JPH11266170A - 受信機 - Google Patents
受信機Info
- Publication number
- JPH11266170A JPH11266170A JP6816198A JP6816198A JPH11266170A JP H11266170 A JPH11266170 A JP H11266170A JP 6816198 A JP6816198 A JP 6816198A JP 6816198 A JP6816198 A JP 6816198A JP H11266170 A JPH11266170 A JP H11266170A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- converter
- local oscillation
- frequency
- circuit
- receiver
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＤＣ−ＤＣコンバータ及び局部発振回路を備
えた受信機において、ＤＣ−ＤＣコンバータ用発振器か
らのノイズによる受信妨害を低減する。 【解決手段】 電源電圧を昇圧するＤＣ−ＤＣコンバー
タを、受信機が備えた受信のための局部発振回路の局部
発振周波数をそのまま利用し、その周波数で駆動する。
これにより従来のＤＣ−ＤＣコンバータ専用の発振器か
らのノイズによる受信妨害がなくなる。ＤＣ−ＤＣコン
バータとして、ＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータやコッ
ククロフト・ウォルトン回路を用いる。
えた受信機において、ＤＣ−ＤＣコンバータ用発振器か
らのノイズによる受信妨害を低減する。 【解決手段】 電源電圧を昇圧するＤＣ−ＤＣコンバー
タを、受信機が備えた受信のための局部発振回路の局部
発振周波数をそのまま利用し、その周波数で駆動する。
これにより従来のＤＣ−ＤＣコンバータ専用の発振器か
らのノイズによる受信妨害がなくなる。ＤＣ−ＤＣコン
バータとして、ＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータやコッ
ククロフト・ウォルトン回路を用いる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、受信機、より詳細
には、ＤＣ−ＤＣコンバータ及び局部発振回路を備えた
受信機に関する。
には、ＤＣ−ＤＣコンバータ及び局部発振回路を備えた
受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のポータブルラジオを例に説明す
る。図５は、従来のポータブルラジオの回路ブロック図
である。アンテナ６１より電波が入力され、ＲＦアンプ
６２で増幅され、ミキサー６３で、局部発振回路６４で
の発振信号と混合され中間周波数に変換され、中間周波
数フィルタ６５により希望する中間周波数のみの信号と
され、検波回路６６で音声信号となり、低周波数増幅器
６７を経て、スピーカ６８より音声が出力される。この
とき電子同調式受信機では、バリアブルキャパシタ６９
に加える電圧を、ＰＬＬ回路７０でコントロールするこ
とにより局部発振回路６４の発振周波数を受信周波数よ
り中間周波数分離れた周波数で発振させているが、バリ
アブルキャパシタ６９に印加する電圧は高い電圧を必要
としＰＬＬ回路７０には、６Ｖ以上を使用している。そ
こで、乾電池２本程度で動作するポータブルラジオで
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ７１を使用して高い電圧をつ
くりだしている。７２はＤＣ−ＤＣコンバータを駆動す
るための発振器（ＤＣ−ＤＣコンバータ用発振器）であ
る。
る。図５は、従来のポータブルラジオの回路ブロック図
である。アンテナ６１より電波が入力され、ＲＦアンプ
６２で増幅され、ミキサー６３で、局部発振回路６４で
の発振信号と混合され中間周波数に変換され、中間周波
数フィルタ６５により希望する中間周波数のみの信号と
され、検波回路６６で音声信号となり、低周波数増幅器
６７を経て、スピーカ６８より音声が出力される。この
とき電子同調式受信機では、バリアブルキャパシタ６９
に加える電圧を、ＰＬＬ回路７０でコントロールするこ
とにより局部発振回路６４の発振周波数を受信周波数よ
り中間周波数分離れた周波数で発振させているが、バリ
アブルキャパシタ６９に印加する電圧は高い電圧を必要
としＰＬＬ回路７０には、６Ｖ以上を使用している。そ
こで、乾電池２本程度で動作するポータブルラジオで
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ７１を使用して高い電圧をつ
くりだしている。７２はＤＣ−ＤＣコンバータを駆動す
るための発振器（ＤＣ−ＤＣコンバータ用発振器）であ
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このときＤＣ−ＤＣコ
ンバータには、発振回路７２を使用しており受信の妨害
となるノイズを発生している。そのため、シールド等の
不要輻射対策に、多くのコストがかかったり、発振回路
自体も高調波の少ない正弦波発振を使用したり、また急
激な電流変化を防ぐため整流回路に抵抗を挿入したりし
て、非常に変換効率も低く電池寿命を短くしているとい
った欠点があった。そこで、本発明の目的は、局部発振
回路を備えた受信機の内部に既にある局部発振周波数を
ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動用発振にも用いることによ
り受信妨害のない高効率の受信機を提供することであ
る。
ンバータには、発振回路７２を使用しており受信の妨害
となるノイズを発生している。そのため、シールド等の
不要輻射対策に、多くのコストがかかったり、発振回路
自体も高調波の少ない正弦波発振を使用したり、また急
激な電流変化を防ぐため整流回路に抵抗を挿入したりし
て、非常に変換効率も低く電池寿命を短くしているとい
った欠点があった。そこで、本発明の目的は、局部発振
回路を備えた受信機の内部に既にある局部発振周波数を
ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動用発振にも用いることによ
り受信妨害のない高効率の受信機を提供することであ
る。
【０００４】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、電源
電圧より高い電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ及び
局部発振回路を備えた受信機において、前記局部発振回
路の局部発振周波数で前記ＤＣ−ＤＣコンバータを駆動
することを特徴とする受信機である。
電圧より高い電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ及び
局部発振回路を備えた受信機において、前記局部発振回
路の局部発振周波数で前記ＤＣ−ＤＣコンバータを駆動
することを特徴とする受信機である。
【０００５】請求項２の発明は、請求項１に記載の受信
機において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、その出力電
圧を一定値に制御するＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータ
であることを特徴とする受信機である。
機において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、その出力電
圧を一定値に制御するＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータ
であることを特徴とする受信機である。
【０００６】請求項３の発明は、請求項１に記載の受信
機において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、コッククロ
フト・ウォルトン回路から構成されることを特徴とする
受信機である。
機において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、コッククロ
フト・ウォルトン回路から構成されることを特徴とする
受信機である。
【０００７】請求項４の発明は、請求項１乃至３のいず
れかに記載の受信機において、２つ以上の周波数帯を受
信するための回路を備え、前記周波数帯のいずれの周波
数帯で受信するときも、前記２つ以上の周波数帯のうち
の１つの周波数帯を受信するための前記局部発振周波数
で前記ＤＣ−ＤＣコンバータを駆動することを特徴とす
る受信機である。
れかに記載の受信機において、２つ以上の周波数帯を受
信するための回路を備え、前記周波数帯のいずれの周波
数帯で受信するときも、前記２つ以上の周波数帯のうち
の１つの周波数帯を受信するための前記局部発振周波数
で前記ＤＣ−ＤＣコンバータを駆動することを特徴とす
る受信機である。
【０００８】請求項５の発明は、請求項１乃至３のいず
れかに記載の受信機において、２つ以上の周波数帯を受
信するための回路を備え、前記２つ以上の周波数帯のう
ちの１つの周波数帯を受信するときは該周波数帯を受信
するための局部発振周波数で、それ以外の周波数帯を受
信するときは前記局部発振回路以外の発振器の周波数
で、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを駆動することを特徴と
する受信機である。
れかに記載の受信機において、２つ以上の周波数帯を受
信するための回路を備え、前記２つ以上の周波数帯のう
ちの１つの周波数帯を受信するときは該周波数帯を受信
するための局部発振周波数で、それ以外の周波数帯を受
信するときは前記局部発振回路以外の発振器の周波数
で、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを駆動することを特徴と
する受信機である。
【０００９】請求項６の発明は、請求項５に記載の受信
機において、前記局部発振回路以外の発振器の発振周波
数を、前記局部発振周波数のうちの最低周波数としたこ
とを特徴とする受信機である。
機において、前記局部発振回路以外の発振器の発振周波
数を、前記局部発振周波数のうちの最低周波数としたこ
とを特徴とする受信機である。
【００１０】請求項７の発明は、電源電圧より高い電圧
を供給するＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータと局部発振
回路を備えた受信機において、前記局部発振回路の局部
発振周波数と希望する周波数とのずれを監視するＰＬＬ
回路と、前記局部発振周波数を決定するバリアブルキャ
パシタを備え、前記局部発振回路からの出力と前記ＰＬ
Ｌ回路からの出力によって、前記ＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣ
コンバータを制御し、その出力電圧を前記バリアブルキ
ャパシタに印加することにより、受信周波数を制御する
ことを特徴とする受信機である。
を供給するＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータと局部発振
回路を備えた受信機において、前記局部発振回路の局部
発振周波数と希望する周波数とのずれを監視するＰＬＬ
回路と、前記局部発振周波数を決定するバリアブルキャ
パシタを備え、前記局部発振回路からの出力と前記ＰＬ
Ｌ回路からの出力によって、前記ＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣ
コンバータを制御し、その出力電圧を前記バリアブルキ
ャパシタに印加することにより、受信周波数を制御する
ことを特徴とする受信機である。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明の実施形態を図面を参考に
説明する。図１は、本発明における受信機の第一の実施
形態のブロック図であり、図中、１１はアンテナ、１２
はＲＦアンプ、１３はミキサー、１４は局部発振回路、
１５は中間周波数フィルタ、１６は検波回路、１７は低
周波増幅器、１８はスピーカ、１９はバリアブルキャパ
シタ、２０はＰＬＬ回路、２１はＤＣ−ＤＣコンバータ
であり、細部は図５に関連して説明したものと同様であ
る。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１に使用するクロックは局
部発振回路１４の発振周波数を使用する。ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２１は、図１に示すように昇圧トランスで局部
発振信号を昇圧しダイオードで整流しコンデンサで平滑
化する。
説明する。図１は、本発明における受信機の第一の実施
形態のブロック図であり、図中、１１はアンテナ、１２
はＲＦアンプ、１３はミキサー、１４は局部発振回路、
１５は中間周波数フィルタ、１６は検波回路、１７は低
周波増幅器、１８はスピーカ、１９はバリアブルキャパ
シタ、２０はＰＬＬ回路、２１はＤＣ−ＤＣコンバータ
であり、細部は図５に関連して説明したものと同様であ
る。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１に使用するクロックは局
部発振回路１４の発振周波数を使用する。ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２１は、図１に示すように昇圧トランスで局部
発振信号を昇圧しダイオードで整流しコンデンサで平滑
化する。
【００１２】本発明における受信機の第二の実施形態を
図２及び図３を用いて説明する。図２は、ＰＷＭ方式Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ（ＰＷＭ方式スイッチングレギュレ
ータ）である。図３は、図２の動作を説明するための、
使用される信号の相互の関係を表した波形図であり、図
３中、Ｄは図２におけるＰＷＭ基準クロック入力端子４
４に入力する信号であり、図３中、Ａ，Ｂ，Ｃはそれぞ
れ図２におけるＡ，Ｂ，Ｃでの信号である。図２中、３
１は電源で３２は電源安定化用コンデンサ、３３はステ
ップアップ用コイルで、トランジスタ３４をオンするこ
とでコイル３３に、電流を流しエネルギーを貯えてお
き、トランジスタ３４をオフすることでコイル３３に逆
起電力を発生させ整流器３６にてそのパルスを整流し出
力安定化用コンデンサ３７にて平滑化し負荷に昇圧され
た電圧を供給する。一方、ＰＷＭ基準クロック入力端子
４４に例えば図３、Ｄに示すような信号を入力し、他
方、積分器３９にてＡに図３、Ａに示すような鋸波を発
生させておき、出力電圧を分圧器４１で１／ａ倍（ａは
任意の定数）したものと基準電圧（その値をＥとする）
４２を差動アンプ３８で比較した図３、Ｂに示すエラー
信号をＢに供給し、コンパレータ３５でＡとＢの電圧を
比較することで図３、Ｃに示すエラー信号に比例したデ
ューティ比のＰＷＭ波形がＣに作られる。この波形でコ
イル３３にエネルギーを貯えるので出力電圧が下がれば
図３、Ｃに示すようにエラー信号は上がり、ＰＷＭパル
スのデューティ比が大きくなり、それに伴ってコイルに
貯えるエネルギーは多くなりトランジスタ３４がオフし
たとき発生する逆起電圧は大きくなり出力電圧は上が
る。この結果出力電圧はＥのａ倍に制御される。ここ
で、クロック入力端子４４に局部発振を入力することに
より局部発振周波数のみを使った妨害のない効率の高い
ＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータが実現でき、これを第
一の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータに用いることで妨
害のないかつ高効率の受信機を実現することができる。
図２及び図３を用いて説明する。図２は、ＰＷＭ方式Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ（ＰＷＭ方式スイッチングレギュレ
ータ）である。図３は、図２の動作を説明するための、
使用される信号の相互の関係を表した波形図であり、図
３中、Ｄは図２におけるＰＷＭ基準クロック入力端子４
４に入力する信号であり、図３中、Ａ，Ｂ，Ｃはそれぞ
れ図２におけるＡ，Ｂ，Ｃでの信号である。図２中、３
１は電源で３２は電源安定化用コンデンサ、３３はステ
ップアップ用コイルで、トランジスタ３４をオンするこ
とでコイル３３に、電流を流しエネルギーを貯えてお
き、トランジスタ３４をオフすることでコイル３３に逆
起電力を発生させ整流器３６にてそのパルスを整流し出
力安定化用コンデンサ３７にて平滑化し負荷に昇圧され
た電圧を供給する。一方、ＰＷＭ基準クロック入力端子
４４に例えば図３、Ｄに示すような信号を入力し、他
方、積分器３９にてＡに図３、Ａに示すような鋸波を発
生させておき、出力電圧を分圧器４１で１／ａ倍（ａは
任意の定数）したものと基準電圧（その値をＥとする）
４２を差動アンプ３８で比較した図３、Ｂに示すエラー
信号をＢに供給し、コンパレータ３５でＡとＢの電圧を
比較することで図３、Ｃに示すエラー信号に比例したデ
ューティ比のＰＷＭ波形がＣに作られる。この波形でコ
イル３３にエネルギーを貯えるので出力電圧が下がれば
図３、Ｃに示すようにエラー信号は上がり、ＰＷＭパル
スのデューティ比が大きくなり、それに伴ってコイルに
貯えるエネルギーは多くなりトランジスタ３４がオフし
たとき発生する逆起電圧は大きくなり出力電圧は上が
る。この結果出力電圧はＥのａ倍に制御される。ここ
で、クロック入力端子４４に局部発振を入力することに
より局部発振周波数のみを使った妨害のない効率の高い
ＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータが実現でき、これを第
一の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータに用いることで妨
害のないかつ高効率の受信機を実現することができる。
【００１３】本発明の第三の実施形態を説明する。コッ
ククロフト・ウォルトン回路を用いることにより、ダイ
オードとコンデンサによって簡単にしかも安価にＤＣ−
ＤＣコンバータを構成することができる。即ち、第一の
実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータにコッククロフ
ト・ウォルトン回路を使用すれば、小型で安価な受信機
を実現することができる。
ククロフト・ウォルトン回路を用いることにより、ダイ
オードとコンデンサによって簡単にしかも安価にＤＣ−
ＤＣコンバータを構成することができる。即ち、第一の
実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータにコッククロフ
ト・ウォルトン回路を使用すれば、小型で安価な受信機
を実現することができる。
【００１４】本発明の第四の実施形態を説明する。ＡＭ
／ＦＭラジオの場合、局部発振周波数はＡＭで約１ＭＨ
ｚ〜２ＭＨｚ、ＦＭは約６０ＭＨｚ〜１２０ＭＨｚを使
用しておりＦＭは高周波を使用している。そのため、Ｆ
Ｍの局部発振周波数を使用してＤＣ−ＤＣコンバータを
駆動すると、内部の素子の動作速度が追随できず効率が
下がってしまい余り効果が期待できない。そこで、ＦＭ
を受信する場合、受信周波数より十分低い、例えばＡＭ
の局部発振周波数を使用してＤＣ−ＤＣコンバータを駆
動すれば、コンバータより発生するノイズのなかでＦＭ
に影響するノイズは高次の高調波となり簡単なフィルタ
で除去できる。そこで、ＡＭの場合は、局部発振周波数
を使用してＤＣ−ＤＣコンバータを駆動し、ＦＭを受信
する場合にも、ＡＭの局部発振周波数を使用することに
よりＦＭ専用の発振回路を持つことなくＡＭの局部発振
回路のみでＤＣ−ＤＣコンバータが実現できる。
／ＦＭラジオの場合、局部発振周波数はＡＭで約１ＭＨ
ｚ〜２ＭＨｚ、ＦＭは約６０ＭＨｚ〜１２０ＭＨｚを使
用しておりＦＭは高周波を使用している。そのため、Ｆ
Ｍの局部発振周波数を使用してＤＣ−ＤＣコンバータを
駆動すると、内部の素子の動作速度が追随できず効率が
下がってしまい余り効果が期待できない。そこで、ＦＭ
を受信する場合、受信周波数より十分低い、例えばＡＭ
の局部発振周波数を使用してＤＣ−ＤＣコンバータを駆
動すれば、コンバータより発生するノイズのなかでＦＭ
に影響するノイズは高次の高調波となり簡単なフィルタ
で除去できる。そこで、ＡＭの場合は、局部発振周波数
を使用してＤＣ−ＤＣコンバータを駆動し、ＦＭを受信
する場合にも、ＡＭの局部発振周波数を使用することに
よりＦＭ専用の発振回路を持つことなくＡＭの局部発振
回路のみでＤＣ−ＤＣコンバータが実現できる。
【００１５】本発明の第五の実施形態を説明する。第四
の実施形態において、ＦＭを受信する場合、受信周波数
より十分低い、例えば数百ＫＨｚの周波数を使用してＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを駆動する。こうすることによりコ
ンバータより発生するノイズのなかでＦＭに影響するノ
イズは高次の高調波となり簡単なフィルタで除去できる
ので、ＡＭの場合は、局部発振周波数を使用してＤＣ−
ＤＣコンバータを駆動し、ＦＭの場合、受信周波数より
十分低い別の発振周波数を使用することにより効率の良
い受信機を、実現できる。
の実施形態において、ＦＭを受信する場合、受信周波数
より十分低い、例えば数百ＫＨｚの周波数を使用してＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを駆動する。こうすることによりコ
ンバータより発生するノイズのなかでＦＭに影響するノ
イズは高次の高調波となり簡単なフィルタで除去できる
ので、ＡＭの場合は、局部発振周波数を使用してＤＣ−
ＤＣコンバータを駆動し、ＦＭの場合、受信周波数より
十分低い別の発振周波数を使用することにより効率の良
い受信機を、実現できる。
【００１６】本発明の第六の実施形態を説明する。第五
の実施形態において、ＦＭを受信する場合、ＡＭの局部
発振周波数帯の中で、もっともＦＭ帯への妨害の少ない
最低周波数に発振を固定すれば、第五の実施形態より妨
害の少ないまたノイズ対策の容易な回路が実現できる。
の実施形態において、ＦＭを受信する場合、ＡＭの局部
発振周波数帯の中で、もっともＦＭ帯への妨害の少ない
最低周波数に発振を固定すれば、第五の実施形態より妨
害の少ないまたノイズ対策の容易な回路が実現できる。
【００１７】本発明の第七の実施形態を説明する。図４
にＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＰＷＭ方式スイッ
チングレギュレータ）を使った回路例を示し説明する。
５１はラジオ受信機で、その中の５２は局部発振回路、
５３はその発振周波数を決定するバリアブルキャパシタ
である。この回路においては、カソード側に印加する電
圧により発振周波数が変わり受信周波数を変えることが
できる。５４はＰＬＬ回路で局部発振周波数が希望する
周波数で発振しているかを、監視し、ずれていればその
ずれ量をエラー信号としてＦに出力する。５５は第二の
実施形態で説明したＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータ
で、出力電圧を入力する代わりにＰＬＬ回路５４のエラ
ーを入力しコイルに貯えるエネルギーをコントロールし
出力電圧、つまりバリアブルキャパシタ５３でカソード
側に印加する電圧をコントロールする。その結果、局部
発振周波数が希望する周波数で発振する電圧がバリアブ
ルキャパシタ５３でカソード側に印加されることにな
る。バリアブルキャパシタ５３は、ほとんど電流を流さ
ないので、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷は非常に軽く、
またＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータは効率が高く、そ
の結果電流消費の非常に少ない同調回路用電源を作るこ
とができる。
にＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＰＷＭ方式スイッ
チングレギュレータ）を使った回路例を示し説明する。
５１はラジオ受信機で、その中の５２は局部発振回路、
５３はその発振周波数を決定するバリアブルキャパシタ
である。この回路においては、カソード側に印加する電
圧により発振周波数が変わり受信周波数を変えることが
できる。５４はＰＬＬ回路で局部発振周波数が希望する
周波数で発振しているかを、監視し、ずれていればその
ずれ量をエラー信号としてＦに出力する。５５は第二の
実施形態で説明したＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータ
で、出力電圧を入力する代わりにＰＬＬ回路５４のエラ
ーを入力しコイルに貯えるエネルギーをコントロールし
出力電圧、つまりバリアブルキャパシタ５３でカソード
側に印加する電圧をコントロールする。その結果、局部
発振周波数が希望する周波数で発振する電圧がバリアブ
ルキャパシタ５３でカソード側に印加されることにな
る。バリアブルキャパシタ５３は、ほとんど電流を流さ
ないので、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷は非常に軽く、
またＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータは効率が高く、そ
の結果電流消費の非常に少ない同調回路用電源を作るこ
とができる。
【００１８】
【発明の効果】請求項１に対応する効果：既存の局部発
振を使用してＤＣ−ＤＣコンバータを駆動させることに
より、ＤＣ−ＤＣコンバータ専用発振器による妨害電波
発生の恐れがなくなり、従来行っていたＤＣ−ＤＣコン
バータの不要輻射対策が必要なくなる。
振を使用してＤＣ−ＤＣコンバータを駆動させることに
より、ＤＣ−ＤＣコンバータ専用発振器による妨害電波
発生の恐れがなくなり、従来行っていたＤＣ−ＤＣコン
バータの不要輻射対策が必要なくなる。
【００１９】請求項２に対応する効果：請求項１に対応
する効果に加えて、ＤＣ−ＤＣコンバータとして、ＰＷ
Ｍ方式ＤＣ−ＤＣコンバータを用いることにより、変換
効率の高いＤＣ−ＤＣコンバータとなるので消費電力が
少なくなる。
する効果に加えて、ＤＣ−ＤＣコンバータとして、ＰＷ
Ｍ方式ＤＣ−ＤＣコンバータを用いることにより、変換
効率の高いＤＣ−ＤＣコンバータとなるので消費電力が
少なくなる。
【００２０】請求項３に対応する効果：請求項１に対応
する効果に加えて、ＤＣ−ＤＣコンバータとして、安価
で小さなダイオードとコンデンサだけで構成するコック
クロフト・ウォルトン回路を使用することにより、受信
機の小型化とコストダウンができる。
する効果に加えて、ＤＣ−ＤＣコンバータとして、安価
で小さなダイオードとコンデンサだけで構成するコック
クロフト・ウォルトン回路を使用することにより、受信
機の小型化とコストダウンができる。
【００２１】請求項４に対応する効果：請求項１乃至３
のいずれかに対応する効果に加えて、２つ以上の周波数
帯を受信する受信機において、どの周波数帯を受信する
場合でも、前記２つ以上の周波数帯のうちの１つの周波
数帯を受信するための局部発振周波数を使用してＤＣ−
ＤＣコンバータを駆動させることにより、不要輻射対策
が容易になる。
のいずれかに対応する効果に加えて、２つ以上の周波数
帯を受信する受信機において、どの周波数帯を受信する
場合でも、前記２つ以上の周波数帯のうちの１つの周波
数帯を受信するための局部発振周波数を使用してＤＣ−
ＤＣコンバータを駆動させることにより、不要輻射対策
が容易になる。
【００２２】請求項５に対応する効果：請求項１乃至３
のいずれかに対応する効果に加えて、２つ以上の周波数
帯を受信する受信機において、前記２つ以上の周波数帯
のうちの１つの周波数帯を受信する場合は、既存の局部
発振回路の局部発振周波数を使用してＤＣ−ＤＣコンバ
ータを駆動させることにより不要輻射対策が必要なくな
り、それ以外の周波数帯を受信する場合には、前記局部
発振回路以外の、ＤＣ−ＤＣコンバータの内部の素子の
動作速度が追随できる周波数を発振する発振器の周波数
を使用してＤＣ−ＤＣコンバータを駆動させることによ
り、効率が下がることなく不要輻射対策が容易になる。
のいずれかに対応する効果に加えて、２つ以上の周波数
帯を受信する受信機において、前記２つ以上の周波数帯
のうちの１つの周波数帯を受信する場合は、既存の局部
発振回路の局部発振周波数を使用してＤＣ−ＤＣコンバ
ータを駆動させることにより不要輻射対策が必要なくな
り、それ以外の周波数帯を受信する場合には、前記局部
発振回路以外の、ＤＣ−ＤＣコンバータの内部の素子の
動作速度が追随できる周波数を発振する発振器の周波数
を使用してＤＣ−ＤＣコンバータを駆動させることによ
り、効率が下がることなく不要輻射対策が容易になる。
【００２３】請求項６に対応する効果：請求項５に対応
する効果に加えて、前記それ以外の周波数帯を受信する
場合に、前記局部発振周波数のうち最低周波数を用いて
ＤＣ−ＤＣコンバータを駆動することにより、妨害がさ
らに少なく不要輻射対策が容易になる。
する効果に加えて、前記それ以外の周波数帯を受信する
場合に、前記局部発振周波数のうち最低周波数を用いて
ＤＣ−ＤＣコンバータを駆動することにより、妨害がさ
らに少なく不要輻射対策が容易になる。
【００２４】請求項７に対応する効果：請求項２に対応
する効果に加えて、電子同調専用のＤＣ−ＤＣコンバー
タとなるが、バリアブルキャパシタは、ほとんど電流を
流さないので、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷は非常に軽
く、またＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータは効率が高
く、その結果電流消費の非常に少ないから、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ部だけでなく同調回路での消費電力も下げる
ことができ受信機全体でさらに低消費電力化がはかれ
る。
する効果に加えて、電子同調専用のＤＣ−ＤＣコンバー
タとなるが、バリアブルキャパシタは、ほとんど電流を
流さないので、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷は非常に軽
く、またＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータは効率が高
く、その結果電流消費の非常に少ないから、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ部だけでなく同調回路での消費電力も下げる
ことができ受信機全体でさらに低消費電力化がはかれ
る。
【図１】本発明の受信機の第一の実施形態を説明するた
めの回路ブロック図である。
めの回路ブロック図である。
【図２】本発明の受信機の第二の実施形態を説明するた
めの回路ブロック図である。
めの回路ブロック図である。
【図３】図２のＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータの動作
説明をするための、使用される信号の相互の関係を表し
た波形図である。
説明をするための、使用される信号の相互の関係を表し
た波形図である。
【図４】本発明の受信機の第三の実施形態を説明するた
めの回路ブロック図である。
めの回路ブロック図である。
【図５】従来の技術を用いたポータブルラジオの回路ブ
ロック図である。
ロック図である。
１１…アンテナ、１２…ＲＦアンプ、１３…ミキサー、
１４…局部発振回路、１５…中間周波数フィルタ、１６
…検波回路、１７…低周波増幅器、１８…スピーカ、１
９…バリアブルキャパシタ、２０…ＰＬＬ回路、２１…
ＤＣ−ＤＣコンバータ、３１…電源、３２…電源安定化
用コンデンサ、３３…ステップアップ用コイル、３４…
スイッチング用トランジスタ、３５…コンパレータ、３
６…整流用ダイオード、３７…出力安定化用コンデン
サ、３８…差動アンプ、３９…積分器、４０…積分器用
差動アンプ、４１…分圧器、４２…出力電圧設定用基準
電圧、４３…積分器用基準電圧、４４…ＰＷＭ基準クロ
ック入力端子、４５…ＤＣ出力端子、５１…ラジオ受信
機本体部、５２…局部発振回路、５３…バリアブルキャ
パシタ、５４…ＰＬＬ回路、５５…ＰＷＭ方式ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ、６１…アンテナ、６２…ＲＦアンプ、６
３…ミキサー、６４…局部発振回路、６５…中間周波数
フィルタ、６６…検波回路、６７…低周波増幅器、６８
…スピーカ、６９…バリアブルキャパシタ、７０…ＰＬ
Ｌ回路、７１…ＤＣ−ＤＣコンバータ、７２…ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ用発振器、Ａ…図２のＡでの鋸波形、Ｂ…
図２のＢでのエラー波形、Ｃ…図２のＣでのＰＷＭ波
形、Ｄ…図２の４４に入力するＰＷＭ基準クロック、Ｆ
…局部発振周波数エラー信号。
１４…局部発振回路、１５…中間周波数フィルタ、１６
…検波回路、１７…低周波増幅器、１８…スピーカ、１
９…バリアブルキャパシタ、２０…ＰＬＬ回路、２１…
ＤＣ−ＤＣコンバータ、３１…電源、３２…電源安定化
用コンデンサ、３３…ステップアップ用コイル、３４…
スイッチング用トランジスタ、３５…コンパレータ、３
６…整流用ダイオード、３７…出力安定化用コンデン
サ、３８…差動アンプ、３９…積分器、４０…積分器用
差動アンプ、４１…分圧器、４２…出力電圧設定用基準
電圧、４３…積分器用基準電圧、４４…ＰＷＭ基準クロ
ック入力端子、４５…ＤＣ出力端子、５１…ラジオ受信
機本体部、５２…局部発振回路、５３…バリアブルキャ
パシタ、５４…ＰＬＬ回路、５５…ＰＷＭ方式ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ、６１…アンテナ、６２…ＲＦアンプ、６
３…ミキサー、６４…局部発振回路、６５…中間周波数
フィルタ、６６…検波回路、６７…低周波増幅器、６８
…スピーカ、６９…バリアブルキャパシタ、７０…ＰＬ
Ｌ回路、７１…ＤＣ−ＤＣコンバータ、７２…ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ用発振器、Ａ…図２のＡでの鋸波形、Ｂ…
図２のＢでのエラー波形、Ｃ…図２のＣでのＰＷＭ波
形、Ｄ…図２の４４に入力するＰＷＭ基準クロック、Ｆ
…局部発振周波数エラー信号。
Claims (7)
- 【請求項１】 電源電圧より高い電圧を供給するＤＣ−
ＤＣコンバータ及び局部発振回路を備えた受信機におい
て、前記局部発振回路の局部発振周波数で前記ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを駆動することを特徴とする受信機。 - 【請求項２】 請求項１に記載の受信機において、前記
ＤＣ−ＤＣコンバータは、その出力電圧を一定値に制御
するＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴
とする受信機。 - 【請求項３】 請求項１に記載の受信機において、前記
ＤＣ−ＤＣコンバータは、コッククロフト・ウォルトン
回路から構成されることを特徴とする受信機。 - 【請求項４】 請求項１乃至３のいずれかに記載の受信
機において、２つ以上の周波数帯を受信するための回路
を備え、前記周波数帯のいずれの周波数帯で受信すると
きも、前記２つ以上の周波数帯のうちの１つの周波数帯
を受信するための前記局部発振周波数で前記ＤＣ−ＤＣ
コンバータを駆動することを特徴とする受信機。 - 【請求項５】 請求項１乃至３のいずれかに記載の受信
機において、２つ以上の周波数帯を受信するための回路
を備え、前記２つ以上の周波数帯のうちの１つの周波数
帯を受信するときは該周波数帯を受信するための局部発
振周波数で、それ以外の周波数帯を受信するときは前記
局部発振回路以外の発振器の周波数で、前記ＤＣ−ＤＣ
コンバータを駆動することを特徴とする受信機。 - 【請求項６】 請求項５に記載の受信機において、前記
局部発振回路以外の発振器の発振周波数を、前記局部発
振周波数のうちの最低周波数としたことを特徴とする受
信機。 - 【請求項７】 電源電圧より高い電圧を供給するＰＷＭ
方式ＤＣ−ＤＣコンバータと局部発振回路を備えた受信
機において、前記局部発振回路の局部発振周波数と希望
する周波数とのずれを監視するＰＬＬ回路と、前記局部
発振周波数を決定するバリアブルキャパシタを備え、前
記局部発振回路からの出力と前記ＰＬＬ回路からの出力
によって、前記ＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータを制御
し、その出力電圧を前記バリアブルキャパシタに印加す
ることにより、受信周波数を制御することを特徴とする
受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6816198A JPH11266170A (ja) | 1998-03-18 | 1998-03-18 | 受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6816198A JPH11266170A (ja) | 1998-03-18 | 1998-03-18 | 受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11266170A true JPH11266170A (ja) | 1999-09-28 |
Family
ID=13365767
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6816198A Pending JPH11266170A (ja) | 1998-03-18 | 1998-03-18 | 受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11266170A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008077558A1 (de) * | 2006-12-22 | 2008-07-03 | Atmel Duisburg Gmbh | Schaltungsanordnung und integrierte schaltung zum bereitstellen einer spannungsgesteuerten frequenz |
| JP2009118149A (ja) * | 2007-11-06 | 2009-05-28 | Mitsubishi Electric Corp | 携帯通信端末 |
-
1998
- 1998-03-18 JP JP6816198A patent/JPH11266170A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008077558A1 (de) * | 2006-12-22 | 2008-07-03 | Atmel Duisburg Gmbh | Schaltungsanordnung und integrierte schaltung zum bereitstellen einer spannungsgesteuerten frequenz |
| JP2009118149A (ja) * | 2007-11-06 | 2009-05-28 | Mitsubishi Electric Corp | 携帯通信端末 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5329200A (en) | Piezoelectric transformer converter for power use | |
| US7466110B2 (en) | Power factor improving circuit | |
| US20110085356A1 (en) | Switching element driving control circuit and switching power supply device | |
| JP2004282958A (ja) | 力率改善回路 | |
| JP2011139609A (ja) | スイッチングレギュレータの制御回路およびそれを利用した電源装置、電子機器 | |
| JPH11266170A (ja) | 受信機 | |
| US20090267529A1 (en) | Circuit Arrangement and Method for the Operation of a High-Pressure Gas Discharge Lamp | |
| JPH11332230A (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3699011B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JPH05211451A (ja) | ラジオノイズ低減システム | |
| JP2002325437A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH05315980A (ja) | 無線受信機 | |
| JPH09113205A (ja) | レゾルバ励磁装置 | |
| JP3276921B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータを用いた電源回路 | |
| JP3512017B2 (ja) | 高周波加熱装置 | |
| JP3276920B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータを用いた電源回路 | |
| JPH05292741A (ja) | 電源高調波特性を改善するフォワードコンバータ | |
| JP2005130171A (ja) | 放送受信装置 | |
| JPH09261087A (ja) | 受信機 | |
| JP2005318224A (ja) | 受信装置 | |
| JP3495660B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 | |
| EP0798829B1 (en) | Gas laser oscillation apparatus | |
| JP3300876B2 (ja) | 回路装置 | |
| JPH10302958A (ja) | 高周波加熱装置 | |
| JPH0969732A (ja) | 増幅回路及びオーディオレシーバ |