JPS58123369A - Constant-voltage power source - Google Patents
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- JPS58123369A JPS58123369A JP405582A JP405582A JPS58123369A JP S58123369 A JPS58123369 A JP S58123369A JP 405582 A JP405582 A JP 405582A JP 405582 A JP405582 A JP 405582A JP S58123369 A JPS58123369 A JP S58123369A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを使用した定
電圧電源装置に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a constant voltage power supply device using a series resonant DC-DC converter.
ＤＣ−ＤＣコンバータは周知の如く、入力直流電圧をそ
の入力直流電圧値と異なった出力の電圧値に変換するも
ので、従来はスイッチング素子のオン・オフ動作の時比
率を制御して出力電圧を安定化させるＰＷＭ方式が一般
的であった。しかし、この方式は、スイッチング素子の
オン・オフ時に急峻に電圧と電流が変化するために、不
要輻射雑音や、スイッチング素子の損失が大きいという
欠点がある。上記欠点を解決する手段として、コンデン
サとコイルで構成され直列共振を利用した直列共振型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータが提案されている、この直列共振型
ＤＣ−ＤＣコンバータは、電流波形が正弦波となるため
にスイッチング素子のオン・オフ期間を調整することに
より、スイッチング素子のオン・オフ時に電流・電圧が
ほとんど零で交差するため、スイッチング損失が極めて
少ない上に、不要輻射も少ないという利点を有するも、
出力直流電圧を広範囲にわたって安定化することができ
ないという問題がある。As is well known, a DC-DC converter converts an input DC voltage into an output voltage value different from the input DC voltage value. Conventionally, the output voltage is changed by controlling the duty ratio of the on/off operation of a switching element. PWM methods for stabilization were common. However, this method has the disadvantage that unnecessary radiation noise and loss in the switching element are large because the voltage and current change sharply when the switching element is turned on and off. As a means to solve the above drawbacks, a series resonant type D is constructed using a capacitor and a coil and utilizes series resonance.
This series resonant DC-DC converter, which has been proposed as a C-DC converter, adjusts the on/off period of the switching element so that the current waveform becomes a sine wave.・Because the voltage crosses at almost zero, it has the advantage of extremely low switching loss and little unnecessary radiation.
There is a problem in that the output DC voltage cannot be stabilized over a wide range.
上記問題を改善する力紙として、従来、共振回路のコン
デンサに蓄積されたエネルギーを入カ直流電源に回生ず
る方法が提案されている。その従来例を第１図に、そし
て、その動作波形図を第２図に示す。これを説明すると
、第１図において、直列接続された２つの入力直流電源
１，２の両端子間に、オン・オフ動作を作なうトランジ
スタなどの２つのスイッチング素子３，４を直列に接続
し、また、それらのスイッチング素子３，４と並列に、
それらのスイッチング素子３，４の導通方向と反対方向
に導通するように一方向性素子すなわちダイオード５，
６をそれぞれ接続し、さらに前記入力直流電源１と２の
中点と前記スイッチング素子３と４の中点間に、共振用
コンデンサ７と共振用コイル８で構成された共振回路を
変換トランス９の１次側巻線９ａと直列にして接続して
いる。上記変換トランス９の２次側巻線９ｂには整流回
路１０と平滑用コンデンサ′ｌ１１が接続され、その出
力端子には電気的負荷１２（例えば抵抗器など）・が接
続されている。As an attempt to improve the above-mentioned problem, a method has been proposed in the past in which the energy stored in the capacitor of the resonant circuit is regenerated into the input DC power supply. The conventional example is shown in FIG. 1, and the operating waveform diagram is shown in FIG. To explain this, in Fig. 1, two switching elements 3 and 4, such as transistors, that produce on-off operation are connected in series between both terminals of two input DC power supplies 1 and 2 that are connected in series. In addition, in parallel with those switching elements 3 and 4,
A unidirectional element, that is, a diode 5, conducts in the opposite direction to the conduction direction of the switching elements 3, 4.
6 are connected to each other, and a resonant circuit composed of a resonant capacitor 7 and a resonant coil 8 is connected between the midpoint of the input DC power supplies 1 and 2 and the midpoint of the switching elements 3 and 4 of the conversion transformer 9. It is connected in series with the primary winding 9a. A rectifier circuit 10 and a smoothing capacitor 'l11 are connected to the secondary winding 9b of the conversion transformer 9, and an electrical load 12 (for example, a resistor) is connected to its output terminal.
以上のように構成された従来の直列共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの動作について、第２図の動作今、第１図にお
いて、前記共振回路に流れる電流を１（ｔ）、共振用コ
ンデンサ７の充電電圧をＶｃとすると、それらの動作波
形は第２図に示すごとくとなる。スイッチング素子３が
オフで、スイッチング素子４がオンからオフになった時
、共徹回路には回生電流が流れ始める。この回生電流が
流れている途中で、スイッチング素子３がオンとなる時
点が第２図の時刻ｔであり、時刻ｔ１から時刻ｔ２″！
で共振用コンデンサ７と共振用コイル８による共振電流
１（ｔ）が第１図に示す矢印方向に流れるが、時刻ｔ１
以前に共振電流ｌ（りと同一方向に回生電流が流れてい
るために、第２図に示すような初期電流値Ｉａ〔＝ｉ（
ｔｌ）〕 という零でない初期値を有している。時刻
ｔ２でスイッチング素子３がオにされ、共振用コンデン
サ７の充電電圧は−ｖｏ２からＶ。１となる。そして、
共振用コンデンサ７に蓄積されたエネルギーは二回生電
流となり、共振用コイル８→変換トランス９０１次巻線
９ａ−＋ダイオード５−＋入力直流電源１へと回生され
る。この回生電流は第２図には時刻ｔ２から時刻ｔ３に
示されている共振電流ｉ （ｔ）波形である。また、上
記期間において、充電電圧は、ｖｏｌからｖＣ２へと変
化している。上記回生電流が流れている間にスイッチン
グ素子４がオンにされるため、スイッチング素子４には
−Ｉａという初期電流値を有する電流が流れる。以下、
スイッチング素子３がオンにされた場合と同様の現象を
呈する。電気的負荷１２にエネルギーを与えるものは前
記共振電流と回生電流であり、それぞれが変換トランス
９を介して整流回路１０と平滑用コンデンサ１１により
整流。Regarding the operation of the conventional series resonant DC-DC converter configured as described above, the operation shown in FIG. 2 is now shown in FIG. Assuming that the voltage is Vc, their operating waveforms are as shown in FIG. When the switching element 3 is off and the switching element 4 is turned off from on, a regenerative current begins to flow through the common throughput circuit. While this regenerative current is flowing, the switching element 3 turns on at time t in FIG. 2, and from time t1 to time t2''!
At time t1, a resonant current 1(t) due to the resonant capacitor 7 and the resonant coil 8 flows in the direction of the arrow shown in FIG.
Since the regenerative current is flowing in the same direction as the resonant current l(i), the initial current value Ia [=i(
tl)] has a non-zero initial value. At time t2, the switching element 3 is turned on, and the charging voltage of the resonance capacitor 7 changes from -vo2 to V. It becomes 1. and,
The energy stored in the resonance capacitor 7 becomes a second regenerative current, and is regenerated from the resonance coil 8 to the conversion transformer 90 primary winding 9a-+diode 5-+input DC power supply 1. This regenerative current has a resonant current i (t) waveform shown from time t2 to time t3 in FIG. Further, during the above period, the charging voltage changes from vol to vC2. Since the switching element 4 is turned on while the regenerative current is flowing, a current having an initial current value of -Ia flows through the switching element 4. below,
The same phenomenon occurs when the switching element 3 is turned on. What gives energy to the electrical load 12 is the resonant current and the regenerative current, each of which is rectified by a rectifier circuit 10 and a smoothing capacitor 11 via a conversion transformer 9.
平滑された電圧が出力直流電圧となる。従って、スイッ
チング素子３，４がオンとなる時刻を変えることで、回
生電流量が変えられ、出力直流電圧を安定化させること
が出来る。The smoothed voltage becomes the output DC voltage. Therefore, by changing the times at which the switching elements 3 and 4 are turned on, the amount of regenerative current can be changed and the output DC voltage can be stabilized.
しかしながら、このような従来例においても次のような
問題がある。それは、スイッチング素子のオン時に初期
電流が存在するため、スイッチング損失が発生し、輻射
雑音も発生することである。However, even in such a conventional example, there are the following problems. The reason is that since an initial current exists when the switching element is turned on, switching loss occurs and radiation noise is also generated.
さらに、共振方式の本来の特性として、回生電流が零に
なった後にスイッチング素子をオンにさせる方法をとっ
ても、結果的に共振回路に流れる平均電流値がほぼ等し
いという現象が起る。従って、出力直流電圧を安定化す
るには、回生電流が流れている途中でスイッチング素子
をオンにして回生電流量を変えなければならない。また
、スイッチング素子のオン時の初期電流は、入力直流電
源電圧の変動を考えると、かなり大きな値となり、共振
方式の特長が損なわれる。Furthermore, as an inherent characteristic of the resonance method, even if a method is adopted in which the switching element is turned on after the regenerative current becomes zero, a phenomenon occurs in which the average current values flowing through the resonance circuit are approximately equal. Therefore, in order to stabilize the output DC voltage, it is necessary to change the amount of regenerative current by turning on the switching element while the regenerative current is flowing. Further, the initial current when the switching element is turned on becomes a considerably large value when considering fluctuations in the input DC power supply voltage, which impairs the features of the resonance method.
本発明はスイッチング素子のオン・オフ時にも電流・電
圧が零で交差するように構成することにより、上記問題
を解決するようにしたものである。The present invention solves the above problem by configuring the switching element so that the current and voltage cross each other at zero when the switching element is turned on and off.
本発明の動作原理としては、回路構成として回生エネル
ギーを利用することに変わりはないが、回生電流量その
ものを制御するのではなく、共振電流量を制御しようと
するものである。つまり、共振電流量を決定する要因と
して、共振用コンデンサの初期充電電圧値（従来例の第
２図においては−ｖ 、■ である）があり、この
値を制御ｃ２ ｃ２
しようとするものである。The operating principle of the present invention is that regenerated energy is utilized in the circuit configuration, but instead of controlling the regenerative current amount itself, the present invention attempts to control the resonant current amount. In other words, the factor that determines the amount of resonance current is the initial charging voltage value of the resonance capacitor (-v, ■ in the conventional example in FIG. 2), and this value is to be controlled c2 c2 .
本発明の一実施例を第３図に示し、その動作波形を第４
図に示す。なお、第３図において、第１図で説明したも
のと同一の機能を有するものには同一の符号を付した。An embodiment of the present invention is shown in FIG. 3, and its operating waveforms are shown in FIG.
As shown in the figure. In FIG. 3, parts having the same functions as those explained in FIG. 1 are given the same reference numerals.
第３図において１３は、共振用コンデンサ７に並列に接
続された制御コイルである。また、１４は、２つの入力
端子にそれぞれ電気的負荷１２に与えられる出力直流電
圧と、予め定められた基準電圧Ｅ８ が供給され、それ
らの電圧を比較する比較回路である。１６は上記比較回
路１４の出力をパルス列に変換するパルス周波数変調器
であり、このパルス列は、次段の振り分は回路１６によ
り各スイッチング３，４に振り分けて供給される。In FIG. 3, 13 is a control coil connected in parallel to the resonance capacitor 7. Reference numeral 14 denotes a comparator circuit which has two input terminals supplied with the output DC voltage applied to the electrical load 12 and a predetermined reference voltage E8, and compares these voltages. Reference numeral 16 denotes a pulse frequency modulator that converts the output of the comparison circuit 14 into a pulse train, and this pulse train is distributed to the next stage by the circuit 16 and supplied to each of the switching devices 3 and 4.
以上の回路構成において、その動作を第４図の動作波形
を参照して詳細に説明する。スイッチング素子３がオン
にされるのが時刻ｔ１ であり、共振電流ｉ （ｔ）
は零から始まる。共振電流は時刻ｔ１からスイッチング
素子３がオフになる時刻ｔ２まで流れるが、その周期は
、制御コイル１３と共振用コイル８と共振用コンデンサ
７により決定され電電圧は−ｖｃ２からｖＣｌに変化し
ている。その後、先述の従来例で説明したように回生電
流が流れるが、共振用コンデンサ７には制御コイル１３
から流れる制御電流１１（ｔ）が多いため、充電電圧は
さらに上昇し、制御電流１Ｌ（ｔ）と回生電流が等しく
なった時刻ｔ２でピーク値をもつ。The operation of the above circuit configuration will be described in detail with reference to the operating waveforms shown in FIG. The switching element 3 is turned on at time t1, and the resonant current i (t)
starts from zero. The resonance current flows from time t1 to time t2 when the switching element 3 is turned off, and its period is determined by the control coil 13, resonance coil 8, and resonance capacitor 7, and the electric voltage changes from -vc2 to vCl. There is. After that, a regenerative current flows as explained in the conventional example, but the resonant capacitor 7 is connected to the control coil 13.
Since there is a large amount of control current 11(t) flowing from the control current 11(t), the charging voltage further increases and has a peak value at time t2 when the control current 1L(t) and the regenerative current become equal.
以後、充電電圧は下降して行き、上記回生電流が零にな
ったあとは、制御電流１１（ｔ）によりさらに下降して
、スイッチング素子４がオンとなる時刻ｔ３にはｖｃ２
となる。共振電流量は上記充電電圧Ｖ。２により電流
量が決定されるため、時刻ｔ３から時刻ｔ４ではそれに
応じた共振電流量となる。Thereafter, the charging voltage decreases, and after the regenerative current becomes zero, it further decreases due to the control current 11(t), and at time t3 when the switching element 4 is turned on, vc2
becomes. The amount of resonance current is the charging voltage V mentioned above. Since the amount of current is determined by 2, the amount of resonant current is determined from time t3 to time t4.
以下、同様の現象が繰返される。従って、共振電流を制
御するには、制御コイル１３から流れる制御電流１１（
ｔ）を制御すればよい。″）まり制御電流ｌｔ（りはス
イッチング素子３，４のオフ期間の長さに比例して増加
するため、上記オフ期間を変えて前記充電電圧値−ｖＣ
２，■ｏ２を出力直流電圧が安定化するように設定すれ
ばよいことになる。The same phenomenon is repeated thereafter. Therefore, in order to control the resonance current, the control current 11 (
t). '') Since the control current lt (RI increases in proportion to the length of the OFF period of the switching elements 3 and 4), the charging voltage value -vC can be changed by changing the OFF period.
2, ■o2 should be set so that the output DC voltage is stabilized.
以上のように本発明は、回生電流が流れ終ったあとでス
イッチング素子をオンさせることが出来るため、常に共
振電流は零から始まることになる。As described above, in the present invention, since the switching element can be turned on after the regenerative current has finished flowing, the resonant current always starts from zero.
よって、共振用コンデンサにインダクタンス要素を並列
に付加するという簡単な回路構成で広範囲な制御を可能
とし、さらに、共振方式の特長を損なわないものである
。Therefore, a wide range of control is possible with a simple circuit configuration in which an inductance element is added in parallel to a resonance capacitor, and the features of the resonance method are not impaired.
なお、前述の本発明の実施例において、変換トランス９
の実効もれインダクタンス値を共振用コイル８のインダ
クタンス値と同一にすれば、共振用コイル８を省略する
ことも出来る。さらに、本発明の実施例においては）・
−ツブリッジ方式を用いて説明を行なったが、フルブリ
ッジ方式においても同様に実施でき、同様な効果が得ら
れることはいうまでもない。In addition, in the embodiment of the present invention described above, the conversion transformer 9
If the effective leakage inductance value of is made the same as the inductance value of the resonance coil 8, the resonance coil 8 can be omitted. Furthermore, in the embodiments of the present invention)
Although the explanation has been given using the two-bridge method, it goes without saying that the full bridge method can also be implemented in the same manner and the same effects can be obtained.
第１図は従来の直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本
回路構成図、第２図はその動作波形図、第３図は本発明
の一実施例を示す回路構成図、第４図は同本発明の実施
例の動作波形図である０１．２・・・・・・入力直流電
源、３，４・・・・・・スイッチング素子、５，６・・
・・・・ダイオード、７・・・・・・共振用コンデンサ
、８・・・・・・共振用コイル、９・・・・・・変換ト
ランス、９ａ・・・・・・１次側巻線、９ｂ′・・・・
・・２次側巻線、１ｏ・・・・・・整流回路、１１・・
・・・・平滑用コンデンサ、１２・・・・・・電気的負
荷、１３・・・・・・制御コイル、１４・・・・・・比
較回路、１５・・・・・・パルス周波数変調器、１６・
・・・・−振り分は回路。
代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図
第２図
第３図Fig. 1 is a basic circuit diagram of a conventional series resonant DC-DC converter, Fig. 2 is its operating waveform diagram, Fig. 3 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, and Fig. 4 is from the same book. 01.2...Input DC power supply, 3,4...Switching element, 5,6...
... Diode, 7 ... Resonance capacitor, 8 ... Resonance coil, 9 ... Conversion transformer, 9a ... Primary winding , 9b'...
...Secondary winding, 1o... Rectifier circuit, 11...
... Smoothing capacitor, 12 ... Electric load, 13 ... Control coil, 14 ... Comparison circuit, 15 ... Pulse frequency modulator , 16・
...-The distribution is the circuit. Name of agent: Patent attorney Toshio Nakao and 1 other person No. 1
Figure 2 Figure 3
Claims (1)
なうスイッチング素子と共振用コンデン巻線に整流・平
滑回路を接続し、その出力側に接続した電気的負荷に出
力直流電圧を供給するように構成した直列共振型ＤＣ−
ＤＣコンバータを具備し、かつ前記共振用コンデンサと
並列にインダクタンス要素を接続し、前記スイッチング
素子と並列に該スイッチング素子の導通方向に導通する
ように一方向性素子を接続したことを特徴とする定電圧
電源装置。A rectifier/smoothing circuit is connected to at least the switching element that performs on/off operations and the resonant capacitor winding for the input DC power supply, and the output DC voltage is supplied to the electrical load connected to the output side. Series resonant DC-
A constant current converter comprising a DC converter, an inductance element connected in parallel with the resonance capacitor, and a unidirectional element connected in parallel with the switching element so as to conduct in the conduction direction of the switching element. Voltage power supply.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP405582A JPS58123369A (en) | 1982-01-14 | 1982-01-14 | Constant-voltage power source |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP405582A JPS58123369A (en) | 1982-01-14 | 1982-01-14 | Constant-voltage power source |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58123369A true JPS58123369A (en) | 1983-07-22 |
| JPS6236464B2 JPS6236464B2 (en) | 1987-08-07 |
Family
ID=11574188
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP405582A Granted JPS58123369A (en) | 1982-01-14 | 1982-01-14 | Constant-voltage power source |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58123369A (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59209068A (en) * | 1983-05-11 | 1984-11-27 | Fuji Elelctrochem Co Ltd | 1-element type switching regulator |
| US4679129A (en) * | 1985-05-10 | 1987-07-07 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Series resonant converter |
| JPS6339464A (en) * | 1986-08-01 | 1988-02-19 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Series resonance converter |
| JPH0428790U (en) * | 1990-06-27 | 1992-03-06 |
-
1982
- 1982-01-14 JP JP405582A patent/JPS58123369A/en active Granted
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59209068A (en) * | 1983-05-11 | 1984-11-27 | Fuji Elelctrochem Co Ltd | 1-element type switching regulator |
| JPH028547B2 (en) * | 1983-05-11 | 1990-02-26 | Fuji Electrochemical Co Ltd | |
| US4679129A (en) * | 1985-05-10 | 1987-07-07 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Series resonant converter |
| JPS6339464A (en) * | 1986-08-01 | 1988-02-19 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Series resonance converter |
| JPH0428790U (en) * | 1990-06-27 | 1992-03-06 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6236464B2 (en) | 1987-08-07 |
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