JPH1155341A - 歪補償回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 マイクロ波帯多重無線装置などに用いられる
歪補償回路に関し、電力増幅器で発生する歪を補償する
為の安価な歪補償回路の提供を図ることを目的とする。 【解決手段】 周波数変換・増幅手段と、該中間周波数
帯で動作する振幅変調歪補償手段と、局部発振発周波数
で動作する移相器を有する振幅位相変調歪補償手段とを
設け、電力増幅部で発生する振幅変調歪成分と振幅位相
歪変調成分に対する歪補償を行う歪補償回路において、
振幅変調歪補償手段の入力側で分岐した中間周波数帯の
信号を検波する検波手段を設け、検波手段の出力を利用
して、移相器の移相量を制御して振幅位相成分を補償す
るように構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】図５は電力増幅器のＡＭ−Ａ
Ｍ特性及びＡＭ−ＰＭ特性説明図である。本発明は、マ
イクロ波帯多重無線装置などに用いられる送信装置の高
周波部において、電力増幅器で発生する歪を補償するた
めの歪補償回路に関するものである。

【０００２】近年、マイクロ波帯を用いた通信では、１
６ＱＡＭ方式あるいは６４ＱＡＭ方式などの様な振幅位
相変調方式が多用されている。これらの多重無線装置に
用いられる送信装置の電力増幅器に対しては、入出力特
性の厳しい直線性が要求されており、この要求を満たす
為に飽和電力よりもかなり低い信号レベルで電力増幅器
を使用しなくてはならない。

【０００３】よく知られている様に、電力増幅器の動作
レベルが飽和電力に近づくと、図５に示す様に、利得：
出力電力特性の関係及び通過位相：出力電力の関係は直
線的でなくなる。

【０００４】例えば、出力電力が大きくなると、図５
（ａ），（ｂ）に示す様に利得が低下し、通過位相が大
きくなる。これにより、振幅変調歪（ＡＭ−ＡＭ）及び
振幅位相変調歪（ＡＭ−ＰＭ）が増加し、受信側では誤
り率が劣化する等の問題が発生する。

【０００５】そこで、利得：出力電力特性の関係及び通
過位相：出力電力特性をできるだけ直線的にする為に
は、電力増幅器の大型化、大消費電力化が必要となり、
価格も高価なものとなる。

【０００６】従って、電力増幅器で発生する歪を補償し
て、なるべく飽和電力に近い信号レベルで動作させる手
段が必要となるが、この手段に使用できる安価な歪補償
回路の提供が求められている。

【０００７】

【従来の技術】図６は従来例の要部構成図、図７は図６
中の第１の歪補償部分の要部構成図、図８は図７の動作
説明図、図９は図６中の第２の歪補償部分の要部構成図
を示す。 以下、図６の動作を図７〜図９を用いて説明
する。

【０００８】図６において、５０は中間周波数帯の信号
（以下、ＩＦ信号と省略する）を増幅する増幅器５０
１、５０３を含むＩＦ回路、５４はローカル信号（Ｌ
Ｏ）を増幅する増幅器などを含むローカル回路である。

【０００９】また、５２は不要波を除去する帯域通過型
フィルタ５２１やマイクロ波帯の高周波信号を増幅する
増幅器を含む高周波回路であり、この終段部分が電力増
幅器５２ｎである。

【００１０】更に、５１はＩＦ信号（例えば、ＩＦ帯の
ＱＡＭ信号）をＲＦ帯のＱＡＭ信号に変換する周波数変
換器、５０２は図７に示す様に、ＦＥＴを用いてＡＭ−
ＡＭ歪を補償する第１の歪補償部分、５４２は図９で示
す様に、可変容量ダイオード（ＣＶ₁,ＣＶ₂ ）を用いて
ＡＭ−ＰＭ歪を補償する第２の歪補償部分（移相器）で
ある。

【００１１】なお、上記の第１の歪補償部分５０２と第
２の歪補償部分５４２を結ぶ点線は、第２の歪補償部分
の移相特性を制御する為の制御信号を送る線路を示して
おり、直流付近から２０〜３０ＭＨｚまでの周波数成分
の電圧（上記ＱＡＭ信号のエンベロープ電圧）が通る。

【００１２】また、５３は第２の歪補償部分５４２への
制御信号を適切なレベルまで増幅する増幅器である。さ
て、図６の信号の流れを説明する。

【００１３】例えば、入力したＩＦ帯（例えば、７０Ｍ
Ｈｚ帯）のＱＡＭ信号は、増幅器５０１、第１の歪補償
部分５０２、増幅器５０３を通り、周波数変換器５１に
加えられる。

【００１４】一方、周波数変換器５１には、増幅器５４
１、第２の歪補償部分５４２、増幅器５４３を通ったロ
ーカル信号も加えられているので、ＩＦ帯のＱＡＭ信号
はマイクロ波帯のＱＡＭ信号に周波数変換された後、帯
域通過型フィルタ５２１、複数段の増幅器を通って電力
増幅器５２ｎに加えられる。

【００１５】そこで、この増幅器で、更に、電力増幅さ
れて所定の送信電力が外部に送出される。ここで、ＩＦ
回路５０に設けられた第１の歪補償部分５０２は、図７
に示す様に、１段のＦＥＴ増幅器Ｑ₁ で構成されてお
り、図８に示す様に、ＩＦ入力レベルの増加に伴い利得
が増加傾向を示す動作により、ＡＭ−ＡＭ歪成分を補償
するものである。

【００１６】この様な機能を持たせる為、ＦＥＴ増幅器
Ｑ₁ はゲートバイアス（−Ｖg ）をピンチオフ電圧（Ｖ
p ) 付近に設定する。これにより、図８に示す様に、Ｉ
Ｆ信号の入力レベルを大きくして行くと、ある領域（例
えば、図８中のａ〜ｂの領域）でドレイン電流ＩdsがＩ
Ｆ信号の入力電力の増加と共に増大する。

【００１７】なお、ピンチオフ電圧付近に動作点が設定
されたＦＥＴ増幅器Ｑ₁ の小信号時の利得は、図８に示
す様にＡ級バイアス時に比べて低いものとなるが、この
ドレイン電流増加領域では電流増加により利得は増大傾
向を示す。また、この増幅器Ｑ₁ は増幅機能とエンベロ
ープ検波機能の２つの機能を持つ。

【００１８】即ち、ａ〜ｂの領域では利得伸長となり、
通常の増幅器で入力信号レベルの増大に伴う飽和現象に
よる利得低下とは逆の特性が得られ、電力増幅器での利
得圧縮を補償することができる。

【００１９】また、図６に示すローカル回路５４に設け
られた第２の歪補償部分５４２は、図９に示す様に、２
つの可変容量ダイオードＣＶ₁₁、ＣＶ₁₂とブランチライ
ンハイブリッドＨＹＢを組み合わせた移相器で構成され
ている。

【００２０】以下に第１、第２の歪補償部分の動作を詳
細に説明する。先ず、第１の歪補償部分５０２を構成す
る図７のＦＥＴ増幅器Ｑ₁ にＩＦ帯のＱＡＭ信号が入力
すると、上記ＦＥＴ増幅器のエンベロープ検波機能によ
りＱＡＭ信号のエンベロープ電圧が取り出され、この電
圧Ｖe はドレイン側に設けた抵抗Ｒ₁ の両端で検出する
ことができる。

【００２１】そして、この電圧Ｖe を図６中の増幅器５
３を介して第２の歪補償部分５４２を構成する図９の移
相器に印加することにより、２つの可変容量ダイオード
ＣＶ ₁₁、ＣＶ₁₂の静電容量が変化して、ここを通過する
ローカル信号の位相が移相する。

【００２２】なお、エンベロープ電圧のピーク値は、Ｉ
Ｆ信号レベルのピーク値の増加と共に増大し、図７中の
抵抗Ｒ₁ の値と、図９中の２つの可変容量ダイオードＣ
Ｖ₁₁、ＣＶ₁₂のバイアス電圧Ｖ₀ を下記の様に選ぶこと
により、入力信号レベル変化に対応する位相変化量を、
図６中の電力増幅器５２ｎが示すＡＭ−ＰＭ特性の逆特
性の形で作り出すことができる。

【００２３】即ち、図７のＦＥＴ回路のドレイン側に設
けてある抵抗Ｒ₁ を可変抵抗器に置換すると共に、図９
の２つの可変容量ダイオードＣＶ₁₁、ＣＶ₁₂のバイアス
電圧Ｖ₀ を変化できる様な構成にする。

【００２４】そして、複数のキャリアを、例えば、図６
のＩＦ回路５０の入力側に加え、電力増幅器５２ｎの出
力をスペクトラムアナライザで監視し、上記の置換した
可変抵抗器の値及び可変容量ダイオードのバイアス電圧
を可変して、歪が最小となる様な値を求め、抵抗Ｒ₁ 及
びバイアス電圧Ｖ₀ の値をこの値にそれぞれ固定すれば
よい。

【００２５】

【発明が解決しようとする課題】ここで、図６に示した
従来の第１の歪補償部分５０２と第２の歪補償部分５４
２では、被補償側である電力増幅器５２ｎのＡＭ−ＡＭ
特性の変化が小さく、且つＡＭ−ＰＭ特性が大きい場合
には、十分な歪補償量を得るのが難しいと云う問題があ
る。

【００２６】なお、上記の様な特性は電力増幅器の動作
状態の問題ではなく、使用しているデバイスの問題であ
る。つまり、デバイスのＡＭ−ＡＭ特性とＡＭ−ＰＭ特
性はそれぞれ独立にバラツクものであり、ＡＭ−ＡＭ特
性の変化が小さく、且つ、ＡＭ−ＰＭ特性の変化が大き
いデバイスを使用せざるをえない場合も多々あるが、こ
の時は上記の問題が生ずる。

【００２７】さて、ＡＭ−ＰＭ特性の大きな逆特性を得
るには、第２の歪補償部分５４２を構成する移相器の制
御信号Ｖe の振幅を大きくし、移相変化量を大きくする
必要がある。

【００２８】その為、移相器の移相量を制御する制御信
号の発生源である、第１の歪補償部分５０２内のＦＥＴ
の入力信号レベルを増加させるか（これにより、移相器
の移相量が増える）、あるいは、ゲートバイアス電圧Ｖ
₀ をより非線型動作となる様に設定する必要がある。

【００２９】一方、この様に設定すると大きなＡＭ−Ｐ
Ｍ特性に対処できるが、第１の歪補償部分５０２の利得
伸長が顕著となり、必要な利得伸長量を超え、ＡＭ−Ａ
Ｍ特性の逆特性が過剰となり、振幅成分に起因する歪発
生量が多くなってしまう。

【００３０】そこで、第１の歪補償部分５０２の設定は
そのままとし、第２の歪補償部分５４２を構成する移相
器の移相量を制御する制御信号を増幅する増幅器５３の
利得を上げる手段がある。

【００３１】しかし、この部分は直流に近い成分から２
０〜３０ＭＨｚまでの広い帯域に渡って増幅する回路で
あり、過剰に利得を上げると増幅器５３の動作が不安定
となる危険が大きくなる。

【００３２】

【課題を解決するための手段】第１の本発明は、周波数
変換・増幅手段と振幅変調歪補償手段と振幅位相変調歪
補償手段をそれそれ設け、電力増幅部で発生する振幅変
調歪成分と振幅位相歪変調成分に対する歪補償を行う歪
補償回路において、振幅変調歪補償手段の入力側で分岐
した中間周波数帯の信号を検波する検波手段を設ける。

【００３３】そして、検波手段の出力を利用して、該移
相器の移相量を制御して振幅位相成分を補償する様にし
た。第２の本発明は、上記検波手段と振幅位相変調歪補
償手段との間に、入出力特性が非線形を呈する増幅器を
設ける。

【００３４】そして、検波手段の出力信号を該増幅器を
介して上記移相器に供給する構成にした。つまり、本発
明は上記の問題を解決する為、第２の歪補償部分内の移
相器に対する制御信号を、第１の歪補償部分５０２を構
成するＦＥＴのドレインからではなく、ＡＭ−ＡＭ補償
とは独立した部分から取る様な構成にした。

【００３５】即ち、振幅変調歪補償手段の入力側で分岐
した中間周波数帯の信号を検波する検波手段を設け、適
切な大きさのエンベロープ信号を安定して取り出せる様
にした。

【００３６】

【発明の実施の形態】図１は第１の本発明の実施例の要
部構成図、図２は図１中の検波部分と第２の歪補償部分
との間の接続図、図３は図２の動作説明図、図４は第２
の本発明の実施例の要部構成図である。

【００３７】なお、全図を通じて同一符号は同一対象物
を示す。以下、図１〜図４の説明を行うが、上記で詳細
説明した部分は概略説明し、本発明の部分を詳細説明す
る。

【００３８】先ず、図１において、１１は第２の歪補償
部分５４２を構成する移相器の制御信号を生成する為に
ＩＦ帯のＱＡＭ信号を分岐するハイブリッド、１２はＩ
Ｆ帯のＱＡＭ信号を増幅する増幅器である。

【００３９】１３は検波回路であり、検波回路で得られ
た直流に近い成分から２０〜３０ＭＨｚの電圧（エンベ
ロープ電圧）が、点線部分を通って第２の歪補償部５４
２に加えられ、この中に設けられた上記の移相器（図示
せず）の移相量を制御する。

【００４０】この回路構成によれば、第２の歪補償部分
内の移相器を制御する信号の大きさは、ＡＭ−ＡＭ歪を
補償する第１の歪補償部分５０２の設定とは全く独立に
設定することができ、ＡＭ−ＡＭ特性がいかなる形であ
っても、ＩＦ帯（例えば、７０ＭＨｚ帯）の増幅器１２
の利得を最適に設定することにより、良好なＡＭ−ＰＭ
歪補償を得ることができる。

【００４１】次に、図２を用いて上記のＡＭ−ＰＭ歪補
償方法について説明する。即ち、図１のハイブリッド１
１によって、入力したＩＦ帯のＱＡＭ信号を分岐し、Ｉ
Ｆ帯の増幅器１２でレベルを大きくした後、図２の検波
回路１３に加える。 これにり、検波回路１３はＱＡＭ
波を検波してエンベロープ電圧を取り出すが、取り出さ
れたエンベロープ電圧Ｖe はオペアンプ１３１によって
直流電圧Ｖ´と加算された後、増幅され、第２の歪補償
部分５４２を構成する移相器に加えられる。

【００４２】なお、この時のオペアンプの出力電圧は
（αＶe ）＋Ｖ´である。ここで、第２の歪補償部分５
４２の移相特性は、エンベロープ電圧（αＶe ）の振幅
と、Ｖ₀ 及びＶ´で決まる可変容量ダイオードＣＶ₁₁,
ＣＶ₁₂の直流バイアス電圧によって決まる。但し、Ｖ´
＞Ｖ₀従って、可変抵抗器ＲＶ３によってエンベロープ
電圧Ｖe を調整し、また可変抵抗器ＲＶ２によって可変
容量ダイオードの直流バイアス電圧Ｖ₀ を調整すること
により、エンベロープ電圧に応じた適当な（即ち、電力
増幅器のＡＭ−ＰＭを打ち消す）移相特性を得ることが
できる。

【００４３】ところで、ＡＭ−ＰＭ歪補償動作はＱＡＭ
信号のエンベロープの瞬時の振幅に応じて移相器の位相
を変化させることによって実現されるものである。従っ
て、歪補償の効果の度合いは、検波回路１３のＩＦ入力
信号レベル対検波出力信号レベルの特性（直線性）、及
び第２の歪補償部分５４２で示されている移相器の制御
信号入力レベル対移相変化特性（直線性）に影響される
ものである。 この為、被補償側（電力増幅器）のＡＭ
−ＰＭ特性の形によっては、図１の回路構成だけでは必
ずしも十分なＡＭ−ＰＭ歪補償量が得られるとは限らな
い場合もあり得る。

【００４４】即ち、第２の歪補償部分５４２の目的は終
段の電力増幅器（被補償側）で生ずるＡＭ−ＰＭ特性と
逆のＡＭ−ＰＭ特性を作り出すことにある。しかし、第
２の歪補償部分で作り出すことができるＡＭ−ＰＭ特性
は、 図３の（１）に示す、検波回路の検波入力( 実施例では
ＩＦ信号レベル）：検波出力の特性図 図３の（２）に示す、移相器に印加される制御電圧（実
施例ではエンベロープ電圧）：移相量の特性図 によって決まることになる。

【００４５】そこで、検波回路と移相器の特性の傾きが
所望の傾きになっていないと、広い範囲に渡って終段の
電力増幅器のＡＭ−ＰＭ特性を補償することは難しい。
つまり、歪の補償がある所まで近づくが限界が生ずる。

【００４６】例えば、図３の（１）と（２）を用いて生
成した、図３の（３）のＡＭ−ＰＭ特性図に示す様に、
電力増幅器の出力レベルａの範囲ではＡＭ−ＰＭ特性と
逆の特性に合わせることが出来る。しかし、ｂの範囲で
は（ｂ−ａ）の範囲で所望の特性からずれてしまう。

【００４７】この問題を解決する為、図４では入出力レ
ベルの関係が非線形となる回路（例えば、演算増幅器に
よる対数増幅器など）１４を設け、全体として広い出力
レベルの範囲において、終段の電力増幅器５２ｎと逆の
ＡＭ−ＰＭ特性が得られる様にした。

【００４８】図４はこの問題を解決する為の実施例であ
り、増幅器１４は入力信号レベル対出力信号レベルの関
係が非線型である増幅器である。即ち、増幅器１４を通
すことにより、前述の移相制御特性をより最適に合わせ
ることができる。

【００４９】なお、増幅器１４は、例えば、演算増幅器
を用いた対数増幅器などが適用でき、入出力特性のカー
ブの傾斜を最適に設定する。

【００５０】

【発明の効果】上記で詳細説明した様に、本発明によれ
ば、電力増幅器で発生する歪を補償する為の安価な歪補
償回路の提供を図ることができると云う効果がある。

【００５１】また、被補償回路のＡＭ−ＡＭ特性がいか
なる形であっても、ＡＭ−ＰＭ歪補償特性により最適に
合わせ込むことができ、高性能な歪補償効果を実現する
ことができると云う効果もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の本発明の実施例の要部構成図である。

【図２】図１中の検波回路と第２の歪補償部分との間の
接続図である。

【図３】図２の動作説明図である。

【図４】第２の本発明の実施例の要部構成図である。

【図５】電力増幅器のＡＭ−ＡＭ特性及びＡＭ−ＰＭ特
性説明図である。

【図６】従来例の要部構成図である。

【図７】図６中の第１の歪補償部分の要部構成図であ
る。

【図８】図７の動作説明図である。

【図９】図６中の第２の歪補償部分の要部構成図であ
る。

【符号の説明】

１１ ハイブリッド １２ 増幅器 １３ 検波回路 １４ 対数増幅器 ５０ ＩＦ回路 ５１ 周波数変換器 ５２ 高周波回路 ５３ 増幅器 ５４ ローカル回路 １３１ オペアンプ ５０１ ＩＦ信号用増幅器 ５０２ 第１の歪補償部分 ５０３ ＩＦ信号用増幅器 ５２１ 帯域通過型フィルタ ５２ｎ 電力増幅器 ５４２ 第２の歪補償部分 ＲＶ２，ＲＶ３ 可変抵抗器 ＣＶ₁₁, ＣＶ₁₂ 可変容量ダイオード Ｑ₁ ＦＥＴ増幅器 ＨＹＢ ブランチラインハイブリッド

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 中間周波数帯の信号を、局部発信周波数
   の信号を用いて高周波数帯の信号に周波数変換し、所望
   の電力まで増幅して送信する周波数変換・増幅手段と、
   該中間周波数帯で動作する振幅変調歪補償手段と、局部
   発振発周波数で動作する移相器を有する振幅位相変調歪
   補償手段とを設け、 電力増幅部で発生する振幅変調歪成分と振幅位相歪変調
   成分に対する歪補償を行う歪補償回路において、 該振幅変調歪補償手段の入力側で分岐した中間周波数帯
   の信号を検波する検波手段を設け、 該検波手段の出力を利用して、該移相器の移相量を制御
   して振幅位相成分を補償する構成にしたことを特徴とす
   る歪補償回路。
2. 【請求項２】 上記検波手段と振幅位相変調歪補償手段
   との間に、入出力特性が非線形を呈する増幅器を設け、 該検波手段の出力信号を該増幅器を介して上記移相器に
   供給する構成にしたことを特徴とする歪補償回路。