JPH11187658A - Dc-to-dc converter - Google Patents
Dc-to-dc converterInfo
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- JPH11187658A JPH11187658A JP34984097A JP34984097A JPH11187658A JP H11187658 A JPH11187658 A JP H11187658A JP 34984097 A JP34984097 A JP 34984097A JP 34984097 A JP34984097 A JP 34984097A JP H11187658 A JPH11187658 A JP H11187658A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、絶縁型のＤＣ−ＤＣコ
ンバータに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an isolated DC-DC converter.
【０００２】[0002]
【従来の技術】入力電圧より高い出力電圧、または、低
い出力電圧を得る絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、トランスの漏れインダクタにより発生する電圧サー
ジを、直流電源側に回生する技術は、既に知られてい
る。例えば、特開平２−１０６１６５号公報は、メイン
のスイッチ素子がオフした時に、トランスの漏れインダ
クタにより発生する電圧サージを、スナバ回路に備えら
れたコンデンサによって吸収し、次に、スナバ回路に備
えられたスイッチ素子を、メインのスイッチ素子と同じ
タイミングでオンさせることにより、コンデンサに蓄積
されたエネルギーを、インダクタを通して放電させ、放
電エネルギーを直流電源側に回生する技術を開示してい
る。2. Description of the Related Art In an isolated DC-DC converter for obtaining an output voltage higher or lower than an input voltage, a technique for regenerating a voltage surge generated by a leakage inductor of a transformer to a DC power supply side is already known. Have been. For example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2-106165 discloses that when a main switch element is turned off, a voltage surge generated by a leakage inductor of a transformer is absorbed by a capacitor provided in a snubber circuit, and then the voltage surge is provided in a snubber circuit. By turning on the switch element at the same timing as the main switch element, the energy stored in the capacitor is discharged through the inductor, and the discharge energy is regenerated to the DC power supply side.
【０００３】この従来技術の問題点は、メインのスイッ
チ素子がオンする時に、その寄生容量に蓄えられた静電
エネルギーが損失となり、同時に電流サージが発生する
ため、メインのスイッチ素子に発生する損失を軽減する
のに限界が生じ、かつ、電流サージによるノイズが発生
することにある。The problem with this prior art is that when the main switch element is turned on, the electrostatic energy stored in the parasitic capacitance is lost, and at the same time a current surge is generated. This is because there is a limit in reducing noise, and noise is generated due to current surge.
【０００４】メインのスイッチ素子をゼロ電圧でター
ン．オンさせる技術としては、特開平４−２１０７７５
号公報に開示されたスイッチング電源装置が知られてい
る。この公知文献は、コンデンサの端子電圧を検出し、
その端子電圧がゼロ電圧を通過して負電位に移行する時
点で、メインのスイッチ素子をオンにするか、または、
スナバ回路のスイッチ素子をオンにするタイミングから
所定時間遅れたタイミングでメインのスイッチ素子をオ
ンにする技術を開示している。また、メインのスイッチ
素子がオンとなったときに、スナバ回路を構成するスナ
バコンデンサ及び共振用インダクタに蓄積されたエネル
ギーが、メインのスイッチ素子を通って放電されるのを
阻止する手段として、メインのスイッチ素子と直列にダ
イオードを接続してある。The main switch element is turned at zero voltage. As a technique for turning on the power, see Japanese Patent Application Laid-Open No. 4-210775.
There is known a switching power supply device disclosed in Japanese Unexamined Patent Publication (Kokai) No. H10-26095. This known document detects the terminal voltage of a capacitor,
When the terminal voltage passes through zero voltage and shifts to a negative potential, the main switch element is turned on, or
A technique is disclosed in which a main switch element is turned on at a timing delayed by a predetermined time from a timing at which the switch element of the snubber circuit is turned on. Further, when the main switch element is turned on, as a means for preventing energy stored in the snubber capacitor and the resonance inductor constituting the snubber circuit from being discharged through the main switch element, A diode is connected in series with the switch element.
【０００５】特開平４−２１０７７５号公報に開示され
たスイッチング電源装置の問題点は、メインのスイッチ
素子と直列にダイオードを接続してあるため、このダイ
オードがエネルギー伝送ライン上に位置する結果とな
り、ダイオードによる損失が増え、電源の効率が低下し
てしまうことである。A problem with the switching power supply disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 4-210775 is that a diode is connected in series with the main switch element, and this diode is located on the energy transmission line. The loss due to the diode increases, and the efficiency of the power supply decreases.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、簡単
な構成でメインのスイッチ回路において発生する損失を
低減できる絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること
である。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide an isolated DC-DC converter capable of reducing a loss generated in a main switch circuit with a simple configuration.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明に係るＤＣーＤＣコンバータは、電力変換回
路と、スナバ回路と、遅延回路とを含む。In order to solve the above-mentioned problems, a DC-DC converter according to the present invention includes a power conversion circuit, a snubber circuit, and a delay circuit.
【０００８】前記電力変換回路は、トランスと、少なく
とも一つの第１のスイッチ手段と、出力回路とを含んで
いる。前記トランスは、第１の巻線と、第２の巻線とを
有する。前記第１のスイッチ手段は、直流電源から前記
トランスの前記第１の巻線を通して供給される直流電圧
をスイッチングする。前記出力回路は、前記トランスの
前記第２の巻線から供給されるスイッチング出力を直流
電圧に変換して出力する。[0008] The power conversion circuit includes a transformer, at least one first switch, and an output circuit. The transformer has a first winding and a second winding. The first switching means switches a DC voltage supplied from a DC power supply through the first winding of the transformer. The output circuit converts a switching output supplied from the second winding of the transformer into a DC voltage and outputs the DC voltage.
【０００９】前記スナバ回路は、少なくとも一つのコン
デンサと、少なくとも一つのダイオードと、第２のスイ
ッチ手段と、インダクタとを含む。[0009] The snubber circuit includes at least one capacitor, at least one diode, second switching means, and an inductor.
【００１０】前記コンデンサは、その端子電圧によっ
て、前記第１のスイッチ手段に加わる電圧が制御される
位置に接続されている。前記ダイオードは、前記トラン
スの前記第１の巻線から分岐して備えられ、前記第１の
スイッチ手段がターン．オフしたときに前記トランスに
発生するエネルギーにより、前記コンデンサを一方向に
充電するように方向付けられている。The capacitor is connected to a position where the voltage applied to the first switch means is controlled by the terminal voltage. The diode is provided branching from the first winding of the transformer, and the first switch means is turned on. The energy is generated in the transformer when turned off, and the capacitor is unidirectionally charged.
【００１１】前記第２のスイッチ手段及び前記インダク
タは、直列に接続され、前記コンデンサに蓄積されたエ
ネルギーを、前記第２のスイッチ手段がオンになったと
きに放電する。The second switch and the inductor are connected in series, and discharge the energy stored in the capacitor when the second switch is turned on.
【００１２】前記遅延回路は、前記第２のスイッチ手段
がオンになった後に、前記第１のスイッチ手段をオンに
する。The delay circuit turns on the first switch means after the second switch means is turned on.
【００１３】本発明に係るＤＣーＤＣコンバータにおい
て、電力変換回路の第１のスイッチ手段は、直流電源か
らトランスの第１の巻線を通して供給される直流電圧を
スイッチングする。出力回路は、トランスの第２の巻線
から供給されるスイッチング出力を直流電圧に変換して
出力する。従って、絶縁型のＤＣーＤＣコンバータが得
られる。In the DC-DC converter according to the present invention, the first switch means of the power conversion circuit switches a DC voltage supplied from a DC power supply through a first winding of a transformer. The output circuit converts the switching output supplied from the second winding of the transformer into a DC voltage and outputs the DC voltage. Therefore, an isolated DC-DC converter is obtained.
【００１４】次に、スナバ回路において、ダイオード
は、第１のスイッチ手段がターン．オフしたときにトラ
ンスに発生するエネルギーにより、コンデンサを一方向
に充電するように方向付けられている。従って、第１の
スイッチ手段がオフした時に、トランスに発生するエネ
ルギーを、スナバ回路に備えられたコンデンサによって
吸収することができる。Next, in the snubber circuit, the diode is connected when the first switch means is turned on. The energy is generated in the transformer when turned off, so that the capacitor is charged in one direction. Therefore, the energy generated in the transformer when the first switch is turned off can be absorbed by the capacitor provided in the snubber circuit.
【００１５】第１のスイッチ手段は、遅延回路の働きに
より、第２のスイッチ手段がオンになった後に、オンに
なる。このため、第１のスイッチ手段がオンとなるタイ
ミングでは、第２のスイッチ手段のオン動作により、コ
ンデンサの蓄積電荷が放電され、その端子電圧が低下し
ている。コンデンサは、その端子電圧によって、第１の
スイッチ手段に加わる電圧が制御される位置に接続され
ている。従って、第１のスイッチ手段に印加される電圧
が低下した状態で、第１のスイッチ手段をターン．オン
させることができる。The first switch is turned on by the action of the delay circuit after the second switch is turned on. For this reason, at the timing when the first switch means is turned on, the accumulated charge of the capacitor is discharged by the on operation of the second switch means, and the terminal voltage is reduced. The capacitor is connected to a position where the voltage applied to the first switch means is controlled by the terminal voltage. Therefore, when the voltage applied to the first switch is reduced, the first switch is turned. Can be turned on.
【００１６】しかも、スナバ回路のダイオードは、トラ
ンスの第１の巻線から分岐して備えられている。このた
め、ダイオードがエネルギー伝送ライン上に位置する従
来スイッチング電源装置と異なって、ダイオードによる
損失が著しく低減され、電源の効率が向上する。Moreover, the diode of the snubber circuit is provided branching from the first winding of the transformer. Therefore, unlike the conventional switching power supply device in which the diode is located on the energy transmission line, the loss due to the diode is significantly reduced, and the efficiency of the power supply is improved.
【００１７】スナバ回路は、更に、第２のスイッチ手段
と、インダクタとの直列回路を含み、コンデンサとイン
ダクタとの共振を利用する回路構成である。このような
構成によれば、第２のスイッチ手段がオン状態となった
とき、コンデンサに蓄えられていた電圧を初期値とし
て、コンデンサと、インダクタによる共振が始まる。共
振によってコンデンサの電圧が下がり始め、最下点の電
圧となった時、第１のスイッチ手段に印加される電圧も
最下点の電圧になる。その時に第１のスイッチ手段をオ
ンすることによって、第１のスイッチ手段に発生する電
流サージ及び寄生容量によるターン．オン損失を低減で
きる。The snubber circuit further includes a series circuit including a second switch and an inductor, and has a circuit configuration utilizing resonance between the capacitor and the inductor. According to such a configuration, when the second switch is turned on, resonance with the capacitor and the inductor starts with the voltage stored in the capacitor as an initial value. When the voltage of the capacitor starts to drop due to resonance and reaches the lowest point voltage, the voltage applied to the first switch means also becomes the lowest point voltage. By turning on the first switch means at that time, a current surge generated in the first switch means and a turn. ON loss can be reduced.
【００１８】また、コンデンサとインダクタとの共振に
より、コンデンサの端子電圧が充分に小さくなっている
ので、第１のスイッチ手段がターン．オフする時に発生
するターン．オフ損失も小さくなる。Also, the terminal voltage of the capacitor is sufficiently reduced due to resonance between the capacitor and the inductor, so that the first switch means is turned on. Turn that occurs when turning off. The off loss is also reduced.
【００１９】更に、トランスの漏れインダクタンスを原
因として、第１のスイッチ手段がオフ状態となる瞬間に
発生する電圧サージを、コンデンサによって吸収した
後、放電する際、従来と同様に、直流電源に回生する回
路構成とする。Further, when the voltage surge generated at the moment when the first switch means is turned off due to the leakage inductance of the transformer is absorbed by the capacitor and then discharged, the DC power supply is regenerated as in the conventional case. Circuit configuration.
【００２０】本発明の他の目的、構成及び利点について
は、添付図面を参照して更に詳しく説明する。添付図面
は、単に、実施例を示すに過ぎない。Other objects, configurations and advantages of the present invention will be described in more detail with reference to the accompanying drawings. The accompanying drawings merely show examples.
【００２１】[0021]
【発明の実施の形態】図１を参照すると、本発明に係る
ＤＣーＤＣコンバータは、電力変換回路１と、スナバ回
路２と、遅延回路３とを含む。また、ＤＣーＤＣコンバ
ータの一般的な回路部分として、制御回路４、及び、ド
ライブ回路５を含んでいる。更に外部要件として、直流
電源６及び負荷７が図示されている。Referring to FIG. 1, a DC-DC converter according to the present invention includes a power conversion circuit 1, a snubber circuit 2, and a delay circuit 3. Further, a control circuit 4 and a drive circuit 5 are included as general circuit parts of the DC-DC converter. Further, a DC power supply 6 and a load 7 are illustrated as external requirements.
【００２２】電力変換回路１は、トランス１１と、少な
くとも一つの第１のスイッチ手段１２と、出力回路１３
とを含む。トランス１１は、第１の巻線１１１と、第２
の巻線１１２とを含んでいる。トランス１１の第１の巻
線１１１の一端は、入力端子８１に接続されている。入
力端子８１、８２には直流電源６が接続される。The power conversion circuit 1 includes a transformer 11, at least one first switch means 12, and an output circuit 13
And The transformer 11 includes a first winding 111 and a second winding 111.
Winding 112. One end of the first winding 111 of the transformer 11 is connected to the input terminal 81. The DC power supply 6 is connected to the input terminals 81 and 82.
【００２３】第１のスイッチ手段１２は、直流電源６か
らトランス１１の第１の巻線１１１を通して供給される
直流入力電圧Ｖｉｎをスイッチングする。図示された第
１のスイッチ手段１２は電界効果トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）でなり、ドレインが第１の巻線１１１の他端に接続
され、ソースが入力端子８２に導かれている。The first switch means 12 switches the DC input voltage Vin supplied from the DC power supply 6 through the first winding 111 of the transformer 11. The illustrated first switch means 12 is a field effect transistor (FE).
T), the drain is connected to the other end of the first winding 111, and the source is guided to the input terminal 82.
【００２４】出力回路１３は、トランス１１の第２の巻
線１１２から供給されるスイッチング出力を直流電圧Ｖ
０に変換して出力する。この直流電圧Ｖ０が、出力端子
９１、９２に接続された負荷７に供給される。図示され
た出力回路１３は、フライバック方式になり、ダイオー
ド１３１と、出力平滑コンデンサ１３２とを有する。ダ
イオード１３１は第１のスイッチ手段１２がオフとなっ
たときに第２の巻線１１２に生じる電圧に対して順方向
となるように方向付けられている。出力平滑コンデンサ
１３２は、ダイオード１３１によって整流された電圧を
平滑して、負荷７に直流電圧Ｖ０を供給する。The output circuit 13 converts the switching output supplied from the second winding 112 of the transformer 11 into a DC voltage V
Convert to 0 and output. This DC voltage V0 is supplied to the load 7 connected to the output terminals 91 and 92. The illustrated output circuit 13 is of a flyback type, and includes a diode 131 and an output smoothing capacitor 132. The diode 131 is oriented so as to be forward with respect to the voltage generated in the second winding 112 when the first switch means 12 is turned off. The output smoothing capacitor 132 smoothes the voltage rectified by the diode 131 and supplies the load 7 with the DC voltage V0.
【００２５】スナバ回路２は、少なくとも一つのコンデ
ンサ２１と、少なくとも一つのダイオード２２とを含
む。コンデンサ２１は、その端子電圧ＶＣによって、第
１のスイッチ手段１２に加わる電圧ＶＤ１が制御される
位置に接続されている。図示では、コンデンサ２１の両
端がダイオード２２を介して、第１のスイッチ手段１２
に接続されている。The snubber circuit 2 includes at least one capacitor 21 and at least one diode 22. The capacitor 21 is connected to a position where the voltage VD1 applied to the first switch means 12 is controlled by the terminal voltage VC. In the figure, both ends of the capacitor 21 are connected via the diode 22 to the first switch 12.
It is connected to the.
【００２６】ダイオード２２は、トランス１１の第１の
巻線１１１から分岐して備えられている。実施例では、
ダイオード２２は、第１の巻線１１１の一端と、第１の
スイッチ手段１２のドレインとの接続点に接続してあ
る。このダイオード２２は、第１のスイッチ手段１２が
ターン．オフしたときにトランス１１に発生するエネル
ギーにより、コンデンサ２１を一方向に充電するように
方向付けられている。従って、ダイオード２２からコン
デンサ２１に対して、一方向性の充電回路ＣＨ１が形成
される。The diode 22 is provided branching from the first winding 111 of the transformer 11. In the example,
The diode 22 is connected to a connection point between one end of the first winding 111 and the drain of the first switch means 12. This diode 22 is connected when the first switch means 12 is turned. The energy is generated in the transformer 11 when it is turned off, so that the capacitor 21 is charged in one direction. Therefore, a unidirectional charging circuit CH1 is formed from the diode 22 to the capacitor 21.
【００２７】スナバ回路２は、更に、第２のスイッチ手
段２３と、インダクタ２４との直列回路を含み、コンデ
ンサ２１に蓄積されたエネルギーを、第２のスイッチ手
段２３がオンになったときに放電する。図示された第２
のスイッチ手段２３はＦＥＴでなり、ＦＥＴの主電極で
あるドレインをインダクタ２４の一端に接続し、インダ
クタ２４の他端を、ダイオード２５を通して、コンデン
サ２１の一端に接続してある。The snubber circuit 2 further includes a series circuit of a second switch means 23 and an inductor 24, and discharges the energy stored in the capacitor 21 when the second switch means 23 is turned on. I do. Illustrated second
The switch means 23 is an FET, and the drain, which is the main electrode of the FET, is connected to one end of the inductor 24, and the other end of the inductor 24 is connected to one end of the capacitor 21 through the diode 25.
【００２８】遅延回路３は、第２のスイッチ手段２３が
オンになった後に、第１のスイッチ手段１２をオンにす
る。遅延回路３はドライブ回路５からの信号供給時を基
準として、第１のスイッチ手段１２をターン．オンさせ
るための遅延時間を設定し、遅延時間情報を有する制御
信号Ｓ１を、第１のスイッチ手段１２のゲートに与え
る。このような遅延回路３は、種々の回路によって実現
できる。The delay circuit 3 turns on the first switch means 12 after the second switch means 23 is turned on. The delay circuit 3 turns the first switch means 12 on the basis of the time when the signal is supplied from the drive circuit 5. A delay time for turning on is set, and a control signal S1 having delay time information is given to the gate of the first switch means 12. Such a delay circuit 3 can be realized by various circuits.
【００２９】図３は遅延回路３の一例を示している。図
示された遅延回路３は、抵抗３１及びコンデンサ３２で
構成される時定数回路（積分回路）と、基準電圧源３３
と、コンパレータ３４とを含んでいる。参照符号３５は
ダイオードである。図３の遅延回路３において、ドライ
ブ回路５から供給される信号Ｓ１０が、基準電圧源３３
からコンパレータ３４の（−）端子に供給される基準値
に達するまでの時間が、抵抗３１及びコンデンサ３２に
よって定まる時定数に従って遅延されるので、コンパレ
ータ３４から出力される制御信号Ｓ１が高レベル（論理
値１）となるタイミング、即ち、第１のスイッチ手段１
２がターン．オンするタイミングが、抵抗３１及びコン
デンサ３２による時定数にしたがって遅延される。FIG. 3 shows an example of the delay circuit 3. The illustrated delay circuit 3 includes a time constant circuit (integrating circuit) including a resistor 31 and a capacitor 32, and a reference voltage source 33.
And a comparator 34. Reference numeral 35 is a diode. In the delay circuit 3 of FIG. 3, the signal S10 supplied from the drive circuit 5 is
Is delayed in accordance with a time constant determined by the resistor 31 and the capacitor 32, so that the control signal S1 output from the comparator 34 is at a high level (logical level). Value 1), that is, the first switch means 1
2 turns. The ON timing is delayed according to the time constant of the resistor 31 and the capacitor 32.
【００３０】第２のスイッチ手段２３は、遅延回路３を
経由することなく、ドライブ回路５から直接に供給され
る制御信号Ｓ２によって、そのターン．オンのタイミン
グが制御される。The second switch means 23 is controlled by the control signal S2 supplied directly from the drive circuit 5 without passing through the delay circuit 3, and its turn. ON timing is controlled.
【００３１】図１に示したＤＣーＤＣコンバータにおい
て、第１のスイッチ手段１２は、直流電源６からトラン
ス１１の第１の巻線１１１を通して供給される直流入力
電圧Ｖｉｎをスイッチングする。出力回路１３は、トラ
ンス１１の第２の巻線１１２から供給されるスイッチン
グ出力を直流出力電圧Ｖ０に変換して出力する。従っ
て、絶縁型のＤＣーＤＣコンバータが得られる。図１に
示されたＤＣーＤＣコンバータはフライバックコンバー
タであり、第１のスイッチ手段１２がオフ状態となった
ときに、トランス１１の第２の巻線１１２に備えられた
ダイオード１３１を通して取り出す。そして、出力平滑
コンデンサ１３２によって平滑し、出力端子９１ー９２
間に接続された負荷７に直流出力電圧Ｖ０を供給する。In the DC-DC converter shown in FIG. 1, the first switch means 12 switches the DC input voltage Vin supplied from the DC power supply 6 through the first winding 111 of the transformer 11. The output circuit 13 converts the switching output supplied from the second winding 112 of the transformer 11 into a DC output voltage V0 and outputs the DC output voltage V0. Therefore, an isolated DC-DC converter is obtained. The DC-DC converter shown in FIG. 1 is a flyback converter, and takes out the light through a diode 131 provided in the second winding 112 of the transformer 11 when the first switch means 12 is turned off. The output terminals 91-92
The DC output voltage V0 is supplied to the load 7 connected therebetween.
【００３２】制御回路４は、直流出力電圧Ｖ０を監視し
ており、制御回路４及びドライブ回路５によって第１の
スイッチ手段１２のパルス幅を制御し、出力平滑コンデ
ンサ１３２に発生する直流出力電圧Ｖ０を一定に保つ。
図示はされていないが、制御回路４は過電流制御等を行
なうことができる。The control circuit 4 monitors the DC output voltage V0, controls the pulse width of the first switch means 12 by the control circuit 4 and the drive circuit 5, and controls the DC output voltage V0 generated in the output smoothing capacitor 132. Is kept constant.
Although not shown, the control circuit 4 can perform overcurrent control and the like.
【００３３】電力変換回路１における電力変換動作にお
いて、第１のスイッチ手段１２がオフした時に、トラン
ス１１の漏れインダクタンスにより、トランス１１に電
圧サージが発生する。スナバ回路２は、この電圧サージ
を吸収する。In the power conversion operation of the power conversion circuit 1, when the first switch means 12 is turned off, a voltage surge occurs in the transformer 11 due to the leakage inductance of the transformer 11. The snubber circuit 2 absorbs this voltage surge.
【００３４】次に、図３のタイムチャートを参照して、
スナバ回路２の動作を説明する。図３（ａ）に示すよう
に、第１のスイッチ手段１２に供給される制御信号Ｓ１
が、高レベル（論理値１とする）から低レベル（論理値
０とする）なるｔ０時に第１のスイッチ手段１２がター
ン．オフする。Next, referring to the time chart of FIG.
The operation of the snubber circuit 2 will be described. As shown in FIG. 3A, the control signal S1 supplied to the first switch
Changes from high level (logical value 1) to low level (logical value 0) at t0, the first switch means 12 turns. Turn off.
【００３５】第１のスイッチ手段１２がターン．オフす
る時、トランス１１の漏れインダクタンスにより、トラ
ンス１１に電圧サージが発生する。スナバ回路２におい
て、ダイオード２２は、第１のスイッチ手段１２がター
ン．オフしたときにトランス１１に発生する電圧によ
り、コンデンサ２１を一方向に充電するように方向付け
られている。When the first switch 12 is turned. When the transformer 11 is turned off, a voltage surge occurs in the transformer 11 due to the leakage inductance of the transformer 11. In the snubber circuit 2, the diode 22 is turned on when the first switch means 12 is turned. The voltage is generated in the transformer 11 when turned off, so that the capacitor 21 is charged in one direction.
【００３６】従って、第１のスイッチ手段１２がター
ン．オフしたｔ０時から、ｔ１時まで、充電回路ＣＨ１
を通して、コンデンサ２１に充電電流ＩＣ１（図３
（ｅ）参照）が流れる。これにより、トランス１１に発
生する電圧サージを吸収することができる。コンデンサ
２１の端子電圧ＶＣは上述した充電作用により上昇する
（図３（ｇ）参照） 次に、スナバ回路２の第２のスイッチ手段２３に供給さ
れる制御信号Ｓ２が、ｔ２時に論理値１（図３（ｂ）参
照）になり、第２のスイッチ手段２３がターン．オンす
ると、コンデンサ２１に蓄積されたエネルギーが、第２
のスイッチ手段２３を通して放電される。これにより、
コンデンサ２１の端子電圧ＶＣが低下する（図３（ｇ）
参照）。Accordingly, when the first switch means 12 is turned. From the time t0 when the power is turned off to the time t1, the charging circuit CH1
Through the charging current IC1 (FIG. 3)
(See (e)). Thereby, the voltage surge generated in the transformer 11 can be absorbed. The terminal voltage VC of the capacitor 21 rises due to the charging operation described above (see FIG. 3 (g)). Next, the control signal S2 supplied to the second switch means 23 of the snubber circuit 2 becomes the logical value 1 (t2). FIG. 3 (b)), and the second switch means 23 is turned. When turned on, the energy stored in the capacitor 21
Is discharged through the switch means 23. This allows
The terminal voltage VC of the capacitor 21 decreases (FIG. 3 (g)).
reference).
【００３７】第１のスイッチ手段１２は、遅延回路３の
働きにより、第２のスイッチ手段２３がオンになった後
に、オンになる。このため、第１のスイッチ手段１２が
オンとなるタイミングでは、第２のスイッチ手段２３の
オン動作により、コンデンサ２１の蓄積電荷が放電さ
れ、その端子電圧ＶＣが低下している。実施例の場合、
コンデンサ２１は、ダイオード２２を介して、第１のス
イッチ手段１２の主電極間に接続されているから、第１
のスイッチ手段１２を、主電極間に印加される電圧ＶＤ
１を低下させた状態で、ターン．オンさせることができ
ることになり、第１のスイッチ手段１２の損失が低減さ
れる。The first switch 12 is turned on by the operation of the delay circuit 3 after the second switch 23 is turned on. For this reason, at the timing when the first switch means 12 is turned on, the accumulated charge of the capacitor 21 is discharged by the on operation of the second switch means 23, and the terminal voltage VC is lowered. In the case of the embodiment,
Since the capacitor 21 is connected between the main electrodes of the first switch means 12 via the diode 22, the first
Switch means 12 is connected to the voltage VD applied between the main electrodes.
1 with the turn. As a result, the loss of the first switch means 12 is reduced.
【００３８】しかも、ダイオード２２は、トランス１１
の第１の巻線１１１から分岐して備えられている。この
ため、ダイオードがエネルギー伝送ライン上に位置する
特開平４−２１０７７５号公報のスイッチング電源装置
と異なって、ダイオード２２による損失が著しく低減さ
れ、電源の効率が向上する。Moreover, the diode 22 is connected to the transformer 11
Of the first winding 111. Therefore, unlike the switching power supply device disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. Hei 4-210775 in which the diode is located on the energy transmission line, the loss due to the diode 22 is significantly reduced, and the efficiency of the power supply is improved.
【００３９】図示されたスナバ回路２は、第２のスイッ
チ手段２３と、インダクタ２４との直列回路を含み、コ
ンデンサ２１とインダクタ２４との直列共振を利用する
回路構成である。このような構成によれば、第２のスイ
ッチ手段２３がオン状態となると、コンデンサ２１に蓄
えられていた電圧を初期値として、コンデンサ２１と、
インダクタ２４による共振が始まる。共振によってコン
デンサ２１の端子電圧ＶＣが下がり始め、最下点の電圧
となった時、第１のスイッチ手段１２の両端の電圧ＶＤ
１も最下点の電圧になる。その時に第１のスイッチ手段
１２をオンすることによって、第１のスイッチ手段１２
に発生する電流サージ及び寄生容量によるターン．オン
損失を低減できる。次にこの点について更に詳しく説明
する。The illustrated snubber circuit 2 includes a series circuit of the second switch means 23 and an inductor 24, and has a circuit configuration utilizing the series resonance of the capacitor 21 and the inductor 24. According to such a configuration, when the second switch means 23 is turned on, the voltage stored in the capacitor 21 is set as an initial value,
Resonance by the inductor 24 starts. When the terminal voltage VC of the capacitor 21 starts to decrease due to resonance and reaches the lowest voltage, the voltage VD across the first switch means 12
1 is also the lowest voltage. By turning on the first switch means 12 at that time, the first switch means 12
Due to current surge and parasitic capacitance generated in the circuit. ON loss can be reduced. Next, this point will be described in more detail.
【００４０】第２のスイッチ手段２３がターン．オンす
るｔ２時（図３（ｂ）参照）に、インダクタ電流ＩＬ１
（図３（ｆ）参照）が流れ、コンデンサ２１とインダク
タ２４とによる共振が始まる。ここで、コンデンサ２１
において、端子電圧ＶＣ、端子電圧ＶＣの初期値をＶｃ
ｐ、キャパシタンスをＣｒとし、インダクタ２４のイン
ダクタンス値をＬｒとし、共振が始まってからの経過時
間をｔとすると、コンデンサ２１の共振電圧ＶＣｒは以
下の式で表わされる。When the second switch means 23 is turned. At time t2 (see FIG. 3B), the inductor current IL1 is turned on.
(See FIG. 3F), and resonance by the capacitor 21 and the inductor 24 starts. Here, the capacitor 21
, The terminal voltage VC and the initial value of the terminal voltage VC
Assuming that p, the capacitance is Cr, the inductance value of the inductor 24 is Lr, and the elapsed time from the start of resonance is t, the resonance voltage VCr of the capacitor 21 is expressed by the following equation.
【００４１】ＶＣｒ＝Ｖｉｎ＋（Ｖｃｐ−Ｖｉｎ）・ｃ
ｏｓ（ｔ／√（Ｌｒ・Ｃｒ）） 上式から共振電圧ＶＣｒが極小となる時、すなわち、端
子電圧ＶＣの極小値ＶＣminは ＶＣmin＝２・Ｖｉｎ−Ｖｃｐ と表わせる。以下に端子電圧ＶＣの値によって場合分け
をする。VCr = Vin + (Vcp−Vin) · c
os (t / √ (Lr · Cr)) From the above expression, when the resonance voltage VCr is minimum, that is, the minimum value VCmin of the terminal voltage VC can be expressed as VCmin = 2 · Vin−Vcp. In the following, cases are classified according to the value of the terminal voltage VC.
【００４２】（１）２・Ｖｉｎ−Ｖｃｐ≦０の時 共振周期の半周期（ｔ２〜ｔ４時）内にあるｔ３時に、
コンデンサ２１の端子電圧ＶＣがゼロ（図３（ｇ）参
照）となり、ダイオード２２及び第１のスイッチ手段１
２の内蔵ダイオード１２０が導通する。するとインダク
タ２４の両端に直流電源６が加わり、ｔ３〜ｔ４時の期
間において、インダクタ電流ＩＬ１が流れ、インダクタ
２４のエネルギーが直流電源６に回生される（図３
（ｆ）参照）。このｔ３〜ｔ４時の期間中に第１のスイ
ッチ手段１２をターン．オンさせる（図３（ｃ）参
照）。これにより、ゼロ電圧スイッチングが実現され、
第１のスイッチ手段１２がターン．オンする時に、寄生
容量に蓄えられたエネルギーによる損失を回避できる。
また、第１のスイッチ手段１２がターン．オンする時に
発生する電流サージが発生しない。(1) When 2 · Vin−Vcp ≦ 0 At time t3 within a half cycle of the resonance cycle (time t2 to time t4),
The terminal voltage VC of the capacitor 21 becomes zero (see FIG. 3G), and the diode 22 and the first switch 1
The two built-in diodes 120 conduct. Then, the DC power supply 6 is applied to both ends of the inductor 24, and during the period from t3 to t4, the inductor current IL1 flows, and the energy of the inductor 24 is regenerated to the DC power supply 6 (FIG. 3).
(F)). During the period from t3 to t4, the first switch means 12 is turned. It is turned on (see FIG. 3C). This achieves zero voltage switching,
When the first switch means 12 is turned. When turned on, loss due to energy stored in the parasitic capacitance can be avoided.
When the first switch means 12 is turned. No current surge occurs when turning on.
【００４３】（２）２・Ｖｉｎ−Ｖｃｐ＞０の時 共振周期の半分の経過時間において、コンデンサ２１の
端子電圧ＶＣが極小値ＶＣminとなる。ダイオード２２
が導通することによって、第１のスイッチ手段１２の両
端の電圧もコンデンサ２１の電圧に追従する。この時
に、第１のスイッチ手段１２をオンすることによって、
第１のスイッチ手段１２の両端子間に存在する寄生容量
に蓄えられたエネルギーによる損失を最小にできる。ま
た、第１のスイッチ手段１２がターンオンする時に発生
する電流サージを最小にできる。(2) When 2 · Vin−Vcp> 0 The terminal voltage VC of the capacitor 21 becomes the minimum value VCmin during the half of the resonance period. Diode 22
Is conducted, the voltage across the first switch means 12 also follows the voltage of the capacitor 21. At this time, by turning on the first switch means 12,
The loss due to the energy stored in the parasitic capacitance existing between both terminals of the first switch means 12 can be minimized. Further, a current surge generated when the first switch means 12 is turned on can be minimized.
【００４４】次に、第１のスイッチ手段１２がオンから
オフ状態に移行するｔ０〜ｔ１時に、２・Ｖｉｎ−Ｖｃ
ｐ＜０の条件で、トランス１１に発生するエネルギーに
より、ダイオード２２が導通し、充電回路ＣＨ１を通し
て、コンデンサ２１に、電流ＩＣ１（図３（ｅ）参照）
が流れ込む。そのとき、トランス１１の漏れインダクタ
に起因する電圧サージがコンデンサ２１によって吸収さ
れる。このコンデンサ２１に蓄積されたエネルギーは第
２のスイッチ手段２３のオン状態において、直流電源６
に回生される。Next, at time t0 to time t1 when the first switch means 12 shifts from the on state to the off state, 2 · Vin−Vc
Under the condition of p <0, the diode 22 conducts by the energy generated in the transformer 11, and the current IC1 is supplied to the capacitor 21 through the charging circuit CH1 (see FIG. 3E).
Flows in. At that time, the voltage surge caused by the leakage inductor of the transformer 11 is absorbed by the capacitor 21. The energy stored in the capacitor 21 is stored in the DC power source 6 when the second switch 23 is turned on.
Regenerated in
【００４５】コンデンサ２１の端子電圧ＶＣがゼロ電圧
となっている場合（２・Ｖｉｎ−Ｖｃｐ≦０の時）、第
１のスイッチ手段１２がオフ状態に移行した瞬間から、
ダイオード２２が導通し、第１のスイッチ手段１２の両
端の電圧ＶＤ１がゼロからある傾きを持って増加する。
また、第１のスイッチ手段１２に流れていた電流の一部
はコンデンサ２１に流れ込む（図３のｔ０時〜ｔ１
時）。When the terminal voltage VC of the capacitor 21 is zero (when 2 · Vin−Vcp ≦ 0), the moment when the first switch means 12 is turned off,
The diode 22 conducts, and the voltage VD1 across the first switch means 12 increases with a certain slope from zero.
A part of the current flowing through the first switch means 12 flows into the capacitor 21 (from time t0 to time t1 in FIG. 3).
Time).
【００４６】以上により電流と電圧の交差部分を低減
し、第１のスイッチ手段１２がオフする時に発生する損
失を非常に小さくできる。As described above, the intersection between the current and the voltage can be reduced, and the loss that occurs when the first switch means 12 is turned off can be extremely reduced.
【００４７】図４は本発明に係るＤＣーＤＣコンバータ
の別の実施例を示す回路図である。図において、図１と
同一の構成部分については、同一の参照符号を付し、説
明は省略する。この実施例は、フォワードコンバータ方
式のＤＣーＤＣコンバータを示している。出力回路１３
は、第１のスイッチ手段１２のオン期間に、トランス１
１の第２の巻線１１２に生じる電圧に対して順方向とな
るダイオード１３１、チョークコイル１３４に蓄積され
たエネルギーを、第１のスイッチ手段１２のオフ期間
に、負荷７に伝送するダイオード１３３を備える。FIG. 4 is a circuit diagram showing another embodiment of the DC-DC converter according to the present invention. In the figure, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. This embodiment shows a forward converter type DC-DC converter. Output circuit 13
During the ON period of the first switch means 12,
The diode 131 that transmits the energy stored in the diode 131 and the choke coil 134 in the forward direction to the voltage generated in the first second winding 112 to the load 7 during the off period of the first switch means 12 Prepare.
【００４８】トランス１１には、第３の巻線１１３が備
えられており、この第３の巻線１１３にはダイオード２
６が接続されている。トランス１１に蓄えられる励磁エ
ネルギーは、トランス１１の第３の巻線１１３とダイオ
ード２６によって直流電源６に回生される。スナバ回路
２の動作は図１に示したＤＣーＤＣコンバータの場合と
同様である。The transformer 11 has a third winding 113, and the third winding 113 has a diode 2
6 are connected. The excitation energy stored in the transformer 11 is regenerated to the DC power supply 6 by the third winding 113 and the diode 26 of the transformer 11. The operation of the snubber circuit 2 is the same as that of the DC-DC converter shown in FIG.
【００４９】図５は本発明に係るＤＣーＤＣコンバータ
の別の実施例を示す電気回路図である。この実施例で
は、メインのスイッチ手段として、２つの第１のスイッ
チ手段１２１、１２２を備える。直流電源６から供給さ
れる直流入力電圧Ｖｉｎは、第１のスイッチ手段１２
２、トランス１１の第１の巻線１１１、第１のスイッチ
手段１２１を巡る回路Ｃｍによってスイッチングされ
る。第１のスイッチ手段１２１、１２２は遅延回路３か
ら供給される制御信号Ｓ１１、Ｓ１２によって、同期し
て駆動される。FIG. 5 is an electric circuit diagram showing another embodiment of the DC-DC converter according to the present invention. In this embodiment, two first switch means 121 and 122 are provided as main switch means. The DC input voltage Vin supplied from the DC power supply 6 is supplied to the first switch 12
2. Switching is performed by a circuit Cm that goes around the first winding 111 of the transformer 11 and the first switch means 121. The first switch means 121 and 122 are driven synchronously by control signals S11 and S12 supplied from the delay circuit 3.
【００５０】スナバ回路２は、コンデンサ２１の両端
が、ダイオード２２を介して、第１のスイッチ手段１２
１、１２２の主電極間に接続されている。ダイオード２
２は、トランス１１の第１の巻線１１１から分岐して備
えられている。このダイオード２２は、第１のスイッチ
手段１２１、１２２がターン．オフしたときに、トラン
ス１１に発生するエネルギーにより、コンデンサ２１を
一方向に充電するように方向付けられている。The snubber circuit 2 is configured such that both ends of a capacitor 21 are connected to a first switch 12 via a diode 22.
1, 122 are connected between the main electrodes. Diode 2
2 is provided branched from the first winding 111 of the transformer 11. The diode 22 has a structure in which the first switch means 121 and 122 are turned. When turned off, the energy generated in the transformer 11 is directed to charge the capacitor 21 in one direction.
【００５１】スナバ回路２は、更に、第２のスイッチ手
段２３と、インダクタ２４との直列回路を含み、コンデ
ンサ２１に蓄積されたエネルギーを、第２のスイッチ手
段２３がオンになったときに放電する。図示された第２
のスイッチ手段２３は、ＦＥＴの主電極であるドレイン
を、ダイオード２５を介して、インダクタ２４の一端に
接続し、インダクタ２４の他端を、コンデンサ２１及び
ダイオード２２の接続点に接続してある。The snubber circuit 2 further includes a series circuit of a second switch means 23 and an inductor 24, and discharges the energy stored in the capacitor 21 when the second switch means 23 is turned on. I do. Illustrated second
In the switch means 23, the drain which is the main electrode of the FET is connected to one end of the inductor 24 via the diode 25, and the other end of the inductor 24 is connected to the connection point of the capacitor 21 and the diode 22.
【００５２】トランス１１の励磁エネルギーは、ダイオ
ード１２３、直流電源６、ダイオード１２４及びトラン
ス１１の第１の巻線１１１を巡る回路を通して、直流電
源６に回生される。遅延回路３は、第２のスイッチ手段
２３がオンになった後に、第１のスイッチ手段１２１、
１２２をオンにする。The excitation energy of the transformer 11 is regenerated to the DC power supply 6 through a circuit around the diode 123, the DC power supply 6, the diode 124 and the first winding 111 of the transformer 11. After the second switch 23 is turned on, the delay circuit 3 switches the first switch 121,
Turn on 122.
【００５３】図５に示した実施例において、２つの第１
のスイッチ手段１２２、１２３がオフになると、図６に
示すように、トランス１１に蓄えられた励磁エネルギー
がダイオード１２３、１２４及び第１の巻線１１１を巡
るループで放電されると共に、コンデンサ２１がダイオ
ード２２を通して、直流電源６から供給される直流入力
電圧Ｖｉｎまで充電される。In the embodiment shown in FIG. 5, two first
When the switch means 122 and 123 are turned off, the excitation energy stored in the transformer 11 is discharged in a loop around the diodes 123 and 124 and the first winding 111 as shown in FIG. Through the diode 22, the battery is charged up to the DC input voltage Vin supplied from the DC power supply 6.
【００５４】次に、第１のスイッチ手段１２１、１２２
よりも先に、第２のスイッチ手段２３がオンになると、
図７に示すように、コンデンサ２１及びインダクタ２４
による並列共振が始まる。インダクタ２４と直列にダイ
オード２５が接続されているので、並列共振は半周期で
終了する。このとき、コンデンサ２１の端子電圧ＶＣ
は、共振がはじまる前（図６参照）とは反対の極性で、
かつ、大きさが直流入力電圧Ｖｉｎと等しくなる。この
ため、第１のスイッチ手段１２１、１２２の主電極に印
加される電圧がゼロになる。従って、このタイミングで
第１のスイッチ手段１２１、１２２をオンにすることに
より、ゼロ電圧スイッチングを実現することができる。
コンデンサ２１の端子間に現れる共振電圧ＶＣｒは、 ＶＣｒ＝−Ｖｃｐ・ｃｏｓ（ｔ／√（Ｌｒ・Ｃｒ）） ０≦ｔ≦π・√（Ｌｒ・Ｃｒ） となる。Next, the first switch means 121, 122
Before the second switch means 23 is turned on,
As shown in FIG.
Starts parallel resonance. Since the diode 25 is connected in series with the inductor 24, the parallel resonance ends in a half cycle. At this time, the terminal voltage VC of the capacitor 21
Has a polarity opposite to that before the resonance started (see FIG. 6).
In addition, the magnitude becomes equal to the DC input voltage Vin. Therefore, the voltage applied to the main electrodes of the first switch means 121 and 122 becomes zero. Therefore, zero voltage switching can be realized by turning on the first switch means 121 and 122 at this timing.
The resonance voltage VCr appearing between the terminals of the capacitor 21 is expressed as: VCr = −Vcp · cos (t / √ (Lr · Cr)) 0 ≦ t ≦ π · √ (Lr · Cr)
【００５５】図８は本発明に係るＤＣーＤＣコンバータ
の別の実施例を示す電気回路図である。この実施例で
も、メインのスイッチ手段として、２つの第１のスイッ
チ手段１２１、１２２を備える。直流電源６から供給さ
れる直流入力電圧Ｖｉｎは、第１のスイッチ手段１２
２、トランス１１の第１の巻線１１１及び第１のスイッ
チ手段１２１を巡る回路Ｃｍによってスイッチングされ
る。FIG. 8 is an electric circuit diagram showing another embodiment of the DC-DC converter according to the present invention. This embodiment also includes two first switch units 121 and 122 as main switch units. The DC input voltage Vin supplied from the DC power supply 6 is supplied to the first switch 12
2. Switching is performed by a circuit Cm that goes around the first winding 111 of the transformer 11 and the first switch means 121.
【００５６】スナバ回路２は、２つのコンデンサ２１
１、２１２を含む。コンデンサ２１１は、ダイオード２
２１を介して、第１のスイッチ手段１２１の主電極間に
接続されている。コンデンサ２１２は、ダイオード２２
４を介して、他の第１のスイッチ手段１２２の主電極間
に接続されている。ダイオード２２１、２２４は、第１
のスイッチ手段１２１、１２２が同時にターン．オフし
た時に、トランス１１に発生するエネルギーにより、コ
ンデンサ２１１、２１２を一方向に充電するように方向
付けられている。The snubber circuit 2 includes two capacitors 21
1, 212. The capacitor 211 is a diode 2
It is connected between the main electrodes of the first switch means 121 via 21. The capacitor 212 is connected to the diode 22
4 between the main electrodes of the other first switch means 122. The diodes 221 and 224 are connected to the first
Are simultaneously turned. When turned off, the energy generated in the transformer 11 directs the capacitors 211 and 212 in one direction.
【００５７】スナバ回路２は、更に、コンデンサ２１１
及びダイオード２２１の接続点と、コンデンサ２１２及
びダイオード２２４の接続点との間に、第２のスイッチ
手段２３と、インダクタ２４との直列回路を備え、コン
デンサ２１１、２１２に蓄積されたエネルギーを、第２
のスイッチ手段２３がオンになったときに放電する。The snubber circuit 2 further includes a capacitor 211
A series circuit of the second switch means 23 and the inductor 24 is provided between the connection point of the diode 221 and the connection point of the capacitor 212 and the diode 224, and the energy stored in the capacitors 211 and 212 2
Is discharged when the switch means 23 is turned on.
【００５８】図８に示した実施例において、２つの第１
のスイッチ手段１２１、１２２が同時にオフになると、
図９に示すように、トランス１１に蓄えられた励磁エネ
ルギーＶＦ１が、コンデンサ２１２、ダイオード２２
４、第１の巻線１１１、ダイオード２２１、コンデンサ
２１１及び直流電源６を巡るループで放電される。In the embodiment shown in FIG.
Are turned off at the same time,
As shown in FIG. 9, the excitation energy VF1 stored in the transformer 11 is
4. Discharged in a loop around the first winding 111, the diode 221, the capacitor 211, and the DC power supply 6.
【００５９】次に、遅延回路３の働きにより、第１のス
イッチ手段１２１、１２２よりも先に、第２のスイッチ
手段２３がオンになると、図１０に示すように、コンデ
ンサ２１１、２１２及びインダクタ２４による直列共振
が始まる。ここで、共振回路と直列にダイオード２５が
接続されているので、直列共振は半周期で終了する。こ
の時、コンデンサ２１１、２１２の端子電圧はゼロ電圧
になるから、第１のスイッチ手段１２１、１２２の主電
極に印加される電圧がゼロになる。従って、このタイミ
ングで第１のスイッチ手段１２１、１２２をオンにする
ことにより、ゼロ電圧スイッチングを実現することがで
きる。Next, when the second switch 23 is turned on by the operation of the delay circuit 3 before the first switch 121 and 122, as shown in FIG. 24 starts series resonance. Here, since the diode 25 is connected in series with the resonance circuit, the series resonance ends in a half cycle. At this time, since the terminal voltages of the capacitors 211 and 212 become zero voltage, the voltage applied to the main electrodes of the first switch means 121 and 122 becomes zero. Therefore, zero voltage switching can be realized by turning on the first switch means 121 and 122 at this timing.
【００６０】ここで、コンデンサ２１の端子間に現れる
共振電圧ＶＣｒは、 ＶＣｒ＝（１／２）・｛Ｖｉｎ＋Ｖｃｐ・ｃｏｓ（ｔ／
√（Ｌｒ・Ｃｒ０）） ０≦ｔ≦π・√（Ｌｒ・Ｃｒ０） 但し、Ｃｒ０＝Ｃｒ１・Ｃｒ２／（Ｃｒ１＋Ｃｒ２） Ｃｒ１：コンデンサ２１１の容量値 Ｃｒ２：コンデンサ２１２の容量値 となる。Here, the resonance voltage VCr appearing between the terminals of the capacitor 21 is given by: VCr = (１ ／) ｛｛Vin + Vcp ・ cos (t /
√ (Lr · Cr0)) 0 ≦ t ≦ π · √ (Lr · Cr0) where Cr0 = Cr1 / Cr2 / (Cr1 + Cr2) Cr1: the capacitance value of the capacitor 211 Cr2: the capacitance value of the capacitor 212
【００６１】[0061]
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、簡
単な構成でメインのスイッチ回路において発生する損失
を低減できる絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供するこ
とができる。As described above, according to the present invention, it is possible to provide an isolated DC-DC converter capable of reducing a loss generated in a main switch circuit with a simple configuration.
【図１】本発明に係るＤＣーＤＣコンバータの一実施例
を示す電気回路図である。FIG. 1 is an electric circuit diagram showing one embodiment of a DC-DC converter according to the present invention.
【図２】本発明に係るＤＣーＤＣコンバータに用いられ
る遅延回路の一例を示す電気回路図である。FIG. 2 is an electric circuit diagram showing an example of a delay circuit used in the DC-DC converter according to the present invention.
【図３】図１に示したＤＣーＤＣコンバータの動作を説
明する電圧及び電流の波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram of voltages and currents for explaining the operation of the DC-DC converter shown in FIG.
【図４】本発明に係るＤＣーＤＣコンバータの別の実施
例を示す電気回路図である。FIG. 4 is an electric circuit diagram showing another embodiment of the DC-DC converter according to the present invention.
【図５】本発明に係るＤＣーＤＣコンバータの更に別の
実施例を示す電気回路図である。FIG. 5 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the DC-DC converter according to the present invention.
【図６】図５に示したＤＣーＤＣコンバータのある動作
タイミングを説明する電気回路図である。6 is an electric circuit diagram illustrating certain operation timings of the DC-DC converter shown in FIG.
【図７】図５に示したＤＣーＤＣコンバータの別の動作
タイミングを説明する電気回路図である。7 is an electric circuit diagram illustrating another operation timing of the DC-DC converter shown in FIG.
【図８】本発明に係るＤＣーＤＣコンバータの更に別の
実施例を示す電気回路図である。FIG. 8 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the DC-DC converter according to the present invention.
【図９】図８に示したＤＣーＤＣコンバータの動作タイ
ミングを説明する電気回路図である。9 is an electric circuit diagram illustrating operation timings of the DC-DC converter shown in FIG.
【図１０】図８に示したＤＣーＤＣコンバータの動作タ
イミングを説明する電気回路図である。FIG. 10 is an electric circuit diagram illustrating operation timing of the DC-DC converter shown in FIG.
１ 電力変換回路 ２ スナバ回路 ３ 遅延回路 ４ 制御回路 ５ ドライブ回路 １１ トランス １２、１２１、１２２ 第１のスイッチ手段 １３ 出力回路 ２１ コンデンサ ２２、２５ ダイオード ２３ 第２のスイッチ手段 ２４ インダクタ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Power conversion circuit 2 Snubber circuit 3 Delay circuit 4 Control circuit 5 Drive circuit 11 Transformer 12, 121, 122 First switch means 13 Output circuit 21 Capacitor 22, 25 Diode 23 Second switch means 24 Inductor
Claims (3)
路とを含むＤＣ−ＤＣコンバータであって、 前記電力変換回路は、トランスと、少なくとも一つの第
１のスイッチ手段と、出力回路とを含んでおり、 前記トランスは、第１の巻線と、第２の巻線とを含んで
おり、 前記第１のスイッチ手段は、直流電源から前記トランス
の前記第１の巻線を通して供給される直流電圧をスイッ
チングし、 前記出力回路は、前記トランスの前記第２の巻線から供
給されるスイッチング出力を直流電圧に変換して出力
し、 前記スナバ回路は、少なくとも一つのコンデンサと、少
なくとも一つのダイオードと、第２のスイッチ手段と、
インダクタとを含み、 前記コンデンサは、その端子電圧によって、前記第１の
スイッチ手段に電圧が制御される位置に接続されてお
り、 前記ダイオードは、前記トランスの前記第１の巻線から
分岐して備えられ、前記第１のスイッチ手段がターン．
オフしたときに前記トランスに発生するエネルギーによ
り、前記コンデンサを一方向に充電するように方向付け
られており、 前記第２のスイッチ手段及び前記インダクタは、直列に
接続され、前記コンデンサに蓄積されたエネルギーを、
前記第２のスイッチ手段がオンになったときに放電し、 前記遅延回路は、前記第２のスイッチ手段がオンになっ
た後に、前記第１のスイッチ手段をオンにするＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。1. A DC-DC converter including a power conversion circuit, a snubber circuit, and a delay circuit, wherein the power conversion circuit includes a transformer, at least one first switch, and an output circuit. Wherein the transformer includes a first winding and a second winding, and the first switch means is supplied from a DC power supply through the first winding of the transformer. Switching a DC voltage, the output circuit converts a switching output supplied from the second winding of the transformer into a DC voltage and outputs the DC voltage, and the snubber circuit includes at least one capacitor and at least one A diode, second switch means,
And an inductor, wherein the capacitor is connected to a position where the voltage is controlled by the terminal voltage of the first switch means, and the diode is branched from the first winding of the transformer. Wherein the first switch means is turned.
The energy generated in the transformer when turned off is oriented so as to charge the capacitor in one direction.The second switch means and the inductor are connected in series and stored in the capacitor. Energy,
The second switch is discharged when the second switch is turned on, and the delay circuit turns on the first switch after the second switch is turned on.
C converter.
ータであって、 前記遅延回路は、前記第１のスイッチ手段に加わる電圧
が最下点となったとき、前記第１のスイッチ手段をター
ン．オンさせるＤＣーＤＣコンバータ。2. The DC-DC converter according to claim 1, wherein said delay circuit switches said first switch means when a voltage applied to said first switch means becomes a lowest point. turn. DC-DC converter to turn on.
ータであって、 前記遅延回路は、前記インダクタ及び前記コンデンサに
よって構成される共振回路の共振特性に基づいて、前記
第１のスイッチ手段をターン．オンさせるタイミングを
定めるＤＣーＤＣコンバータ。3. The DC-DC converter according to claim 2, wherein the delay circuit switches the first switch means based on a resonance characteristic of a resonance circuit including the inductor and the capacitor. turn. A DC-DC converter that determines when to turn on.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34984097A JPH11187658A (en) | 1997-12-18 | 1997-12-18 | Dc-to-dc converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34984097A JPH11187658A (en) | 1997-12-18 | 1997-12-18 | Dc-to-dc converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11187658A true JPH11187658A (en) | 1999-07-09 |
Family
ID=18406477
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34984097A Withdrawn JPH11187658A (en) | 1997-12-18 | 1997-12-18 | Dc-to-dc converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11187658A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001224172A (en) * | 2000-02-09 | 2001-08-17 | Mitsubishi Electric Corp | Power converter |
| KR20020008719A (en) * | 2000-07-25 | 2002-01-31 | 이형도 | Driving circuit of converter |
| JP2012005281A (en) * | 2010-06-18 | 2012-01-05 | Toyota Motor Corp | Voltage conversion circuit device |
-
1997
- 1997-12-18 JP JP34984097A patent/JPH11187658A/en not_active Withdrawn
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN102948059A (en) * | 2010-06-18 | 2013-02-27 | 丰田自动车株式会社 | DC- DC converter with an auxiliary circuit for performing soft-switching |
| US8970186B2 (en) | 2010-06-18 | 2015-03-03 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | DC-DC converter with an auxiliary circuit for performing soft-switching |
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