JPH0480569B2 - - Google Patents
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- JPH0480569B2 JPH0480569B2 JP57501019A JP50101982A JPH0480569B2 JP H0480569 B2 JPH0480569 B2 JP H0480569B2 JP 57501019 A JP57501019 A JP 57501019A JP 50101982 A JP50101982 A JP 50101982A JP H0480569 B2 JPH0480569 B2 JP H0480569B2
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- Japan
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- signal
- echo
- emp
- energy
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
請求の範囲
1 所与の伝送路を入力信号が伝送された結果と
しての基準信号を適応的に疑似する推定値を入力
信号から生成する適応フイルタであつて、 該入力信号に応答して、その伝達関数特性に従
つて形成される基準信号の推定値を発生する信号
処理回路(例えば101)および該基準信号の推
定値と該基準信号との間の差に基づく誤差信号を
発生する回路(例えば110)とからなり、 該信号処理回路の伝達関数特性は該誤差信号に
よつて調整されて、該基準信号の推定値が該基準
信号を疑似するようにしている適応フイルタにお
いて、 該入力信号に応答して、該入力信号のエネルギ
ー分布が周波数帯域の一部、もしくは幾つかの部
分に局在しているかどうかを検出し、そして局在
化していることを検出したときには、該誤差信号
による該信号処理回路の伝達関数の調整を禁止す
る手段を含むことを特徴とする適応フイルタ。
しての基準信号を適応的に疑似する推定値を入力
信号から生成する適応フイルタであつて、 該入力信号に応答して、その伝達関数特性に従
つて形成される基準信号の推定値を発生する信号
処理回路(例えば101)および該基準信号の推
定値と該基準信号との間の差に基づく誤差信号を
発生する回路(例えば110)とからなり、 該信号処理回路の伝達関数特性は該誤差信号に
よつて調整されて、該基準信号の推定値が該基準
信号を疑似するようにしている適応フイルタにお
いて、 該入力信号に応答して、該入力信号のエネルギ
ー分布が周波数帯域の一部、もしくは幾つかの部
分に局在しているかどうかを検出し、そして局在
化していることを検出したときには、該誤差信号
による該信号処理回路の伝達関数の調整を禁止す
る手段を含むことを特徴とする適応フイルタ。
2 請求の範囲第1項に記載の適応フイルタにお
いて、該検出手段は入力信号の第1の所定の特性
の値と入力信号の第2の所定の特性の値とを比較
し、 該第1と第2の所定の特性の値との間に一定の
関係が存在するとき、該伝達関数の調整を禁止す
るための制御信号を発生している比較器を含むこ
とを特徴とする適応フイルタ。
いて、該検出手段は入力信号の第1の所定の特性
の値と入力信号の第2の所定の特性の値とを比較
し、 該第1と第2の所定の特性の値との間に一定の
関係が存在するとき、該伝達関数の調整を禁止す
るための制御信号を発生している比較器を含むこ
とを特徴とする適応フイルタ。
3 請求の範囲第2項に記載の適応フイルタにお
いて、 該第1と第2の値とがそれぞれ入力信号の周波
数成分の最大と最小値であることを特徴とする適
応フイルタ。
いて、 該第1と第2の値とがそれぞれ入力信号の周波
数成分の最大と最小値であることを特徴とする適
応フイルタ。
明細書
本発明は所望の出力信号を発生するために所定
の条件に従う伝達関数特性を発生するための入力
信号を供給されるのに適した信号処理回路と、処
理手段の調整を制御するために誤差信号を発する
ための組合せ回路とを含み、信号処理回路は誤差
信号に応動して条件に従つて伝達関数を更新する
ような適応型フイルタに関する。
の条件に従う伝達関数特性を発生するための入力
信号を供給されるのに適した信号処理回路と、処
理手段の調整を制御するために誤差信号を発する
ための組合せ回路とを含み、信号処理回路は誤差
信号に応動して条件に従つて伝達関数を更新する
ような適応型フイルタに関する。
発明の背景
適応型フイルタは所望の出力信号を発生するた
めに所定の条件に従つて、それに供給される信号
に作用する。典型的にはフイルタは誤差信号に応
動して伝達関数特性を更新することを含むアルゴ
リズムに従つて伝達関数(インパルス応答特性)
を発生する。このようにして、フイルタの特性は
最適化されて所望の結果を生ずることになる。し
かし供給される信号にある種のエネルギーが含ま
れているときには、適応フイルタは最適フイルタ
とはずれて来る傾向があることがわかつている。
詳しく述べれば、例えば、供給される信号が例え
ば単一周波トーン、多周波トーンなどのように問
題となる周波数帯域の一部にそのエネルギーが局
在化してしまつているすなわち部分帯域エネルギ
ーを有しているときには、伝達関数特性がずれて
ゆき、フイルタに望ましくない条件を生ずる。デ
イジタル適応フイルタにおいては、部分帯域エネ
ルギーが受信されたときに伝達関数(インパルス
応答)が決定され、インパルス応答特性の表示を
記憶するレジスタは、オーバフローして、フイル
タがリセツトされ、適応プロセスがくりかえして
行なわれるような傾向がある。このような状態は
望ましくなく、避けるべきである。
めに所定の条件に従つて、それに供給される信号
に作用する。典型的にはフイルタは誤差信号に応
動して伝達関数特性を更新することを含むアルゴ
リズムに従つて伝達関数(インパルス応答特性)
を発生する。このようにして、フイルタの特性は
最適化されて所望の結果を生ずることになる。し
かし供給される信号にある種のエネルギーが含ま
れているときには、適応フイルタは最適フイルタ
とはずれて来る傾向があることがわかつている。
詳しく述べれば、例えば、供給される信号が例え
ば単一周波トーン、多周波トーンなどのように問
題となる周波数帯域の一部にそのエネルギーが局
在化してしまつているすなわち部分帯域エネルギ
ーを有しているときには、伝達関数特性がずれて
ゆき、フイルタに望ましくない条件を生ずる。デ
イジタル適応フイルタにおいては、部分帯域エネ
ルギーが受信されたときに伝達関数(インパルス
応答)が決定され、インパルス応答特性の表示を
記憶するレジスタは、オーバフローして、フイル
タがリセツトされ、適応プロセスがくりかえして
行なわれるような傾向がある。このような状態は
望ましくなく、避けるべきである。
エコーキヤンセラにおいては、適応フイルタは
エコー路の推定値を発生するのに使用され、これ
は誤差信号に応動して更新される。通常エコーは
通信システムにおける4線−2線接続点の結合の
不完全によつて生ずる。2線式設備のインピーダ
ンス整合の不完全によつて典型的に生ずるエコー
によつて、入来信号が出力路を通して入来信号源
に部分的に反射されることになる。
エコー路の推定値を発生するのに使用され、これ
は誤差信号に応動して更新される。通常エコーは
通信システムにおける4線−2線接続点の結合の
不完全によつて生ずる。2線式設備のインピーダ
ンス整合の不完全によつて典型的に生ずるエコー
によつて、入来信号が出力路を通して入来信号源
に部分的に反射されることになる。
適応フイルタの伝達関数(インパルス応答)特
性を調整して反射された信号、すなわちエコーの
推定値を発生し、これを出力信号から減算するこ
とによつて、エコーを軽減するために自己適応型
エコーキヤンセラが用いられる。フイルタのイン
パルス応答特性、従つてエコーの推定値は出信号
に応動して更新され、相殺されるべきエコーをよ
り高精度に近似することになる。従来は近端の音
声信号が伝送されているとき、あるいは遠端から
大きなエネルギーが受信されていないときには、
エコーの推定値の更新は禁止される。しかし、何
かの意味のある遠方からのエネルギーが受信され
たときには、これが音声でも、雑音でも、単一周
波トーンでも、多周波トーンでもあるいは他のも
のであつてもエコーの推定値の更新が許されるこ
とになる。
性を調整して反射された信号、すなわちエコーの
推定値を発生し、これを出力信号から減算するこ
とによつて、エコーを軽減するために自己適応型
エコーキヤンセラが用いられる。フイルタのイン
パルス応答特性、従つてエコーの推定値は出信号
に応動して更新され、相殺されるべきエコーをよ
り高精度に近似することになる。従来は近端の音
声信号が伝送されているとき、あるいは遠端から
大きなエネルギーが受信されていないときには、
エコーの推定値の更新は禁止される。しかし、何
かの意味のある遠方からのエネルギーが受信され
たときには、これが音声でも、雑音でも、単一周
波トーンでも、多周波トーンでもあるいは他のも
のであつてもエコーの推定値の更新が許されるこ
とになる。
受信された遠端からの信号が部分帯域エネルギ
ーを含む期間で、キヤンセラがエコーの推定値を
更新することを許すと、キヤンセラを含む通信回
路に望ましくない条件を生ずることがわかつた。
詳しく述べれば、キヤンセラは自己適応プロセツ
サ、すなわち、適応フイルタを含み、これはエコ
ーを最も良く近似するエコー路の推定値を発生す
るように多数のインパルス応答特性に適応できる
ようになつている。部分帯域エネルギーが受信さ
れているときに処理装置が伝達関数を調整するこ
とを許した場合の問題は、先の発散の他に、到達
したインパルス応答特性は部分帯域エネルギーの
周波数成分に対しては最適化されていても、例え
ば音声帯域のような問題となる残りの周波数成分
に対しては最適でないかもしれないということが
ある。実際に、部分帯域エネルギーの周波数以外
の周波数に調整されたインパルス応答は、例えば
音声やガウス性雑音のように全帯域信号について
調整したときに得られる最適調整値とは大幅に異
ることになる。従つて、部分帯域エネルギー以外
の周波数における通信回線では、低反射損の経路
が生ずる。この低反射損の経路によつて、通信回
路に発振が生ずることもある。このような発振は
非常に望ましくないことで、防がなければならな
い。
ーを含む期間で、キヤンセラがエコーの推定値を
更新することを許すと、キヤンセラを含む通信回
路に望ましくない条件を生ずることがわかつた。
詳しく述べれば、キヤンセラは自己適応プロセツ
サ、すなわち、適応フイルタを含み、これはエコ
ーを最も良く近似するエコー路の推定値を発生す
るように多数のインパルス応答特性に適応できる
ようになつている。部分帯域エネルギーが受信さ
れているときに処理装置が伝達関数を調整するこ
とを許した場合の問題は、先の発散の他に、到達
したインパルス応答特性は部分帯域エネルギーの
周波数成分に対しては最適化されていても、例え
ば音声帯域のような問題となる残りの周波数成分
に対しては最適でないかもしれないということが
ある。実際に、部分帯域エネルギーの周波数以外
の周波数に調整されたインパルス応答は、例えば
音声やガウス性雑音のように全帯域信号について
調整したときに得られる最適調整値とは大幅に異
ることになる。従つて、部分帯域エネルギー以外
の周波数における通信回線では、低反射損の経路
が生ずる。この低反射損の経路によつて、通信回
路に発振が生ずることもある。このような発振は
非常に望ましくないことで、防がなければならな
い。
発明の要約
遠端の部分帯域エネルギーが入力されている間
にフイルタの伝達関数特性を調整することによつ
て生ずる問題、即ちエコーキヤンセラにおけるフ
イルタの伝達関数特性の発散の問題、低反射損の
問題及び適応フイルタに関する他の問題は、本発
明に従つて、さらに入力信号に応動して部分帯域
エネルギーを検出し、入力信号に部分帯域エネル
ギーが検出されている時間の間は伝達関数の更新
を禁止する制御信号の第1の状態を発生する回路
と、入力信号に応動して問題の周波数帯域にわた
つてそのエネルギーが均等に分布しているところ
の全帯域エネルギーを検出し、入力信号に全帯域
エネルギーが検出されている間は伝達関数特性の
更新を許す制御信号の第2の状態を発生する回路
とを含む適応フイルタによつて解決される。
にフイルタの伝達関数特性を調整することによつ
て生ずる問題、即ちエコーキヤンセラにおけるフ
イルタの伝達関数特性の発散の問題、低反射損の
問題及び適応フイルタに関する他の問題は、本発
明に従つて、さらに入力信号に応動して部分帯域
エネルギーを検出し、入力信号に部分帯域エネル
ギーが検出されている時間の間は伝達関数の更新
を禁止する制御信号の第1の状態を発生する回路
と、入力信号に応動して問題の周波数帯域にわた
つてそのエネルギーが均等に分布しているところ
の全帯域エネルギーを検出し、入力信号に全帯域
エネルギーが検出されている間は伝達関数特性の
更新を許す制御信号の第2の状態を発生する回路
とを含む適応フイルタによつて解決される。
本発明は以下の添付の図面を参照した一実施例
の詳細な説明によつて完全に理解されるものであ
る。第1図は本発明の一実施例を含むエコーキヤ
ンセラの簡単化されたブロツク図;第2図は第1
図に用いられるエネルギー弁別器の簡単化された
詳細図;第3図は第2図の弁別器に用いられる最
大値検出器の詳細図;第4図は第2図の弁別器と
第3図の最大値検出器の動作を記述するのに有用
なタイミング信号の系列である。
の詳細な説明によつて完全に理解されるものであ
る。第1図は本発明の一実施例を含むエコーキヤ
ンセラの簡単化されたブロツク図;第2図は第1
図に用いられるエネルギー弁別器の簡単化された
詳細図;第3図は第2図の弁別器に用いられる最
大値検出器の詳細図;第4図は第2図の弁別器と
第3図の最大値検出器の動作を記述するのに有用
なタイミング信号の系列である。
詳細な説明
本発明の一実施例を含むエコーキヤンセラ10
0が簡単化されたブロツク図の形態で第1図に示
されている。しかしアイイーイーイースペクトル
(IEEE Spectrum)1980年10月号頁34−37の「ベ
ルのエコーキラーチツプ」(“Bell′s Echo−
Killer Chip”)と題する論弁および米国特許
3499999ならびに3500000に示された従来技術のエ
コーキヤンセラとは異り、キヤンセラ100は第1
の伝送路を通して受信された遠端の信号がいわゆ
る部分帯域エネルギーだけを含む信号である場合
には本発明の特徴に従つて、エコー信号の推定値
を発生する適応フイルタの更新を停止するための
エネルギー弁別器103を含んでいる。換言すれ
ば、適応フイルタ、従つてエコー信号の推定値は
遠端の信号が意味のある全帯域エネルギーを含む
ときだけに更新される。一般に本発明の一実施例
において、受信信号X(K)の第1および第2の所定
の特性、例えば問題となる周波数帯域の周波数成
分の最大振幅と最小振幅が比較されて遠端の信号
が部分帯域のエネルギーのものであるかどうかが
判定される。もしそうであれば、適応フイルタの
伝達関数すなわちエコー信号の推定値の更新ある
いは適応は禁止される。これによつて、エコーキ
ヤンセラの適応フイルタの伝達関数を部分帯域信
号に適応させることで問題となる例えば、音声周
波数帯域内の周波数成分の反射損が小さくなるこ
とが防止される。従つて、伝送ネツトワークで生
ずる可能性のある望ましくない発振その他の問題
が防止される。
0が簡単化されたブロツク図の形態で第1図に示
されている。しかしアイイーイーイースペクトル
(IEEE Spectrum)1980年10月号頁34−37の「ベ
ルのエコーキラーチツプ」(“Bell′s Echo−
Killer Chip”)と題する論弁および米国特許
3499999ならびに3500000に示された従来技術のエ
コーキヤンセラとは異り、キヤンセラ100は第1
の伝送路を通して受信された遠端の信号がいわゆ
る部分帯域エネルギーだけを含む信号である場合
には本発明の特徴に従つて、エコー信号の推定値
を発生する適応フイルタの更新を停止するための
エネルギー弁別器103を含んでいる。換言すれ
ば、適応フイルタ、従つてエコー信号の推定値は
遠端の信号が意味のある全帯域エネルギーを含む
ときだけに更新される。一般に本発明の一実施例
において、受信信号X(K)の第1および第2の所定
の特性、例えば問題となる周波数帯域の周波数成
分の最大振幅と最小振幅が比較されて遠端の信号
が部分帯域のエネルギーのものであるかどうかが
判定される。もしそうであれば、適応フイルタの
伝達関数すなわちエコー信号の推定値の更新ある
いは適応は禁止される。これによつて、エコーキ
ヤンセラの適応フイルタの伝達関数を部分帯域信
号に適応させることで問題となる例えば、音声周
波数帯域内の周波数成分の反射損が小さくなるこ
とが防止される。従つて、伝送ネツトワークで生
ずる可能性のある望ましくない発振その他の問題
が防止される。
簡単に述べるならば、キヤンセラ100は適応
的な信号処理装置、すなわち、出側の信号路の信
号の変化を自動的に追尾する自己適応的な閉ルー
プ誤差制御システムを持つ適応フイルタを含んで
いる。より詳しく述べるならば、キヤンセラ10
0はエコーの線形近似すなわちエコーの推定値を
合成するための適応トランスバーサルフイルタ装
置を含むエコー推定器101を用いている。
的な信号処理装置、すなわち、出側の信号路の信
号の変化を自動的に追尾する自己適応的な閉ルー
プ誤差制御システムを持つ適応フイルタを含んで
いる。より詳しく述べるならば、キヤンセラ10
0はエコーの線形近似すなわちエコーの推定値を
合成するための適応トランスバーサルフイルタ装
置を含むエコー推定器101を用いている。
この目的のために、遠端の入来信号X(K)は通常
は第1の伝送路、例えば102を通してエコーキ
ヤンセラ100の第1の入力エネルギー弁別器1
03の入力および音声検出器104の第1の入力
に与えられる。遠端の信号X(K)は例えば、デイジ
タル的にサンプルされた音声信号であり、Kはサ
ンプリング間隔を示す整数である。遠端の信号X
(K)はまた、例えば図示していないデイジタルアナ
ログ変換器のようなある種の変換器を通して、ハ
イブリツド106の第1の入力に供給される。リ
ード105からハイブリツド106への入力信号
を両方向性の経路107を通して近端の加入者に
供給することが通常必要となることである。しか
し平衡インピーダンス108が両方向性の経路1
07のインピーダンスに正確に整合していないこ
とによつて生ずるハイブリツド106のインピー
ダンス不整合によつて、ハイブリツドの入力信号
の一部は出力リード109にも現われ、遠端の信
号源にエコーとして現われる。このエコーが適応
フイルタで作り出す推定の基準となる信号であ
る。エコーはハイブリツド106の出力からリー
ド109を通してキヤンセラ100の第2の入力
に供給され、その中で音声検出器104の第2の
入力と組合せ回路網110の第1の入力とに供給
される。リード109はまた変換装置、例えば、
図示していないアナログ・デイジタル変換器を含
んでいてもよい。組合せ回路網110に対する第
2の入力はエコー推定器101によつて発生され
るエコーの信号推定値である。エコーの推定値は
リード111を通して、エコー推定器101の出
力から組合せ回路網110の第2の入力に与えら
れる。組合せ回路網110はエコーの推定値と望
ましくないエコーを含むハイブリツド109から
の出力の間の代数的な差に対応する誤差信号E(K)
を発生する。誤差信号E(K)は第2の伝送路、例え
ば、リード112を通して遠端の信号源と制御で
きるスイツチングゲート113に供給される。ゲ
ート113はANDゲート114からの出力によ
つて付勢されるか禁止されるかが制御される。
ANDゲート114の出力の第1の状態、例えば、
論理1はゲート114を付勢して誤差信号E(K)を
推定器101に供給し、一方ANDゲート114
からの第2の状態、例えば論理0はゲート114
を禁止して誤差信号E(K)を推定器101に与えな
いようにする。エコー推定器101は誤差信号E
(K)がゼロに減少されるよう従来の閉ループエラー
制御手法によつて自動的に収束し、その結果エコ
ーキヤンセラ100は更新される。
は第1の伝送路、例えば102を通してエコーキ
ヤンセラ100の第1の入力エネルギー弁別器1
03の入力および音声検出器104の第1の入力
に与えられる。遠端の信号X(K)は例えば、デイジ
タル的にサンプルされた音声信号であり、Kはサ
ンプリング間隔を示す整数である。遠端の信号X
(K)はまた、例えば図示していないデイジタルアナ
ログ変換器のようなある種の変換器を通して、ハ
イブリツド106の第1の入力に供給される。リ
ード105からハイブリツド106への入力信号
を両方向性の経路107を通して近端の加入者に
供給することが通常必要となることである。しか
し平衡インピーダンス108が両方向性の経路1
07のインピーダンスに正確に整合していないこ
とによつて生ずるハイブリツド106のインピー
ダンス不整合によつて、ハイブリツドの入力信号
の一部は出力リード109にも現われ、遠端の信
号源にエコーとして現われる。このエコーが適応
フイルタで作り出す推定の基準となる信号であ
る。エコーはハイブリツド106の出力からリー
ド109を通してキヤンセラ100の第2の入力
に供給され、その中で音声検出器104の第2の
入力と組合せ回路網110の第1の入力とに供給
される。リード109はまた変換装置、例えば、
図示していないアナログ・デイジタル変換器を含
んでいてもよい。組合せ回路網110に対する第
2の入力はエコー推定器101によつて発生され
るエコーの信号推定値である。エコーの推定値は
リード111を通して、エコー推定器101の出
力から組合せ回路網110の第2の入力に与えら
れる。組合せ回路網110はエコーの推定値と望
ましくないエコーを含むハイブリツド109から
の出力の間の代数的な差に対応する誤差信号E(K)
を発生する。誤差信号E(K)は第2の伝送路、例え
ば、リード112を通して遠端の信号源と制御で
きるスイツチングゲート113に供給される。ゲ
ート113はANDゲート114からの出力によ
つて付勢されるか禁止されるかが制御される。
ANDゲート114の出力の第1の状態、例えば、
論理1はゲート114を付勢して誤差信号E(K)を
推定器101に供給し、一方ANDゲート114
からの第2の状態、例えば論理0はゲート114
を禁止して誤差信号E(K)を推定器101に与えな
いようにする。エコー推定器101は誤差信号E
(K)がゼロに減少されるよう従来の閉ループエラー
制御手法によつて自動的に収束し、その結果エコ
ーキヤンセラ100は更新される。
米国特許4129753に示されているように、従来
ゲート113は遠方からの意味のあるエネルギー
が存在しないとき、近端の音声が存在するとき、
あるいは誤差信号E(K)と遠端の信号X(K)の間に所
定の関係があり状態信号が近端の音声信号が存在
することを示すときには、誤差信号E(K)が推定器
101に供給されるのを禁止するように制御され
た。前述したように、遠端の信号X(K)は音声、雑
音あるいは多数の個々のトーン、多周波トーンあ
るいは同種のものを含んでいる。従つて、従来技
術の装置では、遠端からの意味のあるエネルギー
が検出されなかつたとき、あるいは近端の通話が
検出されたときだけE(K)が禁止される。これに対
して、信号X(K)に意味のある遠端のエネルギーが
検出されている時間の間は推定器101に対して
誤差信号E(K)が供給される。このエネルギーは部
分帯域エネルギー、すなわち単一周波トーン、多
周波トーンその他のものであつて良い。従つて、
部分帯域エネルギーだけが受信されているような
時間の間にも推定器101は適応し、調整される
ようになつている。前述したように、このような
調整によつて望ましくない結果が生ずる。詳しく
述べれば、部分帯域信号の周波数成分に対して推
定器101が調整される伝達関数特性は、問題と
なる周波数帯域内の他の周波数成分に対して、小
さい反射損しか生じないようなことがある。これ
によつて、通信回線に望ましくない発振が生ずる
可能性もある。本発明の特徴に従えば、部分帯域
エネルギーが存在するとともに推定器101が調
整されることによつて生ずる望ましくない発振そ
の他の問題は、遠端の信号X(K)が部分帯域エネル
ギーしか持たないか、全帯域エネルギーを持つか
を弁別するエネルギー弁別器103を用いること
によつて防止される。X(K)が全帯域エネルギー、
例えば音声か雑音でないと判定されると、換言す
れば、もしX(K)が部分帯域エネルギー、例えば単
一周波トーンあるいは多周波トーンのようなもの
であれば、弁別器103はANDゲート114を
禁止する出力を発生する。ANDゲート114は
次にゲート113が推定器101に対してE(K)を
供給するのを禁止する制御信号を発生する。詳し
く述べれば、ANDゲート114からの制御信号
の第1の状態、例えば論理1はゲート113を付
勢し、一方制御信号の第2の状態、例えば論理0
はゲート113を禁止する。従つて、部分帯域エ
ネルギーが存在する間は推定器101によつて発
生されるエコーの推定値すなわちインパルス応答
特性は一定のままであつて、望ましくない調整が
避けられる。
ゲート113は遠方からの意味のあるエネルギー
が存在しないとき、近端の音声が存在するとき、
あるいは誤差信号E(K)と遠端の信号X(K)の間に所
定の関係があり状態信号が近端の音声信号が存在
することを示すときには、誤差信号E(K)が推定器
101に供給されるのを禁止するように制御され
た。前述したように、遠端の信号X(K)は音声、雑
音あるいは多数の個々のトーン、多周波トーンあ
るいは同種のものを含んでいる。従つて、従来技
術の装置では、遠端からの意味のあるエネルギー
が検出されなかつたとき、あるいは近端の通話が
検出されたときだけE(K)が禁止される。これに対
して、信号X(K)に意味のある遠端のエネルギーが
検出されている時間の間は推定器101に対して
誤差信号E(K)が供給される。このエネルギーは部
分帯域エネルギー、すなわち単一周波トーン、多
周波トーンその他のものであつて良い。従つて、
部分帯域エネルギーだけが受信されているような
時間の間にも推定器101は適応し、調整される
ようになつている。前述したように、このような
調整によつて望ましくない結果が生ずる。詳しく
述べれば、部分帯域信号の周波数成分に対して推
定器101が調整される伝達関数特性は、問題と
なる周波数帯域内の他の周波数成分に対して、小
さい反射損しか生じないようなことがある。これ
によつて、通信回線に望ましくない発振が生ずる
可能性もある。本発明の特徴に従えば、部分帯域
エネルギーが存在するとともに推定器101が調
整されることによつて生ずる望ましくない発振そ
の他の問題は、遠端の信号X(K)が部分帯域エネル
ギーしか持たないか、全帯域エネルギーを持つか
を弁別するエネルギー弁別器103を用いること
によつて防止される。X(K)が全帯域エネルギー、
例えば音声か雑音でないと判定されると、換言す
れば、もしX(K)が部分帯域エネルギー、例えば単
一周波トーンあるいは多周波トーンのようなもの
であれば、弁別器103はANDゲート114を
禁止する出力を発生する。ANDゲート114は
次にゲート113が推定器101に対してE(K)を
供給するのを禁止する制御信号を発生する。詳し
く述べれば、ANDゲート114からの制御信号
の第1の状態、例えば論理1はゲート113を付
勢し、一方制御信号の第2の状態、例えば論理0
はゲート113を禁止する。従つて、部分帯域エ
ネルギーが存在する間は推定器101によつて発
生されるエコーの推定値すなわちインパルス応答
特性は一定のままであつて、望ましくない調整が
避けられる。
推定器101はナイキスト間隔に対応するタツ
プで所望の遅延を実現するいわゆるタツプ付き遅
延線路を含んでいる。従つて、対応するタツプで
は入来した遠端信号X(K)の遅延されたレプリカ信
号X(K−1)乃至X(K−N)が発生される。
各々のタツプ位置における信号すなわちX(K−
I)乃至X(K−N)とX(K)は誤差信号E(K)に応
動して調整される。より詳しく述べれば、それぞ
れ調整回路網116−O乃至116−Nの内の対
応するものを経由してE(K)に応動して信号X(K)乃
至X(K−N)は個々に重み付けされる。調整回
路網116−O乃至116−Nの各々は掛算器1
17および118とフイードバツクループ119
を含んでいる。フイードバツク路119は、当業
者には周知であり、前述した参考文献に明らかな
方法で、タツプの重みを所望の値に調整する。調
整回路網116−O乃至116−NからのX(K)の
重み付けられたレプリカ信号は、加算回路網12
0によつて加算され、相殺されるべきエコーを近
似するエコー推定信号を発生する。エコー推定値
はリード111を経由して組合せ回路網110の
第2の入力に供給される。
プで所望の遅延を実現するいわゆるタツプ付き遅
延線路を含んでいる。従つて、対応するタツプで
は入来した遠端信号X(K)の遅延されたレプリカ信
号X(K−1)乃至X(K−N)が発生される。
各々のタツプ位置における信号すなわちX(K−
I)乃至X(K−N)とX(K)は誤差信号E(K)に応
動して調整される。より詳しく述べれば、それぞ
れ調整回路網116−O乃至116−Nの内の対
応するものを経由してE(K)に応動して信号X(K)乃
至X(K−N)は個々に重み付けされる。調整回
路網116−O乃至116−Nの各々は掛算器1
17および118とフイードバツクループ119
を含んでいる。フイードバツク路119は、当業
者には周知であり、前述した参考文献に明らかな
方法で、タツプの重みを所望の値に調整する。調
整回路網116−O乃至116−NからのX(K)の
重み付けられたレプリカ信号は、加算回路網12
0によつて加算され、相殺されるべきエコーを近
似するエコー推定信号を発生する。エコー推定値
はリード111を経由して組合せ回路網110の
第2の入力に供給される。
第2図は本発明のひとつの特徴に従つて、受信
された信号X(K)のエネルギーが部分帯域である
か、全帯域であるかを判定するのに使用されるエ
ネルギー弁別器103の一実施例の簡単化された
ブロツク図を示している。この例では本発明の範
囲を限定するものではないが、問題となる周波数
帯域は約300Hzから400Hzの電話音声周波数帯域と
なつている。全帯域エネルギーは、例えば、音
声、ガウス性雑音その他の全帯域にわたつて周波
数成分を持つ信号である。部分帯域エネルギー
は、例えば単一周波トーン、多周波トーンその他
の問題となる周波数帯域中の比較的狭い周波数部
分に周波数成分を持つ信号である。
された信号X(K)のエネルギーが部分帯域である
か、全帯域であるかを判定するのに使用されるエ
ネルギー弁別器103の一実施例の簡単化された
ブロツク図を示している。この例では本発明の範
囲を限定するものではないが、問題となる周波数
帯域は約300Hzから400Hzの電話音声周波数帯域と
なつている。全帯域エネルギーは、例えば、音
声、ガウス性雑音その他の全帯域にわたつて周波
数成分を持つ信号である。部分帯域エネルギー
は、例えば単一周波トーン、多周波トーンその他
の問題となる周波数帯域中の比較的狭い周波数部
分に周波数成分を持つ信号である。
従つて、受信された信号X(K)はその中の周波数
成分を表わす信号を得るために帯域フイルタ20
1−O乃至201−Nに供給される。もしX(K)が
例えば、μ法則のサンプルを表わすデイジタル信
号であれば、図示していないμ法則対線形変換器
がフイルタ201−O乃至201−Nの前に使用
される。この例では、フイルタは問題となる音声
周波数帯域をカバーするべきものである。特定の
実施例においては、用いられるフイルタの数は
16、すなわちN=15であり、これは1969年マグロ
−ヒル(McGraw−Hill)社刊ベルナードゴール
ド,チヤールズ エム.ラダー(Bernard
Gold,Charles M.Rader)著のデイジタル信号
処理(Digital Processing of Signal)に述べら
れたデイジタル型のフイルタであることが望まし
い。実際に高速フーリエ交換(FFT)の手法を
用いてデイジタル帯域フイルタは実現される。フ
イルタからの出力201−O乃至201−Nはそ
れぞれ整流器202−O乃至202−Nに供給さ
れる。デイジタルシステムにおいては、整流は符
号化された振幅サンプルに関連する符号ビツトを
落すことによつて実現される。整流器202−O
乃至202−Nからの整流された出力は平均回路
203−O乃至203−Nに供給される。平均化
回路203の各々はそれに与えられた信号サンプ
ル短時間流動(ランニング)平均を発生する。平
均化回路203の各々は整流炉波された成分を与
えるものであつて、例えば256ミリ秒程度の時定
数を持つ低域フイルタである。しかし、信号サン
プルの流動平均を発生する種々の他の装置・手法
がこれに使用できる。1つの手法は信号サンプル
の指数マツプ過去値(EMP)を得る方法である。
EMP平均はプロセスの最近の過去のふるまいを
問題とするような制御で特に有用である。EMP
平均の一形態はアイ アール イー 自動制御会
報(IRE Transactims in Automatic
Control)、Vol.AC−5 1960年1月号頁11−17
に述べられている。EMP平均ではサンプルの系
列は最近のサンプルに昔のサンプルより大きい重
みをかけることによつて決定され、重みの相対値
は例えば幾何比となつている。EMPを使用した
デイジタル平均回路の例は、米国特許4028496に
述べられている。
成分を表わす信号を得るために帯域フイルタ20
1−O乃至201−Nに供給される。もしX(K)が
例えば、μ法則のサンプルを表わすデイジタル信
号であれば、図示していないμ法則対線形変換器
がフイルタ201−O乃至201−Nの前に使用
される。この例では、フイルタは問題となる音声
周波数帯域をカバーするべきものである。特定の
実施例においては、用いられるフイルタの数は
16、すなわちN=15であり、これは1969年マグロ
−ヒル(McGraw−Hill)社刊ベルナードゴール
ド,チヤールズ エム.ラダー(Bernard
Gold,Charles M.Rader)著のデイジタル信号
処理(Digital Processing of Signal)に述べら
れたデイジタル型のフイルタであることが望まし
い。実際に高速フーリエ交換(FFT)の手法を
用いてデイジタル帯域フイルタは実現される。フ
イルタからの出力201−O乃至201−Nはそ
れぞれ整流器202−O乃至202−Nに供給さ
れる。デイジタルシステムにおいては、整流は符
号化された振幅サンプルに関連する符号ビツトを
落すことによつて実現される。整流器202−O
乃至202−Nからの整流された出力は平均回路
203−O乃至203−Nに供給される。平均化
回路203の各々はそれに与えられた信号サンプ
ル短時間流動(ランニング)平均を発生する。平
均化回路203の各々は整流炉波された成分を与
えるものであつて、例えば256ミリ秒程度の時定
数を持つ低域フイルタである。しかし、信号サン
プルの流動平均を発生する種々の他の装置・手法
がこれに使用できる。1つの手法は信号サンプル
の指数マツプ過去値(EMP)を得る方法である。
EMP平均はプロセスの最近の過去のふるまいを
問題とするような制御で特に有用である。EMP
平均の一形態はアイ アール イー 自動制御会
報(IRE Transactims in Automatic
Control)、Vol.AC−5 1960年1月号頁11−17
に述べられている。EMP平均ではサンプルの系
列は最近のサンプルに昔のサンプルより大きい重
みをかけることによつて決定され、重みの相対値
は例えば幾何比となつている。EMPを使用した
デイジタル平均回路の例は、米国特許4028496に
述べられている。
EMP−O乃至EMP−Nはマルチプレクサ
(TDM)204を経由して周知の方法で多重化
され、直列信号X(KT)を形成する。この例で
は、X(KT)はEMP−O〜EMP−Nの直列の系
列である。次にX(KT)は最大検出器205と
最小検出器206に供給され、ここで最大
(MAX)と最小(MIN)のEMPサンプルが検出
される。第2図の検出器205および206を動
作するためのタイミング信号STARTとCLK(第
4図)は周知の方法でタイミング信号発生器によ
つて発生される。MAX EMPを表わす信号は比
較器208および209の第1の入力に与えら
れ、一方MIN EMPを表わす信号は比較器20
9の第2の入力に与えられる。所定のスレシヨル
ド(TH)を表わす信号が比較器208の第2の
入力に供給される。スレシヨルドTHは意味のあ
る遠端のエネルギーの存在を示すように選択され
た所定の値である。この例ではTH=−35dBで
ある。比較器208はMAX EMPがTHより大
であるときに論理1を表わす第1の状態出力を発
生する。これは意味のある遠端のエネルギーが受
信されていることを示す。比較器208からの出
力はANDゲート210の第1の入力に供給され
る。比較器209はMAX EMPとMIN EMPが
所定の関係にあり、従つて部分帯域エネルギーが
受信されていることを判定するのに用いられる。
これは本発明の範囲を限定するものではないが、
一例としてもしMAX EMPとMIN EMPの比が
10より大であれば、信号X(K)のエネルギーは全帯
域ではなく部分帯域であるとされる。部分帯域エ
ネルギーの場合には、周波数成分は問題となる周
波数帯域のひとつあるいはそれ以上の限定された
狭い周波数帯域の部分にあり、そのためMAX
EMPとMIN EMPの比が大になることから、こ
のようにすればよいのである。これに対して、全
帯域エネルギーが受信されているときには、全周
波数帯域に周波数成分が存在し、MAX EMPと
MIN EMP比は小さくなる。従つて、MAX
EMPが10MIN EMPより大であるときには、比
較器209は低レベルの状態信号を発生する。比
較器209の出力はANDゲート210の第2の
入力に供給される。従つて、比較器209が低レ
ベルの状態信号を発生したときには、ANDゲー
ト210は禁止され、出力は低状態となる。
MAX EMPが5MIN EMP以下であるときには
比較器209は高レベルの状態信号を発生する。
従つてMAX EMPがTHを越え、10MIN EMP
以下であるときにはANDゲート210は付勢さ
れて第4図の信号ENDによつて調べられたとき
に高レベル状態の信号を発生する。ANDゲート
210はタイミング信号発生器207から供給さ
れる信号ENDによつて周期的に調べられる。第
4図に示すように、マルチプレクサ204からの
(N+1)個のサンプルを含む各周期Tの終りで
信号ENDが発生され、ANDゲート210が調べ
られる。この例ではT=125μ secでN=15であ
る。
(TDM)204を経由して周知の方法で多重化
され、直列信号X(KT)を形成する。この例で
は、X(KT)はEMP−O〜EMP−Nの直列の系
列である。次にX(KT)は最大検出器205と
最小検出器206に供給され、ここで最大
(MAX)と最小(MIN)のEMPサンプルが検出
される。第2図の検出器205および206を動
作するためのタイミング信号STARTとCLK(第
4図)は周知の方法でタイミング信号発生器によ
つて発生される。MAX EMPを表わす信号は比
較器208および209の第1の入力に与えら
れ、一方MIN EMPを表わす信号は比較器20
9の第2の入力に与えられる。所定のスレシヨル
ド(TH)を表わす信号が比較器208の第2の
入力に供給される。スレシヨルドTHは意味のあ
る遠端のエネルギーの存在を示すように選択され
た所定の値である。この例ではTH=−35dBで
ある。比較器208はMAX EMPがTHより大
であるときに論理1を表わす第1の状態出力を発
生する。これは意味のある遠端のエネルギーが受
信されていることを示す。比較器208からの出
力はANDゲート210の第1の入力に供給され
る。比較器209はMAX EMPとMIN EMPが
所定の関係にあり、従つて部分帯域エネルギーが
受信されていることを判定するのに用いられる。
これは本発明の範囲を限定するものではないが、
一例としてもしMAX EMPとMIN EMPの比が
10より大であれば、信号X(K)のエネルギーは全帯
域ではなく部分帯域であるとされる。部分帯域エ
ネルギーの場合には、周波数成分は問題となる周
波数帯域のひとつあるいはそれ以上の限定された
狭い周波数帯域の部分にあり、そのためMAX
EMPとMIN EMPの比が大になることから、こ
のようにすればよいのである。これに対して、全
帯域エネルギーが受信されているときには、全周
波数帯域に周波数成分が存在し、MAX EMPと
MIN EMP比は小さくなる。従つて、MAX
EMPが10MIN EMPより大であるときには、比
較器209は低レベルの状態信号を発生する。比
較器209の出力はANDゲート210の第2の
入力に供給される。従つて、比較器209が低レ
ベルの状態信号を発生したときには、ANDゲー
ト210は禁止され、出力は低状態となる。
MAX EMPが5MIN EMP以下であるときには
比較器209は高レベルの状態信号を発生する。
従つてMAX EMPがTHを越え、10MIN EMP
以下であるときにはANDゲート210は付勢さ
れて第4図の信号ENDによつて調べられたとき
に高レベル状態の信号を発生する。ANDゲート
210はタイミング信号発生器207から供給さ
れる信号ENDによつて周期的に調べられる。第
4図に示すように、マルチプレクサ204からの
(N+1)個のサンプルを含む各周期Tの終りで
信号ENDが発生され、ANDゲート210が調べ
られる。この例ではT=125μ secでN=15であ
る。
第3図は最大検出器205に用いられる一構成
のブロツク図の形態での詳細を示している。当業
者には周知のように同様の適切に変型した装置を
最小検出器206として使用することができる。
従つて時分割多重化されたEMPサンプルX(KT)
がセレクタ301の第1の入力、すなわち入力B
と比較器302の第1の入力とに与えられる。検
出器205すなわちラツチ304からの出力
MAX EMPはセレクタ301の第2の入力、す
なわち入力Aと比較器302の第2の入力とに与
えられる。X(KT)の現在与えられている信号
サンプルがMAX EMPより大であれば、比較器
302は高レベルの出力を生ずる。比較器302
の出力はセレクタ301のB選択入力に供給され
る。従つてセレクタ301は比較器302からの
高レベル信号がこれを付勢して、入力Bの信号サ
ンプルをセレクタ303に供給するようにすると
き以外は入力Aのサンプルをセレクタ303の入
力Bに供給するように動作する。セレクタ303
は検出器205を初期化するために用いられる。
この目的のために、0を表わす信号サンプルが入
力Aに与えられ、一方セレクタ301からの出力
は入力Bに与えられる。セレクタ303は通常は
入力B上の信号サンプルをラツチ304に供給す
る。セレクタ303は信号STARTによつて付勢
されて第4図に示した各周期Tのはじめで、0出
力を生ずる。次に検出器205はMAX EMP信
号を判定するためにX(KT)の信号サンプルを
比較するように動作する。MAX EMPサンプル
はラツチ304に記憶され、これは第4図に示す
ように信号CLKを通してL(KT)の各サンプル
ごとに更新される。もしラツチ304の中の現在
のMAX EMPのサンプルがX(KT)のサンプル
より大であれば、MAX EMPサンプルは再び記
憶され、X(KT)の次のサンプルと比較される。
もしX(KT)の現在供給されているサンプルが
現在記憶されているMAX EMPサンプルより大
であれば、現在供給されているX(KT)のサン
プルが新らしく記憶されるMAX EMPのサンプ
ルとなる。このプロセスはX(KT)の各サンプ
ルごとに繰返され、周期Tの終りで、MAX
EMPが検出器205の出力となる。
のブロツク図の形態での詳細を示している。当業
者には周知のように同様の適切に変型した装置を
最小検出器206として使用することができる。
従つて時分割多重化されたEMPサンプルX(KT)
がセレクタ301の第1の入力、すなわち入力B
と比較器302の第1の入力とに与えられる。検
出器205すなわちラツチ304からの出力
MAX EMPはセレクタ301の第2の入力、す
なわち入力Aと比較器302の第2の入力とに与
えられる。X(KT)の現在与えられている信号
サンプルがMAX EMPより大であれば、比較器
302は高レベルの出力を生ずる。比較器302
の出力はセレクタ301のB選択入力に供給され
る。従つてセレクタ301は比較器302からの
高レベル信号がこれを付勢して、入力Bの信号サ
ンプルをセレクタ303に供給するようにすると
き以外は入力Aのサンプルをセレクタ303の入
力Bに供給するように動作する。セレクタ303
は検出器205を初期化するために用いられる。
この目的のために、0を表わす信号サンプルが入
力Aに与えられ、一方セレクタ301からの出力
は入力Bに与えられる。セレクタ303は通常は
入力B上の信号サンプルをラツチ304に供給す
る。セレクタ303は信号STARTによつて付勢
されて第4図に示した各周期Tのはじめで、0出
力を生ずる。次に検出器205はMAX EMP信
号を判定するためにX(KT)の信号サンプルを
比較するように動作する。MAX EMPサンプル
はラツチ304に記憶され、これは第4図に示す
ように信号CLKを通してL(KT)の各サンプル
ごとに更新される。もしラツチ304の中の現在
のMAX EMPのサンプルがX(KT)のサンプル
より大であれば、MAX EMPサンプルは再び記
憶され、X(KT)の次のサンプルと比較される。
もしX(KT)の現在供給されているサンプルが
現在記憶されているMAX EMPサンプルより大
であれば、現在供給されているX(KT)のサン
プルが新らしく記憶されるMAX EMPのサンプ
ルとなる。このプロセスはX(KT)の各サンプ
ルごとに繰返され、周期Tの終りで、MAX
EMPが検出器205の出力となる。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/240,977 US4491701A (en) | 1981-03-05 | 1981-03-05 | Adaptive filter including a far end energy discriminator |
US240977USJP | 1981-03-05 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS58500309A JPS58500309A (ja) | 1983-02-24 |
JPH0480569B2 true JPH0480569B2 (ja) | 1992-12-18 |
Family
ID=22908700
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57501019A Granted JPS58500309A (ja) | 1981-03-05 | 1982-02-24 | 遠端エネルギ−弁別器を含む適応フイルタ |
Country Status (10)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4491701A (ja) |
JP (1) | JPS58500309A (ja) |
BE (1) | BE892355A (ja) |
CA (1) | CA1169135A (ja) |
DE (1) | DE3235914T1 (ja) |
FR (1) | FR2501436B1 (ja) |
GB (1) | GB2095518B (ja) |
IT (1) | IT1150252B (ja) |
NL (1) | NL8220077A (ja) |
WO (1) | WO1982003145A1 (ja) |
Families Citing this family (25)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4467441A (en) * | 1982-10-08 | 1984-08-21 | At&T Bell Laboratories | Adaptive filter including controlled tap coefficient leakage |
US4584441A (en) * | 1984-09-07 | 1986-04-22 | At&T Bell Laboratories | Bidirectional adaptive voice frequency repeater |
US4712235A (en) * | 1984-11-19 | 1987-12-08 | International Business Machines Corporation | Method and apparatus for improved control and time sharing of an echo canceller |
US4773034A (en) * | 1985-05-09 | 1988-09-20 | American Telephone And Telegraph Company | Adaptive equalizer utilizing a plurality of multiplier-accumulator devices |
CA1242541A (en) * | 1985-11-25 | 1988-09-27 | Dany Sylvain | Echo cancellation in two-wire transmission path repeaters |
EP0307765A1 (de) * | 1987-09-18 | 1989-03-22 | Siemens Aktiengesellschaft | Anordnung zum Erkennen periodischer Signale für einen Sprach-Echokompensator |
US5023819A (en) * | 1989-06-02 | 1991-06-11 | Halliburton Company | Linear shaped filter |
JP3135902B2 (ja) * | 1990-05-11 | 2001-02-19 | 株式会社日立製作所 | 自動等化器及び半導体集積回路 |
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