JPS58120327A - Echo canceller device - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To simplify the constitution of a D/A converter and to reduce the quantized noises for an echo canceller device such as a telephone set, etc., by extracting and controlling an effective pseudo echo line signal in response to the echo properties of a hybrid circuit. CONSTITUTION:A pseudo echo signal of m-bit word length is produced on the basis of the estimated echo line properties of a hybrid circuit 1, and at the same time a squaring/totalizing process is given to an impulse answer signal showing the estimated echo properties. Based on this squared and totalized value, the n-bit component is extracted out of the m-bit pseudo echo signal. This n-bit component undergoes a D/A conversion through a D/A converter 8, and the level of this converted output signal is controlled by a level controlling circuit 17 in accordance with the squared and totalized value. Then an echo eliminating pseudo echo signal is produced and then subtracted from the output signal of the receiving terminal of the circuit 1.

Description

【発明の詳細な説明】 発明の技術分野 本発明は電話機等の送受信部を４　Ｍ　−２ＩＮ変換し
て回ｉｉ接続してなるノ１イブリ、ド回路の反響路信号
を効果的に除去し得る構成の簡単な実用性の高いエコー
・キャンセラー装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Technical Field of the Invention The present invention is capable of effectively removing echo path signals of a circuit formed by converting a transmitter/receiver section of a telephone, etc. into 4M-2IN and connecting the circuit. This invention relates to an echo canceller device that has a simple configuration and is highly practical.

発明の技術的背景 電話機等の送受話器は４１１回路で構成され、これに対
して加入者同級は２ＩＩ回路からなる為、一般にハイブ
リッド回路を用いて上記両者を４ＩＩ−２１１変換して
！ｊＩ！続している。このハイブリッド回路は理想的に
は両者のインピーダンス整合を図り得るが、実際には回
縁の接続状況やその他の理由によってインピーダンスの
不整合を生じていることが多い、この為ハイブリッド回
路において信号の廻込み、即ち側音が生じ、通信障害や
拡声電話機におけるハウリングの発生を招いている。Technical background of the invention A handset such as a telephone is composed of a 411 circuit, whereas a subscriber's class is composed of a 2II circuit, so generally a hybrid circuit is used to convert both of the above into a 4II-211 circuit! jI! It continues. Ideally, this hybrid circuit can achieve impedance matching between the two, but in reality, impedance mismatching often occurs due to circuit connection conditions or other reasons. In other words, side noise occurs, leading to communication failures and howling in loudspeaker telephones.

そヒで従来より、上記ハイプリ、ド回路の側音特性、つ
まり反響路特性をインノクルス応答の形で推定し、この
イン・々ルス応答に従りて擬似反響信号を生成して廻込
み信号（反響信号）から差引くととによに側音を除去し
、以って通話障害やハウリングの発生を防ぐエコー・キ
ャンセラー装置が種々研究されている。Sohi has conventionally estimated the sidetone characteristics of the above-mentioned high-purity and de-circuits, that is, the echo path characteristics, in the form of an innoculus response, and generated a pseudo-echo signal according to this innoculus response to generate a reverberation signal ( Various echo canceller devices have been researched that can subtract sidetones from echo signals (echo signals) and thereby prevent speech interference and howling.

第１図は従来一般的なエコー・キャンセラー装置の一例
を示す構成図であシ、図中１はハイプリ、ド回路を示し
ている。このハイプリ、Ｐ回路１を介して送信信号！（
１）が回線に送出され、また回線からの信号ｍ１（ｔ）
は上記ハイブリ、ド回路１を介して受信される。但し、
仁のとき、ハイブリ、ド回路１０４線儒出力には、送信
信号Ｘ（ｔ）の側音（反響信号）　ｙ（ｔ）も生じ、従
うてその受信出力Ｒ（ｔ）はＦ（ｔ）　＋　”（ｔ）　
　として表わされるものとなっている。FIG. 1 is a block diagram showing an example of a conventional general echo canceller device, and numeral 1 in the figure indicates a high preamp circuit. This Hypuri transmits a signal via P circuit 1! (
1) is sent to the line, and the signal m1(t) from the line is
is received via the hybrid decoder circuit 1. however,
In the hybrid circuit 104 line output, the sidetone (echo signal) y(t) of the transmitted signal X(t) also occurs, and therefore the received output R(t) is F(t) + ”(t)
It is expressed as.

さて、送信信号！（ｔ）はに１変換器２を介してΔＴ　
−１／２ｆ・なる時間間隔毎に逐次ディジタル変換され
て一段のシフトレジスタ３に与えられると共に、後述す
るタラｌ係数修正回路４に供給されている。Now, the sending signal! (t) ΔT through 1 converter 2
The signal is sequentially converted into digital data at time intervals of -1/2f and is applied to a single-stage shift register 3, and is also supplied to a coefficient correction circuit 4, which will be described later.

尚、上記／ｅは入力データ”（ｔ）の最高周波数成分を
示している。しかして、時刻ｔ；ｋ・２丁でサンプル入
力した信号をＸ（ｋ）とすると、シフトレジスタ３には
各夕、ゾにＸ（ｋ）　、”（ｋ−１）　〜Ｘ（ｋ−ｎ＋
１）なる入力データ祝いがそれぞれ格納されることにな
る。一方、シフトレジスタ５には、前記ハイブリ、ド回
路１の反響路推定によって求められたイン／４ルス応答
の形で与えられる推定反響路特性Ｈ１つまＤｈｔ＋ｈｓ
〜ｈｎが格納されている。これらのシフトレジスタ３．
５の各う、グの出力は、乗算’ａ６ｔ　　＋　６ｓ　〜
６　ｍにてそれぞれ掛は合せられたのち加算器１にてそ
の総和が求められている。これによって、・印を内積演
算記号として ｙ（荀−Ｈ＠＼荀 なる擬似反響信号？［有］）が生成されている。この擬
似反響信号７Ｑｃ）　ｔ−Ｄ／Ａ変換器８を介して減算
器９に与え、遅延回路１０を介して時間調整された受信
端出力Ｒ（ｔ）から差引くことによシ廻込みＫよる反響
信号ｙ（ｔ）を打消している。Note that /e above indicates the highest frequency component of the input data "(t). Therefore, if the signal sampled at time t:k.2 is designated as X(k), each In the evening, X(k), ”(k-1) ~X(k-n+
1) The input data items will be stored respectively. On the other hand, the shift register 5 has an estimated echo path characteristic H1 or Dht+hs given in the form of an impulse response obtained by estimating the echo path of the hybrid circuit 1.
~hn is stored. These shift registers3.
The output of each of 5 is multiplied by 'a6t + 6s ~
After the multiplications are added together at 6 m, the total sum is obtained at adder 1. As a result, y (pseudo-reverberant signal ? [existence]) is generated using the * mark as an inner product operation symbol. This pseudo echo signal 7Qc) is applied to the subtracter 9 via the t-D/A converter 8 and subtracted from the time-adjusted receiving end output R(t) via the delay circuit 10. This cancels out the echo signal y(t).

またハイブリッド回路１の受信端出力Ｒ（ｔ）はヤ勺変
換器１１を介して１勺変換され、信号Ｒｋ）として減算
器ＪＪＫ与えられている。ζ−の減算器１３にて前記擬
似反響信号Ｆ（ｋ）との残差・（０・（かり（荀−１（
１４ が求められる。特に、この演算は反響路特性の推定時に
１例えばトレーニング信号を用いて行われる。そして、
レジスタ５にセットされた反響路特性Ｈ（ｋ）から求め
られる。４Ｉ！似反響信号Ｈ（ｋ）・Ｘ（ｋ）と実際の
反響信号Ｆ（ｋ）との差分・（ｋ）−自（荀”Ｘ（ｋ）
−７（綽 をタップ係数修正回路ＩＫ与え、例えば最急降下法（Ｂ
Ｄ法）等のアルｆ　ＩＪズムに従りてＡ（ｍ＋ＱｍＱ　
１（Ｎ”Ｘ（１４＋Ａ（Ｗ等としてタッグ係数を逐次修
正する仁とによ）、ハイブリッド回路１の反響路特性が
推定される。Further, the output R(t) of the receiving end of the hybrid circuit 1 is converted into a signal through a signal converter 11, and is provided as a signal Rk) to a subtracter JJK. The subtracter 13 of ζ- calculates the residual difference from the pseudo echo signal F(k) by
14 is required. In particular, this calculation is performed using, for example, a training signal when estimating the echo path characteristics. and,
It is obtained from the echo path characteristic H(k) set in register 5. 4I! Difference between simulated echo signal H(k)・X(k) and actual echo signal F(k)・(k)−Se(Xun”X(k)
-7 (Give tap coefficient correction circuit IK, for example, steepest descent method (B
D method), etc. According to the IJ system, A(m+QmQ
1(N''

尚、反響路特性の推定を通話信号を用いてアダプティブ
に行うことも勿論可能である。かくしてここに１ハイプ
リ、ド回路１の反響路特性が推定され、この推定された
反響路特性に従うて擬似反響信号が生成されて反響信号
の打消しが行われるととＫなる。Note that it is of course possible to adaptively estimate the echo path characteristics using a speech signal. Thus, the echo path characteristics of the 1 high pre-de circuit 1 are estimated, and a pseudo echo signal is generated in accordance with the estimated echo path characteristics to cancel the echo signal, resulting in K.

背景技術の問題点 と仁ろで、ハイプリ、ド回路１の反響路特性は回線状況
によって大きく変動し、従って擬似反響信号としてダイ
ナミックレンジの広い信号を生成することが必要である
。この為には、Ｄ／Ａ変換器８の語長を十分大きくして
、上記ダイナオックレンジを十分にカバーし得るように
すゐことが必要である。しかし、ｌｏピ、ト以上のＤ／
Ａ変換器８を用いることは当然コストの上昇を招き、実
用上極めて不利である。そこで、語長の少ないＶム変換
器８を用いると、今度は量子化ステップが増大して量子
化ノイズが増えてし壇う。これ故、信号のメイナ電、ク
レンジをカッ４−　Ｌ　、且つ量子化ノイズを抑え得る
工夫が必要となるが、実際には極めて困難でありた。The problem with the background art is that the reverberation path characteristics of the hyper-deflection circuit 1 vary greatly depending on line conditions, and therefore it is necessary to generate a signal with a wide dynamic range as a pseudo-echo signal. For this purpose, it is necessary to make the word length of the D/A converter 8 sufficiently large so that it can sufficiently cover the above-mentioned dynamic range. However, lopi, D/more than g
The use of the A converter 8 naturally increases the cost and is extremely disadvantageous in practice. Therefore, if a Vm converter 8 with a small word length is used, the quantization step increases and quantization noise increases. Therefore, it is necessary to devise ways to reduce the main power and cleanliness of the signal and to suppress quantization noise, but this has been extremely difficult in practice.

発明の目的 本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、そ
の目的とするところは、エコーキャン・セラー装置本来
の性能低下を招くヒとなしに１信号のダイナミックレン
ジを十分にカバーし、且つ量子化ノイズの低減を図り得
る構成規模の簡易な実用性の高いエコー・キャンセラー
装置を提供することＫある。Purpose of the Invention The present invention has been made in consideration of the above circumstances, and its purpose is to sufficiently cover the dynamic range of one signal without degrading the performance of the echo canceller device. It is an object of the present invention to provide a highly practical echo canceller device having a simple configuration and capable of reducing quantization noise.

発明の概要 本発明の概要はハイブリ、ド回路の推定された反響路特
性に従って語長ｍビットの擬似反響信号を生成すると共
に１上記推定反響路特性を示すイン・量ルス応答信号を
自乗・総和処理し、この自乗総和値に従りて前記ｍビッ
トの擬似反響信号のうちの、（＜、）ビットの成分を抽
出してこれをＤ／Ａ変換し、とのＤ／Ａ変換出力信号の
レベルを前記自乗総和値に従って調整してこれをアナロ
グ擬似反響信号として出力して、ハイプリ、ド回路の受
信端出力信号から差引くようＫしたものである。Summary of the Invention The summary of the present invention is to generate a pseudo-echo signal with a word length of m bits according to the estimated echo path characteristics of a hybrid circuit, and to square and sum the in-quantity response signal indicating the estimated echo path characteristics. The (<,)-bit component of the m-bit pseudo-reverberation signal is extracted according to the sum of squares, and this is D/A-converted, and a D/A-converted output signal is obtained. The level is adjusted according to the sum of squares value, and this signal is output as an analog pseudo-echo signal, which is then subtracted from the output signal at the receiving end of the high-pre-do circuit.

発明の効果 従って本発明によれば、広い〆イナン、クレンジに亘っ
て生成され九ｍピッＦの擬似反響信号をそのときの擬似
信号レベルに応じてｎビ。Effects of the Invention Therefore, according to the present invention, a pseudo reverberation signal of 9 m pitch F, which is generated over a wide range of angles and ranges, can be generated in accordance with the pseudo signal level at that time.

トのＩＩＭＡ変換器にてアナログ変換し、更にその信号
レベルを調整したのちアナログ擬似反響信号とするので
、上記ダイナミックレンジを十分にカバーし、且つＤ／
Ａ変換器の語長に起因する量子化ノイズを低減したアナ
ログ擬似信号′を得ることができる。しかもＤ／Ａ変換
器の語長が少なくてよいので、装置構成規模の大幅な簡
素化とコスト低減を図シ得、実用的利点が多大である等
の絶大なる効果を奏する。換言すれば、ハイブリッド回
路の反響路特性に応じたＤ／Ａ変換器のダイナミックレ
ンジを設定し、これによってＤ／Ａ変換器の必要語長を
最少化すると共に、Ｄ／Ａ変換器出力を上記反響路特性
に応じてレベル調整することによって常に適正外レベル
の擬似反響信号を出力するようにしたものである。Since the signal is converted to analog using the second IIMA converter, and the signal level is adjusted, it is converted into an analog pseudo-reverberation signal.
An analog pseudo signal 'with reduced quantization noise caused by the word length of the A converter can be obtained. Moreover, since the word length of the D/A converter may be small, it is possible to greatly simplify the scale of the device configuration and reduce the cost, resulting in great effects such as great practical advantages. In other words, the dynamic range of the D/A converter is set according to the echo path characteristics of the hybrid circuit, thereby minimizing the required word length of the D/A converter, and the output of the D/A converter is By adjusting the level according to the echo path characteristics, a pseudo-echo signal at an inappropriate level is always output.

これＫより、Ｄ／Ａ変換器の大幅な簡素化を図ることを
可能とし、その本来の機能も十分に果し得るようにした
ものである。With K, it is possible to significantly simplify the D/A converter, and it is possible to fully perform its original function.

発明の実施例 先ず本発明装置の基本的な考え方につき説明する。Examples of the invention First, the basic idea of the device of the present invention will be explained.

Ｄ／Ａ変換器に与えられるディジタル擬似反響信号７（
ｋ）の絶対値がと）得る最大の電圧値をｙｍｘ　　とし
た場合、Ｖム変換器の変換可能な最大電圧値が上装置ｍ
ｘ以上であればオーバーフローを生じることがなく、且
つダイナミックレンジを十分にカッ臂−することが可能
となる。但し、上記ｙゆは、 １年×（すＩｌｌ自１−ＩＸ（ｋ）ｌ ≦ｍａｘ　ｌ自ｌ　・−ｘ　ＩＮ！　Ｉ−ｙ−−−とし
て与えられる。ちなみに従来にあっては推定される反響
路特性Ｈが回線状況により全く不明である為１．１川を
考え得る値の最悪値を見込むことが必要であり、この結
果１！ｒｍｘを十分高く設定することが必要であった。Digital pseudo-reverberation signal 7 (
If the maximum voltage value obtained by the absolute value of k) is ymx, then the maximum convertible voltage value of the Vm converter is m
If it is greater than or equal to x, overflow will not occur and the dynamic range can be sufficiently extended. However, the above yy is given as: 1 year Since the echo path characteristic H is completely unknown depending on the line condition, it is necessary to estimate the worst possible value of the 1.1 river, and as a result, it is necessary to set 1!rmx sufficiently high.

然し乍ら、トレーニング方式によりて反響路特性を推定
したのちには、或いはアダプティブに反響路特性を推定
する場合でありても推定反替路特性が収束し、回線変動
が生じない場合には反響路特性Ｈが確定していると云え
る。従つて、この値画を用いれば前記９ゆより小さい値
の９−８を得ることができる。そこで、上記Ｈを用いて
Ｄ／Ａ変換器の最適レベル設定を行えば ７４、ｘｘ　ｌ自１−　ｍａｗ　Ｉ　ｘ（ｋ）Ｉ≧ｌｔ
’１−Ｘ（ｄｌとして、Ｄ／Ａ変換器に与える電圧の値
（絶対値）を小さくすることができる。これ故、上記電
圧が小さくなりた分だけ、Ｄ／Ａ変換器に要求されるダ
イナミック・レンジを狭くしたシ、あるいは語長一定の
場合には量子化レベルを下げて量子化雑音を小さくする
ことが可能となる。崗、ｍｘｌＸ（転）１　は、送信信
号ＸＣｋ）のレベルの絶対値の最大値に近似すれば十分
である。However, after estimating the echo path characteristics using the training method, or even when estimating the echo path characteristics adaptively, if the estimated reciprocal path characteristics converge and no line fluctuation occurs, the echo path characteristics It can be said that H is confirmed. Therefore, by using this value image, it is possible to obtain a value of 9-8, which is smaller than the above-mentioned 9-Yu. Therefore, if the optimal level setting of the D/A converter is performed using the above H, 74, xx l self 1- maw I x (k) I≧lt
'1 - When the dynamic range is narrowed or when the word length is constant, it is possible to reduce the quantization level and reduce the quantization noise. It is sufficient to approximate the maximum absolute value.

以下、上記考え方に立脚した本発明装置の一実施例につ
き図面を参照して説明する。An embodiment of the apparatus of the present invention based on the above concept will be described below with reference to the drawings.

第２図は実施例装置の概略構成図であり、第１図に示す
従来装置の構成と同一部分には同一符号を付して示しで
ある。FIG. 2 is a schematic configuration diagram of the embodiment device, and the same parts as in the configuration of the conventional device shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.

この実施例装置が第１図に示す従来装置と異にするとこ
ろは、レジスタ３から乗算器６１＋１！ｊｌ〜６ａへ与
えられるデータに代えて、スイッチ１４１．１４．〜１
４ｍの切替えによってレジスタ５のデータが与えられる
ようＫなっている点である。従りて、乗算器６１．ｇ、
〜＃ｎは、レジスタ５に格納された反響路特性を示すイ
ン・臂ルス応答信号Ｈをそれぞれ２人力し、結局自乗処
理を行うととＫなる。そして、その自乗値は加算器７に
て加算される。従りてこの場合、加算器１の出力として
自乗和信号りを Ｌ−１自１２−自・自 として得るととになる。そして、この自乗和出力りはス
イッチ１５を介して、前記加算器１３に代えてレンジ設
定回路１６に与えられる。このレンジ設定回路１６は、
上記スイッチ１５を介して前記加算器１の出力信号、つ
ｔ、ｂ擬似反響路信号７（ｋ）を入力し、そのｍビット
データのうちのｎピットの成分を前記自乗和出力ＬＫ従
って選択出力するものである。この設定回路ＩｇＫて選
択されたｎビットの擬似反響路信号Ｆ（ｋ）が、亀ビッ
トのＶム変換器ａを介してアナログ変換され、レベル調
整器１１に供給される。The difference between this embodiment device and the conventional device shown in FIG. 1 is that from the register 3 to the multiplier 61+1! In place of the data given to switches 141.14.jl-6a. ~1
The point is that the data in register 5 is given by switching 4m. Therefore, multiplier 61. g,
.about.#n is obtained by inputting the in-arm response signal H indicating the echo path characteristic stored in the register 5 by two people, and finally performing the square processing. Then, the squared values are added by an adder 7. Therefore, in this case, the sum of squares signal is obtained as the output of the adder 1 as L-1-12-1-1. Then, this sum of squares output is applied to a range setting circuit 16 via a switch 15 instead of the adder 13. This range setting circuit 16 is
The output signal of the adder 1 and the t, b pseudo echo path signal 7(k) are inputted via the switch 15, and the n-pit components of the m-bit data are output as the sum-of-squares output LK and therefore the selected output. It is something to do. The n-bit pseudo-echo path signal F(k) selected by the setting circuit IgK is converted into an analog signal via the turtle-bit Vm converter a, and is supplied to the level adjuster 11.

このレベル調整回路Ｊ７にて、前記アナログ変換された
擬似反響路信号が前記自乗和出力ＬＫ従うて利得が与え
られ、或いは損失が与えられてレベル調整される。そし
てこのレベル調整された信号が擬似反響路信号ｙ（ｔ）
として前記加算器９に供給されるようＫなりている。尚
、前記スイッチ１４１　．１４Ｈ〜１４８１１５および
レンジ設定回路１６はタッグ係数修正回路４に与えられ
る制御信号ｃ１を受けて動作する制御回路１８の制御に
より、その制御信号１１等を受けて同期動作するもので
ある。In this level adjustment circuit J7, the analog-converted pseudo echo path signal is given a gain or a loss according to the sum of squares output LK, and its level is adjusted. This level-adjusted signal is the pseudo echo path signal y(t)
K is supplied to the adder 9 as follows. Note that the switch 141. 14H to 148115 and the range setting circuit 16 operate synchronously in response to the control signal 11 etc. under the control of the control circuit 18 which operates in response to the control signal c1 supplied to the tag coefficient correction circuit 4.

レンジ設定回路１６は、例えば第３図に示すように、自
乗和出力りのレベルを比敏器２１ａ。For example, as shown in FIG. 3, the range setting circuit 16 adjusts the level of the sum of squares output to a specific sensitive device 21a.

２１ｂ〜ｚｘｎＫて予め設定され九基準レベルＬ１ｅＬ
ｌ〜Ｌｌと比較し、その比較結果をレンジ選択回路２２
に与えてレベル判定する如く構成される。そして、この
レベル判定結果に従ってデータセレクタ２３が付勢され
、ｍピ、トの擬似反響反響信号７（ｋ）のうちのｎピッ
トの成分が２次的な擬似反響信号宮−として選択出方さ
れゐように構成される。21b~zxnK are preset and nine standard levels L1eL
l to Ll, and the comparison result is sent to the range selection circuit 22.
It is configured such that the level is determined by applying it to. Then, the data selector 23 is energized according to the level determination result, and the n-pit component of the m-pi, g-pseudo-echo echo signal 7(k) is selected and output as the secondary pseudo-echo signal. It is configured as follows.

また制御回路１８は例えば第４図に示すように制御信号
ａｓｓｅｓをオア回路２４を介して単安宇マルチ・童イ
ブレータ（ＭＭＶ　）　ｊ　ＩＩ　Ｋ人カし、一定時間
幅の制御信号１４＊匂ｓ＠？を前記スイッチ２４，９１
４．〜１４８１ｇＫ供給するべく構成される。In addition, the control circuit 18 sends the control signal ASSES to a single multi-wave generator (MMV) via the OR circuit 24, as shown in FIG. @? The switch 24, 91
4. Configured to deliver ~1481 gK.

しかして今、このように構成された装置にありては、ト
レーニング方式の場合には制御信号ｅ１を受けて反響特
性Ｏ推定が行われ、またアダプティブ方式の場合には制
御信号ｃｓを受けて反響路特性の推定が行われる。？：
、の反響路特性の推定によυ、推定反響路特性（イン／
４ルス応答）Ｈの変動がなくなったとき、推定動作が終
了し、これＫよりて確定された推定反響路特性Ｈがレジ
スタ５に格納保持される。However, in the device configured in this way, in the case of the training method, the reverberation characteristic O is estimated upon receiving the control signal e1, and in the case of the adaptive method, the reverberation characteristic O is estimated upon receiving the control signal cs. Road characteristics are estimated. ? :
By estimating the echo path characteristics of υ, the estimated echo path characteristics (in/
4) When there is no longer a fluctuation in H, the estimation operation ends, and the estimated echo path characteristic H determined from this K is stored and held in the register 5.

このようＫして推定反響路特性Ｈが確定したとき、制御
回路１８０ＭＭＶ　２５は一定時間幅のノ臂ルス信号を
制御信号＠４ｅ＠％ａ＠＠として出力する。しれによっ
て、一定時間の間、スイッチ１４＠　　＠　１４＠　〜
１４ｎはレジスタ５側に切替ね、これＫよりＨの自乗和
が計算される。そして、この自乗和Ｈ＠Ｈがスイッチ１
５を介してレンジ設定回路１６に与えられ、そのレベル
が判定される。但し、この処理に要する時間は、乗算器
６＠、１１愈−”６ｍの乗算処理時間と、加算器１にお
ける加算処理時間程度なので、通話に障害を招く虞れは
殆んどない。When the estimated echo path characteristic H is determined in this manner, the control circuit 180MMV 25 outputs a knee pulse signal with a constant time width as a control signal @4e@%a@@. Depending on the situation, the switch 14 @ @ 14 @ ~ for a certain period of time
14n is switched to the register 5 side, and the sum of squares of H is calculated from this K. Then, this sum of squares H@H is the switch 1
5 to the range setting circuit 16, and its level is determined. However, since the time required for this processing is about the time required for the multiplication by the multipliers 6 and 11 and the time for the addition in the adder 1, there is almost no possibility that the communication will be disturbed.

その後、スイッチ１４１　　ｇ　１４Ｂ　〜１４ｍ。After that, switch 141 g 14B ~ 14m.

１５は元の状態に復帰し、レジスタ３，５にそれぞれ格
納され九データに基づくｍビットの擬似反響信号ｙＱｃ
）の生成が行われ、同信号７（ｋ）は加算器１３に供給
されると共に、レンジ設定回路ＪｇＫ供給される。この
とき、レンジ設定回路１６では既に前記確定された推定
反響路特性Ｈの自乗和のレベルを判定しておシ、その判
定結果に従って上記ｍビットの擬似反響信号Ｆ（ｋ）中
のｎビ、トの成分？（ｓｔ）のみを選択する。15 returns to its original state, and is stored in registers 3 and 5, respectively, and generates an m-bit pseudo echo signal yQc based on 9 data.
) is generated, and the signal 7(k) is supplied to the adder 13 and also to the range setting circuit JgK. At this time, the range setting circuit 16 has already determined the level of the sum of squares of the estimated echo path characteristic H determined above, and according to the determination result, the n bits of the m-bit pseudo echo signal F(k), Ingredients of g? Select only (st).

このレベル判定は、例えば比較器２１１゜１１ｂ〜ｆｆ
ｉＪｍＫより、自乗和信号のレベルＬと、設定値Ｌｓ　
＝（２）　　−Ｌｓ　＝（２）　−・・・ｔ、ｔ＝（２
）　　とをそれぞれ比較することＫよって行われる。こ
のレベル判定により、例えばＬ＝０．１２の場合にはＬ
ｍ＜Ｌ＜Ｌｓとして検出され、推定反響路特性Ｈの絶対
値がとり得る範囲が２−”＜　１９１　＜　２　　であ
ることが明確に示される。この判定結果に従りて、１ビ
ツトの信号７（ｋ）のうち、成る位置の一連したｎビッ
トの成分が２次的な擬似反響信号♀＆）として選択され
る。This level judgment is carried out using, for example, the comparators 211°11b to ff.
From iJmK, the level L of the sum of squares signal and the set value Ls
=(2) -Ls =(2) -...t, t=(2
) is performed by K. Through this level determination, for example, in the case of L=0.12, L
m<L<Ls, and it is clearly shown that the possible range of the absolute value of the estimated echo path characteristic H is 2-"<191<2. According to this determination result, the 1-bit signal 7(k), a series of n-bit components at the positions are selected as the secondary pseudo-echo signal ♀&).

例えば２＜１川≦２°　なる場合には、第５図（ａ）に
示すようにデータのＭＯＢからｎビットのデータが選択
されることになる。また、２−”　＜　１￥４１　＜　
２−”　す！場合にハ第５　図（ｂ）Ｋ示すようにデー
タのＭＳＢからＸビット目から始まる一連のｎビットの
データが選択されるととＫなる。For example, when 2<1°≦2°, n-bit data is selected from the MOB of data as shown in FIG. 5(a). Also, 2-"< 1 yen 41 <
2-"! If a series of n bits of data starting from the X-th bit from the MSB of the data is selected as shown in FIG.

然し、ｍピ、トの擬似反響信号？（ｋ）としては、考え
得る全てのＨ−Ｘ（１を対象として、その最大値を設定
しておくことが必要である。この最大値をＸとしたとき
、上記ｎビットの擬似反響信号１（ｋ）の値がＩＨＩ・
Ｋを越えることがないので、１川く２″″になる場合で
あってもＭＳＢからＸビット目のデータに上記信号ｙ［
有］）の値が及ぶことがない。従うて上述し九ようにＨ
の自乗和のレベルに従って、ＭＳＢからＸピ、ト目のデ
ータを最高位のビットとしてｎピ、トの成分を抽出した
としても、オーバーフローを生じることがない。従って
、ｍピ、トの擬似反響信号ｙ＜ｙに一対してｎビットの
Ｄ／Ａ変換器８を用いるだけで、オーバーフローを生じ
ることのない、換言すれば反響信号のダイナミックレン
ジを十分カバーすることので龜る２次的な擬似反響信号
Ｙ（ｋ）を得ることができる。However, the pseudo echo signals of mpi and g? (k), it is necessary to set the maximum value for all possible H-X (1).If this maximum value is set to X, the above n-bit pseudo echo signal 1 The value of (k) is IHI・
Since it does not exceed K, even if it becomes 1 river less than 2'', the above signal y[
]) is never reached. Therefore, as mentioned above, H
According to the level of the sum of squares, even if the nth component is extracted from the MSB with the Xth data as the highest bit, no overflow will occur. Therefore, by simply using the n-bit D/A converter 8 for the m-bit pseudo echo signal y<y, no overflow will occur, in other words, the dynamic range of the echo signal can be sufficiently covered. Therefore, it is possible to obtain a secondary pseudo-echo signal Y(k) that is slow.

ところが、この信号ｙ（ｋ）をＤ／Ａ変換器８にてその
１１アナ■グ変換すると、Ｖム変換器８のレベルは固定
的に与えられていることから、その出力レベルは２ｘ倍
となる。従って、このレベル変化分を前記Ｈ（ｋ）の自
乗和のレベル変化分りて、つｔ）データセレクタ２３の
ｎビットデータの選択に対応してレベル調整回路ＪＦＫ
で２−Ｘ倍のレベル補正を行えば、ことにレベルの正し
い擬似反響信号ｙ（ｔ）が得られる。However, when this signal y(k) is converted into 11 analog signals by the D/A converter 8, the output level is multiplied by 2x since the level of the Vm converter 8 is fixedly given. Become. Therefore, this level change is calculated as the level change of the sum of the squares of H(k).
If the level is corrected by a factor of 2-X, a pseudo echo signal y(t) with a particularly correct level can be obtained.

以上のように本装置によれば、Ｄ／Ａ変換器８が有する
ダイナミックレンジを十分に活用して少ない゛ピッ）　
＊　（ｎ）によシ推定反響路特性Ｈに従りて生成され九
ｍ（ｍ）＋ａ）ビットで示される擬似反響信号ｙ（→を
オーバフローを招くことなくアナログ変換することがで
きる。つまり、確定した反響路特性Ｈに従うて、ｍビ、
トの擬似反響信号♀（荀のうち、実際に有効なｎピッ）
０成分のみを抽出してこれをＤ／Ａ変換し、上記ｎビッ
トの抽出によりて生じるレベルの変化なレベル調整回路
１’／にて調整して反響打消し用の擬似反響信号？（１
）を生成している。故に、Ｄ／Ａ変換器８に要求される
変換ビット数をｎビットと少なくして、その構成の着し
い簡略化を図り得る。また、珈へ変換器８が変換せんと
する擬似反響信号のレンジを推定反響路特性に従って適
正設定し得るので、Ｄ／Ａ変換器８が生じる量子化ノイ
ズを大幅に減少させることが可能となり、結局、効果的
な反響信号の打消しを行うことができる。かくしてここ
に、装置構成の、特ＫＶム変換器の構成の大幅な簡略化
を図り、量子化ノイズの少ない擬似反響信号を用いてハ
イブリッド回路における反響信号（＠音）を効果的に打
消すことのできる実用性の高いエコー・キャンセラー装
置を提供することができる。As described above, according to this device, the dynamic range of the D/A converter 8 is fully utilized to reduce the
* The pseudo echo signal y (→) generated according to the estimated echo path characteristic H according to (n) and represented by 9 m (m) + a) bits can be converted into analog without causing overflow. In other words, According to the determined echo path characteristic H, m bi,
Pseudo-reverberation signal of ♀
Only the 0 component is extracted and D/A converted, and the level change caused by the extraction of the n bits is adjusted by the level adjustment circuit 1'/ to produce a pseudo echo signal for echo cancellation. (1
) is generated. Therefore, the number of conversion bits required for the D/A converter 8 can be reduced to n bits, and its configuration can be significantly simplified. Furthermore, since the range of the pseudo echo signal to be converted by the D/A converter 8 can be appropriately set according to the estimated echo path characteristics, it is possible to significantly reduce the quantization noise generated by the D/A converter 8. As a result, effective cancellation of the echo signal can be achieved. In this way, it is possible to significantly simplify the configuration of the special KV transducer, and effectively cancel the echo signal (@sound) in the hybrid circuit using a pseudo-reverberation signal with less quantization noise. It is possible to provide a highly practical echo canceller device that is capable of

尚、本発明は上記実施例に限定されるものではない。例
えば推定反響路特性ＨＫ基づいて生成される擬似反響信
号のビット数は、装置に要求される仕様に基づいて決定
すればよい。またＶム変換器の変換ビット数ｎは、反響
路特性Ｈの大きさに応じて、また要求遮れる打消し効果
に応じて定めればよいものである。また、反響路特性Ｈ
の自乗和処理を、タッグ係数修正回路４が有する機能を
用いて行わせるようにしてもよい、要するに本発明はそ
の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施するととが
できる。Note that the present invention is not limited to the above embodiments. For example, the number of bits of the pseudo echo signal generated based on the estimated echo path characteristic HK may be determined based on the specifications required of the device. Further, the number n of conversion bits of the Vmu converter may be determined depending on the magnitude of the echo path characteristic H and depending on the required cancellation effect. In addition, the echo path characteristic H
The sum of squares processing may be performed using the function of the tag coefficient correction circuit 4. In short, the present invention can be implemented with various modifications without departing from the gist thereof.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は従来装置の一例を示す構成図、第２図は本発明
の一実施例装置を示す概略構成図、第３図は同実施例に
おけるレンジ設定回路の構成図、第４図は同実施例にお
ける制御回路の構成図、第５図（１）　、　（ｂ）は謹
ビットの擬似反響信号Ｏビットセレクトとレベル調整の
概念を模式的に示す図である。 １・・・ハイプリ、ド回路、２・・・１勺変換器、３・
・・レジスタ、４・・・タップ係数修正回路、６１４゜
〜６ｎ・・・乗算器、１・−加算器、８・・・Ｑ／Ａ変
換器、９．１３・・・加算器、１０・・・遅嬌回路、１
２・・・〜１変換器、１４＊ｅ１４鵞〜１４ｍ・・・ス
イッチ、１５・・・スイッチ、ＩＩＩ・・・レンジ設定
器、１１・・・レベル調整回路、１１＃・・・制御回路
、！ｆａｔ２１ｂ〜２１　ｎ−比較器、２２・・・レン
ジ選択回路、２Ｓ・・・データセレクタ、２４・・・オ
ア回路、２５・・・単安定マルチバイブレータ。 第１図 第２図 第３図 第４図Fig. 1 is a block diagram showing an example of a conventional device, Fig. 2 is a schematic block diagram showing an embodiment of the device of the present invention, Fig. 3 is a block diagram of a range setting circuit in the same embodiment, and Fig. 4 is the same. The configuration diagram of the control circuit in the embodiment, FIGS. 5(1) and 5(b), is a diagram schematically showing the concept of the pseudo echo signal O bit selection and level adjustment of the bit. 1...Hypuri, de circuit, 2...1 converter, 3...
... Register, 4... Tap coefficient correction circuit, 614° to 6n... Multiplier, 1 - Adder, 8... Q/A converter, 9.13... Adder, 10. ...Slow-rate circuit, 1
2...~1 converter, 14*e14~14m...switch, 15...switch, III...range setting device, 11...level adjustment circuit, 11#...control circuit, ! fat21b to 21 n-comparator, 22... range selection circuit, 2S... data selector, 24... OR circuit, 25... monostable multivibrator. Figure 1 Figure 2 Figure 3 Figure 4

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 送受信部を４線−２ＩＩ変換して回線接続するハイブリ
ッド回路の反響路特性を推定す畢手段と、この推定され
た反響路特性に従りて語長型ビットの擬似反響信号を生
成する手段と、前記反響路の推定により得たインΔルス
応答信号を自乗処理したのちその自乗信号を積分する自
乗積分回路と、この自乗積分回路の出力に従りて前記語
長ｍビットの擬似反響路信号のうちｍ（＜、）ピットの
信号成分を選択するセレクタと、このセレクタの出力を
Ｖム羨換する鯰ピットのＶム変換器と、このＶム変換器
の出力信号レベルを前記自乗積分回路の出力に従って可
変調整する手段と、この信号レベルの可変調整され九前
記Ｄ／Ａ変換器の出力信号を前記−・イデリ、ド回路の
４線側出力信号から差引いて反響信号を打消す手段とを
具備し九ことを特徴とするエコー・キャンセラー装置。Means for estimating echo path characteristics of a hybrid circuit connected to a line by performing 4-wire-to-2II conversion on a transmitting/receiving section; and means for generating a pseudo echo signal of word length type bits in accordance with the estimated echo path characteristics. , a square integration circuit that squares the input delta response signal obtained by estimating the echo path and then integrates the squared signal; and a pseudo echo path signal with the word length m bits according to the output of the square integration circuit. A selector that selects signal components of m (<,) pits, a catfish pit Vm converter that converts the output of this selector, and the square integration circuit that converts the output signal level of this Vm converter. means for variably adjusting the signal level according to the output of the D/A converter, and means for canceling the echo signal by subtracting the output signal of the D/A converter from the output signal of the four-wire side of the circuit. An echo canceller device comprising: