JPH11220360A - 適応フィルタ - Google Patents
適応フィルタInfo
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- JPH11220360A JPH11220360A JP10296313A JP29631398A JPH11220360A JP H11220360 A JPH11220360 A JP H11220360A JP 10296313 A JP10296313 A JP 10296313A JP 29631398 A JP29631398 A JP 29631398A JP H11220360 A JPH11220360 A JP H11220360A
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- Japan
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- adaptive filter
- tap
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- adaptive
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H21/00—Adaptive networks
- H03H21/0012—Digital adaptive filters
- H03H21/0043—Adaptive algorithms
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03H21/0012—Digital adaptive filters
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- H03H21/0012—Digital adaptive filters
- H03H21/0043—Adaptive algorithms
- H03H2021/0056—Non-recursive least squares algorithm [LMS]
- H03H2021/0061—Normalized LMS [NLMS]
- H03H2021/0063—Proportionate NLMS
Landscapes
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、一般的には信号処理の分野におけ
る適応フィルタに関し、特に、変化する条件に対するよ
り高速な応答を達成すると同時に十分な定常状態推定品
質を維持する技術を提供することを目的とする。 【解決手段】 本発明の適応フィルタは、個別に調節さ
れるタップ利得が必ずしも互いに等しくなく、タップ利
得の平均が実質上一定であるように、個別タップ利得分
配器を比例して調節する。このフィルタは、フィルタの
適応品質に影響することなく、正規化最小二乗平均（Ｎ
ＬＭＳ）適応方法を利用する従来技術の適応フィルタに
対して改善された収束速度を与える比例正規化最小二乗
平均（ＰＮＬＭＳ）適応法を利用する。
る適応フィルタに関し、特に、変化する条件に対するよ
り高速な応答を達成すると同時に十分な定常状態推定品
質を維持する技術を提供することを目的とする。 【解決手段】 本発明の適応フィルタは、個別に調節さ
れるタップ利得が必ずしも互いに等しくなく、タップ利
得の平均が実質上一定であるように、個別タップ利得分
配器を比例して調節する。このフィルタは、フィルタの
適応品質に影響することなく、正規化最小二乗平均（Ｎ
ＬＭＳ）適応方法を利用する従来技術の適応フィルタに
対して改善された収束速度を与える比例正規化最小二乗
平均（ＰＮＬＭＳ）適応法を利用する。
Description
【０００１】
【技術分野】本発明は、一般的には信号処理の分野に関
し、特に適応フィルタに関する。
し、特に適応フィルタに関する。
【０００２】
【発明の背景】適応フィルタは、所定の方法で供給され
た信号に対して望ましい出力信号が生成されるように動
作する。通常、適応フィルタは、誤り信号に応答する変
換関数特性の更新を含むアルゴリズムによって変換関数
を生成する。この方法で、フィルタ特性が最適化され望
ましい結果を生じる。
た信号に対して望ましい出力信号が生成されるように動
作する。通常、適応フィルタは、誤り信号に応答する変
換関数特性の更新を含むアルゴリズムによって変換関数
を生成する。この方法で、フィルタ特性が最適化され望
ましい結果を生じる。
【０００３】エコー消去器で使用される場合、適応フィ
ルタは誤り信号に応答して更新されるエコー経路推定値
を生成するために使用される。エコーは、普通、通信シ
ステムにおける４線対２線式接続での入力信号の不完全
な結合によって発生する。エコーは、通常、２線式施設
のインピーダンスが４線対２線式接続で不完全な平衡
（balance:バランス)となり、入力信号が出経路を通じ
て入力信号の発生源に部分的に反射されるために生じ
る。
ルタは誤り信号に応答して更新されるエコー経路推定値
を生成するために使用される。エコーは、普通、通信シ
ステムにおける４線対２線式接続での入力信号の不完全
な結合によって発生する。エコーは、通常、２線式施設
のインピーダンスが４線対２線式接続で不完全な平衡
（balance:バランス)となり、入力信号が出経路を通じ
て入力信号の発生源に部分的に反射されるために生じ
る。
【０００４】適応エコー消去器は、適応フィルタの変換
関数（インパルス応答）特性を調節して反射信号または
エコーの推定値を生成し、その後、それを出力信号から
減算することによってエコーを緩和するために利用され
てきた。フィルタ・インパルス応答特性と、ひいてはエ
コー推定値は、出力信号に応答して更新され、消去され
るエコーにさらに近似する。
関数（インパルス応答）特性を調節して反射信号または
エコーの推定値を生成し、その後、それを出力信号から
減算することによってエコーを緩和するために利用され
てきた。フィルタ・インパルス応答特性と、ひいてはエ
コー推定値は、出力信号に応答して更新され、消去され
るエコーにさらに近似する。
【０００５】適応フィルタの従来技術の装置は適用業務
によっては満足に機能することもあるが、変化するエコ
ー経路への十分に高速な応答と十分に高い定常状態の推
定品質とを同時に達成できないことが多い。従って、変
化する条件に対するより高速な応答を達成すると同時に
十分な定常状態推定品質を維持することが依然として必
要である。
によっては満足に機能することもあるが、変化するエコ
ー経路への十分に高速な応答と十分に高い定常状態の推
定品質とを同時に達成できないことが多い。従って、変
化する条件に対するより高速な応答を達成すると同時に
十分な定常状態推定品質を維持することが依然として必
要である。
【０００６】
【発明の概要】本発明の原理によって上記の問題が克服
され従来技術に対する進歩がなされるが、そこでは適応
フィルタは比例正規化最小二乗平均（Ｐroportionate
Ｎormalized Ｌeast-Ｍean-Ｓquares：ＰＮＬＭＳ）適
応法を利用する。本方法は、推定品質を犠牲にしたり計
算の複雑さを大きく増やすこともなく、従来技術の正規
化最小二乗平均（Ｎormalized Ｌeast-Ｍean-Ｓquare
s：ＮＬＭＳ）法よりはるかに高速に適応するので有利
である。
され従来技術に対する進歩がなされるが、そこでは適応
フィルタは比例正規化最小二乗平均（Ｐroportionate
Ｎormalized Ｌeast-Ｍean-Ｓquares：ＰＮＬＭＳ）適
応法を利用する。本方法は、推定品質を犠牲にしたり計
算の複雑さを大きく増やすこともなく、従来技術の正規
化最小二乗平均（Ｎormalized Ｌeast-Ｍean-Ｓquare
s：ＮＬＭＳ）法よりはるかに高速に適応するので有利
である。
【０００７】本発明によれば、適応フィルタは、タップ
付き遅延線に沿った位置に関連する利得分配器を個別に
調節するので、個々の利得分配器は必ずしも互いに均等
である必要はなく、同時に利得分配器の平均が実質上一
定であることが確保される。この方法で、適応「エネル
ギ」がすべてのタップに不均一に分配される。
付き遅延線に沿った位置に関連する利得分配器を個別に
調節するので、個々の利得分配器は必ずしも互いに均等
である必要はなく、同時に利得分配器の平均が実質上一
定であることが確保される。この方法で、適応「エネル
ギ」がすべてのタップに不均一に分配される。
【０００８】好ましい実施例では、本発明には利得正規
化フィードバック・ループが含まれ、適用される信号の
電力推定値から正規化信号が導出される。
化フィードバック・ループが含まれ、適用される信号の
電力推定値から正規化信号が導出される。
【０００９】本発明のさらなる特徴と利点は、本発明の
様々な実施形態の構造および動作と共に、以下添付の図
面を参照して詳細に説明される。本発明の内容は、添付
の図面と共に以下の詳細な説明を検討することによって
容易に理解される。
様々な実施形態の構造および動作と共に、以下添付の図
面を参照して詳細に説明される。本発明の内容は、添付
の図面と共に以下の詳細な説明を検討することによって
容易に理解される。
【００１０】
【発明の詳細な記述】本発明の好ましい実施例が、図面
を参照しながら説明されるが、以下の説明の過程で多数
の図面が同時に参照されることがある。
を参照しながら説明されるが、以下の説明の過程で多数
の図面が同時に参照されることがある。
【００１１】図１を参照すると、電話プラントにおける
通常の適応フィルタ（エコー消去器）の配置を示すブロ
ック図が示される。信号ｘ（ｋ）（遠端信号と呼ばれる
ことが多い）がエコー経路を励起する。慣習として、信
号ｙ（ｋ）は近端利用者からの何らかの音声ｖ（ｋ）と
ｘ（ｋ）の未知のエコー経路インパルス応答ｈによるフ
ィルタリングであるエコーとの合計である。ｙ（ｋ）と
ｖ（ｋ）を区別するために使用される用語は曖昧である
ことが多いので、ここでは「近端信号」という用語がｙ
（ｋ）を指すために使用され、「近端音声」または「近
端ノイズ」という用語がｖ（ｋ）を指すために使用され
る。
通常の適応フィルタ（エコー消去器）の配置を示すブロ
ック図が示される。信号ｘ（ｋ）（遠端信号と呼ばれる
ことが多い）がエコー経路を励起する。慣習として、信
号ｙ（ｋ）は近端利用者からの何らかの音声ｖ（ｋ）と
ｘ（ｋ）の未知のエコー経路インパルス応答ｈによるフ
ィルタリングであるエコーとの合計である。ｙ（ｋ）と
ｖ（ｋ）を区別するために使用される用語は曖昧である
ことが多いので、ここでは「近端信号」という用語がｙ
（ｋ）を指すために使用され、「近端音声」または「近
端ノイズ」という用語がｖ（ｋ）を指すために使用され
る。
【００１２】前述したように、こうした電話適用業務で
現れるエコーは、長距離プラントの４線式伝送をローカ
ル・ループの２線式伝送に変換するハイブリッドで発生
する。エコー消去器はｘ（ｋ）をエコー経路推定値ｈに
よってフィルタリングし、エコー推定値ｙ（ｋ）を得
る。図１で示唆されるように、ｈがｈの正確な推定値で
あるならば、ｙ（ｋ）はｙ（ｋ）のエコー成分をキャン
セルするので、復帰信号（または誤り信号）ｅ（ｋ）は
近端音声ｖ（ｋ）とほぼ同等である。
現れるエコーは、長距離プラントの４線式伝送をローカ
ル・ループの２線式伝送に変換するハイブリッドで発生
する。エコー消去器はｘ（ｋ）をエコー経路推定値ｈに
よってフィルタリングし、エコー推定値ｙ（ｋ）を得
る。図１で示唆されるように、ｈがｈの正確な推定値で
あるならば、ｙ（ｋ）はｙ（ｋ）のエコー成分をキャン
セルするので、復帰信号（または誤り信号）ｅ（ｋ）は
近端音声ｖ（ｋ）とほぼ同等である。
【００１３】もちろん、エコー消去器の品質は、主とし
てエコー経路推定値ｈがエコー・インパルス応答ｈにど
れだけ一致するかによって決定される。従来技術は、ｈ
を適応的に知るために正規化最小二乗平均（ＮＬＭＳ）
法を利用することが多かった。当業技術分野に熟練した
者には、この方法にとって重要な関係には以下の式が含
まれることをすぐに認識するだろう。
てエコー経路推定値ｈがエコー・インパルス応答ｈにど
れだけ一致するかによって決定される。従来技術は、ｈ
を適応的に知るために正規化最小二乗平均（ＮＬＭＳ）
法を利用することが多かった。当業技術分野に熟練した
者には、この方法にとって重要な関係には以下の式が含
まれることをすぐに認識するだろう。
【００１４】
【数１】
【外１】
【００１５】これらの関係に関連する混乱の一般的な原
因は、そこで表される２つの「時間」である。すなわ
ち、実時間と推定インパルス応答に沿った時間との両方
がこれらの関係によって表される。この混乱を最小にす
る有益な慣習は、ここで行われているように、実時間を
（指標ｋによって）括弧に入れて表し、タップ位置を
（指標ｎによって）下付き文字で表すことである。すな
わち、ｈn（ｋ）は、時間ｋにおけるインパルス応答の
ｎ番目のタップの推定値である。
因は、そこで表される２つの「時間」である。すなわ
ち、実時間と推定インパルス応答に沿った時間との両方
がこれらの関係によって表される。この混乱を最小にす
る有益な慣習は、ここで行われているように、実時間を
（指標ｋによって）括弧に入れて表し、タップ位置を
（指標ｎによって）下付き文字で表すことである。すな
わち、ｈn（ｋ）は、時間ｋにおけるインパルス応答の
ｎ番目のタップの推定値である。
【００１６】実際のエコー消去器は、式１乃至４によっ
て表される基本的なＮＬＭＳ適応フィルタリング法を多
様な「手直し」によって補完し、エコー消去能力を向上
させる必要がある。こうした手直しには、遠端音声検
出、近端音声検出および残余エコー制御と無効化トーン
検出が含まれる。
て表される基本的なＮＬＭＳ適応フィルタリング法を多
様な「手直し」によって補完し、エコー消去能力を向上
させる必要がある。こうした手直しには、遠端音声検
出、近端音声検出および残余エコー制御と無効化トーン
検出が含まれる。
【００１７】
【外２】
【００１８】２つの主要な要素がＮＬＭＳフィルタを使
用する適応フィルタの収束率と収束品質を決定する。す
なわち、ｘ（ｋ）とｖ（ｋ）が、ゼロ平均と変化σx 2お
よびσv 2を伴う独立白色ガウス雑音過程であると仮定す
れば、サンプル毎の収束率Ｒ（ｄＢ単位）は次式によっ
て与えられ、
用する適応フィルタの収束率と収束品質を決定する。す
なわち、ｘ（ｋ）とｖ（ｋ）が、ゼロ平均と変化σx 2お
よびσv 2を伴う独立白色ガウス雑音過程であると仮定す
れば、サンプル毎の収束率Ｒ（ｄＢ単位）は次式によっ
て与えられ、
【数２】 誤り信号ｅ（ｋ）の定常状態電力ρ∞2は次式によって
与えられる。
与えられる。
【数３】
【００１９】容易に理解されるように、収束率Ｒは消去
器長さＮに反比例し、通常の小さいλ（１未満）の場
合、λと共に増大する。最も速い収束はλが１に等しい
場合、所定の長さＮについて達成される。しかし、定常
状態誤りも、通常の小さいλの場合λと共に増大する。
器長さＮに反比例し、通常の小さいλ（１未満）の場
合、λと共に増大する。最も速い収束はλが１に等しい
場合、所定の長さＮについて達成される。しかし、定常
状態誤りも、通常の小さいλの場合λと共に増大する。
【００２０】本発明の主題である私の比例正規化最小二
乗平均（ＰＬＮＭＳ）法は、利用可能な適応「エネルギ
ー」が適応フィルタに含まれるＮ個のタップすべてにわ
たって「不均一に」分配される点で上記のＮＬＭＳ法と
異なっている。数学的には、この比例適応を説明するた
めに必要な関係は以下のように示される。
乗平均（ＰＬＮＭＳ）法は、利用可能な適応「エネルギ
ー」が適応フィルタに含まれるＮ個のタップすべてにわ
たって「不均一に」分配される点で上記のＮＬＭＳ法と
異なっている。数学的には、この比例適応を説明するた
めに必要な関係は以下のように示される。
【００２１】
【数４】
【００２２】当業技術分野に熟練した者には、Ｎとλが
ＮＬＭＳ法に由来するパラメータ、すなわちそれぞれフ
ィルタ長さとループ利得であることを容易に認識するだ
ろう。新しいパラメータρおよびδは小信号の調整を行
うために利用される。Ｎが５１２に等しい場合、妥当な
初期パラメータ表示はどちらも０．０１に設定される。
ＮＬＭＳ法に由来するパラメータ、すなわちそれぞれフ
ィルタ長さとループ利得であることを容易に認識するだ
ろう。新しいパラメータρおよびδは小信号の調整を行
うために利用される。Ｎが５１２に等しい場合、妥当な
初期パラメータ表示はどちらも０．０１に設定される。
【００２３】
【外３】
【００２４】パラメータρの意義は次の例によって理解
される。すなわち、０に等しいρによってＰＮＬＭＳ法
をパラメータで表示する場合、および推定値ｈn（ｋ）
がたまたま０に等しい場合、それは永遠に０に「とどま
る」。ρを導入することによってこの問題が回避され
る。より詳細には、それは小さいインパルス応答サンプ
ルに関連する利得分配器ｇ（ｋ）を、最大インパルス応
答サンプルに関連する利得分配器の小数部ρに固定す
る。
される。すなわち、０に等しいρによってＰＮＬＭＳ法
をパラメータで表示する場合、および推定値ｈn（ｋ）
がたまたま０に等しい場合、それは永遠に０に「とどま
る」。ρを導入することによってこの問題が回避され
る。より詳細には、それは小さいインパルス応答サンプ
ルに関連する利得分配器ｇ（ｋ）を、最大インパルス応
答サンプルに関連する利得分配器の小数部ρに固定す
る。
【００２５】最後に、パラメータδは実施に関連する別
の特有の問題を克服するために利用される。すなわち、
δは、適応フィルタがリセットされた後の場合、通常そ
うであるようにすべてのｈn（ｋ）が０である場合で
も、Ｌ∞’が必ず０でないようにする。
の特有の問題を克服するために利用される。すなわち、
δは、適応フィルタがリセットされた後の場合、通常そ
うであるようにすべてのｈn（ｋ）が０である場合で
も、Ｌ∞’が必ず０でないようにする。
【００２６】この理論的基礎をふまえてここで図２を参
照すると、本発明の実施形態を含む適応フィルタ１００
が単純化されたブロック図で示される。本発明の概念以
外に、当業技術分野に熟練した者には、適応フィルタ１
００が米国特許第3,499,999号、3,500,000号および4,46
8,641号で開示されたエコー消去器で使用される適応フ
ィルタと広い意味で同様であることをすぐに認識するだ
ろう。又、この適用業務の背景として、さらに「ベルの
エコー・キラー・チップ(Bell's Echo-KillerChip)」
（米国電気電子通信学会スペクトル(IEEE Spectrum)、1
980年10月、第34頁乃至第３７頁）と題された記事を参
照されたい。
照すると、本発明の実施形態を含む適応フィルタ１００
が単純化されたブロック図で示される。本発明の概念以
外に、当業技術分野に熟練した者には、適応フィルタ１
００が米国特許第3,499,999号、3,500,000号および4,46
8,641号で開示されたエコー消去器で使用される適応フ
ィルタと広い意味で同様であることをすぐに認識するだ
ろう。又、この適用業務の背景として、さらに「ベルの
エコー・キラー・チップ(Bell's Echo-KillerChip)」
（米国電気電子通信学会スペクトル(IEEE Spectrum)、1
980年10月、第34頁乃至第３７頁）と題された記事を参
照されたい。
【００２７】簡単に言えば、適応フィルタ１００には、
出経路の信号の変化を自動的に追跡する点で自己適応性
である閉ループ誤り制御システムを有する調整可能信号
プロセッサ、すなわち適応フィルタが含まれる。より詳
細には、フィルタ１００は、任意システム１０２の線形
近似を合成する適応トランスバーサル・フィルタ装置を
含む任意システム出力推定器１０１を利用する。
出経路の信号の変化を自動的に追跡する点で自己適応性
である閉ループ誤り制御システムを有する調整可能信号
プロセッサ、すなわち適応フィルタが含まれる。より詳
細には、フィルタ１００は、任意システム１０２の線形
近似を合成する適応トランスバーサル・フィルタ装置を
含む任意システム出力推定器１０１を利用する。
【００２８】このため、遠端入力信号ｘ（ｋ）が遠端信
号源から第１伝送経路、例えば、リード線１１８を通じ
て適応フィルタ１００の第１入力に供給され、内部で任
意システム出力推定器１０１の入力に供給される。当業
技術分野に熟練した者には、信号ｘ（ｋ）が、例えば、
デジタル・サンプリングされた音声信号であり、ここ
で、ｋはデジタル・サンプリング音声の場合、通常、８
ｋＨｚの逆数であるサンプリング間隔を示す整数である
ことをすぐに認識するだろう。
号源から第１伝送経路、例えば、リード線１１８を通じ
て適応フィルタ１００の第１入力に供給され、内部で任
意システム出力推定器１０１の入力に供給される。当業
技術分野に熟練した者には、信号ｘ（ｋ）が、例えば、
デジタル・サンプリングされた音声信号であり、ここ
で、ｋはデジタル・サンプリング音声の場合、通常、８
ｋＨｚの逆数であるサンプリング間隔を示す整数である
ことをすぐに認識するだろう。
【００２９】遠端信号ｘ（ｋ）はまた、リード線１０４
を介し、おそらく何らかの変換回路、例えば、デジタル
−アナログ変換器（図示せず）を通じて任意システム１
０２の第１入力にも供給される。エコー消去器適用業務
では、任意システム１０２にはハイブリッド１０５、整
合平衡インピーダンス１０７および双方向伝送経路１０
６が含まれる。ハイブリッド１０５への入力信号はリー
ド線１０４から双方向経路１０６を通じて近端聴話者に
供給される。しかし、通常、平衡インピーダンス１０７
が双方向経路１０６のインピーダンスと正確に整合して
いないために発生するハイブリッド１０５でのインピー
ダンス不整合のため、ハイブリッド入力信号の一部が出
力リード線１０８に現れ、エコー信号として遠端信号源
に反射される。
を介し、おそらく何らかの変換回路、例えば、デジタル
−アナログ変換器（図示せず）を通じて任意システム１
０２の第１入力にも供給される。エコー消去器適用業務
では、任意システム１０２にはハイブリッド１０５、整
合平衡インピーダンス１０７および双方向伝送経路１０
６が含まれる。ハイブリッド１０５への入力信号はリー
ド線１０４から双方向経路１０６を通じて近端聴話者に
供給される。しかし、通常、平衡インピーダンス１０７
が双方向経路１０６のインピーダンスと正確に整合して
いないために発生するハイブリッド１０５でのインピー
ダンス不整合のため、ハイブリッド入力信号の一部が出
力リード線１０８に現れ、エコー信号として遠端信号源
に反射される。
【００３０】推定器１０１は、適応フィルタ１００が任
意システムの特性に収束するまで任意システム１０２の
ものとは異なったシステム出力信号を発生する。従っ
て、任意システム１０２の出力は、これまで説明したエ
コー消去器適用業務で遭遇することの多いエコー信号と
同等である。
意システムの特性に収束するまで任意システム１０２の
ものとは異なったシステム出力信号を発生する。従っ
て、任意システム１０２の出力は、これまで説明したエ
コー消去器適用業務で遭遇することの多いエコー信号と
同等である。
【００３１】任意システム１０２の出力信号はリード線
１０８を通じてフィルタ１００の別の入力に供給され、
内部で結合ネットワーク１０９の第１入力に供給され
る。リード線１０８にはやはり変換装置、例えば、アナ
ログ−デジタル変換器（図示せず）が含まれる。結合ネ
ットワーク１０９への第２入力は推定器１０１によって
生成する任意システム出力信号の信号推定値である。任
意システム出力推定値はリード線１１０を介して結合ネ
ットワーク１０９の第２入力に供給される。結合ネット
ワーク１０９は、推定器１０１からの任意システム出力
推定値と任意システム１０２からの出力との代数差に対
応する誤り信号ｅ（ｋ）を生成する。誤り信号ｅ（ｋ）
は第２伝送経路、例えば、リード線１１１を通じて遠端
信号源と推定器１０１に供給される。
１０８を通じてフィルタ１００の別の入力に供給され、
内部で結合ネットワーク１０９の第１入力に供給され
る。リード線１０８にはやはり変換装置、例えば、アナ
ログ−デジタル変換器（図示せず）が含まれる。結合ネ
ットワーク１０９への第２入力は推定器１０１によって
生成する任意システム出力信号の信号推定値である。任
意システム出力推定値はリード線１１０を介して結合ネ
ットワーク１０９の第２入力に供給される。結合ネット
ワーク１０９は、推定器１０１からの任意システム出力
推定値と任意システム１０２からの出力との代数差に対
応する誤り信号ｅ（ｋ）を生成する。誤り信号ｅ（ｋ）
は第２伝送経路、例えば、リード線１１１を通じて遠端
信号源と推定器１０１に供給される。
【００３２】推定器１０１には、遅延ユニット１４５−
１乃至１４５−（Ｎ−１）から構成されるいわゆるタッ
プ付き遅延線が含まれ、一般的な間隔に対応するタップ
で望ましい遅延を実現する。従って、入力遠端信号ｘ
（ｋ）の遅延された複製ｘ（ｋ−１）乃至ｘ（ｋ−Ｎ＋
１）が対応するタップに生成される。各タップ位置の信
号は誤り信号ｅ（ｋ）に応答して調節される。より詳細
には、信号ｘ（ｋ）乃至ｘ（ｋ−Ｎ＋１）は、それぞれ
調節ネットワーク１４０−０乃至１４０−（Ｎ−１）の
対応する１つを介し、ｘ（ｋ）に応答して個別に重み付
けされる。
１乃至１４５−（Ｎ−１）から構成されるいわゆるタッ
プ付き遅延線が含まれ、一般的な間隔に対応するタップ
で望ましい遅延を実現する。従って、入力遠端信号ｘ
（ｋ）の遅延された複製ｘ（ｋ−１）乃至ｘ（ｋ−Ｎ＋
１）が対応するタップに生成される。各タップ位置の信
号は誤り信号ｅ（ｋ）に応答して調節される。より詳細
には、信号ｘ（ｋ）乃至ｘ（ｋ−Ｎ＋１）は、それぞれ
調節ネットワーク１４０−０乃至１４０−（Ｎ−１）の
対応する１つを介し、ｘ（ｋ）に応答して個別に重み付
けされる。
【００３３】
【外４】
【００３４】信号Ｌ∞’は、各調節ネットワーク１４０
−０乃至１４０−（Ｎ−１）からのタップ出力ｈ
n（ｋ）から生成される。すなわち、それぞれ調節ネッ
トワーク１４０−０乃至１４０−（Ｎ−１）によって生
成されるタップ出力ｈ0（ｋ）乃至ｈN-1（ｋ）はそれぞ
れの整流器１２４−０乃至１２４−（Ｎ−１）によって
整流され、各出力は最大エレメント１２５に適用され、
出力として信号Ｌ∞（ｋ）を生成する。その後、信号Ｌ
∞（ｋ）はδ信号１２７と共に最大エレメント１２６に
適用され、出力として信号Ｌ∞を生成する。信号ｇ
（ｋ）は、それぞれ調節ネットワーク１４０−０乃至１
４０−（Ｎ−１）によって生成される利得ｇ0（ｋ）乃
至ｇN-1（ｋ）の平均である。すなわち、利得信号ｇ
0（ｋ）乃至ｇN-1（ｋ）は加算ネットワーク１２２に集
合的に適用された後、スケーラ１２３によって基準化さ
れる。
−０乃至１４０−（Ｎ−１）からのタップ出力ｈ
n（ｋ）から生成される。すなわち、それぞれ調節ネッ
トワーク１４０−０乃至１４０−（Ｎ−１）によって生
成されるタップ出力ｈ0（ｋ）乃至ｈN-1（ｋ）はそれぞ
れの整流器１２４−０乃至１２４−（Ｎ−１）によって
整流され、各出力は最大エレメント１２５に適用され、
出力として信号Ｌ∞（ｋ）を生成する。その後、信号Ｌ
∞（ｋ）はδ信号１２７と共に最大エレメント１２６に
適用され、出力として信号Ｌ∞を生成する。信号ｇ
（ｋ）は、それぞれ調節ネットワーク１４０−０乃至１
４０−（Ｎ−１）によって生成される利得ｇ0（ｋ）乃
至ｇN-1（ｋ）の平均である。すなわち、利得信号ｇ
0（ｋ）乃至ｇN-1（ｋ）は加算ネットワーク１２２に集
合的に適用された後、スケーラ１２３によって基準化さ
れる。
【００３５】図２から容易に理解されるように、重み付
け複製、すなわち調節ネットワーク１４０−０乃至１４
０−（Ｎ−１）によって生成されるｘ（ｋ）の振幅係数
信号は加算ネットワーク１２８によって合計され、任意
システム１０２の出力に近似する任意システム出力また
はエコー推定値信号を生成する。任意システム出力推定
値はその後リード線１１０を介して結合ネットワーク１
０９の第２入力に供給される。
け複製、すなわち調節ネットワーク１４０−０乃至１４
０−（Ｎ−１）によって生成されるｘ（ｋ）の振幅係数
信号は加算ネットワーク１２８によって合計され、任意
システム１０２の出力に近似する任意システム出力また
はエコー推定値信号を生成する。任意システム出力推定
値はその後リード線１１０を介して結合ネットワーク１
０９の第２入力に供給される。
【００３６】当業技術分野に熟練した者は、安定したシ
ステムを生じるために、個々のループ利得を適切に調節
することが重要であることを認識するだろう。これは、
ループ利得を入力信号ｘ（ｋ）の所定の特性の推定値で
割り算することによるループ利得の正規化によって実現
される。このループ利得正規化を組み込んだ本発明の好
適実施形態が、図３で単純化されたブロック図で示され
る。
ステムを生じるために、個々のループ利得を適切に調節
することが重要であることを認識するだろう。これは、
ループ利得を入力信号ｘ（ｋ）の所定の特性の推定値で
割り算することによるループ利得の正規化によって実現
される。このループ利得正規化を組み込んだ本発明の好
適実施形態が、図３で単純化されたブロック図で示され
る。
【００３７】図３に示すように、入力信号電力Ｐ（ｘ）
の推定値が正規化制御信号として利用され、電力推定器
１２９によって生成される。電力推定器１２９によって
生成された正規化制御信号は、各調節ネットワーク１４
０−０乃至１４０−（Ｎ−１）のディバイダ１３０に供
給される。この正規化は新しいものではなく、D.L.Dutt
weilerの論文、「１２チャネル・デジタル・エコー消去
器（A Twelve-channelDigital Echo Canceler)」（米国
電気電子通信学会通信会報（IEEE Transactions on Com
munications）、ＣＯＭ−２６、第５号、1978年５月、
第６４７頁乃至第６５３頁）で論じられている。
の推定値が正規化制御信号として利用され、電力推定器
１２９によって生成される。電力推定器１２９によって
生成された正規化制御信号は、各調節ネットワーク１４
０−０乃至１４０−（Ｎ−１）のディバイダ１３０に供
給される。この正規化は新しいものではなく、D.L.Dutt
weilerの論文、「１２チャネル・デジタル・エコー消去
器（A Twelve-channelDigital Echo Canceler)」（米国
電気電子通信学会通信会報（IEEE Transactions on Com
munications）、ＣＯＭ−２６、第５号、1978年５月、
第６４７頁乃至第６５３頁）で論じられている。
【００３８】図４は、単純化されたブロック図で、本発
明によって利用される電力推定器の１つの実施形態を示
す。すなわち、図４に示すように、受信された信号ｘ0
（ｋ）乃至ｘN-1（ｋ）はそれぞれ平方器４０１−０乃
至４０１−（Ｎ−１）に供給され、その出力が加算ネッ
トワーク４０２によって合計される。この合計の平均が
平均器４０３によって生成されるが、その出力が電力推
定値Ｐ（ｘ）である。
明によって利用される電力推定器の１つの実施形態を示
す。すなわち、図４に示すように、受信された信号ｘ0
（ｋ）乃至ｘN-1（ｋ）はそれぞれ平方器４０１−０乃
至４０１−（Ｎ−１）に供給され、その出力が加算ネッ
トワーク４０２によって合計される。この合計の平均が
平均器４０３によって生成されるが、その出力が電力推
定値Ｐ（ｘ）である。
【００３９】本発明は、好ましい実施例の場合で詳細に
示され説明されたが、当業技術分野に熟練した者には、
添付の請求項の範囲によってのみ制限される本発明の広
範な原理と精神から逸脱することなく変形や修正が可能
であることが明らかであろう。
示され説明されたが、当業技術分野に熟練した者には、
添付の請求項の範囲によってのみ制限される本発明の広
範な原理と精神から逸脱することなく変形や修正が可能
であることが明らかであろう。
【図１】適応フィルタ（エコー消去器）の配置およびキ
ー信号を単純化したブロック図で示す。
ー信号を単純化したブロック図で示す。
【図２】本発明の実施例を含む適応フィルタを単純化し
たブロック図で示す。
たブロック図で示す。
【図３】本発明の代替の実施例を含む適応フィルタを単
純化したブロック図で示す。
純化したブロック図で示す。
【図４】本発明の好ましい実施例で使用される電力推定
器を単純化したブロック図で示す。
器を単純化したブロック図で示す。
Claims (21)
- 【請求項１】 比例正規化最小二乗平均（ＰＮＬＭＳ）
適応法を特徴とする記述された種類の適応フィルタ。 - 【請求項２】 請求項１に記載の適応フィルタにおい
て、該ＰＮＬＭＳ適応法が適切な単調増大関数によって
進行することを特徴とする適応フィルタ。 - 【請求項３】 個々のタップ利得が必ずしも等しくな
く、該タップ利得の平均が実質上一定になるように、複
数のタップ利得分配器を個々に調節する比例正規化最小
二乗平均（ＰＮＬＭＳ）適応法を特徴とする記述された
種類の適応フィルタ。 - 【請求項４】 請求項３に記載の適応フィルタにおい
て、該ＰＮＬＭＳ適応法が適切な単調増大関数によって
進行する適応フィルタ。 - 【請求項５】 請求項３に記載の適応フィルタにおい
て、特定のタップの該個々の利得分配器が、 ｜ｈn（ｋ）｜ （但し、ｈn（ｋ）は該タップで生成される信号）とい
う関係によって調節されることを特徴とする適応フィル
タ。 - 【請求項６】 請求項３に記載の適応フィルタにおい
て、特定のタップの該個々の利得分配器が、 ｆ（｜ｈn（ｋ）｜） （但し、ｈn（ｋ）は該タップで生成される信号であ
り、ｆ（．）は増大単調関数である）という関係によっ
て調節されることを特徴とする適応フィルタ。 - 【請求項７】 入経路と出経路を有するシステムの近似
を合成する適応フィルタにおいて、該適応フィルタが、 該入経路に接続された調節可能信号処理手段と、 該出経路に接続された該出経路の信号を該信号処理手段
から供給された信号と代数的に結合する手段と、 該結合された信号に応答して、該信号処理手段を調節す
る手段とを含み、 該信号処理手段が、 複数の振幅係数信号を生成する手段と、 該振幅係数信号の各々に関連するタップ利得を分配する
手段と、 個々のタップ利得が必ずしも互いに等しくなく、該個々
のタップ利得の平均が実質上一定であるような方法で、
適用される信号に応答して、該複数の振幅係数信号の各
々と関連する該タップ利得分配器手段を個別に調節する
手段とを含む適応フィルタ。 - 【請求項８】 入経路と出経路を有するシステムの近似
を合成する適応フィルタにおいて、該適応フィルタが、 該出経路に接続された調節可能信号処理手段と、 該出経路に接続された、該出経路の信号を該信号処理手
段から供給された信号と代数的に結合する手段と、 該結合された信号に応答して、該信号処理手段を調節す
る手段とを含み、 該信号処理手段が、 望ましい間隔のタップの付いた遅延線と、 個々のタップ利得が必ずしも互いに等しくなく、該個々
のタップ利得の平均が実質上一定であるような方法で、
適用される信号に応答して、該タップの各々と関連する
タップ利得分配器を個別に調節する手段とを含む適応フ
ィルタ。 - 【請求項９】 請求項８に記載の適応フィルタにおい
て、該個別調節手段がさらに、 該調節されたタップ利得が所定のしきい値より小さい場
合該タップの各々について最小タップ利得ρを生成する
手段からなることを特徴とする適応フィルタ。 - 【請求項１０】 請求項８に記載の適応フィルタにおい
て、該個別調節手段が適切な単調増大関数によって該個
別タップ利得を調節することを特徴とする適応フィル
タ。 - 【請求項１１】 請求項９に記載の適応フィルタにおい
て、前期最小の調節されたタップ利得ρが０．００１〜
１．０の範囲の数値を有することを特徴とする適応フィ
ルタ。 - 【請求項１２】 請求項８に記載の適応フィルタにおい
て、該個別調節手段が、 ｜ｈn（ｋ）｜ （但し、ｈn（ｋ）はタップで生成された信号）という
関係によって特定のタップの該個別タップ利得分配器を
調節することを特徴とする適応フィルタ。 - 【請求項１３】 請求項８に記載の適応フィルタにおい
て、該個別調節手段が、 ｆ（｜ｈn（ｋ）｜） （但し、ｈn（ｋ）はタップで生成された信号であり、
ｆ（．）は増大単調関数である）という関係によって特
定のタップの該個別タップ利得分配器を調節することを
特徴とする適応フィルタ。 - 【請求項１４】 請求項８に記載の適応フィルタにおい
て、該遅延線がナイキスト間隔でタップを付けられてい
ることを特徴とする適応フィルタ。 - 【請求項１５】 請求項８に記載の適応フィルタにおい
て、さらに、 正規化信号に応答して該タップの各々に関連する利得を
個別に正規化する手段からなることを特徴とする適応フ
ィルタ。 - 【請求項１６】 請求項１５に記載の適応フィルタにお
いて、該正規化手段がさらに、 適用される信号の所定の特性によって該正規化信号を生
成する手段からなることを特徴とする適応フィルタ。 - 【請求項１７】 請求項１６に記載の適応フィルタにお
いて、該適用される信号の該所定の特性が該適用される
信号の電力推定値であることを特徴とする適応フィル
タ。 - 【請求項１８】 入経路と出経路によって通信システム
に接続された任意システムの近似を合成する適応フィル
タであって、該適応フィルタが、 該入経路に接続された調節可能信号プロセッサと、 該出経路に接続された、該出経路の信号を該信号プロセ
ッサから供給された信号と代数的に結合する結合ネット
ワークと、 該結合された信号に応答して、該信号プロセッサを調節
する調節ネットワークとを含み、 該信号プロセッサが、 望ましい間隔でタップを付けられた遅延線と、 該個別タップ利得が必ずしも互いに等しくなく、該個別
タップ利得が実質上一定であるような方法で、適用され
る信号に応答して、該タップの各々と関連するタップ利
得分配器を個別に調節する手段とを含むことを特徴とす
る適応フィルタ。 - 【請求項１９】 比例正規化最小二乗平均（ＰＮＬＭ
Ｓ）適応法を特徴とする任意システムの近似を合成する
ことを特徴とする適応方法。 - 【請求項２０】 比例正規化最小二乗平均（ＰＮＬＭ
Ｓ）適応法を特徴とする任意システムの近似を合成する
適応方法であって、該適応方法が、 個々のタップ利得が必ずしも互いに等しくなく、該タッ
プ利得の平均が実質上一定であるように、複数のタップ
利得分配器を個別に調節するステップを含むことを特徴
とする適応方法。 - 【請求項２１】 請求項１９に記載の適応方法におい
て、該方法はさらに、適切な単調増大関数によってタッ
プ利得をさらに調節するステップを含む適応方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/953120 | 1997-10-17 | ||
| US08/953,120 US5951626A (en) | 1997-10-17 | 1997-10-17 | Adaptive filter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11220360A true JPH11220360A (ja) | 1999-08-10 |
| JP3877882B2 JP3877882B2 (ja) | 2007-02-07 |
Family
ID=25493595
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29631398A Expired - Fee Related JP3877882B2 (ja) | 1997-10-17 | 1998-10-19 | 適応フィルタ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5951626A (ja) |
| EP (1) | EP0910166B1 (ja) |
| JP (1) | JP3877882B2 (ja) |
| DE (1) | DE69801083T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010152021A (ja) * | 2008-12-25 | 2010-07-08 | Nec Corp | 信号処理方法、信号処理装置、並びに信号処理プログラム |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3185709B2 (ja) * | 1997-05-19 | 2001-07-11 | 日本電気株式会社 | アダプティブフィルタおよびその適応化方法 |
| US7072465B1 (en) * | 1999-01-06 | 2006-07-04 | Agere Systems, Inc. | Adaptive filter for network echo cancellation |
| US6744886B1 (en) * | 1999-01-06 | 2004-06-01 | Lucent Technologies Inc. | Adaptive filter utilizing proportional affine projection algorithm |
| US6707912B2 (en) * | 1999-03-11 | 2004-03-16 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for setting a step size for an adaptive filter coefficient of an echo canceller |
| JP3576430B2 (ja) * | 1999-09-01 | 2004-10-13 | 沖電気工業株式会社 | 自動利得制御器 |
| US6792106B1 (en) * | 1999-09-17 | 2004-09-14 | Agere Systems Inc. | Echo canceller and method of echo cancellation using an NLMS algorithm |
| US6751314B1 (en) * | 1999-11-02 | 2004-06-15 | Agere Systems, Inc. | Dynamic allocation of resources for echo cancellation |
| US7689637B1 (en) | 2000-05-04 | 2010-03-30 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Adaptive filtering method and related device |
| US6611594B1 (en) * | 2000-10-25 | 2003-08-26 | Agere Systems, Inc. | Robust signed regressor PNLMS method and apparatus for network echo cancellation |
| US6526141B2 (en) | 2000-12-05 | 2003-02-25 | Agere Systems, Inc. | Method and apparatus for network echo cancellation using a proportionate normalized least mean squares algorithm |
| US7433908B2 (en) * | 2002-07-16 | 2008-10-07 | Tellabs Operations, Inc. | Selective-partial-update proportionate normalized least-mean-square adaptive filtering for network echo cancellation |
| US20040252652A1 (en) * | 2003-06-10 | 2004-12-16 | Alexander Berestesky | Cross correlation, bulk delay estimation, and echo cancellation |
| CN1849234B (zh) * | 2003-07-03 | 2011-07-27 | 沙普公司 | 结合有热成形能量吸收体的保险杠装置 |
| US7163243B2 (en) * | 2004-12-13 | 2007-01-16 | Netshape International, Llc | Bumper for pedestrian impact having thermoformed energy absorber |
| US8300802B2 (en) | 2007-08-31 | 2012-10-30 | Freescale Semiconductor, Inc. | Adaptive filter for use in echo reduction |
| US8509450B2 (en) * | 2010-08-23 | 2013-08-13 | Cambridge Silicon Radio Limited | Dynamic audibility enhancement |
| CN105144594B (zh) | 2013-05-14 | 2017-05-17 | 三菱电机株式会社 | 回声消除装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL7905577A (nl) * | 1979-07-18 | 1981-01-20 | Philips Nv | Inrichting met een niet-recursieffilter. |
| US4491701A (en) * | 1981-03-05 | 1985-01-01 | At&T Bell Laboratories | Adaptive filter including a far end energy discriminator |
| US5615233A (en) * | 1992-07-22 | 1997-03-25 | Motorola, Inc. | Method for channel estimation using individual adaptation |
| JP2685031B2 (ja) * | 1995-06-30 | 1997-12-03 | 日本電気株式会社 | 雑音消去方法及び雑音消去装置 |
| US5805480A (en) * | 1997-07-03 | 1998-09-08 | National Semiconductor Corporation | Rotationally predictive adaptive filter |
-
1997
- 1997-10-17 US US08/953,120 patent/US5951626A/en not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-10-13 EP EP98308312A patent/EP0910166B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-10-13 DE DE69801083T patent/DE69801083T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-10-19 JP JP29631398A patent/JP3877882B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010152021A (ja) * | 2008-12-25 | 2010-07-08 | Nec Corp | 信号処理方法、信号処理装置、並びに信号処理プログラム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69801083T2 (de) | 2002-03-21 |
| JP3877882B2 (ja) | 2007-02-07 |
| US5951626A (en) | 1999-09-14 |
| EP0910166B1 (en) | 2001-07-11 |
| EP0910166A2 (en) | 1999-04-21 |
| DE69801083D1 (de) | 2001-08-16 |
| EP0910166A3 (en) | 1999-05-19 |
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