JPH11180319A - Control device of motor-driven power steering device - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a control device of motor-driven power steering device in which the low-pass filter characteristics of a current loop having a current feedback control system can be maintained constant in the whole current region irrespective of a change in the gain of the current vs duty ratio by a driving method using different duty ratios. SOLUTION: The configuration in which a power supply is connected between input terminals of a H-bridge circuit consisting of four semiconductor elements comprises a motor driving circuit 37 and a drive control means to drive a pair of semiconductor elements constituting two oppoing arms belonging to the H-bridge circuit, wherein the semiconductor element of a first arm is driven by PWM signals having a first duty ratio decided by the current control value while the semiconductor element of a second arm is driven by PWM signals having a second duty ratio, and the parameters of motor current control means 40 and 41 are generated so that a current loop frequency characteristic defined previously is obtained in accordance with the change in the gain of the PWM signals having the ratios the motor current vs the first and second duty ratios.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は電動パワーステアリ
ング装置の制御装置、特にモータ駆動回路をＨブリッジ
回路で構成した場合のモータ電流制御手段の構成に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control device for an electric power steering device, and more particularly to a configuration of a motor current control means when a motor drive circuit is formed by an H-bridge circuit.

【０００２】[0002]

【従来の技術】車両用の電動パワーステアリング装置
は、操向ハンドルの操作によりステアリングシャフトに
発生する操舵トルクと車速を検出し、その検出信号に基
づいて操舵補助指令値を算出し、算出された操舵補助指
令値に応じてモータを駆動して操向ハンドルの操舵力を
補助するものであり、操舵補助指令値の算出や操舵補助
指令値に基づくモータの制御には、マイクロコンピュー
タを含む電子制御回路が使用されている。2. Description of the Related Art An electric power steering apparatus for a vehicle detects a steering torque and a vehicle speed generated on a steering shaft by operating a steering wheel, and calculates a steering assist command value based on the detected signal. The motor is driven in accordance with the steering assist command value to assist the steering force of the steering wheel. The electronic control including a microcomputer is used for calculating the steering assist command value and controlling the motor based on the steering assist command value. Circuit is used.

【０００３】このような電動式パワーステアリング装置
では、図４に示すように、４個の電界効果型トランジス
タＦＥＴ１〜ＦＥＴ４をブリッジに接続して第１及び第
２の２つのアームを備えたＨブリッジ回路を構成し、そ
の入力端子間に電源Ｖを、出力端子間にモータＭを接続
したモータ制御回路が使用されている。そして、モータ
制御回路を構成するＨブリッジ回路の互いに対向する２
つのアームを構成する２個１組のＦＥＴのうち、第１の
アームのＦＥＴ１（或いは第２のアームのＦＥＴ２）を
電流制御値に基づいて決定されるデューティ比ＤのＰＷ
Ｍ信号（パルス幅変調信号）で駆動することにより、モ
ータ電流の大きさが制御される。In such an electric power steering apparatus, as shown in FIG. 4, an H bridge having first and second two arms by connecting four field effect transistors FET1 to FET4 to a bridge. A motor control circuit is used in which a circuit is configured and a power supply V is connected between its input terminals and a motor M is connected between its output terminals. Then, two opposite H-bridge circuits constituting the motor control circuit are opposed to each other.
Of the pair of two FETs forming one arm, the FET1 of the first arm (or the FET2 of the second arm) has a PW of duty ratio D determined based on the current control value.
By driving with the M signal (pulse width modulation signal), the magnitude of the motor current is controlled.

【０００４】また、電流制御値の符号に基づいて第２の
アームのＦＥＴ３をＯＮ、第１のアームのＦＥＴ４をＯ
ＦＦ（或いは第２のアームのＦＥＴ３をＯＦＦ、第１の
アームのＦＥＴ４をＯＮ）に制御することにより、モー
タＭの回転方向が制御される。ＦＥＴ３が導通状態にあ
るときは、電流はＦＥＴ１、モータＭ及びＦＥＴ３を経
て流れ、モータＭに正方向の電流が流れる。また、第２
のアームのＦＥＴ４が導通状態にあるときは、電流はＦ
ＥＴ２、モータＭ及びＦＥＴ４を経て流れ、モータＭに
負方向の電流が流れる。かかるモータ制御回路は、同一
アーム上のＦＥＴが同時に駆動されることがないので、
アームが短絡される可能性が低く信頼性が高いため、広
く利用されている（例えば特公平５−１０２７０号公報
参照）。Further, based on the sign of the current control value, the FET 3 of the second arm is turned ON and the FET 4 of the first arm is turned ON.
By controlling the FF (or the FET 3 of the second arm to be OFF and the FET 4 of the first arm to be ON), the rotation direction of the motor M is controlled. When the FET 3 is in a conductive state, current flows through the FET 1, the motor M, and the FET 3, and a current flows in the motor M in the positive direction. Also, the second
When the FET 4 of the other arm is conducting, the current is F
The current flows through the ET2, the motor M, and the FET4, and a negative current flows through the motor M. In such a motor control circuit, since the FETs on the same arm are not driven at the same time,
Since the possibility of short-circuiting of the arm is low and the reliability is high, it is widely used (see, for example, Japanese Patent Publication No. 5-10270).

【０００５】図５は、モータ電流Ｉ（モータＭに実際に
流れる電流であり、電流検出値ｉとは異なる）とＰＷＭ
信号のデューティ比Ｄとの関係を示すものである。即
ち、操向ハンドルが操作されて操舵トルクが発生してい
る状態では、モータ電流Ｉとデューティ比Ｄとの関係
は、図５の特性（ａ）で示すように変化し、制御回路に
おいて操舵トルクの検出信号に基づいてモータＭの制御
目標値である操舵補助指令値Ｉｆｅｆが演算され、操舵
補助指令値ＩｒｅｆとフィードバックされるモータＭの
電流検出値ｉとの差である電流制御値Ｅがモータ駆動回
路に入力されるから、モータ駆動回路のＦＥＴを制御す
るデューティ比Ｄはある値をとり、格別の支障は生じな
い。FIG. 5 shows motor current I (current actually flowing through motor M, which is different from current detection value i) and PWM.
This shows the relationship with the signal duty ratio D. That is, when the steering wheel is operated to generate the steering torque, the relationship between the motor current I and the duty ratio D changes as shown by the characteristic (a) in FIG. A steering assist command value Ifef which is a control target value of the motor M is calculated based on the detection signal of the motor M, and a current control value E which is a difference between the steering assist command value Iref and the current detection value i of the motor M fed back is calculated. Since the duty ratio D is input to the drive circuit, the duty ratio D for controlling the FET of the motor drive circuit takes a certain value, and no particular trouble occurs.

【０００６】しかしながら、操向ハンドルを切った後、
セルフアラインメントトルクにより操向ハンドルが直進
走行位置に戻るとき（以下、「ハンドル戻り時」とい
う）は、操舵トルクが発生していない状態にあるため、
モータＭの制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆは
零となるが、モータＭに逆起電力が発生するため、モー
タ電流Ｉとデューティ比Ｄとの関係は図５の特性（ｂ）
で示すように逆起電力に相当するだけ上方にシフトし、
デューティ比Ｄの値が零の付近でモータ電流Ｉとデュー
ティ比Ｄとの関係に不連続部分が生じる。一方、フィー
ドバック制御回路は電流制御値Ｅを演算しようとする
が、操舵補助指令値Ｉｒｅｆに対応するデューティ比Ｄ
がないため、図５の特性（ｃ）で示すようにモータ電流
Ｉの不連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が電流制
御値Ｅとして出力される。However, after turning the steering wheel,
When the steering wheel returns to the straight running position due to the self-alignment torque (hereinafter referred to as “when the steering wheel returns”), the steering torque is not generated.
Although the steering assist command value Iref, which is the control target value of the motor M, becomes zero, the relationship between the motor current I and the duty ratio D is represented by the characteristic (b) in FIG.
Shifts upward by an amount corresponding to the back electromotive force as shown by
When the value of the duty ratio D is near zero, a discontinuity occurs in the relationship between the motor current I and the duty ratio D. On the other hand, the feedback control circuit attempts to calculate the current control value E, but the duty ratio D corresponds to the steering assist command value Iref.
Therefore, as shown by the characteristic (c) in FIG. 5, an oscillating current having an amplitude substantially corresponding to the discontinuous portion of the motor current I is output as the current control value E.

【０００７】このような振動電流の発生は雑音の発生源
となるほか、フィードバック制御の安定性を阻害する原
因ともなるので、その対策として本出願人により以下の
ような装置が提案されている。図６はかかる電動パワー
ステアリング装置の構成の概略を説明する図で、操向ハ
ンドル１の軸２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント
４ａ、４ｂ、ピニオンラック機構５を経て操向車輪のタ
イロッド６に結合されている。軸２には、操向ハンドル
１の操舵トルクを検出するトルクセンサ１０が設けられ
ており、操向ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０
がクラッチ２１、減速ギア３を介して軸２に結合されて
いる。The generation of such an oscillating current is not only a source of noise but also a factor that hinders the stability of the feedback control. Therefore, the following apparatus has been proposed by the present applicant as a countermeasure. FIG. 6 is a view for explaining the outline of the configuration of such an electric power steering apparatus. The shaft 2 of the steering handle 1 is connected to the tie rods 6 of the steered wheels via a reduction gear 3, universal joints 4a and 4b, and a pinion rack mechanism 5. Have been. The shaft 2 is provided with a torque sensor 10 for detecting a steering torque of the steering wheel 1, and a motor 20 for assisting the steering force of the steering wheel 1.
Are connected to the shaft 2 via the clutch 21 and the reduction gear 3.

【０００８】パワーステアリング装置を制御するコント
ロールユニット３０には、バッテリ１４からイグニショ
ンキー１１を経て電力が供給され、コントロールユニッ
ト３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴ
と車速センサ１２で検出された車速Ｖとに基づいてアシ
スト指令の操舵補助指令値Ｉｒｅｆの演算を行ない、演
算された操舵補助指令値Ｉｒｅｆに基づいてモータ２０
に供給する電流を制御する。クラッチ２１はコントロー
ルユニット３０でＯＮ／ＯＦＦ制御され、通常の動作状
態ではＯＮ（結合）されている。そして、コントロール
ユニット３０によりパワーステアリング装置が故障と判
断された時、及びイグニションキー１１によりバッテリ
１４の電源がＯＦＦとなっている時に、クラッチ２１は
ＯＦＦ（切離）される。Power is supplied from a battery 14 to a control unit 30 that controls the power steering device via an ignition key 11. The control unit 30 controls the steering torque T detected by a torque sensor 10.
The steering assist command value Iref of the assist command is calculated on the basis of the vehicle speed V detected by the vehicle speed sensor 12 and the motor 20 based on the calculated steering assist command value Iref.
Control the current supplied to the The clutch 21 is ON / OFF controlled by the control unit 30 and is ON (coupled) in a normal operation state. The clutch 21 is turned off (disengaged) when the control unit 30 determines that the power steering device has failed, and when the power of the battery 14 is turned off by the ignition key 11.

【０００９】コントロールユニット３０は主としてＣＰ
Ｕで構成されるが、そのＣＰＵ内部においてプログラム
で実行される一般的な機能は図７のようになっている。
トルクセンサ１０で検出されて入力される操舵トルクＴ
は、操舵系の安定性を高めるために位相補償器３１で位
相補償され、位相補償された操舵トルクＴＡが操舵補助
指令値演算器３２に入力される。又、車速センサ１２で
検出された車速Ｖも操舵補助指令値演算器３２に入力さ
れる。操舵補助指令値演算器３２は、入力された操舵ト
ルクＴＡ及び車速Ｖに基づいてモータ２０に供給する電
流の制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆを決定
し、操舵補助指令値演算器３２にはメモリ３３が付設さ
れている。メモリ３３は車速Ｖをパラメータとして操舵
トルクに対応する操舵補助指令値Ｉを格納しており、操
舵補助指令値演算器３２による操舵補助指令値Ｉｒｅｆ
の演算に使用される。操舵補助指令値Ｉｒｅｆは減算器
３０Ａに入力されると共に、応答速度を高めるためのフ
ィードフォワード系の微分補償器３４に入力され、減算
器３０Ａの偏差（Ｉｒｅｆ−ｉ）は比例演算器３５に入
力され、その比例出力は加算器３０Ｂに入力されると共
にフィードバック系の特性を改善するための積分演算器
３６に入力される。微分補償器３４及び積分補償器３６
の出力も加算器３０Ｂに加算入力され、加算器３０Ｂで
の加算結果である電流制御値Ｅが、モータ駆動信号とし
てモータ駆動回路３７に入力される。モータ２０のモー
タ電流値ｉはモータ電流検出回路３８で検出され、モー
タ電流値ｉは減算器３０Ａに入力されてフィードバック
される。The control unit 30 is mainly composed of a CP
A general function executed by a program inside the CPU is shown in FIG.
Steering torque T detected and input by torque sensor 10
Is phase-compensated by the phase compensator 31 in order to enhance the stability of the steering system, and the phase-compensated steering torque TA is input to the steering assist command value calculator 32. The vehicle speed V detected by the vehicle speed sensor 12 is also input to the steering assist command value calculator 32. The steering assist command value calculator 32 determines a steering assist command value Iref which is a control target value of the current supplied to the motor 20 based on the input steering torque TA and the vehicle speed V. Is provided with a memory 33. The memory 33 stores a steering assist command value I corresponding to the steering torque using the vehicle speed V as a parameter.
Used for the calculation of The steering assist command value Iref is input to a subtractor 30A, and is also input to a feedforward differential compensator 34 for increasing the response speed, and the deviation (Iref-i) of the subtractor 30A is input to a proportional calculator 35. The proportional output is input to the adder 30B and also to the integration calculator 36 for improving the characteristics of the feedback system. Differential compensator 34 and integral compensator 36
Is also input to the adder 30B, and the current control value E, which is the result of the addition in the adder 30B, is input to the motor drive circuit 37 as a motor drive signal. The motor current value i of the motor 20 is detected by the motor current detection circuit 38, and the motor current value i is input to the subtractor 30A and fed back.

【００１０】モータ駆動回路３７の構成例を図８に示し
て説明すると、モータ駆動回路３７は加算器３０Ｂから
の電流制御地位Ｅに基づいて電界効果トランジスタ（Ｆ
ＥＴ）ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４の各ゲートを駆動するＦＥＴ
ゲート駆動回路３７１、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４で成るＨブ
リッジ回路、ＦＥＴ１及びＦＥＴ２のハイサイド側を駆
動する昇圧電源３７２等で構成されている。ＦＥＴ１及
びＦＥＴ２は、電流制御値Ｅに基づいて決定されるデュ
ーティ比Ｄ１のＰＷＭ（パルス幅変調）信号によってＯ
Ｎ／ＯＦＦされ、実際にモータに流れる電流Ｉの大きさ
が制御される。ＦＥＴ３及びＦＥＴ４は、デューティ比
Ｄ１の小さい領域では所定１次関数式（ａ，ｂを定数と
してＤ２＝ａ・Ｄ１＋ｂ）で定義されるデューティ比Ｄ
２のＰＷＭ信号で駆動され、デューティ比Ｄ１の大きい
領域ではＰＷＭ信号の符号により決定されるモータの回
転方向に応じてＯＮ／ＯＦＦされる。たとえばＦＥＴ３
が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ１、モータ２
０、ＦＥＴ３、抵抗Ｒ１を経て流れ、モータ２０に正方
向の電流が流れる。又、ＦＥＴ４が導通状態にあるとき
は、電流はＦＥＴ２、モータ２０、ＦＥＴ４、抵抗Ｒ２
を経て流れ、モータ２０に負方向の電流が流れる。従っ
て、加算器３０Ｂからの電流制御値ＥもＰＷＭ出力とな
っている。又、モータ電流検出回路３８は抵抗Ｒ１の両
端における電圧降下に基づいて負方向の電流の大きさを
検出する。モータ電流検出回路３８で検出されたモータ
電流値ｉは、減算器３０Ａに入力されてフィードバック
される。Referring to FIG. 8, an example of the configuration of the motor drive circuit 37 will be described. The motor drive circuit 37 uses a field effect transistor (F) based on the current control status E from the adder 30B.
ET) FET driving each gate of FET1 to FET4
It comprises a gate drive circuit 371, an H-bridge circuit composed of FET1 to FET4, a step-up power supply 372 for driving the high side of FET1 and FET2, and the like. FET1 and FET2 are turned on by a PWM (pulse width modulation) signal having a duty ratio D1 determined based on the current control value E.
N / OFF, and the magnitude of the current I actually flowing to the motor is controlled. FET3 and FET4 have a duty ratio D defined by a predetermined linear function expression (D2 = a · D1 + b where a and b are constants) in a region where the duty ratio D1 is small.
2 and is turned on / off according to the rotation direction of the motor determined by the sign of the PWM signal in a region where the duty ratio D1 is large. For example, FET3
Is in the conducting state, the current flows through the FET 1 and the motor 2
0, the FET 3 and the resistor R 1, and a positive current flows through the motor 20. When the FET 4 is in the conductive state, the current flows through the FET 2, the motor 20, the FET 4, and the resistor R2.
, And a negative current flows through the motor 20. Therefore, the current control value E from the adder 30B is also a PWM output. Further, the motor current detection circuit 38 detects the magnitude of the current in the negative direction based on the voltage drop across the resistor R1. The motor current value i detected by the motor current detection circuit 38 is input to the subtractor 30A and fed back.

【００１１】上述したように、操向ハンドル１を切った
後、セルフアラインメントトルクにより操向ハンドルが
自動的に直進走行位置に戻るハンドル戻り時には、モー
タ電流Ｉとデューティ比Ｄとの関係は、図５の特性
（ｂ）で示すように逆起電力に相当するだけ上方にシフ
トする。即ち、デューティ比Ｄの値が零の付近でモータ
電流Ｉとデューティ比Ｄとの間に不連続部分が生じ、不
連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅ
として出力され、雑音の発生源となるほか、フィードバ
ック制御の安定性を阻害する原因ともなる。この対策と
して、モータ電流Ｉとデューティ比Ｄとの間の不連続部
分を連続させるように制御する。即ち、図９に示すよう
に、ハンドル戻り時におけるモータ電流Ｉとデューティ
比Ｄとの関係を示す特性（ｂ）の上で、デューティ比Ｄ
＝γのときのモータ電流Ｉを示すＰ点と原点０との間を
連続するように、モータ電流Ｉとデューティ比Ｄとの関
係を制御する。ここで、ＦＥＴ３（又はＦＥＴ４）を、
ＰＷＭ信号の符号により決定されるモータ２０の回転方
向に応じてＯＮ（又はＯＦＦ）に維持する制御をせず、
ＦＥＴ１（又はＦＥＴ２）と同時に、且つ異なるデュー
ティ比Ｄで駆動する。As described above, after the steering wheel 1 is turned, the steering current is automatically returned to the straight running position by the self-alignment torque. When the steering wheel returns, the relationship between the motor current I and the duty ratio D is shown in FIG. As shown by the characteristic (b) of FIG. 5, the shift is performed upward by an amount corresponding to the back electromotive force. That is, when the value of the duty ratio D is near zero, a discontinuous portion occurs between the motor current I and the duty ratio D, and the oscillating current having an amplitude substantially corresponding to the discontinuous portion becomes the current control value E.
As a source of noise, and also a factor that hinders the stability of feedback control. As a measure against this, control is performed so that a discontinuous portion between the motor current I and the duty ratio D is continued. That is, as shown in FIG. 9, on the basis of the characteristic (b) showing the relationship between the motor current I and the duty ratio D when the steering wheel returns, the duty ratio D
The relationship between the motor current I and the duty ratio D is controlled so as to be continuous between the point P indicating the motor current I when = γ and the origin 0. Here, FET3 (or FET4) is
Without performing control to maintain ON (or OFF) according to the rotation direction of the motor 20 determined by the sign of the PWM signal,
Driving is performed at the same time as FET1 (or FET2) and at a different duty ratio D.

【００１２】図１０はＦＥＴ１及びＦＥＴ３を同時に、
且つ異なるデューティ比で駆動した場合の動作を説明す
る図であり、また、図１１はＦＥＴの動作状態とモータ
端子間電圧ＶＭ、モータ端子間電圧ＶＭからモータ逆起
電力Ｋ_Ｔ・ωの影響を差し引いた値Ｒｉ、及びモータ電
流Ｉの関係を説明する図である。FIG. 10 shows that FET1 and FET3 are simultaneously
FIG. 11 is a diagram for explaining the operation in the case of driving at different duty ratios. FIG. 11 shows the effect of the motor back electromotive force _KT · ω on the basis of the operation state of the FET, the motor terminal voltage VM, and the motor terminal voltage VM. FIG. 9 is a diagram illustrating a relationship between a subtracted value Ri and a motor current I.

【００１３】今、ＦＥＴ１をデューティ比Ｄ１で駆動す
ると共に、ＦＥＴ３をＦＥＴ１のデューティ比Ｄ１より
も大きい（時間的に長い）デューティ比Ｄ２で駆動し、
ＦＥＴ２及びＦＥＴ４は共にＯＦＦに維持するものとす
る。図１１の（Ａ）及び（Ｂ）はＦＥＴ１及びＦＥＴ３
の時間に対するＯＮ／ＯＦＦの状態を示している。この
とき、モータ端子間電圧ＶＭは図１１の（Ｃ）のように
変化する。即ち、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３が共にＯＮ（こ
の状態をモードＡと呼ぶ）のときは、モータ２０の端子
間にはバッテリ電圧Ｖｂが印加される。次に、ＦＥＴ１
がＯＦＦでＦＥＴ３がＯＮ（この状態をモードＢと呼
ぶ）のときは、モータ２０の端子間電圧ＶＭは零とな
る。さらに、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３が共にＯＦＦ（この
状態をモードＣと呼ぶ）のときは、モータ２０の端子間
には負方向のバッテリ電圧−Ｖｂが印加される。即ち、
モードＣでは、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３が共にＯＦＦであ
るため、モータ２０には図１０（Ｂ）で示すように、抵
抗Ｒ２→ＦＥＴ４の回生ダイオードＤＴ４→モータ２０
→ＦＥＴ２の回生ダイオードＤＴ２→電源に至る電流回
路が形成され、モータ２０の端子間電圧ＶＭは負方向の
バッテリ電圧−Ｖｂとなる。Now, while driving the FET1 at the duty ratio D1, the FET3 is driven at the duty ratio D2 larger (temporarily longer) than the duty ratio D1 of the FET1,
FET2 and FET4 are both kept OFF. 11A and 11B show FET1 and FET3.
The state of ON / OFF with respect to time is shown. At this time, the motor terminal voltage VM changes as shown in FIG. That is, when both FET1 and FET3 are ON (this state is called mode A), the battery voltage Vb is applied between the terminals of the motor 20. Next, FET1
Is OFF and the FET 3 is ON (this state is called mode B), the terminal voltage VM of the motor 20 becomes zero. Further, when both FET1 and FET3 are OFF (this state is referred to as mode C), a negative battery voltage -Vb is applied between the terminals of the motor 20. That is,
In mode C, since both FET1 and FET3 are OFF, the motor 20 has a resistor R2 → a regenerative diode DT4 of the FET4 → the motor 20 as shown in FIG.
A current circuit from the regeneration diode DT2 of the FET2 to the power supply is formed, and the terminal voltage VM of the motor 20 becomes the negative battery voltage -Vb.

【００１４】ＦＥＴ１及びＦＥＴ３を同時に、且つ異な
るデューティ比で駆動してモータ電流が平衡状態になっ
たとき、ＰＷＭ信号の周期がモータ２０の電気的時定数
に比較して十分に短い場合には、モータ電流Ｉは近似的
に以下の数１により表わすことができる。When the FETs 1 and 3 are driven at the same time and with different duty ratios and the motor currents are in equilibrium, if the period of the PWM signal is sufficiently short compared to the electric time constant of the motor 20, The motor current I can be approximately expressed by the following equation (1).

【００１５】[0015]

【数１】 Ｉ＝｛（Ｄ１＋Ｄ２−１）・Ｖｂ／Ｒ｝−Ｋ_Ｔ・ω／Ｒ 但し、Ｄ１，Ｄ２はデューティ比、Ｒはモータ端子間抵
抗、Ｋ_Ｔはモータ２０の逆起電力定数、ωはモータ角速
度である。I = {(D1 + D2-1) · Vb / R} −K _T · ω / R where D1 and D2 are duty ratios, R is resistance between motor terminals, and _KT is a back electromotive force constant of the motor 20. , Ω are motor angular velocities.

【００１６】デューティ比Ｄ２をデューティ比Ｄ１の１
次関数として表わすため、ａ，ｂを定数として下記の数
２を定義する。The duty ratio D2 is set to 1 of the duty ratio D1.
In order to express the following function, a and b are defined as constants, and the following equation 2 is defined.

【００１７】[0017]

【数２】Ｄ２＝ａ・Ｄ１＋ｂ 定数ａ、ｂを求めるため、以下の条件（１）及び（２）
を設定する。## EQU2 ## D2 = a.D1 + b In order to obtain the constants a and b, the following conditions (1) and (2)
Set.

【００１８】（１）デューティ比Ｄ１＝γのとき、デュ
ーティ比Ｄ２＝１（１００％）、但し、γは任意の設定
値である。(1) When the duty ratio D1 = γ, the duty ratio D2 = 1 (100%), where γ is an arbitrary set value.

【００１９】（２）デューティ比Ｄ１＝０、且つω＝ω
ｒｅｔのとき、Ｉ＝０但し、ωｒｅｔはハンドル戻り時
のモータ角速度である。(2) Duty ratio D1 = 0 and ω = ω
At the time of ret, I = 0, where ωret is the motor angular velocity at the time of returning the steering wheel.

【００２０】上記条件（１）は図９において、デューテ
ィ比Ｄ１＝γのときの特性（ｂ）上の点Ｐの位置を決定
する条件であり、条件（２）は図９の特性（ｂ）（ゲイ
ン＝ＫＨ）が原点０を通ることを決定する条件である。
従って、上記条件（１）及び（２）を満たす定数ａ、ｂ
を求めることにより、点Ｐと原点０を結ぶ１次関数（ゲ
イン＝ＫＬ）を決定することができる。尚、デューティ
比Ｄ１がγよりも大きい領域では従来の駆動方法、即ち
ＦＥＴ３（又はＦＥＴ４）が電流方向によりＯＮ又はＯ
ＦＦに制御される制御方法と変わらない。The condition (1) is a condition for determining the position of the point P on the characteristic (b) when the duty ratio D1 = γ in FIG. 9, and the condition (2) is the characteristic (b) in FIG. (Gain = KH) is a condition for determining that it passes through the origin 0.
Therefore, constants a and b satisfying the above conditions (1) and (2)
, A linear function (gain = KL) connecting the point P and the origin 0 can be determined. In a region where the duty ratio D1 is larger than γ, the conventional driving method, that is, FET3 (or FET4) is turned ON or OFF depending on the current direction.
It is no different from the control method controlled by the FF.

【００２１】前記条件（１）及び（２）を満す定数ａ、
ｂは、下記数３及び数４で表わされる。A constant a that satisfies the above conditions (1) and (2),
b is represented by Equations 3 and 4 below.

【００２２】[0022]

【数３】ａ＝−Ｋ_Ｔ・ωｒｅｔ／γ・Ｖｂ## EQU3 ## a = −K _T · ωret / γ · Vb

【数４】ｂ＝１＋Ｋ_Ｔ・ωｒｅｔ／Ｖｂ このときのモータ電流Ｉは、数１のＤ２に数２を代入
し、これに数３及び数４で決定される定数ａ、ｂを代入
して整理した次の数５で表わすことができる。B = 1 + K _T · ωret / Vb The motor current I at this time is obtained by substituting equation 2 into D2 of equation 1 and substituting the constants a and b determined by equations 3 and 4 into this. It can be expressed by the following Equation 5 arranged.

【００２３】[0023]

【数５】Ｉ＝Ｖｂ／Ｒ｛１−（Ｋ_Ｔ・ωｒｅｔ／γ・Ｖ
ｂ）｝・Ｄ１＋Ｋ_Ｔ／Ｒ（ωｒｅｔ−ω） 上記数５によれば、モータ電流Ｉとデューティ比Ｄとの
間の関係は、モータ角速度ωがハンドル戻り時のモータ
角速度ωｒｅｔよりも小さい領域においても不連続部分
が無くなることを意味している。即ち、ＦＥＴ１をデュ
ーティ比Ｄ１で駆動し、これと同時にＦＥＴ３をデュー
ティ比Ｄ１とは異なるデューティ比Ｄ２で駆動すること
により、モータ角速度ωがハンドル戻り時のモータ角速
度ωｒｅｔよりも小さい領域においても、モータ電流Ｉ
に対してデューティ比Ｄ１を連続して変化させることが
できる。## EQU5 ## I = Vb / R ｛1− ( _KT · ωret / γ · V
b)｝ · D1 + K _T / R (ωret−ω) According to Equation 5, the relationship between the motor current I and the duty ratio D is in a region where the motor angular velocity ω is smaller than the motor angular velocity ωret when the steering wheel returns. Also means that there is no discontinuity. That is, by driving the FET1 with the duty ratio D1 and simultaneously driving the FET3 with the duty ratio D2 different from the duty ratio D1, even when the motor angular velocity ω is smaller than the motor angular velocity ωret at the time of returning the steering wheel, the motor Current I
, The duty ratio D1 can be continuously changed.

【００２４】次に、上述したＦＥＴ駆動方法を採用した
場合のモータ電流の検出について、図１０に示す回路図
を参照して説明する。まず、モードＡでは、ＦＥＴ１及
びＦＥＴ３が共にＯＮであるため、モータ２０の端子間
電圧ＶＭはバッテリ電圧Ｖｂとなる。モータ電流は図１
０（Ａ）の実線で示すように、ＦＥＴ１→モータ２０→
ＦＥＴ３→抵抗Ｒ１の順に流れ、抵抗Ｒ１の両端の電圧
降下をモータ電流検出回路３８のオペアンプＯＰＲで検
出することにより、モータ電流ｉ（Ａ）を検出すること
ができる。Next, detection of motor current when the above-described FET driving method is employed will be described with reference to a circuit diagram shown in FIG. First, in mode A, since both FET1 and FET3 are ON, the voltage VM between terminals of the motor 20 becomes the battery voltage Vb. Fig. 1
As shown by the solid line of 0 (A), FET1 → motor 20 →
The motor current i (A) can be detected by flowing in the order of FET3 → resistance R1 and detecting the voltage drop across the resistance R1 with the operational amplifier OPR of the motor current detection circuit 38.

【００２５】モードＢではＦＥＴ１がＯＦＦ、ＦＥＴ３
がＯＮであるため、モータ２０の端子間電圧ＶＭは零と
なる。このため、モータ２０に蓄えられていた磁気エネ
ルギーが電気エネルギーに変換され、電流は図１０
（Ａ）の破線で示すように、モータ２０→ＦＥＴ３→抵
抗Ｒ１→抵抗Ｒ２→ＦＥＴ４の回生ダイオードＤＴ４→
モータ２０の順に電流が流れる。抵抗Ｒ１の両端の電圧
降下をモータ電流検出回路３８のオペアンプＯＰＲで検
出することにより、モータ電流ｉ（Ｂ）を検出すること
ができる。このとき、抵抗Ｒ２の両端の電圧降下を検出
するオペアンプＯＰＬはユニポーラ電源（片電源）で、
逆方向に流れる電流は検出することができないため、オ
ペアンプＯＰＬの検出電流値は零となる。モードＣで
は、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３が共にＯＦＦであるため、図
１０（Ｂ）で示すように、抵抗Ｒ２→ＦＥＴ４の回生ダ
イオードＤＴ４→モータ２０→ＦＥＴ２の回生ダイオー
ドＤＴ２→電源に至る電流回路が形成され、モータ２０
の端子間電圧ＶＭは負方向のバッテリ電圧−Ｖｂとな
る。このとき、モータ２０に蓄えられていた磁気エネル
ギーは電気エネルギーに変換されるから、その電流はモ
ータ２０の端子間電圧−Ｖｂに逆らう方向に電流ｉ
（Ｃ）が流れるが、抵抗Ｒ２の両端の電圧降下を検出す
るモータ電流検出回路３８のオペアンプＯＰＬはユニポ
ーラ電源（片電源）で、逆方向に流れる電流は検出する
ことができず、オペアンプＯＰＬの検出電流値は零とな
る。In mode B, FET1 is OFF, FET3
Is ON, the terminal voltage VM of the motor 20 becomes zero. For this reason, the magnetic energy stored in the motor 20 is converted into electric energy, and the current is
As shown by the broken line in (A), the motor 20 → FET3 → resistor R1 → resistor R2 → regeneration diode DT4 of FET4 →
Current flows in the order of the motor 20. The motor current i (B) can be detected by detecting the voltage drop across the resistor R1 with the operational amplifier OPR of the motor current detection circuit 38. At this time, the operational amplifier OPL that detects the voltage drop across the resistor R2 is a unipolar power supply (single power supply).
Since the current flowing in the reverse direction cannot be detected, the detected current value of the operational amplifier OPL becomes zero. In the mode C, since both the FET1 and the FET3 are OFF, as shown in FIG. 10B, a current circuit is formed from the resistor R2, the regenerative diode DT4 of the FET4, the motor 20, the regenerative diode DT2 of the FET2, and the power supply. , Motor 20
Becomes the battery voltage −Vb in the negative direction. At this time, the magnetic energy stored in the motor 20 is converted into electric energy, and the current is converted into a current i in a direction against the terminal voltage -Vb of the motor 20.
(C) flows, but the operational amplifier OPL of the motor current detection circuit 38 for detecting a voltage drop across the resistor R2 is a unipolar power supply (single power supply), and cannot detect a current flowing in the reverse direction. The detected current value becomes zero.

【００２６】このため、ＰＷＭ信号の１サイクル中にお
いて、モードＡ、モードＢ、モードＣの各段階を通して
モータ２０に実際に流れるモータ電流Ｉは、下記数６で
表わすことができる。Therefore, during one cycle of the PWM signal, the motor current I actually flowing through the motor 20 through each of the modes A, B and C can be represented by the following equation (6).

【００２７】[0027]

【数６】Ｉ＝ｉ（Ａ）＋ｉ（Ｂ）＋ｉ（Ｃ） 一方、モータ電流検出回路３８で検出される検出電流ｉ
（ｄｃｔ）の総和は、電流ｉ（Ｃ）が検出されないため
次の数７のようになる。I = i (A) + i (B) + i (C) On the other hand, the detection current i detected by the motor current detection circuit 38
The sum of (dct) is as shown in the following Expression 7 because the current i (C) is not detected.

【００２８】[0028]

【数７】ｉ（ｄｃｔ）＝ｉ（Ａ）＋ｉ（Ｂ） ＰＷＭ信号の１サイクル中に検出電流ｉ（ｄｃｔ）が検
出される期間は、ＰＷＭ信号の１サイクル中のモードＡ
とモードＢの期間で、これはデューティ比Ｄ２に相当す
る（図１１参照）。よって、検出電流ｉ（ｄｃｔ）は次
の数８で表わすことができる。I (dct) = i (A) + i (B) The period during which the detection current i (dct) is detected during one cycle of the PWM signal is the mode A during one cycle of the PWM signal.
This corresponds to the duty ratio D2 during the period of the mode B and the mode B (see FIG. 11). Therefore, the detection current i (dct) can be expressed by the following equation 8.

【００２９】[0029]

【数８】ｉ（ｄｃｔ）＝Ｄ２・Ｉ 従って、モータ２０に実際に流れるモータ電流Ｉは、数
８を変形して、下記数９で表わすことができる。I (dct) = D2 · I Therefore, the motor current I actually flowing through the motor 20 can be expressed by the following equation 9 by modifying the equation 8.

【００３０】[0030]

【数９】Ｉ＝ｉ（ｄｃｔ）／Ｄ２ 図１１（Ｅ）はモードＡ、モードＢ、モードＣの各段階
におけるモータ電流Ｉの変化の状態を示しており、時間
の経過と共に次第に平衡状態に近づく。## EQU9 ## I = i (dct) / D2 FIG. 11E shows the state of the change of the motor current I in each of the modes A, B and C, and gradually becomes an equilibrium state with the passage of time. Get closer.

【００３１】次に、上述したＦＥＴ駆動方法を採用した
場合のモータ角速度ωの推定について説明する。モータ
端子間電圧ＶＭ、実際にモータに流れる電流Ｉ及びモー
タ角速度ωとの間にはNext, the estimation of the motor angular velocity ω when the above-described FET driving method is adopted will be described. Between the motor terminal voltage VM, the current I actually flowing through the motor and the motor angular velocity ω

【数１０】Ｖ＝（Ｌ・ｓ＋Ｒ）Ｉ＋Ｋ_Ｔ・ω 但し、Ｌはモータのインダクタンス、ｓはラプラス演算
子である。V = (L ・ s + R) I + K _T・ ω where L is the motor inductance and s is the Laplace operator.

【００３２】の関係があり、モータ端子間電圧ＶＭとモ
ータ電流Ｉを知れば、モータ角速度ωを求めることがで
きる。If the motor terminal voltage VM and the motor current I are known, the motor angular velocity ω can be obtained.

【００３３】図１１（Ｃ）に示すように、モータ端子間
電圧ＶＭは、デューティ比Ｄ１で駆動されるモードＡの
駆動時間ｔ（Ａ）に印加されるバッテリ電圧Ｖｂと、デ
ューティ比Ｄ２で駆動されるモードＣの駆動時間ｔ
（Ｃ）に印加される負方向のバッテリ電圧−Ｖｂとの和
になる。As shown in FIG. 11 (C), the motor terminal voltage VM is driven by the battery voltage Vb applied during the driving time t (A) of the mode A driven by the duty ratio D1 and by the duty ratio D2. Driving time t of mode C
(C) is the sum of the negative battery voltage -Vb applied to (C).

【００３４】図１１から明らかなように、ＰＷＭ信号の
１サイクル中におけるモードＡの比率はＤ１で、モード
Ｃの比率は（１−Ｄ２）でそれぞれ表わすことができる
から、モータ端子間電圧ＶＭは次の数１１で表わすこと
ができる。As is apparent from FIG. 11, the ratio of mode A in one cycle of the PWM signal can be represented by D1, and the ratio of mode C can be represented by (1−D2). It can be expressed by the following equation 11.

【００３５】[0035]

【数１１】ＶＭ＝Ｄ１・Ｖｂ＋（１−Ｄ２）・（−Ｖ
ｂ）＝（Ｄ１＋Ｄ２−１）Ｖｂ 上記数１０を用いることにより、バッテリ電圧Ｖｂとデ
ューティ比Ｄ１、Ｄ２とから容易にモータ端子間電圧Ｖ
Ｍを求めることができ、モータ印加電圧を検出する手段
を必要としない。VM = D1 · Vb + (1−D2) · (−V
b) = (D1 + D2-1) Vb By using the above equation 10, the motor terminal voltage V can be easily obtained from the battery voltage Vb and the duty ratios D1 and D2.
M can be obtained, and no means for detecting the motor applied voltage is required.

【００３６】[0036]

【発明が解決しようとする課題】ところで、操舵トルク
Ｔに対応する操舵補助指令値Ｉｒｅｆを演算するとき、
例えば８ビットの有限語長で演算するときに演算結果
（１６ビットとなる）の下位桁（８ビット）が切り捨て
られ、デジタル演算に基づく量子化誤差が発生する。こ
のような量子化誤差は、穏やかな操舵を行なった際に運
転者に不連続な操舵感覚を与えて望ましくない。そこ
で、図１２に示すように、操舵トルクＴに対応する高次
の関数式Ｉｎ＝ｆ（Ｔ）^ｎで定義された操舵補助指令値
Ｉｒｅｆから予め４点（ｐ、ｑ、ｒ、ｓ）を抽出し、そ
のうちの中間の２点（ｑ、ｒ）を共有する３点（ｐ、
ｑ、ｒ）及び（ｑ、ｒ、ｓ）を補間する２つの２次関数
式で近似させている。即ち、点（ｐ、ｑ、ｒ）を補間す
る２次関数式Ｉ１と、点（ｑ、ｒ、ｓ）を補間する２次
関数式Ｉ２を、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、ｃを定数とし
て以下の数１２及び数１３のように定義する。By the way, when calculating the steering assist command value Iref corresponding to the steering torque T,
For example, when an operation is performed with a finite word length of 8 bits, the lower digits (8 bits) of the operation result (16 bits) are truncated, and a quantization error based on a digital operation occurs. Such quantization errors are undesirable because they give the driver a discontinuous steering sensation during gentle steering. Therefore, as shown in FIG. 12, four points (p, q, r, s) are determined in advance from the steering assist command value Iref defined by a higher-order function formula In = f (T) ⁿ corresponding to the steering torque T. Three points (p, p) that share the middle two points (q, r)
(q, r) and (q, r, s) are approximated by two quadratic functions. That is, a quadratic function equation I1 for interpolating a point (p, q, r) and a quadratic function equation I2 for interpolating a point (q, r, s) are defined as a1, a2, b1, b2, and c as constants. It is defined as in the following Expressions 12 and 13.

【００３７】[0037]

【数１２】Ｉ１＝ａ１・Ｔ^２＋ｂ１・Ｔ＋ｃ[Number 12] ^{I1 = a1 · T 2 + b1} · T + c

【数１３】Ｉ２＝ａ２・Ｔ^２＋ｂ２・Ｔ＋ｃ 図１２において、特性（ａ）は操舵補助指令値Ｉｒｅｆ
を表す高次関数式Ｉｎ＝ｆ（Ｔ）^ｎの特性曲線を示し、
特性（ｂ）は２次関数式Ｉ１の特性曲線を、特性線
（ｃ）は２次関数式Ｉ２の特性曲線をそれぞれ示す。高
次関数式Ｉｎを２つの２次関数式Ｉ１及びＩ２で近似さ
せることで、操舵トルクＴに対応する操舵補助指令値Ｉ
ｒｅｆを容易に演算により求められるようにすると共
に、量子化誤差を最小にすることが可能となる。検出さ
れた操舵トルクＴに応じて上記いずれか１つの近似式を
選択し、選択された近似式に基づいて検出操舵トルクＴ
に対応する操舵補助指令値Ｉｒｅｆを演算すれば、演算
を迅速容易に行なうことができる。In Equation 13] ^{I2 = a2 · T 2 + b2} · T + c 12, characteristics (a) the steering assist command value Iref
^Shows a characteristic curve of a high-order function expression In = f (T) ⁿ representing
The characteristic (b) shows the characteristic curve of the quadratic function I1, and the characteristic line (c) shows the characteristic curve of the quadratic function I2. By approximating the high-order function expression In with two quadratic function expressions I1 and I2, the steering assist command value I corresponding to the steering torque T is obtained.
ref can be easily obtained by calculation, and the quantization error can be minimized. Any one of the above approximate expressions is selected according to the detected steering torque T, and the detected steering torque T is determined based on the selected approximate expression.
If the steering assist command value Iref corresponding to is calculated, the calculation can be performed quickly and easily.

【００３８】４点を補間する２つの２次関数式で近似す
るときは、関数式の次数が低いため、４次関数式による
演算の場合に比較して量子化誤差を小さくすることがで
きる。また、２つの２次関数式で近似させた場合は、一
方の近似式から他方の近似式に移る遷移点を除き、２次
関数式のいずれかで近似されているため、操舵トルクＴ
に対応する操舵補助指令値Ｉｒｅｆの変化は滑らかに変
化する。これにより、運転者のハンドル操作に違和感を
与えることがない。When approximation is made using two quadratic function expressions for interpolating four points, the order of the function expression is low, so that a quantization error can be reduced as compared with the case of calculation using a quartic function expression. Further, in the case of approximation by two quadratic functions, the steering torque T is approximated by one of the quadratic functions except for a transition point where one approximation is shifted to the other approximation.
Changes smoothly in the steering assist command value Iref corresponding to the above. As a result, the driver does not feel uncomfortable operating the steering wheel.

【００３９】さらに、操舵補助指令値Ｉｒｅｆの演算に
おける量子化誤差を低減するため、以下のような処理を
行なう。即ち、操舵トルクＴに対応する操舵補助指令値
Ｉｒｅｆを２次関数式に基づいて８ビットの有限語長で
演算すると、乗算を含むため演算結果は１６ビットで出
力される。しかしながら、演算された操舵補助指令値Ｉ
ｒｅｆを入力としてモータ電流を制御するモータ駆動回
路は８ビットデータを入力とするため、１６ビットで出
力される演算結果の上位８ビットのみがモータ駆動回路
に入力され、下位８ビットデータは切り捨てられ、これ
が量子化誤差となる。そこで、この切り捨てられた下位
８ビットデータを、次のサンプリング期間に検出された
操舵トルクＴに基づいて演算された操舵補助指令値Ｉｒ
ｅｆに加算することで、下位８ビットデータの切り捨て
による量子化誤差を低減するようにしている。Further, the following processing is performed to reduce the quantization error in the calculation of the steering assist command value Iref. That is, when the steering assist command value Iref corresponding to the steering torque T is calculated with a finite word length of 8 bits based on a quadratic function, the calculation result is output in 16 bits because it includes multiplication. However, the calculated steering assist command value I
Since the motor drive circuit that controls the motor current using ref as input receives 8-bit data, only the upper 8 bits of the operation result output in 16 bits are input to the motor drive circuit, and the lower 8-bit data is truncated. , Which is a quantization error. Therefore, the truncated lower 8-bit data is converted to a steering assist command value Ir calculated based on the steering torque T detected in the next sampling period.
By adding to ef, the quantization error due to the truncation of the lower 8-bit data is reduced.

【００４０】図１３は、量子化誤差の低減回路を伝達関
数で表わしたもので、１０１は操舵トルクＴに対応する
操舵補助指令値を前記数１２及び数１３に基づいて演算
する演算要素、１０２は加算要素、１０３は１６ビット
データの下位８ビットデータδを切り捨てる演算要素、
１０４は演算要素１０３で切り捨てられた下位８ビット
データを一時記憶する記憶要素、１０５はゲイン調整要
素である。このような構成において、検出された操舵ト
ルクＴは８ビットデータとして演算要素１０１に入力さ
れ、前記近似式に基づいて操舵補助指令値が演算され、
１６ビットの操舵補助指令値Ｉａが出力される。出力デ
ータＩａは加算要素１０２を経て演算要素１０３に入力
され、下位８ビットデータが切り捨てられ、上位８ビッ
トデータが制御目的のための操舵補助指令値Ｉｒｅｆと
して出力される。一方、切り捨てられた下位８ビットデ
ータ（量子化誤差）δは記憶要素１０４に一時記憶さ
れ、ゲイン調整要素１０５でゲイン調整された上で次の
サンプリング期間に読出されて、加算要素１０２に１サ
ンプル期間遅れのデータとして出力され、次のサンプリ
ング期間に抽出された操舵トルクＴについて演算された
操舵補助指令値Ｉａに加算される。FIG. 13 shows a quantization error reduction circuit represented by a transfer function. Reference numeral 101 denotes a calculation element for calculating a steering assist command value corresponding to the steering torque T based on the above equations (12) and (13). Is an addition element, 103 is an operation element for truncating lower 8-bit data δ of 16-bit data,
Numeral 104 denotes a storage element for temporarily storing the lower 8-bit data truncated by the operation element 103, and 105 denotes a gain adjustment element. In such a configuration, the detected steering torque T is input to the calculation element 101 as 8-bit data, and a steering assist command value is calculated based on the approximate expression,
A 16-bit steering assist command value Ia is output. The output data Ia is input to the calculation element 103 via the addition element 102, the lower 8-bit data is discarded, and the upper 8-bit data is output as a steering assist command value Iref for control purposes. On the other hand, the truncated lower 8-bit data (quantization error) δ is temporarily stored in the storage element 104, gain-adjusted by the gain adjustment element 105, read out in the next sampling period, and stored in the addition element 102 for one sample. The data is output as period delay data and is added to the steering assist command value Ia calculated for the steering torque T extracted in the next sampling period.

【００４１】このように、切り捨てられた下位８ビット
データδは逐次次のサンプリング期間に抽出された操舵
トルクＴに基づく操舵補助指令値Ｉａに加算されるた
め、下位８ビットデータδの切り捨てによる量子化誤差
を低減することができる。図１３に示す量子化誤差の低
減回路は、量子化誤差の発生から加算器１０２の出力ま
での伝達特性がハイパスフィルタの特性を持ち、図１４
に示す周波数特性を有している。そこで、演算要素１０
３の出力側にローパスフィルタを挿入すると、図１５に
示すように、全ての周波数領域においてゲインが１以下
となり、全ての周波数において量子化誤差の影響を低減
することができる。As described above, the truncated lower 8-bit data δ is added to the steering assist command value Ia based on the steering torque T extracted during the successive sampling period. The conversion error can be reduced. In the quantization error reduction circuit shown in FIG. 13, the transfer characteristic from the occurrence of the quantization error to the output of the adder 102 has the characteristic of a high-pass filter.
Has the frequency characteristics shown in FIG. Therefore, the operation element 10
When a low-pass filter is inserted on the output side of No. 3 as shown in FIG. 15, the gain becomes 1 or less in all frequency regions, and the effect of the quantization error can be reduced at all frequencies.

【００４２】ここでは、量子化誤差を図１３に示す低減
回路でフィードバックしているが、これに限らずハイパ
スフィルタの特性を持つ回路であれば適宜の回路を使用
することができ、一般的には伝達特性が（１−Ｚ^−１）
^ｎになるようにフィードバックすることが望ましい。値
ｎが大きくなるに従いハイパスフィルタ効果が大きく作
用するようになる。また、（１−Ｚ^−１）^ｎのクロスオ
ーバー周波数はナイキスト周波数に対して１／πである
ため、ローパスフィルタの遮断周波数は１／πであるこ
とが望ましい。Here, the quantization error is fed back by the reduction circuit shown in FIG. 13. However, the present invention is not limited to this, and any circuit having the characteristics of a high-pass filter can be used. Means that the transfer characteristic is (1-Z ^-1 )
It is desirable that the feedback be made to be ⁿ . The higher the value n, the greater the effect of the high-pass filter. Further, since the crossover frequency of (1-Z ⁻¹ ) ⁿ is 1 / π with respect to the Nyquist frequency, the cutoff frequency of the low-pass filter is desirably 1 / π.

【００４３】図８で示すような異なるデューティ比の駆
動方法での電流対デューティ比の特性は、図９に示され
るようになり、この特性は２種類のゲインＫＬ、ＫＨを
持つ直線の折線である。しかし、電流対デューティ比の
ゲインが一致していないため、電流ループのローパスフ
ィルタ特性は広い電流領域において所望の特性を保つこ
とができなくなる。電流対デューティ比のゲイン変化よ
り、電流フィードバック制御系の電流ループの周波数特
性の変化は図１６に示されるものとなる。電流対デュー
ティ比のゲインが高い方のゲインＫＬの電流ループＢの
遮蔽周波数ｆＢは、低い方のゲインＫＨの電流ループＡ
の遮蔽周波数ｆＡよりも高い。The characteristics of the current versus the duty ratio in the driving methods having different duty ratios as shown in FIG. 8 are as shown in FIG. 9, and this characteristic is represented by a broken line of a straight line having two kinds of gains KL and KH. is there. However, since the gains of the current-to-duty ratio do not match, the low-pass filter characteristics of the current loop cannot maintain desired characteristics in a wide current region. FIG. 16 shows the change in the frequency characteristic of the current loop of the current feedback control system due to the change in the gain of the current-to-duty ratio. The shielding frequency fB of the current loop B having the higher gain KL with respect to the current-to-duty ratio gain is equal to the current loop A having the lower gain KH.
Higher than the shielding frequency fA.

【００４４】ところで、電流対デューティ比のゲインＫ
ＬとＫＨとの差を小さくすれば、電流ループのローパス
フィルタ特性をよく一致させることができるが、ハンド
ル戻り時に逆起電圧で生じる音の抑制に対しては不利と
なる。逆に、電流対デューティ比のゲインＫＬ及びＫＨ
の差を大きくすると、各ゲインＫＬ、ＫＨに対する電流
ループの遮蔽周波数ｆＢ、ｆＡは大きく違ってくる。そ
して、電流ループの遮蔽周波数には上限があるので、遮
蔽周波数ｆＡは小さく設定しなければならないが、遮断
周波数ｆＡを小さく設定すると電流の追従性が悪くな
り、パワーステアリングの操舵フィーリングに対して不
利となる。また、音対策の要求と操舵フィーリングの要
求の許容レベルにより、それらの相関関数の妥協である
トレードオフには限界がある。By the way, the current-to-duty ratio gain K
If the difference between L and KH is reduced, the low-pass filter characteristics of the current loop can be made to match well, but this is disadvantageous for suppressing the sound generated by the back electromotive force when the steering wheel returns. Conversely, current-to-duty ratio gains KL and KH
When the difference is increased, the shielding frequencies fB and fA of the current loop with respect to the gains KL and KH are greatly different. Since the shield frequency of the current loop has an upper limit, the shield frequency fA must be set to a small value. However, if the cut-off frequency fA is set to a small value, the followability of the current becomes poor, and the steering feeling of the power steering is reduced. Disadvantageous. In addition, there is a limit to a trade-off, which is a compromise between the correlation functions, due to the allowable levels of the demands for sound measures and the demands for steering feeling.

【００４５】本発明は上述のような事情よりなされたも
のであり、本発明の目的は、電動パワーステアリング装
置の全電流領域において、電流フィードバック制御系を
有する電流ループのローパスフィルタ特性を、異なるデ
ューティ比の駆動方法によって電流対デューティ比のゲ
インの変化にかかわらず一定に保つことができる電動パ
ワーステアリング装置の制御装置を提供することにあ
る。The present invention has been made in view of the above-mentioned circumstances, and an object of the present invention is to provide a low-pass filter characteristic of a current loop having a current feedback control system in a whole current region of an electric power steering device by changing a different duty ratio. It is an object of the present invention to provide a control device for an electric power steering device which can be kept constant irrespective of a change in a current-to-duty ratio gain by a ratio driving method.

【００４６】[0046]

【課題を解決するための手段】本発明は、ステアリング
シャフトに発生する操舵トルクを検出する操舵トルク検
出手段と、前記操舵トルクに基づいて操舵補助指令値を
演算する操舵補助指令値演算手段と、前記操舵補助指令
値に基づいてモータ電流を制御するモータ電流制御手段
とを備え、前記操舵トルクに応じた操舵補助力をステア
リング機構に与える電動パワーステアリング装置の制御
装置に関するもので、本発明の上記目的は、前記モータ
電流制御手段を、半導体素子４個をＨブリッジに接続し
て構成したＨブリッジ回路の入力端子間に電源を、出力
端子間に前記モータを接続した構成で、電流制御値によ
って駆動されるモータ駆動回路と、前記Ｈブリッジ回路
の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半
導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流
制御値に基づいて決定される第１のデューティ比のＰＷ
Ｍ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１
のデューティ比の関数で定義される第２のデューティ比
のＰＷＭ信号で駆動する駆動制御手段とで構成し、前記
モータ電流対前記第１及び第２のデューティ比のＰＷＭ
信号のゲインの変化に応じて、予め定義した電流ループ
の周波数特性を得られるように、前記モータ電流制御手
段のパラメータを得るようにしたことによって達成され
る。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention provides a steering torque detecting means for detecting a steering torque generated in a steering shaft, a steering assist command value calculating means for calculating a steering assist command value based on the steering torque, A motor current control means for controlling a motor current based on the steering assist command value, and a control device for an electric power steering device that applies a steering assist force to a steering mechanism in accordance with the steering torque. The object is to provide a motor current control means in which a power supply is connected between input terminals of an H-bridge circuit in which four semiconductor elements are connected to an H-bridge and the motor is connected between output terminals. Of a set of two semiconductor elements constituting a motor drive circuit to be driven and two arms facing each other of the H-bridge circuit, PW of the first duty ratio is determined based on the semiconductor device of the first arm to the current control value
The semiconductor device of the second arm is driven by the
And a drive control means driven by a PWM signal having a second duty ratio defined by a function of the duty ratio of the motor current and the PWM of the first and second duty ratios.
This is achieved by obtaining the parameters of the motor current control means so as to obtain a predefined frequency characteristic of the current loop according to the change in the signal gain.

【００４７】[0047]

【発明の実施の形態】本発明では、電動パワーステアリ
ング装置の制御装置において、各電流対デューティ比の
ゲインに応じて、予め定義した電流ループの周波数特性
を得られるようにモータ電流制御手段のパラメータを設
計し、電流対デューティ比のゲインの切替点γを通過す
る時にモータ電流制御手段を切替える。従って、電流対
デューティ比のゲインが変化しても所望の電流ループの
ローパスフィルタ特性が得られる。更に、モータ電流制
御手段のパラメータの切替時に制御系の出力を連続にす
るため、モータ電流制御手段の状態変数をその切替に応
じて再設定することにより、モータ電流制御手段の切替
を円滑に行なう。本発明によれば、電動パワーステアリ
ング装置の全電流領域において、電流フィードバック制
御を持つ電流ループはそのローパスフィルタ効果とハン
ドル戻り時に逆起電圧で生じる音の対策を両立すること
ができ、これによりハンドルの操舵フィーリングの改善
をすることができる。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS According to the present invention, in a control device of an electric power steering device, a parameter of a motor current control means is obtained so that a frequency characteristic of a current loop defined in advance can be obtained according to a gain of each current to duty ratio. And the motor current control means is switched when passing through the switching point γ of the current to duty ratio gain. Therefore, even if the gain of the current-to-duty ratio changes, a desired low-pass filter characteristic of the current loop can be obtained. Furthermore, in order to make the output of the control system continuous when the parameters of the motor current control means are switched, the state variables of the motor current control means are reset according to the switching, so that the switching of the motor current control means is performed smoothly. . According to the present invention, in the entire current range of the electric power steering device, the current loop having the current feedback control can achieve both the low-pass filter effect and the countermeasure against the sound generated by the back electromotive force when the steering wheel returns, and thereby the steering wheel The steering feeling can be improved.

【００４８】図１は、本発明の制御装置の構成を部分的
に図７に対応させて示しており、パラメータの異なる２
つのモータ電流制御手段４０及び４１を有しており、操
舵補助指令値Ｉｒｅｆとモータ電流検出値ｉの差ｅは切
替スイッチ５０を経てモータ電流制御手段４０又は４１
に入力される。また、モータ電流制御手段４０及び４１
の出力は切替スイッチ５１を経てモータ駆動回路３７に
入力され、切替点検出手段６０はモータ駆動回路３７か
ら前述のデューティ比Ｄの切替点γを検出し、切替点γ
を検出したときに切替信号ＳＷを出力するようになって
いる。切替信号ＳＷは切替スイッチ５０及び５１に入力
されて、接点ａ，ｂを連動して切替えると共に、状態変
数設定手段６１に入力されることによってモータ電流制
御手段４０又は４１に状態変数を設定する。FIG. 1 partially shows the structure of the control device of the present invention in correspondence with FIG.
And a difference e between the steering assist command value Iref and the detected motor current value i is passed through the changeover switch 50 to the motor current control means 40 or 41.
Is input to Also, motor current control means 40 and 41
Is input to the motor drive circuit 37 via the changeover switch 51, and the switch point detecting means 60 detects the switch point γ of the above-described duty ratio D from the motor drive circuit 37 and outputs the switch point γ
Is detected, a switching signal SW is output. The switching signal SW is input to the changeover switches 50 and 51 to switch the contacts a and b in conjunction with each other, and is input to the state variable setting means 61 to set a state variable in the motor current control means 40 or 41.

【００４９】このような構成において、その動作は図２
に示すようになっており、切替点検出手段６０は常時デ
ューティ比の切替点γを検出しており（ステップＳ
１）、切替点γが検出されると切替信号ＳＷを出力して
切替スイッチ５０及び５１の接点を例えばａからｂに切
替え、モータ電流制御手段４０から４１に切替えること
によってパラメータを切替える（ステップＳ２）、ま
た、切替信号ＳＷに基づいて状態変数設定手段６１は、
モータ電流制御手段４１の状態変数を設定する（ステッ
プＳ３）。In such a configuration, the operation is as shown in FIG.
The switching point detecting means 60 always detects the switching point γ of the duty ratio (step S
1) When the switching point γ is detected, the switching signal SW is output to switch the contacts of the switches 50 and 51 from, for example, a to b, and to switch the parameters by switching from the motor current control means 40 to 41 (step S2). ) Also, based on the switching signal SW, the state variable setting means 61
The state variable of the motor current control means 41 is set (step S3).

【００５０】ここで、パラメータの切替を説明する。先
ず操舵トルクを制御するため、適切なモータのアシスト
トルク指令値が計算され、そのアシストトルクに比例す
るモータ電流指令値を電流フィードバック制御を持つ電
流ループに与える。モータ駆動回路３７は異なるデュー
ティ比のＰＷＭ信号で駆動されるＨブリッジ回路であ
り、モータ特性の伝達関数をＧｍ（ｓ）＝１／（Ｔｍ・
ｓ＋１）とする。電流対デューティ比の特性は２つゲイ
ンＫＬ、ＫＨを持つ図９のような特性で表わされ、各ゲ
インＫＬ、ＫＨに応じたモータ電流制御手段４０及び４
１の伝達関数をＧｃＬ（ｓ）、ＧｃＨ（ｓ）とする。電
流ループのローパスフィルタ効果を果すため、電流ルー
プのカットオフ周波数ｆｃ（Ｈｚ）の近辺に設置するよ
うな一次遅れを設定し、その所望電流ループの周波数特
性は図３に示すものである。その伝達関数Ｇｌｐ（ｓ）
は数１４のようになる。Here, switching of parameters will be described. First, in order to control the steering torque, an appropriate motor assist torque command value is calculated, and a motor current command value proportional to the assist torque is given to a current loop having current feedback control. The motor drive circuit 37 is an H-bridge circuit driven by PWM signals having different duty ratios, and the transfer function of the motor characteristics is represented by Gm (s) = 1 / (Tm ·
s + 1). The characteristic of the current-to-duty ratio is represented by a characteristic as shown in FIG. 9 having two gains KL and KH, and the motor current control means 40 and 4 corresponding to the respective gains KL and KH.
1 are GcL (s) and GcH (s). In order to achieve the low-pass filter effect of the current loop, a first-order lag is set so as to be set near the cut-off frequency fc (Hz) of the current loop, and the frequency characteristic of the desired current loop is as shown in FIG. Its transfer function Glp (s)
Is as shown in Expression 14.

【００５１】[0051]

【数１４】Ｇｌｐ（ｓ）＝１／（Ｔｌｐ・ｓ＋１） Ｔｌｐ＝１／（２π・ｆｃ） 電流対デューティ比の２つのゲインＫＨ，ＫＬの中の１
つゲイン（例えばＫＨとする）に基づき、モータ電流制
御手段ＧｃＨ（ｓ）は電流ループの伝達関数をＧｌｐ
（ｓ）になるように数１５で決める。Glp (s) = 1 / (Tlp · s + 1) Tlp = 1 / (2π · fc) One of the two gains KH and KL of the current to duty ratio
The motor current control means GcH (s) sets the transfer function of the current loop to Glp
Equation (15) is used to determine (s).

【００５２】[0052]

【数１５】Ｇ１ｐ（ｓ）＝ＫＨ・ＧｃＨ（ｓ）・Ｇｍ
（ｓ）／（１＋ＫＨ・ＧｃＨ（ｓ）・Ｇｍ（ｓ）） そして、モータ電流制御手段ＧｃＨ（ｓ）は数１６のよ
うになる。G1p (s) = KH · GcH (s) · Gm
(S) / (1 + KH · GcH (s) · Gm (s)) Then, the motor current control means GcH (s) is as shown in Expression 16.

【００５３】[0053]

【数１６】ＧｃＨ（ｓ）＝Ｇ１ｐ（ｓ）／［ＫＨ・Ｇｍ
（ｓ）・（１−Ｇ１ｐ（ｓ））］ ＰＩ（比例積分）のモータ電流制御手段のパラメータＫ
ｐＨ、ＫｉＨは数１６に基づいて求められる。同様に、
電流対デューティ比のゲインＫＬに基づき、モータ電流
制御手段ＧｃＬ（ｓ）は電流ループの伝達関数をＧｌｐ
（ｓ）になるように設計し、その結果は数１７に示さ
れ、ＰＩ（比例積分）のモータ電流制御手段のパラメー
タＫｐＨ、ＫｉＨは数１６に基づいて求められる。GcH (s) = G1p (s) / [KH · Gm
(S) · (1-G1p (s))] Parameter K of motor current control means of PI (proportional integration)
The pH and KiH are obtained based on Equation 16. Similarly,
Based on the current-to-duty ratio gain KL, the motor current control means GcL (s) sets the transfer function of the current loop to Glp
(S), and the result is shown in equation (17). The parameters KpH and KiH of the motor current control means of PI (proportional integration) are obtained based on equation (16).

【００５４】[0054]

【数１７】ＧｃＬ（ｓ）＝Ｇ１ｐ（ｓ）／［ＫＬ・Ｇｍ
（ｓ）・（１−Ｇ１ｐ（ｓ））］ 電流対デューティ比のゲインの切替点γの通過は切替点
検出手段６０によって検出され、モータ電流制御手段
（ＧｃＬ（ｓ）、ＧｃＨ（ｓ））を切替スイッチ５０及
び５１を介して切替える。従って、電流対デューティ比
のゲインの変化に関わらず電流ループのローパスフィル
タ特性は変化しない。GcL (s) = G1p (s) / [KL · Gm
(S) · (1-G1p (s))] The passage of the current-to-duty ratio gain at the switching point γ is detected by the switching point detecting means 60, and the motor current control means (GcL (s), GcH (s)) Is switched via the changeover switches 50 and 51. Therefore, the low-pass filter characteristic of the current loop does not change regardless of the change in the current-to-duty ratio gain.

【００５５】次に、切替前後の制御手段の出力を連続す
るように、状態変数設定手段６１による状態変数の設定
について説明する。数１６及び数１７で得られたＰＩ
（比例積分）のモータ電流制御手段（ＧｃＨ（ｓ）＝Ｋ
ｐＨ^＊（１＋ＫｉＨ／ｓ）・ＧｃＬ（ｓ）＝ＫｐＬ
^＊（１＋ＫｉＬ／ｓ））はディジタル制御器で実施した
場合、例として、連続系の伝達関数（ＧｃＨ（ｓ）・Ｇ
ｃＬ（ｓ））を双１次変化より離散系の伝達関数（Ｄ１
Ｈ（ｚ）／ｅ（ｚ）＝ＧｃＨ（ｚ）＝（ｂＨ１＋ｂＨ２
^＊ｚ^-1）／（１−ｚ^-1）、Ｄ１Ｌ（ｚ）／ｅ（ｚ）＝Ｇ
ｃＬ（ｚ）＝（ｂＬ１＋ｂＬ２^＊ｚ^-1）／（１−
ｚ^-1））になる。この離散系の伝達関数（ＧｃＨ
（ｚ）、ＧｃＬ（ｚ））は、例えば図１７の（Ａ）、
（Ｂ）で示す公知の継続ＩＤ形で実現できる。図１７中
のｚ^-1ブロックは、時間遅れ要素である。図１７より、
各制御器のデューティ比出力（Ｄ１Ｌ（ｋ）、Ｄ１Ｈ
（ｋ））は数１８及び数１９のように表わすことができ
る。Next, the setting of the state variables by the state variable setting means 61 so that the output of the control means before and after the switching is continuous will be described. PI obtained by Equations 16 and 17
(Proportional integral) motor current control means (GcH (s) = K
pH ^* (1 + KiH / s) · GcL (s) = KpL
^* (1 + KiL / s)) is a transfer function of a continuous system (GcH (s) · G
cL (s)) is calculated from the bilinear change of the transfer function (D1
H (z) / e (z) = GcH (z) = (bH1 + bH2
^* Z ^-1 ) / (1-z ^-1 ), D1L (z) / e (z) = G
cL (z) = (bL1 + bL2 ^* z- ¹ ) / (1-
z ^-1 )). The transfer function of this discrete system (GcH
(Z), GcL (z)) are, for example, (A) in FIG.
This can be realized by the known continuous ID type shown in FIG. The z ^-1 block in FIG. 17 is a time delay element. From FIG.
Duty ratio output (D1L (k), D1H
(K)) can be expressed as in Equations 18 and 19.

【００５６】[0056]

【数１８】Ｄ１Ｌ（ｋ）＝ｂＬ１・ＷＬ（ｋ）＋ｂＬ２
・ＷＬ（ｋ−１）D1L (k) = bL1.WL (k) + bL2
・ WL (k-1)

【数１９】Ｄ１Ｈ（ｋ）＝ｂＨ１・ＷＨ（ｋ）＋ｂＨ２
・ＷＨ（ｋ−１） 上記数１８及び１９において、Ｗ（ｋ−１）は制御器の
過去情報を含む状態変数であり、Ｗ（ｋ）は制御器の過
去情報と現時点のモータ電流制御手段の入力ｅ（ｋ）情
報を含む状態変数であり、Ｗ（ｋ）＝ｅ（ｋ）＋Ｗ（ｋ
−１）である。D1H (k) = bH1 · WH (k) + bH2
WH (k-1) In the above equations (18) and (19), W (k-1) is a state variable including past information of the controller, and W (k) is past information of the controller and current motor current control means. Is a state variable including the input e (k) information, and W (k) = e (k) + W (k
-1).

【００５７】モータ電流制御手段のパラメータ（ｂ１
Ｌ、ｂ２Ｌ）と（ｂ１Ｈ、ｂ２Ｈ）とを切替える際に、
パワーステアリング装置の操舵フィーリングを滑らかに
するため、切替後の制御手段のデューティ比出力（Ｄ１
Ｌ（ｋ）又はＤ１Ｈ（ｋ））と切替前の制御手段のデュ
ーティ比出力（Ｄ１Ｈ（ｋ）又はＤ１Ｌ（ｋ））を連続
するように、切替後の制御手段の状態変数（ＷＬ（ｋ）
又はＷＨ（ｋ））を再定義する。切替前後の制御手段の
デューティ比出力を連続とするには、数１８と数１９を
等しくすれば良い。The parameter (b1) of the motor current control means
L, b2L) and (b1H, b2H),
In order to smooth the steering feeling of the power steering device, the duty ratio output (D1
L (k) or D1H (k)) and the duty ratio output (D1H (k) or D1L (k)) of the control means before the switching, so that the state variable (WL (k)
Or WH (k)). To make the duty ratio output of the control means before and after switching continuous, Equations 18 and 19 may be made equal.

【００５８】モータ電流制御手段の切替前のデューティ
比出力をＤ１Ｌ（ｋ）とし、制御手段切替後のデューテ
ィ比出力をＤ１Ｈ（ｋ）とする場合、制御手段切替前後
のデューティ比出力を連続するようにする制御手段切替
後の状態変数ＷＨ（ｋ）は、数１８と数１９を等しくす
ることにより定義することができる。When the duty ratio output before the switching of the motor current control means is D1L (k) and the duty ratio output after the switching of the control means is D1H (k), the duty ratio output before and after the switching of the control means is continuous. The state variable WH (k) after the switching of the control means can be defined by making Equations 18 and 19 equal.

【００５９】[0059]

【数２０】 Ｄ１Ｈ（ｋ）＝ｂＨ１・ＷＨ（ｋ）＋ｂＨ２・ＷＨ（ｋ−１） ＝ｂＨ１・ＷＨ（ｋ）＋ｂＨ２・（ＷＨ（ｋ）−ｅ（ｋ）） ＝ＷＨ（ｋ）・（ｂＨ１＋ｂＨ２）−ｂＨ２・ｅ（ｋ） ＝Ｄ１Ｌ（ｋ）＝ｂＨ１・ＷＬ（ｋ）＋ｂＬ２・ＷＬ（ｋ−１） ＝ｂＬ１・ＷＬ（ｋ）＋ｂＬ２・（ＷＬ（ｋ）−ｅ（ｋ）） 上記数２０より、制御手段切替後の状態変数はＷＨ
（ｋ）はデューティ比出力Ｄ１Ｌ（ｋ）とモータ電流制
御手段の入力ｅ（ｋ）、又は、制御手段切替前の状態変
数ＷＬ（ｋ）とモータ電流制御手段の入力ｅ（ｋ）によ
り定義することができる。D1H (k) = bH1 · WH (k) + bH2 · WH (k−1) = bH1 · WH (k) + bH2 · (WH (k) −e (k)) = WH (k) · ( bH1 + bH2) −bH2 · e (k) = D1L (k) = bH1 · WL (k) + bL2 · WL (k−1) = bL1 · WL (k) + bL2 · (WL (k) −e (k)) From Equation 20, the state variable after switching the control means is WH
(K) is defined by the duty ratio output D1L (k) and the input e (k) of the motor current control means, or the state variable WL (k) before switching the control means and the input e (k) of the motor current control means. be able to.

【００６０】[0060]

【数２１】 ＷＨ（ｋ）＝［Ｄ１Ｌ（ｋ）＋ｂＨ２・ｅ（ｋ）］／（ｂＨ１＋ｂＨ２） ＝［（ｂＬ１＋ｂＬ２）・ＷＬ（ｋ）＋（ｂＨ２−ｂＬ２）・ｅ （ｋ）］／（ｂＨ１＋ｂＨ２） または、数２０より、WH (k) = [D1L (k) + bH2 · e (k)] / (bH1 + bH2) = [(bL1 + bL2) · WL (k) + (bH2-bL2) · e (k)] / (bH1 + bH2) ) Or from Equation 20,

【数２２】ｅ（ｋ）＝［（ｂＬ１＋ｂＬ２）・ＷＬ
（ｋ）−Ｄ１Ｌ（ｋ）］／ｂＬ２ となり、このｅ（ｋ）を数２１に代入することにより、
制御手段切替後の状態変数ＷＨ（ｋ）は制御手段切替前
の状態変数ＷＬ（ｋ）とデューティ比出力Ｄ１Ｌ（ｋ）
より定義することもできる。## EQU22 ## e (k) = [(bL1 + bL2) .WL
(K) -D1L (k)] / bL2. By substituting this e (k) into Equation 21,
The state variable WH (k) after the switching of the control means is the state variable WL (k) before the switching of the control means and the duty ratio output D1L (k).
More defined.

【００６１】[0061]

【数２３】ＷＨ（ｋ）＝［ｂＨ２・（ｂＬ１＋ｂＬ２）
・ＷＬ（ｋ）−（ｂＨ２−ｂＬ２）・Ｄ１Ｌ（ｋ）］／
［ｂＬ２・（ｂＨ１＋ｂＨ２）］ モータ電流制御手段切替前のデューティ比出力をＤ１Ｈ
（ｋ）とし、制御手段切替後のデューティ比出力をＤ１
Ｌ（ｋ）とする場合、制御手段切替前後のデューティ比
出力を連続するようにする制御手段切替後の状態変数Ｗ
Ｌ（ｋ）は、前記ＷＨ（ｋ）の求め方と同じように再定
義することができる。ＷＬ（ｋ）の定義式は以下のよう
になる。WH (k) = [bH2 · (bL1 + bL2)
・ WL (k)-(bH2-bL2) ・ D1L (k)] /
[BL2 · (bH1 + bH2)] The duty ratio output before the motor current control means is switched to D1H
(K), and the duty ratio output after switching the control means is D1
When L (k) is set, the duty cycle output before and after the switching of the control means is made continuous so that the state variable W after the switching of the control means is changed.
L (k) can be redefined in the same way as the above-mentioned method of obtaining WH (k). The definition expression of WL (k) is as follows.

【００６２】[0062]

【数２４】 ＷＬ（ｋ）＝［Ｄ１Ｈ（ｋ）＋ｂＬ２・ｅ（ｋ）］／（ｂＬ１＋ｂＬ２） ＝［（ｂＨ１＋ｂＨ２）・ＷＨ（ｋ）＋（ｂＬ２−ｂＨ２） ・ｅ（ｋ）］／（ｂＬ１＋ｂＬ２） または、## EQU24 ## WL (k) = [D1H (k) + bL2.e (k)] / (bL1 + bL2) = [(bH1 + bH2) .WH (k) + (bL2-bH2) .e (k)] / (bL1 + bL2) ) Or

【数２５】ＷＬ（ｋ）＝［ｂＬ２・（ｂＨ１＋ｂＨ２）
・ＷＨ（ｋ）−（ｂＬ２−ｂＨ２）・Ｄ１Ｈ（ｋ）］／
［ｂＨ２・（ｂＬ１＋ｂＬ２）］ である。前記したＰＩ（比例積分）電流制御手段の連続
系伝達関数（ＧｃＨ（ｓ），ＧｃＬ（ｓ））の比例と積
分を別々に双１次変換することにより、離散系の伝達関
数（Ｄ１Ｈ（ｚ）／ｅ（ｚ）＝ＧｃＨ（ｚ）＝ＫｐＨ＋
ｂＨ（１＋ｚ^-1）／（１−ｚ^-1），Ｄ１Ｌ（ｚ）／ｅ
（ｚ）＝ＧｃＬ（ｚ）＝ＫｐＬ＋ｂＬ（１＋ｚ^-1）／
（１−ｚ^-1）が得られる。この離散系の伝達関数（Ｇｃ
Ｈ（ｚ），ＧｃＬ（ｚ））は図１８のように実現でき
る。図１８の制御手段の状態変数の設定方法は、図１７
の制御手段の設定と同じ方法で（切替前後の制御手段の
出力を連続するように）設定することができる。(25) WL (k) = [bL2 · (bH1 + bH2)
・ WH (k)-(bL2-bH2) ・ D1H (k)] /
[BH2 · (bL1 + bL2)]. By separately bilinearly transforming the proportionality and the integral of the continuous transfer function (GcH (s), GcL (s)) of the PI (proportional integral) current control means, a discrete transfer function (D1H (z ) / E (z) = GcH (z) = KpH +
bH (1 + z ^-1 ) / (1-z ^-1 ), D1L (z) / e
(Z) = GcL (z) = KpL + bL (1 + z ⁻¹ ) /
(1-z ^-1 ) is obtained. This discrete transfer function (Gc
H (z), GcL (z)) can be realized as shown in FIG. The setting method of the state variable of the control means of FIG.
(The output of the control means before and after the switching is continuous).

【００６３】[0063]

【発明の効果】以上説明した通り、本発明の電動パワー
ステアリング装置の制御装置の電流制御部分は、電流対
ＰＷＭデューティ比のゲインの変化により、ＰＷＭ信号
で駆動するモータ電流制御手段のパラメータの適応的な
切替方法とパラメータの切替により、全電流領域におい
て、電流フィードバック制御を持つ電流ループのローパ
スフィルタ特性を、異なるデューティ比の駆動方法によ
る電流対デューティ比のゲインの変化に関わらず一定に
保つことができる。従って、電流ループのローパスフィ
ルタ効果と、ハンドル戻り時の逆起電圧で生じる音の対
策とが両立することができる。これにより、ハンドルの
操舵フィーリングを著しく改善することができる。As described above, the current control portion of the control device of the electric power steering apparatus according to the present invention adapts the parameters of the motor current control means driven by the PWM signal by changing the gain of the current to PWM duty ratio. Of the low-pass filter characteristics of the current loop with current feedback control in all current regions by constant switching method and parameter switching, regardless of changes in the current-to-duty ratio gain due to the different duty ratio driving methods Can be. Therefore, the low-pass filter effect of the current loop and the countermeasure for the sound generated by the back electromotive force when the steering wheel returns can be compatible. As a result, the steering feeling of the steering wheel can be significantly improved.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の構成例の要部を示すブロック図であ
る。FIG. 1 is a block diagram showing a main part of a configuration example of the present invention.

【図２】本発明の動作例を示すフローチャートである。FIG. 2 is a flowchart showing an operation example of the present invention.

【図３】本発明の周波数特性を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating frequency characteristics of the present invention.

【図４】ブリッジ回路の接続例を示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating a connection example of a bridge circuit.

【図５】モータ電流とＰＷＭ信号のデューティ比との関
係を説明する図である。FIG. 5 is a diagram illustrating a relationship between a motor current and a duty ratio of a PWM signal.

【図６】電動パワーステアリング装置の構成例を示す図
である。FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of an electric power steering device.

【図７】コントロールユニットの回路例を示すブロック
図である。FIG. 7 is a block diagram illustrating a circuit example of a control unit.

【図８】モータ駆動回路の一例を示すブロック図であ
る。FIG. 8 is a block diagram illustrating an example of a motor drive circuit.

【図９】モータ電流とＰＷＭ信号のデューティ比との関
係を説明する図である。FIG. 9 is a diagram illustrating a relationship between a motor current and a duty ratio of a PWM signal.

【図１０】ＦＥＴ１とＦＥＴ３を同時に、かつ異なるデ
ューティ比で駆動した場合の動作を説明する図である。FIG. 10 is a diagram illustrating an operation when FET1 and FET3 are driven simultaneously and with different duty ratios.

【図１１】ＦＥＴの動作状態、モータ端子間電圧、モー
タ電流等の関係を説明するタイムチャートである。FIG. 11 is a time chart for explaining a relationship among an operation state of a FET, a voltage between motor terminals, a motor current, and the like.

【図１２】操舵トルクに対応する所望の操舵補助指令値
を高次の関数式で表した場合の特性曲線と近似式を説明
するための図である。FIG. 12 is a diagram for explaining a characteristic curve and an approximate expression when a desired steering assist command value corresponding to a steering torque is expressed by a higher-order functional expression.

【図１３】伝達関数で示した量子化誤差低減回路のブロ
ック図である。FIG. 13 is a block diagram of a quantization error reduction circuit represented by a transfer function.

【図１４】量子化誤差低減回路の伝達特性を説明するた
めの図である。FIG. 14 is a diagram for explaining a transfer characteristic of the quantization error reduction circuit.

【図１５】量子化誤差低減回路の出力側にローパスフィ
ルタを挿入した場合の伝達特性を説明するための図であ
る。FIG. 15 is a diagram for explaining transfer characteristics when a low-pass filter is inserted on the output side of the quantization error reduction circuit.

【図１６】量子化誤差低減回路の周波数特性を示す図で
ある。FIG. 16 is a diagram illustrating frequency characteristics of a quantization error reduction circuit.

【図１７】デイジタル制御器の継続ＩＤ形の構成例を示
すブロック図である。FIG. 17 is a block diagram showing a configuration example of a continuous ID type of the digital controller.

【図１８】デイジタル制御器の構成例を示すブロック図
である。FIG. 18 is a block diagram illustrating a configuration example of a digital controller.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１０ トルクセンサ １２ 車速センサ ２０ モータ ３０ コントロールユニット ３１ 位相補償器 ３２ 操舵補助指令値演算器 ３４ 微分補償器 ３５ 比例演算器 ３６ 積分演算器 ３７ モータ駆動回路 ３８ モータ電流検出回路 ４０，４１ モータ電流制御手段 ５０，５１ 切替スイッチ ６０ 切替点検出手段 ６１ 状態変数設定手段 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Torque sensor 12 Vehicle speed sensor 20 Motor 30 Control unit 31 Phase compensator 32 Steering assistance command value calculator 34 Differential compensator 35 Proportional calculator 36 Integral calculator 37 Motor drive circuit 38 Motor current detection circuit 40, 41 Motor current control means 50, 51 changeover switch 60 changeover point detecting means 61 state variable setting means

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 ステアリングシャフトに発生する操舵ト
ルクを検出する操舵トルク検出手段と、前記操舵トルク
に基づいて操舵補助指令値を演算する操舵補助指令値演
算手段と、前記操舵補助指令値に基づいてモータ電流を
制御するモータ電流制御手段とを備え、前記操舵トルク
に応じた操舵補助力をステアリング機構に与える電動パ
ワーステアリング装置の制御装置において、前記モータ
電流制御手段を、半導体素子４個をＨブリッジに接続し
て構成したＨブリッジ回路の入力端子間に電源を、出力
端子間に前記モータを接続した構成で、電流制御値によ
って駆動されるモータ駆動回路と、前記Ｈブリッジ回路
の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半
導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流
制御値に基づいて決定される第１のデューティ比のＰＷ
Ｍ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１
のデューティ比の関数で定義される第２のデューティ比
のＰＷＭ信号で駆動する駆動制御手段とで構成し、前記
モータ電流対前記第１及び第２のデューティ比のＰＷＭ
信号のゲインの変化に応じて、予め定義した電流ループ
の周波数特性を得られるように、前記モータ電流制御手
段のパラメータを得るようにしたことを特徴とする電動
パワーステアリング装置の制御装置。1. A steering torque detecting means for detecting a steering torque generated in a steering shaft, a steering assist command value calculating means for calculating a steering assist command value based on the steering torque, and a steering assist command value based on the steering assist command value. A motor current control means for controlling a motor current, the control apparatus for an electric power steering apparatus for providing a steering assisting force according to the steering torque to a steering mechanism. A motor drive circuit driven by a current control value, wherein a power supply is connected between input terminals of the H-bridge circuit and a motor drive circuit is connected between output terminals of the H-bridge circuit; The semiconductor element of the first arm is determined based on the current control value, out of the set of two semiconductor elements forming one arm. PW of the first duty ratio determined
The semiconductor device of the second arm is driven by the
And a drive control means driven by a PWM signal having a second duty ratio defined by a function of the duty ratio of the motor current and the PWM of the first and second duty ratios.
A control device for an electric power steering device, wherein a parameter of the motor current control means is obtained so as to obtain a frequency characteristic of a current loop defined in advance according to a change in a signal gain. 【請求項２】 前記ゲインの変化時に、前記モータ電流
制御手段の切替前後の出力を連続するように、制御手段
の過去情報を含む状態変数を再設定するようになってい
る請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御
装置。2. The state variable including past information of the control means is reset so that the output before and after switching of the motor current control means is continuous when the gain changes. Control device for electric power steering system.