JPH11259866A - 格納デバイスからデータを検索する装置 - Google Patents
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Abstract
なく、記憶されたデータを媒体から読み出すことのでき
るとともに、一方では高いデータ記憶効率を提供するこ
とのできる装置を提供することを目的としている。 【構成】本発明は、媒体(18)に記憶されたデータを
検索するための装置において、前記記憶されたデータを
読み出し、入力信号を発生する読み取り装置(20)
と、前記入力信号に接続された部分積分器(208)
と、当該部分積分器(208)に接続された閾値発生器
(236)と、前記部分積分器(208)と前記閾値発
生器(236)とに接続され、比較器(306)を有し
ているデータ発生器(210)と、前記比較器(30
6)から前記閾値発生器(236)へのフィードバック
経路(362)と、を備えている。
Description
ら高密度で記憶されたデータを検索するための装置及び
方法に関するものである。
クシステムに対しては常に需要があるが、高データ密度
を実現するためにはいくつかの制約がある。一般的に、
データ密度の妥当な上限は、信頼性に対する要件、レー
ザダイオードの光の波長、光モジュールの品質、ハード
ウェアのコスト及び処理速度によって部分的に決定され
る。最大データ密度も、いろいろなノイズ、干渉、歪を
除去するための機能によって影響を受ける。例えば、詰
め込まれるデータの密度が高ければ高いほど、符号間干
渉によりデータを正確に再現することが困難となる。さ
らに、多くの平均的な及び高性能の光ディスクデバイス
に関する技術は、旧モデルに対する互換性を保つための
制約によって限定されるので、これらの制約がない場合
と比較して、信号処理技術は早く進歩していない。
合、光磁気ディスクドライブ及び他の種類のディスクド
ライブにおける現行の読出チャネルには、一般的に、予
期せぬ読出信号中の直流成分の累積によって多くの問題
が生じる。直流成分の累積の一つの原因は、多くのバイ
トまたはデータセグメントにわたって非対称データパタ
ーンを記録することによって生じる。対称的なデータパ
ターンは、問題とする領域において、直流成分の平均値
がゼロであるとみなされる。しかしながら、記録された
ビットのシーケンスは、多くのモジュレーションコード
において本質的にランダムであるので、1状態及び0状
態からなる特定のパターンを有している記録データから
なる局所的な領域において、望ましくない直流成分を有
している非対称読出信号が生じてしまう。時間とともに
データパターンが変化するので、直流成分の累積値も変
化し、これによって、直流の基底線が変動し、閾値検出
マージンが低下するとともに、ノイズ及び他の干渉に対
する影響が更に大きくなる。
レーザ又は記憶媒体への温度の影響によるピットサイズ
の変化によっても生じる。書き込みレーザが加熱するに
つれて、例えば、スポットサイズが増大し、より広い範
囲のピットに照射される。記録されたピットが読み出さ
れる際、ピットサイズが変動すると、直流成分を有する
非対称な入力信号を生成する。ピットサイズの変動は、
望ましくない直流成分を累積させるのみならず、データ
の相対的な位置が時間に対して推移してしまったり、タ
イミングマージンを減少させ、読出エラーの原因にもな
る。
めに、様々な試みがなされた。例えば、一般的に、種々
のテープドライブシステムは、0/3/8/10コード
(或いは単に8/10コードと称する)などの直流成分
除去コードを使用する。
0コードは、8個のデータビットを出力するのに10個
の記憶されたビットを必要とするので、効率がわずかに
80パーセントであり、高データ密度で記録を行おうと
する際の欠点となる。
による影響がなく、許容範囲外のノイズレベルを発生さ
せることなく、記憶されたデータを媒体から読み出すこ
とのできる、又は大きなオーバーヘッドを必要とせずに
タイミングマージンをかなり小さくできる、又はアルゴ
リズムを非ランダム化することのできるとともに、一方
では高いデータ記憶効率を提供することのできる方法及
び装置を備えていることが有利である。
的としている。
め、本発明は、媒体(18)に記憶されたデータを検索
するための装置において、前記記憶されたデータを読み
出し、入力信号を発生する読み取り装置(20)と、前
記入力信号に接続された部分積分器(208)と、当該
部分積分器(208)に接続された閾値発生器(23
6)と、前記部分積分器(208)と前記閾値発生器
(236)とに接続され、比較器(306)を有してい
るデータ発生器(210)と、前記比較器(306)か
ら前記閾値発生器(236)へのフィードバック経路
(362)と、を備えている。
位置を検出するためのものであって、直流成分を検知す
る閾値を発生させ、前記信号を前記閾値と比較する。前
記信号のピーク位置は、媒体に記憶されたデータの位置
に対応している。
説明する。
テムに適用可能であるが、以下の本発明の好適例の説明
は、主に磁気光システムに関して行う。しかし、本発明
は、光磁気デバイスのみに限定されるものではない。
の詳細は、1993年1月25日に出願された関連出願
(シリアルナンバ07/964,518)に記載されて
いる。光磁気デバイスのデータ記憶検索システムの詳細
については後述する。
1に示す。当該システムは、読出モードと書き込みモー
ドとを有している。書き込みモードの間、データソース
10は、エンコーダ12にデータを送信する。エンコー
ダ12は、当該データを2進コードビットに変換する。
当該2進コードビットは、レーザパルス発生器14に供
給され、ここで、コードビットが、レーザ16をオン・
オフさせるための付勢化パルスに変換される。一例で
は、例えば、コードビット「1」は、コードビットパタ
ーンとは無関係に、所定の期間、レーザにパルスが供給
されることを示しており、一方、コードビット「0」
は、前記所定の期間、レーザにパルスが供給されないこ
とを示している。使用されるレーザ及び光媒体の種類に
基づき、レーザパルスの相対的な発生タイミングを調整
することによって、又は均一なパルス期間を延ばすこと
によって、性能を高めることができる。供給されるパル
スに応答して、レーザ16は、光媒体18の局所的な領
域を加熱し、その後、当該光記録媒体の局所的な領域
に、光媒体18の磁性材料の極性を固定するための磁束
を供給する。この局所的な領域は、一般的に「ピット」
と称され、符号化されたデータを磁気形式で消去される
まで記憶している。
源は、光媒体18の表面で反射される。当該反射レーザ
ビームは、光媒体18の磁性面の極性に基づき偏光す
る。当該反射されたレーザビームは光リーダ(読み取り
装置)20に供給され、当該光リーダ20は、入力信号
すなわち読出信号を波形処理装置22に供給し、前記入
力信号を調節し、符号化されたデータを回復させる。波
形処理装置22の出力信号は、デコーダ24に供給され
る。デコーダ24は、符号化されたデータをその原形に
戻し、この解読されたデータをデータ出力ポート26に
供給し、所望の伝送又は他の処理が行われる。
を使用するデータの記憶及び検索処理を更に詳細に示す
図である。GCR8/9コードの場合、セル28は1つ
のチャネルビットとして定義される。各クロック期間4
2は、1つのチャネルビットに対応し、このため、セル
30〜41は、それぞれクロック波形45の1つのクロ
ック期間42に対応している。クロック速度の一例とし
て、記憶容量256メガバイトの2,400回転/分で
回転する3.5インチ光ディスクの場合、一般的に、ク
ロック期間42は、63ナノ秒、すなわち15.879
メガヘルツである。GCR入力波形47は、エンコーダ
12(図1参照)からの符号化データ出力である。GC
R入力波形47は、代表的なチャネルシーケンス「01
0001110101」に相当する。レーザパルス発生
器14は、GCRデータ波形47を使用し、パルスGC
R波形65を得る(図2において、パルスGCR波形6
5は、特定のデータパターンに対して高特性を呈するよ
うにタイミング及び持続時間を調節していない。)。一
般的に、GCRパルス67〜78は、GCRデータ波形
47がハイレベルの時のクロック周期で発生する。パル
スGCR波形65はレーザ16に供給される。(例え
ば、非ゼロ復帰(NRZ)駆動信号を使用し、磁気記録
ヘッドを付勢することによって)レーザへのパルス供給
がオン・オフされると、光媒体の磁化は、その極性が反
転する。GCRパルス68,69,70等から生じるレ
ーザパルスによって、光媒体18上の記録されたピット
80のパターンを作り出す。このようにして、記録され
たピット82〜88は、パルス68,69,70,7
1,73,76及び77にそれぞれ対応している。
は互いに融合して、細長形状のピットを効果的に形成す
る。当該細長形状のピットの前方のエッジは、最初の記
録されたピット82の前方のエッジに対応し、細長形状
のピットの後方のエッジは、最後の記録されたピット8
5の後方のエッジに対応している。
されたピットを読み出すことによって、再生信号90が
発生する。再生信号90は、記録されたピットが存在し
ない場合にはローレベルである。ピット86の前方のエ
ッジにおいて、再生信号90は上昇し、ピット86の後
方エッジに到達するまでハイレベルを保持する。ピット
86の後方エッジにおいて、再生信号90は減少し、次
のピット87までローレベルを保持する。
が1ビット間の距離を示しているので、パルス幅変調
(PWM)と称される。このため、再生信号90のパル
スの長さを規定する記録されたピット80のエッジは、
適切なデータ情報を有している。再生信号90が微分さ
れると、第1微分信号110の信号ピーク111〜11
6は、記録されたピット80のエッジに対応している。
(理想的な再生信号90を図示しているため、図2に示
す第1微分信号110の信号ピークは、記録されたピッ
ト80のエッジからわずかにオフセットしている。)第
1微分信号110からピットのエッジ情報を復元するた
めに、信号ピーク111〜116を検出しなければなら
ない。このような処理に関しては、更に詳細な説明を行
う。
ステムは、パルス位置変調(PPM)との関連で使用さ
れる。PPMシステムの場合、各ピットは「1」を示
し、ピットが存在しない間は「0」を示している。ピッ
ト間の距離は、1ビット間の距離を示している。各ピッ
トの中心は、データの位置に対応している。ピットの中
心を検出するために、再生信号は微分され、第1微分信
号がゼロとなる時点(ゼロ交差点)が検出される。この
ような点において、第1微分信号の信号ピークが適切な
パルス幅情報を有している上記PWMシステムとは相違
している。
ムなどのRLLシステムを使用するPPMの代わりに、
PWMを使用することは可能である。各チャネルビット
は、クロック波形のクロック周期に対応している。PW
Mを使用する先に説明したGCRシステムを使用する場
合、「1」は、入力波形の変化を示している。このた
め、RLL2/7入力波形は、「0」が発生するまで同
じ状態を保持し、「1」が発生した時点で「ハイからロ
ー」または「ローからハイ」へ変化する。
Rコードの場合、光リーダ20から発生する入力信号は
しばしば対称的ではない。非対称的な信号が、回路間で
AC結合された場合、平均的な直流値はピーク・トゥー
・ピークの中間点から逸脱する。意図しない当該ピーク
間の中間点からの逸脱によって、データの見かけ上の位
置を推移させてしまい、データ位置を正確に決定する機
能に悪影響をきたし、タイミングマージンを減少させ、
または記録されたデータを復元不能にしてしまう。
説明される。図3Aは、対称的なデータパターンから得
られる理想的な入力信号S1 を示している。通常、デー
タの1状態と0状態との間の推移は、入力信号のハイレ
ベルのピークとローレベルのピークとの中間点で検出さ
れる。図3Aにおいて、入力信号S1 のピーク間の中間
点MP1より上方の領域A1 と下方の領域A2 とが等しい
こと、及び(理想的なシステムの場合)1状態と0状態
との間の推移が正確に入力信号S1 とピーク間の中間点
MP1との交点に対応していることが確認される。
ら得られる入力信号S2 を示している。ピーク間の中間
点MP2よりも上方の領域A’1 が、ピーク間の中間点M
P2よりも下方の領域A’2 よりも広いことが確認され
る。従って、入力信号S2 は、ピーク間の中間点MP2よ
りも上方に直流基底線DCBASEを推移させる直流成分を
有している。入力信号S2 のゼロ交差点を決定すること
によって、1状態と0状態との間の推移位置を決定しよ
うとする場合、直流レベルがピーク間の中間点M P2と一
致していないので誤差が生じ得る。直流レベルは一定値
ではなく、入力信号の特性に応じて上昇及び下降する。
直流成分の累積が多ければ多い程、検出される推移位置
は、真の推移位置から外れる。この為、直流成分の累積
によって、タイミングマージンが縮小し、データを復元
することができなくなる。
の累積の影響を軽減するための読出チャネル200のブ
ロック図である。読出チャネル200は、概ね、図1の
波形処理装置22に対応している。読出チャネル200
は、前段増幅段202と、微分段204と、等化段20
6と、部分積分段208と、データ発生段210とを備
えている。読出チャネル200の動作は、図5に示す更
に詳細なブロック図、図17A〜図17Dに示す波形図
及びここで順次参照する種々の他の図面を参照して説明
する。
増幅段202は、入力信号を適切な値に増幅する。前段
増幅段202は、既知の前段増幅器203を備えてい
る。前段増幅器203は、光リーダ20内などの任意の
場所に択一的に配置することができる。典型的な、増幅
された再生信号220を図17Aに示す。
の出力信号は微分段204に供給される。微分段204
は、既知の方法で、コンデンサ213とともに構成され
るビデオ差動増幅器などの差動増幅器212を備えてい
る。図7に、微分段204の代表的な周波数応答図を示
す。微分段204は、増幅された再生信号220の高周
波数成分の相対的な大きさを効果的に増大させる。図1
7Bに、微分段204の典型的な出力波形を示す。
に、等化段206を設ける。等化段206は、付加的な
フィルタ処理を行い、チャネル伝達関数全体を修正し、
更に信頼できるデータ検出を可能にする。等化段206
は、差動入力信号を整形し、高周波成分及び低周波数成
分の大きさを等しくし、後の処理のための円滑な信号を
発生する。等化フィルタは、しばしば、信号とともに、
ノイズスペクトルも修正する。このため、差動入力信号
の形状の改善(例えば、歪の低減)には、通常、信号対
ノイズ比(S/N比)の低下を伴う。結果的に、等化段
206の設計は、ノイズを最小化させることと、許容範
囲のハードウェアコストで歪のない信号を提供すること
との妥協的なものである。一般的に、イコライザの設計
は、補償される符号間干渉の量、変調コード、使用され
るデータ復元技術、信号対ノイズ比及びノイズスペクト
ルの形状に基づいている。
タを読み出す際の線形的符号間干渉のかなりの部分は、
アナログ読出チャネルの限定されたバンド幅、及び記憶
密度の増加に伴う入力信号の大きさのロールオフによる
ものである。従って、等化段206は、読出チャネルの
伝達関数を修正し、更に信頼性のあるデータ検出を提供
できる1以上の線形フィルタを備えている。一般的に、
等化段は、読出チャネルの一部として実現されるが、一
定の条件下、等化フィルタ処理の一部は、書き込みチャ
ネルと同様に実現される。
る大きさ及び持続時間Tを有する一連の2極矩形パルス
とみなす。代案として、当該再生信号を、各磁束反転位
置における一連の2方向ステップ関数とみなすこともで
きる。但し、ステップの大きさとパルスの大きさとは一
致しているものとする。入力信号が等化段206に供給
されると、各クロックセル、すなわちビット毎のパルス
極性とともに、クロック情報が、等化段206の出力信
号から得られる。論理的には、クロック及び極性情報
は、理想的な波形復元イコライザを使用し、入力信号と
同様なビットの中心の値及びビットの境界の値を有する
出力信号を供給することによって得られる。出力信号の
ゼロ交差点は、ビットの境界の値に存在し、クロックを
正確に再発生させる。ゼロ交差の時刻及び方向が既知の
場合には、クロック及びデータの両方が、信号ゼロ交差
点から抽出される。
ライザの分類の属するイコライザを備えている。一般的
に、波形復元イコライザは、入力波形すなわち再生波形
に類似の2進数シーケンスを有する信号を発生する。チ
ャネル内で信号高調波が減衰するので、結果として得ら
れる信号の矩形パルスのコーナーは丸まっている。結果
として得られる信号も、出力信号振幅にある程度の変動
が生じる。
ザは、最小カットオフ周波数に対して単位振幅のレスポ
ンスを呈し、高周波数に対して何らレスポンスを呈さな
い理想的なローパスフィルタである。このような理想的
なローパスフィルタは物理的に実現不可能であるが、残
留対称に関するナイキスト理論は、鋭利なカットオフ特
性の最小帯域幅フィルタを修正し、すべてのビット・セ
ルの中心のタイミングで、出力パルスをゼロ交差の状態
に保持することを提唱している。このことを実現するた
めに、等化されたチャネルの高周波数ロールオフは、対
称的であり、且つ最小帯域幅フィルタのカットオフ周波
数のところに振幅の中間点が位置することが好ましい。
オフ特性の一つは、二乗余弦ロールオフであり、二乗余
弦イコライザの名前の由来である。二乗余弦ロールオフ
伝達関数は、ほぼ実現可能であり、最小帯域幅フィルタ
において、改善されたレスポンスを有している。出力パ
ルスは、nTのタイミングでゼロ値を有し、サイドロー
ブ減衰振動振幅が低減される。二乗余弦フィルタのゼロ
交差出力は、最小帯域幅フィルタのものよりも正確であ
り、二乗余弦フィルタの相対的に緩やかなロールオフ等
の緩やかなロールオフを用いて、線形位相特性を更に容
易に達成することができる。しかしながら、一般的に、
これらの利点は帯域幅が増加することを犠牲にして得ら
れるものである。最小帯域幅fmに対する帯域幅拡張の
比率を、二乗余弦チャネルの「α」と称する。このよう
にして、d=0の変調コードの場合には、α=0が最小
帯域幅であるが、これは、実現不能な矩形伝達関数を示
している。一方、α=1は、最小帯域幅の2倍を使用す
るフィルタを示している。
ているが、入力フィルタを備えていない)二乗余弦等化
チャネルのインパルス伝達関数は、次のように与えられ
る。
m)/(2*α*fm)]} f>(1+α)*fmの場合 H(f)=0 ここで、Φ(f)=k*fは位相であり、kは定数であ
る。上記ファミリーを、α波形復元イコライザと称す
る。α=1のチャネルは、ハーフ・ビットのインターバ
ル及びフル・ビットのインターバルにおいてゼロの特性
を備えている。このようなチャネルによって、信号がゼ
ロ交差するタイミングであるビットの中間又はビットの
境界の時に符号間干渉が生じていない信号が供給され、
正確なクロック及びデータ再生が可能となる。このよう
な全帯域幅イコライザの場合、周波数ゼロからロールオ
フが始まり、カットオフ周波数fcにまで至っている。
ば、二乗余弦イコライザは、広範囲にわたって、線形符
号間干渉の量を修正することができる。一般的に、磁気
光メディア損失及び光短波長における低解像度を補償す
るためには、大量の高周波数ブーストが必要とされる。
物理的に実現可能なチャネルがd=0の変調コードで動
作するものと仮定すると、最小帯域幅の少なくとも2倍
の帯域幅のイコライザが、線形符号間干渉を除去するの
には好適である。一般的に、このような幅の帯域では、
信号対ノイズ比が低下してしまう。イコライザ帯域幅
は、干渉歪とノイズとを妥協的に調整し、最適になるよ
うにする。例えば、α<1伝達関数を使用して帯域幅を
狭め、クロックジッタとして歪が加わることを犠牲にし
てノイズを改善することが望ましい。
ンスイコライザとして知られている。全帯域βチャネル
のインパルス伝達関数は、以下に示すとおりである。
イザがある。全帯域幅βイコライザのカットオフ周波数
はfcであり、結果的に、ビット境界における比較的少
量の干渉によるクロックジッタを低減することができ
る。これらの種類の等化フィルタを最適化し、種々のノ
イズ条件下においてエラーの可能性を最小にするための
技術は、従来より知られている。
域幅は狭くなり、クロックジッタ、すなわち水平方向の
アイ・オープニング(eye opening )を犠牲にして、ノ
イズを低減することができる。一般的にβイコライザを
使用すると、帯域幅を減少させることなく、高周波数ブ
ーストを低減することによって、信号対ノイズ比を改善
することができる。βイコライザを選択することによっ
て、垂直方向のアイ・オープニングすなわち実効振幅の
低下を減少させることができる。α=1及びβ=2イコ
ライザチャネルは、アイパターンの見地からみれば、同
一である。両タイプのチャネルは、比較的広く開放され
たアイパターンを有している。
ル帯域幅は、予想されるような最小記録パルス幅Trに
必ずしも依存していないが、ビット幅Tmに依存してい
る。このことは、一般的に、データ復元回路が1ビット
幅と同程度の微小幅だけ離隔しているパルス間隔を識別
しなければならないからである。また時間の解像度は、
信号の帯域幅の関数である。ビット境界における符号間
干渉がないと仮定した場合、(0,k)コード(ここ
で、kは、磁束反転のない隣接ビットの最大数を示して
いる。)は、各ビットの中心及びエッジにおける干渉を
除去するために、公称帯域幅BWNOM =1/Tm=fc
を必要とする。
W=1/(2*Tm)=fc/2においては、ビットエ
ッジの干渉は本質的に除去される。このような場合、そ
の後、全てのビット読出パルスは、磁束反転時に単位と
なる大きさを有し、当該読出パルスの後部(尾部)は磁
束の変化時にゼロとなる。帯域幅BWを狭くすればする
程、ビットの中心を考慮することなく、干渉の生じない
地点で出力信号がゼロ交差するようになるが、一般的に
帯域幅の低下は、チャネルの損傷による検出の不明確性
を増大させることとなる。また、帯域幅BWが狭くなる
と、信号のゼロ交差時の傾斜が小さくなり、ノイズ、デ
ィスク速度変化、アナログチャネルの相違点又は不適切
な等化に対する検出感度を増加させなければならない可
能性がある。例えば、(1,k)2/3速度変調コード
のハーフ・帯域幅β=2の等化チャネルの場合、信号の
ゼロ交差時において、信号には符号間干渉は生じない
が、ゼロ交差点間においてある程度の振幅の変化が生じ
る。この帯域幅は、非ゼロ復帰(NRZI)変調の場合
の帯域幅よりも小さくなるが、NRZI変調の場合より
も多くの情報が記録される(例えば、NRZIに対し
て、帯域幅=0.75,ビット速度=1.33)。帯域
幅の減少は、変調コードの速度損失を補填する。
イコライザは、出力信号のゼロ交差が、入力パルスのエ
ッジに相当する地点で発生するようにできる。その後、
データ検出は、等化された信号を厳格に限定することに
よって得られ、一般的にその出力信号は、元の再生信号
に類似している。しかしながら、この結果は、イコライ
ザのレスポンスが直流に対しても及んでいる場合にのみ
生じるものであって、光磁気チャネルの場合には一般的
に当てはまらない。磁気光チャネルの低周波数損失によ
って直流基底線が上下に変動し、最終的に、ゼロ交差検
出器における振幅オフセットの程度に応じて、出力ビッ
トが長くなったり、短くなったりする。この問題は、直
流成分除去変調コード、又は好ましくは上記直流成分復
元のいづれかを使用することによって軽減される。波形
復元イコライザにおいて所望の低周波レスポンスを実現
するために、低周波信号を顕著に増幅しなければならな
い。このことは、ある条件下においては信号対ノイズ比
をかなり劣化させることになる。低周波のノイズがかな
りの量存在する場合、直流成分がなく且つ低周波数成分
もほとんど有していない変調コードが使用されなけれ
ば、波形復元等化技術は、満足できるものとはならな
い。
プに配置されたプログラム可能なフィルタ及びイコライ
ザ207を備えている。現在、このような集積チップ
は、種々の製造業者から入手可能である。前記フィルタ
及びイコライザ207は、種々の等しい波からなり、カ
ットオフ周波数の約2倍の周波数に至るまで、比較的一
定の郡遅延を有している。等化段204の代表的な周波
数レスポンス図を図8に示し、代表的な出力波形を図1
7Cに示す。等化段206によって信号処理が行われた
後、図17Cの波形の信号ピークは、読出データの位置
に関する正確な情報を有している。信号ピークは、更に
微分を行うことによって検出される。しかし、更に微分
を行うことは、装置の信号対ノイズ比に関して好ましく
なく、望ましくないジッタの原因ともなる。ここに記載
されている本発明の好適例によれば、第2微分を行うこ
となく、部分積分及び新規データ発生回路を使用するこ
とによって、信号ピークの正確な検出手段を提供でき
る。
部分積分段208に供給され、更に波形整形が行われ
る。図5に示されているように、部分積分段208は、
増幅段229と、バンドパスフィルタ段230と、積分
器及びローパスフィルタ段232と、減算器及びローパ
スフィルタ段234と、を備えている。増幅段229
は、等化段206の出力信号を受信し、信号をバンドパ
スフィルタ段230及び積分器及びローパスフィルタ段
232に供給する。積分器及びローパスフィルタ段23
2は、選択された範囲の高周波成分を減衰させることが
好ましい。積分器及びローパスフィルタ段232の代表
的な周波数レスポンス260及びバンドパスフィルタ段
230の代表的な周波数レスポンス261を図9に示
す。
号は、その後、積分器及びローパスフィルタ段232の
出力信号から減算され、ローパスフィルタ段234によ
ってフィルタ処理される。ローパスフィルタ234を備
えている部分積分段208の総合的な周波数レスポンス
のグラフを図10に示す。部分積分段208の典型的な
出力波形を図17Dに示す。
図6に示す。図6において、微分入力238,239
が、等化段206などから受信される。微分入力23
8,239は、図に示すように構成された差動増幅器2
40に供給される。差動増幅器240は、その入力信号
の差分和を出力する。差動増幅器240は、基本的に図
5に示す増幅段229に対応している。差動増幅器24
0からの出力信号249は、一対の電流発生器241及
び242に接続される。第1電流発生器241は、図6
のように構成される抵抗R77とPNPトランジスタQ
61とを備えている。また、第2電流発生器242は、
図6のように構成される抵抗R78と、PNPトランジ
スタQ11とを備えている。
243に接続される。バンドパスフィルタ243は、図
6に示されるように並列に構成されたインダクタL3、
コンデンサC72及び抵抗R10を備えている。バンド
パスフィルタ243は、基本的に図5のバンドパスフィ
ルタ段230に対応している。他方の電流発生器242
からの出力信号は、積分器244に接続されている。積
分器244は、図6に示されるように並列に構成された
コンデンサC81及び抵抗R66を備えている。
5を介してNPNトランジスタQ31に接続される。ト
ランジスタQ31は、エミッタ・フォロワとして構成さ
れ、積分器244の出力信号に対して絶縁状態を提供す
るとともに、電圧源として機能する。トランジスタQ3
1のエミッタは、ローパスフィルタ245に接続され
る。ローパスフィルタ245は、図6のように構成され
るインダクタL6、コンデンサC66及び抵抗R49を
備えている。積分器244、トランジスタQ31を有す
るエミッタ・フォロワ、及びローパスフィルタ245
は、基本的に図5に示される積分器及びローパスフィル
タ段232に対応している。積分器244の周波数レス
ポンスは、基本的に図9に示されている周波数レスポン
ス260に対応している。また、ローパスフィルタ24
5の周波数レスポンスは、基本的に図9に示めされる周
波数レスポンス261に対応している。
と、バンドパスフィルタ243からの出力信号とが結合
され、図6に示めされているように構成された差動増幅
器246に結合される。差動増幅器246は、その入力
信号の差分和をとり、差動出力信号を他のローパスフィ
ルタ247に供給する。差動増幅器246及びローパス
フィルタ247は、基本的に図5に示す減算器及びロー
パスフィルタ段234に対応している。
す。図13(a)は、例えばイコライザ206から差動
増幅器240に供給される代表的な入力波形256を示
している。図13(b)の波形257は、図6の回路が
入力波形256を受信するのに応答するバンドパスフィ
ルタ243からの出力信号に対応している。図13
(c)の波形258は、図5の回路が入力波形256を
受信するのに応答するローパスフィルタ245からの出
力信号に対応している。波形258は、積分器244の
作用を示している。ローパスフィルタ245の機能は、
基本的に、バンドパスフィルタ243の出力信号と積分
器244の出力信号とが、差動増幅器246への入力時
に時間的に一致するように、ディレイ(遅延)を提供す
ることである。従って、ローパスフィルタ245は、差
分加算を行う前に、差動増幅器246の各入力信号の脚
に沿って遅延を整合させる。
フィルタ243及びローパスフィルタ245からの信号
を結合してフィルタ処理した後の、第2ローパスフィル
タ247からの出力信号に対応している。一般的に、波
形259は、磁気媒体から読み出された元の再生信号よ
りもかなり改善された分解能を示している。
機能は、差動増幅器(例えば、差動増幅器240及び2
46)を使用して行われ、共通モード除去、すなわち入
力信号238,239の直流成分の除去を行うことに留
意すべきである。図5及び図6に示す例の特徴は、部分
積分段が比較的好ましい周波数特性を呈することであ
る。特に、積分された信号を、(例えば、減算器及びロ
ーパスフィルタブロック214または差動増幅器246
で)ハイパスフィルタの信号と組み合わせることによっ
て、微分・等化された再生信号から雑音が除去される
が、バンドパスフィルタによって生じるハイパス周波数
ブーストのために、レスポンスの時間は、比較的速いま
まである。
段208の組み合わせによる主な機能は、好適な方法で
信号整形を行い、データ復元を容易にすることである。
図17Aと図17Dとを比較することから明らかなよう
に、図17Dに示す信号は、(当該信号の元である)図
17Aの再生信号220と類似しているが、その高域及
び低域周波数成分の振幅が等化されていない点及び鋭い
ノイズ状の特徴が除去されていない点で元の再生信号と
は異なるものである。微分段204、等化段206及び
部分積分段208の組み合わせによるトータル周波数レ
スポンスのグラフを図11に示す。同一の構成要素の連
結における全郡遅延のグラフを図12に示す。
容易にするために、再生信号の等化及び積分を利用して
いる。しかしながら、多くの場合、このようなシステム
は、一般的に直流成分除去コードを使用しているため、
直流成分の累積は問題とならない。前述したように、直
流成分除去コードの場合、比較的低密度であり、従って
非効率的であるという点において不利である。本発明に
よれば、直流成分除去コードを使用せずに直流成分の累
積を除去できる手段を設けることによって、更に効率的
なコード化システムを使用することができる。
17Dの波形)は、データ発生段210に供給される。
データ発生段210のブロック図を図14に示す。デー
タ発生段210は、正のピーク検出器300、負のピー
ク検出器302、分圧器304、比較器306及びデュ
アルエッジ(dual edge )回路308を備えている。図
14に示す回路の動作は、図16を参照して説明する。
図16において、記録されたビットシーケンス320が
読み出され、上記の方法で、部分積分段208からの予
め処理された信号322が発生するものと仮定する。予
め処理された信号332及び他の種々の信号波形は、図
示するためにある程度理想化されていることに留意され
たい。しかし、図16等に示めされる波形が実際の波形
とは形状及び大きさにおいて異なることは当業者にとっ
て明らかである。
検出器300及び負のピーク検出器302に供給され
る。これらは、それぞれ予め処理された信号322の正
のピーク及び負のピークを測定し検出する。正のピーク
検出器300の正のピーク出力信号330及び負のピー
ク検出器302の負のピーク出力信号332を図16に
示す。正のピーク検出信号330及び負のピーク検出信
号332は、一対の抵抗341及び342からなる分圧
器304によって平均化される。分圧器304の出力信
号は、閾値信号334として使用され、処理された信号
332のピーク間の中間点をほぼ示している。分圧器3
04の出力信号は、比較器306に供給され、当該比較
器306は、分割された電圧を予め処理された信号33
2と比較する。比較器306は、予め処理された信号3
32が閾値信号334と交差する際にステータスを変更
する。このことは、読出データの1から0へのまたは0
から1への変化を示している。比較器306の出力信号
を出力データ波形362として図16に示す。以下で更
に詳細に説明するが、出力データ波形362は正のピー
ク検出器300及び負のデータ検出器302に供給さ
れ、直流包絡線を検出する。比較器306の出力信号
は、デュアルエッジ回路308に供給され、当該デュア
ルエッジ回路308は、比較器306がステータスを変
更する毎に、所定の持続時間の単極性パルスを発生す
る。
クロック及びデータ情報を提供し、これらから、記録さ
れたデータの復元を簡単な方法で行う。例えば、上記G
CR8/9変調コードなどのパルス幅変調(PWM)技
術の場合、デュアルエッジ回路308からの各データパ
ルス出力は、磁束の変化(すなわち、記録された1ビッ
ト)を示し、クロック間隔にデータパルスが存在しない
ことは、磁束の変化がないこと(すなわち、記録された
0ビット)を示している。記録されたビットシーケンス
は、その後、元のデータを決定するための既知の方法に
よって、(図1に示す)デコーダ24によって復号化さ
れる。
って生じる包絡線を適切に検知するために、好適な実施
例では、出力信号362からピーク検出器へデューティ
周期情報をフィードバックする。このため、比較器30
6の出力信号は、正のピーク検出器300及び負のピー
ク検出器302にフィードバックされる。この処理は、
図15を参照して更に詳細に説明する。図15は、デー
タ発生段210の更に詳細な回路図を示している。図1
5に示されているように、予め処理された信号322
は、トランジスタQ2およびQ5のベースに供給され
る。トランジスタQ2は、正のピーク検出器300に関
連し、トランジスタQ5は、負のピーク検出器302に
関連している。正のピーク検出器300及び負のピーク
検出器302は、同様に動作するので、デューティ周期
フィードバック動作は、正のピーク検出器300につい
てのみ説明する。図15及び以下の説明を精読すれば、
負のピーク検出器302の同様の動作は当業者にとって
明らかである。
ランジスタQ2のフォワードバイアス電圧がプラスされ
た)コンデンサC1の蓄積された電圧を越えると、トラ
ンジスタQ2はコンデンサC1を充電する。図16にお
いて、正のピーク出力信号330が信号332のピーク
に対して迅速に供給されることは明らかである。フィー
ドバックを介して、出力信号362は、出力信号362
がハイの時にコンデンサC1を正に充電し、出力信号3
62がローの時にコンデンサC1を放電させることがで
きる。このため、出力信号362がハイの場合には、ト
ランジスタQ1及び抵抗R2によってコンデンサC1の
正の電荷が保持される。抵抗R1及びR2を同一の値に
選択し、電荷が抵抗R2を介してコンデンサに加えられ
る速度と、抵抗R1を介して放電される速度とを同一に
し、コンデンサC1の全電荷量を一定に保持することが
好ましい。他方、出力信号362がローの場合には、ト
ランジスタQ1はオフされ、コンデンサC1は、抵抗R
1を介して放電される。コンデンサC1及び抵抗R1の
値は、時定数を予想される直流成分の累積速度よりもわ
ずかに高い値に設定し、コンデンサC1が直流値の変化
が生じた時にこれを検知できるようにする事が好まし
い。
タQ3のベースに供給される。トランジスタQ3のエミ
ッタの電圧レベルは、コンデンサC1の出力よりも高い
バイアス電圧レベルである。電流が抵抗R3を介してな
がれ、これによって、トランジスタQ3のエミッタが、
(エミッタ・ベース間バイアス電圧だけオフセットし
た)コンデンサC1の電圧に追従する。このため、トラ
ンジスタQ3のエミッタは、正のピーク出力信号330
を出力する。トランジスタQ1及びQ2はNPN型のト
ランジスタであり、Q3はPNP型のトランジスタであ
ることに留意する。NPN−PNP構成は、トランジス
タQ1,Q2及びQ3によって生じ得る熱効果の多くを
相殺するとともに、これらの動作と関連するバイアス電
圧を相殺する。
出器300と同様に動作するので、これ以上の詳細な説
明は省略する。トランジスタQ6のエミッタは、負のピ
ーク出力信号332を出力する。
330及び負のピーク出力信号332は、図15に示す
一対の抵抗R4からなる分圧器304によって平均化さ
れ、閾値信号334を形成する。従って、閾値信号33
4は、予め処理された信号322のピーク間のほぼ中間
値を示し、デューティ周期フィードバック補償を介し
て、予め処理された信号322の直流包絡線を検知す
る。
バックは比較器306の出力端子からとっているが、他
のフィードバック経路を利用することもできる。例え
ば、デュアルエッジ回路308の出力端子にフリップ/
フロップまたは他のメモリ素子を配置すれば、同様のフ
ィードバック経路をデュアルエッジ回路308の出力端
子からとることができる。また、デューティ周期を測定
するとともに閾値信号を調整し、直流包絡線を検知する
ための他の手段を利用することもできる。
な技術は、部分積分の前に再生信号を微分する工程を備
え、その後に直流検知の工程を備えている。当該好適な
方法は、比較的解像度の低い再生信号を使用するシステ
ムにおいて特に有効であり、例えば、GCRフォーマッ
トで記憶された情報を読み出すのに有効に適用される。
好適な方法の一態様において、微分段の最初の工程は、
入力再生信号の低周波成分を減少させる。好適な方法の
他の態様では、部分積分段によって、再生信号の復元ま
たは部分的な復元がなされ、(例えば、バンドパスフィ
ルタ段からの)ハイパスブーストによる迅速なレスポン
スを提供することができる。当該好適な方法は、(微分
段の前に)初めに再生信号を積分し、直流成分が増加
し、直流成分を検知することが更に困難となる方法とは
対照的である。
の詳細 図18において、RLL2,7の場合、セルは、2つの
データビットからなり、2Fクロック波形120の2つ
のクロック周期121に相当する。256メガバイトの
ディスクの場合、RLL2,7符号化フォーマットは、
35.4ナノ秒、すなわち28.23MHzのクロック
周波数の2Fクロックパルスを必要とする。この値の計
算は簡単である。同一のディスク密度を保持するため
に、GCR8/9及びRLL2,7符号化フォーマット
は、同一の記録時間に同一の情報量を含んでいなければ
ならない。RLL2,7フォーマットの場合、データビ
ット毎に2つのコードビットが必要とされるので、RL
L2,7フォーマットでは、GCRデータフォーマット
の2倍のクロック周波数を必要とする。GCRデータフ
ォーマットは、8個のデータビット毎に9個のコードビ
ットを記録する。このため、GCRデータビットクロッ
クは、クロック周期42(図2)の9/8倍である。こ
のため、GCRのクロック周期42が63ナノ秒の場
合、RLL2,7パルス幅121は、同一のディスク密
度を保持するためには35.4ナノ秒でなければならな
い。
に2つのコードビットを示している。例えば、RLL
2,7データ124は、データパターン”00”を示
し、RLL2,7データ125は、データパターン”1
0”を示している。このデータフォーマットの場合、”
1”は、データの変化を示している。このため、RLL
2,7データ125は、データパターン内に”1”が発
生するとハイ状態になる。同様に、RLL2,7データ
126は、データパターン内に”1”が発生するとロー
状態になる。”0”が発生している間は、RLL2,7
データ122は、同一の状態を保持する。パルス化され
た2,7波形137は、RLL2,7データ122に相
当するレーザ16のパルスを示している。このため、R
LL2,7データ125及び126の場合、信号がハイ
状態の間、パルス化された2,7波形140及び141
はハイ状態である。熱によるピットの伸張のために、波
形141は、RLL2,7データ126に対して時間的
に早くロー状態になる。”0”のデータパターンがより
長いために、パルスはオンのままでなければならない。
例えば、RLL2,7データ128及び129に示すよ
うなデータパターン”10001”の場合、パルス化さ
れた2,7波形143及び144は、パルス化された
2,7波形140及び141よりも長くハイ状態を維持
している。連続する”0”からなるデータパターンの場
合、パルス化された2,7波形137は、別々のパルス
としてパルス化される。例えば、データパターン”10
00001”の場合、RLL2,7データ132,13
3及び134は、パルス化された2,7波形の147,
148及び149に示すように、2つの別々のパルスと
してパルス化される。
れたピット160は熱による伸張を呈している。例え
ば、記録されたピット162は、パルス化された2,7
波形140及び141からなるパルス幅よりも時間的に
長くなっている。同様の結果が、記録されたピット16
3についても確認される。現行のレーザ及び光ディスク
に物理的な限定を設け、記録されたピット163が、2
Fクロック120の周波数において2つの連続したパル
スに記録されないようにする。このため、これらの中間
的なサイズのピットの場合、熱の蓄積による歪の作用
が、記録されたピット162または結合されたピット1
64及び165のいづれかの場合よりも大きくなる。再
生信号168〜174に示すように、再生信号167
は、記録されたピット160の前方のエッジでハイ状態
になり、記録されたピット160の後方のエッジで減少
し、ピットが存在している間または存在しない間におい
て一定の状態を保持する。
な位置推移を修正することによって改善される。図19
は、レーザパルス発生器14の書き込み補償を示すタイ
ミング図である。実験的試験は、レーザ16が2ビット
以上オフしている時より早く記録することによって性能
を高めることができることを示している。クロック波形
176は、性能を高めるのには最悪のデータパターンで
あるデータ177,203及び229をクロックするの
に使用されるコードビットクロックである。他のパター
ンも修正されるが、信号振幅の点で問題である。データ
180〜184は、データシーケンス”10100”に
対応している。補償されていないパルス波形188〜1
92は、補償を行っていないが、このデータパターンに
対応している。非補償パルス波形189〜191は、ク
ロック周期の半分の時間で発生する。書き込み補償の後
のレーザパルス発生器14の出力信号は、補償されたパ
ルス波形195に対応している。ここで、補償パルス波
形197及び198は、変化のないままである。また、
補償パルス波形199のオフ期間を短くすることによっ
て、補償パルス波形200を時間的に先に推移させる。
補償パルス201の間、レーザ16は、補償パルス19
2よりも長い持続時間オフ状態を維持する。同様に、デ
ータパターン”1100”に対応するデータ206〜2
09の場合、非補償パルス波形211は、2つのビッ
ト、すなわち非補償パルス波形214及び216に先行
する非補償パルス波形213の間オフ状態を呈する。ま
た、書き込み補償回路は、補償パルス波形220を調整
し、補償パルス波形225が補償パルス波形223に時
間的により接近して発生し、補償パルス波形224が非
補償パルス波形215よりも短くなるようにしている。
最終的に、データパターン”00100”に対応するデ
ータ231〜235は、非補償パルス波形240で発生
する非補償パルス波形237を有している。書き込み補
償は、補償パルス波形243を、時間的に早く補償パル
ス波形246に移動することである。
あり、当該書き込み補償回路は、データパターンモニタ
248、書き込み補償パターン検出器249、及び遅延
回路269を備えている。データパターンモニタ248
は、シリアルシフトレジスタであり、エンコーダ12か
らの符号化されたデータを逐次クロックする。最後にク
ロックされた5つのデータビットは、書き込み補償パタ
ーン検出器249に送られ、ここで、これらは分析さ
れ、パルスに対してレーザが通常よりも早いか否かを決
定する。
ーケンスDフリップフロップ250〜256からなる。
符号化されたデータは、データシーケンスDフリップフ
ロップ250のDポートに入力される。当該データシー
ケンスDフリップフロップ250のQ出力端子WD1
は、データシーケンスDフリップフロップ251のDポ
ートの入力信号になる。このクロッキングは、データシ
ーケンスDフリップフロップ252から256まで繰り
返され、データシーケンスDフリップフロップ256の
Q出力信号は、データパターンモニタ248への最初の
入力信号から7クロックだけ遅延したデータシーケンス
となっている。データシーケンスDフリップフロップ2
50から254の各出力信号WD1,WD2,WD3,
WD4及びWD5は、データパターンモニタ248に入
力された最後から7個のデータビットの内の最後から5
個のデータビットを示している。これら5個のデータビ
ットは書き込み補償パターン検出器249に供給され、
ここで、これらは、所定のデータパターンと比較され、
そして、これらが一致する場合にはイネーブル書き込み
信号が遅延回路269に供給され、レーザパルスが通常
よりも早く発生することを示す。
Dフリップフロップ250,251,253及び254
からのQデータWD1,WD2,WD4及びWD5を、
それぞれインバータ260,261,262及び263
によって反転することによって検出される。これらのイ
ンバータの出力信号は、検出ANDゲート264におい
て、データシーケンスDフリップフロップ252からの
出力信号とともに論理積がとられる。このため、シーケ
ンス”00100”が発生した時、検出ANDゲート2
64の出力信号はハイ状態となり、データパターンが検
出されたことを示している。同様に、第2データパター
ンは、データシーケンスDフリップフロップ250,2
51及び253からのQ出力信号WD1,WD2及びW
D4を、それぞれデータインバータ282,283及び
284によって反転するとともに、検出ANDゲート2
86において、これらの反転された出力信号と、データ
シーケンスDフリップフロップ252及び254からの
出力信号WD3及びWD5との論理積をとることによっ
て検出される。このため、”010100”からなるデ
ータパターンは、検出ANDゲート286から、検出を
示すハイ状態を出力させる。第3データシーケンスは、
データシーケンスDフリップフロップ250及び251
からのQ出力信号WD1及びWD2を、それぞれデータ
インバータ287及び288によって反転するととも
に、検出ANDゲート289において、これらの反転さ
れた出力信号と、データシーケンスDフリップフロップ
252及び253からの出力信号WD3及びWD4との
論理積をとることによって検出される。このため、”1
100”からなるデータパターンは、検出ANDゲート
289から、データの存在を示す検出状態を出力させ
る。検出ANDゲート264,286及び289は、検
出パターンORゲート266において、論理和がとられ
る。ORゲート266の出力信号は、3つのデータパタ
ーンのいづれかが検出された時にハイ状態となる。検出
されたパターン出力は、イネーブル書き込みDフリップ
フロップ268でクロックされる。当該イネーブル書き
込みDフリップフロップ268の出力信号、すなわちイ
ネーブル書き込み信号は、その後遅延回路269に供給
される。
リップフロップ253のクロックされたデータ出力WD
4を取り出し、同時に、これを遅延回路276及び非遅
延選択ANDゲート274に入力する。遅延回路276
で遅延された出力信号276は、遅延選択ANDゲート
272に入力される。書き込み補償パターン検出器24
9からのイネーブル書き込み信号は、遅延選択ANDゲ
ート272又は非遅延選択ANDゲート274のいづれ
か一方をイネーブルする。イネーブル書き込み信号がロ
ーレベルであり、前記3つのデータパターンのいづれも
発生しなかったことを示している場合、イネーブル書き
込み信号は、イネーブル書き込みインバータ270によ
って反転される。このことによって、遅延回路276か
らの遅延されたデータはクロックされる。一方、イネー
ブル書き込み信号がハイ状態であり、前記3つのデータ
パターンのいづれかが発生したことを示している場合、
非遅延選択ANDゲート274は、データシーケンスD
フリップフロップ253からの遅延のないデータ伝送を
可能にする。遅延選択ANDゲート272からの出力信
号と、非遅延選択ANDゲート274から出力信号と
は、データORゲート278において論理和がとられ、
これが遅延回路269からの出力信号となる。書き込み
補償回路またはタイミングに関する先の説明は、前記3
つのデータパターンの場合、書き込みパルスが10ナノ
秒早く発生することを示しているが、実際の場合には、
前記3つのデータパターンを除く全てのデータが10ナ
ノ秒遅延している。遅延回路276の遅延は、好適例の
周波数の場合8〜12ナノ秒の間に設定される。
る場合、最終的な磁気光信号は、立ち下がり時間よりも
緩やかな立ち上がり時間を呈する。このことによって、
波形処理装置22の最終的な出力信号は、正のピークに
おいて振幅が減少する。このことは、データパターンの
前方のエッジにおいて、より高い実効パワーを用いて記
録することによって補正される。好適な実施例の場合、
データパターン”000111”は、データパターン
の”1”の間、時間的に長い書き込み信号を出力し、こ
れによって、レーザの通常オフの期間、レーザにパルス
を供給する。
レーザパルス発生器14によって、データパターン”0
00111”のデータ波形303をクロックする。デー
タ305〜310によって示されているように、レーザ
パルス発生器14は、データ波形303が”1”の時、
パルス314,315及び316を有しているパルス波
形312を発生する。このデータパターンの”1”の
間、レーザパルス発生器14は、パワー増強のための波
形(パワー増強波形)318のためにオンされ、パルス
320を出力する。出力レーザパルス波形322は、パ
ルス312とパワー増強波形318との論理和から生
じ、レーザパルス323,324及び325を生成す
る。通常の動作において、レーザパルス324は、クロ
ック周期の初めの半分においてオフ状態である。しかし
ながら、この特別なデータパターンの場合、レーザパル
ス323及び324の間にレーザをオン状態に保持し、
この間のパワーを50パーセント増大させる。
1は、(図21のパワー増強波形318に相当する)書
き込みワイドパルス292を発生する。当該書き込みワ
イドパルス292は、レーザパルスORゲート280に
おいて、遅延回路269からの(図21のパルス波形3
12に相当する)レーザパルス出力と論理和がとられ、
最終的にレーザパルス波形322が出力される。データ
パターンモニタ248は、図20に示すものと同様に動
作する。データシーケンスDフリップフロップ251〜
256のQデータ出力であるWD2、WD3、WD4、
WD5、WD6及びWD7のそれぞれが、振幅非対称補
正回路291に入力され、ここで、データシーケンスD
フリップフロップ254,255及び256の各出力信
号WD5,WD6及びWD7は、それぞれデータインバ
ータ293,294及び295において反転される。デ
ータインバータ293,294及び295の出力信号
と、データシーケンスDフリップフロップ251,25
2及び253の出力信号とは、検出ANDゲート296
において、論理積がとられる。検出ANDゲート296
の出力信号は、検出されたパターン形式”00011
1”を示しており、これは、次のクロック301で、書
き込みワイドDフリップフロップ297から出力され
る。
ータパターンの関数として減少する。振幅およびタイミ
ングは、波形処理装置22によって信号を処理すること
によって増大する。孤立したパルスの立ち上がり時間と
立ち下がり時間との非対称は、等化された差動信号を微
分するとともに、加算することによって改善される。図
23において、光磁気信号327は、差動増幅器329
によって差分和がとられる。当該微分信号は、イコライ
ザ331に入力され、ここで、好適例の場合、前記信号
は5dBだけ等化され、振幅は周波数の関数として等化
される。等化された信号の微分は、微分プロセッサ33
3によって行われ、加算器335において等化された信
号とともに加算される。加算器335の出力信号は読出
信号337である。
イミング図である。
に生じるオーバーシュートを含み得る。このオーバーシ
ュートは予想できるので、読出回路の閾値をオーバーシ
ュートの間増加させ、読出信号337の正のピーク33
9,340,341及び342及び負のピーク343,
344及び345の間の誤ったデータの読出を防ぐこと
ができる。閾値波形348は、正のピークの間、ハイ状
態にスイッチされる。閾値波形349,350及び35
1は、それぞれ正のピーク339,340及び341の
間、ハイ状態である。閾値波形352,353及び35
4は、それぞれ負のピーク343,344及び345の
間、ロー状態である。読出信号337の各ピークは、正
のピークであろうと負のピークであろうと、ピーク波形
356を出力する。これは、読出信号337のピークの
直後に発生するショートクロッキングパルスである。読
出信号337のピーク339,343,340,34
4,341,345及び342は、それぞれピーク波形
358〜364を発生させる。
閾値遅延Dフリップフロップ366のDポートに入力さ
れる。ピーク波形356は、このフリップフロップを介
して閾値波形348をクロックする。閾値遅延Dフリッ
プフロップ366のQ出力は、遅延された閾値波形36
8であり、これは、閾値排他的論理和ゲート370にお
いて、閾値波形348と排他的論理和がとられる。排他
的論理和信号372は、排他的論理和ゲート370の出
力信号である。排他的論理和信号372は、もとの閾値
波形348の2倍の周波数を有している。排他的論理和
信号372は、排他的論理和Dフリップフロップ374
のDポートにも入力される。ここで、信号372は、読
出クロック375によってクロックされる。F1波形3
76は、排他的論理和Dフリップフロップ374のQ出
力である。排他的論理和信号372が、読出クロック波
形375の2クロック以上の時間、ロー状態である場合
を除き、読出クロック波形375は、排他的論理和信号
372がハイ状態の間に前方のエッジを有している。こ
のため、排他的論理和信号372が、2以上の読出クロ
ック375の間ロー状態であった後の最初の読出クロッ
クパルス375と、次の排他的論理和信号パルス372
との間を除いて、F1波形376はハイ状態である。
8において、排他的論理和信号372と論理和がとられ
る。排他的論理和信号372が2以上のクロック期間ロ
ー状態であった後の最初の読出クロック375から、信
号372が再びハイ状態になるまでの間を除いて、包絡
線ORゲート378の出力信号はハイ状態である。包絡
線ORゲート378の出力信号は、読出クロック375
によってクロックされる包絡線Dフリップフロップ37
9のD入力端子を介してクロックされる。包絡線Dフリ
ップフロップ379のQ出力は、F2波形381であ
る。排他的論理和信号372がロー状態となった後の2
番目の読出クロック375の期間から、排他的論理和信
号372がハイ状態になるのをクロックする次の読出ク
ロック375に至るまでの間を除いて、F2波形381
はハイ状態である。F2波形381は、F2インバータ
381によって反転され、動的閾値NORゲート385
において、排他的論理和信号372と否定論理和がとら
れ、動的閾値波形387が生成される。F2波形381
がロー状態である時を除く、排他的論理和信号372が
ロー状態である任意の時に、動的閾値波形387はハイ
状態である。このため、排他的論理和信号372が次の
読出クロック375の期間においてロー状態である場合
を除き、動的閾値波形387は、読出クロック375の
1/2よりも短時間のオン状態の時間を有している。こ
の例外のために、動的閾値波形387は、排他的論理和
信号372の端部から2番目の読出クロックパルス37
5までハイ状態を保持する。
イオード389に順方向バイアス又は逆バイアスをかけ
る。動的閾値がハイ状態の時、バイアスダイオード38
9に逆バイアスがかかる。逆に、動的閾値波形387が
ロー状態の時にはバイアスダイオード389には順方向
バイアスがかけられる。
389に順方向のバイアスをかけるとき、すなわちロー
状態の時、フィルタバイアス信号390の電位は、バイ
アスダイオード389の接合電圧だけ高くなる。この電
圧は、標準的な装置の場合、0.6ボルトである。コン
デンサ394の両端にかかる電圧が、フィルタバイアス
信号390とアースとの間の電位差であるので、5ボル
トの供給電圧が、抵抗393を介してフィルタのバイア
ス信号390にかかる。コンデンサ394は、この電位
まで充電される。この電位はトランジスタ395のベー
ス電圧にもなり、トランジスタ395をオン状態にし、
抵抗392の両端の電圧降下をほぼ5ボルトにすること
ができる。トランジスタ395のエミッタと、トランジ
スタ396のエミッタとが接続されているので、トラン
ジスタ396のエミッタ電圧はトランジスタ396のベ
ース電圧である2.5ボルトよりも小さい。したがっ
て、トランジスタ396は、コレクタ抵抗397の両端
にかかるコレクタ電圧がロー状態の増加閾値波形399
を生成できるように、オフ状態となる。増加閾値波形3
99は、オーバーシュートの間、読出信号337の閾値
を増加させるための信号である。動的閾値波形387が
ハイ状態の時、バイアスダイオード389には逆バイア
スがかけられ、トランジスタ395のベースは接地され
なくなる。動的閾値波形387がハイ状態の時、コンデ
ンサ394は充電を開始し、トランジスタ395のベー
スに電位を生成する。当該電位は、供給電圧5ボルトに
対して指数関数的に増加する。フィルタバイアス信号3
90の電位が上昇するにつれて、トランジスタ395の
エミッタ電位が増加し、同様にトランジスタ396のエ
ミッタ電圧を増加させる。このエミッタ電圧が、エミッ
タ−ベース間の接合の両端の接合電位だけ、ベース電圧
を越えると、トランジスタ396は、オン状態となる。
トランジスタ396がオン状態となることによって、増
加閾値波形399がハイ状態となる。
は上記のようにパルス化される。通常の読出信号の場
合、読出クロック375のオン期間と同じ長さの期間、
動的閾値信号はオン状態である。コンデンサ394の両
端の電圧がバイアス電圧2.5ボルトを越えるのに要す
る充電時間は、このクロック周期の1/2よりも長時間
である。このため、通常の場合、増加閾値波形399は
ロー状態のままである。しかしながら、オーバーシュー
トの間、動的閾値波形399は、より長い時間オン状態
であり、このため、コンデンサ394が2.5ボルトを
越える電圧まで充電される。このため、増加閾値波形3
99がハイ状態になる。
ス及び利用者として機能するホストコンピュータ410
は、インターフェイスエレクトロニクス412によって
データバス414に結合される。ホストコンピュータ4
10がデータを処理する場合及び時々外部メモリにアク
セスしたい場合、インターフェイスエレクトロニクス4
12を介してデータバス414に接続される。データバ
ス414は、書き込みエンコーダ416の入力端子及び
書き込みエンコーダ418の入力端子に結合される。書
き込みエンコーダ416は、低密度フォーマット(すな
わちANSIフォーマット)でデータバス414からの
データを符号化し、書き込みエンコーダ418は、高密
度フォーマットでデータバス414からのデータを符号
化する。書き込みエンコーダ416及び418からの出
力信号は、スイッチ422によって択一的に、磁気光読
出・書き込みヘッド420の書き込み入力に結合され
る。ヘッド420の読出出力は、スイッチ424を介し
て択一的に、読出デコーダ426の入力端子及び読出デ
コーダ428の入力端子に結合される。読出デコーダ4
26は、書き込みエンコーダ416と同一のフォーマッ
ト、すなわちANSIフォーマットでデータを復号化
し、読出デコーダ428は、書き込みエンコーダ418
と同一のフォーマットでデータを復号化する。上記符号
化及び復号化技術を用いて、書き込みエンコーダ418
及び読出デコーダ428を実現することが好ましい。デ
コーダ426及び428の出力信号は、データバス41
4に接続される。
回路430は、スイッチ422及び424のステータス
を、第1モードまたは第2モードのいづれかに設定す
る。第1モードにおいて、書き込みエンコーダ418及
び読出デコーダ428が、データバス414と読出・書
き込みヘッド420との間に接続される。第2モードに
おいて、書き込みエンコーダ416及び読出デコーダ4
26が、データバス414と読出・書き込みヘッド42
0との間に接続される。読出・書き込みヘッド420
は、ディスクドライブエレクトロニクス434によって
制御される置換可能な光ディスクドライブ432に収納
される90ミリメートル光ディスクから符号化されたデ
ータを読み出し、これに復号化されたデータを書き込
む。読み出し・書き込みヘッド420は、位置制御回路
436によって、ディスクドライブ432に収納される
ディスク面に沿って放射状に移動される。
ィスクがディスクドライブ432に収納されると、モー
ド選択信号が装置を第1モードに設定する。その結果と
して、ディスクに記憶されるべきホストコンピュータ4
10からのデータが、インターフェイスエレクトロニク
ス412によって編成され、書き込みエンコーダ418
によって符号化されると共に、ディスクから読み出され
たデータが読出デコーダ428によって復号化され、イ
ンターフェイスエレクトロニクス412によって編成さ
れ、ホストコンピュータ410に伝送され、処理され
る。
90ミリメートルディスクがディスクドライブ432に
収納されると、モード選択信号が装置を第2モードに設
定する。その結果として、ディスクに記憶されるべきホ
ストコンピュータ410からのデータが、インターフェ
イスエレクトロニクス412によって編成され、書き込
みエンコーダ416によって符号化されると共に、ディ
スクから読み出されたデータが読出デコーダ426によ
って復号化され、インターフェイスエレクトロニクス4
12によって編成され、ホストコンピュータ410に伝
送され、処理される。
ットに関係なく、モード選択信号が、各全てのディスク
に一つのフォーマット(例えば、低密度のANSIフォ
ーマット)で記憶され、装置が、対応するモード処理、
例えば第2モード処理を省略できることが好ましい。モ
ード選択信号は、ANSIフォーマットの制御トラック
領域に記録することができる。ディスクがディスクドラ
イブ432にインストールされると、ディスクドライブ
エレクトロニクス434は、初めに位置制御回路36を
制御し、モード選択信号の記憶されているディスク領域
を読み出す。読出デコーダ426は、モード選択信号を
生成し、当該モード選択信号はスイッチ制御回路430
に供給される。インストールされたディスクが低密度、
すなわちANSIフォーマットの場合、モード選択信号
が読み出された際の装置は、依然として第2モードのま
まである。インストールされたディスクが高密度フォー
マットの場合、モード選択信号が読み出されると、装置
は第1モードに切り替わる。
モードの場合とでレーザを変更することが望ましい。例
えば、異なるレーザ周波数又は異なるレーザ集束レンズ
を、異なるモードに対して使用することもできる。この
ような場合、モード選択信号は読出・書き込みヘッド4
20にも接続され、周波数の変換又は光レンズ集束シス
テムの変換を制御する。
(すなわちANSIの場合には512バイト)、両方の
フォーマットで記憶されたデータを編成することが好ま
しい。このような場合、同一のインターフェイスエレク
トロニクス412を使用して、両方のフォーマットのデ
ィスクに記憶されたデータを編成するとともに、当該デ
ィスクからデータを検索することができる。
ッド420、位置制御回路436、光ディスクドライブ
432、ディスクドライブエレクトロニクス434、イ
ンターフェイスエレクトロニクス412及びデータバス
414を使用して、異なるフォーマットの光ディスクに
データを記憶するとともに、そこからデータを検索する
ことができる。その結果として、同一の装置を使用し
て、技術が進歩して開発される、より高密度のフォーマ
ットと、工業規格であるANSIフォーマットとの下位
互換性を保つことができる。
ステムに限定されるものではなく、テープに記憶された
データを読み出す為のシステム及びその他のディスクシ
ステムもに同様に有効であり、更に一般的には、(デー
タ記憶システムであるとないとに拘らず)直流成分の累
積を軽減することが望ましい電気信号の処理を行う任意
のシステムに有効である。
憶されたデータの検索方法は、記憶されたデータを読み
出し、再生信号を発生させ、再生信号を部分積分する工
程と、部分積分された信号の直流成分とともに変化する
閾値信号を発生させるための工程と、部分積分された信
号を閾値信号と比較することによって、記憶されたデー
タを示す出力信号を発生させる工程とを備えている。
工程の前に前記再生信号を微分する工程を備えている。
の工程は、前記再生信号を積分する工程と、同時である
が独立に前記再生信号をバンドパスフィルタ処理する工
程と、前記部分積分された信号と前記バンドパスフィル
タ処理された信号との差分をとる工程と、を備えてい
る。
閾値信号を発生させる工程が、前記部分積分された信号
の正のピーク電圧を検出する工程と、前記部分積分され
た信号の負のピーク電圧を検出する工程と、正のピーク
電圧と負のピーク電圧とを平均化する工程と、を備えて
いる。出力信号がロー状態またはハイ状態にある時に検
出された正のピーク電圧を減少させるとともに、出力信
号がロー状態またはハイ状態の時に検出された負のピー
ク電圧を減少させることによって、出力信号の状態に応
じて閾値信号は調整される。
信号のほぼ中間点に相当し、閾値信号の調整は、出力信
号のデューティ周期に比例する。
分する工程は、フィードバック信号を積分する工程と、
当該積分する工程と同時であるが独立に前記再生信号を
バンドパスフィルタ処理する工程と、前記積分された信
号と前記バンドパスされた信号との差分をとる工程と、
を備えている。一好適例においては、再生信号からデー
タ情報を検索する方法は、前記再生信号を微分する工程
と、当該微分された信号を等化する工程と、当該等化さ
れた信号を部分的積分する工程と、部分積分された信号
の直流成分を検知する閾値信号を発生させる工程と、前
記部分積分された信号を前記閾値信号に比較して出力信
号を発生させる工程と、当該出力信号に応じて閾値信号
を調整する工程と、を備えている。
れたデータを検索する為の装置を提供するものであり、
当該装置は、出力信号を発生する記憶されたデータの読
み取り装置と、前記出力信号に接続された部分積分器
と、当該部分積分器に接続された閾値発生器と、前記部
分積分器及び前記閾値発生器に接続されたデータ発生器
と、比較器を有するデータ発生器と、前記比較器から前
記閾値発生器へのフィードバック経路と、を備えてい
る。前記比較器は、前記閾値発生器の出力端子と、前記
部分積分器の出力端子とに接続されている。前記閾値発
生器は、前記出力信号の直流成分とともに変化し、その
ほぼ中間点に対応する閾値信号を発生する。
分器を備えている。
は、前記出力信号に接続された積分器と、前記出力信号
に接続されたバンドパスフィルタと、前記積分器の出力
端子及び前記バンドパスフィルタの出力端子に接続され
た減算器と、を備えている。ローパスフィルタは、減算
器の出力端子に接続される。
積分器に接続された正のピーク電圧検出器と、前記部分
積分器接続された負のピーク電圧検出器と、前記正のピ
ーク電圧検出器の出力端子及び前記負のピーク電圧検出
器の出力端子に接続された分圧器と、を備えている。
ク電圧検出器及び負のピーク電圧検出器に接続され、フ
ィードバック経路のステータスに基づき、検出された正
のピーク電圧または検出された負のピーク電圧の調整を
行う。前記検出された正のピーク電圧は、前記フィード
バック経路が2つのステータスのいづれか一方の場合
に、その振幅を減少させることにより調整され、また、
前記検出された負のピーク電圧は、前記フィードバック
経路が前記2つのステータスの他方の場合にその振幅を
減少させることによって調整される。一例では、直流成
分を有している信号の変化を検知する装置において、媒
体に記憶されたデータを読み出し、これによって信号を
発生させる為の手段と、前記信号に接続された波形の復
元のための手段と、当該波形復元手段に接続された閾値
発生器と、前記信号及び前記閾値発生器に接続されたデ
ータ発生器と、比較器を有しているデータ発生器と、前
記比較器から前記閾値発生器へのフィードバック経路
と、を備えている。
本発明の範囲を逸脱しない範囲内で種々の変更が可能で
あることは当業者にとって明らかである。
図である。
波形を示す図である。
図3Bは、非対称な入力信号の波形図である。
に詳細なブロック図である。
な周波数レスポンス260及びバンドパスフィルタ段2
30の代表的な周波数レスポンス261を示す図であ
る。
ある。
208の組み合わせによる全体の周波数応答図である。
グループディレイのプロットである。
波形を示す波形図である。
ある。
略図である。
トラッキングを示す波形図である。
々のポイントでの典型的な波形を示す図である。
データパターンに対するレーザパルスを示す一連の波形
図である。
一連の波形図である。
を示すブロック図である。
形を示す図である。
ステムの略ブロック図である。
Claims (30)
- 【請求項1】 DC成分を有する信号における遷移の位
置を定める装置において、 媒体上に格納されたデータを読み出し、格納されたデー
タを示す信号を発生する手段と、 前記信号を受け取って処理する波形回復手段と、 前記波形回復手段に接続された閾値発生器と、 前記閾値発生器に接続されたデータ発生器であって、前
記信号を更に処理する比較器を含むデータ発生器と、及
び前記比較器から前記閾値発生器へのフィードバック経
路と、 を含む装置。 - 【請求項2】 前記媒体は、磁気光ディスクを含む請求
項1に記載の装置。 - 【請求項3】 前記読み出し手段は、微分器を含む請求
項1に記載の装置。 - 【請求項4】 前記波形回復手段は、部分積分器に接続
された等化器を含む請求項1に記載の装置。 - 【請求項5】 前記部分積分器は、前記信号を積分する
積分器と、前記信号をフィルタリングするバンドパスフ
ィルタと、及び、前記積分器の出力及び前記バンドパス
フィルタの出力に接続された減算器と、を含む請求項4
に記載の装置。 - 【請求項6】 前記減算器の出力に接続されたローパス
フィルタを更に含む請求項5に記載の装置。 - 【請求項7】 前記閾値発生器は、前記波形回復手段に
接続された正ピーク電圧検出器と、前記波形回復手段に
接続された負ピーク電圧検出器と、及び、前記正ピーク
電圧検出器の出力及び前記負ピーク電圧検出器の出力に
接続された分圧器と、を含む請求項1に記載の装置。 - 【請求項8】 前記フィードバック経路は、前記正ピー
ク電圧検出器及び前記負ピーク電圧検出器に接続され、
これにより、前記フィードバック経路の状態の関数とし
て、検出された正ピーク電圧及び検出された負ピーク電
圧の調整を交互に行う請求項7に記載の装置。 - 【請求項9】 前記フィードバック経路が2つの状態の
うちのいずれか1つであるときに、前記検出された正ピ
ーク電圧は、その大きさを減少することによって調整さ
れ、及び、前記フィードバック経路が前記2つの状態の
うちの他方であるときに、前記検出された負ピーク電圧
は、その大きさを減少することによって調整される請求
項8に記載の装置。 - 【請求項10】 情報格納システムの読み出しチャネル
における再生信号を処理するのに使用される部分積分段
において、 差分入力を受け取り、増幅器出力を発生する第1差動増
幅器と、 前記増幅器出力を受け取って処理し、第1出力及び第2
出力を生成する電流発生手段と、 前記電流発生手段から前記第1出力を受け取って処理
し、これにより、バンドパスフィルタ出力を発生するバ
ンドパスフィルタと、 前記電流発生手段から前記第2出力を受け取って処理
し、これにより、積分段出力を発生する積分段と、及び
前記バンドパスフィルタ出力及び前記積分段出力を受け
取り、前記バンドパスフィルタ出力を前記積分段出力か
ら減算し、これにより、再生信号より改善された分解能
を有する部分積分出力を発生する減算段と、 を含む部分積分段。 - 【請求項11】 前記電流発生手段は、第1電流発生器
及び第2電流発生器を含み、当該各発生器は前記増幅器
出力を受け取り、前記第1電流発生器は前記第1出力を
生成し、前記第2電流発生器は前記第2出力を生成する
請求項10に記載の部分積分段。 - 【請求項12】 前記バンドパスフィルタは、並列に接
続されたインダクタ、コンデンサ、及び抵抗を含む請求
項10に記載の部分積分段。 - 【請求項13】 前記積分器は、並列に接続されたコン
デンサ及び抵抗を含む請求項10に記載の部分積分段。 - 【請求項14】 前記第1電流発生器は、PNPトラン
ジスタと、及び、該PNPトランジスタのエミッタに接
続された抵抗と、を含む請求項11に記載の部分積分
段。 - 【請求項15】 前記第2電流発生器は、PNPトラン
ジスタと、及び、該PNPトランジスタのエミッタに接
続された抵抗と、を含む請求項11に記載の部分積分
段。 - 【請求項16】 前記積分段は、積分器出力を発生する
積分器を含む請求項10に記載の部分積分段。 - 【請求項17】 前記積分段は、NPNトランジスタ
と、及び、該NPNトランジスタのベースに接続された
第1抵抗と、を更に含み、前記積分器出力は、前記第1
抵抗を介して前記NPNトランジスタに供給される請求
項16に記載の部分積分段。 - 【請求項18】 前記NPNトランジスタは、エミッタ
フォロアとして構成され、これにより、前記積分器出力
に関して分離を提供し、且つ、電圧源として作用する請
求項17に記載の部分積分段。 - 【請求項19】 前記NPNトランジスタのエミッタ
は、ローパスフィルタに接続されている請求項17に記
載の部分積分段。 - 【請求項20】 前記積分器、前記NPNトランジス
タ、及び前記ローパスフィルタは、前記積分段を含む請
求項19に記載の部分積分段。 - 【請求項21】 前記ローパスフィルタは、インダク
タ、コンデンサ、及び、第2抵抗を含む請求項19に記
載の部分積分段。 - 【請求項22】 前記減算段は、前記バンドパスフィル
タ出力及び前記積分段出力を入力として受け取る第2差
動増幅器を含み、当該第2差動増幅器は、前記バンドパ
スフィルタ出力及び前記積分段出力を差動的に合計し、
これにより、差動出力を発生する請求項10に記載の部
分積分段。 - 【請求項23】 前記差動出力は、ローパスフィルタを
通って方向付けられ、前記ローパスフィルタの出力は、
前記部分積分出力に対応する請求項22に記載の部分積
分段。 - 【請求項24】 前記第2差動増幅器及び前記ローパス
フィルタは、前記減算段を含む請求項23に記載の部分
積分段。 - 【請求項25】 前記減算段は、前記バンドパスフィル
タ出力及び前記積分段出力を入力として受け取る第2差
動増幅器を含み、当該第2差動増幅器は、前記バンドパ
スフィルタ出力及び前記積分段出力を差動的に合計し、
これにより、差動出力を発生する請求項19に記載の部
分積分段。 - 【請求項26】 前記ローパスフィルタは、遅延を与
え、前記第2差動増幅器の入力で前記バンドパスフィル
タ出力及び前記積分段出力を時間的に整合する請求項2
5に記載の部分積分段。 - 【請求項27】 前記差動入力は、DC成分を含み、前
記第1差動増幅器及び第2差動増幅器は、前記DC成分
を除去する共通モード除去を提供する請求項22に記載
の部分積分段。 - 【請求項28】 前記差動入力は、DC成分を含み、前
記第1差動増幅器及び第2差動増幅器は、前記DC成分
を除去する共通モード除去を提供する請求項25に記載
の部分積分段。 - 【請求項29】 請求項1乃至9のいずれか1つに記載
の装置を含む光ディスクシステム。 - 【請求項30】 請求項10乃至28のいずれか1つに
記載の部分積分段を含む光ディスクシステム。
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