得か設定される。Input terminal TI and output terminal? , the main path between In
A coupling circuit IO1 inverter 11 is arranged above. Input terminal TlFi or coupling capacitance 0. 1 of the integrated circuit upwards
connected to the number terminal. The input amplifier 920 is configured in the form of a so-called operational amplifier, with a non-inverting input terminal (+), an inverting input electron (-), and an output terminal [1! It's happening. This non-inverting input terminal (+) is connected to the above-mentioned No. 1 terminal, and this output terminal is connected to the terminal TsKii of the mode switch 8W outside the integrated circuit as the No. 3 electron of the integrated circuit, and is also connected to the main bus 1mK11. . The voltage gain of the human powered amplifier 20 is set by connecting a negative feedback network 21 composed of resistors R, , R1 between the output terminal and the inverting input terminal (-) of the human powered amplifier 20.
上記負帰還回路網21の抵抗R,の一端は4番端子に接
続されたところの容tC暑によって交流的に接地されて
いる。基準電圧発生器22は、この4番端子に電源電圧
v0゜の約半分のレベルに設定され交直151!基準電
圧vR1!Ft−供給する。11燗子と4番端子との間
には抵抗RIO・か接続されることによって、1番端子
に上記直流基準電圧vBljが供給される。従って、入
力増幅器20の出力端子の直流電位もほぼこの直FL−
M準亀圧V。、に近いレベルとなる。One end of the resistor R of the negative feedback network 21 is AC grounded by a capacitor connected to the No. 4 terminal. The reference voltage generator 22 has this No. 4 terminal set at a level approximately half of the power supply voltage v0°, and the AC/DC voltage 151! Reference voltage vR1! Ft-supply. The DC reference voltage vBlj is supplied to the first terminal by connecting a resistor RIO. Therefore, the DC potential at the output terminal of the input amplifier 20 is also approximately this direct current FL-
M quasi turtle pressure V. , the level is close to .
モードスイッチSWと出力端子TIとの閣のサイド・パ
スlB上には可変フィルタ12.信号増幅器13.制御
増幅器14.壷匁器・平滑回路15゜オーバーシュート
・サプレッサ16か配置されている。可変フィルタ12
は容量C4、a、、抵抗R1111l R1@l 、
可変インピーダンス23によって構成されている。A variable filter 12 is placed on the side path IB between the mode switch SW and the output terminal TI. Signal amplifier 13. Control amplifier 14. A 15° overshoot suppressor and 16 pot smoothing circuits are installed. Variable filter 12
is the capacitance C4, a, resistance R1111l R1@l,
It is constituted by a variable impedance 23.
モードスイッチSWは容量a4 、c、@介して集積回
路の5番端子に*Mされている。この5番増子には上記
可変インピーダンス23が接続されている。The mode switch SW is connected to the No. 5 terminal of the integrated circuit via capacitors a4, c, and @. The variable impedance 23 is connected to this fifth adder.
信号増幅器13にいわゆる演算増幅器の形態に構成され
、非反転入力端子(+)1反転入力端子(−)、出力端
子tVしている。この非反転入力端子(+)は5番端子
および可変インピーダンス23に接続されている。抵抗
R,,R,から構成された負帰還回路網24か信号増幅
器13の出力端子と反転入力端子(−)との間に接続さ
れることにより、この信号増幅器13の電圧利得か設定
されている。信号増幅器13の出力端子の出力信号はオ
ーバーシュート・サブレツナ16に供給される。The signal amplifier 13 is configured in the form of a so-called operational amplifier, and has a non-inverting input terminal (+), an inverting input terminal (-), and an output terminal tV. This non-inverting input terminal (+) is connected to the fifth terminal and the variable impedance 23. The voltage gain of the signal amplifier 13 is set by connecting the negative feedback network 24 composed of resistors R, , R, between the output terminal of the signal amplifier 13 and the inverting input terminal (-). There is. The output signal at the output terminal of the signal amplifier 13 is supplied to an overshoot subretuner 16.
オーバーシュート・サプレッサ16H抵抗Rs。Overshoot suppressor 16H resistor Rs.
クランプ・ダイオードDl 、Dlによって構成され
、高レベルの過渡信号による不所望な変化の発失を防止
する。It is constituted by clamp diodes Dl, Dl to prevent undesired changes from occurring due to high level transient signals.
オーバーシュート・サプレッサ16の出力信号はエミッ
タSフォロワの形態に構成され几バッファ25に1介し
て結合回路10のサイド・パスl。The output signal of the overshoot suppressor 16 is configured in the form of an emitter S follower and is passed through a buffer 25 to the side path l of the coupling circuit 10.
に伝達される。is transmitted to.
形態に構成され、非反転入力端子(+)1反転入力抱子
(−)、出力端子’kNしている、この非反転入力端子
(十)は5誉端子および可変インピーダンス23にW!
続されている。抵抗R@ 、 Ry *R1゜l、
容to@、Oyから構成され几負帰還回路網26か接続
されることにより、この制御増幅器14の電圧利得か設
定されている。6番端子は負帰還回路網26の抵抗RI
OI 、容量c、、O,の牛導体集槓回路外部での接続
の友め配置されている。This non-inverting input terminal (10) is configured as a non-inverting input terminal (+), one inverting input terminal (-), and an output terminal 'kN', and this non-inverting input terminal (10) is connected to the five honor terminals and the variable impedance 23 W!
It is continued. Resistance R@, Ry *R1゜l,
The voltage gain of the control amplifier 14 is set by connecting a negative feedback circuit 26 consisting of capacitors to@ and Oy. Terminal 6 is the resistor RI of the negative feedback network 26
OI, capacitance c,, O, are arranged for connection outside the conductor collector circuit.
制御増幅器14の出力信号はg115!器・平滑回路1
5に伝達される。The output signal of the control amplifier 14 is g115! device/smoothing circuit 1
5.
!1流器・平滑回路15において、各回路部品に付され
t符号は、第2図に示す回路部品に対応しているが、以
下に述べる点が従来ガと異なっている。! In the single flow device/smoothing circuit 15, the t symbol attached to each circuit component corresponds to the circuit component shown in FIG. 2, but the difference from the conventional circuit is as described below.
トランジスタQrF1、ドライブ用トランジスタとして
動作すると同時に、ベース・エミッタか従来ガにおける
ダイオードDIIILに相当する動作を行なう。すなわ
ち、トランジスタQrが、ドライブ動作と41ft作用
との二つの機能を発揮する。ダイオードD・、抵抗RI
■、RI I l s RI I 4か省略され、定
電圧電−Insによる基準電圧v!IIIFが0.3v
になされている。なお、7番端子、8番端子には、コン
デンサ01% C−からなる平滑回路16oが設けられ
ている。The transistor QrF1 operates as a drive transistor, and at the same time performs a base-emitter operation corresponding to the diode DIIIL in the conventional transistor. That is, the transistor Qr performs two functions: a drive operation and a 41ft function. Diode D, resistor RI
■, RI I s RI I 4 or omitted, reference voltage v by constant voltage voltage -Ins! IIIF is 0.3v
is being done. Note that a smoothing circuit 16o consisting of a capacitor of 01% C- is provided at the seventh and eighth terminals.
上述の如く構成され友!1流・平滑回路150回路動作
について述べる。トランジスタQ+のベースに供給され
る入力信号か大信号のとき、トランジスタQ+のエミッ
タから祷られる出力信号は、抵抗R1yk介してダイオ
ードDtibに供給される。そして、ダイオードD、、
bicよって整流され、かつ平滑回路15cによって平
滑された直Rt圧か電圧−電流変換器27に供給される
。この際、注目すべきことは、トランジスタqIのベー
ス1[圧V□に相当する電圧0.7 ’V t−使用す
ることなく、上記整流作用を行い得る点である。これt
言い換えると、0.7Vだけ電源電圧利用率か向上する
ことである。上記電源電圧利用率は、電線電圧v0゜か
3vとすれば、およそ3ONに相当する。従つて、亀淵
電圧v0゜が2v穆度の超低電圧であっても動作可能に
なる。Friend configured as above! The operation of the first-flow smoothing circuit 150 will be described. When the input signal supplied to the base of transistor Q+ is a large signal, the output signal received from the emitter of transistor Q+ is supplied to diode Dtib via resistor R1yk. And diode D...
The direct Rt voltage rectified by bic and smoothed by the smoothing circuit 15c is supplied to the voltage-current converter 27. At this time, what should be noted is that the above rectification effect can be performed without using the voltage 0.7'Vt- corresponding to the base 1 [voltage V□ of the transistor qI. This is t
In other words, the power supply voltage utilization rate is improved by 0.7V. The above power supply voltage utilization rate corresponds to approximately 3ON if the wire voltage is v0° or 3V. Therefore, it is possible to operate even if the Kamebuchi voltage v0° is an extremely low voltage of 2V.
なお、トランジスタQIのベースに供給される入力信号
が小信号の場合には、トランジスタQ。Note that when the input signal supplied to the base of transistor QI is a small signal, transistor Q.
のベース・エミッタ間がダイオードとして動作する。そ
して、エミッタから得られるi流され比出力信号は、抵
抗R11?、R1@S’を介して電圧−電流変換器27
に供給される。この際、平滑回路L5cの動作によって
、エミッタからの出力g!i号か直流化されることは舊
うまでもない。そして、上述の如き電源電圧利用率の向
上が傅られる。The base-emitter operates as a diode. Then, the i current ratio output signal obtained from the emitter is the resistor R11? , R1@S' to the voltage-to-current converter 27
supplied to At this time, the output g! from the emitter is generated by the operation of the smoothing circuit L5c. It goes without saying that the I-Series will be converted to DC. As a result, the power supply voltage utilization rate can be improved as described above.
電圧−電流変換器27は平滑回路15cの出力電圧に相
当した制御信号電流8゜tその出力に発生する。制御信
号電流SCの大きさに従って、可変フィルタ12の可変
インピーダンス23のインピーダンス籠か制御される。The voltage-current converter 27 generates at its output a control signal current 8°t corresponding to the output voltage of the smoothing circuit 15c. The impedance cage of the variable impedance 23 of the variable filter 12 is controlled according to the magnitude of the control signal current SC.
可変フィルタ12.制御増幅器14.@ilE!”平滑
回路15.電圧−電流変換器27はモードスイッチ8W
の共通亀子T、における信号レベルの低下に従って可変
インピーダンス23のインピーダンスミt制御する几め
、信号増幅器13とオーバーシュート・サプレッサ16
とを介してサイド・バス1mに伝達される200Hz以
上の周波数の信号成分のレベルが増加する。Variable filter 12. Control amplifier 14. @ilE! "Smoothing circuit 15. Voltage-current converter 27 has mode switch 8W
The impedance of the variable impedance 23 is controlled according to the decrease in the signal level at the common gate T, the signal amplifier 13 and the overshoot suppressor 16.
The level of the signal component with a frequency of 200 Hz or more transmitted to the side bus 1m via the signal increases.
結合回路10[メイン・バス1m上に配置された抵抗R
,とサイドのパスta上に配置された抵抗R―とにより
構成され、抵抗R,と抵抗R,の共通接続点にはメイン
・パス1m上の信号成分とサイド・パス1m上の信号成
分との加算成分の信号か得られる。Coupling circuit 10 [resistor R placed on main bus 1m]
, and a resistor R placed on the side path ta, and a signal component on the main path 1m and a signal component on the side path 1m are connected to the common connection point of the resistor R and the resistor R. The signal of the addition component of is obtained.
反転器11はいわゆる演算増幅器の形11に構成され、
非反転入力端子(+)9反転入力層子(−)。The inverter 11 is configured in the form of a so-called operational amplifier 11,
Non-inverting input terminal (+) 9 inverting input layer terminal (-).
出力端子を有している。非反転入力端子(+)は4番端
子に接続され、反転入力端子(−)は上記R,,R・の
共通接続点に接続され、出力端子は2番瑠子K11Mさ
れている。反転ill 1o出力端子と反転入力端子(
−)との間に接続された抵抗R1の抵抗値と上記抵抗!
、、R―の抵抗値とt遍切に設定することにより2番端
子↓)得られる切換可能製信号圧−器/信号伸長器の出
力信号のレベルを設定することが可能である。It has an output terminal. The non-inverting input terminal (+) is connected to the No. 4 terminal, the inverting input terminal (-) is connected to the common connection point of the above-mentioned R, , R., and the output terminal is No. 2 Ruko K11M. Inverted ill 1o output terminal and inverted input terminal (
-) and the resistance value of the resistor R1 connected between the above resistance!
By setting the resistance values of R- and R- in t increments, it is possible to set the level of the output signal of the switchable signal pressure device/signal expander obtained at the second terminal ↓).
モードスイッチSVが端子Taに接続されている場合ハ
、その共通端子T、にはメイン・パス1m上の入力増幅
器20の出力信号か伝達される。When the mode switch SV is connected to the terminal Ta, the output signal of the input amplifier 20 on the main path 1m is transmitted to the common terminal T.
この場合メイン・パス1m上の信号成分とサイド・バス
上の信号成分とは加算されるので、この回路ブロックは
エンコーダとして動作する。In this case, the signal component on the main path 1m and the signal component on the side bus are added, so this circuit block operates as an encoder.
一方、モードスイッチSVが端子T4に接続されている
場合は、その共通端子には反転器l!の出力信号が伝達
される。この場合、サイド・パスlII上の信号はメイ
ン・パス1m上の信号から減算されるので、この回路ブ
ロックはデコーダとして動作する。On the other hand, if mode switch SV is connected to terminal T4, its common terminal is connected to inverter l! The output signal of is transmitted. In this case, the signal on side path lII is subtracted from the signal on main path lm, so this circuit block operates as a decoder.
尚、9番端子に制御回路28に接続されている。Note that the No. 9 terminal is connected to the control circuit 28.
9番端子がスイッチによって接地電位に接続されると制
御回M28a電圧−電流変&を器27の動作を停止する
。さらに10番端子は電源電圧供給趨子、11番端子は
接地端子でめる。When the No. 9 terminal is connected to the ground potential by the switch, the operation of the voltage-current converter 27 is stopped. Furthermore, the 10th terminal is connected to the power supply voltage supply terminal, and the 11th terminal is connected to the ground terminal.
サイド・パスls上の制御増幅器14の非反転入力端子
(+)は信号増幅器13の出力端子にり。The non-inverting input terminal (+) of the control amplifier 14 on the side path ls becomes the output terminal of the signal amplifier 13.
結合される。可変インピーダンス23t!可変フイルタ
12の抵抗R1・t r R+e* k介して基準電圧
発生器22より!m電圧v8□、が供給されている。be combined. Variable impedance 23t! From the reference voltage generator 22 via the resistor R1·t r R+e*k of the variable filter 12! m voltage v8□ is supplied.
制御増幅器14の非反転入力端子(+)における入力イ
ンピーダンスと反転入力端子(−)における入力インピ
ーダンスとは極めて大きくさらに負帰還回路26に介し
て出力端子から反転入力端子へ100パーセント直流負
帰還がほどこされる几め、制御増幅器14の非反転入力
端子(+)1反転入力端子(−)、出力端子の各直IL
IE位はほぼ上記基準電圧vnmyに近いレベルに設定
される。The input impedance at the non-inverting input terminal (+) and the input impedance at the inverting input terminal (-) of the control amplifier 14 are extremely large, and 100 percent direct current negative feedback is applied from the output terminal to the inverting input terminal via the negative feedback circuit 26. The control amplifier 14 has a non-inverting input terminal (+), an inverting input terminal (-), and an output terminal, respectively.
The IE level is set to a level approximately close to the reference voltage vnmy.
従って、J!1滝・平滑回路15の鋤作点はtまぼこの
基準電圧vxmyに近いレベルの電位に設定される。Therefore, J! The plowing point of the first waterfall/smoothing circuit 15 is set to a potential level close to the reference voltage vxmy of tmaboko.
制御m幅器14の負帰還(ロ)路網26には直流阻止容
量0.が設置されてbるため、負帰還回路網26の抵抗
R7には直流電流か流れない。The negative feedback (b) path network 26 of the control m-width amplifier 14 has a DC blocking capacity of 0. is installed, no direct current flows through the resistor R7 of the negative feedback network 26.
従って、制惧増@暢14の非反転入力端子(+)と反転
入力端子(−)とにそれぞれ流れ込む直流V′。ffk
’!するにすぎない。Therefore, the direct current V' flows into the non-inverting input terminal (+) and the inverting input terminal (-) of the control increase @nobu 14, respectively. ffk
'! It's just a matter of doing.
”′=vRIIy (Rto++R16@)1’(+
)IN+”6 ” ”(−) IM”vRIF Vo
’ff ”’(2)尚、上記実施例によれば基準電圧
発生器22より発生される直流基準電圧V□IF”電源
電圧v0゜の約半分のレベルに設定することによって、
信号増IIi器13.制御増幅器14.人力増幅器20
゜反転器11の各出力直流レベル’(II−11−電圧
v0゜の約半分のレベルにm!!#することかできるの
で、各出力におけるダイナミックレンジ聖火きな籠とす
ることができる。”'=vRIIy (Rto++R16@)1'(+
)IN+”6 ””(-) IM”vRIF Vo
'ff'' (2) According to the above embodiment, by setting the DC reference voltage V□IF'' generated by the reference voltage generator 22 to a level approximately half of the power supply voltage v0°,
Signal booster IIi13. Control amplifier 14. human power amplifier 20
It is possible to adjust the DC level of each output of the inverter 11 to approximately half the level of the voltage v0°, so it is possible to set the dynamic range of each output as a torch cage.
そして、本実施例に示した雑音低f/f1.装置につい
て、低電圧@@y2用いて特性試験を行ったところ、g
I流・平滑面w115の動作によって、必要にして充分
な特性が得られることか確認され友。従って、上述の如
く構成された雑音低fjlt装置1t1ガえば11ンデ
イタイプのカセットデツキやマイクロカセットデツキ等
に適用すれば、大形機種に比較しても班色のない良好な
周波数特性が得られる。更に、低電源電池七便用するこ
とができるので、mar収納する几めの容s+yr小さ
くすることができ、カセットデツキ等の小層化を計るこ
とができる。ν次、カセットデツキのtめに特別の電池
ボックスを設ける必畳もない。従って、電子機器が一層
小形化されるといった昨今の技術的動向tみるとき、本
発明は極めて有用である。Then, the noise low f/f1. shown in this embodiment. When we conducted a characteristic test on the device using low voltage @@y2, we found that g
It has been confirmed that the necessary and sufficient characteristics can be obtained by the operation of I flow/smooth surface w115. Therefore, if the low-noise fjlt device 1t1 configured as described above is applied to an 11-day type cassette deck, micro cassette deck, etc., good frequency characteristics without streaks can be obtained compared to larger models. Furthermore, since seven low-power batteries can be used, the capacity for storing the cassettes (s+yr) can be reduced, and cassette decks and the like can be made smaller. Next, there is no need to provide a special battery box for the tth cassette deck. Therefore, the present invention is extremely useful in view of recent technological trends such as electronic devices becoming more compact.
第1図は雑音低tIi1.装置の回路構成の一例を示す
プクツクダイヤグラム、第2図に8波数骨性図、第3図
はII音低畝装置の警部を構成する従来の整流・平滑回
路の回路図、第4図は本発明のIlm・平滑回路を通用
し7tm音低減装置の回路図である。
lO・・・結合回路、11・・・反転器、12・・・可
変フィルタ、13・・・信号増幅器、14・・・制御増
幅器、15・・・gitIL器噛平滑回路、16・・・
オーバーシュートサプレッサ、Q烏・・・トランジスタ
、08I・・・定電流回路、15m、15b・・・ダイ
オード、15o・・・平滑回路、27・・・電圧−電流
変換器。
第 1 図
第 2 図
L
−%−
第 3 図FIG. 1 shows low noise tIi1. A diagram showing an example of the circuit configuration of the device, Fig. 2 is an 8-wave number bone diagram, Fig. 3 is a circuit diagram of a conventional rectifying/smoothing circuit that constitutes the inspector of the II sound low ridge device, and Fig. 4 is FIG. 2 is a circuit diagram of a 7tm sound reduction device using an ILM/smoothing circuit according to the present invention. lO...Coupling circuit, 11...Inverter, 12...Variable filter, 13...Signal amplifier, 14...Control amplifier, 15...gitIL filter smoothing circuit, 16...
Overshoot suppressor, Q Karasu... Transistor, 08I... Constant current circuit, 15m, 15b... Diode, 15o... Smoothing circuit, 27... Voltage-current converter. Figure 1 Figure 2 L -%- Figure 3
Claims (1)
において、所定周波数以上の俳号成分の伝達量を制御す
る定めの制−信号が、入力信号の信号レベルに応答して
増幅作用を行い、かつ上記入力信号の信号レベルに応答
してm流作用會行うトランジスタと、このトランジスタ
から得られる出力信号のレベルに応答して導通、又は非
導通状態に動作するダイオードと、上記ダイオードに並
列に設けられ、このダイオードが非導通時に上記トラン
ジスタの出力信号の伝達径路となる信号径路と、上記ト
ランジスタの出力信号【平滑する平滑回路とをそれぞれ
具備する螢R器・平滑回路から祷られることt特徴とす
る雑音低−IIL装筐。[Claims] Signal expansion function and signal expansion function and noise reduction IIT
A predetermined control signal for controlling the amount of transmission of the haiku component of a predetermined frequency or higher performs an amplification effect in response to the signal level of the input signal, and amplifies the m-flow effect group in response to the signal level of the input signal. a diode that operates in a conducting or non-conducting state in response to the level of an output signal obtained from this transistor; and a diode that is provided in parallel with the diode and transmits the output signal of the transistor when the diode is non-conducting. A low-noise IIL device characterized by a signal path and a smoothing circuit for smoothing the output signal of the transistor.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57029030A JPS58147216A (en) | 1982-02-26 | 1982-02-26 | Noise reducing device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57029030A JPS58147216A (en) | 1982-02-26 | 1982-02-26 | Noise reducing device |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS58147216A true JPS58147216A (en) | 1983-09-02 |
Family
ID=12265007
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57029030A Pending JPS58147216A (en) | 1982-02-26 | 1982-02-26 | Noise reducing device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS58147216A (en) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS56162522A (en) * | 1980-05-19 | 1981-12-14 | Hitachi Ltd | Switching type signal compressor and signal expander |
-
1982
- 1982-02-26 JP JP57029030A patent/JPS58147216A/en active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS56162522A (en) * | 1980-05-19 | 1981-12-14 | Hitachi Ltd | Switching type signal compressor and signal expander |
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