JPH1169786A - 昇圧型dc−dcコンバータ - Google Patents
昇圧型dc−dcコンバータInfo
- Publication number
- JPH1169786A JPH1169786A JP21151497A JP21151497A JPH1169786A JP H1169786 A JPH1169786 A JP H1169786A JP 21151497 A JP21151497 A JP 21151497A JP 21151497 A JP21151497 A JP 21151497A JP H1169786 A JPH1169786 A JP H1169786A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching element
- voltage
- load
- power supply
- converter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 昇圧型DC−DCコンバータに関し、負荷短
絡から回路の保護、定格出力電圧を超える入力電圧が印
加された場合の負荷回路の保護、低入力電圧により、動
作停止したときの負荷回路へのリーク電流の低減を簡単
な回路構成で実現する。 【解決手段】 昇圧型DC−DCコンバータ手段101
と、負荷15との間に出力をオン/オフするスイッチン
グ制御手段102を備える。スイッチング制御手段10
2は、変成器3の2次側巻き線の出力を積分した制御信
号により、オン/オフ制御を行う。
絡から回路の保護、定格出力電圧を超える入力電圧が印
加された場合の負荷回路の保護、低入力電圧により、動
作停止したときの負荷回路へのリーク電流の低減を簡単
な回路構成で実現する。 【解決手段】 昇圧型DC−DCコンバータ手段101
と、負荷15との間に出力をオン/オフするスイッチン
グ制御手段102を備える。スイッチング制御手段10
2は、変成器3の2次側巻き線の出力を積分した制御信
号により、オン/オフ制御を行う。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は昇圧型DC−DCコ
ンバータに関するものであり、簡単な回路構成で負荷回
路へ流れるリーク電流を低減したり、負荷短絡により回
路に流れる過電流を阻止したり、負荷回路への過電圧の
印加を防止したりできるよう改善するものである。
ンバータに関するものであり、簡単な回路構成で負荷回
路へ流れるリーク電流を低減したり、負荷短絡により回
路に流れる過電流を阻止したり、負荷回路への過電圧の
印加を防止したりできるよう改善するものである。
【0002】
【従来の技術】近年、携帯用の電子機器は小型化が進
み、それに使用する電池本数が減少する傾向にある。こ
のため電源電圧や電池容量が低下し、より高効率な昇圧
型DC−DCコンバータの需要が拡大している。
み、それに使用する電池本数が減少する傾向にある。こ
のため電源電圧や電池容量が低下し、より高効率な昇圧
型DC−DCコンバータの需要が拡大している。
【0003】昇圧型DC−DCコンバータの欠点は、ス
イッチング素子がオフした動作停止状態で、入力電圧が
出力の負荷に供給されることにある。この状態で出力の
負荷が短絡すると、入力の直流電源から回路へ過大な電
流が流れてしまうため、回路が破壊されるおそれがあ
る。また上述の動作停止状態で負荷へリーク電流が流れ
てしまうため、機器の動作時間が短くなったり、電池が
液漏れをおこしたりするおそれもある。
イッチング素子がオフした動作停止状態で、入力電圧が
出力の負荷に供給されることにある。この状態で出力の
負荷が短絡すると、入力の直流電源から回路へ過大な電
流が流れてしまうため、回路が破壊されるおそれがあ
る。また上述の動作停止状態で負荷へリーク電流が流れ
てしまうため、機器の動作時間が短くなったり、電池が
液漏れをおこしたりするおそれもある。
【0004】これらの問題は、従来、出力端子と負荷の
間に出力スイッチ回路を用いることにより解決するのが
一般的であった(例えば、特開平7−194100号公
報参照)。
間に出力スイッチ回路を用いることにより解決するのが
一般的であった(例えば、特開平7−194100号公
報参照)。
【0005】図2は、出力スイッチ回路を用いた従来の
昇圧型DC−DCコンバータを示している。図において、入
力の直流電源1から供給した電圧は、昇圧型DC−DC
コンバータ手段19で入力電圧を昇圧し、出力オン/オ
フ制御手段20によって、負荷16に昇圧した電圧を供
給する。この出力オン/オフ制御手段20は、負荷16
が定格負荷電流より小さい場合はオン状態であり、負荷
16が短絡した場合はオフになるように動作する。
昇圧型DC−DCコンバータを示している。図において、入
力の直流電源1から供給した電圧は、昇圧型DC−DC
コンバータ手段19で入力電圧を昇圧し、出力オン/オ
フ制御手段20によって、負荷16に昇圧した電圧を供
給する。この出力オン/オフ制御手段20は、負荷16
が定格負荷電流より小さい場合はオン状態であり、負荷
16が短絡した場合はオフになるように動作する。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】ところで上記従来の構
成では、出力オン/オフ制御手段20を構成する出力ス
イッチ素子8の入力側電圧の検出レベルを、直流電源1
の電圧範囲の上限と、出力電圧の精度の下限との間に設
定する必要がある。しかしながら直流電源の電圧範囲や
出力電圧の精度は、部品のばらつきや周囲環境に影響を
受けて一定しないため、検出レベルを設定できない場合
がある。
成では、出力オン/オフ制御手段20を構成する出力ス
イッチ素子8の入力側電圧の検出レベルを、直流電源1
の電圧範囲の上限と、出力電圧の精度の下限との間に設
定する必要がある。しかしながら直流電源の電圧範囲や
出力電圧の精度は、部品のばらつきや周囲環境に影響を
受けて一定しないため、検出レベルを設定できない場合
がある。
【0007】また、出力スイッチ8は、検出レベル以上
であれば、負荷16へ電圧供給する為、過大な電圧が入
力されても動作する。
であれば、負荷16へ電圧供給する為、過大な電圧が入
力されても動作する。
【0008】そこで本発明は、スイッチング素子がオフ
の動作停止状態において、入力電圧の出力への供給を、
簡単な構成で確実に遮断することのできる昇圧型DC−
DCコンバータを提供することを目的とする。
の動作停止状態において、入力電圧の出力への供給を、
簡単な構成で確実に遮断することのできる昇圧型DC−
DCコンバータを提供することを目的とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の昇圧型DC−DCコンバータは、昇圧型D
C−DCコンバータのスイッチング用のチョークコイル
を1次巻き線とし、これに2次側巻き線を追加して変成
器とし、磁気的に結合されたこの2次巻き線の出力と負
荷との間に出力のオン/オフを制御するスイッチング素
子を接続したものである。また昇圧型DC−DCコンバ
ータのスイッチング用のチョークコイルの電圧変動する
端子と負荷との間に、出力のオン/オフを制御するスイ
ッチング素子を接続するよう構成したものである。
に、本発明の昇圧型DC−DCコンバータは、昇圧型D
C−DCコンバータのスイッチング用のチョークコイル
を1次巻き線とし、これに2次側巻き線を追加して変成
器とし、磁気的に結合されたこの2次巻き線の出力と負
荷との間に出力のオン/オフを制御するスイッチング素
子を接続したものである。また昇圧型DC−DCコンバ
ータのスイッチング用のチョークコイルの電圧変動する
端子と負荷との間に、出力のオン/オフを制御するスイ
ッチング素子を接続するよう構成したものである。
【0010】この構成により動作停止状態において、出
力スイッチング素子を確実にオフする昇圧型DC−DC
コンバータを提供できる。
力スイッチング素子を確実にオフする昇圧型DC−DC
コンバータを提供できる。
【0011】
【発明の実施の形態】本発明の請求項1に記載の発明
は、直流電源と、前記直流電源の一端に接続された1次
側巻き線とこれに磁気的に結合された2次巻き線とをも
つ変成器と、一方の主端子が前記変成器の1次巻き線に
接続され、かつ他方の主端子が前記直流電源の他端に接
続された第1のスイッチング素子と、前記第1のスイッ
チング素子と並列に接続された整流素子及び平滑コンデ
ンサの直列回路と、前記平滑コンデンサに接続された電
圧制御手段と、前記平滑コンデンサに接続された第2の
スイッチング素子と、前記変成器の2次巻き線と前記第
2のスイッチング素子の制御端子との間に接続された積
分回路と、前記第2のスイッチング素子に接続された負
荷とを備えてなる昇圧型DC−DCコンバータである。
は、直流電源と、前記直流電源の一端に接続された1次
側巻き線とこれに磁気的に結合された2次巻き線とをも
つ変成器と、一方の主端子が前記変成器の1次巻き線に
接続され、かつ他方の主端子が前記直流電源の他端に接
続された第1のスイッチング素子と、前記第1のスイッ
チング素子と並列に接続された整流素子及び平滑コンデ
ンサの直列回路と、前記平滑コンデンサに接続された電
圧制御手段と、前記平滑コンデンサに接続された第2の
スイッチング素子と、前記変成器の2次巻き線と前記第
2のスイッチング素子の制御端子との間に接続された積
分回路と、前記第2のスイッチング素子に接続された負
荷とを備えてなる昇圧型DC−DCコンバータである。
【0012】この構成により、前記電圧制御手段が前記
第一のスイッチング素子のオン/オフの時間を制御する
ことで、前記平滑コンデンサの電圧を一定にしている。
このとき前記変成器の1次巻線に起こる電圧変化で2次
巻線に電圧が誘起され、その電圧を前記積分回路により
積分し、その値を前記第2のスイッチング素子の制御端
子と前記負荷に接続された端子に印加することで、第2
のスイッチング素子がオン状態となり、負荷へ電力供給
を行う。ここで、第一のスイッチング素子がオフ状態に
なると、第2のスイッチング素子がオンするのに必要な
電圧または電流が供給されず、オン状態を維持できずオ
フ状態へ移行する。これにより簡単な回路構成で第2の
スイッチング素子を確実にオフ状態とすることができ、
入力直流電源の負荷の出力への供給をなくすことができ
る。
第一のスイッチング素子のオン/オフの時間を制御する
ことで、前記平滑コンデンサの電圧を一定にしている。
このとき前記変成器の1次巻線に起こる電圧変化で2次
巻線に電圧が誘起され、その電圧を前記積分回路により
積分し、その値を前記第2のスイッチング素子の制御端
子と前記負荷に接続された端子に印加することで、第2
のスイッチング素子がオン状態となり、負荷へ電力供給
を行う。ここで、第一のスイッチング素子がオフ状態に
なると、第2のスイッチング素子がオンするのに必要な
電圧または電流が供給されず、オン状態を維持できずオ
フ状態へ移行する。これにより簡単な回路構成で第2の
スイッチング素子を確実にオフ状態とすることができ、
入力直流電源の負荷の出力への供給をなくすことができ
る。
【0013】本発明の請求項2に記載の発明は、直流電
源と、前記直流電源の一端に接続されたコイルと、一方
の主端子が前記コイルの1次巻き線に接続され、かつ他
方の主端子が前記直流電源の他端に接続された第1のス
イッチング素子と、前記第1のスイッチング素子と並列
に接続された整流素子及び平滑コンデンサの直列回路
と、前記平滑コンデンサに接続された電圧制御手段と、
前記平滑コンデンサに接続された第2のスイッチング素
子と、前記コイルと前記第一のスイッチング素子との接
続点と前記第2のスイッチング素子の制御端子との間に
接続された整流回路および積分回路と、前記第2のスイ
ッチング素子に接続された負荷とを備えてなる昇圧型D
C−DCコンバータである。
源と、前記直流電源の一端に接続されたコイルと、一方
の主端子が前記コイルの1次巻き線に接続され、かつ他
方の主端子が前記直流電源の他端に接続された第1のス
イッチング素子と、前記第1のスイッチング素子と並列
に接続された整流素子及び平滑コンデンサの直列回路
と、前記平滑コンデンサに接続された電圧制御手段と、
前記平滑コンデンサに接続された第2のスイッチング素
子と、前記コイルと前記第一のスイッチング素子との接
続点と前記第2のスイッチング素子の制御端子との間に
接続された整流回路および積分回路と、前記第2のスイ
ッチング素子に接続された負荷とを備えてなる昇圧型D
C−DCコンバータである。
【0014】この構成によれば、前記電圧制御手段が前
記第1のスイッチング素子のオン/オフの時間を制御す
ることで、前記平滑コンデンサの電圧を一定にしてい
る。このとき前記コイルの前記第1のスイッチング素子
に接続された側の電圧の変化を前記整流回路と前記積分
回路により積分する。その値を前記第2のスイッチング
素子の制御端子と前記負荷に接続された端子間に印加す
ることで、第2のスイッチング素子がオン状態となり、
負荷へ電力供給を行う。ここで、第一のスイッチング素
子がオフ状態になると、第2のスイッチング素子がオン
するのに必要な電圧または電流が供給されず、オン状態
を維持できずオフ状態へ移行することになる。これによ
り簡単な回路構成で第2のスイッチング素子を確実にオ
フ状態とすることができ、入力直流電源の負荷の出力へ
の供給をなくすことができる。
記第1のスイッチング素子のオン/オフの時間を制御す
ることで、前記平滑コンデンサの電圧を一定にしてい
る。このとき前記コイルの前記第1のスイッチング素子
に接続された側の電圧の変化を前記整流回路と前記積分
回路により積分する。その値を前記第2のスイッチング
素子の制御端子と前記負荷に接続された端子間に印加す
ることで、第2のスイッチング素子がオン状態となり、
負荷へ電力供給を行う。ここで、第一のスイッチング素
子がオフ状態になると、第2のスイッチング素子がオン
するのに必要な電圧または電流が供給されず、オン状態
を維持できずオフ状態へ移行することになる。これによ
り簡単な回路構成で第2のスイッチング素子を確実にオ
フ状態とすることができ、入力直流電源の負荷の出力へ
の供給をなくすことができる。
【0015】(実施の形態1)以下本発明の実施の形態
について図面を参照して説明する。図1は本発明の一実
施の形態における昇圧型DC−DCコンバータを示すも
のである。
について図面を参照して説明する。図1は本発明の一実
施の形態における昇圧型DC−DCコンバータを示すも
のである。
【0016】図において、1は直流電源、2は入力コン
デンサでありリップルやノイズの低減の機能をもつが、
なくても動作可能なときもある。3はスイッチング用の
変成器、4はスイッチング素子、5は整流素子、6は平
滑コンデンサ、7はスイッチング制御手段、8は出力の
オン/オフを制御するスイッチング素子、9は電流制限
用のコンデンサ、10,11は整流素子である。
デンサでありリップルやノイズの低減の機能をもつが、
なくても動作可能なときもある。3はスイッチング用の
変成器、4はスイッチング素子、5は整流素子、6は平
滑コンデンサ、7はスイッチング制御手段、8は出力の
オン/オフを制御するスイッチング素子、9は電流制限
用のコンデンサ、10,11は整流素子である。
【0017】変成器3の2次巻き線の出力の整流回路は
コンデンサ9、整流素子10,11で構成している。1
2はドライブ抵抗、13はコンデンサであり、その容量
はスイッチング素子8の寄生容量を合成したものであ
る。14はコンデンサ13の放電用抵抗、15は負荷で
ある。なお破線で示す101は昇圧型DC−DCコンバ
−タ手段、102は出力オン/オフ回路である。なおこ
のスイッチング素子8は、FET(電界効果トランジス
タ)で構成しており、ソースが負荷15に、ゲートがド
ライブ抵抗12に、ドレインが平滑コンデンサ6に接続
されている。
コンデンサ9、整流素子10,11で構成している。1
2はドライブ抵抗、13はコンデンサであり、その容量
はスイッチング素子8の寄生容量を合成したものであ
る。14はコンデンサ13の放電用抵抗、15は負荷で
ある。なお破線で示す101は昇圧型DC−DCコンバ
−タ手段、102は出力オン/オフ回路である。なおこ
のスイッチング素子8は、FET(電界効果トランジス
タ)で構成しており、ソースが負荷15に、ゲートがド
ライブ抵抗12に、ドレインが平滑コンデンサ6に接続
されている。
【0018】定常状態のとき、スイッチング素子4がオ
ン/オフ動作することで、変成器3の1次巻き線の両端
に電圧が発生し、2次巻き線の両端には、発生した電圧
に、1次巻き線と2次巻き線の巻き数比を乗じた値の電
圧が誘導される。この電圧をコンデンサ9、整流素子1
0,11で整流の後、抵抗12,14とコンデンサ13
の回路で積分をおこない、スイッチング素子8に供給す
ることで、スイッチング素子8をオン状態にする。
ン/オフ動作することで、変成器3の1次巻き線の両端
に電圧が発生し、2次巻き線の両端には、発生した電圧
に、1次巻き線と2次巻き線の巻き数比を乗じた値の電
圧が誘導される。この電圧をコンデンサ9、整流素子1
0,11で整流の後、抵抗12,14とコンデンサ13
の回路で積分をおこない、スイッチング素子8に供給す
ることで、スイッチング素子8をオン状態にする。
【0019】ところで負荷15が短絡した状態では、変
成器3の1次側巻き線、2次側巻き線の両端電圧が減少
することによって、スイッチング素子8に供給される積
分値が減少するので、スイッチング素子8はオフする。
このため、負荷15が切り離され、過負荷が解除され
る。
成器3の1次側巻き線、2次側巻き線の両端電圧が減少
することによって、スイッチング素子8に供給される積
分値が減少するので、スイッチング素子8はオフする。
このため、負荷15が切り離され、過負荷が解除され
る。
【0020】なお負荷が短絡した場合に動作停止する機
能を、スイッチング制御手段7が備えていれば、スイッ
チング素子4の動作停止状態では、変成器3の1次、2
次の巻き線に電圧差が生じないため、スイッチング素子
8に積分値が供給されず、スイッチング素子8がオフす
る。
能を、スイッチング制御手段7が備えていれば、スイッ
チング素子4の動作停止状態では、変成器3の1次、2
次の巻き線に電圧差が生じないため、スイッチング素子
8に積分値が供給されず、スイッチング素子8がオフす
る。
【0021】さて、直流電源1から出力電圧より高い電
圧が入力された場合には、スイッチング制御手段7によ
ってスイッチング素子4の動作が停止するため、変成器
3の1次、2次の巻き線に電圧差が生じなく、スイッチ
ング素子8に積分値が供給されなくなり、スイッチング
素子8もオフする。このため、負荷15に過大な電圧を
印加されるのを防ぐことができる。
圧が入力された場合には、スイッチング制御手段7によ
ってスイッチング素子4の動作が停止するため、変成器
3の1次、2次の巻き線に電圧差が生じなく、スイッチ
ング素子8に積分値が供給されなくなり、スイッチング
素子8もオフする。このため、負荷15に過大な電圧を
印加されるのを防ぐことができる。
【0022】さらに、スイッチング制御手段7がその動
作を停止するような低電圧の入力がある場合において
も、スイッチング素子8は、変成器3の1次、2次の巻
き線に電圧差が生じないため、オフする。また、スイッ
チング素子4がオフ状態では、スイッチング素子8がオ
フすることにより、負荷15へのリ−ク電流は発生せ
ず、電池の無駄な消耗や液漏れを防止することができ
る。
作を停止するような低電圧の入力がある場合において
も、スイッチング素子8は、変成器3の1次、2次の巻
き線に電圧差が生じないため、オフする。また、スイッ
チング素子4がオフ状態では、スイッチング素子8がオ
フすることにより、負荷15へのリ−ク電流は発生せ
ず、電池の無駄な消耗や液漏れを防止することができ
る。
【0023】なお上記実施の形態においては、スイッチ
ング素子8をFETで構成したが、これに代えて、バイ
ポーラトランジスタ、IGBT等のスイッチング素子で
構成しても、同様の回路を実現することができる。
ング素子8をFETで構成したが、これに代えて、バイ
ポーラトランジスタ、IGBT等のスイッチング素子で
構成しても、同様の回路を実現することができる。
【0024】(実施の形態2)以下本発明の実施の形態
について図面を参照して説明する。図2は本発明の一実
施の形態における昇圧型DC−DCコンバータを示すも
のである。
について図面を参照して説明する。図2は本発明の一実
施の形態における昇圧型DC−DCコンバータを示すも
のである。
【0025】図において、1は直流電源、2は入力コン
デンサでありリップルやノイズの低減の機能をもつが、
なくても動作可能なときもある。3はスイッチング用の
コイル、4はスイッチング素子、5は整流素子、6は平
滑コンデンサ、7はスイッチング制御手段、8は出力の
オン/オフを制御するスイッチング素子、9は電流制限
用のコンデンサ、10,11は整流素子である。
デンサでありリップルやノイズの低減の機能をもつが、
なくても動作可能なときもある。3はスイッチング用の
コイル、4はスイッチング素子、5は整流素子、6は平
滑コンデンサ、7はスイッチング制御手段、8は出力の
オン/オフを制御するスイッチング素子、9は電流制限
用のコンデンサ、10,11は整流素子である。
【0026】コイル3の出力側をコンデンサ9、整流素
子10,11で構成した回路で整流している。12はド
ライブ抵抗、13はコンデンサであり、その容量はスイ
ッチング素子8の寄生容量を合成したものである。14
はコンデンサ13の放電用抵抗、15は負荷である。な
お破線で示す101は昇圧型DC−DCコンバ−タ手
段、102は出力オン/オフ回路である。なおこのスイ
ッチング素子8は、FET(電界効果トランジスタ)で
構成しており、ソースが負荷15に、ゲートがドライブ
抵抗12に、ドレインが平滑コンデンサ6に接続されて
いる。
子10,11で構成した回路で整流している。12はド
ライブ抵抗、13はコンデンサであり、その容量はスイ
ッチング素子8の寄生容量を合成したものである。14
はコンデンサ13の放電用抵抗、15は負荷である。な
お破線で示す101は昇圧型DC−DCコンバ−タ手
段、102は出力オン/オフ回路である。なおこのスイ
ッチング素子8は、FET(電界効果トランジスタ)で
構成しており、ソースが負荷15に、ゲートがドライブ
抵抗12に、ドレインが平滑コンデンサ6に接続されて
いる。
【0027】定常状態のとき、スイッチング素子4がオ
ン/オフ動作することで、コイル3の出力端に電圧が発
生する。発生した電圧をコンデンサ9、整流素子10,
11で整流の後、抵抗12,14とコンデンサ13の回
路で積分をおこない、スイッチング素子8に供給するこ
とで、スイッチング素子8をオン状態にする。
ン/オフ動作することで、コイル3の出力端に電圧が発
生する。発生した電圧をコンデンサ9、整流素子10,
11で整流の後、抵抗12,14とコンデンサ13の回
路で積分をおこない、スイッチング素子8に供給するこ
とで、スイッチング素子8をオン状態にする。
【0028】ところで負荷15が短絡した状態では、変
成器3の1次側巻き線、2次側巻き線の両端電圧が減少
することによって、スイッチング素子8に供給される積
分値が減少するので、スイッチング素子8はオフする。
このため、負荷15が切り離され、過負荷が解除され
る。
成器3の1次側巻き線、2次側巻き線の両端電圧が減少
することによって、スイッチング素子8に供給される積
分値が減少するので、スイッチング素子8はオフする。
このため、負荷15が切り離され、過負荷が解除され
る。
【0029】なお負荷が短絡した場合に動作停止する機
能を、スイッチング制御手段7が備えていれば、スイッ
チング素子4の動作停止状態では、コイル3の出力端に
電圧差が生じないため、スイッチング素子8に積分値が
供給されず、スイッチング素子8がオフする。
能を、スイッチング制御手段7が備えていれば、スイッ
チング素子4の動作停止状態では、コイル3の出力端に
電圧差が生じないため、スイッチング素子8に積分値が
供給されず、スイッチング素子8がオフする。
【0030】さて、直流電源1から出力電圧より高い電
圧が入力された場合には、スイッチング制御手段7によ
ってスイッチング素子4の動作が停止するため、コイル
3の出力端に電圧変化が生じなく、スイッチング素子8
に積分値が供給されなくなり、スイッチング素子8もオ
フする。このため、負荷15に過大な電圧を印加される
のを防ぐことができる。
圧が入力された場合には、スイッチング制御手段7によ
ってスイッチング素子4の動作が停止するため、コイル
3の出力端に電圧変化が生じなく、スイッチング素子8
に積分値が供給されなくなり、スイッチング素子8もオ
フする。このため、負荷15に過大な電圧を印加される
のを防ぐことができる。
【0031】さらに、スイッチング制御手段7がその動
作を停止するような低電圧の入力がある場合において
も、スイッチング素子8は、コイル3の1次、2次の巻
き線に電圧変化が生じないため、オフする。また、スイ
ッチング素子4がオフ状態では、スイッチング素子8が
オフすることにより、負荷15へのリ−ク電流は発生せ
ず、電池の無駄な消耗や液漏れを防止することができ
る。
作を停止するような低電圧の入力がある場合において
も、スイッチング素子8は、コイル3の1次、2次の巻
き線に電圧変化が生じないため、オフする。また、スイ
ッチング素子4がオフ状態では、スイッチング素子8が
オフすることにより、負荷15へのリ−ク電流は発生せ
ず、電池の無駄な消耗や液漏れを防止することができ
る。
【0032】なお上記実施の形態においては、スイッチ
ング素子8をFETで構成したが、これに代えて、バイ
ポーラトランジスタ、IGBT等のスイッチング素子で
構成しても、同様の回路を実現することができる。
ング素子8をFETで構成したが、これに代えて、バイ
ポーラトランジスタ、IGBT等のスイッチング素子で
構成しても、同様の回路を実現することができる。
【0033】
【発明の効果】以上のように本発明の昇圧型DC−DC
コンバータは、昇圧用チョークコイルに現れた電圧変化
を利用して、負荷との間に接続したスイッチング素子を
制御する回路構成としている。このため、DC−DCコ
ンバータの動作が停止したときに、スイッチング素子が
オフし、負荷への電流の印加を確実に遮断することがで
きる。よって、負荷短絡や過電流入力からの回路の保
護、リーク電流による電池の液漏れなどを、簡単な構成
でもって改善することができる。
コンバータは、昇圧用チョークコイルに現れた電圧変化
を利用して、負荷との間に接続したスイッチング素子を
制御する回路構成としている。このため、DC−DCコ
ンバータの動作が停止したときに、スイッチング素子が
オフし、負荷への電流の印加を確実に遮断することがで
きる。よって、負荷短絡や過電流入力からの回路の保
護、リーク電流による電池の液漏れなどを、簡単な構成
でもって改善することができる。
【図1】本発明の一実施の形態における昇圧型DC−D
Cコンバータの回路図
Cコンバータの回路図
【図2】本発明の他の一実施の形態における昇圧型DC
−DCコンバータの回路図
−DCコンバータの回路図
【図3】従来の昇圧型DC−DCコンバータの回路図
1 直流電源 2 入力コンデンサ 3 変成器(コイル) 4 スイッチング素子 5 整流素子 6 平滑コンデンサ 7 スイッチング制御手段 8 出力オン/オフ素子 9 コンデンサ 10 整流素子 11 整流素子 12 ドライブ抵抗 13 スイッチング素子 14 コンデンサ 15 負荷 101 昇圧型DC−DCコンバ−タ−手段 102 出力オン/オフ回路
Claims (2)
- 【請求項1】 直流電源と、前記直流電源の一端に接続
された1次側巻き線とこれに磁気的に結合された2次巻
き線とをもつ変成器と、一方の主端子が前記変成器の1
次巻き線に接続され、かつ他方の主端子が前記直流電源
の他端に接続された第1のスイッチング素子と、前記第
1のスイッチング素子と並列に接続された整流素子及び
平滑コンデンサの直列回路と、前記平滑コンデンサに接
続された電圧制御手段と、前記平滑コンデンサに接続さ
れた第2のスイッチング素子と、前記変成器の2次巻き
線と前記第2のスイッチング素子の制御端子との間に接
続された積分回路と、前記第2のスイッチング素子に接
続された負荷とを備えてなる昇圧型DC−DCコンバー
タ。 - 【請求項2】 直流電源と、前記直流電源の一端に接続
されたコイルと、一方の主端子が前記コイルの1次巻き
線に接続され、かつ他方の主端子が前記直流電源の他端
に接続された第1のスイッチング素子と、前記第1のス
イッチング素子と並列に接続された整流素子及び平滑コ
ンデンサの直列回路と、前記平滑コンデンサに接続され
た電圧制御手段と、前記平滑コンデンサに接続された第
2のスイッチング素子と、前記コイルと前記第一のスイ
ッチング素子との接続点と前記第2のスイッチング素子
の制御端子との間に接続された整流回路および積分回路
と、前記第2のスイッチング素子に接続された負荷とを
備えてなる昇圧型DC−DCコンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP21151497A JPH1169786A (ja) | 1997-08-06 | 1997-08-06 | 昇圧型dc−dcコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP21151497A JPH1169786A (ja) | 1997-08-06 | 1997-08-06 | 昇圧型dc−dcコンバータ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1169786A true JPH1169786A (ja) | 1999-03-09 |
Family
ID=16607186
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP21151497A Pending JPH1169786A (ja) | 1997-08-06 | 1997-08-06 | 昇圧型dc−dcコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH1169786A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100417006B1 (ko) * | 2001-10-26 | 2004-02-05 | 한국전자통신연구원 | 멀티-출력 직류-직류 컨버터 |
DE102006041729A1 (de) * | 2006-09-01 | 2008-03-13 | Siemens Ag | Schaltung zur getakteten Stromversorgung |
FR2927201A1 (fr) * | 2008-01-31 | 2009-08-07 | Airbus France Sas | Circuit et systemes redresseurs de puissance, procede associe, aeronef comprenant de tels circuit ou systemes |
-
1997
- 1997-08-06 JP JP21151497A patent/JPH1169786A/ja active Pending
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100417006B1 (ko) * | 2001-10-26 | 2004-02-05 | 한국전자통신연구원 | 멀티-출력 직류-직류 컨버터 |
DE102006041729A1 (de) * | 2006-09-01 | 2008-03-13 | Siemens Ag | Schaltung zur getakteten Stromversorgung |
FR2927201A1 (fr) * | 2008-01-31 | 2009-08-07 | Airbus France Sas | Circuit et systemes redresseurs de puissance, procede associe, aeronef comprenant de tels circuit ou systemes |
WO2009109714A2 (fr) * | 2008-01-31 | 2009-09-11 | Airbus France | Circuit et systemes redresseurs de puissance, procède associe, aéronef comprenant de tels circuit ou systemes |
WO2009109714A3 (fr) * | 2008-01-31 | 2009-11-26 | Airbus Operations | Circuit et systemes redresseurs de puissance, procède associe, aéronef comprenant de tels circuit ou systemes |
CN101965678A (zh) * | 2008-01-31 | 2011-02-02 | 空中客车运营公司 | 功率整流器电路和***、相关方法、包括此类电路或***的飞行器 |
JP2011511612A (ja) * | 2008-01-31 | 2011-04-07 | エアバス オペラシオン | 電力整流回路とシステム、それに関連した方法、そのような回路やシステムを有する航空機 |
US8467206B2 (en) | 2008-01-31 | 2013-06-18 | Airbus Operations S.A.S. | Power rectifier circuit and systems, associated method, and aircraft comprising such a circuit or systems |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US6125046A (en) | Switching power supply having a high efficiency starting circuit | |
EP1523802B1 (en) | Bootstrap circuit for switching power supplies | |
JP4729675B2 (ja) | スイッチングモード電源 | |
JPH1169786A (ja) | 昇圧型dc−dcコンバータ | |
JPH0670544A (ja) | 並列電源逆流防止回路 | |
JP4265112B2 (ja) | スイッチングコンバータ | |
CA2214217C (en) | Switching power supply apparatus | |
JP2003333841A (ja) | スイッチング電源装置 | |
JPH11178342A (ja) | 電源装置、電子機器、及び降圧型整流平滑回路 | |
JPH07194100A (ja) | 昇圧型dc−dcコンバータの出力スイッチ装置 | |
JPH05344724A (ja) | 直流−直流変換器 | |
JPH0412665A (ja) | スイッチング電源装置 | |
KR970002431Y1 (ko) | 링잉 초크 컨버터 | |
KR20030005785A (ko) | 스너버 회로 | |
JP2004320858A (ja) | スイッチング電源装置 | |
JPH114578A (ja) | 電圧変換装置 | |
KR0126331Y1 (ko) | 다출력 스위칭 전원공급장치의 노이즈 방지회로 | |
JP2004320912A (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP2600224Y2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
KR100215631B1 (ko) | 스위칭 모드 전원 공급장치(smps)에서의 스위칭턴-온시 초기손실 방지회로 | |
JP2002199709A (ja) | スイッチング電源回路 | |
US20010019469A1 (en) | Protection circuit for a switched mode power supply | |
JP2003102170A (ja) | スイッチング電源 | |
JP4202113B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
KR0122747Y1 (ko) | 돌입 전류 제어 회로 |