JPH1175134A - 特殊なｎｔｓｃ受信機を用いて同一チャネル干渉ｎｔｓｃ信号とディジタルテレビジョン信号が共に伝送される時期を検出する方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ディジタルテレビジョン信号が実質的な振幅
をもつ同一チャネルを干渉するＮＴＳＣ信号を伴う時期
を検出する方法を提供する。 【解決手段】 同一チャネル干渉アナログテレビジョン
信号を時々伴うディジタルテレビジョン信号を受信する
段階と、同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号の
ビデオ信号部分を基底帯域にシンクロダインし、第１人
造雑音を含む同位相復調結果を生成し、第２人造雑音を
含む直角位相復調結果を生成する段階と、同位相及び直
角位相復調結果を差別的に９０°位相シフトさせる段階
と、シフトされる同位相及び直角位相復調結果を線形的
に組み合わせ、第１及び第２人造雑音が押さえられた線
形組合せ結果を生成する段階と、振幅が所定値を超過す
るかを検出し、ディジタルテレビジョン信号が実質的な
振幅をもつ同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号
を伴う時期を表示する信号を生成する段階とを含む。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はテレビジョン放送信
号帯域内の高周波によってディジタルテレビジョン信号
を伝送するディジタルテレビジョンに係り、特にディジ
タルテレビジョン信号が実質的な振幅をもつ同一チャネ
ルを干渉する(co-channel interferring)ＮＴＳＣ信号
を伴う時期をディジタルテレビジョン受信機で検出する
方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＡＴＳＣ(Advanced Television Subcomm
ittee)によって１９９５年９月１６日に発表されたディ
ジタルテレビジョン標準は、米国内のＮＴＳＣ(Nationa
l Television Subcommittee)アナログテレビジョン信号
の無線放送に現在用いられているもののような６ＭＨｚ
帯域幅のテレビジョンチャネルのディジタルテレビジョ
ン信号を伝送するための残留側波帯（vestigial sideba
nd：ＶＳＢ）信号の名前を規定している。ＮＴＳＣアナ
ログテレビジョン信号が放送される限り、あるＮＴＳＣ
アナログテレビジョン信号が受信中のディジタルテレビ
ジョン信号に同一チャネル干渉を誘発する時期を受信機
内でディジタルテレビジョン信号が検出し得るようにす
ることが有利である。前記ディジタルテレビジョン受信
機は同一チャネル干渉が生じていると決定されると、こ
の決定に応じてその動作モードを変更するように設計す
ることにより、前記同一チャネル干渉の所望しない効果
を減少させることができるが、これは通常コームフィル
タによって行われていたものである。

【０００３】ＮＴＳＣ同一チャネル干渉を抑えるために
ディジタルテレビジョン受信機で用いられるコームフィ
ルタは、前記同一チャネル干渉が生じない場合には使用
しない方がよいが、その理由はコームフィルタを使用し
なければ、このコームフィルタを通過する多数の経路か
らジョンソン雑音(Johnson noise)が付加的に発生する
ことを防止し得るためである。一般に、ＮＴＳＣアナロ
グテレビジョン信号から発生する同一チャネル干渉がデ
ィジタルテレビジョン信号を基底帯域にシンクロダイン
(synchrodyning)させるためのシンボルデコーディング
(symbol decoding)時に行われるデータスライシング(da
ta slicing)動作に誤りを生じさせるほどの充分なエネ
ルギーをもつ場合、同一チャネル干渉が実在すると見な
す。１９９７年３月２１日付けで出願された米国特許出
願第０８／８２１，９４４号の「Using video signals
from auxiliary analog TV receivers for detecting N
TSCinterference in digital TV receivers」には、実
質的な同一チャネル干渉が生じているか否かを決定し、
これに応じてその動作モードを変更するように設計され
ることにより、同一チャネル干渉のような所望しない効
果を減少させるディジタルテレビジョン受信機について
記述されている。前記特許から基底帯域にディジタルテ
レビジョン信号をシンクロダインさせた後よりは、前記
ＮＴＳＣ同一チャネル干渉を基底帯域にシンクロダイン
させた後に、ディジタルテレビジョン受信機によるＮＴ
ＳＣ同一チャネル干渉を検出することがより容易である
のが分かる。

【０００４】１９９２年６月１６日付で公布された米国
特許第５，１２２，８７９号明細書の「Television syc
hronous receiver with phase shifter for reducing i
nterference from a lower adjacent channel」には受
信されたＮＴＳＣ信号を同位相(in-phase)と直角位相(q
uadrature-phase)で同期的に検出するアナログテレビジ
ョン受信機について記載されている。この受信機は高周
波振幅器の応答を直接的に基底帯域にシンクロダインし
て、隣接した低いチャネルが像(Image)で現れるように
する。前記直角位相同期検出応答は５００〜７５０ｋＨ
ｚ以上の全てのビデオ周波数で９０°位相ずれが生じ、
前記同位相同期検出応答と線形的に組み合わせられて前
記受信されたＮＴＳＣ信号の同期検出がなされる間に基
底帯域に変換されたイメージ周波数成分を押さえる。前
記米国特許５，１２２，８７９号には前記過程が７５０
ｋＨｚ以上のビデオ周波数成分までも無くしてしまうと
いう事実については記述されていない。しかし、高周波
信号の輝度の損失は腕時計に用いられるもののような小
さいスクリーンテレビジョン受信機で許されることがで
きる。

【０００５】現在のディジタルテレビジョン受信機は、
多数の周波数変換を用いるように設計されるが、チャネ
ル帯域以上の超高周波（Ultrahigh frequency:ＵＨＦ）
帯域における中間周波数への第１変換はテレビジョン放
送で指定され、チャネル帯域以下の高周波（very high
frequency：ＶＨＦ）帯域における中間周波数への第２
変換はテレビジョン放送で指定される。従って、像の抑
制はこれ以上問題とならない。しかも、ＶＳＢディジタ
ルテレビジョン信号の搬送波はチャネルエッジから僅か
３１０ｋＨｚに位置するので、ＮＴＳＣ信号に比べて両
側波帯(doublesideband)成分が殆ど存在しない。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】本発明者は、同位相同
期ビデオ検出応答と逆ヒルバート変換された(inverse-H
ilvert-transformed)直角位相同期ビデオ検出応答を線
形的に組み合わせる形のＮＴＳＣ受信機はディジタルテ
レビジョン信号が実質的な振幅をもつ同一チャネル干渉
ＮＴＳＣ信号を伴う場合に、これを検出するための補助
受信機として用いられるので、ディジタルテレビジョン
信号の受信において重要であることを指摘している。前
記直角位相同期ビデオ検出応答の逆ヒルバート変換を７
５０ｋＨｚ以下の周波数に調整すると、前記のような補
助受信機は同一チャネルディジタルテレビジョン信号の
人造雑像(artifacts)に反応しない。ディジタルテレビ
ジョン信号の人造雑像を押さえれば、同一チャネル干渉
ＮＴＳＣ信号のサイズが容易に測定される。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明の一実施形態は、
ディジタルテレビジョン信号が同一チャネル干渉ＮＴＳ
Ｃ信号を伴う時期をディジタルテレビジョン受信機で検
出する方法を具現する。前記方法は次のような過程でな
される。まず、同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号のビデオ
成分が基底帯域にシンクロダインされて前記ディジタル
テレビジョン信号の第１人造雑像（アーチファクト）を
含む同位相復調結果を生成し、前記ディジタルテレビジ
ョン信号の第２人造雑像を含む直角位相復調結果を生成
する。次に、前記同位相及び直角位相復調結果をそれぞ
れ数ｋＨｚ以上の周波数で差別的に９０°シフトさせた
後、線形的に組み合わせて前記ディジタルテレビジョン
信号の第１及び第２人造雑像が取り除かれた線形組合せ
結果を生成する。その後、前記線形組合せ結果の振幅が
所定の値を超過しないか否かを検出して、前記ディジタ
ルテレビジョン信号が実質的な振幅をもつ同一チャネル
干渉ＮＴＳＣ信号を伴う時期を表示する。

【０００８】本発明の他の実施形態は、実質的な振幅を
もつアナログテレビジョン信号がテレビジョン放送チャ
ネルを占有する時間を検出するための回路を含むディジ
タルテレビジョン受信機を実現する。前記受信機は入力
回路を備えるが、この入力回路はテレビジョン放送チャ
ネルからこのテレビジョン放送チャネルを占有するアナ
ログテレビジョン信号のビデオ信号部分を示す残留側波
帯振幅変調信号を選択し、この選択された残留側波帯振
幅変調信号を中間周波数信号に変換し、この中間周波数
信号を増幅して、増幅された中間周波数信号を提供す
る。前記入力回路によって受信された前記残留側波帯振
幅変調信号は残留側波帯とビデオ搬送波及び全側波帯(f
ull sideband)を含む。

【０００９】ビデオシンクロダイン回路は前記ビデオ搬
送波信号と関連し、このビデオ搬送波信号の直角位相の
搬送波と関連した前記増幅された中間周波数を同期的に
検出して同位相同期検出応答及び直角位相同期検出応答
を生成する。本明細書で逆ヒルバート変換回路と命名さ
れる移相回路は、所定周波数以上の前記直角位相同期検
出応答の全ての周波数成分を９０°シフトさせて移相回
路の応答を生成する。線形組合せ回路は前記同位相同期
検出の応答と移相回路の応答を線形的に組み合わせて、
前記受信された残留側波帯振幅変調信号の全側波帯と残
留側波帯によって現れる前記ビデオ信号部分に応じて線
形組合せ回路を復旧する。前記線形組合せ回路の応答は
現在受信中のテレビジョン放送チャネルを占有するディ
ジタルテレビジョン信号の応答に反応しない。しきい検
出器が前記受信機に含まれるが、このしきい検出器は第
１線形組合せ回路の応答が所定のしきい値を超える時期
を検出して、前記同一チャネルアナログテレビジョン信
号が実質的な振幅をもつ信号であることを示す。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して本発明
を詳細に説明する。図１はディジタルテレビジョン信号
のみならずＮＴＳＣアナログテレビジョン信号を受信し
得るテレビジョン受信機を示す。アンテナ１によって受
信された無線テレビジョン放送信号は、適切に同調され
た無線周波数増幅器２によって増幅されて第１検出器３
に送られる。前記無線周波数増幅器２と第１検出器３
は、適切に同調されて周波数帯域内の互いに異なる位置
に存在するチャネルのいずれか一つからディジタルテレ
ビジョン信号を選択するためのチューナとしての機能を
果たす。第１検出器３は超高周波（ＵＨＦ０テレビジョ
ン放送信号以上の周波数範囲にわたって同調可能な第１
局部発振を提供する第１局部発振器と、第１局部発振を
前記適切に同調された無線周波数増幅器２によって選択
されたテレビジョン信号と混合して、前記選択されたテ
レビジョン信号を上向変換することによりＵＨＦテレビ
ジョン放送帯域内の割り当てられたチャネル周波数以上
の周波数に位置する６ＭＨｚ幅のＵＨＦ中間周波数帯域
内のＵＨＦ中間周波数信号を生成する第１混合器とを含
む。

【００１１】前記第１検出器３はＮＴＳＣオーディオ受
信に用いられるＵＨＦ帯域中間周波数増幅器６へ前記Ｕ
ＨＦ中間周波数信号を供給する。ＵＨＦ中間周波数増幅
器６の出力はＮＴＳＣオーディオ受信に用いられる第２
検出器９に印加される。第２検出器９は、ＵＨＦテレビ
ジョン放送帯域周波数以上の所定の周波数の第２局部発
振を提供する第２局部発振器と、第２局部発振と前記Ｕ
ＨＦ中間周波数増幅器６の出力を混合してＶＨＦテレビ
ジョン放送帯域内の割り当てられたチャネル周波数以下
の周波数に位置するＶＨＦ中間周波数信号を生成する第
２混合器とを含む。このＶＨＦ中間周波数信号はＶＨＦ
中間周波数増幅器１２に印加される。

【００１２】ＶＨＦ中間周波数増幅器１２の出力はイン
タキャリアサウンド検出器３４に印加されるが、このイ
ンタキャリアサウンド検出器３４は４．５ＭＨｚのイン
タキャリアサウンド中間周波数信号をインタキャリアサ
ウンド中間周波数増幅器３５へ供給する。インタキャリ
アサウンド中間周波数増幅器３５はインタキャリアサウ
ンド中間周波数信号を増幅し、前記増幅された信号を対
称的に制限してＦＭ検出器３６へ印加する。ＦＭ検出器
３６は前記ディジタルテレビジョン受信機のアナログテ
レビジョン受信機部分の残りの構成部分へ供給される基
底帯域複合信号(baseband composite signal)を再生す
る。前記残りの構成部分には一般に立体音響(stereopho
nic)デコーダ回路が含まれる。ＮＴＳＣオーディオ信号
がＦＭオーディオキャリアのみを通過させて中間周波数
に変換する中間周波数増幅器６，１２で狭帯域フィルタ
リングされて選択される場合には、前記インタキャリア
サウンド検出器３４は逓倍器(multiplier)にしてもよい
が、この逓倍器は中間周波数増幅器（１０または１１）
の出力に応答する狭帯域フィルタによって前記逓倍器で
選択されるビデオ搬送波として前記中間周波数増幅器１
２の出力を逓倍する。ＮＴＳＣオーディオ信号が「準並
列(quasi-parallel)」サウンドを行うためにＮＴＳオー
ディオ及びビデオ搬送波を共に通過させて中間周波数に
変換させる前記中間周波数増幅器６，１２でフィルタリ
ングされて選択される場合には、前記インタキャリアサ
ウンド検出器３４は単純な整流器、或いは二乗器であ
る。

【００１３】第１検出器３はＮＴＳＣビデオ受信及びＡ
ＴＳＣ受信に共に用いられるＵＨＦ帯域中間周波数増幅
器３７へ高周波帯域信号を供給する。ＵＨＦ中間周波数
増幅器３７内のＳＡＷ(surface-acoustic-wave)フィル
タはＡＴＳＣディジタルテレビジョン信号とＮＴＳＣビ
デオ信号に対する全ての中間周波数出力を決定し、ＮＴ
ＳＣオーディオ信号は拒否する。ＳＡＷフィルタはＵＨ
Ｆ中間周波数帯域に変換される６ＭＨｚ幅のテレビジョ
ン放送チャネルの残りのチャネルにわたって平坦な振幅
出力を有し、自分の通過帯域にわたって線形の位相出力
を有する。前記ＵＨＦ中間周波数増幅器３７内のＳＡＷ
フィルタの前段には多重反射を最小化させる所定のソー
スインピダンスからＳＡＷフィルタを駆動させるように
設計されたトランジスタ増幅器が設けられる。前記所定
のソースインピダンスを保持するためには前記トランジ
スタ増幅器の利得が固定の値を有しながら、前記ＳＡＷ
フィルタ内の挿入損失を克服するに充分なものが好まし
い。ＵＨＦ中間周波数増幅器３７の出力はＡＴＳＣディ
ジタルテレビジョン受信及びＮＴＳＣビデオ受信に用い
られる第２検出器３８へ印加される。第２検出器３８は
ＵＨＦテレビジョン放送帯域周波数以上の所定の周波数
の第２局部発振を提供する第２局部発振器と、第２局部
発振とＵＨＦ中間周波数増幅器３７の出力を混合してＶ
ＨＦテレビジョン放送帯域内の割り当てられたチャネル
以下の周波数に位置するＶＨＦ中間周波数信号を生成す
る第２混合器とを含む。

【００１４】前記第２検出器３８から出力される前記Ｖ
ＨＦ中間周波数信号はＶＨＦ中間周波数増幅器４１に印
加されるが、このＶＨＦ中間周波数増幅器４１は６０ｄ
Ｂまたはそれ以上の増幅を提供する調整利得(cotrolled
-gain)トランジスタ増幅器段を含む。ＶＨＦ中間周波数
増幅器４１はその出力信号レベルに応答する逆自動利得
調整段(reverse automatic gain control(AGC))を備え
る。この逆ＡＧＣは自分の提供する利得の線形性のため
のものである。前記ＲＦ増幅器２は中間周波数増幅器４
７の出力信号レベルに応じる遅延した逆自動利得調整段
を備える。

【００１５】前記ＶＨＦ中間周波数増幅器４１の出力信
号は基底帯域シンボルコードを検出するＡＴＳＣシンボ
ルコード検出器１３に印加される。ＡＴＳＣシンボルコ
ード検出器１３はデータ搬送波の残留側波帯振幅変調を
検出するための同位相同期検出器を使用し、前記同期検
出器にシンクロダイン信号を供給する制御発振器に対す
る自動周波数／位相制御(automaitc frequency and pha
se control:ＡＦＰＣ)を行うために直角位相同期検出器
を使用する。前記同位相同期検出器はアナログ領域で動
作し、アナログディジタル変換器１４によってその出力
が１０ビットにディジタル化される。また、シンボルコ
ード検出器１３とその後続段のアナログ−ディジタル変
換器１４は、中間周波数増幅器４７のＶＨＦ帯域出力を
基底帯域以上の最終中間周波数帯域に変換させる第２検
出器と、前記ディジタル化された第２検出器の出力を基
底帯域にシンクダインするディジタルシンクロダイン回
路で代替することができる。

【００１６】このような代替回路は１９９５年１２月２
５日付で公布された米国特許のＣ.B.Patelの「Digital
VSB detector with bandpass phase tracker,as for in
clusion in an HDTV receiver」と、１９９５年８月２
０日付けで公布された米国特許第５，５４８，６１８号
明細書の「Digital VSB detector with bandpass phase
tracker using rader filters,as for use in an HDTV
receiver」に記述されている。ディジタルテレビジョ
ン信号が受信されると、パイロット信号の受信から由来
したダイレクト信号が基底帯域で再生されるシンボルコ
ードを伴ってパイロット搬送波検出器１５によって検出
され、ディジタルテレビジョンイネーブル信号を生成す
る。このディジタルテレビジョンイネーブル信号はディ
ジタルテレビジョン受信機のディスプレイ部分を調節し
てＮＴＳＣテレビジョン像よりはディジタルテレビジョ
ン像をディスプレイするようにする。前記パイロット搬
送波検出器１５は図１に示すようにディジタル入力信号
に応じる形か、或いはシンボルコード検出器１３から直
接的に提供されるアナログ入力信号に応じる形のもので
ある。

【００１７】図１はアナログ−ディジタル変換器１４か
らシンボルデコーダ２０に供給されるディジタル化され
た基底帯域シンボルコードを示している。前記シンボル
デコーダ２０は本発明者が１９９６年１月１２日付けで
米国特許出願第０８／７４６，５２０号の「Digital te
levision receiver with adaptive filter circuitryfo
r suppressing NTSC co-channel interference」に詳細
に記述されている。シンボルデコーダ２０はシンボルデ
コーダ２０の入力信号をデータスライシングして第１シ
ンボルデコーダの出力を生成するデータスライサ２１
と、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号を抑える応答信号を
シンボルデコーダ２０に提供するＮＴＳＣ除去コームフ
ィルタ２２と、コームフィルタ２２の出力をデータスラ
イシングして、間違ったシンボルデコーダの出力を補正
するデータスライサ２４と、間違ったシンボルデコーダ
の出力を補正して第２シンボルデコーダの出力を生成す
る整合コームフィルタ２４と、前記第１及び第２シンボ
ルデコーダの出力のいずれか一つを信号デコーダ２０に
よってディジタルテレビジョン受信機のトレリスデコー
ダ(trellis decoder)１６に提供される最終的なシンボ
ルデコーダ出力として選択するマルチプレクサ２５とを
含む。シンボルデコーダ初期化期間を除いた時間にＮＴ
ＳＣ同一チャネル干渉信号の受信される表示がない場合
には、マルチプレクサ２５が整合コームフィルタ２４か
ら第２シンボルデコーダの出力を選択してトレリスデコ
ーダ１６にシンボルデコーダ２０の出力信号を提供す
る。

【００１８】前記マルチプレクサ２５を、受信されたデ
ィジタルテレビジョンの信号にデータセグメント同期化
及びフィールド同期化コードグループが現れる期間にテ
レビジョン受信機内のメモリから出力される理想的なシ
ンボルデコーディング結果を提供するように変更するこ
とにより、前記シンボルデコーダ２０の機能を向上させ
ることができる。このように向上したシンボルデコーダ
は、本発明者が１９９７年４月１５日付けで米国特許出
願第０８／８３９，６９１号「Digital television rec
eiver with adaptive filter circuitry for suppressi
ng NTSC co-channel interference」に詳細に記述され
ている。

【００１９】ＶＨＦ中間周波数増幅器４１の出力信号
は、ＮＴＳＣビデオ搬送波の変調を基底帯域にシンクロ
ダインする回路４６へ印加される。同位相同期検出器と
直角位相同期検出器がＮＴＳＣビデオ搬送波の変調を基
底帯域にシンクロダインするための前記回路４６に用い
られる。シンクロダインは基底帯域以上の最終の中間周
波数帯域に変換された後、ディジタル領域内で行われて
最終の中間周波数がディジタル化されうるようにする。
また、基底帯域へのＮＴＳＣビデオ搬送波変調のシンク
ロダインはアナログ領域内で行われることができ、この
ような目的のために用いられる同位相同期検出器と直角
位相同期検出器の出力はアナログ−ディジタル変換器を
用いてそれぞれディジタル化されることができる。直角
位相同期検出器の応答（Ｑ）はＮＴＳＣ信号の単一側波
帯の成分（即ち、７５０ｋＨｚ以上の成分）と同位相同
期検出器の応答（Ｉ）に現れるディジタルテレビジョン
信号の人造雑音のヒルバート変換である。前記直角位相
同期検出器の応答（Ｑ）によって提供されるヒルバート
変換は位相シフトされ、逆ヒルバート変換回路４７によ
って全ての周波数（応答のない一番低い周波数を除い
た）で９０°遅れを提供する。

【００２０】加算と減算は線形的に組み合わせられる選
択的な形でなされる。線形組合せ器４７，４８のいずれ
か一方は加算器となり、他方は減算器となる。回路４７
の逆ヒルバート変換出力は線形組合せ器４８内の同位相
同期検出器の出力と線形的に組み合わせられてアナログ
テレビジョン受信機回路の残りの部分に提供されるため
のレベルに補正されるようにブーストされた高周波数を
もつ複合ビデオ信号を生成する。基底帯域複合ビデオ信
号と関連して、前記残りの部分には同期分離回路、カラ
ー信号再生回路及び４：３画面比のＮＴＳＣ画像をディ
ジタルテレビジョン像をディスプレイする１６：９画面
に表示し得るように変換させる回路が含まれる。

【００２１】回路４７の逆ヒルバート変換出力は、線形
組合せ器４９でシンクロダイン回路４６の同位相基底帯
域出力（Ｉ）と線形的に組み合わせられて７５０ｋＨｚ
以上をカットオフする輝度信号を生成するが、この輝度
信号にはディジタルテレビジョン人造雑音がない。線形
組合せ器４８、４９がそれぞれ加算器と減算器である
か、それとも線形組合せ器４８、４９がそれぞれ減算器
と加算器であるかは、前記直角位相同期検出器の動作を
同位相同期検出の動作を進ませるか遅らせるかによって
決定される。

【００２２】図１は１ＭＨｚのカットオフ周波数をもつ
低域通過フィルタ５０によってフィルタリングされた
後、ディジタルテレビジョン信号の受信動作がなされる
間のＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号のエネルギーを表示
するために、二乗器(squarer)３１によって二乗される
前記線形組合せ器４９から出力される帯域制限された輝
度信号を示している。前記二乗器３１は乗数(multiplie
r)と被乗数(multiplicand)で信号を受信するディジタル
逓倍器から構成されることができるが、ＲＯＭ(read on
ly memory)で具現することがさらに実用的である。二乗
器３１の出力信号はディジタルテレビジョン信号受信時
のＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号のエネルギーを表示す
る。

【００２３】ディジタルしきい検出器３２は補正されて
いない誤りをデータスライサ２１に流入させるのに不充
分なＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号より低いしきい値を
前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号のエネルギーが超過
するほど充分大きい時期を決定する。しきい検出器３１
の出力はマルチプレクサ制御回路３３に印加される。マ
ルチプレクサ制御回路３３はシンボルデコーダ２０の出
力信号として提供される最終シンボルデコーダの出力を
決定する第１及び第２シンボルデコーダの出力をマルチ
プレクサ２５が選択する動作を制御する。マルチプレク
サ制御回路３３はマルチプレクサ２５がシンボルデコー
ダ初期化期間に第１シンボルデコーダの出力をシンボル
デコーダ２０の出力回路として選択するように制御す
る。他の期間には前記マルチプレクサ制御回路３３は前
記しきい検出器３２の出力がＮＴＳＣ同一チャネル干渉
信号が補正されていない誤りをデータスライサ２１の動
作に流入するようにするに不充分であることを現す間、
前記マルチプレクサ２５がシンボルデコーダ２０の出力
信号として第１シンボルデコーダの出力を選択するよう
に制御し、そうでない場合にはマルチプレクサ２５をし
てシンボルデコーダ２０の出力信号として第２シンボル
デコーダの出力を選択させるように制御する。

【００２４】図２は線形組合せ器４９の出力を二乗器３
１によって二乗せず、ディジタルしきい検出器３２に提
供するために図１の装置を変形した形を示す。線形組合
せ器４９の出力は本質的に最大７５０ｋＨｚの基底帯域
輝度信号なので、いつも同じ極性を有する。従って、二
乗器３１を省略することができ、ディジタルしきい検出
器３２はディジタルしきい検出器０３２の所定のしきい
値の二乗根に相当する所定のしきい値をもつディジタル
しきい検出器３２で代替することができる。即ち、ディ
ジタルしきい検出器３２の所定のしきい値はディジタル
しきい検出器０３２の所定のしきい値の二乗になる。

【００２５】図１及び図２のテレビジョン受信機におい
て、低域通過フィルタ５０が含まれることにより、逆ヒ
ルバート変換回路４７に対する要求事項を緩和させる
が、これは低域通過フィルタ５０のカットオフ周波数以
上の周波数部分のディジタルテレビジョン人造雑像を抑
えるために、前記周波数部分には正確に９０°の遅れが
提供される必要がないからである。逆ヒルバート変換回
路４７が４．２ＭＨｚの周波数に正確に９０°の遅れを
提供する場合、前記低域通過フィルタ５０をストレート
挿入連結(straight-through connection)で代替するこ
とができる。逆ヒルバート変換フィルタ４７の出力を線
形組合せ器４８でシンクロダイン回路４６の同位相基底
低域出力（Ｉ）と組み合わせて複合ビデオ信号を高周波
数にブーストするにおいて、前記逆ヒルバート変換回路
４７が４．２ＭＨｚまでの周波数に対して正確に９０°
の遅れを提供する必要はないが、これは遅れの誤りが酷
くない場合に正確でない遅れを伴う複合ビデオ信号の高
周波数のロールオフ(roll-off)を補償するためにビデオ
ピーキング回路(video peaking circuitry)が用いられ
ることができるからである。

【００２６】図３は図１及び図２のテレビジョン受信機
の変形例を示す。図３において、逆ヒルバート変換回路
４７がシンクロダイン回路４６の直角位相基底帯域応答
Ｑをシフトさせて線形組合せ器４８，４９に印加する代
わりに、逆ヒルバート変換回路５１がシンクロダイン回
路４６の直角位相基底帯域応答Ｑをシフトさせて線形組
合せ器４８に印加し、他の逆ヒルバート変換回路４９が
シンクロダイン回路４６の直角位相基底帯域応答Ｑをシ
フトさせて線形組合せ器４９に印加する。逆ヒルバート
変換回路５１は０．５ＭＨｚ〜４．２ＭＨｚの周波数に
正確に９０°の遅れを提供して前記複合ビデオ信号のス
ペクトル応答を最適化させるが、０.５ＭＨｚ以下の周
波数に９０°の遅れを提供する必要はない。これによ
り、最高４．２ＭＨｚの周波数に９０°の遅れを提供す
るに必要な高いディジタルサンプリング比で０．５ＭＨ
ｚ以下の周波数に９０°の遅れを提供するに必要な多く
のタップＦＩＲ(finite-impulse-response)フィルタが
不要となる。前記高いディジタルサンプリング比は最高
４．２ＭＨｚの周波数に９０°の遅れを提供するのにも
必要である。低域通過フィルタ５０を使用するので、逆
ヒルバート変換回路５２は最高１．０ＭＨｚまでの周波
数にのみ正確に９０°の遅れを提供すべきである。

【００２７】逆ヒルバート変換回路５２はＮＴＳＣ走査
線比(scan line rate)以下で０.５ＭＨｚ以下の周波数
に９０°の遅れを提供する。このような要求条件は逆ヒ
ルバート変換回路５１に用いられるディジタルサンプリ
ング比より４倍低い１／１０のディジタルサンプリング
比で充足されることができ、逆ヒルバート変換回路５２
内におけるＦＩＲフィルタリングのために差別的に遅れ
たサンプリングを提供するための一時的な貯蔵に対する
必要性を減らす。低域通過フィルタ５０は０．５ＭＨｚ
以下の低いカットオフ周波数を持たせて、逆ヒルバート
変換回路５２で用いられる前記１／１０ディジタルサン
プリング比が逆ヒルバート変換回路５１で用いられるデ
ィジタルサンプリング比より８倍低くなるように設計す
ることができる。また、低域通過フィルタ５０のカット
オフ周波数をもう１回二等分するか或いは数回二等分し
て前記逆ヒルバート変換回路５２で用いられる１／１０
ディジタルサンプリング比が逆ヒルバート変換回路５１
で用いられるディジタルサンプリング比の１／１０とな
るようにすることができる。

【００２８】図４は図１のテレビジョン受信機によって
行われる動作方法を示す流れ図である。初期段階Ｓ０で
はビデオ信号部分をもった同一チャネル干渉アナログテ
レビジョン信号を時々伴うディジタルテレビジョン信号
を受信し、このようなディジタルテレビジョン信号受信
動作は図１のテレビジョン受信機の構成要素１，２，
３，３７，３８，４１によって行われる。シンクロダイ
ン回路４６はＳ１段階を行うが、この段階Ｓ１では同一
チャネル干渉アナログテレビジョン信号のビデオ信号部
分を基底帯域にシンクロダインしてディジタルテレビジ
ョン信号の第１人造雑音を含む同位相復調結果を生成
し、ディジタルテレビジョン信号の第２人造雑音を含む
直角位相復調結果を生成する。逆ヒルバート変換回路４
７はＳ２段階を行うが、この段階Ｓ２では７５０ｋＨｚ
以下の所定の周波数範囲内の周波数で前記同位相及び直
角位相復調結果を差別的に９０°位相シフトさせる。

【００２９】線形組合せ器４９はＳ３段階を行うが、こ
の段階Ｓ３では前記所定の周波数範囲内の周波数で差別
的に９０°位相シフトされた同位相及び直角位相復調結
果を線形的に組み合わせて、前記所定の周波数範囲内の
ディジタルテレビジョン信号の第１及び第２人造雑音が
取り除かれた組合せ結果を生成する。（低域通過フィル
タ５０は前記所定の周波数範囲の上限を決定する）二乗
器３１はＳ４段階を行うが、この段階Ｓ４では前記線形
組合せ結果を二乗する。ディジタルしきい検出器３２は
最終段階Ｓ５を行うが、この段階Ｓ５では前記線形組合
せの結果を二乗した結果が前記所定値の二乗を超過する
か否かを検出して、ディジタルテレビジョン信号が実質
的な振幅をもつ同一チャネル干渉アナログテレビジョン
信号を伴うかを決定する。

【００３０】図５は図４のテレビジョン受信機によって
行われる動作方法を示した流れ図で、逆ヒルバート変換
回路４７によって行われる段階Ｓ２が図４と異なるが、
図５の段階Ｓ２’で７５０ｋＨｚ以下の所定の周波数範
囲内の周波数で直角位相復調結果を９０°位相シフトさ
せる。図６は図２のテレビジョン受信機によって行われ
る動作方法を示す流れ図である。図６に示した方法も図
４のＳ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３段階と同一の段階を利用す
る。図１のテレビジョン受信機の二乗器３１によって行
われる二乗遂行段階Ｓ４は、図２のテレビジョン受信機
の動作では省略される。図１のテレビジョン受信機のデ
ィジタルしきい検出器３２によって行われるＳ５段階
は、図２のテレビジョン受信機の動作ではＳ５’段階で
代替されるが、この段階（Ｓ５’）で所定の周波数範囲
内の線形組合せ結果の振幅が所定値を超過するかを検出
して、ディジタルテレビジョン信号が実質的な振幅をも
つ同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号を伴う時
期を表す信号を生成する。この段階（Ｓ５’）は図２の
テレビジョン受信機のディジタルしきい検出器３２によ
って行われる。

【００３１】図７は図３のテレビジョン受信機によって
行われる動作方法を示す流れ図で、逆ヒルバート変換回
路４７によって行われる図４のＳ２段階が図７のＳ２’
段階と異なる。この段階（Ｓ２’）では７５０ｋＨｚ以
下の所定の周波数範囲内の周波数で直角位相復調結果を
９０°位相シフトさせる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 ＮＴＳＣアナログテレビジョン信号とディジ
タルテレビジョン信号が受信でき、ディジタルテレビジ
ョン信号内の同一チャネル干渉ＮＴＳＣアナログテレビ
ジョン信号の存在を検出するための本発明の方法を用い
るテレビジョン受信機の構成図である。

【図２】 ＮＴＳＣアナログテレビジョン信号とディジ
タルテレビジョン信号が受信でき、ディジタルテレビジ
ョン信号内の同一チャネル干渉ＮＴＳＣアナログテレビ
ジョン信号の存在を検出するための本発明の方法を用い
るテレビジョン受信機の構成図である。

【図３】 図１及び図２のテレビジョン受信機の変形例
を示す構成図である。

【図４】 本発明の一の実施形態によってディジタルテ
レビジョン信号が実質的な振幅をもつ同一チャネル干渉
ＮＴＳＣ信号を伴う時期をディジタルテレビジョン受信
機で検出する方法を示す流れ図である。

【図５】 本発明の他の実施形態による図４と同様の流
れ図である。

【図６】 本発明の他の実施形態による図４と同様の流
れ図である。

【図７】 本発明の他の実施形態による図４と同様の流
れ図である。

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ビデオ信号部分をもつ同一チャネル干渉
   アナログテレビジョン信号を時々伴うディジタルテレビ
   ジョン信号を受信する段階と、 同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号のビデオ信
   号部分を基底帯域にシンクロダインして前記ディジタル
   テレビジョン信号の第１人造雑音を含む同位相復調結果
   を生成し、前記ディジタルテレビジョン信号の第２人造
   雑音を含む直角位相復調結果を生成する段階と、 ７５０ｋＨｚ以下の所定の周波数範囲内の周波数で前記
   同位相及び直角位相復調結果を差別的に９０°位相シフ
   トさせる段階と、 前記所定の周波数範囲内の周波数で差別的にそれぞれ９
   ０°位相シフトされる同位相及び直角位相復調結果を線
   形的に組み合わせて前記所定の周波数範囲内のディジタ
   ルテレビジョン信号の第１及び第２人造雑音が押さえら
   れた線形組合せ結果を生成する段階と、 前記所定の周波数範囲内の前記線形組合せ結果の振幅が
   所定値を超過するかを検出して、前記ディジタルテレビ
   ジョン信号が実質的な振幅をもつ同一チャネル干渉アナ
   ログテレビジョン信号を伴う時期を表示する信号を生成
   する段階とを含む方法。
2. 【請求項２】 前記７５０ｋＨｚ以下の所定の周波数範
   囲内の周波数で前記同位相及び直角位相復調結果を差別
   的に９０°位相シフトさせる段階が前記直角位相復調結
   果を逆ヒルバート変換させる段階を含むことを特徴とす
   る請求項１記載の方法。
3. 【請求項３】 前記線形組合せ結果の振幅が前記所定値
   を超過するかを検出する段階は、前記線形組合せの結果
   を二乗する段階と、前記線形組合せの結果を二乗した結
   果が前記所定値を超過するかを検出する段階を含むこと
   を特徴とする請求項１記載の方法。
4. 【請求項４】 ビデオ信号部分をもつ同一チャネル干渉
   アナログテレビジョン信号を時々伴うディジタルテレビ
   ジョン信号を受信する段階と、 同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号のビデオ信
   号部分を基底帯域にシンクロダインして前記ディジタル
   テレビジョン信号の第１人造雑音を含む同位相復調結果
   を生成し、前記ディジタルテレビジョン信号の第２人造
   雑音を含む直角位相復調結果を生成する段階と、 前記直角位相復調結果を７５０ｋＨｚ以下の所定の周波
   数範囲内の周波数で９０°位相シフトさせる段階と、 前記位相シフトされた直角移相復調結果を前記同位相及
   び直角位相復調結果と線形的に組み合わせて、前記所定
   の周波数範囲内の前記ディジタルテレビジョン信号の第
   １及び第２人造雑音が抑えられた線形組合せの結果を生
   成する段階と、 所定値を超過する前記所定の周波数範囲内の前記線形組
   合せ結果の振幅を検出して、前記ディジタルテレビジョ
   ン信号が実質的な振幅をもつ同一チャネル干渉アナログ
   テレビジョン信号を伴うことを示す信号を生成する段階
   とを含むことを特徴とする方法。
5. 【請求項５】 前記所定値を超過する前記所定の周波数
   範囲内の前記線形組合せ結果の振幅を検出して、前記デ
   ィジタルテレビジョン信号が実質的な振幅をもつ同一チ
   ャネル干渉アナログテレビジョン信号を伴うことを示す
   信号を生成する段階が、 前記線形組合せの結果を二乗する段階と、 前記線形組合せの結果を二乗した結果が前記所定値の二
   乗を超過する時期を検出して、前記ディジタルテレビジ
   ョン信号が実質的な振幅をもつ同一チャネル干渉ＮＴＳ
   Ｃ信号を伴うことを示す信号を生成する段階を含むこと
   を特徴とする請求項４記載の方法。
6. 【請求項６】 実質的な振幅をもつアナログテレビジョ
   ン信号がテレビジョン放送チャネルを占有する時間を検
   出する回路を備えたディジタルテレビジョン受信機にお
   いて、 前記回路が、 前記テレビジョン放送チャネルを占有するアナログテレ
   ビジョン信号のビデオ信号部分を示し、残留側波帯と共
   にビデオ搬送波と全側波帯を含む残留側波帯の振幅変調
   信号をテレビジョン放送チャネルから選択し、この選択
   された残留側波帯の振幅変調信号を中間周波数信号に変
   換し、この中間周波数信号を増幅して、増幅された中間
   周波数信号を提供する入力回路と、 前記ビデオ搬送波信号とこのビデオ搬送波信号の直角位
   相の搬送波に対して前記増幅された中間周波数信号を同
   期的に検出して、同位相同期検出応答と直角位相同期検
   出応答を生成するビデオシンクダイン回路と、 所定周波数以上の前記直角位相同期検出応答の全ての周
   波数成分を９０°位相シフトさせる第１移相回路と、 前記同位相同期検出応答と前記第１移相回路の応答を線
   形的に組み合わせて、前記テレビジョン放送チャネルを
   占有するディジタルテレビジョン信号に対する応答と関
   係の無い第１線形組合せ回路の応答を前記全側波帯と残
   留側波帯で現れる前記ビデオ信号の一部に復旧する第１
   線形組合せ回路と、 前記第１線形組合せ回路の応答が所定のしきい値を超過
   するかを決定して、同一チャネルアナログテレビジョン
   信号が実質的な振幅をもつことを示す信号を生成するし
   きい検出器を含むことを特徴とするディジタルテレビジ
   ョン受信機。
7. 【請求項７】 前記同位相同期検出の応答と前記第１移
   相回路の応答を線形組合せて第２線形組合せ回路の応答
   を前記ビデオ信号に復旧する第２線形組合せ回路をさら
   に含むことを特徴とする請求項６記載のディジタルテレ
   ビジョン受信機。
8. 【請求項８】 ５００ｋＨｚ以上の前記直角位相同期検
   出応答の全ての周波数成分を９０°位相シフトさせて第
   ２移相回路の応答を生成する第２移相回路と、 前記同位相同期検出の応答と前記第２移相回路の応答を
   線形的に組み合わせて前記第２線形組合せ回路の応答を
   前記ビデオ信号に復旧する第２線形組合せ回路をさらに
   含むことを特徴とする請求項６記載のディジタルテレビ
   ジョン受信機。