JPH1198826A - 非絶縁形直流−直流変換装置 - Google Patents
非絶縁形直流−直流変換装置Info
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- JPH1198826A JPH1198826A JP25692897A JP25692897A JPH1198826A JP H1198826 A JPH1198826 A JP H1198826A JP 25692897 A JP25692897 A JP 25692897A JP 25692897 A JP25692897 A JP 25692897A JP H1198826 A JPH1198826 A JP H1198826A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、主出力回路が軽負荷となる場合に
おいても、副出力回路の副出力電圧の低下を軽減するこ
とが可能な非絶縁形直流−直流変換装置を提供する。 【解決手段】 直流電源1からの直流電圧をスイッチン
グ素子S1 のスイッチング動作で矩形波パルス列とし、
前記スイッチング素子S1 と非絶縁結合した主出力回路
2により矩形波パルス列を整流平滑することで主出力電
圧V1 を生成する非絶縁形直流−直流変換装置におい
て、前記スイッチング素子S1 の後段に一次巻線N1 を
接続したトランスTと、入力段に前記トランスTの二次
巻線N2 を備え、この二次巻線N2 に誘起する前記矩形
波パルス列に基づく交流電圧を整流平滑して前記主出力
回路2とは異なる直流電圧を生成する任意数の副出力回
路3とを有するものである。
おいても、副出力回路の副出力電圧の低下を軽減するこ
とが可能な非絶縁形直流−直流変換装置を提供する。 【解決手段】 直流電源1からの直流電圧をスイッチン
グ素子S1 のスイッチング動作で矩形波パルス列とし、
前記スイッチング素子S1 と非絶縁結合した主出力回路
2により矩形波パルス列を整流平滑することで主出力電
圧V1 を生成する非絶縁形直流−直流変換装置におい
て、前記スイッチング素子S1 の後段に一次巻線N1 を
接続したトランスTと、入力段に前記トランスTの二次
巻線N2 を備え、この二次巻線N2 に誘起する前記矩形
波パルス列に基づく交流電圧を整流平滑して前記主出力
回路2とは異なる直流電圧を生成する任意数の副出力回
路3とを有するものである。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、携帯機器等に用い
るスイッチング方式の非絶縁形直流−直流変換装置に関
する。
るスイッチング方式の非絶縁形直流−直流変換装置に関
する。
【0002】
【従来の技術】図4に従来の非絶縁形直流−直流変換装
置の一例を示す。この従来例は、非絶縁形の直流−直流
変換装置で、直流電源1からの直流電圧をスイッチング
素子S11のスイッチング動作矩形波パルス列とし、これ
をフライホイールダイオードD11、インダクタL11、コ
ンデンサC11を備えた主出力回路及びダイオードD12、
インダクタL12、コンデンサC12を備えた副出力回路に
おいて各々整流平滑して負荷R11、R12へ各々主出力電
圧V1 、副出力電圧V2 を供給する多出力回路構成であ
る。
置の一例を示す。この従来例は、非絶縁形の直流−直流
変換装置で、直流電源1からの直流電圧をスイッチング
素子S11のスイッチング動作矩形波パルス列とし、これ
をフライホイールダイオードD11、インダクタL11、コ
ンデンサC11を備えた主出力回路及びダイオードD12、
インダクタL12、コンデンサC12を備えた副出力回路に
おいて各々整流平滑して負荷R11、R12へ各々主出力電
圧V1 、副出力電圧V2 を供給する多出力回路構成であ
る。
【0003】副出力回路のインダクタL12の巻線(巻数
n2 )は、主出力回路のインダクタL11の巻線(巻数n
1 )と同一のコア11に巻かれており、スイッチング素
子S11の後段に接続したフライホイールダイオードD11
がオンしている期間、副出力回路のインダクタL12の巻
線に主出力電圧V1 に巻線比(n2 /n1 )を乗じた副
出力電圧V2 を誘起し、この副出力電圧をコンデンサC
12により平滑して副出力として負荷R12に供給すもので
ある。
n2 )は、主出力回路のインダクタL11の巻線(巻数n
1 )と同一のコア11に巻かれており、スイッチング素
子S11の後段に接続したフライホイールダイオードD11
がオンしている期間、副出力回路のインダクタL12の巻
線に主出力電圧V1 に巻線比(n2 /n1 )を乗じた副
出力電圧V2 を誘起し、この副出力電圧をコンデンサC
12により平滑して副出力として負荷R12に供給すもので
ある。
【0004】このような非絶縁形直流−直流変換装置の
動作において、前記主出力回路の負荷R10が軽負荷又は
無負荷になった場合、副出力電圧V2 の電圧値は、主出
力電圧V1 の低下に依存するため副出力回路において安
定な副出力電圧V2 を得ることが困難である。
動作において、前記主出力回路の負荷R10が軽負荷又は
無負荷になった場合、副出力電圧V2 の電圧値は、主出
力電圧V1 の低下に依存するため副出力回路において安
定な副出力電圧V2 を得ることが困難である。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
装置においては主出力回路が軽負荷又は無負荷となった
場合に副出力電圧V2 が低下してしまうという課題があ
る。
装置においては主出力回路が軽負荷又は無負荷となった
場合に副出力電圧V2 が低下してしまうという課題があ
る。
【0006】本発明は、主出力回路が軽負荷又は無負荷
となる場合においても、副出力回路の副出力電圧の低下
を軽減又は防止することが可能な非絶縁形直流−直流変
換装置を提供することを目的とするものである。
となる場合においても、副出力回路の副出力電圧の低下
を軽減又は防止することが可能な非絶縁形直流−直流変
換装置を提供することを目的とするものである。
【0007】
【課題を解決するための手段】請求項1記載の発明は、
直流電源からの直流電圧をスイッチング素子のスイッチ
ング動作で矩形波パルス列とし、前記スイッチング素子
と非絶縁結合した主出力回路により矩形波パルス列を整
流平滑することで主出力電圧を生成する非絶縁形直流−
直流変換装置において、前記スイッチング素子の後段に
一次巻線を接続したトランスと、入力段に前記トランス
の二次巻線を備え、この二次巻線に誘起する前記矩形波
パルス列に基づく交流電圧を整流平滑して前記主出力回
路とは異なる直流電圧を生成する任意数の副出力回路と
を有することを特徴とするものである。
直流電源からの直流電圧をスイッチング素子のスイッチ
ング動作で矩形波パルス列とし、前記スイッチング素子
と非絶縁結合した主出力回路により矩形波パルス列を整
流平滑することで主出力電圧を生成する非絶縁形直流−
直流変換装置において、前記スイッチング素子の後段に
一次巻線を接続したトランスと、入力段に前記トランス
の二次巻線を備え、この二次巻線に誘起する前記矩形波
パルス列に基づく交流電圧を整流平滑して前記主出力回
路とは異なる直流電圧を生成する任意数の副出力回路と
を有することを特徴とするものである。
【0008】この発明によれば、前記トランスを設けた
ことによって、主出力回路が軽負荷又は無負荷となる場
合においても、トランスの二次巻線に誘起する電圧を利
用して副出力回路の副出力電圧の低下を軽減又は防止す
ることが可能となる。
ことによって、主出力回路が軽負荷又は無負荷となる場
合においても、トランスの二次巻線に誘起する電圧を利
用して副出力回路の副出力電圧の低下を軽減又は防止す
ることが可能となる。
【0009】請求項2記載の発明は、請求項1記載の非
絶縁形直流−直流変換装置において、前記主出力回路に
コアに主巻線を巻線したインダクタを備えるとともに、
前記副出力回路に前記コアと同一のコアに副巻線を巻線
したインダクタを備え、前記トランスの一次巻線、一次
巻線の巻数比と、インダクタの主巻線、副巻線の巻数比
と、主出力回路、副出力回路の出力電圧比とを等しく設
定することにより、前記主巻線、副巻線相互の誘起電圧
と、主巻線、副巻線相互の整流平滑電圧を一致させるこ
とを特徴とするものである。
絶縁形直流−直流変換装置において、前記主出力回路に
コアに主巻線を巻線したインダクタを備えるとともに、
前記副出力回路に前記コアと同一のコアに副巻線を巻線
したインダクタを備え、前記トランスの一次巻線、一次
巻線の巻数比と、インダクタの主巻線、副巻線の巻数比
と、主出力回路、副出力回路の出力電圧比とを等しく設
定することにより、前記主巻線、副巻線相互の誘起電圧
と、主巻線、副巻線相互の整流平滑電圧を一致させるこ
とを特徴とするものである。
【0010】この発明によれば、前記トランスの一次巻
線、一次巻線の巻数比と、前記インダクタの主巻線、副
巻線の巻数比と、主出力回路、副出力回路の出力電圧比
とを等しく設定することにより、副出力回路のインダク
タの副巻線にインダクタ電流が連続して流れることにな
り、主出力回路が軽負荷であっても副出力電圧の低下を
軽減することができる。
線、一次巻線の巻数比と、前記インダクタの主巻線、副
巻線の巻数比と、主出力回路、副出力回路の出力電圧比
とを等しく設定することにより、副出力回路のインダク
タの副巻線にインダクタ電流が連続して流れることにな
り、主出力回路が軽負荷であっても副出力電圧の低下を
軽減することができる。
【0011】請求項3記載の発明は、請求項1記載の前
記非絶縁形直流−直流変換装置において、前記トランス
に、スイッチング素子がオフ時に流れる励磁電流を直流
電源側に帰還する励磁電流帰還回路を設けたことを特徴
とするものである。
記非絶縁形直流−直流変換装置において、前記トランス
に、スイッチング素子がオフ時に流れる励磁電流を直流
電源側に帰還する励磁電流帰還回路を設けたことを特徴
とするものである。
【0012】この発明によれば、スイッチング素子とし
てMOS−FETを使用する場合におても、スイッチン
グ素子のソースにトランスの一次巻線の励磁電流に基づ
く逆起電力が印加されなくなり、これにより、スイッチ
ング素子の駆動用に簡略な駆動回路を用いることが可能
となる。
てMOS−FETを使用する場合におても、スイッチン
グ素子のソースにトランスの一次巻線の励磁電流に基づ
く逆起電力が印加されなくなり、これにより、スイッチ
ング素子の駆動用に簡略な駆動回路を用いることが可能
となる。
【0013】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照しながら本発明
の実施の形態を説明する。
の実施の形態を説明する。
【0014】本発明の実施の形態1を図1に示す。
【0015】図1に示す非絶縁形直流−直流変換装置
は、直流電源1からの直流電圧Einを例えばNチャンネ
ルのMOS−FETを使用したスイッチング素子S1 の
スイッチング動作で矩形波パルス列とし、前記スイッチ
ング素子S1 と非絶縁結合した主出力回路2により矩形
波パルス列を整流平滑して主出力電圧V1 を生成し負荷
R1 に供給するとともに、前記主出力回路2とは別にこ
の主出力回路2とは異なる直流電圧である主出力電圧V
2 生成し負荷R2 に供給する副出力回路3を備えてい
る。
は、直流電源1からの直流電圧Einを例えばNチャンネ
ルのMOS−FETを使用したスイッチング素子S1 の
スイッチング動作で矩形波パルス列とし、前記スイッチ
ング素子S1 と非絶縁結合した主出力回路2により矩形
波パルス列を整流平滑して主出力電圧V1 を生成し負荷
R1 に供給するとともに、前記主出力回路2とは別にこ
の主出力回路2とは異なる直流電圧である主出力電圧V
2 生成し負荷R2 に供給する副出力回路3を備えてい
る。
【0016】また、非絶縁形直流−直流変換装置は、前
記スイッチング素子S1 の後段に一次巻線N1 (巻数n
T1)を接続し、副出力回路3の入力段に二次巻線N2
(巻数nT2)を接続したトランスTを具備している。
記スイッチング素子S1 の後段に一次巻線N1 (巻数n
T1)を接続し、副出力回路3の入力段に二次巻線N2
(巻数nT2)を接続したトランスTを具備している。
【0017】このトランスTは、さらに三次巻線N3
(巻数nT3)を有し、この三次巻線N3 の巻き始め側を
接地し、巻き終り側をダイオードD5 を介して前記直流
電源1の陽極側に接続している。
(巻数nT3)を有し、この三次巻線N3 の巻き始め側を
接地し、巻き終り側をダイオードD5 を介して前記直流
電源1の陽極側に接続している。
【0018】前記主出力回路2は、前記スイッチング素
子S1 からの矩形波パルス列を整流するダイオードD1
、D3 と、このダイオードD1 、D3 の後段に接続し
たコア10を有するインダクタLの主巻線4(巻数nL
1)と、平滑コンデンサC1 とを具備し、ダイオードD1
、D3 によりスイッチング素子S1 からの矩形波パル
ス列を整流するとともに、インダクタLの主巻線4及び
平滑コンデンサC1 によりダイオードD1 、D3 による
整流出力を平滑して、主出力電圧V1 を生成するように
なっている。
子S1 からの矩形波パルス列を整流するダイオードD1
、D3 と、このダイオードD1 、D3 の後段に接続し
たコア10を有するインダクタLの主巻線4(巻数nL
1)と、平滑コンデンサC1 とを具備し、ダイオードD1
、D3 によりスイッチング素子S1 からの矩形波パル
ス列を整流するとともに、インダクタLの主巻線4及び
平滑コンデンサC1 によりダイオードD1 、D3 による
整流出力を平滑して、主出力電圧V1 を生成するように
なっている。
【0019】前記副出力回路3は、前記スイッチング素
子S1 からの矩形波パルス列に基づき、前記二次巻線N
2 に誘起する交流電圧を整流するダイオードD2 、D4
と、このダイオードD2 、D4 の後段に接続した前記イ
ンダクタLの副巻線5(巻数nL2)と、平滑コンデンサ
C2 とを具備し、ダイオードD2 、D4 により前記二次
巻線N2 に誘起する交流電圧を整流するとともに、前記
インダクタLの副巻線5と、平滑コンデンサC2 とによ
りダイオードD2 、D4 による整流出力を平滑して、副
出力電圧V2 を生成するようになっている。
子S1 からの矩形波パルス列に基づき、前記二次巻線N
2 に誘起する交流電圧を整流するダイオードD2 、D4
と、このダイオードD2 、D4 の後段に接続した前記イ
ンダクタLの副巻線5(巻数nL2)と、平滑コンデンサ
C2 とを具備し、ダイオードD2 、D4 により前記二次
巻線N2 に誘起する交流電圧を整流するとともに、前記
インダクタLの副巻線5と、平滑コンデンサC2 とによ
りダイオードD2 、D4 による整流出力を平滑して、副
出力電圧V2 を生成するようになっている。
【0020】前記インダクタLの主巻線4と、副巻線5
とは、同一のコア10に巻回されている。
とは、同一のコア10に巻回されている。
【0021】また、前記トランスTの一次巻線NT1と、
二次巻線NT2との巻数比(nT1/nT1)は、前記主出力
電圧V1 、副出力電圧V2 の電圧比(V2 /V1 )と等
しくなるように設定している。
二次巻線NT2との巻数比(nT1/nT1)は、前記主出力
電圧V1 、副出力電圧V2 の電圧比(V2 /V1 )と等
しくなるように設定している。
【0022】次に、上述した非絶縁形直流−直流変換装
置の動作を説明する。
置の動作を説明する。
【0023】図1に示す非絶縁形直流−直流変換装置に
おいて、前記スイッチング素子S1のスイッチング動作
のオンの期間において、前記ダイオードD1 のカソード
と、前記インダクタLの主巻線5との接続部には前記整
流電圧Einが印加される。
おいて、前記スイッチング素子S1のスイッチング動作
のオンの期間において、前記ダイオードD1 のカソード
と、前記インダクタLの主巻線5との接続部には前記整
流電圧Einが印加される。
【0024】
【0025】また、トランスTの二次巻線N2 は、前記
スイッチング素子S1 からの矩形波パルス列に基づき、
交流電圧を誘起し、ダイオードD2 のカソードと、前記
インダクタLの副巻線5との接続部に前記直流電圧Ein
とトランスTの巻数比で定まるEin・(nT2/nT1)の
整流電圧が印加される。
スイッチング素子S1 からの矩形波パルス列に基づき、
交流電圧を誘起し、ダイオードD2 のカソードと、前記
インダクタLの副巻線5との接続部に前記直流電圧Ein
とトランスTの巻数比で定まるEin・(nT2/nT1)の
整流電圧が印加される。
【0026】また、前記一次巻線NT1と二次巻線NT2と
の巻数比(nT1/nT1)と、前記主出力電圧V1 、副出
力電圧V2 の電圧比(V2 /V1 )とを等しく設定して
いるので、前記インダクタLの主巻線4には、前記スイ
ッチング素子S1 がオンの時に(Ein−V1 )の電圧
が、スイッチング素子S1 がオフの時−V1 の電圧が各
々印加されることになる。
の巻数比(nT1/nT1)と、前記主出力電圧V1 、副出
力電圧V2 の電圧比(V2 /V1 )とを等しく設定して
いるので、前記インダクタLの主巻線4には、前記スイ
ッチング素子S1 がオンの時に(Ein−V1 )の電圧
が、スイッチング素子S1 がオフの時−V1 の電圧が各
々印加されることになる。
【0027】一方、副巻線5には、前記スイッチング素
子S1 がオンの時に(V2 /V1 )(Ein−V1 )の電
圧が、スイッチング素子S1 がオフの時に−(V2 /V
1 )・V1 =−V2 の電圧が各々印加されることにな
る。
子S1 がオンの時に(V2 /V1 )(Ein−V1 )の電
圧が、スイッチング素子S1 がオフの時に−(V2 /V
1 )・V1 =−V2 の電圧が各々印加されることにな
る。
【0028】ここで、前記インダクタLの主巻線4、副
巻線5の巻数比(nL2/nL1)と、前記主出力電圧V1
、副出力電圧V2 の電圧比(V2 /V1 )とを等しく
することにより、前記主巻線4、副巻線5に印加される
電圧と、このインダクタLの主巻線4、副巻線5で各々
誘起する電圧とが一致することになる。
巻線5の巻数比(nL2/nL1)と、前記主出力電圧V1
、副出力電圧V2 の電圧比(V2 /V1 )とを等しく
することにより、前記主巻線4、副巻線5に印加される
電圧と、このインダクタLの主巻線4、副巻線5で各々
誘起する電圧とが一致することになる。
【0029】以上説明したように、本実施の形態1で
は、副出力電圧V2 は、インダクタLの副巻線5に誘起
される電圧とトランスTの二次巻線N2 からの交流電圧
をダイオードD2 、D4 及びインダクタLの副巻線5に
より整流平滑したる電圧によってもが維持される。
は、副出力電圧V2 は、インダクタLの副巻線5に誘起
される電圧とトランスTの二次巻線N2 からの交流電圧
をダイオードD2 、D4 及びインダクタLの副巻線5に
より整流平滑したる電圧によってもが維持される。
【0030】前記三次巻線N3 を流れるスイッチング素
子S1 のオフ時におけるトランスTの励磁電流は、前記
ダイオードD5 を介して直流電源1に帰還される。
子S1 のオフ時におけるトランスTの励磁電流は、前記
ダイオードD5 を介して直流電源1に帰還される。
【0031】次に、図2を参照して本発明の実施の形態
2を説明する。
2を説明する。
【0032】図2に示す非絶縁形直流−直流変換装置
は、図1に示す実施の形態1の非絶縁形直流−直流変換
装置と略同一の構成であるが、前記インダクタLの構成
と異なり、前記主巻線4、副巻線5を個別のコア10
a、10bに巻回して個別のインダクタL1 及びインダ
クタL2 とした点が相違するものである。
は、図1に示す実施の形態1の非絶縁形直流−直流変換
装置と略同一の構成であるが、前記インダクタLの構成
と異なり、前記主巻線4、副巻線5を個別のコア10
a、10bに巻回して個別のインダクタL1 及びインダ
クタL2 とした点が相違するものである。
【0033】このような実施の形態2の非絶縁形直流−
直流変換装置によっても、図1に示す実施の形態1の非
絶縁形直流−直流変換装置と同様な作用を発揮させるこ
とができる。
直流変換装置によっても、図1に示す実施の形態1の非
絶縁形直流−直流変換装置と同様な作用を発揮させるこ
とができる。
【0034】次に、図3を参照して本発明の実施の形態
3を説明する。
3を説明する。
【0035】本実施の形態3の非絶縁形直流−直流変換
装置は、図3に示すように、実施の形態1の非絶縁形直
流−直流変換装置と基本的構成は同様であるが、前記ト
ランスTの三次巻線N3 を省略するとともに、スイッチ
ング素子S1 のゲートを直流電圧Einにより駆動される
駆動回路であるコントロールIC20によりスイッチン
グ制御する構成となっている。
装置は、図3に示すように、実施の形態1の非絶縁形直
流−直流変換装置と基本的構成は同様であるが、前記ト
ランスTの三次巻線N3 を省略するとともに、スイッチ
ング素子S1 のゲートを直流電圧Einにより駆動される
駆動回路であるコントロールIC20によりスイッチン
グ制御する構成となっている。
【0036】また、本実施の形態3においては、実施の
形態1に比較して、前記トランスTの一次巻線N1 の巻
初め側と接地間にダイオードD8 を逆接続したこと、ス
イッチング素子S1 の出力側とトランスTの一次巻線N
1 の巻初め側との間にダイオードD6 を順接続したこ
と、及びトランスTの一次巻線N1 の巻終り側と接地間
にダイオードD7 を順接続したこと、トランスTの一次
巻線N1 の巻終り側と直流電源1の陽極と間にダイオー
ドD9 を順接続したこと及び前記主出力回路2のダイオ
ードD3 を省略したことが特徴である。ダイオードD8
、ダイオードD9により励磁電流帰還回路を構成してい
る。
形態1に比較して、前記トランスTの一次巻線N1 の巻
初め側と接地間にダイオードD8 を逆接続したこと、ス
イッチング素子S1 の出力側とトランスTの一次巻線N
1 の巻初め側との間にダイオードD6 を順接続したこ
と、及びトランスTの一次巻線N1 の巻終り側と接地間
にダイオードD7 を順接続したこと、トランスTの一次
巻線N1 の巻終り側と直流電源1の陽極と間にダイオー
ドD9 を順接続したこと及び前記主出力回路2のダイオ
ードD3 を省略したことが特徴である。ダイオードD8
、ダイオードD9により励磁電流帰還回路を構成してい
る。
【0037】この実施の形態3の非絶縁形直流−直流変
換装置は実施の形態1の非絶縁形直流−直流変換装置と
同様な作用を発揮するが、前記スイッチング素子S1 の
オン時にはトランスTの一次巻線N1 にダイオードD6
、D7 の順接続による直流電圧Einが印加され、一
方、スイッチング素子S1 のオフ時にはトランスTの一
次巻線N1 に励磁電流が流れるが、この励磁電流が流れ
ている期間ダイオードD8、D9 を通じて(−Ein)
の直流電圧が印加される。
換装置は実施の形態1の非絶縁形直流−直流変換装置と
同様な作用を発揮するが、前記スイッチング素子S1 の
オン時にはトランスTの一次巻線N1 にダイオードD6
、D7 の順接続による直流電圧Einが印加され、一
方、スイッチング素子S1 のオフ時にはトランスTの一
次巻線N1 に励磁電流が流れるが、この励磁電流が流れ
ている期間ダイオードD8、D9 を通じて(−Ein)
の直流電圧が印加される。
【0038】このように構成することにより、前記スイ
ッチング素子S1 のソースに負電圧が印加されることを
防止できる。
ッチング素子S1 のソースに負電圧が印加されることを
防止できる。
【0039】本実施の形態3によれば、前記スイッチン
グ素子S1 をPWM制御する簡便なコントロールIC回
路20を用いることができる点である。
グ素子S1 をPWM制御する簡便なコントロールIC回
路20を用いることができる点である。
【0040】図1、図2に示す実施の形態1、2の場合
は、スイッチング素子S1 のソースがこのスイッチング
素子S1 がオフ時、トランスTの一次巻線N1 に発生す
る逆電圧により負電圧となる。
は、スイッチング素子S1 のソースがこのスイッチング
素子S1 がオフ時、トランスTの一次巻線N1 に発生す
る逆電圧により負電圧となる。
【0041】このため、スイッチング素子S1 として、
nチャンネルのMOS−FETを用いようとした場合、
スイッチング素子S1 のオフ時においてゲート電圧をソ
ースと同じ負電圧としてスイッチング素子S1 をオフす
ること必要があるが、通常のnチャンネルのMOS−F
ETを直接ドライブ可能なコントロールIC20であっ
てもゲート電圧を負電圧とすることは好ましくない。
nチャンネルのMOS−FETを用いようとした場合、
スイッチング素子S1 のオフ時においてゲート電圧をソ
ースと同じ負電圧としてスイッチング素子S1 をオフす
ること必要があるが、通常のnチャンネルのMOS−F
ETを直接ドライブ可能なコントロールIC20であっ
てもゲート電圧を負電圧とすることは好ましくない。
【0042】このため、nチャンネルのMOS−FET
を使用しようとする場合、ゲート電圧を正電圧に保つた
めの特別な付加回路が必要となる。
を使用しようとする場合、ゲート電圧を正電圧に保つた
めの特別な付加回路が必要となる。
【0043】一方、図3による実施の形態3において
は、前記ダイオードD8 、D9 を使用しているので、前
記スイッチング素子S1 のソースに負電圧が印加される
ことを防止でき、従来例の場合と同様、上述したような
付加回路は必要としない。
は、前記ダイオードD8 、D9 を使用しているので、前
記スイッチング素子S1 のソースに負電圧が印加される
ことを防止でき、従来例の場合と同様、上述したような
付加回路は必要としない。
【0044】また、本実施の形態3では、前記主出力回
路2のダイオードD3 を省略して回路構成の簡略化を図
っているが、これは、前記スイッチング素子S1 がオフ
してトランスTの一次巻線N1 に励磁電流が流れると
き、ダイオードD6 のアノード側に励磁電流が流ること
が無いことを考慮したものである。
路2のダイオードD3 を省略して回路構成の簡略化を図
っているが、これは、前記スイッチング素子S1 がオフ
してトランスTの一次巻線N1 に励磁電流が流れると
き、ダイオードD6 のアノード側に励磁電流が流ること
が無いことを考慮したものである。
【0045】尚、上述した各実施の形態1乃至3中の各
ダイオードは、MOS−FETを用いダイオードが導通
すべき期間、適切な駆動回路で各MOS−FETをオン
させる構成とすることにより、MOS−FETで代替す
ることができる。
ダイオードは、MOS−FETを用いダイオードが導通
すべき期間、適切な駆動回路で各MOS−FETをオン
させる構成とすることにより、MOS−FETで代替す
ることができる。
【0046】また、副出力回路3の個数は1個に限らず
2個、3個、…等任意数とすることが可能である。
2個、3個、…等任意数とすることが可能である。
【0047】さらに、実施の形態1乃至3では、スイッ
チング素子S1 としてnチャンネルのMOS−FETを
用いているが、代わりにpチャンネルのMOS−FET
若しくはバイポーラトランジスタを用いることも可能で
ある。
チング素子S1 としてnチャンネルのMOS−FETを
用いているが、代わりにpチャンネルのMOS−FET
若しくはバイポーラトランジスタを用いることも可能で
ある。
【0048】
【発明の効果】請求項1記載の発明によれば、主出力回
路が軽負荷又は無負荷となる場合においても、トランス
の二次巻線に誘起する電圧を利用して副出力回路の副出
力電圧の低下を軽減又は防止することが可能な非絶縁形
直流−直流変換装置を提供することができる。
路が軽負荷又は無負荷となる場合においても、トランス
の二次巻線に誘起する電圧を利用して副出力回路の副出
力電圧の低下を軽減又は防止することが可能な非絶縁形
直流−直流変換装置を提供することができる。
【0049】請求項2記載の発明によれば、副出力回路
のインダクタの副巻線にインダクタ電流が連続して流す
ことがことができ、主出力回路が軽負荷であっても副出
力電圧の低下を軽減することができる非絶縁形直流−直
流変換装置を提供することができる。
のインダクタの副巻線にインダクタ電流が連続して流す
ことがことができ、主出力回路が軽負荷であっても副出
力電圧の低下を軽減することができる非絶縁形直流−直
流変換装置を提供することができる。
【0050】請求項3記載の発明によれば、スイッチン
グ素子の駆動用に簡略な駆動回路を用いることが可能な
非絶縁形直流−直流変換装置を提供することができる。
グ素子の駆動用に簡略な駆動回路を用いることが可能な
非絶縁形直流−直流変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態1の非絶縁形直流−直流変
換装置を示す回路図である。
換装置を示す回路図である。
【図2】本発明の実施の形態2の非絶縁形直流−直流変
換装置を示す回路図である。
換装置を示す回路図である。
【図3】本発明の実施の形態3の非絶縁形直流−直流変
換装置を示す回路図である。
換装置を示す回路図である。
【図4】従来の非絶縁形直流−直流変換装置を示す回路
図である。
図である。
1 直流電源 2 主出力回路 3 副出力回路 4 主巻線 5 副巻線 10 コア S1 スイッチング素子 T トランス D1 ダイオード D2 ダイオード D3 ダイオード D4 ダイオード D5 ダイオード L インダクタ C1 平滑コンデンサ C2 平滑コンデンサ R1 負荷 R2 負荷
Claims (3)
- 【請求項1】 直流電源からの直流電圧をスイッチング
素子のスイッチング動作で矩形波パルス列とし、前記ス
イッチング素子と非絶縁結合した主出力回路により矩形
波パルス列を整流平滑することで主出力電圧を生成する
非絶縁形直流−直流変換装置において、 前記スイッチング素子の後段に一次巻線を接続したトラ
ンスと、 入力段に前記トランスの二次巻線を備え、この二次巻線
に誘起する前記矩形波パルス列に基づく交流電圧を整流
平滑して前記主出力回路とは異なる直流電圧を生成する
任意数の副出力回路とを有すること、 を有することを特徴とする非絶縁形直流−直流変換装
置。 - 【請求項2】 前記主出力回路にコアに主巻線を巻線し
たインダクタを備えるとともに、前記副出力回路に前記
コアと同一のコアに副巻線を巻線したインダクタを備
え、 前記トランスの一次巻線、一次巻線の巻数比と、前記イ
ンダクタの主巻線、副巻線の巻数比と、主出力回路、副
出力回路の出力電圧比とを等しく設定することにより、
前記主巻線、副巻線相互の誘起電圧と、前記主巻線、副
巻線相互の整流平滑電圧を一致させることを特徴とする
請求項1記載の非絶縁形直流−直流変換装置。 - 【請求項3】 前記トランスに、スイッチング素子がオ
フ時に流れる励磁電流を直流電源側に帰還する励磁電流
帰還回路を設けたことを特徴とする請求項1記載の非絶
縁形直流−直流変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25692897A JPH1198826A (ja) | 1997-09-22 | 1997-09-22 | 非絶縁形直流−直流変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25692897A JPH1198826A (ja) | 1997-09-22 | 1997-09-22 | 非絶縁形直流−直流変換装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1198826A true JPH1198826A (ja) | 1999-04-09 |
Family
ID=17299330
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP25692897A Pending JPH1198826A (ja) | 1997-09-22 | 1997-09-22 | 非絶縁形直流−直流変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH1198826A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002345243A (ja) * | 2001-03-16 | 2002-11-29 | Ricoh Co Ltd | 安定化電源回路 |
-
1997
- 1997-09-22 JP JP25692897A patent/JPH1198826A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002345243A (ja) * | 2001-03-16 | 2002-11-29 | Ricoh Co Ltd | 安定化電源回路 |
JP4497757B2 (ja) * | 2001-03-16 | 2010-07-07 | 株式会社リコー | 安定化電源回路 |
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