JPH1155341A - 歪補償回路 - Google Patents
歪補償回路Info
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- JPH1155341A JPH1155341A JP9209106A JP20910697A JPH1155341A JP H1155341 A JPH1155341 A JP H1155341A JP 9209106 A JP9209106 A JP 9209106A JP 20910697 A JP20910697 A JP 20910697A JP H1155341 A JPH1155341 A JP H1155341A
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- amplifier
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 マイクロ波帯多重無線装置などに用いられる
歪補償回路に関し、電力増幅器で発生する歪を補償する
為の安価な歪補償回路の提供を図ることを目的とする。 【解決手段】 周波数変換・増幅手段と、該中間周波数
帯で動作する振幅変調歪補償手段と、局部発振発周波数
で動作する移相器を有する振幅位相変調歪補償手段とを
設け、電力増幅部で発生する振幅変調歪成分と振幅位相
歪変調成分に対する歪補償を行う歪補償回路において、
振幅変調歪補償手段の入力側で分岐した中間周波数帯の
信号を検波する検波手段を設け、検波手段の出力を利用
して、移相器の移相量を制御して振幅位相成分を補償す
るように構成する。
歪補償回路に関し、電力増幅器で発生する歪を補償する
為の安価な歪補償回路の提供を図ることを目的とする。 【解決手段】 周波数変換・増幅手段と、該中間周波数
帯で動作する振幅変調歪補償手段と、局部発振発周波数
で動作する移相器を有する振幅位相変調歪補償手段とを
設け、電力増幅部で発生する振幅変調歪成分と振幅位相
歪変調成分に対する歪補償を行う歪補償回路において、
振幅変調歪補償手段の入力側で分岐した中間周波数帯の
信号を検波する検波手段を設け、検波手段の出力を利用
して、移相器の移相量を制御して振幅位相成分を補償す
るように構成する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】図5は電力増幅器のAM−A
M特性及びAM−PM特性説明図である。本発明は、マ
イクロ波帯多重無線装置などに用いられる送信装置の高
周波部において、電力増幅器で発生する歪を補償するた
めの歪補償回路に関するものである。
M特性及びAM−PM特性説明図である。本発明は、マ
イクロ波帯多重無線装置などに用いられる送信装置の高
周波部において、電力増幅器で発生する歪を補償するた
めの歪補償回路に関するものである。
【0002】近年、マイクロ波帯を用いた通信では、1
6QAM方式あるいは64QAM方式などの様な振幅位
相変調方式が多用されている。これらの多重無線装置に
用いられる送信装置の電力増幅器に対しては、入出力特
性の厳しい直線性が要求されており、この要求を満たす
為に飽和電力よりもかなり低い信号レベルで電力増幅器
を使用しなくてはならない。
6QAM方式あるいは64QAM方式などの様な振幅位
相変調方式が多用されている。これらの多重無線装置に
用いられる送信装置の電力増幅器に対しては、入出力特
性の厳しい直線性が要求されており、この要求を満たす
為に飽和電力よりもかなり低い信号レベルで電力増幅器
を使用しなくてはならない。
【0003】よく知られている様に、電力増幅器の動作
レベルが飽和電力に近づくと、図5に示す様に、利得:
出力電力特性の関係及び通過位相:出力電力の関係は直
線的でなくなる。
レベルが飽和電力に近づくと、図5に示す様に、利得:
出力電力特性の関係及び通過位相:出力電力の関係は直
線的でなくなる。
【0004】例えば、出力電力が大きくなると、図5
(a),(b)に示す様に利得が低下し、通過位相が大
きくなる。これにより、振幅変調歪(AM−AM)及び
振幅位相変調歪(AM−PM)が増加し、受信側では誤
り率が劣化する等の問題が発生する。
(a),(b)に示す様に利得が低下し、通過位相が大
きくなる。これにより、振幅変調歪(AM−AM)及び
振幅位相変調歪(AM−PM)が増加し、受信側では誤
り率が劣化する等の問題が発生する。
【0005】そこで、利得:出力電力特性の関係及び通
過位相:出力電力特性をできるだけ直線的にする為に
は、電力増幅器の大型化、大消費電力化が必要となり、
価格も高価なものとなる。
過位相:出力電力特性をできるだけ直線的にする為に
は、電力増幅器の大型化、大消費電力化が必要となり、
価格も高価なものとなる。
【0006】従って、電力増幅器で発生する歪を補償し
て、なるべく飽和電力に近い信号レベルで動作させる手
段が必要となるが、この手段に使用できる安価な歪補償
回路の提供が求められている。
て、なるべく飽和電力に近い信号レベルで動作させる手
段が必要となるが、この手段に使用できる安価な歪補償
回路の提供が求められている。
【0007】
【従来の技術】図6は従来例の要部構成図、図7は図6
中の第1の歪補償部分の要部構成図、図8は図7の動作
説明図、図9は図6中の第2の歪補償部分の要部構成図
を示す。 以下、図6の動作を図7〜図9を用いて説明
する。
中の第1の歪補償部分の要部構成図、図8は図7の動作
説明図、図9は図6中の第2の歪補償部分の要部構成図
を示す。 以下、図6の動作を図7〜図9を用いて説明
する。
【0008】図6において、50は中間周波数帯の信号
(以下、IF信号と省略する)を増幅する増幅器50
1、503を含むIF回路、54はローカル信号(L
O)を増幅する増幅器などを含むローカル回路である。
(以下、IF信号と省略する)を増幅する増幅器50
1、503を含むIF回路、54はローカル信号(L
O)を増幅する増幅器などを含むローカル回路である。
【0009】また、52は不要波を除去する帯域通過型
フィルタ521やマイクロ波帯の高周波信号を増幅する
増幅器を含む高周波回路であり、この終段部分が電力増
幅器52nである。
フィルタ521やマイクロ波帯の高周波信号を増幅する
増幅器を含む高周波回路であり、この終段部分が電力増
幅器52nである。
【0010】更に、51はIF信号(例えば、IF帯の
QAM信号)をRF帯のQAM信号に変換する周波数変
換器、502は図7に示す様に、FETを用いてAM−
AM歪を補償する第1の歪補償部分、542は図9で示
す様に、可変容量ダイオード(CV1,CV2 )を用いて
AM−PM歪を補償する第2の歪補償部分(移相器)で
ある。
QAM信号)をRF帯のQAM信号に変換する周波数変
換器、502は図7に示す様に、FETを用いてAM−
AM歪を補償する第1の歪補償部分、542は図9で示
す様に、可変容量ダイオード(CV1,CV2 )を用いて
AM−PM歪を補償する第2の歪補償部分(移相器)で
ある。
【0011】なお、上記の第1の歪補償部分502と第
2の歪補償部分542を結ぶ点線は、第2の歪補償部分
の移相特性を制御する為の制御信号を送る線路を示して
おり、直流付近から20〜30MHzまでの周波数成分
の電圧(上記QAM信号のエンベロープ電圧)が通る。
2の歪補償部分542を結ぶ点線は、第2の歪補償部分
の移相特性を制御する為の制御信号を送る線路を示して
おり、直流付近から20〜30MHzまでの周波数成分
の電圧(上記QAM信号のエンベロープ電圧)が通る。
【0012】また、53は第2の歪補償部分542への
制御信号を適切なレベルまで増幅する増幅器である。さ
て、図6の信号の流れを説明する。
制御信号を適切なレベルまで増幅する増幅器である。さ
て、図6の信号の流れを説明する。
【0013】例えば、入力したIF帯(例えば、70M
Hz帯)のQAM信号は、増幅器501、第1の歪補償
部分502、増幅器503を通り、周波数変換器51に
加えられる。
Hz帯)のQAM信号は、増幅器501、第1の歪補償
部分502、増幅器503を通り、周波数変換器51に
加えられる。
【0014】一方、周波数変換器51には、増幅器54
1、第2の歪補償部分542、増幅器543を通ったロ
ーカル信号も加えられているので、IF帯のQAM信号
はマイクロ波帯のQAM信号に周波数変換された後、帯
域通過型フィルタ521、複数段の増幅器を通って電力
増幅器52nに加えられる。
1、第2の歪補償部分542、増幅器543を通ったロ
ーカル信号も加えられているので、IF帯のQAM信号
はマイクロ波帯のQAM信号に周波数変換された後、帯
域通過型フィルタ521、複数段の増幅器を通って電力
増幅器52nに加えられる。
【0015】そこで、この増幅器で、更に、電力増幅さ
れて所定の送信電力が外部に送出される。ここで、IF
回路50に設けられた第1の歪補償部分502は、図7
に示す様に、1段のFET増幅器Q1 で構成されてお
り、図8に示す様に、IF入力レベルの増加に伴い利得
が増加傾向を示す動作により、AM−AM歪成分を補償
するものである。
れて所定の送信電力が外部に送出される。ここで、IF
回路50に設けられた第1の歪補償部分502は、図7
に示す様に、1段のFET増幅器Q1 で構成されてお
り、図8に示す様に、IF入力レベルの増加に伴い利得
が増加傾向を示す動作により、AM−AM歪成分を補償
するものである。
【0016】この様な機能を持たせる為、FET増幅器
Q1 はゲートバイアス(−Vg )をピンチオフ電圧(V
p ) 付近に設定する。これにより、図8に示す様に、I
F信号の入力レベルを大きくして行くと、ある領域(例
えば、図8中のa〜bの領域)でドレイン電流IdsがI
F信号の入力電力の増加と共に増大する。
Q1 はゲートバイアス(−Vg )をピンチオフ電圧(V
p ) 付近に設定する。これにより、図8に示す様に、I
F信号の入力レベルを大きくして行くと、ある領域(例
えば、図8中のa〜bの領域)でドレイン電流IdsがI
F信号の入力電力の増加と共に増大する。
【0017】なお、ピンチオフ電圧付近に動作点が設定
されたFET増幅器Q1 の小信号時の利得は、図8に示
す様にA級バイアス時に比べて低いものとなるが、この
ドレイン電流増加領域では電流増加により利得は増大傾
向を示す。また、この増幅器Q1 は増幅機能とエンベロ
ープ検波機能の2つの機能を持つ。
されたFET増幅器Q1 の小信号時の利得は、図8に示
す様にA級バイアス時に比べて低いものとなるが、この
ドレイン電流増加領域では電流増加により利得は増大傾
向を示す。また、この増幅器Q1 は増幅機能とエンベロ
ープ検波機能の2つの機能を持つ。
【0018】即ち、a〜bの領域では利得伸長となり、
通常の増幅器で入力信号レベルの増大に伴う飽和現象に
よる利得低下とは逆の特性が得られ、電力増幅器での利
得圧縮を補償することができる。
通常の増幅器で入力信号レベルの増大に伴う飽和現象に
よる利得低下とは逆の特性が得られ、電力増幅器での利
得圧縮を補償することができる。
【0019】また、図6に示すローカル回路54に設け
られた第2の歪補償部分542は、図9に示す様に、2
つの可変容量ダイオードCV11、CV12とブランチライ
ンハイブリッドHYBを組み合わせた移相器で構成され
ている。
られた第2の歪補償部分542は、図9に示す様に、2
つの可変容量ダイオードCV11、CV12とブランチライ
ンハイブリッドHYBを組み合わせた移相器で構成され
ている。
【0020】以下に第1、第2の歪補償部分の動作を詳
細に説明する。先ず、第1の歪補償部分502を構成す
る図7のFET増幅器Q1 にIF帯のQAM信号が入力
すると、上記FET増幅器のエンベロープ検波機能によ
りQAM信号のエンベロープ電圧が取り出され、この電
圧Ve はドレイン側に設けた抵抗R1 の両端で検出する
ことができる。
細に説明する。先ず、第1の歪補償部分502を構成す
る図7のFET増幅器Q1 にIF帯のQAM信号が入力
すると、上記FET増幅器のエンベロープ検波機能によ
りQAM信号のエンベロープ電圧が取り出され、この電
圧Ve はドレイン側に設けた抵抗R1 の両端で検出する
ことができる。
【0021】そして、この電圧Ve を図6中の増幅器5
3を介して第2の歪補償部分542を構成する図9の移
相器に印加することにより、2つの可変容量ダイオード
CV 11、CV12の静電容量が変化して、ここを通過する
ローカル信号の位相が移相する。
3を介して第2の歪補償部分542を構成する図9の移
相器に印加することにより、2つの可変容量ダイオード
CV 11、CV12の静電容量が変化して、ここを通過する
ローカル信号の位相が移相する。
【0022】なお、エンベロープ電圧のピーク値は、I
F信号レベルのピーク値の増加と共に増大し、図7中の
抵抗R1 の値と、図9中の2つの可変容量ダイオードC
V11、CV12のバイアス電圧V0 を下記の様に選ぶこと
により、入力信号レベル変化に対応する位相変化量を、
図6中の電力増幅器52nが示すAM−PM特性の逆特
性の形で作り出すことができる。
F信号レベルのピーク値の増加と共に増大し、図7中の
抵抗R1 の値と、図9中の2つの可変容量ダイオードC
V11、CV12のバイアス電圧V0 を下記の様に選ぶこと
により、入力信号レベル変化に対応する位相変化量を、
図6中の電力増幅器52nが示すAM−PM特性の逆特
性の形で作り出すことができる。
【0023】即ち、図7のFET回路のドレイン側に設
けてある抵抗R1 を可変抵抗器に置換すると共に、図9
の2つの可変容量ダイオードCV11、CV12のバイアス
電圧V0 を変化できる様な構成にする。
けてある抵抗R1 を可変抵抗器に置換すると共に、図9
の2つの可変容量ダイオードCV11、CV12のバイアス
電圧V0 を変化できる様な構成にする。
【0024】そして、複数のキャリアを、例えば、図6
のIF回路50の入力側に加え、電力増幅器52nの出
力をスペクトラムアナライザで監視し、上記の置換した
可変抵抗器の値及び可変容量ダイオードのバイアス電圧
を可変して、歪が最小となる様な値を求め、抵抗R1 及
びバイアス電圧V0 の値をこの値にそれぞれ固定すれば
よい。
のIF回路50の入力側に加え、電力増幅器52nの出
力をスペクトラムアナライザで監視し、上記の置換した
可変抵抗器の値及び可変容量ダイオードのバイアス電圧
を可変して、歪が最小となる様な値を求め、抵抗R1 及
びバイアス電圧V0 の値をこの値にそれぞれ固定すれば
よい。
【0025】
【発明が解決しようとする課題】ここで、図6に示した
従来の第1の歪補償部分502と第2の歪補償部分54
2では、被補償側である電力増幅器52nのAM−AM
特性の変化が小さく、且つAM−PM特性が大きい場合
には、十分な歪補償量を得るのが難しいと云う問題があ
る。
従来の第1の歪補償部分502と第2の歪補償部分54
2では、被補償側である電力増幅器52nのAM−AM
特性の変化が小さく、且つAM−PM特性が大きい場合
には、十分な歪補償量を得るのが難しいと云う問題があ
る。
【0026】なお、上記の様な特性は電力増幅器の動作
状態の問題ではなく、使用しているデバイスの問題であ
る。つまり、デバイスのAM−AM特性とAM−PM特
性はそれぞれ独立にバラツクものであり、AM−AM特
性の変化が小さく、且つ、AM−PM特性の変化が大き
いデバイスを使用せざるをえない場合も多々あるが、こ
の時は上記の問題が生ずる。
状態の問題ではなく、使用しているデバイスの問題であ
る。つまり、デバイスのAM−AM特性とAM−PM特
性はそれぞれ独立にバラツクものであり、AM−AM特
性の変化が小さく、且つ、AM−PM特性の変化が大き
いデバイスを使用せざるをえない場合も多々あるが、こ
の時は上記の問題が生ずる。
【0027】さて、AM−PM特性の大きな逆特性を得
るには、第2の歪補償部分542を構成する移相器の制
御信号Ve の振幅を大きくし、移相変化量を大きくする
必要がある。
るには、第2の歪補償部分542を構成する移相器の制
御信号Ve の振幅を大きくし、移相変化量を大きくする
必要がある。
【0028】その為、移相器の移相量を制御する制御信
号の発生源である、第1の歪補償部分502内のFET
の入力信号レベルを増加させるか(これにより、移相器
の移相量が増える)、あるいは、ゲートバイアス電圧V
0 をより非線型動作となる様に設定する必要がある。
号の発生源である、第1の歪補償部分502内のFET
の入力信号レベルを増加させるか(これにより、移相器
の移相量が増える)、あるいは、ゲートバイアス電圧V
0 をより非線型動作となる様に設定する必要がある。
【0029】一方、この様に設定すると大きなAM−P
M特性に対処できるが、第1の歪補償部分502の利得
伸長が顕著となり、必要な利得伸長量を超え、AM−A
M特性の逆特性が過剰となり、振幅成分に起因する歪発
生量が多くなってしまう。
M特性に対処できるが、第1の歪補償部分502の利得
伸長が顕著となり、必要な利得伸長量を超え、AM−A
M特性の逆特性が過剰となり、振幅成分に起因する歪発
生量が多くなってしまう。
【0030】そこで、第1の歪補償部分502の設定は
そのままとし、第2の歪補償部分542を構成する移相
器の移相量を制御する制御信号を増幅する増幅器53の
利得を上げる手段がある。
そのままとし、第2の歪補償部分542を構成する移相
器の移相量を制御する制御信号を増幅する増幅器53の
利得を上げる手段がある。
【0031】しかし、この部分は直流に近い成分から2
0〜30MHzまでの広い帯域に渡って増幅する回路で
あり、過剰に利得を上げると増幅器53の動作が不安定
となる危険が大きくなる。
0〜30MHzまでの広い帯域に渡って増幅する回路で
あり、過剰に利得を上げると増幅器53の動作が不安定
となる危険が大きくなる。
【0032】
【課題を解決するための手段】第1の本発明は、周波数
変換・増幅手段と振幅変調歪補償手段と振幅位相変調歪
補償手段をそれそれ設け、電力増幅部で発生する振幅変
調歪成分と振幅位相歪変調成分に対する歪補償を行う歪
補償回路において、振幅変調歪補償手段の入力側で分岐
した中間周波数帯の信号を検波する検波手段を設ける。
変換・増幅手段と振幅変調歪補償手段と振幅位相変調歪
補償手段をそれそれ設け、電力増幅部で発生する振幅変
調歪成分と振幅位相歪変調成分に対する歪補償を行う歪
補償回路において、振幅変調歪補償手段の入力側で分岐
した中間周波数帯の信号を検波する検波手段を設ける。
【0033】そして、検波手段の出力を利用して、該移
相器の移相量を制御して振幅位相成分を補償する様にし
た。第2の本発明は、上記検波手段と振幅位相変調歪補
償手段との間に、入出力特性が非線形を呈する増幅器を
設ける。
相器の移相量を制御して振幅位相成分を補償する様にし
た。第2の本発明は、上記検波手段と振幅位相変調歪補
償手段との間に、入出力特性が非線形を呈する増幅器を
設ける。
【0034】そして、検波手段の出力信号を該増幅器を
介して上記移相器に供給する構成にした。つまり、本発
明は上記の問題を解決する為、第2の歪補償部分内の移
相器に対する制御信号を、第1の歪補償部分502を構
成するFETのドレインからではなく、AM−AM補償
とは独立した部分から取る様な構成にした。
介して上記移相器に供給する構成にした。つまり、本発
明は上記の問題を解決する為、第2の歪補償部分内の移
相器に対する制御信号を、第1の歪補償部分502を構
成するFETのドレインからではなく、AM−AM補償
とは独立した部分から取る様な構成にした。
【0035】即ち、振幅変調歪補償手段の入力側で分岐
した中間周波数帯の信号を検波する検波手段を設け、適
切な大きさのエンベロープ信号を安定して取り出せる様
にした。
した中間周波数帯の信号を検波する検波手段を設け、適
切な大きさのエンベロープ信号を安定して取り出せる様
にした。
【0036】
【発明の実施の形態】図1は第1の本発明の実施例の要
部構成図、図2は図1中の検波部分と第2の歪補償部分
との間の接続図、図3は図2の動作説明図、図4は第2
の本発明の実施例の要部構成図である。
部構成図、図2は図1中の検波部分と第2の歪補償部分
との間の接続図、図3は図2の動作説明図、図4は第2
の本発明の実施例の要部構成図である。
【0037】なお、全図を通じて同一符号は同一対象物
を示す。以下、図1〜図4の説明を行うが、上記で詳細
説明した部分は概略説明し、本発明の部分を詳細説明す
る。
を示す。以下、図1〜図4の説明を行うが、上記で詳細
説明した部分は概略説明し、本発明の部分を詳細説明す
る。
【0038】先ず、図1において、11は第2の歪補償
部分542を構成する移相器の制御信号を生成する為に
IF帯のQAM信号を分岐するハイブリッド、12はI
F帯のQAM信号を増幅する増幅器である。
部分542を構成する移相器の制御信号を生成する為に
IF帯のQAM信号を分岐するハイブリッド、12はI
F帯のQAM信号を増幅する増幅器である。
【0039】13は検波回路であり、検波回路で得られ
た直流に近い成分から20〜30MHzの電圧(エンベ
ロープ電圧)が、点線部分を通って第2の歪補償部54
2に加えられ、この中に設けられた上記の移相器(図示
せず)の移相量を制御する。
た直流に近い成分から20〜30MHzの電圧(エンベ
ロープ電圧)が、点線部分を通って第2の歪補償部54
2に加えられ、この中に設けられた上記の移相器(図示
せず)の移相量を制御する。
【0040】この回路構成によれば、第2の歪補償部分
内の移相器を制御する信号の大きさは、AM−AM歪を
補償する第1の歪補償部分502の設定とは全く独立に
設定することができ、AM−AM特性がいかなる形であ
っても、IF帯(例えば、70MHz帯)の増幅器12
の利得を最適に設定することにより、良好なAM−PM
歪補償を得ることができる。
内の移相器を制御する信号の大きさは、AM−AM歪を
補償する第1の歪補償部分502の設定とは全く独立に
設定することができ、AM−AM特性がいかなる形であ
っても、IF帯(例えば、70MHz帯)の増幅器12
の利得を最適に設定することにより、良好なAM−PM
歪補償を得ることができる。
【0041】次に、図2を用いて上記のAM−PM歪補
償方法について説明する。即ち、図1のハイブリッド1
1によって、入力したIF帯のQAM信号を分岐し、I
F帯の増幅器12でレベルを大きくした後、図2の検波
回路13に加える。 これにり、検波回路13はQAM
波を検波してエンベロープ電圧を取り出すが、取り出さ
れたエンベロープ電圧Ve はオペアンプ131によって
直流電圧V´と加算された後、増幅され、第2の歪補償
部分542を構成する移相器に加えられる。
償方法について説明する。即ち、図1のハイブリッド1
1によって、入力したIF帯のQAM信号を分岐し、I
F帯の増幅器12でレベルを大きくした後、図2の検波
回路13に加える。 これにり、検波回路13はQAM
波を検波してエンベロープ電圧を取り出すが、取り出さ
れたエンベロープ電圧Ve はオペアンプ131によって
直流電圧V´と加算された後、増幅され、第2の歪補償
部分542を構成する移相器に加えられる。
【0042】なお、この時のオペアンプの出力電圧は
(αVe )+V´である。ここで、第2の歪補償部分5
42の移相特性は、エンベロープ電圧(αVe )の振幅
と、V0 及びV´で決まる可変容量ダイオードCV11,
CV12の直流バイアス電圧によって決まる。但し、V´
>V0従って、可変抵抗器RV3によってエンベロープ
電圧Ve を調整し、また可変抵抗器RV2によって可変
容量ダイオードの直流バイアス電圧V0 を調整すること
により、エンベロープ電圧に応じた適当な(即ち、電力
増幅器のAM−PMを打ち消す)移相特性を得ることが
できる。
(αVe )+V´である。ここで、第2の歪補償部分5
42の移相特性は、エンベロープ電圧(αVe )の振幅
と、V0 及びV´で決まる可変容量ダイオードCV11,
CV12の直流バイアス電圧によって決まる。但し、V´
>V0従って、可変抵抗器RV3によってエンベロープ
電圧Ve を調整し、また可変抵抗器RV2によって可変
容量ダイオードの直流バイアス電圧V0 を調整すること
により、エンベロープ電圧に応じた適当な(即ち、電力
増幅器のAM−PMを打ち消す)移相特性を得ることが
できる。
【0043】ところで、AM−PM歪補償動作はQAM
信号のエンベロープの瞬時の振幅に応じて移相器の位相
を変化させることによって実現されるものである。従っ
て、歪補償の効果の度合いは、検波回路13のIF入力
信号レベル対検波出力信号レベルの特性(直線性)、及
び第2の歪補償部分542で示されている移相器の制御
信号入力レベル対移相変化特性(直線性)に影響される
ものである。 この為、被補償側(電力増幅器)のAM
−PM特性の形によっては、図1の回路構成だけでは必
ずしも十分なAM−PM歪補償量が得られるとは限らな
い場合もあり得る。
信号のエンベロープの瞬時の振幅に応じて移相器の位相
を変化させることによって実現されるものである。従っ
て、歪補償の効果の度合いは、検波回路13のIF入力
信号レベル対検波出力信号レベルの特性(直線性)、及
び第2の歪補償部分542で示されている移相器の制御
信号入力レベル対移相変化特性(直線性)に影響される
ものである。 この為、被補償側(電力増幅器)のAM
−PM特性の形によっては、図1の回路構成だけでは必
ずしも十分なAM−PM歪補償量が得られるとは限らな
い場合もあり得る。
【0044】即ち、第2の歪補償部分542の目的は終
段の電力増幅器(被補償側)で生ずるAM−PM特性と
逆のAM−PM特性を作り出すことにある。しかし、第
2の歪補償部分で作り出すことができるAM−PM特性
は、 図3の(1)に示す、検波回路の検波入力( 実施例では
IF信号レベル):検波出力の特性図 図3の(2)に示す、移相器に印加される制御電圧(実
施例ではエンベロープ電圧):移相量の特性図 によって決まることになる。
段の電力増幅器(被補償側)で生ずるAM−PM特性と
逆のAM−PM特性を作り出すことにある。しかし、第
2の歪補償部分で作り出すことができるAM−PM特性
は、 図3の(1)に示す、検波回路の検波入力( 実施例では
IF信号レベル):検波出力の特性図 図3の(2)に示す、移相器に印加される制御電圧(実
施例ではエンベロープ電圧):移相量の特性図 によって決まることになる。
【0045】そこで、検波回路と移相器の特性の傾きが
所望の傾きになっていないと、広い範囲に渡って終段の
電力増幅器のAM−PM特性を補償することは難しい。
つまり、歪の補償がある所まで近づくが限界が生ずる。
所望の傾きになっていないと、広い範囲に渡って終段の
電力増幅器のAM−PM特性を補償することは難しい。
つまり、歪の補償がある所まで近づくが限界が生ずる。
【0046】例えば、図3の(1)と(2)を用いて生
成した、図3の(3)のAM−PM特性図に示す様に、
電力増幅器の出力レベルaの範囲ではAM−PM特性と
逆の特性に合わせることが出来る。しかし、bの範囲で
は(b−a)の範囲で所望の特性からずれてしまう。
成した、図3の(3)のAM−PM特性図に示す様に、
電力増幅器の出力レベルaの範囲ではAM−PM特性と
逆の特性に合わせることが出来る。しかし、bの範囲で
は(b−a)の範囲で所望の特性からずれてしまう。
【0047】この問題を解決する為、図4では入出力レ
ベルの関係が非線形となる回路(例えば、演算増幅器に
よる対数増幅器など)14を設け、全体として広い出力
レベルの範囲において、終段の電力増幅器52nと逆の
AM−PM特性が得られる様にした。
ベルの関係が非線形となる回路(例えば、演算増幅器に
よる対数増幅器など)14を設け、全体として広い出力
レベルの範囲において、終段の電力増幅器52nと逆の
AM−PM特性が得られる様にした。
【0048】図4はこの問題を解決する為の実施例であ
り、増幅器14は入力信号レベル対出力信号レベルの関
係が非線型である増幅器である。即ち、増幅器14を通
すことにより、前述の移相制御特性をより最適に合わせ
ることができる。
り、増幅器14は入力信号レベル対出力信号レベルの関
係が非線型である増幅器である。即ち、増幅器14を通
すことにより、前述の移相制御特性をより最適に合わせ
ることができる。
【0049】なお、増幅器14は、例えば、演算増幅器
を用いた対数増幅器などが適用でき、入出力特性のカー
ブの傾斜を最適に設定する。
を用いた対数増幅器などが適用でき、入出力特性のカー
ブの傾斜を最適に設定する。
【0050】
【発明の効果】上記で詳細説明した様に、本発明によれ
ば、電力増幅器で発生する歪を補償する為の安価な歪補
償回路の提供を図ることができると云う効果がある。
ば、電力増幅器で発生する歪を補償する為の安価な歪補
償回路の提供を図ることができると云う効果がある。
【0051】また、被補償回路のAM−AM特性がいか
なる形であっても、AM−PM歪補償特性により最適に
合わせ込むことができ、高性能な歪補償効果を実現する
ことができると云う効果もある。
なる形であっても、AM−PM歪補償特性により最適に
合わせ込むことができ、高性能な歪補償効果を実現する
ことができると云う効果もある。
【図1】第1の本発明の実施例の要部構成図である。
【図2】図1中の検波回路と第2の歪補償部分との間の
接続図である。
接続図である。
【図3】図2の動作説明図である。
【図4】第2の本発明の実施例の要部構成図である。
【図5】電力増幅器のAM−AM特性及びAM−PM特
性説明図である。
性説明図である。
【図6】従来例の要部構成図である。
【図7】図6中の第1の歪補償部分の要部構成図であ
る。
る。
【図8】図7の動作説明図である。
【図9】図6中の第2の歪補償部分の要部構成図であ
る。
る。
11 ハイブリッド 12 増幅器 13 検波回路 14 対数増幅器 50 IF回路 51 周波数変換器 52 高周波回路 53 増幅器 54 ローカル回路 131 オペアンプ 501 IF信号用増幅器 502 第1の歪補償部分 503 IF信号用増幅器 521 帯域通過型フィルタ 52n 電力増幅器 542 第2の歪補償部分 RV2,RV3 可変抵抗器 CV11, CV12 可変容量ダイオード Q1 FET増幅器 HYB ブランチラインハイブリッド
Claims (2)
- 【請求項1】 中間周波数帯の信号を、局部発信周波数
の信号を用いて高周波数帯の信号に周波数変換し、所望
の電力まで増幅して送信する周波数変換・増幅手段と、
該中間周波数帯で動作する振幅変調歪補償手段と、局部
発振発周波数で動作する移相器を有する振幅位相変調歪
補償手段とを設け、 電力増幅部で発生する振幅変調歪成分と振幅位相歪変調
成分に対する歪補償を行う歪補償回路において、 該振幅変調歪補償手段の入力側で分岐した中間周波数帯
の信号を検波する検波手段を設け、 該検波手段の出力を利用して、該移相器の移相量を制御
して振幅位相成分を補償する構成にしたことを特徴とす
る歪補償回路。 - 【請求項2】 上記検波手段と振幅位相変調歪補償手段
との間に、入出力特性が非線形を呈する増幅器を設け、 該検波手段の出力信号を該増幅器を介して上記移相器に
供給する構成にしたことを特徴とする歪補償回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9209106A JPH1155341A (ja) | 1997-08-04 | 1997-08-04 | 歪補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9209106A JPH1155341A (ja) | 1997-08-04 | 1997-08-04 | 歪補償回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1155341A true JPH1155341A (ja) | 1999-02-26 |
Family
ID=16567398
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP9209106A Withdrawn JPH1155341A (ja) | 1997-08-04 | 1997-08-04 | 歪補償回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH1155341A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2009125555A1 (ja) * | 2008-04-08 | 2009-10-15 | 三菱電機株式会社 | 高周波増幅器 |
-
1997
- 1997-08-04 JP JP9209106A patent/JPH1155341A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2009125555A1 (ja) * | 2008-04-08 | 2009-10-15 | 三菱電機株式会社 | 高周波増幅器 |
JP5165050B2 (ja) * | 2008-04-08 | 2013-03-21 | 三菱電機株式会社 | 高周波増幅器 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20041005 |