JPH1175134A - 特殊なntsc受信機を用いて同一チャネル干渉ntsc信号とディジタルテレビジョン信号が共に伝送される時期を検出する方法 - Google Patents
特殊なntsc受信機を用いて同一チャネル干渉ntsc信号とディジタルテレビジョン信号が共に伝送される時期を検出する方法Info
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Abstract
をもつ同一チャネルを干渉するNTSC信号を伴う時期
を検出する方法を提供する。 【解決手段】 同一チャネル干渉アナログテレビジョン
信号を時々伴うディジタルテレビジョン信号を受信する
段階と、同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号の
ビデオ信号部分を基底帯域にシンクロダインし、第1人
造雑音を含む同位相復調結果を生成し、第2人造雑音を
含む直角位相復調結果を生成する段階と、同位相及び直
角位相復調結果を差別的に90°位相シフトさせる段階
と、シフトされる同位相及び直角位相復調結果を線形的
に組み合わせ、第1及び第2人造雑音が押さえられた線
形組合せ結果を生成する段階と、振幅が所定値を超過す
るかを検出し、ディジタルテレビジョン信号が実質的な
振幅をもつ同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号
を伴う時期を表示する信号を生成する段階とを含む。
Description
号帯域内の高周波によってディジタルテレビジョン信号
を伝送するディジタルテレビジョンに係り、特にディジ
タルテレビジョン信号が実質的な振幅をもつ同一チャネ
ルを干渉する(co-channel interferring)NTSC信号
を伴う時期をディジタルテレビジョン受信機で検出する
方法に関する。
ittee)によって1995年9月16日に発表されたディ
ジタルテレビジョン標準は、米国内のNTSC(Nationa
l Television Subcommittee)アナログテレビジョン信号
の無線放送に現在用いられているもののような6MHz
帯域幅のテレビジョンチャネルのディジタルテレビジョ
ン信号を伝送するための残留側波帯(vestigial sideba
nd:VSB)信号の名前を規定している。NTSCアナ
ログテレビジョン信号が放送される限り、あるNTSC
アナログテレビジョン信号が受信中のディジタルテレビ
ジョン信号に同一チャネル干渉を誘発する時期を受信機
内でディジタルテレビジョン信号が検出し得るようにす
ることが有利である。前記ディジタルテレビジョン受信
機は同一チャネル干渉が生じていると決定されると、こ
の決定に応じてその動作モードを変更するように設計す
ることにより、前記同一チャネル干渉の所望しない効果
を減少させることができるが、これは通常コームフィル
タによって行われていたものである。
ディジタルテレビジョン受信機で用いられるコームフィ
ルタは、前記同一チャネル干渉が生じない場合には使用
しない方がよいが、その理由はコームフィルタを使用し
なければ、このコームフィルタを通過する多数の経路か
らジョンソン雑音(Johnson noise)が付加的に発生する
ことを防止し得るためである。一般に、NTSCアナロ
グテレビジョン信号から発生する同一チャネル干渉がデ
ィジタルテレビジョン信号を基底帯域にシンクロダイン
(synchrodyning)させるためのシンボルデコーディング
(symbol decoding)時に行われるデータスライシング(da
ta slicing)動作に誤りを生じさせるほどの充分なエネ
ルギーをもつ場合、同一チャネル干渉が実在すると見な
す。1997年3月21日付けで出願された米国特許出
願第08/821,944号の「Using video signals
from auxiliary analog TV receivers for detecting N
TSCinterference in digital TV receivers」には、実
質的な同一チャネル干渉が生じているか否かを決定し、
これに応じてその動作モードを変更するように設計され
ることにより、同一チャネル干渉のような所望しない効
果を減少させるディジタルテレビジョン受信機について
記述されている。前記特許から基底帯域にディジタルテ
レビジョン信号をシンクロダインさせた後よりは、前記
NTSC同一チャネル干渉を基底帯域にシンクロダイン
させた後に、ディジタルテレビジョン受信機によるNT
SC同一チャネル干渉を検出することがより容易である
のが分かる。
特許第5,122,879号明細書の「Television syc
hronous receiver with phase shifter for reducing i
nterference from a lower adjacent channel」には受
信されたNTSC信号を同位相(in-phase)と直角位相(q
uadrature-phase)で同期的に検出するアナログテレビジ
ョン受信機について記載されている。この受信機は高周
波振幅器の応答を直接的に基底帯域にシンクロダインし
て、隣接した低いチャネルが像(Image)で現れるように
する。前記直角位相同期検出応答は500〜750kH
z以上の全てのビデオ周波数で90°位相ずれが生じ、
前記同位相同期検出応答と線形的に組み合わせられて前
記受信されたNTSC信号の同期検出がなされる間に基
底帯域に変換されたイメージ周波数成分を押さえる。前
記米国特許5,122,879号には前記過程が750
kHz以上のビデオ周波数成分までも無くしてしまうと
いう事実については記述されていない。しかし、高周波
信号の輝度の損失は腕時計に用いられるもののような小
さいスクリーンテレビジョン受信機で許されることがで
きる。
多数の周波数変換を用いるように設計されるが、チャネ
ル帯域以上の超高周波(Ultrahigh frequency:UHF)
帯域における中間周波数への第1変換はテレビジョン放
送で指定され、チャネル帯域以下の高周波(very high
frequency:VHF)帯域における中間周波数への第2
変換はテレビジョン放送で指定される。従って、像の抑
制はこれ以上問題とならない。しかも、VSBディジタ
ルテレビジョン信号の搬送波はチャネルエッジから僅か
310kHzに位置するので、NTSC信号に比べて両
側波帯(doublesideband)成分が殆ど存在しない。
期ビデオ検出応答と逆ヒルバート変換された(inverse-H
ilvert-transformed)直角位相同期ビデオ検出応答を線
形的に組み合わせる形のNTSC受信機はディジタルテ
レビジョン信号が実質的な振幅をもつ同一チャネル干渉
NTSC信号を伴う場合に、これを検出するための補助
受信機として用いられるので、ディジタルテレビジョン
信号の受信において重要であることを指摘している。前
記直角位相同期ビデオ検出応答の逆ヒルバート変換を7
50kHz以下の周波数に調整すると、前記のような補
助受信機は同一チャネルディジタルテレビジョン信号の
人造雑像(artifacts)に反応しない。ディジタルテレビ
ジョン信号の人造雑像を押さえれば、同一チャネル干渉
NTSC信号のサイズが容易に測定される。
ディジタルテレビジョン信号が同一チャネル干渉NTS
C信号を伴う時期をディジタルテレビジョン受信機で検
出する方法を具現する。前記方法は次のような過程でな
される。まず、同一チャネル干渉NTSC信号のビデオ
成分が基底帯域にシンクロダインされて前記ディジタル
テレビジョン信号の第1人造雑像(アーチファクト)を
含む同位相復調結果を生成し、前記ディジタルテレビジ
ョン信号の第2人造雑像を含む直角位相復調結果を生成
する。次に、前記同位相及び直角位相復調結果をそれぞ
れ数kHz以上の周波数で差別的に90°シフトさせた
後、線形的に組み合わせて前記ディジタルテレビジョン
信号の第1及び第2人造雑像が取り除かれた線形組合せ
結果を生成する。その後、前記線形組合せ結果の振幅が
所定の値を超過しないか否かを検出して、前記ディジタ
ルテレビジョン信号が実質的な振幅をもつ同一チャネル
干渉NTSC信号を伴う時期を表示する。
もつアナログテレビジョン信号がテレビジョン放送チャ
ネルを占有する時間を検出するための回路を含むディジ
タルテレビジョン受信機を実現する。前記受信機は入力
回路を備えるが、この入力回路はテレビジョン放送チャ
ネルからこのテレビジョン放送チャネルを占有するアナ
ログテレビジョン信号のビデオ信号部分を示す残留側波
帯振幅変調信号を選択し、この選択された残留側波帯振
幅変調信号を中間周波数信号に変換し、この中間周波数
信号を増幅して、増幅された中間周波数信号を提供す
る。前記入力回路によって受信された前記残留側波帯振
幅変調信号は残留側波帯とビデオ搬送波及び全側波帯(f
ull sideband)を含む。
送波信号と関連し、このビデオ搬送波信号の直角位相の
搬送波と関連した前記増幅された中間周波数を同期的に
検出して同位相同期検出応答及び直角位相同期検出応答
を生成する。本明細書で逆ヒルバート変換回路と命名さ
れる移相回路は、所定周波数以上の前記直角位相同期検
出応答の全ての周波数成分を90°シフトさせて移相回
路の応答を生成する。線形組合せ回路は前記同位相同期
検出の応答と移相回路の応答を線形的に組み合わせて、
前記受信された残留側波帯振幅変調信号の全側波帯と残
留側波帯によって現れる前記ビデオ信号部分に応じて線
形組合せ回路を復旧する。前記線形組合せ回路の応答は
現在受信中のテレビジョン放送チャネルを占有するディ
ジタルテレビジョン信号の応答に反応しない。しきい検
出器が前記受信機に含まれるが、このしきい検出器は第
1線形組合せ回路の応答が所定のしきい値を超える時期
を検出して、前記同一チャネルアナログテレビジョン信
号が実質的な振幅をもつ信号であることを示す。
を詳細に説明する。図1はディジタルテレビジョン信号
のみならずNTSCアナログテレビジョン信号を受信し
得るテレビジョン受信機を示す。アンテナ1によって受
信された無線テレビジョン放送信号は、適切に同調され
た無線周波数増幅器2によって増幅されて第1検出器3
に送られる。前記無線周波数増幅器2と第1検出器3
は、適切に同調されて周波数帯域内の互いに異なる位置
に存在するチャネルのいずれか一つからディジタルテレ
ビジョン信号を選択するためのチューナとしての機能を
果たす。第1検出器3は超高周波(UHF0テレビジョ
ン放送信号以上の周波数範囲にわたって同調可能な第1
局部発振を提供する第1局部発振器と、第1局部発振を
前記適切に同調された無線周波数増幅器2によって選択
されたテレビジョン信号と混合して、前記選択されたテ
レビジョン信号を上向変換することによりUHFテレビ
ジョン放送帯域内の割り当てられたチャネル周波数以上
の周波数に位置する6MHz幅のUHF中間周波数帯域
内のUHF中間周波数信号を生成する第1混合器とを含
む。
信に用いられるUHF帯域中間周波数増幅器6へ前記U
HF中間周波数信号を供給する。UHF中間周波数増幅
器6の出力はNTSCオーディオ受信に用いられる第2
検出器9に印加される。第2検出器9は、UHFテレビ
ジョン放送帯域周波数以上の所定の周波数の第2局部発
振を提供する第2局部発振器と、第2局部発振と前記U
HF中間周波数増幅器6の出力を混合してVHFテレビ
ジョン放送帯域内の割り当てられたチャネル周波数以下
の周波数に位置するVHF中間周波数信号を生成する第
2混合器とを含む。このVHF中間周波数信号はVHF
中間周波数増幅器12に印加される。
タキャリアサウンド検出器34に印加されるが、このイ
ンタキャリアサウンド検出器34は4.5MHzのイン
タキャリアサウンド中間周波数信号をインタキャリアサ
ウンド中間周波数増幅器35へ供給する。インタキャリ
アサウンド中間周波数増幅器35はインタキャリアサウ
ンド中間周波数信号を増幅し、前記増幅された信号を対
称的に制限してFM検出器36へ印加する。FM検出器
36は前記ディジタルテレビジョン受信機のアナログテ
レビジョン受信機部分の残りの構成部分へ供給される基
底帯域複合信号(baseband composite signal)を再生す
る。前記残りの構成部分には一般に立体音響(stereopho
nic)デコーダ回路が含まれる。NTSCオーディオ信号
がFMオーディオキャリアのみを通過させて中間周波数
に変換する中間周波数増幅器6,12で狭帯域フィルタ
リングされて選択される場合には、前記インタキャリア
サウンド検出器34は逓倍器(multiplier)にしてもよい
が、この逓倍器は中間周波数増幅器(10または11)
の出力に応答する狭帯域フィルタによって前記逓倍器で
選択されるビデオ搬送波として前記中間周波数増幅器1
2の出力を逓倍する。NTSCオーディオ信号が「準並
列(quasi-parallel)」サウンドを行うためにNTSオー
ディオ及びビデオ搬送波を共に通過させて中間周波数に
変換させる前記中間周波数増幅器6,12でフィルタリ
ングされて選択される場合には、前記インタキャリアサ
ウンド検出器34は単純な整流器、或いは二乗器であ
る。
TSC受信に共に用いられるUHF帯域中間周波数増幅
器37へ高周波帯域信号を供給する。UHF中間周波数
増幅器37内のSAW(surface-acoustic-wave)フィル
タはATSCディジタルテレビジョン信号とNTSCビ
デオ信号に対する全ての中間周波数出力を決定し、NT
SCオーディオ信号は拒否する。SAWフィルタはUH
F中間周波数帯域に変換される6MHz幅のテレビジョ
ン放送チャネルの残りのチャネルにわたって平坦な振幅
出力を有し、自分の通過帯域にわたって線形の位相出力
を有する。前記UHF中間周波数増幅器37内のSAW
フィルタの前段には多重反射を最小化させる所定のソー
スインピダンスからSAWフィルタを駆動させるように
設計されたトランジスタ増幅器が設けられる。前記所定
のソースインピダンスを保持するためには前記トランジ
スタ増幅器の利得が固定の値を有しながら、前記SAW
フィルタ内の挿入損失を克服するに充分なものが好まし
い。UHF中間周波数増幅器37の出力はATSCディ
ジタルテレビジョン受信及びNTSCビデオ受信に用い
られる第2検出器38へ印加される。第2検出器38は
UHFテレビジョン放送帯域周波数以上の所定の周波数
の第2局部発振を提供する第2局部発振器と、第2局部
発振とUHF中間周波数増幅器37の出力を混合してV
HFテレビジョン放送帯域内の割り当てられたチャネル
以下の周波数に位置するVHF中間周波数信号を生成す
る第2混合器とを含む。
HF中間周波数信号はVHF中間周波数増幅器41に印
加されるが、このVHF中間周波数増幅器41は60d
Bまたはそれ以上の増幅を提供する調整利得(cotrolled
-gain)トランジスタ増幅器段を含む。VHF中間周波数
増幅器41はその出力信号レベルに応答する逆自動利得
調整段(reverse automatic gain control(AGC))を備え
る。この逆AGCは自分の提供する利得の線形性のため
のものである。前記RF増幅器2は中間周波数増幅器4
7の出力信号レベルに応じる遅延した逆自動利得調整段
を備える。
号は基底帯域シンボルコードを検出するATSCシンボ
ルコード検出器13に印加される。ATSCシンボルコ
ード検出器13はデータ搬送波の残留側波帯振幅変調を
検出するための同位相同期検出器を使用し、前記同期検
出器にシンクロダイン信号を供給する制御発振器に対す
る自動周波数/位相制御(automaitc frequency and pha
se control:AFPC)を行うために直角位相同期検出器
を使用する。前記同位相同期検出器はアナログ領域で動
作し、アナログディジタル変換器14によってその出力
が10ビットにディジタル化される。また、シンボルコ
ード検出器13とその後続段のアナログ−ディジタル変
換器14は、中間周波数増幅器47のVHF帯域出力を
基底帯域以上の最終中間周波数帯域に変換させる第2検
出器と、前記ディジタル化された第2検出器の出力を基
底帯域にシンクダインするディジタルシンクロダイン回
路で代替することができる。
5日付で公布された米国特許のC.B.Patelの「Digital
VSB detector with bandpass phase tracker,as for in
clusion in an HDTV receiver」と、1995年8月2
0日付けで公布された米国特許第5,548,618号
明細書の「Digital VSB detector with bandpass phase
tracker using rader filters,as for use in an HDTV
receiver」に記述されている。ディジタルテレビジョ
ン信号が受信されると、パイロット信号の受信から由来
したダイレクト信号が基底帯域で再生されるシンボルコ
ードを伴ってパイロット搬送波検出器15によって検出
され、ディジタルテレビジョンイネーブル信号を生成す
る。このディジタルテレビジョンイネーブル信号はディ
ジタルテレビジョン受信機のディスプレイ部分を調節し
てNTSCテレビジョン像よりはディジタルテレビジョ
ン像をディスプレイするようにする。前記パイロット搬
送波検出器15は図1に示すようにディジタル入力信号
に応じる形か、或いはシンボルコード検出器13から直
接的に提供されるアナログ入力信号に応じる形のもので
ある。
らシンボルデコーダ20に供給されるディジタル化され
た基底帯域シンボルコードを示している。前記シンボル
デコーダ20は本発明者が1996年1月12日付けで
米国特許出願第08/746,520号の「Digital te
levision receiver with adaptive filter circuitryfo
r suppressing NTSC co-channel interference」に詳細
に記述されている。シンボルデコーダ20はシンボルデ
コーダ20の入力信号をデータスライシングして第1シ
ンボルデコーダの出力を生成するデータスライサ21
と、NTSC同一チャネル干渉信号を抑える応答信号を
シンボルデコーダ20に提供するNTSC除去コームフ
ィルタ22と、コームフィルタ22の出力をデータスラ
イシングして、間違ったシンボルデコーダの出力を補正
するデータスライサ24と、間違ったシンボルデコーダ
の出力を補正して第2シンボルデコーダの出力を生成す
る整合コームフィルタ24と、前記第1及び第2シンボ
ルデコーダの出力のいずれか一つを信号デコーダ20に
よってディジタルテレビジョン受信機のトレリスデコー
ダ(trellis decoder)16に提供される最終的なシンボ
ルデコーダ出力として選択するマルチプレクサ25とを
含む。シンボルデコーダ初期化期間を除いた時間にNT
SC同一チャネル干渉信号の受信される表示がない場合
には、マルチプレクサ25が整合コームフィルタ24か
ら第2シンボルデコーダの出力を選択してトレリスデコ
ーダ16にシンボルデコーダ20の出力信号を提供す
る。
ィジタルテレビジョンの信号にデータセグメント同期化
及びフィールド同期化コードグループが現れる期間にテ
レビジョン受信機内のメモリから出力される理想的なシ
ンボルデコーディング結果を提供するように変更するこ
とにより、前記シンボルデコーダ20の機能を向上させ
ることができる。このように向上したシンボルデコーダ
は、本発明者が1997年4月15日付けで米国特許出
願第08/839,691号「Digital television rec
eiver with adaptive filter circuitry for suppressi
ng NTSC co-channel interference」に詳細に記述され
ている。
は、NTSCビデオ搬送波の変調を基底帯域にシンクロ
ダインする回路46へ印加される。同位相同期検出器と
直角位相同期検出器がNTSCビデオ搬送波の変調を基
底帯域にシンクロダインするための前記回路46に用い
られる。シンクロダインは基底帯域以上の最終の中間周
波数帯域に変換された後、ディジタル領域内で行われて
最終の中間周波数がディジタル化されうるようにする。
また、基底帯域へのNTSCビデオ搬送波変調のシンク
ロダインはアナログ領域内で行われることができ、この
ような目的のために用いられる同位相同期検出器と直角
位相同期検出器の出力はアナログ−ディジタル変換器を
用いてそれぞれディジタル化されることができる。直角
位相同期検出器の応答(Q)はNTSC信号の単一側波
帯の成分(即ち、750kHz以上の成分)と同位相同
期検出器の応答(I)に現れるディジタルテレビジョン
信号の人造雑音のヒルバート変換である。前記直角位相
同期検出器の応答(Q)によって提供されるヒルバート
変換は位相シフトされ、逆ヒルバート変換回路47によ
って全ての周波数(応答のない一番低い周波数を除い
た)で90°遅れを提供する。
択的な形でなされる。線形組合せ器47,48のいずれ
か一方は加算器となり、他方は減算器となる。回路47
の逆ヒルバート変換出力は線形組合せ器48内の同位相
同期検出器の出力と線形的に組み合わせられてアナログ
テレビジョン受信機回路の残りの部分に提供されるため
のレベルに補正されるようにブーストされた高周波数を
もつ複合ビデオ信号を生成する。基底帯域複合ビデオ信
号と関連して、前記残りの部分には同期分離回路、カラ
ー信号再生回路及び4:3画面比のNTSC画像をディ
ジタルテレビジョン像をディスプレイする16:9画面
に表示し得るように変換させる回路が含まれる。
組合せ器49でシンクロダイン回路46の同位相基底帯
域出力(I)と線形的に組み合わせられて750kHz
以上をカットオフする輝度信号を生成するが、この輝度
信号にはディジタルテレビジョン人造雑音がない。線形
組合せ器48、49がそれぞれ加算器と減算器である
か、それとも線形組合せ器48、49がそれぞれ減算器
と加算器であるかは、前記直角位相同期検出器の動作を
同位相同期検出の動作を進ませるか遅らせるかによって
決定される。
低域通過フィルタ50によってフィルタリングされた
後、ディジタルテレビジョン信号の受信動作がなされる
間のNTSC同一チャネル干渉信号のエネルギーを表示
するために、二乗器(squarer)31によって二乗される
前記線形組合せ器49から出力される帯域制限された輝
度信号を示している。前記二乗器31は乗数(multiplie
r)と被乗数(multiplicand)で信号を受信するディジタル
逓倍器から構成されることができるが、ROM(read on
ly memory)で具現することがさらに実用的である。二乗
器31の出力信号はディジタルテレビジョン信号受信時
のNTSC同一チャネル干渉信号のエネルギーを表示す
る。
いない誤りをデータスライサ21に流入させるのに不充
分なNTSC同一チャネル干渉信号より低いしきい値を
前記NTSC同一チャネル干渉信号のエネルギーが超過
するほど充分大きい時期を決定する。しきい検出器31
の出力はマルチプレクサ制御回路33に印加される。マ
ルチプレクサ制御回路33はシンボルデコーダ20の出
力信号として提供される最終シンボルデコーダの出力を
決定する第1及び第2シンボルデコーダの出力をマルチ
プレクサ25が選択する動作を制御する。マルチプレク
サ制御回路33はマルチプレクサ25がシンボルデコー
ダ初期化期間に第1シンボルデコーダの出力をシンボル
デコーダ20の出力回路として選択するように制御す
る。他の期間には前記マルチプレクサ制御回路33は前
記しきい検出器32の出力がNTSC同一チャネル干渉
信号が補正されていない誤りをデータスライサ21の動
作に流入するようにするに不充分であることを現す間、
前記マルチプレクサ25がシンボルデコーダ20の出力
信号として第1シンボルデコーダの出力を選択するよう
に制御し、そうでない場合にはマルチプレクサ25をし
てシンボルデコーダ20の出力信号として第2シンボル
デコーダの出力を選択させるように制御する。
1によって二乗せず、ディジタルしきい検出器32に提
供するために図1の装置を変形した形を示す。線形組合
せ器49の出力は本質的に最大750kHzの基底帯域
輝度信号なので、いつも同じ極性を有する。従って、二
乗器31を省略することができ、ディジタルしきい検出
器32はディジタルしきい検出器032の所定のしきい
値の二乗根に相当する所定のしきい値をもつディジタル
しきい検出器32で代替することができる。即ち、ディ
ジタルしきい検出器32の所定のしきい値はディジタル
しきい検出器032の所定のしきい値の二乗になる。
て、低域通過フィルタ50が含まれることにより、逆ヒ
ルバート変換回路47に対する要求事項を緩和させる
が、これは低域通過フィルタ50のカットオフ周波数以
上の周波数部分のディジタルテレビジョン人造雑像を抑
えるために、前記周波数部分には正確に90°の遅れが
提供される必要がないからである。逆ヒルバート変換回
路47が4.2MHzの周波数に正確に90°の遅れを
提供する場合、前記低域通過フィルタ50をストレート
挿入連結(straight-through connection)で代替するこ
とができる。逆ヒルバート変換フィルタ47の出力を線
形組合せ器48でシンクロダイン回路46の同位相基底
低域出力(I)と組み合わせて複合ビデオ信号を高周波
数にブーストするにおいて、前記逆ヒルバート変換回路
47が4.2MHzまでの周波数に対して正確に90°
の遅れを提供する必要はないが、これは遅れの誤りが酷
くない場合に正確でない遅れを伴う複合ビデオ信号の高
周波数のロールオフ(roll-off)を補償するためにビデオ
ピーキング回路(video peaking circuitry)が用いられ
ることができるからである。
の変形例を示す。図3において、逆ヒルバート変換回路
47がシンクロダイン回路46の直角位相基底帯域応答
Qをシフトさせて線形組合せ器48,49に印加する代
わりに、逆ヒルバート変換回路51がシンクロダイン回
路46の直角位相基底帯域応答Qをシフトさせて線形組
合せ器48に印加し、他の逆ヒルバート変換回路49が
シンクロダイン回路46の直角位相基底帯域応答Qをシ
フトさせて線形組合せ器49に印加する。逆ヒルバート
変換回路51は0.5MHz〜4.2MHzの周波数に
正確に90°の遅れを提供して前記複合ビデオ信号のス
ペクトル応答を最適化させるが、0.5MHz以下の周
波数に90°の遅れを提供する必要はない。これによ
り、最高4.2MHzの周波数に90°の遅れを提供す
るに必要な高いディジタルサンプリング比で0.5MH
z以下の周波数に90°の遅れを提供するに必要な多く
のタップFIR(finite-impulse-response)フィルタが
不要となる。前記高いディジタルサンプリング比は最高
4.2MHzの周波数に90°の遅れを提供するのにも
必要である。低域通過フィルタ50を使用するので、逆
ヒルバート変換回路52は最高1.0MHzまでの周波
数にのみ正確に90°の遅れを提供すべきである。
線比(scan line rate)以下で0.5MHz以下の周波数
に90°の遅れを提供する。このような要求条件は逆ヒ
ルバート変換回路51に用いられるディジタルサンプリ
ング比より4倍低い1/10のディジタルサンプリング
比で充足されることができ、逆ヒルバート変換回路52
内におけるFIRフィルタリングのために差別的に遅れ
たサンプリングを提供するための一時的な貯蔵に対する
必要性を減らす。低域通過フィルタ50は0.5MHz
以下の低いカットオフ周波数を持たせて、逆ヒルバート
変換回路52で用いられる前記1/10ディジタルサン
プリング比が逆ヒルバート変換回路51で用いられるデ
ィジタルサンプリング比より8倍低くなるように設計す
ることができる。また、低域通過フィルタ50のカット
オフ周波数をもう1回二等分するか或いは数回二等分し
て前記逆ヒルバート変換回路52で用いられる1/10
ディジタルサンプリング比が逆ヒルバート変換回路51
で用いられるディジタルサンプリング比の1/10とな
るようにすることができる。
行われる動作方法を示す流れ図である。初期段階S0で
はビデオ信号部分をもった同一チャネル干渉アナログテ
レビジョン信号を時々伴うディジタルテレビジョン信号
を受信し、このようなディジタルテレビジョン信号受信
動作は図1のテレビジョン受信機の構成要素1,2,
3,37,38,41によって行われる。シンクロダイ
ン回路46はS1段階を行うが、この段階S1では同一
チャネル干渉アナログテレビジョン信号のビデオ信号部
分を基底帯域にシンクロダインしてディジタルテレビジ
ョン信号の第1人造雑音を含む同位相復調結果を生成
し、ディジタルテレビジョン信号の第2人造雑音を含む
直角位相復調結果を生成する。逆ヒルバート変換回路4
7はS2段階を行うが、この段階S2では750kHz
以下の所定の周波数範囲内の周波数で前記同位相及び直
角位相復調結果を差別的に90°位相シフトさせる。
の段階S3では前記所定の周波数範囲内の周波数で差別
的に90°位相シフトされた同位相及び直角位相復調結
果を線形的に組み合わせて、前記所定の周波数範囲内の
ディジタルテレビジョン信号の第1及び第2人造雑音が
取り除かれた組合せ結果を生成する。(低域通過フィル
タ50は前記所定の周波数範囲の上限を決定する)二乗
器31はS4段階を行うが、この段階S4では前記線形
組合せ結果を二乗する。ディジタルしきい検出器32は
最終段階S5を行うが、この段階S5では前記線形組合
せの結果を二乗した結果が前記所定値の二乗を超過する
か否かを検出して、ディジタルテレビジョン信号が実質
的な振幅をもつ同一チャネル干渉アナログテレビジョン
信号を伴うかを決定する。
行われる動作方法を示した流れ図で、逆ヒルバート変換
回路47によって行われる段階S2が図4と異なるが、
図5の段階S2’で750kHz以下の所定の周波数範
囲内の周波数で直角位相復調結果を90°位相シフトさ
せる。図6は図2のテレビジョン受信機によって行われ
る動作方法を示す流れ図である。図6に示した方法も図
4のS0,S1,S2,S3段階と同一の段階を利用す
る。図1のテレビジョン受信機の二乗器31によって行
われる二乗遂行段階S4は、図2のテレビジョン受信機
の動作では省略される。図1のテレビジョン受信機のデ
ィジタルしきい検出器32によって行われるS5段階
は、図2のテレビジョン受信機の動作ではS5’段階で
代替されるが、この段階(S5’)で所定の周波数範囲
内の線形組合せ結果の振幅が所定値を超過するかを検出
して、ディジタルテレビジョン信号が実質的な振幅をも
つ同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号を伴う時
期を表す信号を生成する。この段階(S5’)は図2の
テレビジョン受信機のディジタルしきい検出器32によ
って行われる。
行われる動作方法を示す流れ図で、逆ヒルバート変換回
路47によって行われる図4のS2段階が図7のS2’
段階と異なる。この段階(S2’)では750kHz以
下の所定の周波数範囲内の周波数で直角位相復調結果を
90°位相シフトさせる。
タルテレビジョン信号が受信でき、ディジタルテレビジ
ョン信号内の同一チャネル干渉NTSCアナログテレビ
ジョン信号の存在を検出するための本発明の方法を用い
るテレビジョン受信機の構成図である。
タルテレビジョン信号が受信でき、ディジタルテレビジ
ョン信号内の同一チャネル干渉NTSCアナログテレビ
ジョン信号の存在を検出するための本発明の方法を用い
るテレビジョン受信機の構成図である。
を示す構成図である。
レビジョン信号が実質的な振幅をもつ同一チャネル干渉
NTSC信号を伴う時期をディジタルテレビジョン受信
機で検出する方法を示す流れ図である。
れ図である。
れ図である。
れ図である。
Claims (8)
- 【請求項1】 ビデオ信号部分をもつ同一チャネル干渉
アナログテレビジョン信号を時々伴うディジタルテレビ
ジョン信号を受信する段階と、 同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号のビデオ信
号部分を基底帯域にシンクロダインして前記ディジタル
テレビジョン信号の第1人造雑音を含む同位相復調結果
を生成し、前記ディジタルテレビジョン信号の第2人造
雑音を含む直角位相復調結果を生成する段階と、 750kHz以下の所定の周波数範囲内の周波数で前記
同位相及び直角位相復調結果を差別的に90°位相シフ
トさせる段階と、 前記所定の周波数範囲内の周波数で差別的にそれぞれ9
0°位相シフトされる同位相及び直角位相復調結果を線
形的に組み合わせて前記所定の周波数範囲内のディジタ
ルテレビジョン信号の第1及び第2人造雑音が押さえら
れた線形組合せ結果を生成する段階と、 前記所定の周波数範囲内の前記線形組合せ結果の振幅が
所定値を超過するかを検出して、前記ディジタルテレビ
ジョン信号が実質的な振幅をもつ同一チャネル干渉アナ
ログテレビジョン信号を伴う時期を表示する信号を生成
する段階とを含む方法。 - 【請求項2】 前記750kHz以下の所定の周波数範
囲内の周波数で前記同位相及び直角位相復調結果を差別
的に90°位相シフトさせる段階が前記直角位相復調結
果を逆ヒルバート変換させる段階を含むことを特徴とす
る請求項1記載の方法。 - 【請求項3】 前記線形組合せ結果の振幅が前記所定値
を超過するかを検出する段階は、前記線形組合せの結果
を二乗する段階と、前記線形組合せの結果を二乗した結
果が前記所定値を超過するかを検出する段階を含むこと
を特徴とする請求項1記載の方法。 - 【請求項4】 ビデオ信号部分をもつ同一チャネル干渉
アナログテレビジョン信号を時々伴うディジタルテレビ
ジョン信号を受信する段階と、 同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号のビデオ信
号部分を基底帯域にシンクロダインして前記ディジタル
テレビジョン信号の第1人造雑音を含む同位相復調結果
を生成し、前記ディジタルテレビジョン信号の第2人造
雑音を含む直角位相復調結果を生成する段階と、 前記直角位相復調結果を750kHz以下の所定の周波
数範囲内の周波数で90°位相シフトさせる段階と、 前記位相シフトされた直角移相復調結果を前記同位相及
び直角位相復調結果と線形的に組み合わせて、前記所定
の周波数範囲内の前記ディジタルテレビジョン信号の第
1及び第2人造雑音が抑えられた線形組合せの結果を生
成する段階と、 所定値を超過する前記所定の周波数範囲内の前記線形組
合せ結果の振幅を検出して、前記ディジタルテレビジョ
ン信号が実質的な振幅をもつ同一チャネル干渉アナログ
テレビジョン信号を伴うことを示す信号を生成する段階
とを含むことを特徴とする方法。 - 【請求項5】 前記所定値を超過する前記所定の周波数
範囲内の前記線形組合せ結果の振幅を検出して、前記デ
ィジタルテレビジョン信号が実質的な振幅をもつ同一チ
ャネル干渉アナログテレビジョン信号を伴うことを示す
信号を生成する段階が、 前記線形組合せの結果を二乗する段階と、 前記線形組合せの結果を二乗した結果が前記所定値の二
乗を超過する時期を検出して、前記ディジタルテレビジ
ョン信号が実質的な振幅をもつ同一チャネル干渉NTS
C信号を伴うことを示す信号を生成する段階を含むこと
を特徴とする請求項4記載の方法。 - 【請求項6】 実質的な振幅をもつアナログテレビジョ
ン信号がテレビジョン放送チャネルを占有する時間を検
出する回路を備えたディジタルテレビジョン受信機にお
いて、 前記回路が、 前記テレビジョン放送チャネルを占有するアナログテレ
ビジョン信号のビデオ信号部分を示し、残留側波帯と共
にビデオ搬送波と全側波帯を含む残留側波帯の振幅変調
信号をテレビジョン放送チャネルから選択し、この選択
された残留側波帯の振幅変調信号を中間周波数信号に変
換し、この中間周波数信号を増幅して、増幅された中間
周波数信号を提供する入力回路と、 前記ビデオ搬送波信号とこのビデオ搬送波信号の直角位
相の搬送波に対して前記増幅された中間周波数信号を同
期的に検出して、同位相同期検出応答と直角位相同期検
出応答を生成するビデオシンクダイン回路と、 所定周波数以上の前記直角位相同期検出応答の全ての周
波数成分を90°位相シフトさせる第1移相回路と、 前記同位相同期検出応答と前記第1移相回路の応答を線
形的に組み合わせて、前記テレビジョン放送チャネルを
占有するディジタルテレビジョン信号に対する応答と関
係の無い第1線形組合せ回路の応答を前記全側波帯と残
留側波帯で現れる前記ビデオ信号の一部に復旧する第1
線形組合せ回路と、 前記第1線形組合せ回路の応答が所定のしきい値を超過
するかを決定して、同一チャネルアナログテレビジョン
信号が実質的な振幅をもつことを示す信号を生成するし
きい検出器を含むことを特徴とするディジタルテレビジ
ョン受信機。 - 【請求項7】 前記同位相同期検出の応答と前記第1移
相回路の応答を線形組合せて第2線形組合せ回路の応答
を前記ビデオ信号に復旧する第2線形組合せ回路をさら
に含むことを特徴とする請求項6記載のディジタルテレ
ビジョン受信機。 - 【請求項8】 500kHz以上の前記直角位相同期検
出応答の全ての周波数成分を90°位相シフトさせて第
2移相回路の応答を生成する第2移相回路と、 前記同位相同期検出の応答と前記第2移相回路の応答を
線形的に組み合わせて前記第2線形組合せ回路の応答を
前記ビデオ信号に復旧する第2線形組合せ回路をさらに
含むことを特徴とする請求項6記載のディジタルテレビ
ジョン受信機。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US882,540 | 1986-07-07 | ||
US08/882,540 US5852476A (en) | 1997-03-21 | 1997-06-25 | Using special NTSC receiver to detect when co-channel interfering NTSC signal accompanies a digital tv signal |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1175134A true JPH1175134A (ja) | 1999-03-16 |
JP3576816B2 JP3576816B2 (ja) | 2004-10-13 |
Family
ID=25380813
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP17944798A Expired - Fee Related JP3576816B2 (ja) | 1997-06-25 | 1998-06-25 | ディジタルテレビジョン信号が同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号を伴う時期を検出する方法および装置 |
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Country | Link |
---|---|
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KR (1) | KR100274743B1 (ja) |
CA (1) | CA2241408C (ja) |
-
1998
- 1998-06-23 CA CA002241408A patent/CA2241408C/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-06-25 KR KR1019980024181A patent/KR100274743B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1998-06-25 JP JP17944798A patent/JP3576816B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CA2241408A1 (en) | 1998-12-25 |
JP3576816B2 (ja) | 2004-10-13 |
CA2241408C (en) | 2002-04-09 |
KR100274743B1 (ko) | 2000-12-15 |
KR19990007349A (ko) | 1999-01-25 |
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