JPH1124764A - 直流安定化電源装置 - Google Patents
直流安定化電源装置Info
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- JPH1124764A JPH1124764A JP9174499A JP17449997A JPH1124764A JP H1124764 A JPH1124764 A JP H1124764A JP 9174499 A JP9174499 A JP 9174499A JP 17449997 A JP17449997 A JP 17449997A JP H1124764 A JPH1124764 A JP H1124764A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 負荷変動率が小さく、かつ低消費電流型の直
流安定化電源装置を提供する。 【解決手段】 直流安定化電源装置１の出力電流Ｉｏ１
に応じて、マルチコレクタ構造の出力トランジスタＱ１
の一方のコレクタＱＣ２から流れ込む電流を出力電流検
知回路４ｂが検知する。バイアス電流制御回路４ａは出
力電流検知回路４ｂにより検知された電流に応じて誤差
増幅器Ａ１に流れるバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を制御す
る。直流安定化電源装置１が無負荷のときはバイアス電
流Ｉｂｉａｓ１を極力抑制し、負荷が接続されると出力
電流Ｉｏ１の増加に伴ってバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を
増加させる。
流安定化電源装置を提供する。 【解決手段】 直流安定化電源装置１の出力電流Ｉｏ１
に応じて、マルチコレクタ構造の出力トランジスタＱ１
の一方のコレクタＱＣ２から流れ込む電流を出力電流検
知回路４ｂが検知する。バイアス電流制御回路４ａは出
力電流検知回路４ｂにより検知された電流に応じて誤差
増幅器Ａ１に流れるバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を制御す
る。直流安定化電源装置１が無負荷のときはバイアス電
流Ｉｂｉａｓ１を極力抑制し、負荷が接続されると出力
電流Ｉｏ１の増加に伴ってバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を
増加させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流安定化電源装
置における負荷変動率の改善及び低消費電流化に関する
ものである。
置における負荷変動率の改善及び低消費電流化に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】直流安定化電源装置は、その出力端子に
接続される負荷の消費電流や入力電圧の変動に関わら
ず、常に一定の直流電圧を負荷へ印加する装置であり、
携帯電話機やパーソナル・ハンディホン・システム（以
後ＰＨＳと称する）等のバッテリー駆動型機器の電源装
置として従来より広く用いられている。
接続される負荷の消費電流や入力電圧の変動に関わら
ず、常に一定の直流電圧を負荷へ印加する装置であり、
携帯電話機やパーソナル・ハンディホン・システム（以
後ＰＨＳと称する）等のバッテリー駆動型機器の電源装
置として従来より広く用いられている。
【０００３】例えば、図７に示すように、従来の直流安
定化電源装置１０１は、ＰＮＰ型出力トランジスタＱ１
０１と出力トランジスタＱ１０１制御用のＩＣ１１０か
ら構成され、さらに、出力トランジスタＱ１０１制御用
のＩＣ１１０は、出力トランジスタドライブ用トランジ
スタＱ１０２、誤差増幅器Ａ１０１、出力電圧分圧回路
１０２及び基準電圧回路１０３から構成される。さら
に、出力電圧分圧回路１０２は、直流安定化電源装置１
０１の出力端子と接地端子との間に直列に接続される出
力電圧分圧用抵抗Ｒ１０１・Ｒ１０２から構成される。
また、誤差増幅器Ａ１０１及び基準電圧回路１０３に供
給されるバイアス電流Ｉｂｉａｓ１０１及びＩｂｉａｓ
１０２は各々一定値に設定されている。
定化電源装置１０１は、ＰＮＰ型出力トランジスタＱ１
０１と出力トランジスタＱ１０１制御用のＩＣ１１０か
ら構成され、さらに、出力トランジスタＱ１０１制御用
のＩＣ１１０は、出力トランジスタドライブ用トランジ
スタＱ１０２、誤差増幅器Ａ１０１、出力電圧分圧回路
１０２及び基準電圧回路１０３から構成される。さら
に、出力電圧分圧回路１０２は、直流安定化電源装置１
０１の出力端子と接地端子との間に直列に接続される出
力電圧分圧用抵抗Ｒ１０１・Ｒ１０２から構成される。
また、誤差増幅器Ａ１０１及び基準電圧回路１０３に供
給されるバイアス電流Ｉｂｉａｓ１０１及びＩｂｉａｓ
１０２は各々一定値に設定されている。
【０００４】出力トランジスタＱ１０１は、ドライブ電
流Ｉｄ１０１に応じた出力電流Ｉｏ１０１を負荷に供給
している。一方、直流安定化電源装置１０１の出力電圧
Ｖｏｕｔ１０１は、出力電圧分圧用抵抗Ｒ１０１・Ｒ１
０２によって分圧され、生成された帰還電圧Ｖａｄｊ１
０１が誤差増幅器Ａ１０１の反転入力端子へフィードバ
ックされる。誤差増幅器Ａ１０１は、この帰還電圧Ｖａ
ｄｊ１０１と基準電圧回路１０３から非反転入力端子に
印加される基準電圧Ｖｒｅｆ１０１とを比較する。
流Ｉｄ１０１に応じた出力電流Ｉｏ１０１を負荷に供給
している。一方、直流安定化電源装置１０１の出力電圧
Ｖｏｕｔ１０１は、出力電圧分圧用抵抗Ｒ１０１・Ｒ１
０２によって分圧され、生成された帰還電圧Ｖａｄｊ１
０１が誤差増幅器Ａ１０１の反転入力端子へフィードバ
ックされる。誤差増幅器Ａ１０１は、この帰還電圧Ｖａ
ｄｊ１０１と基準電圧回路１０３から非反転入力端子に
印加される基準電圧Ｖｒｅｆ１０１とを比較する。
【０００５】帰還電圧Ｖａｄｊ１０１が基準電圧Ｖｒｅ
ｆ１０１よりも高い場合、誤差増幅器Ａ１０１は出力ト
ランジスタドライブ用トランジスタＱ１０２のベース電
位を低下させる。この結果、ドライブ電流Ｉｄ１０１が
減少し、出力電圧Ｖｏｕｔ１０１を低下させる。これと
は逆に、帰還電圧Ｖａｄｊ１０１が基準電圧Ｖｒｅｆ１
０１よりも低い場合、誤差増幅器Ａ１０１は出力トラン
ジスタドライブ用トランジスタＱ１０２のベース電位を
上昇させる。この結果、ドライブ電流Ｉｄ１０１が増加
し、出力電圧Ｖｏｕｔ１０１を上昇させる。これによ
り、帰還電圧Ｖａｄｊ１０１は基準電圧Ｖｒｅｆ１０１
に一致するように制御される。従って、直流安定化電源
装置１０１は、負荷の消費電流や入力電圧Ｖｉｎ１０１
の変動に関わらず、出力電圧Ｖｏｕｔ１０１を一定の値
に保つ。
ｆ１０１よりも高い場合、誤差増幅器Ａ１０１は出力ト
ランジスタドライブ用トランジスタＱ１０２のベース電
位を低下させる。この結果、ドライブ電流Ｉｄ１０１が
減少し、出力電圧Ｖｏｕｔ１０１を低下させる。これと
は逆に、帰還電圧Ｖａｄｊ１０１が基準電圧Ｖｒｅｆ１
０１よりも低い場合、誤差増幅器Ａ１０１は出力トラン
ジスタドライブ用トランジスタＱ１０２のベース電位を
上昇させる。この結果、ドライブ電流Ｉｄ１０１が増加
し、出力電圧Ｖｏｕｔ１０１を上昇させる。これによ
り、帰還電圧Ｖａｄｊ１０１は基準電圧Ｖｒｅｆ１０１
に一致するように制御される。従って、直流安定化電源
装置１０１は、負荷の消費電流や入力電圧Ｖｉｎ１０１
の変動に関わらず、出力電圧Ｖｏｕｔ１０１を一定の値
に保つ。
【０００６】このような直流安定化電源装置の最近の市
場要望として、前記バッテリー駆動型機器の動作時間拡
大に対応する低消費電流化が挙げられる。特に携帯電話
機やＰＨＳでは、直流安定化電源装置が無負荷のときの
消費電流が、通話時間・待ち受け時間に大きく関係する
ため、動作時間拡大に向けてさらなる低消費電流化が要
望されている。このため、携帯電話機やＰＨＳ等のバッ
テリー駆動型機器では、通常、機器内に用いる数個の直
流安定化電源装置を各回路ブロックごとにＯＮ／ＯＦＦ
制御することでパワーマネージメントを細かく行い、低
消費電流化を図っている。
場要望として、前記バッテリー駆動型機器の動作時間拡
大に対応する低消費電流化が挙げられる。特に携帯電話
機やＰＨＳでは、直流安定化電源装置が無負荷のときの
消費電流が、通話時間・待ち受け時間に大きく関係する
ため、動作時間拡大に向けてさらなる低消費電流化が要
望されている。このため、携帯電話機やＰＨＳ等のバッ
テリー駆動型機器では、通常、機器内に用いる数個の直
流安定化電源装置を各回路ブロックごとにＯＮ／ＯＦＦ
制御することでパワーマネージメントを細かく行い、低
消費電流化を図っている。
【０００７】携帯電話機を例にとって、図８に直流安定
化電源装置の使用例（ブロック図）を示す。携帯電話機
２０１は、通信に適した高周波信号を処理する高周波回
路２０２と、音声データ等の通信データを処理するベー
スバンド回路２０３と、電力源としての２次電池Ｅ及び
制御マイクロコンピュータ２０５から構成される。
化電源装置の使用例（ブロック図）を示す。携帯電話機
２０１は、通信に適した高周波信号を処理する高周波回
路２０２と、音声データ等の通信データを処理するベー
スバンド回路２０３と、電力源としての２次電池Ｅ及び
制御マイクロコンピュータ２０５から構成される。
【０００８】また、高周波回路２０２とベースバンド回
路２０３は、各々幾つかの回路２０４…から構成されて
おり、各回路２０４…に対応して直流安定化電源装置３
０１…が設けられている。各直流安定化電源装置３０１
…は、制御マイクロコンピュータ２０５によってＯＮ／
ＯＦＦ制御されており、２次電池Ｅから印加される電圧
を安定化して接続されている回路２０４…に電力を供給
している。
路２０３は、各々幾つかの回路２０４…から構成されて
おり、各回路２０４…に対応して直流安定化電源装置３
０１…が設けられている。各直流安定化電源装置３０１
…は、制御マイクロコンピュータ２０５によってＯＮ／
ＯＦＦ制御されており、２次電池Ｅから印加される電圧
を安定化して接続されている回路２０４…に電力を供給
している。
【０００９】このように、各直流安定化電源装置３０１
…が、制御マイクロコンピュータ２０５によって個別に
ＯＮ／ＯＦＦ制御されるため、きめ細かなパワーマネー
ジメントが可能となり、携帯電話機２０１の消費電流を
低減することができる。
…が、制御マイクロコンピュータ２０５によって個別に
ＯＮ／ＯＦＦ制御されるため、きめ細かなパワーマネー
ジメントが可能となり、携帯電話機２０１の消費電流を
低減することができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
直流安定化電源装置１０１では、無負荷時の低消費電流
化を図るために誤差増幅器Ａ１０１のバイアス電流Ｉｂ
ｉａｓ１０１を低減させているため、誤差増幅器Ａ１０
１の増幅度が下がり、負荷変動率が悪くなる。すなわ
ち、負荷電流が増大するにつれて出力電圧Ｖｏｕｔ１０
１が低下するという問題点を有している。例えば、誤差
増幅器Ａ１０１のバイアス電流Ｉｂｉａｓ１０１が３０
μＡで負荷電流を１５０ｍＡ流した場合、図９の実線で
示すように、出力電圧Ｖｏｕｔ１０１の低下分ΔＶｏｕ
ｔ１０１は約１００ｍＶになる。誤差増幅器Ａ１０１の
バイアス電流Ｉｂｉａｓ１０１をさらに低減した場合
は、図９の破線で示すように、負荷電流が増大するにつ
れ出力電圧Ｖｏｕｔ１０１がより低下する。これにより
出力電圧Ｖｏｕｔ１０１が規定の出力電圧範囲を越えて
しまい、負荷としてつながる後段の機器に悪影響を与え
る可能性がある。
直流安定化電源装置１０１では、無負荷時の低消費電流
化を図るために誤差増幅器Ａ１０１のバイアス電流Ｉｂ
ｉａｓ１０１を低減させているため、誤差増幅器Ａ１０
１の増幅度が下がり、負荷変動率が悪くなる。すなわ
ち、負荷電流が増大するにつれて出力電圧Ｖｏｕｔ１０
１が低下するという問題点を有している。例えば、誤差
増幅器Ａ１０１のバイアス電流Ｉｂｉａｓ１０１が３０
μＡで負荷電流を１５０ｍＡ流した場合、図９の実線で
示すように、出力電圧Ｖｏｕｔ１０１の低下分ΔＶｏｕ
ｔ１０１は約１００ｍＶになる。誤差増幅器Ａ１０１の
バイアス電流Ｉｂｉａｓ１０１をさらに低減した場合
は、図９の破線で示すように、負荷電流が増大するにつ
れ出力電圧Ｖｏｕｔ１０１がより低下する。これにより
出力電圧Ｖｏｕｔ１０１が規定の出力電圧範囲を越えて
しまい、負荷としてつながる後段の機器に悪影響を与え
る可能性がある。
【００１１】従来の直流安定化電源装置１０１におい
て、無負荷時の低消費電流化を図る他の方法として、基
準電圧回路１０３のバイアス電流Ｉｂｉａｓ１０２ある
いは出力電圧分圧回路１０２のバイアス電流Ｉｂｉａｓ
１０３の低減が挙げられる。
て、無負荷時の低消費電流化を図る他の方法として、基
準電圧回路１０３のバイアス電流Ｉｂｉａｓ１０２ある
いは出力電圧分圧回路１０２のバイアス電流Ｉｂｉａｓ
１０３の低減が挙げられる。
【００１２】しかしながら、基準電圧回路１０３のバイ
アス電流Ｉｂｉａｓ１０２の低減を実施した場合、基準
電圧値のばらつきが大きくなり、ひいては、出力電圧Ｖ
ｏｕｔ１０１の精度が低下し、直流安定化電源装置１０
１として好ましくない。
アス電流Ｉｂｉａｓ１０２の低減を実施した場合、基準
電圧値のばらつきが大きくなり、ひいては、出力電圧Ｖ
ｏｕｔ１０１の精度が低下し、直流安定化電源装置１０
１として好ましくない。
【００１３】また、出力電圧分圧回路１０２のバイアス
電流Ｉｂｉａｓ１０３の低減を実施した場合、出力電圧
分圧用抵抗Ｒ１０２を大きい値にする必要があり、ＩＣ
１１０のチップサイズが大きくなってコストアップを招
来するという不都合がある。
電流Ｉｂｉａｓ１０３の低減を実施した場合、出力電圧
分圧用抵抗Ｒ１０２を大きい値にする必要があり、ＩＣ
１１０のチップサイズが大きくなってコストアップを招
来するという不都合がある。
【００１４】本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされ
たものであって、その目的は、負荷変動率が小さく、か
つ低消費電流型の直流安定化電源装置を提供することに
ある。
たものであって、その目的は、負荷変動率が小さく、か
つ低消費電流型の直流安定化電源装置を提供することに
ある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明の直
流安定化電源装置は、上記課題を解決するために、出力
端子に電圧を出力する出力トランジスタと、上記出力ト
ランジスタの出力電圧が分圧された電圧を所定の基準電
圧に一致させるように上記出力トランジスタの動作を制
御する誤差増幅器とを有する直流安定化電源装置におい
て、上記出力トランジスタの出力電流を検知する出力電
流検知手段と、上記出力電流検知手段により検知した上
記出力電流に応じて上記誤差増幅器に流れるバイアス電
流を制御するバイアス電流制御手段とを有することを特
徴としている。
流安定化電源装置は、上記課題を解決するために、出力
端子に電圧を出力する出力トランジスタと、上記出力ト
ランジスタの出力電圧が分圧された電圧を所定の基準電
圧に一致させるように上記出力トランジスタの動作を制
御する誤差増幅器とを有する直流安定化電源装置におい
て、上記出力トランジスタの出力電流を検知する出力電
流検知手段と、上記出力電流検知手段により検知した上
記出力電流に応じて上記誤差増幅器に流れるバイアス電
流を制御するバイアス電流制御手段とを有することを特
徴としている。
【００１６】上記の発明では、直流安定化電源装置は出
力トランジスタの出力電流を検知する出力電流検知手段
と、誤差増幅器に流れるバイアス電流を制御するバイア
ス電流制御手段とを備えることにより、出力電流検知手
段により検知されたトランジスタの出力電流に応じてバ
イアス電流制御手段が誤差増幅器に流れるバイアス電流
を変化させる。
力トランジスタの出力電流を検知する出力電流検知手段
と、誤差増幅器に流れるバイアス電流を制御するバイア
ス電流制御手段とを備えることにより、出力電流検知手
段により検知されたトランジスタの出力電流に応じてバ
イアス電流制御手段が誤差増幅器に流れるバイアス電流
を変化させる。
【００１７】請求項２に係る発明の直流安定化電源装置
は、上記課題を解決するために、請求項１に記載の直流
安定化電源装置において、上記出力電流検知手段は上記
出力トランジスタの出力電流の一部を検知することを特
徴としている。
は、上記課題を解決するために、請求項１に記載の直流
安定化電源装置において、上記出力電流検知手段は上記
出力トランジスタの出力電流の一部を検知することを特
徴としている。
【００１８】上記の発明によれば、出力電流検知手段
は、出力トランジスタの出力電流の一部を取り出して検
知し、この電流がバイアス電流制御手段に伝わると、バ
イアス電流制御手段は誤差増幅器を流れるバイアス電流
を制御する。
は、出力トランジスタの出力電流の一部を取り出して検
知し、この電流がバイアス電流制御手段に伝わると、バ
イアス電流制御手段は誤差増幅器を流れるバイアス電流
を制御する。
【００１９】請求項３に係る発明の直流安定化電源装置
は、上記課題を解決するために、請求項１に記載の直流
安定化電源装置において、上記出力電流検知手段は上記
出力トランジスタのベース電流を上記出力電流として検
知することを特徴としている。
は、上記課題を解決するために、請求項１に記載の直流
安定化電源装置において、上記出力電流検知手段は上記
出力トランジスタのベース電流を上記出力電流として検
知することを特徴としている。
【００２０】上記の発明によれば、出力トランジスタの
ベース電流の大きさは出力電流値に対応しているため、
出力電流検知手段が出力電流を検知するにはこのベース
電流を検知すればよく、検知されたベース電流に応じて
バイアス電流制御手段が誤差増幅器を流れるバイアス電
流を制御する。
ベース電流の大きさは出力電流値に対応しているため、
出力電流検知手段が出力電流を検知するにはこのベース
電流を検知すればよく、検知されたベース電流に応じて
バイアス電流制御手段が誤差増幅器を流れるバイアス電
流を制御する。
【００２１】請求項４に係る発明の直流安定化電源装置
は、上記課題を解決するために、請求項１に記載の直流
安定化電源装置において、上記出力電流検知手段は上記
出力電流が所定の電流値を越えると上記出力電流を検知
することを特徴としている。
は、上記課題を解決するために、請求項１に記載の直流
安定化電源装置において、上記出力電流検知手段は上記
出力電流が所定の電流値を越えると上記出力電流を検知
することを特徴としている。
【００２２】上記の発明によれば、直流安定化電源装置
が無負荷時あるいは低負荷時には、出力電流が小さいた
め出力電流検知手段が出力電流を検知せず、従って、バ
イアス電流制御手段は誤差増幅器のバイアス電流を一定
に保つ。出力電流が所定の値を越えると出力電流検知手
段が出力電流を検知してバイアス電流制御手段に伝え、
バイアス電流制御手段は出力電流が増加するにつれて誤
差増幅器のバイアス電流を増加させる。
が無負荷時あるいは低負荷時には、出力電流が小さいた
め出力電流検知手段が出力電流を検知せず、従って、バ
イアス電流制御手段は誤差増幅器のバイアス電流を一定
に保つ。出力電流が所定の値を越えると出力電流検知手
段が出力電流を検知してバイアス電流制御手段に伝え、
バイアス電流制御手段は出力電流が増加するにつれて誤
差増幅器のバイアス電流を増加させる。
【００２３】請求項５に係る発明の直流安定化電源装置
は、上記課題を解決するために、請求項１ないし４のい
ずれかに記載の直流安定化電源装置において、上記出力
電流検知手段が上記誤差増幅器に上記出力電流を流す第
１カレントミラー回路を有し、上記バイアス電流制御手
段が上記誤差増幅器に上記出力電流を流す第２カレント
ミラー回路を有することを特徴としている。
は、上記課題を解決するために、請求項１ないし４のい
ずれかに記載の直流安定化電源装置において、上記出力
電流検知手段が上記誤差増幅器に上記出力電流を流す第
１カレントミラー回路を有し、上記バイアス電流制御手
段が上記誤差増幅器に上記出力電流を流す第２カレント
ミラー回路を有することを特徴としている。
【００２４】上記の発明では、出力電流検知手段により
検知された出力電流が第１カレントミラーを介して誤差
増幅器に流れ、第２カレントミラー回路を介して誤差増
幅器に流れる電流に加えられることにより、誤差増幅器
に流れるバイアス電流が決定される。
検知された出力電流が第１カレントミラーを介して誤差
増幅器に流れ、第２カレントミラー回路を介して誤差増
幅器に流れる電流に加えられることにより、誤差増幅器
に流れるバイアス電流が決定される。
【００２５】
〔実施の形態１〕本発明の直流安定化電源装置の実施の
一形態について図１ないし図３に基づいて説明すれば、
以下の通りである。
一形態について図１ないし図３に基づいて説明すれば、
以下の通りである。
【００２６】図１に示すように、本実施の形態の直流安
定化電源装置１は、ＰＮＰ型出力トランジスタＱ１、出
力電圧分圧回路２、誤差増幅器Ａ１、出力トランジスタ
ドライブ用トランジスタＱ２、基準電圧回路３、及び誤
差増幅器バイアス電流制御回路４から構成される。
定化電源装置１は、ＰＮＰ型出力トランジスタＱ１、出
力電圧分圧回路２、誤差増幅器Ａ１、出力トランジスタ
ドライブ用トランジスタＱ２、基準電圧回路３、及び誤
差増幅器バイアス電流制御回路４から構成される。
【００２７】出力トランジスタＱ１は２つのコレクタＱ
Ｃ１・ＱＣ２を有するマルチコレクタ構造となってお
り、外部直流電源からの入力電圧Ｖｉｎ１が印加される
入力端子と出力電圧Ｖｏｕｔ１が出力される出力端子と
の間に設けられ、入力端子にエミッタが、出力端子にコ
レクタＱＣ１が接続されている。また、ベースは出力ト
ランジスタドライブ用トランジスタＱ２のコレクタに接
続されている。
Ｃ１・ＱＣ２を有するマルチコレクタ構造となってお
り、外部直流電源からの入力電圧Ｖｉｎ１が印加される
入力端子と出力電圧Ｖｏｕｔ１が出力される出力端子と
の間に設けられ、入力端子にエミッタが、出力端子にコ
レクタＱＣ１が接続されている。また、ベースは出力ト
ランジスタドライブ用トランジスタＱ２のコレクタに接
続されている。
【００２８】出力電圧分圧回路２は出力端子と接地端子
との間に２つの出力電圧分圧用抵抗Ｒ１・Ｒ２が直列に
接続された形で設けられている。また、誤差増幅器Ａ１
の反転入力端子は出力電圧分圧用抵抗Ｒ１と出力電圧分
圧用抵抗Ｒ２との接続点に接続されており、非反転入力
端子には基準電圧回路３の出力線が接続されている。
との間に２つの出力電圧分圧用抵抗Ｒ１・Ｒ２が直列に
接続された形で設けられている。また、誤差増幅器Ａ１
の反転入力端子は出力電圧分圧用抵抗Ｒ１と出力電圧分
圧用抵抗Ｒ２との接続点に接続されており、非反転入力
端子には基準電圧回路３の出力線が接続されている。
【００２９】基準電圧回路３には定電流源Ｉｂｉａｓ２
が接続されている。誤差増幅器Ａ１の出力線は出力トラ
ンジスタドライブ用トランジスタＱ２のベースに接続さ
れており、出力トランジスタドライブ用トランジスタＱ
２のエミッタは接地されている。
が接続されている。誤差増幅器Ａ１の出力線は出力トラ
ンジスタドライブ用トランジスタＱ２のベースに接続さ
れており、出力トランジスタドライブ用トランジスタＱ
２のエミッタは接地されている。
【００３０】一方、誤差増幅器バイアス電流制御回路４
はバイアス電流制御手段としてのバイアス電流制御回路
４ａと出力電流検知手段としての出力電流検知回路４ｂ
とから構成されている。出力電流検知回路４ｂの入力側
には、出力トランジスタＱ１の一方のコレクタＱＣ２が
接続されており、出力電流検知回路４ｂの出力側にバイ
アス電流制御回路４ａが接続されている。
はバイアス電流制御手段としてのバイアス電流制御回路
４ａと出力電流検知手段としての出力電流検知回路４ｂ
とから構成されている。出力電流検知回路４ｂの入力側
には、出力トランジスタＱ１の一方のコレクタＱＣ２が
接続されており、出力電流検知回路４ｂの出力側にバイ
アス電流制御回路４ａが接続されている。
【００３１】次に、上記の直流安定化電源装置１の動作
について説明する。
について説明する。
【００３２】誤差増幅器Ａ１の反転入力端子には、出力
電圧分圧用抵抗Ｒ１と出力電圧分圧用抵抗Ｒ２との接続
点において生成される帰還電圧Ｖａｄｊ１がフィードバ
ックされ、非反転入力端子に入力される基準電圧回路３
からの所定の基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較される。帰還電
圧Ｖａｄｊ１が基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも高い場合は、
出力トランジスタドライブ用トランジスタＱ２のベース
電位を低下させる。この結果、ドライブ電流Ｉｄ１が減
少し、出力電圧Ｖｏｕｔ１を低下させる。これとは逆
に、帰還電圧Ｖａｄｊ１が基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも低
い場合は、出力トランジスタドライブ用トランジスタＱ
２のベース電位を上昇させる。この結果、ドライブ電流
Ｉｄ１が増加し、出力電圧Ｖｏｕｔ１を上昇させる。こ
れにより、帰還電圧Ｖａｄｊ１は基準電圧Ｖｒｅｆ１に
一致するように制御される。従って、直流安定化電源装
置１は、負荷の消費電流や入力電圧Ｖｉｎ１の変動に関
わらず、出力電圧Ｖｏｕｔ１を一定の値に保つ。
電圧分圧用抵抗Ｒ１と出力電圧分圧用抵抗Ｒ２との接続
点において生成される帰還電圧Ｖａｄｊ１がフィードバ
ックされ、非反転入力端子に入力される基準電圧回路３
からの所定の基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較される。帰還電
圧Ｖａｄｊ１が基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも高い場合は、
出力トランジスタドライブ用トランジスタＱ２のベース
電位を低下させる。この結果、ドライブ電流Ｉｄ１が減
少し、出力電圧Ｖｏｕｔ１を低下させる。これとは逆
に、帰還電圧Ｖａｄｊ１が基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも低
い場合は、出力トランジスタドライブ用トランジスタＱ
２のベース電位を上昇させる。この結果、ドライブ電流
Ｉｄ１が増加し、出力電圧Ｖｏｕｔ１を上昇させる。こ
れにより、帰還電圧Ｖａｄｊ１は基準電圧Ｖｒｅｆ１に
一致するように制御される。従って、直流安定化電源装
置１は、負荷の消費電流や入力電圧Ｖｉｎ１の変動に関
わらず、出力電圧Ｖｏｕｔ１を一定の値に保つ。
【００３３】このとき、出力トランジスタＱ１の一方の
コレクタＱＣ１に流れる出力電流Ｉｏ１に比例した微小
な電流が他方のコレクタＱＣ２から出力電流検知回路４
ｂに流れ込み、この電流に応じてバイアス電流制御回路
４ａは誤差増幅器Ａ１のバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を制
御する。本実施の形態においては、負荷電流が増大した
ときの出力電圧Ｖｏｕｔ１の低下を極力抑制するため、
出力電流Ｉｏ１が増大するにつれて、すなわち、出力電
流検知回路４ｂが検知する電流が増大するにつれて誤差
増幅器Ａ１のバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を増加させる。
コレクタＱＣ１に流れる出力電流Ｉｏ１に比例した微小
な電流が他方のコレクタＱＣ２から出力電流検知回路４
ｂに流れ込み、この電流に応じてバイアス電流制御回路
４ａは誤差増幅器Ａ１のバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を制
御する。本実施の形態においては、負荷電流が増大した
ときの出力電圧Ｖｏｕｔ１の低下を極力抑制するため、
出力電流Ｉｏ１が増大するにつれて、すなわち、出力電
流検知回路４ｂが検知する電流が増大するにつれて誤差
増幅器Ａ１のバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を増加させる。
【００３４】また、無負荷時にはバイアス電流Ｉｂｉａ
ｓ１を極力小さくして消費電流を低減する。
ｓ１を極力小さくして消費電流を低減する。
【００３５】この結果、図２の破線で示すように、従来
の直流安定化電源装置１０１（図７参照）では出力電流
Ｉｏ１０１に関係なく誤差増幅器Ａ１０１のバイアス電
流Ｉｂｉａｓ１０１が一定であったのに対し、本実施の
形態の直流安定化電源装置１では無負荷時に誤差増幅器
Ａ１のバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を極力抑制し、重負荷
時にバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を増加させて負荷変動に
よる出力電圧Ｖｏｕｔ１の低下を抑制する。図２の実線
で示した例では、無負荷時の消費電流を約２０μＡ低減
することができる。
の直流安定化電源装置１０１（図７参照）では出力電流
Ｉｏ１０１に関係なく誤差増幅器Ａ１０１のバイアス電
流Ｉｂｉａｓ１０１が一定であったのに対し、本実施の
形態の直流安定化電源装置１では無負荷時に誤差増幅器
Ａ１のバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を極力抑制し、重負荷
時にバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を増加させて負荷変動に
よる出力電圧Ｖｏｕｔ１の低下を抑制する。図２の実線
で示した例では、無負荷時の消費電流を約２０μＡ低減
することができる。
【００３６】次に、バイアス電流制御回路４ａと出力電
流検知回路４ｂの具体例について図３を用いて説明す
る。
流検知回路４ｂの具体例について図３を用いて説明す
る。
【００３７】出力電流検知回路４ｂはトランジスタＱ３
・Ｑ４、及び抵抗Ｒ３から構成される。トランジスタＱ
３とトランジスタＱ４とはベースが共通のカレントミラ
ー回路を構成している。トランジスタＱ３のコレクタは
バイアス電流制御回路４ａと接続され、エミッタは抵抗
Ｒ３の一端に接続され、抵抗Ｒ３の他端は接地されてい
る。トランジスタＱ４のコレクタは出力トランジスタＱ
１のコレクタＱＣ２に接続されると共に、自身のベース
と接続されている。また、トランジスタＱ４のエミッタ
は接地されている。
・Ｑ４、及び抵抗Ｒ３から構成される。トランジスタＱ
３とトランジスタＱ４とはベースが共通のカレントミラ
ー回路を構成している。トランジスタＱ３のコレクタは
バイアス電流制御回路４ａと接続され、エミッタは抵抗
Ｒ３の一端に接続され、抵抗Ｒ３の他端は接地されてい
る。トランジスタＱ４のコレクタは出力トランジスタＱ
１のコレクタＱＣ２に接続されると共に、自身のベース
と接続されている。また、トランジスタＱ４のエミッタ
は接地されている。
【００３８】一方、バイアス電流制御回路４ａはトラン
ジスタＱ５・Ｑ６から構成される。
ジスタＱ５・Ｑ６から構成される。
【００３９】トランジスタＱ５とトランジスタＱ６とは
ベースが共通のカレントミラー回路を構成している。ト
ランジスタＱ６のコレクタはトランジスタＱ３のコレク
タに接続されていると共に、誤差増幅器Ａ１の一方の電
源端子と接続されている。誤差増幅器Ａ１の他方の電源
端子は、直流安定化電源装置１の入力端子に接続されて
いる。また、トランジスタＱ６のエミッタは接地されて
いる。トランジスタＱ５のコレクタは定電流源Ｉ１と接
続されていると共に、自身のベースと接続されている。
また、トランジスタＱ５のエミッタは接地されている。
ベースが共通のカレントミラー回路を構成している。ト
ランジスタＱ６のコレクタはトランジスタＱ３のコレク
タに接続されていると共に、誤差増幅器Ａ１の一方の電
源端子と接続されている。誤差増幅器Ａ１の他方の電源
端子は、直流安定化電源装置１の入力端子に接続されて
いる。また、トランジスタＱ６のエミッタは接地されて
いる。トランジスタＱ５のコレクタは定電流源Ｉ１と接
続されていると共に、自身のベースと接続されている。
また、トランジスタＱ５のエミッタは接地されている。
【００４０】上記の構成の誤差増幅器バイアス電流制御
回路４の動作について以下に説明する。
回路４の動作について以下に説明する。
【００４１】直流安定化電源装置１が無負荷のときには
出力電流検知回路４ｂは検知する電流ｉ１が０であるた
め、誤差増幅器Ａ１に流れるバイアス電流Ｉｂｉａｓ１
は、バイアス電流制御回路４ａ内の電流で決定される。
すなわち、トランジスタＱ５とトランジスタＱ６とで構
成される第２カレントミラー回路により、トランジスタ
Ｑ６のコレクタ・エミッタ間に流れる電流ｉ３は定電流
源Ｉ１から供給される電流にほぼ等しくなり、これが誤
差増幅器Ａ１に流れるバイアス電流Ｉｂｉａｓ１とな
る。
出力電流検知回路４ｂは検知する電流ｉ１が０であるた
め、誤差増幅器Ａ１に流れるバイアス電流Ｉｂｉａｓ１
は、バイアス電流制御回路４ａ内の電流で決定される。
すなわち、トランジスタＱ５とトランジスタＱ６とで構
成される第２カレントミラー回路により、トランジスタ
Ｑ６のコレクタ・エミッタ間に流れる電流ｉ３は定電流
源Ｉ１から供給される電流にほぼ等しくなり、これが誤
差増幅器Ａ１に流れるバイアス電流Ｉｂｉａｓ１とな
る。
【００４２】次に直流安定化電源装置１に負荷が接続さ
れて出力電流Ｉｏ１が増大すると、出力トランジスタＱ
１のコレクタＱＣ２には出力電流Ｉｏ１に比例した微小
な電流ｉ１が流れ、この電流ｉ１が出力電流検知回路４
ｂで検知される。ここで、トランジスタＱ３とトランジ
スタＱ４とから構成される第１カレントミラー回路によ
り、トランジスタＱ３のコレクタ・エミッタ間に流れる
電流ｉ２は検知される電流ｉ１に対して大きくなるた
め、誤差増幅器Ａ１に流れるバイアス電流Ｉｂｉａｓ１
は、電流ｉ２と電流ｉ３との和になる。
れて出力電流Ｉｏ１が増大すると、出力トランジスタＱ
１のコレクタＱＣ２には出力電流Ｉｏ１に比例した微小
な電流ｉ１が流れ、この電流ｉ１が出力電流検知回路４
ｂで検知される。ここで、トランジスタＱ３とトランジ
スタＱ４とから構成される第１カレントミラー回路によ
り、トランジスタＱ３のコレクタ・エミッタ間に流れる
電流ｉ２は検知される電流ｉ１に対して大きくなるた
め、誤差増幅器Ａ１に流れるバイアス電流Ｉｂｉａｓ１
は、電流ｉ２と電流ｉ３との和になる。
【００４３】この結果、直流安定化電源装置１が無負荷
のときには定電流源Ｉ１によって決まる電流が誤差増幅
器Ａ１のバイアス電流Ｉｂｉａｓ１として流れ、これを
小さい値に設定することによって消費電流の低減を図る
ことができる。また、負荷が接続されて出力電流Ｉｏ１
が大きくなるにつれて、誤差増幅器Ａ１のバイアス電流
Ｉｂｉａｓ１が増加して負荷変動率を小さくすることが
でき、出力電圧Ｖｏｕｔ１の低下を抑制することができ
る。
のときには定電流源Ｉ１によって決まる電流が誤差増幅
器Ａ１のバイアス電流Ｉｂｉａｓ１として流れ、これを
小さい値に設定することによって消費電流の低減を図る
ことができる。また、負荷が接続されて出力電流Ｉｏ１
が大きくなるにつれて、誤差増幅器Ａ１のバイアス電流
Ｉｂｉａｓ１が増加して負荷変動率を小さくすることが
でき、出力電圧Ｖｏｕｔ１の低下を抑制することができ
る。
【００４４】なお、本実施の形態の直流安定化電源装置
１における出力電流検知回路４ｂには第１カレントミラ
ー回路を使用したが、これに限らず、抵抗を用いること
もできる。この場合、抵抗はコレクタＱＣ２と接地端子
との間に接続され、コレクタＱＣ２側における抵抗の一
端はバイアス電流制御回路に接続されている。
１における出力電流検知回路４ｂには第１カレントミラ
ー回路を使用したが、これに限らず、抵抗を用いること
もできる。この場合、抵抗はコレクタＱＣ２と接地端子
との間に接続され、コレクタＱＣ２側における抵抗の一
端はバイアス電流制御回路に接続されている。
【００４５】〔実施の形態２〕本発明の直流安定化電源
装置の他の実施の形態について図４を用いて説明すれ
ば、以下の通りである。なお、説明の便宜上、前記の実
施の形態１の図面に示した構成要素と同一の機能を有す
る構成要素については、同一の符号を付し、その説明を
省略する。
装置の他の実施の形態について図４を用いて説明すれ
ば、以下の通りである。なお、説明の便宜上、前記の実
施の形態１の図面に示した構成要素と同一の機能を有す
る構成要素については、同一の符号を付し、その説明を
省略する。
【００４６】図４に示すように、本実施の形態の直流安
定化電源装置１１は、ＰＮＰ型出力トランジスタＱ１
１、出力電圧分圧回路２、誤差増幅器Ａ１、出力トラン
ジスタドライブ用トランジスタＱ２、基準電圧回路３、
及び誤差増幅器バイアス電流制御回路４から構成され
る。
定化電源装置１１は、ＰＮＰ型出力トランジスタＱ１
１、出力電圧分圧回路２、誤差増幅器Ａ１、出力トラン
ジスタドライブ用トランジスタＱ２、基準電圧回路３、
及び誤差増幅器バイアス電流制御回路４から構成され
る。
【００４７】ここで、出力電圧分圧回路２、誤差増幅器
Ａ１、出力トランジスタドライブ用トランジスタＱ２、
基準電圧回路３、及び誤差増幅器バイアス電流制御回路
４内のバイアス電流制御回路４ａは実施の形態１と同一
の機能を有する。
Ａ１、出力トランジスタドライブ用トランジスタＱ２、
基準電圧回路３、及び誤差増幅器バイアス電流制御回路
４内のバイアス電流制御回路４ａは実施の形態１と同一
の機能を有する。
【００４８】本実施の形態の直流安定化電源装置１１に
おいては、出力トランジスタＱ１１と誤差増幅器バイア
ス電流制御回路４内の出力電流検知回路４ｃとが実施の
形態１と異なる。
おいては、出力トランジスタＱ１１と誤差増幅器バイア
ス電流制御回路４内の出力電流検知回路４ｃとが実施の
形態１と異なる。
【００４９】出力トランジスタＱ１１は通常のＰＮＰ型
出力トランジスタであり、エミッタは直流安定化電源装
置１１の入力端子に接続されており、コレクタは直流安
定化電源装置１１の出力端子に接続されている。また、
ベースは出力トランジスタドライブ用トランジスタＱ２
のコレクタに接続されている。また、出力電流検知回路
４ｃは、トランジスタＱ３・Ｑ４、及び抵抗Ｒ３・Ｒ４
から構成されている。
出力トランジスタであり、エミッタは直流安定化電源装
置１１の入力端子に接続されており、コレクタは直流安
定化電源装置１１の出力端子に接続されている。また、
ベースは出力トランジスタドライブ用トランジスタＱ２
のコレクタに接続されている。また、出力電流検知回路
４ｃは、トランジスタＱ３・Ｑ４、及び抵抗Ｒ３・Ｒ４
から構成されている。
【００５０】トランジスタＱ３とトランジスタＱ４とは
ベースが共通のカレントミラー回路を構成している。ト
ランジスタＱ３のコレクタはバイアス電流制御回路４ａ
と接続され、エミッタは抵抗Ｒ３の一端に接続され、抵
抗Ｒ３の他端は接地されている。トランジスタＱ４のコ
レクタは出力トランジスタドライブ用トランジスタＱ２
のエミッタに接続されると共に、自身のベースと接続さ
れている。また、トランジスタＱ４のエミッタは抵抗Ｒ
４の一端に接続され、抵抗Ｒ４の他端は接地されてい
る。なお、本実施の形態においては、直流安定化電源装
置１１が動作する最低の入力電圧Ｖｉｎ１１があまり大
きくならないように抵抗Ｒ４の値を１ｋΩ以下といった
比較的小さい値に設定する。
ベースが共通のカレントミラー回路を構成している。ト
ランジスタＱ３のコレクタはバイアス電流制御回路４ａ
と接続され、エミッタは抵抗Ｒ３の一端に接続され、抵
抗Ｒ３の他端は接地されている。トランジスタＱ４のコ
レクタは出力トランジスタドライブ用トランジスタＱ２
のエミッタに接続されると共に、自身のベースと接続さ
れている。また、トランジスタＱ４のエミッタは抵抗Ｒ
４の一端に接続され、抵抗Ｒ４の他端は接地されてい
る。なお、本実施の形態においては、直流安定化電源装
置１１が動作する最低の入力電圧Ｖｉｎ１１があまり大
きくならないように抵抗Ｒ４の値を１ｋΩ以下といった
比較的小さい値に設定する。
【００５１】上記の構成の誤差増幅器バイアス電流制御
回路４の動作について以下に説明する。
回路４の動作について以下に説明する。
【００５２】直流安定化電源装置１１が無負荷のときに
は出力電流検知回路４ｃが検知するベース電流としての
ドライブ電流Ｉｄ１１は０であるため、誤差増幅器Ａ１
に流れるバイアス電流Ｉｂｉａｓ１１は、バイアス電流
制御回路４ａ内の電流で決定される。すなわち、トラン
ジスタＱ５とトランジスタＱ６とで構成されるカレント
ミラー回路により、トランジスタＱ６のコレクタ・エミ
ッタ間に流れる電流ｉ１３は定電流源Ｉ１から供給され
る電流にほぼ等しくなり、これが誤差増幅器Ａ１に流れ
るバイアス電流Ｉｂｉａｓ１１となる。
は出力電流検知回路４ｃが検知するベース電流としての
ドライブ電流Ｉｄ１１は０であるため、誤差増幅器Ａ１
に流れるバイアス電流Ｉｂｉａｓ１１は、バイアス電流
制御回路４ａ内の電流で決定される。すなわち、トラン
ジスタＱ５とトランジスタＱ６とで構成されるカレント
ミラー回路により、トランジスタＱ６のコレクタ・エミ
ッタ間に流れる電流ｉ１３は定電流源Ｉ１から供給され
る電流にほぼ等しくなり、これが誤差増幅器Ａ１に流れ
るバイアス電流Ｉｂｉａｓ１１となる。
【００５３】次に直流安定化電源装置１１に負荷が接続
されて出力電流Ｉｏ１１が増大すると、出力電流Ｉｏ１
１の大きさに対応した出力トランジスタＱ１１のドライ
ブ電流Ｉｄ１１が増大する。従って、出力電流検知回路
４ｃがこのドライブ電流Ｉｄ１１を検知すれば、出力電
流Ｉｏ１１を検知することができる。トランジスタＱ３
とトランジスタＱ４とから構成されるカレントミラー回
路により、トランジスタＱ３のコレクタ・エミッタ間に
流れる電流ｉ１２は検知されるドライブ電流Ｉｄ１１に
ほぼ等しくなるため、誤差増幅器Ａ１に流れるバイアス
電流Ｉｂｉａｓ１１は、電流ｉ１２と電流ｉ１３との和
となる。
されて出力電流Ｉｏ１１が増大すると、出力電流Ｉｏ１
１の大きさに対応した出力トランジスタＱ１１のドライ
ブ電流Ｉｄ１１が増大する。従って、出力電流検知回路
４ｃがこのドライブ電流Ｉｄ１１を検知すれば、出力電
流Ｉｏ１１を検知することができる。トランジスタＱ３
とトランジスタＱ４とから構成されるカレントミラー回
路により、トランジスタＱ３のコレクタ・エミッタ間に
流れる電流ｉ１２は検知されるドライブ電流Ｉｄ１１に
ほぼ等しくなるため、誤差増幅器Ａ１に流れるバイアス
電流Ｉｂｉａｓ１１は、電流ｉ１２と電流ｉ１３との和
となる。
【００５４】この結果、直流安定化電源装置１１が無負
荷のときには定電流源Ｉ１によって決まる電流が誤差増
幅器Ａ１のバイアス電流Ｉｂｉａｓ１１として流れ、こ
れを小さい値に設定することによって消費電流の低減を
図ることができる。また、負荷が接続されて出力電流Ｉ
ｏ１１が大きくなるにつれて、出力電流検知回路４ｃが
検知するドライブ電流Ｉｄ１１が大きくなるので、誤差
増幅器Ａ１のバイアス電流Ｉｂｉａｓ１１が増加して負
荷変動率を小さくすることができ、重負荷時における出
力電圧Ｖｏｕｔ１１の低下を抑制することができる。
荷のときには定電流源Ｉ１によって決まる電流が誤差増
幅器Ａ１のバイアス電流Ｉｂｉａｓ１１として流れ、こ
れを小さい値に設定することによって消費電流の低減を
図ることができる。また、負荷が接続されて出力電流Ｉ
ｏ１１が大きくなるにつれて、出力電流検知回路４ｃが
検知するドライブ電流Ｉｄ１１が大きくなるので、誤差
増幅器Ａ１のバイアス電流Ｉｂｉａｓ１１が増加して負
荷変動率を小さくすることができ、重負荷時における出
力電圧Ｖｏｕｔ１１の低下を抑制することができる。
【００５５】〔実施の形態３〕本発明の直流安定化電源
装置のさらに他の実施の形態について図５及び図６を用
いて説明すれば、以下の通りである。なお、説明の便宜
上、前記の実施の形態１及び２の図面に示した構成要素
と同一の機能を有する構成要素については、同一の符号
を付し、その説明を省略する。
装置のさらに他の実施の形態について図５及び図６を用
いて説明すれば、以下の通りである。なお、説明の便宜
上、前記の実施の形態１及び２の図面に示した構成要素
と同一の機能を有する構成要素については、同一の符号
を付し、その説明を省略する。
【００５６】図５に示すように、本実施の形態の直流安
定化電源装置２１は、ＰＮＰ型出力トランジスタＱ１、
出力電圧分圧回路２、誤差増幅器Ａ１、出力トランジス
タドライブ用トランジスタＱ２、基準電圧回路３、及び
誤差増幅器バイアス電流制御回路４から構成される。
定化電源装置２１は、ＰＮＰ型出力トランジスタＱ１、
出力電圧分圧回路２、誤差増幅器Ａ１、出力トランジス
タドライブ用トランジスタＱ２、基準電圧回路３、及び
誤差増幅器バイアス電流制御回路４から構成される。
【００５７】ここで、ＰＮＰ型出力トランジスタＱ１、
出力電圧分圧回路２、誤差増幅器Ａ１、出力トランジス
タドライブ用トランジスタＱ２、基準電圧回路３、及び
誤差増幅器バイアス電流制御回路４内のバイアス電流制
御回路４ａは実施の形態１と同一の機能を有する。
出力電圧分圧回路２、誤差増幅器Ａ１、出力トランジス
タドライブ用トランジスタＱ２、基準電圧回路３、及び
誤差増幅器バイアス電流制御回路４内のバイアス電流制
御回路４ａは実施の形態１と同一の機能を有する。
【００５８】本実施の形態の直流安定化電源装置２１
は、誤差増幅器バイアス電流制御回路４内の出力電流検
知回路４ｄが実施の形態１と異なる。
は、誤差増幅器バイアス電流制御回路４内の出力電流検
知回路４ｄが実施の形態１と異なる。
【００５９】上記出力電流検知回路４ｄはトランジスタ
Ｑ３・Ｑ４、及び抵抗Ｒ３・Ｒ５から構成されている。
トランジスタＱ３とトランジスタＱ４とはベースが共通
のカレントミラー回路を構成している。トランジスタＱ
３のコレクタはバイアス電流制御回路４ａの入力側と接
続され、エミッタは抵抗Ｒ３の一端に接続され、抵抗Ｒ
３の他端は接地されている。トランジスタＱ４のコレク
タは出力トランジスタＱ１のコレクタＱＣ２に接続され
ると共に、自身のベースと接続されている。また、トラ
ンジスタＱ４のエミッタは接地されている。抵抗Ｒ５の
一端はトランジスタＱ４のコレクタと接続されており、
他端は接地されている。
Ｑ３・Ｑ４、及び抵抗Ｒ３・Ｒ５から構成されている。
トランジスタＱ３とトランジスタＱ４とはベースが共通
のカレントミラー回路を構成している。トランジスタＱ
３のコレクタはバイアス電流制御回路４ａの入力側と接
続され、エミッタは抵抗Ｒ３の一端に接続され、抵抗Ｒ
３の他端は接地されている。トランジスタＱ４のコレク
タは出力トランジスタＱ１のコレクタＱＣ２に接続され
ると共に、自身のベースと接続されている。また、トラ
ンジスタＱ４のエミッタは接地されている。抵抗Ｒ５の
一端はトランジスタＱ４のコレクタと接続されており、
他端は接地されている。
【００６０】上記の構成の誤差増幅器バイアス電流制御
回路４の動作について以下に説明する。
回路４の動作について以下に説明する。
【００６１】直流安定化電源装置２１が無負荷のときに
は出力電流検知回路４ｄは検知する電流が０であるた
め、誤差増幅器Ａ１に流れるバイアス電流Ｉｂｉａｓ２
１は、バイアス電流制御回路４ａ内の電流で決定され
る。すなわち、トランジスタＱ５とトランジスタＱ６と
で構成されるカレントミラー回路により、トランジスタ
Ｑ６のコレクタ・エミッタ間に流れる電流ｉ２３は定電
流源Ｉ１から供給される電流にほぼ等しくなり、これが
誤差増幅器Ａ１に流れるバイアス電流Ｉｂｉａｓ２１と
なる。
は出力電流検知回路４ｄは検知する電流が０であるた
め、誤差増幅器Ａ１に流れるバイアス電流Ｉｂｉａｓ２
１は、バイアス電流制御回路４ａ内の電流で決定され
る。すなわち、トランジスタＱ５とトランジスタＱ６と
で構成されるカレントミラー回路により、トランジスタ
Ｑ６のコレクタ・エミッタ間に流れる電流ｉ２３は定電
流源Ｉ１から供給される電流にほぼ等しくなり、これが
誤差増幅器Ａ１に流れるバイアス電流Ｉｂｉａｓ２１と
なる。
【００６２】次に、直流安定化電源装置２１に負荷が接
続されて出力電流Ｉｏ２１が流れる場合、この出力電流
Ｉｏ２１に比例した微小な電流ｉ２１がコレクタＱＣ２
から出力電流検出回路４ｄに流れ込む。このとき、トラ
ンジスタＱ４のベース・エミッタ間の電圧ＶBEがしきい
値よりも小さいとトランジスタＱ４はＯＦＦ状態であ
り、電圧ＶBEは、抵抗Ｒ５の抵抗値をｒ５とすると、抵
抗Ｒ５における電圧降下ｉ２１×ｒ５に等しい。直流安
定化電源装置２１に接続される負荷の消費電流が増加し
て出力電流Ｉｏ２１が増加し、所定の出力電流値Ｉｏｋ
を越えると、電圧ＶBEがしきい値を越え、トランジスタ
Ｑ４がＯＮ状態になる。
続されて出力電流Ｉｏ２１が流れる場合、この出力電流
Ｉｏ２１に比例した微小な電流ｉ２１がコレクタＱＣ２
から出力電流検出回路４ｄに流れ込む。このとき、トラ
ンジスタＱ４のベース・エミッタ間の電圧ＶBEがしきい
値よりも小さいとトランジスタＱ４はＯＦＦ状態であ
り、電圧ＶBEは、抵抗Ｒ５の抵抗値をｒ５とすると、抵
抗Ｒ５における電圧降下ｉ２１×ｒ５に等しい。直流安
定化電源装置２１に接続される負荷の消費電流が増加し
て出力電流Ｉｏ２１が増加し、所定の出力電流値Ｉｏｋ
を越えると、電圧ＶBEがしきい値を越え、トランジスタ
Ｑ４がＯＮ状態になる。
【００６３】出力電流Ｉｏ２１がこの電流値Ｉｏｋより
も小さいと、トランジスタＱ４はＯＦＦ状態であるの
で、出力電流検知回路４ｄは出力電流Ｉｏ２１を検知し
てバイアス電流制御回路４ａに伝えることができない。
この結果、誤差増幅器Ａ１のバイアス電流Ｉｂｉａｓ２
１は無負荷時と同じままである。これに対し、直流安定
化電源装置２１に重負荷が接続されて出力電流Ｉｏ２１
が所定の電流値Ｉｏｋを越えると、トランジスタＱ４が
ＯＮ状態になる。従って、出力電流検知回路４ｄは出力
電流Ｉｏ２１を検知し、トランジスタＱ３・Ｑ４から構
成されるカレントミラー回路を介してバイアス電流制御
回路４ａに伝えることができる。ここで、トランジスタ
Ｑ３とトランジスタＱ４とから構成されるカレントミラ
ー回路により、トランジスタＱ３のコレクタ・エミッタ
間に流れる電流ｉ２２は検知される電流ｉ２１にほぼ等
しくなるため、誤差増幅器Ａ１に流れるバイアス電流Ｉ
ｂｉａｓ２１は、電流ｉ２２と電流ｉ２３との和にな
る。従って、図６に示すように、出力電流Ｉｏ２１が所
定の電流値Ｉｏｋ以下であるときには誤差増幅器Ａ１の
バイアス電流Ｉｂｉａｓ２１は一定値ｉ２３となり、出
力電流Ｉｏ２１が所定の電流値Ｉｏｋを越えるとバイア
ス電流Ｉｂｉａｓ２１が増加していく。
も小さいと、トランジスタＱ４はＯＦＦ状態であるの
で、出力電流検知回路４ｄは出力電流Ｉｏ２１を検知し
てバイアス電流制御回路４ａに伝えることができない。
この結果、誤差増幅器Ａ１のバイアス電流Ｉｂｉａｓ２
１は無負荷時と同じままである。これに対し、直流安定
化電源装置２１に重負荷が接続されて出力電流Ｉｏ２１
が所定の電流値Ｉｏｋを越えると、トランジスタＱ４が
ＯＮ状態になる。従って、出力電流検知回路４ｄは出力
電流Ｉｏ２１を検知し、トランジスタＱ３・Ｑ４から構
成されるカレントミラー回路を介してバイアス電流制御
回路４ａに伝えることができる。ここで、トランジスタ
Ｑ３とトランジスタＱ４とから構成されるカレントミラ
ー回路により、トランジスタＱ３のコレクタ・エミッタ
間に流れる電流ｉ２２は検知される電流ｉ２１にほぼ等
しくなるため、誤差増幅器Ａ１に流れるバイアス電流Ｉ
ｂｉａｓ２１は、電流ｉ２２と電流ｉ２３との和にな
る。従って、図６に示すように、出力電流Ｉｏ２１が所
定の電流値Ｉｏｋ以下であるときには誤差増幅器Ａ１の
バイアス電流Ｉｂｉａｓ２１は一定値ｉ２３となり、出
力電流Ｉｏ２１が所定の電流値Ｉｏｋを越えるとバイア
ス電流Ｉｂｉａｓ２１が増加していく。
【００６４】この結果、直流安定化電源装置２１の出力
電流Ｉｏ２１が所定の電流値Ｉｏｋ以下であるときには
定電流源Ｉ１によって決まる電流ｉ２３が誤差増幅器Ａ
１のバイアス電流Ｉｂｉａｓ２１として流れ、これを小
さい値に設定することによって消費電流の低減を図るこ
とができる。また、負荷が接続されて出力電流Ｉｏ２１
が所定の電流値Ｉｏｋを越えると、誤差増幅器Ａ１のバ
イアス電流Ｉｂｉａｓ２１が増加するため、負荷変動率
を小さくすることができ、出力電圧Ｖｏｕｔ２１の低下
を抑制することができる。
電流Ｉｏ２１が所定の電流値Ｉｏｋ以下であるときには
定電流源Ｉ１によって決まる電流ｉ２３が誤差増幅器Ａ
１のバイアス電流Ｉｂｉａｓ２１として流れ、これを小
さい値に設定することによって消費電流の低減を図るこ
とができる。また、負荷が接続されて出力電流Ｉｏ２１
が所定の電流値Ｉｏｋを越えると、誤差増幅器Ａ１のバ
イアス電流Ｉｂｉａｓ２１が増加するため、負荷変動率
を小さくすることができ、出力電圧Ｖｏｕｔ２１の低下
を抑制することができる。
【００６５】
【発明の効果】請求項１に係る発明の直流安定化電源装
置は、以上のように、出力端子に電圧を出力する出力ト
ランジスタと、上記出力トランジスタの出力電圧が分圧
された電圧を所定の基準電圧に一致させるように上記出
力トランジスタの動作を制御する誤差増幅器とを有する
直流安定化電源装置において、上記出力トランジスタの
出力電流を検知する出力電流検知手段と、上記出力電流
検知手段により検知した上記出力電流に応じて上記誤差
増幅器に流れるバイアス電流を制御するバイアス電流制
御手段とを有する構成である。
置は、以上のように、出力端子に電圧を出力する出力ト
ランジスタと、上記出力トランジスタの出力電圧が分圧
された電圧を所定の基準電圧に一致させるように上記出
力トランジスタの動作を制御する誤差増幅器とを有する
直流安定化電源装置において、上記出力トランジスタの
出力電流を検知する出力電流検知手段と、上記出力電流
検知手段により検知した上記出力電流に応じて上記誤差
増幅器に流れるバイアス電流を制御するバイアス電流制
御手段とを有する構成である。
【００６６】それゆえ、直流安定化電源装置が無負荷の
ときの誤差増幅器のバイアス電流を小さくすることがで
きるため、消費電流の低減が可能となり、負荷が接続さ
れて出力電流が増大するにつれ誤差増幅器のバイアス電
流を大きくすることができる。従って、重負荷時の負荷
変動率を小さくし、出力電圧の低下の抑制が可能になる
という効果を奏する。
ときの誤差増幅器のバイアス電流を小さくすることがで
きるため、消費電流の低減が可能となり、負荷が接続さ
れて出力電流が増大するにつれ誤差増幅器のバイアス電
流を大きくすることができる。従って、重負荷時の負荷
変動率を小さくし、出力電圧の低下の抑制が可能になる
という効果を奏する。
【００６７】請求項２に係る発明の直流安定化電源装置
は、以上のように、請求項１に記載の直流安定化電源装
置において、上記出力電流検知手段は上記出力トランジ
スタの上記出力電流の一部を検知する構成である。
は、以上のように、請求項１に記載の直流安定化電源装
置において、上記出力電流検知手段は上記出力トランジ
スタの上記出力電流の一部を検知する構成である。
【００６８】それゆえ、出力電流を正確に検知すること
ができ、誤差増幅器のバイアス電流を正確に制御するこ
とができるという効果を奏する。
ができ、誤差増幅器のバイアス電流を正確に制御するこ
とができるという効果を奏する。
【００６９】請求項３に係る発明の直流安定化電源装置
は、以上のように、請求項１に記載の直流安定化電源装
置において、上記出力電流検知手段は上記出力トランジ
スタのベース電流を上記出力電流として検知する構成で
ある。
は、以上のように、請求項１に記載の直流安定化電源装
置において、上記出力電流検知手段は上記出力トランジ
スタのベース電流を上記出力電流として検知する構成で
ある。
【００７０】それゆえ、出力トランジスタのドライブ回
路と出力電流検知回路の入力部分とを共通化することが
でき、また、検出用の電流を出力電流から取り出す必要
がなく出力電流を全て負荷に供給することができるため
出力電流を極力有効に利用することができるという効果
を奏する。
路と出力電流検知回路の入力部分とを共通化することが
でき、また、検出用の電流を出力電流から取り出す必要
がなく出力電流を全て負荷に供給することができるため
出力電流を極力有効に利用することができるという効果
を奏する。
【００７１】請求項４に係る発明の直流安定化電源装置
は、以上のように、請求項１に記載の直流安定化電源装
置において、上記出力電流検知手段は上記出力電流が所
定の電流値を越えると上記出力電流を検知する構成であ
る。
は、以上のように、請求項１に記載の直流安定化電源装
置において、上記出力電流検知手段は上記出力電流が所
定の電流値を越えると上記出力電流を検知する構成であ
る。
【００７２】それゆえ、所定の出力電流値以下では誤差
増幅器のバイアス電流を一定の小さい値に設定すること
ができ、無負荷時あるいは低負荷時における直流安定化
電源装置の消費電流を低減することが可能になるという
効果を奏する。
増幅器のバイアス電流を一定の小さい値に設定すること
ができ、無負荷時あるいは低負荷時における直流安定化
電源装置の消費電流を低減することが可能になるという
効果を奏する。
【００７３】請求項５に係る発明の直流安定化電源装置
は、以上のように、請求項１ないし４のいずれかに記載
の直流安定化電源装置において、上記出力電流検知手段
が上記誤差増幅器に上記出力電流を流す第１カレントミ
ラー回路を有し、上記バイアス電流制御手段が上記誤差
増幅器に上記出力電流を流す第２カレントミラー回路を
有する構成である。
は、以上のように、請求項１ないし４のいずれかに記載
の直流安定化電源装置において、上記出力電流検知手段
が上記誤差増幅器に上記出力電流を流す第１カレントミ
ラー回路を有し、上記バイアス電流制御手段が上記誤差
増幅器に上記出力電流を流す第２カレントミラー回路を
有する構成である。
【００７４】それゆえ、出力電流検知手段が出力電流に
応じて検出した電流がカレントミラー回路を介してその
ままバイアス電流制御手段に伝わり、バイアス電流制御
手段のカレントミラー回路に流れる電流に加えられて誤
差増幅器のバイアス電流が決定されるため、比較的簡単
な構成の回路で上記バイアス電流の制御が可能になると
いう効果を奏する。
応じて検出した電流がカレントミラー回路を介してその
ままバイアス電流制御手段に伝わり、バイアス電流制御
手段のカレントミラー回路に流れる電流に加えられて誤
差増幅器のバイアス電流が決定されるため、比較的簡単
な構成の回路で上記バイアス電流の制御が可能になると
いう効果を奏する。
【図１】本発明の一実施の形態における直流安定化電源
装置の構成を示す回路図である。
装置の構成を示す回路図である。
【図２】上記直流安定化電源装置における出力電流と誤
差増幅器のバイアス電流との関係を示すグラフである。
差増幅器のバイアス電流との関係を示すグラフである。
【図３】本発明の一実施の形態における出力電流検出手
段とバイアス電流制御手段とが共にカレントミラー回路
を有する直流安定化電源装置の構成を示す回路図であ
る。
段とバイアス電流制御手段とが共にカレントミラー回路
を有する直流安定化電源装置の構成を示す回路図であ
る。
【図４】本発明の他の実施の形態における直流安定化電
源装置の構成を示す回路図である。
源装置の構成を示す回路図である。
【図５】本発明のさらに他の実施の形態における直流安
定化電源装置の構成を示す回路図である。
定化電源装置の構成を示す回路図である。
【図６】上記直流安定化電源装置における出力電流と誤
差増幅器のバイアス電流との関係を示すグラフである。
差増幅器のバイアス電流との関係を示すグラフである。
【図７】従来の直流安定化電源装置の構成を示す回路図
である。
である。
【図８】従来の直流安定化電源装置を適用した携帯電話
機の構成を示すブロック図である。
機の構成を示すブロック図である。
【図９】従来の直流安定化電源装置の出力電流と出力電
圧との関係を示すグラフである。
圧との関係を示すグラフである。
１ 直流安定化電源装置 ４ａ バイアス電流制御回路（バイアス電流
制御手段） ４ｂ 出力電流検知回路（出力電流検知手
段） ４ｃ 出力電流検知回路（出力電流検知手
段） ４ｄ 出力電流検知回路（出力電流検知手
段） １１ 直流安定化電源装置 ２１ 直流安定化電源装置 Ｑ１ 出力トランジスタ Ｑ１１ 出力トランジスタ Ｖｏｕｔ１ 出力電圧 Ｖｏｕｔ１１ 出力電圧 Ｖｏｕｔ２１ 出力電圧 Ｉｏ１ 出力電流 Ｉｏ１１ 出力電流 Ｉｏ２１ 出力電流 Ｉｄ１１ ドライブ電流（ベース電流） Ｖａｄｊ１ 帰還電圧（電圧） Ｖａｄｊ１１ 帰還電圧（電圧） Ｖａｄｊ２１ 帰還電圧（電圧） Ｖｒｅｆ１ 基準電圧 Ａ１ 誤差増幅器 Ｉｂｉａｓ１ バイアス電流 Ｉｂｉａｓ１１ バイアス電流 Ｉｂｉａｓ２１ バイアス電流 Ｉｏｋ 電流値 Ｑ３・Ｑ４ トランジスタ（第１カレントミラー回
路） Ｑ５・Ｑ６ トランジスタ（第２カレントミラー回
路）
制御手段） ４ｂ 出力電流検知回路（出力電流検知手
段） ４ｃ 出力電流検知回路（出力電流検知手
段） ４ｄ 出力電流検知回路（出力電流検知手
段） １１ 直流安定化電源装置 ２１ 直流安定化電源装置 Ｑ１ 出力トランジスタ Ｑ１１ 出力トランジスタ Ｖｏｕｔ１ 出力電圧 Ｖｏｕｔ１１ 出力電圧 Ｖｏｕｔ２１ 出力電圧 Ｉｏ１ 出力電流 Ｉｏ１１ 出力電流 Ｉｏ２１ 出力電流 Ｉｄ１１ ドライブ電流（ベース電流） Ｖａｄｊ１ 帰還電圧（電圧） Ｖａｄｊ１１ 帰還電圧（電圧） Ｖａｄｊ２１ 帰還電圧（電圧） Ｖｒｅｆ１ 基準電圧 Ａ１ 誤差増幅器 Ｉｂｉａｓ１ バイアス電流 Ｉｂｉａｓ１１ バイアス電流 Ｉｂｉａｓ２１ バイアス電流 Ｉｏｋ 電流値 Ｑ３・Ｑ４ トランジスタ（第１カレントミラー回
路） Ｑ５・Ｑ６ トランジスタ（第２カレントミラー回
路）
Claims (5)
- 【請求項１】出力端子に電圧を出力する出力トランジス
タと、上記出力トランジスタの出力電圧が分圧された電
圧を所定の基準電圧に一致させるように上記出力トラン
ジスタの動作を制御する誤差増幅器とを有する直流安定
化電源装置において、 上記出力トランジスタの出力電流を検知する出力電流検
知手段と、上記出力電流検知手段により検知した上記出
力電流に応じて上記誤差増幅器に流れるバイアス電流を
制御するバイアス電流制御手段とを有することを特徴と
する直流安定化電源装置。 - 【請求項２】上記出力電流検知手段は上記出力トランジ
スタの上記出力電流の一部を検知することを特徴とする
請求項１に記載の直流安定化電源装置。 - 【請求項３】上記出力電流検知手段は上記出力トランジ
スタのベース電流を上記出力電流として検知することを
特徴とする請求項１に記載の直流安定化電源装置。 - 【請求項４】上記出力電流検知手段は上記出力電流が所
定の電流値を越えると上記出力電流を検知することを特
徴とする請求項１に記載の直流安定化電源装置。 - 【請求項５】上記出力電流検知手段が上記誤差増幅器に
上記出力電流を流す第１カレントミラー回路を有し、上
記バイアス電流制御手段が上記誤差増幅器に上記出力電
流を流す第２カレントミラー回路を有することを特徴と
する請求項１ないし４のいずれかに記載の直流安定化電
源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9174499A JPH1124764A (ja) | 1997-06-30 | 1997-06-30 | 直流安定化電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9174499A JPH1124764A (ja) | 1997-06-30 | 1997-06-30 | 直流安定化電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1124764A true JPH1124764A (ja) | 1999-01-29 |
Family
ID=15979573
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9174499A Pending JPH1124764A (ja) | 1997-06-30 | 1997-06-30 | 直流安定化電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1124764A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001034351A (ja) * | 1999-07-21 | 2001-02-09 | Hitachi Ltd | 電圧安定化回路およびそれを用いた半導体装置 |
| JP2003015750A (ja) * | 2001-05-01 | 2003-01-17 | Agere Systems Guardian Corp | 低静止電流増幅器のための動的入力段バイアス |
| US6650524B2 (en) | 2001-04-16 | 2003-11-18 | Denso Corporation | Power supply circuit with adaptive error detection and an electronic control circuit including the same |
| JP2005174208A (ja) * | 2003-12-15 | 2005-06-30 | Ricoh Co Ltd | 定電圧電源装置 |
| JP2006099526A (ja) * | 2004-09-30 | 2006-04-13 | Ricoh Co Ltd | 定電圧回路 |
| JP2006099378A (ja) * | 2004-09-29 | 2006-04-13 | Ricoh Co Ltd | 定電圧回路 |
| JP2006164098A (ja) * | 2004-12-10 | 2006-06-22 | Denso Corp | 電源回路 |
| CN104575360A (zh) * | 2015-02-05 | 2015-04-29 | 合肥京东方光电科技有限公司 | 偏置电流调整电路及其调整方法和运算放大电路 |
| JP2021033875A (ja) * | 2019-08-28 | 2021-03-01 | トレックス・セミコンダクター株式会社 | レギュレータ |
-
1997
- 1997-06-30 JP JP9174499A patent/JPH1124764A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001034351A (ja) * | 1999-07-21 | 2001-02-09 | Hitachi Ltd | 電圧安定化回路およびそれを用いた半導体装置 |
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| JP4568568B2 (ja) * | 2004-09-30 | 2010-10-27 | 株式会社リコー | 定電圧回路 |
| JP2006164098A (ja) * | 2004-12-10 | 2006-06-22 | Denso Corp | 電源回路 |
| CN104575360A (zh) * | 2015-02-05 | 2015-04-29 | 合肥京东方光电科技有限公司 | 偏置电流调整电路及其调整方法和运算放大电路 |
| JP2021033875A (ja) * | 2019-08-28 | 2021-03-01 | トレックス・セミコンダクター株式会社 | レギュレータ |
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