JPH11329849A - Current controlled variable inductance element - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To make it possible to perform remote-control continuously of the self inductance L of a current controlled variable inductance element. SOLUTION: A winding wire of a DC exciting coil Ndc is made to wind on a core T along the outer surface of the core T and the coupling constant of an AC magnetic flux Φac due to an AC exciting coil Nac to a DC magnetic flux Φdc due to the coil Ndc can be set at 0. As a result, there are advantages that an electromotive force due to the magnetic flux Φac is not induced, there is not output from terminals J1 and J2 and the Q of a circuit is not reduced. While the magnetic flux Φdc due to the coil Ndc is polarized into the S pole and the N pole, these poles are superposed on the magnetic flux Φac and the self inductance L between the terminals J1 and J2 is changed according to the strength of a DCI.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、一般の電気回路、特に
高周波回路において広く使用されるコイルの自己インダ
クタンスＬの調整方法に関するものであり、コイルのＱ
を低下させずに、その自己インダクタンスＬを広範囲か
つ、無段階に純電子的に遠隔制御出来るという本発明の
特性を利用して、電子工業における新規応用分野を開拓
せんとするものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a method for adjusting the self-inductance L of a coil which is widely used in general electric circuits, particularly high-frequency circuits.
It is intended to exploit a characteristic of the present invention that a self-inductance L can be remotely controlled in a wide range and in a stepless manner in a purely electronic manner without lowering the resistance, thereby exploiting a new application field in the electronics industry.

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来、単独素子として成るコイルの自己
インダクタンスＬの大きさを調整するには、コイルにタ
ップを設け見掛上の巻数を変えたり、或いは空心ソレノ
イドコイルの軸上中心部に棒状フェライトコアーを挿入
し、ネジ等の機械要素を用いてその位置を変える等の方
式が主に使用されてきた。これ等は何れも半固定式であ
って、自己インダクタンスＬの遠隔制御は出来ない構造
である。2. Description of the Related Art Conventionally, in order to adjust the magnitude of the self-inductance L of a coil formed as a single element, a tap is provided on the coil to change the apparent number of turns, or a rod-shaped solenoid is provided at the center of the air-core solenoid coil on the axis. A method of inserting a ferrite core and changing its position using a mechanical element such as a screw has been mainly used. These are all semi-fixed types, and cannot remotely control the self-inductance L.

【０００３】[0003]

【発明が解決しようとする課題】一般に、コイルはコン
デンサーと組み合わせて共振回路、発振回路、フィルタ
ー回路、インピーダンス整合回路及び位相回路などに使
用されることが多い。最近の半導体技術の進歩により、
電圧制御によって、コンデンサーの静電容量を連続的に
遠隔調整できる素子（例えばバリキャップ等）が商品化
されており、ラジオの同調回路等で利用されている。た
だし、これは電力的には極めて微小なものであるからそ
の使用分野が限定されることはやむを得ない。これは固
定自己インダクタンスと可変コンデンサーとの組み合わ
せに起因するもので、これと逆に発想すれば、固定コン
デンサーと可変自己インダクタンスの組み合わせによれ
ば、静電容量、耐電圧、コイルの大きさ、使用周波数等
に特別の制限はないから、桁違いの電力を処理できるよ
うになることは容易に考えられる。本発明はこの様な目
的のために成されたものであって、その解決すべき課題
は、コイルの自己インダクタンスを連続的に、広範囲
に、コイルのＱを低下させずに、直流電流変化によって
遠隔制御させる点にある。以下図面を用いてこれ等技術
の詳細に関し説明する。現代の電気磁気学理論によれ
ば、１つの回路の自己インダクタンスとは、その回路に
単位電流が流れた時、その作る磁束と電流との鎖交数で
あると定義されている。（電気学会編電気磁気学）例え
ば、図１において、コアーＴとコイルＮacのみの組み合
わせ回路があるとすれば、端子Ｊ１いはＪ２からコイル
Ｎacに流れ込む交流電流で生じる交流磁束Φacが、コイ
ルＮacと鎖交しているため、その結果として端子Ｊ１、
Ｊ２間に自己インダクタンスＬが現れることになるわけ
である。しかし、この様な単純な組み合わせでは自己イ
ンダクタンスＬを可変する手段を持たないのでＬは一定
のままである。ここで,本発明の要点である自己インダ
クタンスＬの可変方法について理論的に考察してみよ
う。前述の自己インダクタンスＬの定義を引用すれば、
実際上、コイルＮacの巻数は一定であるから、鎖交数の
大小によって、自己インダクタンスＬを変化させると言
うことは、コイルＮacを貫通する磁束Φacを制御する事
に他ならないと言える。この様な基本的考えに基づき、
本発明では、先ず、図１に示すようにコイルＮacとは別
にコイルＮdcを追加設置し、これに直流電源Ｅから、可
変抵抗器ＶＲによって制御された直流励磁電流Ｉを印加
させることを試みた。即ち、これは既に存在している交
流磁束Φacに、新設の直流励磁コイルＮdcと直流励磁電
流Ｉが鎖交して生じた直流磁束ΦdcとをコアーＴ内で重
畳せしめ、この直流励磁電流Ｉを制御することにより端
子Ｊ１、Ｊ２間の自己インダクタンスＬを間接的に連続
可変させようとするものである。この様な方式で自己イ
ンダクタンスＬを可変し得るか否かについては図２を用
いて以下に説明する。図２は強磁性体コアーの磁気的性
質を現す常規磁化曲線いわゆるＢ−Ｈ曲線を示したもの
で、この曲線において或る磁化の強さＨに対応する磁束
密度がＢであったとすれば、 μ＝Ｂ／Ｈ．．．．．．．（１） ここでμは常規透磁率で、図２で判るごとく、ＢとＨは
直線比例的ではないから、μも単なる定数でなく、Ｂ或
いはＨの大きさによって変化するものである。一方、
（１） 式のＢは磁路の単位断面積当たりの磁束Φであ
るから、磁路の断面積をＳとすれば Φ＝ＳＢ＝ＳμＨ．．．．．（２） であって、ここでＳは定数であるから、磁気回路のμ或
いはＨが変わればΦが変化することになるわけである。
前述の如く、コアー内部で交流磁束Φacと直流磁束Φdc
が重畳される場合は、図２のように初期透磁率μの代わ
りにインクレメンタル透磁率μΔが使用される。即ち、
直流磁化力Ｈ0 によってＢ0なる磁束密度がコアーに生
じていて、ここに更に小さな交流磁化力Ｈ0＋ＨαSinθ
を重畳したとすると、動作点は常規磁化曲線から外れて
小ヒステレシスループＰ1,Ｐ2に移り、この上を変化す
るようになる。磁束密度は、Bwを中心としてその上下に
ΔＢなる振幅の振動を行う。従って、この様に交流磁束
と直流磁束が重畳される系においては、前述の初期透磁
率ではなく（３）式に定義されるインクレメンタル透磁
率μΔを使うのが妥当である。 μΔ＝ΔＢ／ΔＨ．．．．（３） 図２のＢ−Ｈ曲線上で直流磁化力を変えていくと、それ
に対応するＨaの大きさの直流磁化力では、Ｐ３、Ｐ４
の小ループ上を、同様にしてＨbにおいてはＰ５、Ｐ６
の軌道上を動くことになる。これ等小ループの傾斜の大
きさを示すΔＢ／ΔＨはそれぞれの位置で異なる値を採
る事が明らかである。これ等の理由で、図１の交流コイ
ルＮacの自己インダクタンスＬは、直流励磁コイルＮdc
に流す制御電流によって、インクレメンタル透磁率μΔ
を変化でき、究極的に交流コイルＮacの自己インダクタ
ンスを制御出来ることが証明された。なお、図２におい
て、Ｈ0 を大きくするほどμΔは小さくなる。これは
当然強磁性体コアーの磁気的飽和現象に基づくものであ
る。以上、図１の構成で自己インダクタンスＬを可変で
きることが判明したが、実際上、これを可変インダクタ
ンス素子として、そのままの構成で使用すると原理上不
都合な欠陥を生じるのである。以下のこの欠陥の起因に
ついて説明し、理論的解決方法を詳述する。先ず、上記
欠陥について説明すると、再び図１において、直流励磁
コイルＮdcを付加したことによって、交流コイルＮacの
Ｑが激減してしまうことである。交流コイルＮacと鎖交
して交流磁束Φacを生じるが、これが同時に、直流励磁
コイルＮdcとも鎖交しており、この結果、直流励磁コイ
ルＮdcに交流電圧が誘起されてしまうためである。この
現象は丁度一般の変圧器における２次側短絡の場合と同
様に、直流励磁用電源の低いインピーダンスで短絡され
ているから端子Ｊ１、Ｊ２から見た負荷は非常に重くな
り、交流コイルＮacからの電気エネルギーが吸収されて
しまう結果、交流コイルＮacのＱが極度に低下してしま
うことになる。この現象は特に高周波回路において著し
く、高周波回路ではＱの低下が致命的欠陥となりうるも
のである。本発明は以上の欠陥を解決するために成され
たもので、それぞれ解決方法の異なる３つの方式につい
て請求項１，請求項２，及び請求項３の如く３件に分割
して特許請求を行った。Generally, a coil is often used in combination with a capacitor in a resonance circuit, an oscillation circuit, a filter circuit, an impedance matching circuit, a phase circuit, and the like. With recent advances in semiconductor technology,
An element (for example, a varicap) capable of continuously adjusting the capacitance of a capacitor remotely by voltage control has been commercialized, and is used in a tuning circuit of a radio or the like. However, since this is extremely small in terms of electric power, its use field is unavoidably limited. This is due to the combination of fixed self-inductance and variable capacitor.Conversely, according to the combination of fixed capacitor and variable self-inductance, the capacitance, withstand voltage, coil size, usage Since there is no particular limitation on the frequency and the like, it is easily conceivable that the power can be processed by orders of magnitude. The present invention has been made for such a purpose, and the problem to be solved is to continuously and widely reduce the self-inductance of the coil by changing the DC current without lowering the Q of the coil. The point is that it is controlled remotely. Hereinafter, these techniques will be described in detail with reference to the drawings. According to modern electromagnetism theory, the self-inductance of one circuit is defined as the number of linkages between the magnetic flux and the current generated when a unit current flows through the circuit. (Electromagnetics, edited by the Institute of Electrical Engineers of Japan) For example, in FIG. 1, if there is a combination circuit composed of only the core T and the coil Nac, an AC magnetic flux Φac generated by an alternating current flowing from the terminal J1 or J2 into the coil Nac is generated by the coil Nac. As a result, the terminal J1
The self-inductance L appears between J2. However, such a simple combination has no means for varying the self-inductance L, so that L remains constant. Here, a method of changing the self-inductance L, which is the main point of the present invention, will be considered theoretically. To quote the above definition of self-inductance L,
Actually, since the number of turns of the coil Nac is constant, changing the self-inductance L depending on the number of interlinkage can be said to be nothing more than controlling the magnetic flux Φac passing through the coil Nac. Based on these basic ideas,
In the present invention, first, as shown in FIG. 1, a coil Ndc was additionally installed separately from the coil Nac, and an attempt was made to apply a DC exciting current I controlled by the variable resistor VR from the DC power supply E to this. . That is, this superimposes, in the core T, the existing DC magnetic flux Φac with the DC magnetic flux Φdc generated by linking the new DC exciting coil Ndc and the DC exciting current I, and this DC exciting current I is By controlling, the self-inductance L between the terminals J1 and J2 is indirectly continuously varied. Whether or not the self-inductance L can be varied in such a manner will be described below with reference to FIG. FIG. 2 shows a normal magnetization curve showing the magnetic properties of the ferromagnetic core, a so-called BH curve. In this curve, if the magnetic flux density corresponding to a certain magnetization intensity H is B, μ = B / H. . . . . . . (1) Here, μ is a normal magnetic permeability. As can be seen from FIG. 2, B and H are not linearly proportional. Therefore, μ is not a simple constant but varies depending on the magnitude of B or H. on the other hand,
Since B in the equation (1) is the magnetic flux Φ per unit sectional area of the magnetic path, if the sectional area of the magnetic path is S, then Φ = SB = SμH. . . . . (2) where S is a constant, so that if μ or H of the magnetic circuit changes, Φ will change.
As described above, AC flux Φac and DC flux Φdc inside the core
Are superimposed, the incremental magnetic permeability μΔ is used instead of the initial magnetic permeability μ as shown in FIG. That is,
A magnetic flux density of B0 is generated in the core by the DC magnetizing force H0, and a smaller AC magnetizing force H0 + HαSinθ is generated here.
Is superimposed, the operating point deviates from the normal magnetization curve and moves to the small hysteresis loops P1 and P2, where the operating point changes. The magnetic flux density oscillates with an amplitude of ΔB above and below Bw. Therefore, in such a system in which the AC magnetic flux and the DC magnetic flux are superimposed, it is appropriate to use the incremental magnetic permeability μΔ defined in the equation (3) instead of the initial magnetic permeability described above. μΔ = ΔB / ΔH. . . . (3) When the DC magnetizing force is changed on the BH curve in FIG. 2, the corresponding DC magnetizing force having the magnitude of Ha is P3, P4.
, P5, P6 in Hb
Will move in orbit. It is clear that ΔB / ΔH indicating the magnitude of the inclination of these small loops takes different values at each position. For these reasons, the self-inductance L of the AC coil Nac in FIG.
The incremental magnetic permeability μΔ
It has been proved that the self-inductance of the AC coil Nac can be ultimately controlled. In FIG. 2, the larger the value of H0 is, the smaller the value of μΔ is. This is naturally based on the magnetic saturation phenomenon of the ferromagnetic core. As described above, it has been found that the self-inductance L can be varied with the configuration shown in FIG. 1. However, in practice, if the self-inductance L is used as a variable inductance element in the same configuration, an inconvenient defect occurs in principle. The cause of this defect is described below and the theoretical solution is detailed. First, the defect will be described. In FIG. 1 again, the addition of the DC exciting coil Ndc causes a sharp decrease in the Q of the AC coil Nac. This is because the AC magnetic flux Φac is generated by interlinking with the AC coil Nac, and the AC magnetic flux Φac is also interlinked with the DC excitation coil Ndc. As a result, an AC voltage is induced in the DC excitation coil Ndc. This phenomenon is similar to the case of secondary short-circuiting in a general transformer, so that the load seen from the terminals J1 and J2 becomes very heavy because the power supply for DC excitation is short-circuited and the load from the AC coil Nac As a result, the Q of the AC coil Nac is extremely reduced. This phenomenon is particularly remarkable in a high-frequency circuit, in which a decrease in Q can be a fatal defect. The present invention has been made to solve the above-mentioned deficiencies, and claims are divided into three cases as claimed in claims 1, 2, and 3 for three methods having different solutions. Was.

【０００４】[0004]

【課題を解決するための手段】先ず、請求項１に係わる
解決法は次の通りである。図１でＱが低下してしまう最
大原因は、交流コイルＮacと鎖交して発生する交流磁束
Φacと直流励磁コイルＮdcが更に鎖交している点であ
る。Ｎac、Φac、及びＮdcが互いに鎖交していれば、磁
気誘導現象によって一般の変圧器回路と同様に、互いの
巻線間に誘起起電力が誘起されるのは当然のことであ
る。この技術上の問題点を解消する手段として次に示す
対策が考えられた。即ち、このポイントは前記交流コイ
ルＮac、交流磁束Φac及び直流励磁コイルＮdc三者の結
合連鎖を何れか１ヶ所で断ち切れれば良いということで
ある。この場合、直流励磁コイルＮdcを流れる直流電流
Ｉによる直流磁束Φdcは、時間的に変化せず、従って交
流コイルＮacには原理的に何の起電力も誘起されないか
ら、等価的にその鎖交数は０と見なせる。一方、交流コ
イルＮacと交流磁束Φacは原理上分離する事は出来ない
から、最終的には、直流励磁コイルＮdcと交流磁束Φac
とを鎖交させなければ本発明の目的を達成できるという
ことである。それ等の関係を図３を用いて説明する。図
３は図１を改良した本発明の原理説明図であって、その
構成上の特徴は直流励磁コイルＮdcの巻線をコアーＴの
外径部分の外側沿面に添って巻回させるように設置し、
その内径部分にはコイルの線材を通していない点であ
る。この様な巻線方式によると、交流磁束Φacと直流励
磁コイルＮdcとの鎖交数を０にすることができる結果、
直流励磁コイルＮdcには交流磁束Φacによる起電力は誘
起されず、端子Ｊ１，Ｊ２からの電気エネルギーの流出
が無くなるので交流コイルＮacを含む回路のＱを低下さ
せない利点が生ずる。 一方、直流励磁コイルＮdcの作
る磁束Φdcは図３に示す如く、Ｓ極、Ｎ極に分極して現
れ、これが交流磁束Φacと重畳される結果、前述と同様
の原理により交流コイルＮacの端子Ｊ１，Ｊ２間の自己
インダクタンスＬは直流電流Ｉの大きさによって自由に
変化させられることになる。本発明の要旨は交流磁束に
直流磁気バイアスを重畳して自己インダクタンスを変え
ようとするもので、この直流磁気バイアスを与える方法
としては単なる磁気的結合で充分であり、実用上、直流
磁化の方向性で本発明の効果が左右されることはない。
その理由は、次の通りである。この様に直流磁気バイア
スを与えることは、コアー内部に立体的、かつランダム
に存在する磁区の回転力を制御拘束する事であるから、
どの様な方向から磁化しても磁区はそれに対応する方向
に回転でき、磁化の方向性に無関係に、飽和状態にまで
直流磁化できるからである。図４は図３の発展形であっ
て、交流コイルＮacを直流励磁コイルＮdcの左右に振り
分けて巻いたもので、原理的には全く同様であるが、コ
イルの空間占有率を向上できる利点がある。以上が本発
明請求項１に関する説明であり、次に請求項２について
説明する。図５は請求項２に関する説明図でコアーＴに
直流磁束Φdcを発生させるために、電磁石Ｍｇを別に設
け、継鉄Ｆ１及びＦ２によってコアーＴに連結させた方
式で原理的に請求項１の場合と全く同様に電磁石の直流
励磁コイルＮdcの電流Ｉを変化させ、端子Ｊ１，Ｊ２間
の自己インダクタンスを制御しようとするものである。
これは、大型コアーを使用する上で特に有効な方式であ
って、独立した電磁石Ｍｇと直流閉磁気回路を有するた
め、効率が良く、自己インダクタンスＬの変化に要する
励磁アンペアターンが少なくて済む特徴がある。しか
し、ここで一つ問題となるのは請求項１の場合と同様に
交流磁束Φacによって直流励磁コイルＮdcに交流起電力
を誘起し、この理由で交流コイルＮacのＱが低下しない
かという点である。図５から分かる通り、直流励磁コイ
ルＮdcに直流電流Ｉを流した場合、電磁石Ｍｇに励起さ
れる磁化力（アンペアターン）によって直流磁束Φdcを
生じる。直流磁束Φdcの経路をたどると、継鉄Ｆ１のｆ
点、Ｎ極、次いで、ｂ点に到り、ここで、ｂａ、ｂｃの
２路に分かれ、またｄ点で一つに集合された後、ｄ点、
Ｓ極、継鉄Ｆ２のｅ点を通って閉じた磁気回路を作る。
一方、交流コイルＮacと鎖交して生じる交流磁束Φacの
経路は、コアーＴを点ａ−ｂ−ｃ−ｄ−ａと一周する閉
磁路を作る。しかし、問題はｂ点でＮ極に接し、これが
継鉄Ｆ１のｆ点、継鉄Ｆ２のｅ点、Ｓ極を経由してｄ点
に到る閉磁路も併せて存在することである。即ちこれ
は、上記二つの閉磁路がｂ、ｄ点で並列接続された構成
であって、交流コイルＮacと鎖交して生じる交流磁束Φ
acは、ａ−ｂ−ｃ−ｄ−ａ点を通り、 同時に直流励磁
コイルＮdcにもａ−ｂ−Ｎ−ｆ−ｅ−Ｓ−ｄ−ａの経路
が存在するから、直流励磁コイルＮdcは交流磁束Φacと
鎖交する事になり、これを解決しないと請求項１で述べ
たような理由で交流コイルＮacのＱを低下させる原因と
なる。この問題解決手段を結論づければ、上記二つの閉
磁路のそれぞれの磁気抵抗の大きさに差をつけることに
よって、直流励磁コイルＮdcにコアーから漏洩流出され
る点ｂ−Ｎ−ｆ−ｅ−Ｓ−ｃ経由の交流磁束Φacを極力
低減させればよいということになる。特に交流磁束Φac
が高周波の場合、コアーＴにはフェライトの如き焼結体
が通常使用され、透磁率μが大きく、いわゆる鉄損も少
なく、その磁気抵抗は小さく、Φacは非常に流れやすい
性質を有している。しかし、一方、継鉄Ｆ１、Ｆ２を経
由し電磁石Ｍｇに到る直流磁路用材料としては、通常い
わゆる純鉄が使用される。純鉄は直流磁路に於いては良
好な磁気特性を持つが、高周波領域の交流磁束に於いて
は特に渦流損が極めて大きく不適当な材料であって、見
掛け上、磁気抵抗が大きい。この様な性質上の相違と共
に、その磁路の長さ、及び断面積の大小を併せて考慮す
れば、交流磁束ΦacはコアーＴの点ｂ−ｃ−ｄの短い経
路を容易に流れ、反面、点ｂ−Ｎ−ｆ−ｅ−Ｓ−ｄの長
い経路には殆ど流れないことが判明された。この性質は
それぞれ並列接続された磁気回路の磁気抵抗に意識的に
大きな差をつける方法で生じたものである。この差は継
鉄Ｆ１、Ｆ２の断面積、或いはコアーＴの接触面積を本
発明の動作可能範囲でなるべく小さくすることによって
更に大きくする事が出来る。以上、請求項２について説
明した。次に請求項３について説明する。請求項３は請
求項１記載に関する性能向上対策の結果生じた構成であ
る。請求項１で図３の電流制御方式を採ると、前述のよ
うにコアーＴには直流励磁によってＮ極及びＳ極の２極
が現れるが、閉磁路を有していないので、このとき生じ
る直流磁束ΦdcはＮ極から空中を経由してＳ極に到る開
磁路を通らざるを得ない。この為請求項１記載では比較
的大きな励磁アンペアターンを要する特徴を有してい
る。目的とする自己インダクタンスＬの可変範囲を、満
足させるべく無理に励磁電流Ｉを増加させると、励磁コ
イルＮdcがそのジュール熱によって発熱することがあ
る。請求項３はこの直流励磁アンペアターンを可能な限
り小さくして、同一の効果が期待出来るよう構成された
ものである。その方法して、図７に示す如く、トロイダ
ルコアーＴの端部に現れたＮ極、Ｓ極を継鉄Ｆで磁気的
に短絡させたものである。この様にすると、直流励磁コ
イルＮdcで発生した磁束Φdc２は図の如く継鉄Ｆによる
閉磁路を通り、空気間隙を磁化するに要する励磁アンペ
アターンが不必要になるため請求項１の場合に較べ小さ
な電流で自己インダクタンスＬの変化範囲を拡大するこ
とが出来る。尚、継鉄Ｆが交流コイルＮacの動作上不具
合を生じる危惧については請求項２で説明したように、
直流磁路と交流磁路との磁気抵抗の差を積極的に利用す
る事によって、実用上特に問題は生じない。First, a solution according to claim 1 is as follows. In FIG. 1, the main cause of the decrease in Q is that the AC magnetic flux Φac generated by interlinking with the AC coil Nac is further interlinked with the DC excitation coil Ndc. If Nac, Φac, and Ndc are linked to each other, it is natural that an induced electromotive force is induced between the windings by a magnetic induction phenomenon, similarly to a general transformer circuit. The following countermeasures have been considered as means for solving this technical problem. That is, the point is that the coupling chain of the AC coil Nac, the AC magnetic flux Φac, and the DC excitation coil Ndc should be broken at any one place. In this case, the DC magnetic flux Φdc due to the DC current I flowing through the DC exciting coil Ndc does not change with time, and therefore no electromotive force is induced in the AC coil Nac in principle. Can be regarded as 0. On the other hand, since the AC coil Nac and the AC magnetic flux Φac cannot be separated in principle, the DC exciting coil Ndc and the AC magnetic flux Φac
If this is not linked, the object of the present invention can be achieved. These relationships will be described with reference to FIG. FIG. 3 is an explanatory view of the principle of the present invention which is an improvement of FIG. 1. The constitutional feature is that the winding of the DC exciting coil Ndc is installed so as to be wound along the outer surface of the outer diameter portion of the core T. And
The point is that the inner diameter portion does not pass through the wire of the coil. According to such a winding method, the number of linkages between the AC magnetic flux Φac and the DC excitation coil Ndc can be reduced to zero,
No electromotive force is induced in the DC excitation coil Ndc due to the AC magnetic flux Φac, and no electric energy flows out of the terminals J1 and J2. Therefore, there is an advantage that the Q of the circuit including the AC coil Nac is not reduced. On the other hand, as shown in FIG. 3, the magnetic flux Φdc generated by the DC exciting coil Ndc appears polarized in the S pole and the N pole, and is superimposed on the AC magnetic flux Φac. , J2 can be freely changed by the magnitude of the DC current I. The gist of the present invention is to change a self-inductance by superimposing a DC magnetic bias on an AC magnetic flux. A simple magnetic coupling is sufficient as a method for applying the DC magnetic bias, and in practice, the direction of the DC magnetization is The effect of the present invention is not affected by the properties.
The reason is as follows. Applying a DC magnetic bias in this way is to control and constrain the rotational force of magnetic domains that exist three-dimensionally and randomly within the core.
This is because, regardless of the direction of magnetization, the magnetic domain can rotate in the corresponding direction and can be DC-magnetized to a saturation state regardless of the directionality of the magnetization. FIG. 4 is a developed version of FIG. 3, in which an AC coil Nac is divided and wound on the left and right sides of a DC excitation coil Ndc, which is exactly the same in principle, but has an advantage that the space occupancy of the coil can be improved. is there. The above is the description of claim 1 of the present invention. Next, claim 2 will be described. FIG. 5 is an explanatory diagram relating to claim 2. In order to generate a DC magnetic flux Φdc in the core T, an electromagnet Mg is separately provided, and is connected to the core T by yokes F1 and F2 in principle. The current I of the DC exciting coil Ndc of the electromagnet is changed to control the self-inductance between the terminals J1 and J2.
This is a particularly effective method for using a large core. Since it has an independent electromagnet Mg and a DC closed magnetic circuit, it is efficient and requires less exciting ampere turns required for changing the self-inductance L. There is. However, one problem here is that, as in the case of claim 1, an AC electromotive force is induced in the DC exciting coil Ndc by the AC magnetic flux Φac, and for this reason, does the Q of the AC coil Nac decrease? is there. As can be seen from FIG. 5, when a DC current I is passed through the DC excitation coil Ndc, a DC magnetic flux Φdc is generated by a magnetizing force (ampere turn) excited by the electromagnet Mg. Following the path of the DC magnetic flux Φdc, f of the yoke F1
Point, north pole, and then to point b, where it is divided into two paths, ba and bc, and after being gathered together at point d, point d
A closed magnetic circuit is created through the S pole and the point e of the yoke F2.
On the other hand, the path of the AC magnetic flux Φac generated by interlinking with the AC coil Nac forms a closed magnetic path that goes around the core T around the point abcda. However, the problem is that the magnetic pole contacts the N pole at the point b, and the closed magnetic path which reaches the point d via the point f of the yoke F1, the point e of the yoke F2, and the S pole also exists. That is, this is a configuration in which the two closed magnetic paths are connected in parallel at points b and d, and the AC magnetic flux Φ generated by interlinking with the AC coil Nac.
ac passes through the abcda point, and at the same time, the DC excitation coil Ndc also has an abNfeSeDa path, so the DC excitation coil Ndc The magnetic flux interlinks with the AC magnetic flux Φac, and if this is not solved, it causes the Q of the AC coil Nac to decrease for the reason described in claim 1. To conclude this problem-solving means, the point b-N-feS which leaks out from the core to the DC excitation coil Ndc by making the magnitude of the magnetic resistance of each of the two closed magnetic paths different. This means that the AC magnetic flux Φac via −c should be reduced as much as possible. Especially AC magnetic flux Φac
When the frequency is high, a sintered body such as ferrite is usually used for the core T, the magnetic permeability μ is large, so-called iron loss is small, the magnetic resistance is small, and Φac has the property of being very easy to flow. . However, on the other hand, as a material for a DC magnetic path that reaches the electromagnet Mg via the yoke F1 or F2, so-called pure iron is usually used. Pure iron has good magnetic properties in a DC magnetic path, but is an inappropriate material having a particularly large eddy loss in an AC magnetic flux in a high-frequency region, and apparently has a large magnetic resistance. If the length of the magnetic path and the size of the cross-sectional area are taken into consideration together with such a difference in properties, the AC magnetic flux Φac easily flows along the short path of the point b-cd of the core T. It turns out that it hardly flows on the long path of the point bNfeds. This property is caused by a method of intentionally making a large difference in the magnetic resistance of the magnetic circuits connected in parallel. This difference can be further increased by minimizing the cross-sectional area of the yokes F1 and F2 or the contact area of the core T within the operable range of the present invention. The second aspect has been described above. Next, claim 3 will be described. A third aspect is a configuration resulting from the performance improvement measure according to the first aspect. If the current control method of FIG. 3 is adopted in claim 1, two poles of an N pole and an S pole appear in the core T due to the DC excitation as described above. The magnetic flux Φdc must pass through an open magnetic path from the north pole to the south pole via the air. For this reason, the first aspect has a feature that a relatively large excitation ampere turn is required. If the exciting current I is forcibly increased to satisfy the target variable range of the self-inductance L, the exciting coil Ndc may generate heat due to the Joule heat. A third aspect of the present invention is configured such that the DC excitation ampere turn is made as small as possible and the same effect can be expected. In this method, as shown in FIG. 7, the N pole and the S pole appearing at the end of the toroidal core T are magnetically short-circuited with the yoke F. In this case, the magnetic flux .PHI.dc2 generated by the DC exciting coil Ndc passes through a closed magnetic path formed by the yoke F as shown in FIG. The change range of the self-inductance L can be expanded with a small current. As for the fear that the yoke F may cause a malfunction in the operation of the AC coil Nac, as described in claim 2,
By utilizing the difference in magnetic resistance between the DC magnetic path and the AC magnetic path positively, there is no practical problem.

【０００５】[0005]

【作用】請求項１記載及び請求項２、或いは請求項３を
実施すると画期的な自己インダクタンスＬ可変素子を構
成できる。この可変インダクタンス素子を採用したこと
で生じる作用及び特徴を以下箇条書きに示す。 （イ） コンパクトな回路素子として構成できる。（プ
リント基板搭載用） （ロ）機械要素を使用せず、純電子的にＬを可変でき
る。 （ハ） Ｌの制御は無段階的である。 （ニ）Ｌの遠隔制御が可能である。 （ホ） Ｌの可変範囲が非常に広い。 （ヘ）Ｌの調整に対する応答速度は従来技術の半固定式
のものに較べれば比較にならないほど早い （ト） コアーの適当な選択により高周波帯で使用で
き、使用可能周波数帯域幅が広い。 （チ）Ｌの電子制御を行っても、コイルのＱは低下しな
い。 （リ） 許容電力が大きく大型装置に適用できる。 （ヌ）コアーを積層し、許容電力を増大できる。 原理上、本発明の可変インダクタンス素子は、コアーの
大小に無関係に上述の特徴を有しているものであり、全
ての電気回路は抵抗Ｒ、静電容量Ｃ、自己インダクタン
スＬの３要素から成立していること、及び、現在、電気
回路に使用されているＬに殆ど対応できる構成であるこ
とを考え併せれば、その応用面は、列記した各特徴の組
み合わせにより、極めて広範囲に及ぶであろう事は容易
に類推できるものである。この意味で従来技術或いは既
製のＬでは適用不可能な新用途の開発も当然可能であ
り、その中のほんの数例を以下にまとめて示す。 （ａ）多段フィルタ等、数多くのＬを同時にかつ、瞬時
に遠隔制御して、その遮断周波数を無段階に調整するこ
とが出来る。 （ｂ）高周波インピーダンス整合器に使用すれば、整合
に要する時間を桁違いに短縮できる。 （ｃ）ＬＣ共振回路に用いれば、大型の可変コンデンサ
ーを小型の固定コンデンサに代替でき、その空間占有率
を小さくできる。 （ｄ）直流励磁コイルを温度検出ループの中に入れ、Ｌ
の温度補償が行える。 等々、本発明は、その有する数多くの作用によって従来
技術で得られなかった新しい装置及び回路を多数開拓で
きる可能性を有しているものである。According to the first and second or third aspects of the present invention, an innovative self-inductance L variable element can be constructed. The following paragraphs describe the actions and features that are produced by adopting this variable inductance element. (A) It can be configured as a compact circuit element. (For printed circuit board mounting) (b) L can be changed purely electronically without using mechanical elements. (C) The control of L is stepless. (D) Remote control of L is possible. (E) The variable range of L is very wide. (F) The response speed to the adjustment of L is incomparably faster than that of the conventional semi-fixed type. (G) It can be used in a high frequency band by appropriate selection of the core, and the usable frequency bandwidth is wide. (H) Even if the electronic control of L is performed, the Q of the coil does not decrease. (I) The allowable power is large and can be applied to large devices. (V) By laminating cores, the allowable power can be increased. In principle, the variable inductance element of the present invention has the above-mentioned characteristics irrespective of the size of the core, and all the electric circuits are composed of three elements of resistance R, capacitance C, and self inductance L. In view of the fact that the configuration is almost compatible with L currently used in electric circuits, its application is extremely wide depending on the combination of the listed features. Deaf things can be easily analogized. In this sense, it is of course possible to develop a new application that cannot be applied with the conventional technology or the ready-made L, and only a few examples are summarized below. (A) A large number of filters, such as a multi-stage filter, can be remotely and simultaneously controlled instantaneously to adjust the cutoff frequency steplessly. (B) When used in a high-frequency impedance matching device, the time required for matching can be shortened by orders of magnitude. (C) When used in an LC resonance circuit, a large variable capacitor can be replaced with a small fixed capacitor, and its space occupancy can be reduced. (D) Put the DC excitation coil in the temperature detection loop,
Temperature compensation can be performed. For example, the present invention has the potential to open up many new devices and circuits that could not be obtained by the prior art due to the numerous functions of the present invention.

【０００６】[0006]

【実施例】本発明の実施例として以下示す４種類の基本
的素子を構成し、その電気的特性をそれぞれ測定した。
使用測定器は何れも横河ヒューレットパッカード社製４
３４２Ａ型Ｑメーターである。素子を構成する要素とし
ては次に列挙するものを使用した。 資料１ トロイダルフェライトコアーＴ、外径２１φ、
内径１４φ、高さ6.5、μ=125 試料２ トロイダルフェライトコアーＴ、外径６３φ、
内径３７φ、高さ２０、μ=25 試料３ 電磁石Ｍｇ、鉄心に一般構造用炭素鋼SS34を使
用、寸法φ25X21L巻枠として48φX26φX19L使用、コイ
ルは0.4φポリエステル線600回巻 試料４ 継鉄Ｆ１およびＦ２、一般構造用炭素鋼SS34を
使用、50WX12tX3.2H２個 試料５ 継鉄Ｆ、一般構造用炭素鋼SS34、10WX3.2t磁路
長４０ 実施例について説明する前に、参考データを得る目的で
従来技術で構成された図１の回路でインダクタンスＬ
(μH)、及びＱの制御特性を測定した。この場合、試料
１のトロイダルコアーに交流コイルＮacに0.6φポリエ
ステル線２０回、直流励磁コイルＮdcとして0.4φポリ
エステル線５０回をそれぞれ巻いて構成した。その結
果、直流電流０アンペアの時でもＱメーターの共振点が
充分に得られないほどＱが低下し実測不可能であった。
従って、本方式は本発明の目的には全く不適当であるこ
とが判明した。EXAMPLES The following four types of basic elements were constructed as examples of the present invention, and their electrical characteristics were measured.
All measuring instruments used are manufactured by Yokogawa Hewlett-Packard Company 4
It is a 342A type Q meter. The elements listed below were used as elements constituting the element. Material 1 Toroidal ferrite core T, outer diameter 21φ,
Inner diameter 14φ, height 6.5, μ = 125 Sample 2 Toroidal ferrite core T, outer diameter 63φ,
Internal diameter 37φ, height 20, μ = 25 Sample 3 Electromagnet Mg, carbon steel SS34 for general structure is used for the iron core, size φ25X21L is 48φX26φX19L for the winding frame, and the coil is 600 turns of 0.4φ polyester wire. Sample 4 Yoke F1 and F2 Using 50WX12tX3.2H, 2 carbon steels for general structure, 50WX12tX3.2H Sample 5 Yoke F, carbon steel SS34 for general structure, 10WX3.2t magnetic path length 40 Before explaining the examples, prior art was used to obtain reference data. In the circuit shown in FIG.
(μH) and the control characteristics of Q were measured. In this case, the toroidal core of the sample 1 was configured by winding an AC coil Nac with 20 turns of a 0.6φ polyester wire and a DC excitation coil Ndc with 50 turns of a 0.4φ polyester wire. As a result, even when the direct current was 0 amperes, the Q was so low that the resonance point of the Q meter could not be sufficiently obtained, and the measurement was impossible.
Therefore, it has been found that this method is completely unsuitable for the purpose of the present invention.

【実施例１】試料１のコアーに図３の如く、交流コイル
Ｎacとして0.6φポリエステル線２０回、直流励磁コイ
ルＮdcとして0.3φポリエステル線２００回巻いて素子
を構成し、直流磁励電流Ｉを変化させた時の交流コイル
Ｎac、自己インダクタンスL(μH)及びＱを測定した。但
し、測定周波数は2.54MHzで一定である。尚、データ相
互の整合性を図るため、変数として電流に巻数を乗じて
得られる起磁力Ｈ、即ちアンペアターン（ＡＴ）を用い
た（以下同様） 測定結果を図８に示した。これによると、自己インダク
タンスＬ（μH）はＡＴの変化に伴って、およそ42〜20
(μH)に制御出来ることが判明した。この最大、最小の
比は約２であった。一方、コイルのＱは測定の全範囲に
亘って高い値を保ち、少なくとも本方式を採用したこと
が原因でＱの低下或いは変動に影響を及ぼしたと見れれ
る挙動は全く見られなかった。EXAMPLE 1 As shown in FIG. 3, an element was formed by winding an AC coil Nac 20 times with a 0.6φ polyester wire and a DC excitation coil Ndc with 200 turns of a 0.3φ polyester wire, as shown in FIG. The AC coil Nac, the self-inductance L (μH) and the Q at the time of the change were measured. However, the measurement frequency is constant at 2.54 MHz. FIG. 8 shows the measurement results using the magnetomotive force H obtained by multiplying the current by the number of turns as a variable, that is, the ampere turn (AT), in order to ensure the mutual consistency of the data (the same applies hereinafter). According to this, the self-inductance L (μH) becomes approximately 42 to 20 with the change of AT.
(μH). The maximum / minimum ratio was about 2. On the other hand, the Q of the coil maintained a high value over the entire range of the measurement, and at least no behavior that could be considered to have affected the decrease or variation of the Q due to the adoption of this method was not observed.

【実施例２】実施例２は比較的大型のコアーを使用した
例で、図５の構成で測定した。電磁石Ｍｇ及び継鉄Ｆ
１、Ｆ２は前掲試料３及び試料４を用い、コアーＴは試
料２を使用し、1.2φポリエステル線２２回巻とした。
このコアーを前記Ｆ１，Ｆ２の継鉄上面に置き、周波数
7.96MHz一定で測定した。その結果を図９に示す。交流
コイルＮacの自己インダクタンスＬは約52〜16μHに変
化し、その比は約3.2倍であった。Ｑは制御電流の増加
と共に大きくなる傾向が見られ、可変インダクタンス素
子としての性能を低下させる挙動は皆無であった。Example 2 Example 2 is an example in which a relatively large core is used, and was measured with the configuration shown in FIG. Electromagnet Mg and yoke F
1, F2 used Sample 3 and Sample 4 described above, and the core T used Sample 2, which was made up of 22 turns of a 1.2φ polyester wire.
This core is placed on the upper surface of the yoke of F1 and F2, and the frequency
It was measured at a constant 7.96 MHz. FIG. 9 shows the result. The self-inductance L of the AC coil Nac changed to about 52 to 16 μH, and the ratio was about 3.2 times. Q tended to increase as the control current increased, and there was no behavior that degraded the performance as a variable inductance element.

【実施例３】実施例３は実施例２の電磁石Ｍｇ継鉄Ｆ
１，Ｆ２をそのまま使用し、トロイダルコイルＴを実施
例１記載と同一のものを使用した。これは0.6φポリエ
ステル線２０回巻いたものである。このコアーを継鉄Ｆ
１，Ｆ２で挟んで使用した。この結果を図１０に示す。
交流コイルＮacの自己インダクタンスＬはおよそ40〜10
μＨの範囲で変化し、最大と最小の比は４であった。Ｑ
の挙動は大型コアーを用いた実施例２の挙動とほぼ同一
の結果が得られ、特に異常は認められなかった。Embodiment 3 Embodiment 3 is an electromagnet Mg yoke F of Embodiment 2.
1, F2 was used as it was, and the same toroidal coil T as described in Example 1 was used. This is a 0.6φ polyester wire wound 20 times. This core is Yoke F
1 and F2. The result is shown in FIG.
The self-inductance L of the AC coil Nac is about 40 to 10
The ratio between the maximum and the minimum was 4 in the range of μH. Q
Was almost the same as the behavior of Example 2 using a large core, and no abnormalities were observed.

【実施例４】実施例４は図３の実施例１の改良型に関す
るものであり、図７にその構成を示す。請求項３で説明
した如く実施例１では直流磁化力（アンペアターン）が
構造上大きくならざるを得ないため、図７に示す如くト
ロイダルコアーＴ上のＮ、Ｓの２極を試料５の継鉄Ｆで
短絡し磁気的閉回路を設けたものである。使用したトロ
イダルコアーは実施例１、実施例３と同様に試料１のも
のを使用し、交流コイルＮacとして0.6φポリエステル
線を２０回巻き、直流励磁コイルＮdcには実施例１と同
様に0.3φポリエステル線を２００回施工した。この測
定結果を図１１に示す。交流コイルＮacの自己インダク
タンスＬの変化は最大45μHから最低8μHに及びその比
率は5.6倍に達した。ここで特筆すべきは、この様に大
きな自己インダクタンス比が実施例１の場合の約１／２
のアンペアターンで得られることで、継鉄の使用効果の
大きさが判明された訳である。これは直流励磁コイルＮ
dcの発熱防止用に極めて有効な方法である。Ｑの挙動に
関したは、実施例１と同様の挙動で特に問題はなかっ
た。Embodiment 4 Embodiment 4 relates to an improved version of Embodiment 1 shown in FIG. 3, and FIG. 7 shows the configuration. As described in claim 3, in the first embodiment, the direct current magnetizing force (ampere turn) is inevitably large in structure, so the two poles of N and S on the toroidal core T are connected to the sample 5 as shown in FIG. A magnetically closed circuit is provided by short-circuiting with iron F. The toroidal core used was the same as that of the sample 1 in the same manner as in the first and third embodiments, and a 0.6φ polyester wire was wound 20 times as the AC coil Nac, and the 0.3φ in the DC excitation coil Ndc was the same as in the first embodiment. The polyester wire was applied 200 times. FIG. 11 shows the measurement results. The change of the self-inductance L of the AC coil Nac changed from a maximum of 45 μH to a minimum of 8 μH, and the ratio reached 5.6 times. It should be noted here that such a large self-inductance ratio is about 1/2 that of the first embodiment.
It was found that the effect of using the yoke was obtained by obtaining in the ampere turn of. This is the DC excitation coil N
This is an extremely effective method for preventing dc heat generation. Regarding the behavior of Q, there was no particular problem in the behavior similar to that of Example 1.

【０００７】[0007]

【発明の効果】上記請求項１、請求項２，及び請求項３
に関する実施の結果、その何れの方法によっても、交流
コイルＮacのＱを低下させずに自己インダクタンスＬを
直流電流の設定のみで無段階かつ遠隔制御出来るという
本発明の目的が達成された。また、本発明は原理的にコ
アーＴの寸法形状に無関係であるので、例えばプリント
基板上で汎用されている小型トロイダルコイルの自己イ
ンダクタンスＬを機械要素を用いずに可変でき、電子回
路の構成上、Ｌを最適値に合せ込み、機器の性能向上を
図る事が可能となった。固定素子に分類されるトロイダ
ルコアーの自己インダクタンスＬを可変させることは、
従来技術では成し得なかったものであったが、本発明に
よれば、機械要素を使用しないのでこれを非常にコンパ
クトな構成で行う事が出来る反面、本発明では極めて大
型のコアー、或いは積層して体積を増加させたコアーに
ついても、原理的に使用を拘束されることはないから、
大電力の高周波応用装置への活用が可能であり、この意
味で従来技術では成しえなかった分野に於いても画期的
な効果を期待できるものである。一例を挙げると、交流
コイルＮacと並列に共振用コンデンサーＣを接続して発
振回路で発振させる系を作り、直流励磁電流の代わりに
交流の変調信号を加えてやると発振器出力にはＦＭ変調
波を生じる等々の応用が新しく考えられる。尚、本発明
の明細書では、都合上トロイダルコイルを用いて原理説
明を行ったが、例えば、ＣＩコアー、ＥＩコアー、或い
はポット型コアーでも原理上使用可能であり、従って、
コアーの形状については本発明の効果に何の制限を与え
るものではないことを附記しておく。According to the first, second, and third aspects of the present invention,
As a result of the implementation of the present invention, the object of the present invention was achieved by any of the methods, in which the self-inductance L can be steplessly and remotely controlled only by setting the DC current without lowering the Q of the AC coil Nac. Further, since the present invention is in principle irrelevant to the dimensions and shape of the core T, for example, the self-inductance L of a small toroidal coil generally used on a printed circuit board can be changed without using a mechanical element, and the structure of an electronic circuit can be reduced. , L to the optimum value, it is possible to improve the performance of the device. Varying the self-inductance L of a toroidal core classified as a fixed element
According to the present invention, this could not be achieved with the prior art, but according to the present invention, this can be done with a very compact configuration because no mechanical elements are used, but in the present invention, an extremely large core or laminated The use of cores with increased volume is not restricted in principle,
It can be used for high-power high-frequency application devices, and in this sense, it can be expected to achieve epoch-making effects even in fields that could not be achieved by the conventional technology. As an example, a system for connecting a resonance capacitor C in parallel with the AC coil Nac to make an oscillation circuit is created, and when an AC modulation signal is added instead of the DC excitation current, the oscillator output becomes an FM modulation wave. And other applications that can be considered. In the specification of the present invention, the principle has been described by using a toroidal coil for convenience. However, for example, a CI core, an EI core, or a pot-type core can also be used in principle.
It should be noted that the shape of the core does not limit the effect of the present invention.

【０００８】[0008]

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】 従来技術の説明BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG.

【図２】 交流信号に対するＢ−Ｈ曲線説明図FIG. 2 is an explanatory diagram of a BH curve for an AC signal.

【図３】 請求項１による動作説明図FIG. 3 is an operation explanatory diagram according to claim 1;

【図４】 コイルの空間占有率を向上せしめた構造説
明図FIG. 4 is a structural explanatory view in which the space occupancy of the coil is improved.

【図５】 請求項２に係わる動作説明図FIG. 5 is an operation explanatory diagram according to claim 2;

【図６】 コアーを積層した場合の構造説明図FIG. 6 is a structural explanatory view in the case where cores are stacked.

【図７】 請求項３に関する動作説明図FIG. 7 is an operation explanatory diagram according to claim 3;

【図８】 図３の電気的特性FIG. 8 is an electrical characteristic of FIG.

【図９】 図５の電気的特性（コアー大の場合）FIG. 9 shows the electrical characteristics of FIG. 5 (core size)

【図１０】 図５の電気的特性（コアー小の場合）FIG. 10 shows the electrical characteristics of FIG. 5 (in the case of a small core).

【図１１】 図７の電気的特性FIG. 11 is an electrical characteristic of FIG. 7;

【符号の説明】[Explanation of symbols]

Ｔはトロイダルコアー Ｎacは交流コイル（または主コイル） Ｊ１，Ｊ２は交流コイルの端子 Φdcは直流磁束 Ｊ３，Ｊ４は直流励磁コイルお端子 Ｉは直流制御電流 Ｅは直流電源 ＶＲは可変抵抗器 Ｈは起磁力（または励磁アンペアターン） Ｂは磁束密度 Ｍｇは電磁石 Ｆ１は継鉄 Ｆ２は継鉄 Ｆは継鉄、 Φdc２は閉磁路を流れる直流磁束 T is a toroidal core Nac is an AC coil (or main coil) J1 and J2 are terminals of an AC coil Φdc is a DC magnetic flux J3 and J4 are DC excitation coils and terminals I is a DC control current E is a DC power supply VR is a variable resistor H Magnetomotive force (or exciting ampere-turn) B is magnetic flux density Mg is electromagnet F1 is yoke F2 is yoke F is yoke, Φdc2 is DC magnetic flux flowing through a closed magnetic circuit

Claims (3)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 鉄、フェライト等の強磁性体コアーに主
コイルを巻き、主コイルと鎖交する交流磁束をコアーに
発生させる自己インダクタンス素子を構成する一方、上
記交流磁束とは鎖交せず、単にコアーに磁気的結合され
た構造の直流励磁コイルを主コイルとは別に設け、この
直流励磁電流を調整することにより主コイルの自己イン
ダクタンスを無段階かつ広範囲に遠隔制御できる方式の
可変インダクタンス素子について、主コイルで発生する
交流磁束と直流励磁コイルとが電磁気的に鎖交していな
い理由により、主コイルに印加された交流信号は直流励
磁コイルには誘起されないことを特徴とする電流制御可
変インダクタンス素子。1. A self-inductance element for winding a main coil around a ferromagnetic core such as iron or ferrite to generate an AC magnetic flux interlinked with the main coil in the core, but not interlinking with the AC magnetic flux. A variable inductance element of a type in which a self-inductance of the main coil can be steplessly and widely controlled by adjusting the DC excitation current by providing a DC excitation coil having a structure simply magnetically coupled to the core separately from the main coil. The current control variable is characterized in that the AC signal applied to the main coil is not induced in the DC excitation coil because the AC magnetic flux generated in the main coil and the DC excitation coil are not electromagnetically linked. Inductance element. 【請求項２】 鉄、フェライト等の強磁性体コアーに主
コイルを巻き、主コイルと鎖交する交流磁束をコアーに
発生させる方式の自己インダクタンス素子を構成する一
方、インダクタンス制御用直流電磁石並びにこれとコア
ーとを磁気的に結合させるべき継鉄を含む磁気回路を主
コイルとは別に設け、この時、コアーの磁気抵抗と電磁
石及び継鉄の系の磁気抵抗の相違を利用して、主コイル
に印加された交流信号が極力電磁石巻線に誘起されない
よう留意されたことを特徴とする、無段階かつ広範囲に
遠隔制御可能な電流制御可変インダクタンス素子2. A self-inductance element of a type in which a main coil is wound around a ferromagnetic core such as iron and ferrite to generate an alternating magnetic flux linked to the main coil in the core, while a DC electromagnet for inductance control and A magnetic circuit including a yoke for magnetically coupling the core and the core is provided separately from the main coil. At this time, the difference between the magnetic resistance of the core and the magnetic resistance of the electromagnet and the yoke system is used to make the main coil. A current-controllable variable inductance element that can be steplessly and widely controlled remotely, taking care to prevent the AC signal applied to the coil from being induced in the electromagnet winding as much as possible. 【請求項３】 鉄、フェライト等の強磁性体コアーに主
コイルを巻き、主コイルと鎖交する交流磁束をコアー内
に閉磁路的に発生させる自己インダクタンス素子に於い
て、上記交流磁束とは鎖交せず、単に磁気的に結合され
た構造の直流励磁コイルを主コイルとは別に設け、この
直流励磁電流を調整して主コイルの自己インダクタンス
Ｌを無段階に制御せしめる方式の可変インダクタンス素
子に於いて、直流励磁電流で必然的に発生したコアー上
のＮ極、Ｓ極を継鉄を用いて磁気的に短絡し、直流閉磁
路を形成させ直流励磁アンペアターンを減少せしめると
共に、コアー材と継鉄材との磁気抵抗の差を積極的に活
用して、主コイルの交流成分を直流励磁コイルに誘起さ
せないことを特徴とする電流制御可変インダクタンス素
子3. A self-inductance element in which a main coil is wound around a ferromagnetic core such as iron or ferrite and an alternating magnetic flux interlinking with the main coil is generated in a closed magnetic path in the core. A variable inductance element of a type in which a DC exciting coil having a structure simply magnetically coupled without linking is provided separately from the main coil, and the self-inductance L of the main coil is continuously controlled by adjusting the DC exciting current. In the above, the N pole and the S pole on the core, which were inevitably generated by the DC excitation current, were magnetically short-circuited using a yoke to form a DC closed magnetic path to reduce the DC excitation ampere turn, Current-controlled variable inductance element characterized by actively utilizing the difference in magnetic resistance between the coil and the yoke material to prevent the AC component of the main coil from being induced in the DC excitation coil.