JP3550827B2

JP3550827B2 - Control device for electric power steering device

Info

Publication number: JP3550827B2
Application number: JP26904195A
Authority: JP
Inventors: 裕輔板倉; 修司遠藤; 秀行小林
Original assignee: NSK Ltd
Current assignee: NSK Ltd
Priority date: 1995-09-25
Filing date: 1995-09-25
Publication date: 2004-08-04
Anticipated expiration: 2015-09-25
Also published as: JPH0986422A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電動パワ−ステアリング装置の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
車両用の電動パワ−ステアリング装置には、操向ハンドルの操作によりステアリングシヤフトに発生する操舵トルク、車速などを検出し、その検出信号に基づいてモ−タの制御目標値である操舵補助指令値を演算し、電流フイ−ドバツク制御回路において、前記した制御目標値である操舵補助指令値とモ−タ電流の検出値との差を電流制御値として求め、電流制御値によりモ−タを駆動して操向ハンドルの操舵力を補助するものがある。
【０００３】
操舵補助指令値は、上記したように操舵トルク、車速などに基づいて演算されるが、電動パワ−ステアリング装置の欠点である高車速時の収斂性の悪化や、低車速時に操向ハンドルを切つた後、セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが直進走行位置に戻るとき（以下、ハンドル戻り時という）のハンドルの戻りの悪化を補償するために、舵角速度に基づいて操舵補助指令値を補正する手段が提案されている（一例として特開平３−１８２８７４号公報参照）。
【０００４】
このような電動式パワ−ステアリング装置では、図１０に示すように、４個の電界効果型トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４をブリツジに接続して第１及び第２の２つのア−ムを備えたＨブリツジ回路を構成し、その入力端子間に電源Ｖを、出力端子間に前記モ−タＭを接続したモ−タ制御回路が使用されている。
【０００５】
そして、前記モ−タ制御回路を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ムを構成する２個１組のＦＥＴのうち、第１のア−ムのＦＥＴ１（或いは第２のア−ムのＦＥＴ２）を電流制御値に基づいて決定されるデユ−テイ比ＤのＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）で駆動することにより、モ−タ電流の大きさが制御される。
【０００６】
また、前記電流制御値の符号に基づいて第２のア−ムのＦＥＴ３をＯＮ、第１のア−ムのＦＥＴ４をＯＦＦ（或いは第２のア−ムのＦＥＴ３をＯＦＦ、第１のア−ムのＦＥＴ４をＯＮ）に制御することにより、モ−タＭの回転方向が制御される。ＦＥＴ３が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ１、モ−タＭ、ＦＥＴ３を経て流れ、モ−タＭに正方向の電流が流れる。また第２のア−ムのＦＥＴ４が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ２、モ−タＭ、ＦＥＴ４を経て流れ、モ−タＭに負方向の電流が流れる。
【０００７】
図１１は、モ−タ電流Ｉ（モ−タに実際に流れる電流で、検出電流ｉ（ｄｃｔ）とは異なる）とＰＷＭ信号のデユ−テイ比Ｄとの関係を示すものである。即ち、操向ハンドルが操作されて操舵トルクが発生している状態では、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図１１において線（ａ）で示すように変化し、制御回路において操舵トルクの検出信号に基づいてモ−タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆが演算され、操舵補助指令値Ｉｒｅｆとフイ−ドバツクされるモ−タ電流の検出値ｉ（ｄｃｔ）との差の電流制御値Ｅがモ−タ駆動回路に出力されるから、モ−タ駆動回路の半導体素子を制御するデユ−テイ比Ｄは或る値をとり、格別の支障は生じない。
【０００８】
しかしながら、操向ハンドルを切つた後、セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが直進走行位置に戻るハンドル戻り時には、操舵トルクが発生していない状態にあるから、モ−タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆは零となるが、モ−タに逆起電力が発生するため、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図１１において線（ｂ）で示すように、逆起電力に相当するだけ上方に移動変化し、デユ−テイ比Ｄの値が零の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係に不連続部分が生じる。
【０００９】
一方、フイ−ドバツク制御回路は電流制御値Ｅを演算しようとするが、操舵補助指令値Ｉｒｅｆに対応するデユ−テイ比Ｄがないため、図１１において線（ｃ）で示すように、モ−タ電流Ｉの不連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅとして出力される。このような振動電流の発生は、雑音の発生源となるほかフイ−ドバツク制御の安定性を阻害する原因ともなる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
この対策として、本出願人は、デユ−テイ比Ｄの小さい領域では第１のア−ムのＦＥＴ１（或いは第２のア−ムのＦＥＴ２）を電流制御値に基づいて決定される第１のデユ−テイ比ＤのＰＷＭ信号で駆動し、第２のア−ムのＦＥＴ３（或いは第１のア−ムのＦＥＴ４）を前記第１のデユ−テイ比Ｄの関数で定義される第２のデユ−テイ比ＤのＰＷＭ信号で駆動し、デユ−テイ比Ｄの大きい領域では従来の駆動方法によつて上記課題を解決する手段を提案した（特願平７−１６７８６７号）。
【００１１】
先に説明したように高車速時の収斂性の悪化や、低車速時のハンドル戻り時におけるハンドルの戻りの悪化を補償するために操舵補助指令値を補正するには、舵角速度の情報が必要とされるが、舵角速度、即ちモ−タ角速度は、モ−タ軸に回転角センサを取り付けて得る方法のほか、デユ−テイ比Ｄで決定されるモ−タ端子間電圧、モ−タ電流、モ−タ端子間抵抗から推定演算する方法が知られており、後者は特に新たな部材を必要としない点で望ましい手段とされている。
【００１２】
しかしながら、上記したハンドル戻り時における雑音の発生や、フイ−ドバツク制御の安定性を確保するために、デユ−テイ比Ｄの小さい領域では同時に２つの異なるデユ−テイ比（第１、第２のデユ−テイ比）でモ−タを駆動し、デユ−テイ比Ｄの大きい領域では１つのデユ−テイ比でモ−タを駆動すると、モ−タ端子間電圧の推定値やモ−タ電流の検出値に誤差が含まれ、結果としてモ−タ角速度を正確に推定できないことになる。この発明は上記課題を解決することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記課題を解決するもので、請求項１の発明は、少なくともステアリングシヤフトに発生する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令値と検出されたモータ電流値から演算した電流制御値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの出力を制御するフイードバツク制御手段を備えた電動パワーステアリング装置の制御装置において、半導体素子をＨブリツジに接続して構成したブリツジ回路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モータを接続したモータ駆動回路と、前記モータ駆動回路を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ 1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１のデューテイ比Ｄ 1 の関数で定義される第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動する駆動制御手段と、バツテリ電圧と前記第１のデューテイ比Ｄ 1 と第２のデューテイ比Ｄ 2 に基づいて推定したモータ端子間電圧値と、第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動される半導体素子に流れる電流を検出するモータ電流検出回路で検出されたモータ電流検出値と、前記第２のデューテイ比Ｄ2 とから演算したモータ電流値とに基づいて、モータ角速度を推定演算するモータ角速度推定手段とを備えたことを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置である。そして、請求項２の発明は、前記モータ角速度推定手段を具体的に数値で示したものであり、前記モータ角速度推定手段は、モータ端子間電圧値ＶM を以下の式（ａ）で演算し、モータ電流Ｉを以下の式（ｂ）で演算し、モータ角速度ωを以下の式（ｃ）により演算するモータ角速度推定手段であることを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング装置の制御装置である。
ＶM ＝（Ｄ1 ＋Ｄ2 −１）Ｖb ・・・・・・・・・（ａ）
Ｉ＝ｉ(dct) ／Ｄ2 ・・・・・・・・・・・・・・（ｂ）
ω＝１／Ｋ_T ｛ＶM −（Ｌs ＋Ｒ）Ｉ｝・・・・・（ｃ）
但し、ＶM ：モータ端子間電圧値
Ｖb ：バツテリ電圧
Ｄ1 ：ＰＷＭ信号のデューテイ比
Ｄ2 ：ＰＷＭ信号のデューテイ比（Ｄ2 ≠Ｄ1 ）
Ｉ：モータ電流
ｉ(dct) ：第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動される半導体素子に流れる電流を検出するモータ電流検出回路で検出されたモータ電流検出値
Ｋ_T ：モータの逆起電力定数
Ｌ：モータのインダクタンス
s: ラプラス演算子
Ｒ: モータの端子間抵抗
ω: モータ角速度
【００１４】
【発明の実施の形態】
駆動制御手段は、モータ駆動回路を構成するＨブリッジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ 1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１のデューテイ比Ｄ 1 の関数で決定される第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動する。これにより、ハンドル戻り時などで操舵トルクが発生していない状態のときも、デューテイ比Ｄの値が零の付近でモータ電流Ｉとデューテイ比Ｄとの関係に不連続部分が生じることがなく、電流制御値Ｅとして振動電流が出力されるおそれがない。
【００１５】
そして、バツテリ電圧と前記第１のデューテイ比Ｄ 1 と第２のデューテイ比Ｄ 2 に基づいて推定したモータ端子間電圧値と、第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動される半導体素子に流れる電流を検出するモータ電流検出回路で検出されたモータ電流検出値とに基づいてモータ角速度を推定演算するから、モータ角速度を正確に推定することができる。
【００１６】
【実施例】
以下、この発明の実施例について説明する。まず、図１乃至図３により、この発明を実施するに適した電動パワ−ステアリング装置の概略を説明する。図１は電動パワ−ステアリング装置の構成の概略を説明する図で、操向ハンドル１の軸２は減速ギア４、ユニバ−サルジョイント５ａ、５ｂ、ピニオンラツク機構７を経て操向車輪のタイロツド８に結合されている。軸２には操向ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ３が設けられており、また、操舵力を補助するモ−タ１０がクラツチ９、減速ギア４を介して軸２に結合している。
【００１７】
パワ−ステアリング装置を制御する電子制御回路１３は、バツテリ１４からイグニツシヨンキ−１１により操作されるリレ−を経て電力が供給される。電子制御回路１３は、トルクセンサ３で検出された操舵トルクと車速センサ１２で検出された車速に基づいて操舵補助指令値の演算を行い、演算された操舵補助指令値に基づいてモ−タ１０に供給する電流を制御する。
【００１８】
クラツチ９は電子制御回路１３により制御される。クラツチ９は通常の動作状態では結合しており、電子制御回路１３によりパワ−ステアリング装置の故障と判断された時、及び電源がＯＦＦとなつている時に切離される。
【００１９】
図２は、電子制御回路１３のブロツク図である。この実施例では電子制御回路１３は主としてＣＰＵから構成されるが、ここではそのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される機能を示してある。例えば、安定化補償器２１は独立したハ−ドウエアとしての安定化補償器２１を示すものではなく、ＣＰＵで実行される安定化補償機能を示す。
【００２０】
以下、電子制御回路１３の機能と動作を説明する。トルクセンサ３から入力された操舵トルク信号は、安定化補償器２１で操舵系の安定を高めるために安定化補償され、操舵補助指令値演算器２２に入力される。また、車速センサ１２で検出された車速も操舵補助指令値演算器２２に入力される。
【００２１】
操舵補助指令値演算器２２は、入力され安定化補償された操舵トルク信号及び車速信号に基づいて所定の演算式によりモ−タ１０に供給する電流の制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆを演算する。なお、操舵補助指令値Ｉｒｅｆは、後述する補正値演算器２９から出力される補正値により補正される。
【００２２】
比較器２３、微分補償器２４、比例演算器２５、積分演算器２６、加算器２７から構成される回路は、モ−タ電流が操舵補助指令値Ｉｒｅｆに一致するようにフイ−ドバツク制御を行う回路である。
【００２３】
比較器２３では、操舵補助指令値演算器２２で演算された制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆと後述するモ−タ電流検出回路４２で検出されたモ−タ電流値ｉ（ｄｃｔ）とが比較され、その差の信号が出力される。
【００２４】
比例演算器２５では、操舵補助指令値Ｉｒｅｆとモ−タ電流値ｉ（ｄｃｔ）との差に比例した比例値が出力される。さらに比例演算器２５の出力信号はフイ−ドバツク系の特性を改善するため積分演算器２６において積分され、差の積分値の比例値が出力される。
【００２５】
微分補償器２４では、操舵補助指令値Ｉｒｅｆに対するモ−タ電流値ｉ（ｄｃｔ）の応答速度を高めるため、操舵補助指令値Ｉｒｅｆの微分値が出力される。
【００２６】
微分補償器２４から出力された操舵補助指令値Ｉｒｅｆの微分値、比例演算器２５から出力された操舵補助指令値Ｉｒｅｆとモ−タ電流値ｉ（ｄｃｔ）との差に比例した比例値、積分演算器２６から出力された積分値は加算器２７において加算演算され、演算結果である電流制御値Ｅがモ−タ制御回路４１に出力される。モ−タに流れる電流はモ−タ電流検出回路４２により検出され、比較器２３にフイ−ドバツクされる。
【００２７】
角速度推定器２８は、モ−タ制御回路４１から出力される後述するＰＷＭ信号のデユ−テイ比Ｄ１及びＤ２の値、モ−タ電流の検出値ｉ（ｄｃｔ）、バツテリ電圧値Ｖｂを入力として、後述する演算手法によりモ−タ角速度ωを推定演算し、補正値演算器２９に出力するものである。
【００２８】
また、補正値演算器２９は、車速センサ１２で検出された車速と角速度推定器２８で推定演算されたモ−タ角速度ωに対応して操舵補助指令値の補正値を演算し、操舵補助指令値演算器２２に出力する。補正値は車速と角速度に基づいて適宜経験的に決定してよく、ここでは詳しく説明はしない。
【００２９】
図３にモ−タ制御回路４１の構成の一例を示す。モ−タ制御回路４１は制御指令器４５、ゲ−ト駆動回路４６、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４からなるＨブリツジ回路等から構成され、制御指令器４５は加算器２７から入力された電流制御値Ｅに基づいてＦＥＴ１〜ＦＥＴ４を駆動するデユ−テイ比Ｄ１、及びデユ−テイ比Ｄ２のＰＷＭ信号及びモ−タ回転方向を指示する回転方向信号を出力する。また、制御指令器４５は、上記ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４を駆動するデユ−テイ比Ｄ１及びＤ２の値を角速度推定器２８に出力する。
【００３０】
ＦＥＴ（ＦＥＴ２）は前記した電流制御値Ｅに基づいて決定されるデユ−テイ比Ｄ１のＰＷＭ信号に基づいてゲ−トがＯＮ／ＯＦＦされ、実際にモ−タに流れる電流Ｉの大きさが制御される。
【００３１】
ＦＥＴ３（ＦＥＴ４）は、デユ−テイ比Ｄ１の小さい領域では、前記したデユ−テイ比Ｄ１のＰＷＭ信号の１次の関数式で定義されるデユ−テイ比Ｄ２のＰＷＭ信号で駆動され、また、デユ−テイ比Ｄ１の大きい領域では、従来の制御回路と同じくＰＷＭ信号の符号により決定されるモ−タの回転方向に応じてＯＮ／ＯＦＦ駆動される。
【００３２】
ＦＥＴ３が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ１、モ−タ１０、ＦＥＴ３、抵抗Ｒ１を経て流れ、モ−タ１０に正方向の電流が流れる。また、ＦＥＴ４が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ２、モ−タ１０、ＦＥＴ４、抵抗Ｒ２を経て流れ、モ−タ１０に負方向の電流が流れる。
【００３３】
モ−タ電流検出回路４２は、抵抗Ｒ１の両端における電圧降下に基づいて正方向電流の大きさを検出し、また、抵抗Ｒ２の両端における電圧降下に基づいて負方向電流の大きさを検出する。検出されたモ−タ電流値ｉ（ｄｃｔ）は比較器２３にフイ−ドバツクされるとともに、角速度推定器２８へ出力される。
【００３４】
次に、ＦＥＴ３とＦＥＴ４を前記したデユ−テイ比Ｄ１の１次の関数式で定義されるデユ−テイ比Ｄ２のＰＷＭ信号で駆動する点について説明する。
【００３５】
先に説明したように、操向ハンドルを切つた後、セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが自動的に直進走行位置に戻るハンドル戻り時には、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図１１において（ｂ）で示すように逆起電力に相当するだけ上方に移動変化する。即ち、デユ−テイ比Ｄの値が零の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間に不連続部分が生じ、不連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅとして出力され、雑音の発生源となるほか、フイ−ドバツク制御の安定性を阻害する原因ともなる。
【００３６】
この対策として、前記したモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間の不連続部分を連続させるように制御している。即ち、図４に示すように、ハンドル戻り時におけるモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を示す線（ｂ）の上で、デユ−テイ比Ｄ＝γのときのモ−タ電流Ｉを示すｐ点と原点ｏとの間を連続するように、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を制御する。
【００３７】
ここで、まず、ＦＥＴ３（又はＦＥＴ４）を、ＰＷＭ信号の符号により決定されるモ−タの回転方向に応じてＯＮ（又はＯＦＦ）に維持する制御をせず、ＦＥＴ１（又はＦＥＴ２）と同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合を検討する。
【００３８】
図５はＦＥＴ１とＦＥＴ３を、同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合の動作を説明する図であり、また図６はＦＥＴの動作状態とモ−タ端子間電圧ＶＭ、モ−タ端子間電圧ＶＭからモ−タ逆起電力ＫＴ ωの影響を差し引いた値Ｒｉ、及びモ−タ電流Ｉの関係を説明する図である。
【００３９】
今、ＦＥＴ１をデユ−テイ比Ｄ１で駆動すると共に、ＦＥＴ３をＦＥＴ１のデユ−テイ比Ｄ１よりも大きい（即ち、時間的に長い）デユ−テイ比Ｄ２で駆動し、ＦＥＴ２とＦＥＴ４はＯＦＦに維持するものとする。図６の（ａ）及び（ｂ）はＦＥＴ１及びＦＥＴ３の時間に対するＯＮ／ＯＦＦの状態を示している。
【００４０】
このとき、モ−タ端子間電圧ＶＭは図６の（ｃ）のように変化する。即ち、まず、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３が共にＯＮ（この状態をモ−ドＡと呼ぶ）のときは、モ−タＭの端子間にはバツテリ電圧Ｖｂが印加される。次に、ＦＥＴ１がＯＦＦでＦＥＴ３がＯＮ（この状態をモ−ドＢと呼ぶ）のときはモ−タＭの端子間電圧は零になる。さらにＦＥＴ１及びＦＥＴ３が共にＯＦＦ（この状態をモ−ドＣと呼ぶ）のときは、モ−タＭの端子間には負方向のバツテリ電圧−Ｖｂが印加される。即ち、モ−ドＣでは、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３が共にＯＦＦであるため、モ−タＭには図５（ｂ）で示すように、抵抗Ｒ_Ｌ→ＦＥＴ４の回生ダイオ−ドＤＴ４→モ−タＭ→ＦＥＴ２の回生ダイオ−ドＤＴ２→電源に至る電流回路が形成され、モ−タＭの端子間電圧ＶＭは負方向のバツテリ電圧−Ｖｂとなる。
【００４１】
ＦＥＴ１とＦＥＴ３を同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動してモ−タ電流が平衡状態になつたとき、ＰＷＭ信号の周期がモ−タの電気的時定数に比較して十分に短い場合には、モ−タ電流Ｉは近似的に以下の式（１）により表すことができる。
【００４２】
Ｉ＝｛（Ｄ１＋Ｄ２ −１）・Ｖｂ／Ｒ｝−Ｋ_Ｔω／Ｒ・・・・（１）
但し、Ｄ１はデユ−テイ比Ｄ１、Ｄ２はデユ−テイ比Ｄ２、
Ｖｂはバツテリ電圧、Ｒはモ−タ端子間抵抗、
Ｋ_Ｔはモ−タの逆起電力定数、ωはモ−タ角速度を表す。
【００４３】
デユ−テイ比Ｄ２をデユ−テイ比Ｄ１の１次の関数として表すため、以下の式（２）を定義する。
【００４４】
Ｄ２＝ａ・Ｄ１＋ｂ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
但し、ａ、ｂは定数。
【００４５】
定数ａ、ｂを求めるため、まず、以下の条件を設定する。
【００４６】
（１）デユ−テイ比Ｄ１＝γのとき、デユ−テイ比Ｄ２＝１（１００％）、
但し、γは任意の設定値
（２）デユ−テイ比Ｄ１＝０、且つω＝ωｒｅｔのとき、Ｉ＝０
但し、ωはモ−タ角速度、ωｒｅｔはハンドル戻り時のモ−タ角速度
とする。
【００４７】
上記条件（１）は図４においてデユ−テイ比Ｄ１＝γのときの線（ｂ）上の点ｐの位置を決定する条件であり、条件（２）は図４において線（ｂ）が原点ｏを通ることを決定する条件である。したがつて、上記条件を満たす定数ａ、ｂを求めることにより、点ｐと原点ｏを結ぶ１次の関数を決定することができる。
【００４８】
なお、デユ−テイ比Ｄ１がγよりも大きい領域では、従来の駆動方法、即ちＦＥＴ３（又はＦＥＴ４）が電流方向によりＯＮ又はＯＦＦに制御される制御方法と変わらない。
【００４９】
前記条件を満たす定数ａ、ｂは、以下の式（３）（４）で表される。
【００５０】
ａ＝−Ｋ_Ｔωｒｅｔ／γＶｂ・・・・・・・・・・・・・・・・（３）
ｂ＝１＋Ｋ_Ｔωｒｅｔ／Ｖｂ・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
このときのモ−タ電流Ｉは、式（１）のＤ２に式（２）を代入し、これに式（３）（４）で決定される定数ａ、ｂを代入して整理した以下の式（５）で表すことができる。
【００５１】

式（５）によれば、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間の関係は、モ−タ角速度ωがハンドル戻り時のモ−タ角速度ωｒｅｔよりも小さい領域においても不連続部分が無くなる。
【００５２】
即ち、ＦＥＴ１をデユ−テイ比Ｄ１で駆動し、これと同時にＦＥＴ３をデユ−テイ比Ｄ１とは異なるデユ−テイ比Ｄ２で駆動することにより、モ−タ角速度ωがハンドル戻り時のモ−タ角速度ωｒｅｔよりも小さい領域においても、モ−タ電流Ｉに対してデユ−テイ比Ｄ１を連続して変化させることができる。
【００５３】
なお、上記の説明ではデユ−テイ比Ｄ２をデユ−テイ比Ｄ１の１次の関数として処理したが、これに限定されるものではなく、前記した境界条件を満たす関数であれば任意の関数を定義することができる。
【００５４】
次に、この発明によるモ−タ端子間電圧とモ−タ電流からモ−タ角速度を推定する手法について説明する。
【００５５】
モ−タは回転することにより逆起電力が発生する。モ−タ逆起電力とモ−タ端子間電圧及びモ−タ電流との間には、以下の関係がある。
【００５６】
ＶＭ＝（Ｌｓ＋Ｒ）Ｉ＋Ｋ_Ｔω・・・・・・・・・・・・・（６）
但し、ＶＭ：モ−タ端子間電圧、Ｉ：モ−タ電流
Ｌ：モ−タのインダクタンス、ｓ：ラプラス演算子
Ｒ：モ−タの端子間抵抗、
Ｋ_Ｔ：モ−タの逆起電力定数 ω：モ−タ角速度
したがつて、モ−タ角速度ωは、以下の式（７）で表すことができる。
【００５７】
ω＝１／Ｋ_Ｔ｛ＶＭ −（Ｌｓ＋Ｒ）Ｉ｝・・・・・・・・・（７）
そこで、まず、上記したＦＥＴの駆動方法を採用した場合のモ−タ電流Ｉの推定及びモ−タ端子間電圧ＶＭの推定について、図５に示す回路図及びＦＥＴの動作状態、モ−タ端子間電圧ＶＭ、モ−タ電流Ｉなどの関係を示す図６を参照して説明する。
【００５８】
モ−ドＡでは、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３が共にＯＮであるためモ−タＭの端子間電圧ＶＭはバツテリ電圧Ｖｂとなる。モ−タ電流は図５（ａ）で実線で示すように、ＦＥＴ１ →モ−タＭ→ＦＥＴ３ →抵抗Ｒ_Ｒの順に流れ、抵抗Ｒ_Ｒの両端の電圧降下を電流検出回路４２のオペアンプＯＰ_Ｒで検出することによりモ−タ電流ｉ（Ａ）が検出される。
【００５９】
モ−ドＢでは、ＦＥＴ１がＯＦＦ、ＦＥＴ３がＯＮであるため、モ−タＭの端子間電圧ＶＭは零となる。このため、モ−タＭに蓄えられていた磁気エネルギが電気エネルギに変換され、電流は図５（ａ）で鎖線で示すように、モ−タＭ→ＦＥＴ３ →抵抗Ｒ_Ｒ→抵抗Ｒ_Ｌ→ＦＥＴ４の回生ダイオ−ドＤＴ４→モ−タＭの順に電流が流れる。抵抗Ｒ_Ｒの両端の電圧降下を電流検出回路４２のオペアンプＯＰ_Ｒで検出することによりモ−タ電流ｉ（Ｂ）が検出される。このとき、抵抗Ｒ_Ｌの両端の電圧降下を検出するオペアンプＯＰ_Ｌはユニポ−ラ電源（片電源）で、逆方向に流れる電流は検出することができないため、オペアンプＯＰ_Ｌの検出電流値は零となる。
【００６０】
モ−ドＣでは、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３が共にＯＦＦであるため、図５（ｂ）で示すように、抵抗Ｒ_Ｌ→ＦＥＴ４の回生ダイオ−ドＤＴ４→モ−タＭ→ＦＥＴ２の回生ダイオ−ドＤＴ２→電源に至る電流回路が形成され、モ−タＭの端子間電圧ＶＭは負方向のバツテリ電圧−Ｖｂとなる。このとき、モ−タＭに蓄えられていた磁気エネルギは電気エネルギに変換されるから、その電流はモ−タＭの端子間電圧−Ｖｂに逆らう方向に電流ｉ（Ｃ）が流れるが、抵抗Ｒ_Ｌの両端の電圧降下を検出する電流検出回路４２のオペアンプＯＰ_Ｌはユニポ−ラ電源（片電源）で、逆方向に流れる電流は検出することができず、オペアンプＯＰ_Ｌの検出電流値は零となる。
【００６１】
このため、ＰＷＭ信号の１サイクル中において、モ−ドＡ、モ−ドＢ、モ−ドＣの各段階を通してモ−タＭに実際に流れるモ−タ電流Ｉは、以下の式（８）で表すことができる。
【００６２】
Ｉ＝ｉ（Ａ）＋ｉ（Ｂ）＋ｉ（Ｃ）・・・・・・・・・・・・・・・（８）
一方、電流検出回路４２で検出される検出電流ｉ（ｄｃｔ）の総和は、電流ｉ（Ｃ）が検出されないため、以下の式（７）のようになる。
【００６３】
ｉ（ｄｃｔ）＝ｉ（Ａ）＋ｉ（Ｂ）・・・・・・・・・・・・・・・・（９）
ＰＷＭ信号の１サイクル中に検出電流ｉ（ｄｃｔ）が検出される期間は、ＰＷＭ信号の１サイクル中のモ−ドＡとモ−ドＢの期間で、これはデユ−テイ比Ｄ２に相当する（図６参照）。よつて、検出電流ｉ（ｄｃｔ）は以下の式（１０）で表すことができる。
【００６４】
ｉ（ｄｃｔ）＝Ｄ２・Ｉ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１０）
したがつて、モ−タＭに実際に流れるモ−タ電流Ｉは、式（１０）を変形して、以下の式（１１）で表すことができる。
【００６５】
Ｉ＝ｉ（ｄｃｔ）／Ｄ２・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１１）
図６の（ｅ）はモ−ドＡ、モ−ドＢ、モ−ドＣの各段階におけるモ−タ電流Ｉの変化の状態を示す例であり、時間の経過とともに次第に平衡状態に近付き、検出したモ−タ電流ｉ（ｄｃｔ）はＩに収斂する。
【００６６】
次に、モ−タ端子間電圧ＶＭの推定について説明する。モ−タをデユ−テイ比Ｄで駆動するときは、モ−タ端子間にはバツテリ電圧がデユ−テイ比Ｄで決定される時間比率で印加されるから、モ−タ端子間電圧ＶＭは、ＶＭ＝Ｄ１・Ｖｂ（但し、Ｖｂ＝バツテリ電圧）で表すことができる。
【００６７】
この発明では、図６の（ｃ）に示すように、モ−タ端子間電圧はデユ−テイ比Ｄ１で駆動されるモ−ドＡの駆動時間ｔ（Ａ）間に印加されるバツテリ電圧Ｖｂと、デユ−テイ比Ｄ２で駆動されるモ−ドＣの駆動時間ｔ（Ｃ）に印加される負方向のバツテリ電圧（−Ｖｂ）との和になる。
【００６８】
図６から明らかなように、ＰＷＭ信号の１サイクル中におけるモードＡの比率はＤ1 であり、モードＣの比率は（１−Ｄ2 ）で表すことができるから、モータ端子間電圧ＶM は以下の式（１２）で表すことができる。
【００６９】

式（１２）を用いることにより、バツテリ電圧Ｖｂとデユ−テイ比Ｄ１、Ｄ２から容易にモ−タ端子間電圧ＶＭを求めることができ、モ−タ端子間電圧を検出する手段を必要としない。
【００７０】
以上説明した通り、モ−タ電流Ｉは式（１１）で表すことができ、モ−タ端子間電圧ＶＭは式（１２）で表すことができるから、式（７）にモ−タ電流Ｉとモ−タ端子間電圧ＶＭを代入することでモ−タ角速度ωを求めることができる。
【００７１】
図７は、モ−タ角速度推定器２８におけるモ−タ角速度ωの推定演算の処理手順を示すフロ−チヤ−トである。まず、バツテリ電圧Ｖｂを検出し（ステツプＰ１）、モ−タ電流ｉ（ｄｃｔ）を検出する（ステツプＰ２）。操舵補助指令値に基づいてモ−タ駆動回路のＦＥＴを駆動するデユ−テイ比Ｄ１及びＤ２を演算し（ステツプＰ３）、モ−タ端子間電圧ＶＭを式（１２）に基づいて演算する（ステツプＰ４）。式（１１）に基づいてモ−タ電流ｉ（ｄｃｔ）をデユ−テイ比Ｄ２で補正し、モ−タ電流Ｉを演算する（ステツプＰ５）。モ−タ角速度ωの推定値を式（７）に基づいて演算する（ステツプＰ６）。
【００７２】
なお、式（７）に含まれる（Ｌｓ＋Ｒ）の項は、公知の離散化手段を用いることにより容易にプログラムに書くことができるから、制御装置のＣＰＵで処理することができる。
【００７３】
以上の処理では、ＦＥＴを駆動するときの時間遅れの影響は無視した。しかし、図８に示すように、ＦＥＴのゲ−ト駆動指令信号と実際のゲ−トのＯＮ／ＯＦＦ動作との間には、理論回路の動作遅れ（１）と、ＦＥＴ素子の動作遅れ（２）の和に相当する時間遅れＤｔがあり、デユ−テイ比Ｄの実効値の損失が生じ、僅かながらモ−タ端子間電圧ＶＭの推定値に誤差が生ずる。時間遅れＤｔを補正したモ−タ端子間電圧ＶＭの推定値は以下のようになる。
【００７４】
即ち、デユ−テイ比Ｄ２が常時１の場合、
モ−タ端子間電圧ＶＭは以下の式（１３）で表される
ＶＭ＝（Ｄ１ −Ｄｔ）Ｖｂ・・・・・・・・・・・・・・（１３）
デユ−テイ比Ｄ２が１に近いの場合、
モ−タ端子間電圧ＶＭは以下の式（１４）で表される
ＶＭ＝｛（Ｄ１ −Ｄｔ）−Ｄｔ｝Ｖｂ・・・・・・・・・（１４）
デユ−テイ比Ｄ２＜１の場合、
モ−タ端子間電圧ＶＭは以下の式（１５）で表される

図９の（ａ）はＦＥＴ３のデユ−テイ比Ｄ２が常時１の場合のモ−タ端子間電圧ＶＭの推定値を示し、図９の（ｂ）はＦＥＴ３のデユ−テイ比Ｄ２が１に近い場合のモ−タ端子間電圧ＶＭの推定値を示す。
【００７５】
【発明の効果】
以上説明したとおり、この発明の電動パワーステアリング装置の制御装置は、モータ駆動回路を構成するＨブリッジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ 1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１のデューテイ比Ｄ 1 の関数で決定される第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動するものである。
【００７６】
これにより、ハンドル戻り時などで操舵トルクが発生していない状態のときも、デユ−テイ比の値が零の付近でモ−タ電流とデユ−テイ比との間に不連続部分がなくなるので振動電流が発生せず、雑音の発生やフイ−ドバツク制御の安定性を阻害することがない。
【００７７】
そして、電動パワーステアリング装置の欠点である高車速時の収斂性の悪化や、低車速時のハンドル戻り時におけるハンドル戻りの悪さを補償するために必要とされるモータ角速度を、バツテリ電圧と半導体素子を駆動する前記第１のデューテイ比Ｄ 1 と第２のデューテイ比Ｄ 2 に基づいて推定したモータ端子間電圧と、第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動される半導体素子に流れる電流を検出するモータ電流検出回路で検出されたモータ電流検出値とに基づいて演算により求めるようにしたから、モータ角速度を正確に推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】電動式パワ−ステアリング装置の構成の概略を説明する図。
【図２】電動式パワ−ステアリング装置の電子制御回路のブロツク図。
【図３】モ−タ制御回路の構成を示す回路ブロツク図。
【図４】モ−タ制御回路におけるモ−タ電流とＰＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明する図。
【図５】ＦＥＴ１とＦＥＴ３を、同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合の動作を説明する図。
【図６】ＦＥＴの動作状態、モ−タ端子間電圧、モ−タ電流の関係を説明する図。
【図７】モ−タ角速度の推定演算の処理手順を示すフロ−チヤ−ト。
【図８】ＦＥＴゲ−ト駆動指令信号と実際のゲ−トのＯＮ／ＯＦＦ動作の間の時間遅れを説明する図。
【図９】時間遅れを補正したモ−タ端子間電圧推定値を説明する図。
【図１０】従来のＦＥＴ１で構成したＨブリツジ回路からなるモ−タ駆動回路図。
【図１１】従来のモ−タ制御回路におけるモ−タ電流とＰＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明する図。
【符号の説明】
３トルクセンサ
１０モ−タ
１１イグニツシヨンキ−
１２車速センサ
１３電子制御回路
１４バツテリ
２１安定化補償器
２２操舵補助指令値演算器
２３比較器
２４微分補償器
２５比例演算器
２６積分演算器
２７加算器
２８角速度推定器
２９補正値演算器
４１モ−タ制御回路
４２モ−タ電流検出回路
４５制御指令器
４６ゲ−ト駆動回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device for an electric power steering device.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art An electric power steering apparatus for a vehicle detects a steering torque, a vehicle speed, and the like generated in a steering shaft by operating a steering handle, and based on the detection signal, a steering assist command value which is a control target value of a motor. The current feedback control circuit calculates the difference between the steering assist command value, which is the above-mentioned control target value, and the detected value of the motor current as a current control value, and drives the motor with the current control value. There is one that assists the steering force of the steering wheel.
[0003]
The steering assist command value is calculated based on the steering torque, the vehicle speed, etc. as described above. However, the convergence at high vehicle speed, which is a drawback of the electric power steering device, is deteriorated, and the steering wheel is turned at low vehicle speed. After that, the steering assist command value is corrected based on the steering angular velocity in order to compensate for the deterioration of the return of the steering wheel when the steering wheel returns to the straight traveling position by the self-aligning torque (hereinafter referred to as the steering wheel return). Means have been proposed (for example, see JP-A-3-182874).
[0004]
In such an electric power steering apparatus, as shown in FIG. 10, an H bridge having four first and second arms by connecting four field effect transistors FET1 to FET4 to the bridge. A motor control circuit is used in which a circuit is formed and a power supply V is connected between its input terminals and the motor M is connected between its output terminals.
[0005]
The first arm FET1 (or the second arm) of the pair of two FETs forming two opposing arms of the H bridge circuit forming the motor control circuit. The motor current is controlled by driving a PWM signal (pulse width modulation signal) having a duty ratio D determined based on the current control value.
[0006]
Further, based on the sign of the current control value, the FET3 of the second arm is turned ON, the FET4 of the first arm is turned OFF (or the FET3 of the second arm is turned OFF, and the first arm FET3 is turned off). By controlling the FET 4 of the motor to ON), the rotation direction of the motor M is controlled. When the FET 3 is in the conductive state, the current flows through the FET 1, the motor M, and the FET 3, and a positive current flows through the motor M. When the FET 4 of the second arm is conductive, current flows through the FET 2, the motor M, and the FET 4, and a negative current flows through the motor M.
[0007]
FIG. 11 shows the relationship between the motor current I (current actually flowing in the motor, which is different from the detected current i (dct)) and the duty ratio D of the PWM signal. That is, when the steering wheel is operated to generate the steering torque, the relationship between the motor current I and the duty ratio D changes as shown by the line (a) in FIG. In the circuit, a steering assist command value Iref, which is a control target value of the motor, is calculated based on the steering torque detection signal, and the steering assist command value Iref and a detected value i (dct) of the motor current fed back are calculated. Is output to the motor drive circuit, the duty ratio D for controlling the semiconductor elements of the motor drive circuit takes a certain value, and no particular trouble occurs.
[0008]
However, when the steering wheel returns to the straight running position by self-aligning torque after the steering wheel is turned off, the steering torque is not generated because the steering torque is not generated. Although the auxiliary command value Iref becomes zero, a back electromotive force is generated in the motor. Therefore, the relationship between the motor current I and the duty ratio D is as shown by the line (b) in FIG. It moves upward by an amount corresponding to the back electromotive force, and a discontinuity occurs in the relationship between the motor current I and the duty ratio D when the value of the duty ratio D is near zero.
[0009]
On the other hand, the feedback control circuit attempts to calculate the current control value E. However, since there is no duty ratio D corresponding to the steering assist command value Iref, as shown by the line (c) in FIG. An oscillating current having an amplitude substantially corresponding to the discontinuous portion of the data current I is output as the current control value E. The generation of such an oscillating current not only becomes a source of noise but also impairs the stability of feedback control.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
As a countermeasure, the present applicant has determined that the first arm FET1 (or the second arm FET2) is determined based on the current control value in a region where the duty ratio D is small. Driven by the PWM signal having the duty ratio D, the second arm FET 3 (or the first arm FET 4) is driven by the second duty ratio D defined by the function of the first duty ratio D. Driving with a PWM signal having a duty ratio D, and in a region where the duty ratio D is large, means for solving the above-mentioned problem by a conventional driving method has been proposed (Japanese Patent Application No. Hei 7-167867).
[0011]
As described above, information on the steering angular velocity is required to correct the steering assist command value to compensate for the deterioration of the convergence at high vehicle speeds and the deterioration of the steering wheel return when the steering wheel returns at low vehicle speed. The steering angular velocity, that is, the motor angular velocity, is obtained by attaching a rotation angle sensor to a motor shaft, a motor terminal voltage determined by a duty ratio D, and a motor angular velocity. A method of estimating and calculating from the current and the resistance between the motor terminals is known, and the latter is a desirable means in particular because no new member is required.
[0012]
However, in order to generate noise at the time of returning the steering wheel and to secure the stability of feedback control, two different duty ratios (first and second) are simultaneously used in a region where the duty ratio D is small. When the motor is driven at a duty ratio, and the motor is driven at one duty ratio in a region where the duty ratio D is large, the estimated value of the motor terminal voltage and the motor current are obtained. The detected value includes an error, and as a result, the motor angular velocity cannot be accurately estimated. An object of the present invention is to solve the above problems.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
The present invention solves the above-mentioned problems, and the invention of claim 1 is a current control value calculated from a steering assist command value calculated based on at least a steering torque signal generated in a steering shaft and a detected motor current value. A control device for an electric power steering device comprising a feedback control means for controlling an output of a motor for applying a steering assisting force to a steering mechanism based on a semiconductor device connected between an input terminal of a bridge circuit and an H bridge. A power supply is provided by a motor drive circuit having the motor connected between output terminals, and a first semiconductor element of a set of two semiconductor elements forming two opposing arms of an H bridge circuit forming the motor drive circuit. A first duty ratio determined for the semiconductor element of the arm based on the current control value;

D

1 , And drives the semiconductor element of the second arm to the first duty ratio.D 1 Second duty ratio defined by the function ofD Two Drive control means driven by the PWM signal ofBattery voltage and the first duty ratio D 1 And the second duty ratio D Two And the second duty ratio D Two Detected by a motor current detection circuit that detects a current flowing through a semiconductor element driven by the PWM signal ofA motor angular velocity estimating means for estimating and calculating a motor angular velocity based on the motor current value calculated from the detected motor current value and the second duty ratio D2; Device. The invention according to claim 2 specifically shows the motor angular velocity estimating means by numerical values, and the motor angular velocity estimating means calculates the motor terminal voltage value VM by the following equation (a): 2. A control device for an electric power steering device according to claim 1, wherein the control device is a motor angular velocity estimating means for calculating the motor current I by the following equation (b) and calculating the motor angular velocity ω by the following equation (c). It is.
VM = (D1 + D2 -1) Vb (a)
I = i (dct) / D2 (b)
ω = 1 / K_T {VM- (Ls + R) I} (c)
Here, VM: voltage between motor terminals
Vb: battery voltage
D1: Duty ratio of PWM signal
D2: Duty ratio of PWM signal (D22D1)
I: Motor current
i (dct):Second duty ratio D Two Semiconductor element driven by PWM signal Detected by the motor current detection circuit that detects the current flowing through theMotor current detection value
K_T : Motor back EMF constant
L: Motor inductance
s: Laplace operator
R: Motor terminal resistance
ω: Motor angular velocity
[0014]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
The drive control means determines, based on the current control value, a semiconductor element of a first arm among a pair of semiconductor elements constituting two opposing arms of an H-bridge circuit constituting a motor drive circuit. First duty ratioD 1 , And drives the semiconductor element of the second arm to the first duty ratio.D 1 Second duty ratio determined by the function ofD Two Is driven by the PWM signal. As a result, even when the steering torque is not generated at the time of returning the steering wheel or the like, the discontinuity does not occur in the relationship between the motor current I and the duty ratio D near the value of the duty ratio D near zero. There is no possibility that the oscillating current is output as the current control value E.
[0015]
And the battery voltage and the first duty ratio.D 1 And the second duty ratioD Two Motor terminal voltage value estimated based onSecond duty ratio D Two Detected by a motor current detection circuit that detects a current flowing through a semiconductor element driven by the PWM signal ofSince the motor angular velocity is estimated and calculated based on the motor current detection value, the motor angular velocity can be accurately estimated.
[0016]
【Example】
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described. First, an outline of an electric power steering apparatus suitable for carrying out the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 1 is a view for explaining the outline of the structure of an electric power steering device. Is bound to The shaft 2 is provided with a torque sensor 3 for detecting a steering torque of the steering handle 1. A motor 10 for assisting the steering force is connected to the shaft 2 via a clutch 9 and a reduction gear 4. I have.
[0017]
An electric control circuit 13 for controlling the power steering device is supplied with electric power from a battery 14 via a relay operated by an ignition key 11. The electronic control circuit 13 calculates a steering assist command value based on the steering torque detected by the torque sensor 3 and the vehicle speed detected by the vehicle speed sensor 12, and based on the calculated steering assist command value, the motor 10 Control the current supplied to the
[0018]
The clutch 9 is controlled by an electronic control circuit 13. The clutch 9 is engaged in a normal operation state, and is disconnected when the electronic control circuit 13 determines that the power steering device has failed and when the power is off.
[0019]
FIG. 2 is a block diagram of the electronic control circuit 13. In this embodiment, the electronic control circuit 13 is mainly composed of a CPU. Here, functions executed by a program in the CPU are shown. For example, the stabilizing compensator 21 does not indicate the stabilizing compensator 21 as independent hardware, but indicates a stabilizing compensation function executed by the CPU.
[0020]
Hereinafter, functions and operations of the electronic control circuit 13 will be described. The steering torque signal input from the torque sensor 3 is subjected to stabilization compensation by the stabilization compensator 21 to enhance the stability of the steering system, and is input to the steering assist command value calculator 22. The vehicle speed detected by the vehicle speed sensor 12 is also input to the steering assist command value calculator 22.
[0021]
The steering assist command value calculator 22 calculates a steering assist command value Iref, which is a control target value of the current supplied to the motor 10, by a predetermined arithmetic expression based on the input and stabilized steering torque signal and vehicle speed signal. Calculate. The steering assist command value Iref is corrected by a correction value output from a correction value calculator 29 described later.
[0022]
A circuit composed of a comparator 23, a differential compensator 24, a proportional calculator 25, an integral calculator 26, and an adder 27 performs feedback control so that the motor current matches the steering assist command value Iref. Circuit.
[0023]
In the comparator 23, a steering assist command value Iref, which is a control target value calculated by the steering assist command value calculator 22, and a motor current value i (dct) detected by a motor current detection circuit 42 described later. Are compared, and a signal of the difference is output.
[0024]
The proportional calculator 25 outputs a proportional value proportional to the difference between the steering assist command value Iref and the motor current value i (dct). Further, the output signal of the proportional calculator 25 is integrated in the integration calculator 26 in order to improve the characteristics of the feedback system, and the proportional value of the integrated value of the difference is output.
[0025]
The differential compensator 24 outputs a differential value of the steering assist command value Iref in order to increase the response speed of the motor current value i (dct) to the steering assist command value Iref.
[0026]
Differential value of steering assist command value Iref output from differential compensator 24, proportional value proportional to difference between steering assist command value Iref output from proportional calculator 25 and motor current value i (dct), integration The integration value output from the arithmetic unit 26 is subjected to an addition operation in the adder 27, and the current control value E as the operation result is output to the motor control circuit 41. The current flowing through the motor is detected by the motor current detection circuit 42 and fed back to the comparator 23.
[0027]
The angular velocity estimator 28 receives as input the duty ratios D1 and D2 of the PWM signal, which will be described later, output from the motor control circuit 41, the detected motor current value i (dct), and the battery voltage value Vb. The motor angular velocity ω is estimated and calculated by a calculation method described later, and is output to the correction value calculator 29.
[0028]
The correction value calculator 29 calculates a correction value of the steering assist command value in accordance with the vehicle speed detected by the vehicle speed sensor 12 and the motor angular velocity ω estimated and calculated by the angular speed estimator 28, and outputs the steering assist command. Output to the value calculator 22. The correction value may be appropriately determined empirically based on the vehicle speed and the angular speed, and will not be described in detail here.
[0029]
FIG. 3 shows an example of the configuration of the motor control circuit 41. The motor control circuit 41 comprises a control command unit 45, a gate drive circuit 46, an H bridge circuit composed of FET1 to FET4, and the like. And outputs a PWM signal of a duty ratio D1 for driving the FET1 to FET4, a duty ratio D2, and a rotation direction signal indicating a motor rotation direction. Further, the control command unit 45 outputs the values of the duty ratios D1 and D2 for driving the FETs 1 to 4 to the angular velocity estimator 28.
[0030]
The gate of the FET (FET2) is turned ON / OFF based on the PWM signal having the duty ratio D1 determined based on the current control value E, and the magnitude of the current I actually flowing to the motor is reduced. Controlled.
[0031]
The FET3 (FET4) is driven by a PWM signal having a duty ratio D2 defined by the above-mentioned linear function of the PWM signal having the duty ratio D1 in a region where the duty ratio D1 is small. In the region where the duty ratio D1 is large, the motor is driven ON / OFF according to the rotation direction of the motor determined by the sign of the PWM signal, as in the conventional control circuit.
[0032]
When the FET 3 is conducting, current flows through the FET 1, the motor 10, the FET 3, and the resistor R1, and a positive current flows through the motor 10. When the FET 4 is in a conductive state, a current flows through the FET 2, the motor 10, the FET 4, and the resistor R2, and a negative current flows through the motor 10.
[0033]
Motor current detection circuit 42 detects the magnitude of the positive current based on the voltage drop across resistor R1, and detects the magnitude of the negative current based on the voltage drop across resistor R2. . The detected motor current value i (dct) is fed back to the comparator 23 and output to the angular velocity estimator 28.
[0034]
Next, the operation of driving the FET3 and the FET4 with the PWM signal of the duty ratio D2 defined by the linear function of the duty ratio D1 will be described.
[0035]
As described above, after the steering wheel is turned, the steering wheel automatically returns to the straight running position by the self-aligning torque. When the steering wheel returns, the relationship between the motor current I and the duty ratio D is obtained. Moves upward by an amount corresponding to the back electromotive force as shown in FIG. That is, when the value of the duty ratio D is close to zero, a discontinuous portion occurs between the motor current I and the duty ratio D, and an oscillating current having an amplitude substantially corresponding to the discontinuous portion is generated by the current control value. E is output as E and becomes a source of noise, and also causes a hindrance to the stability of feedback control.
[0036]
As a countermeasure, the discontinuity between the motor current I and the duty ratio D is controlled to be continuous. That is, as shown in FIG. 4, on the line (b) showing the relationship between the motor current I and the duty ratio D when the steering wheel returns, the motor when the duty ratio D = .gamma. The relationship between the motor current I and the duty ratio D is controlled so as to continue between the point p indicating the current I and the origin o.
[0037]
Here, first, control is not performed to keep FET3 (or FET4) ON (or OFF) in accordance with the rotation direction of the motor determined by the sign of the PWM signal, and at the same time as FET1 (or FET2), Also, consider the case of driving at different duty ratios.
[0038]
FIG. 5 is a diagram for explaining the operation when FET1 and FET3 are driven simultaneously and at different duty ratios. FIG. FIG. 9 is a diagram for explaining the relationship between a value Ri obtained by subtracting the influence of the motor back electromotive force KTω from the inter-voltage VM and the motor current I.
[0039]
Now, while driving FET1 at the duty ratio D1, FET3 is driven at the duty ratio D2 larger than the duty ratio D1 of the FET1 (that is, longer in time), and the FET2 and the FET4 are kept OFF. It shall be. FIGS. 6A and 6B show ON / OFF states of the

FETs

1 and 3 with respect to time.
[0040]
At this time, the motor terminal voltage VM changes as shown in FIG. That is, first, when both FET1 and FET3 are ON (this state is called mode A), the battery voltage Vb is applied between the terminals of the motor M. Next, when the FET1 is OFF and the FET3 is ON (this state is called mode B), the voltage between the terminals of the motor M becomes zero. Further, when both FET1 and FET3 are OFF (this state is called mode C), a negative battery voltage -Vb is applied between the terminals of the motor M. That is, in mode C, since both FET1 and FET3 are OFF, the motor M has a resistor R as shown in FIG._LA current circuit from the regeneration diode DT4 of the FET4 to the motor M → the regeneration diode DT2 of the FET2 → the power supply is formed, and the voltage VM between the terminals of the motor M becomes the negative battery voltage −Vb. .
[0041]
When the motor currents are balanced by driving FET1 and FET3 simultaneously and at different duty ratios, if the period of the PWM signal is sufficiently short compared to the electrical time constant of the motor, The motor current I can be approximately expressed by the following equation (1).
[0042]
I = {(D1 + D2-1) .Vb / R} -K_Tω / R ... (1)
Here, D1 is a duty ratio D1, D2 is a duty ratio D2,
Vb is the battery voltage, R is the resistance between the motor terminals,
K_TRepresents the back electromotive force constant of the motor, and .omega. Represents the motor angular velocity.
[0043]
In order to express the duty ratio D2 as a linear function of the duty ratio D1, the following equation (2) is defined.
[0044]
D2 = aD1 + b (2)
Here, a and b are constants.
[0045]
First, the following conditions are set to obtain the constants a and b.
[0046]
(1) When the duty ratio D1 = γ, the duty ratio D2 = 1 (100%)
Where γ is any set value
(2) When the duty ratio D1 = 0 and ω = ωret, I = 0
Where ω is the motor angular velocity and ωret is the motor angular velocity when the steering wheel returns.
And
[0047]
The condition (1) is a condition for determining the position of the point p on the line (b) when the duty ratio D1 = γ in FIG. 4, and the condition (2) is that the line (b) in FIG. o is a condition for deciding to pass. Accordingly, by obtaining the constants a and b satisfying the above conditions, a first-order function connecting the point p and the origin o can be determined.
[0048]
In a region where the duty ratio D1 is larger than γ, the driving method is the same as the conventional driving method, that is, the control method in which the FET3 (or FET4) is turned ON or OFF depending on the current direction.
[0049]
The constants a and b satisfying the above conditions are represented by the following equations (3) and (4).
[0050]
a = -K_Tωret / γVb (3)
b = 1 + K_Tωret / Vb (4)
The motor current I at this time is obtained by substituting equation (2) into D2 of equation (1) and substituting the constants a and b determined by equations (3) and (4) into the following. It can be expressed by equation (5).
[0051]

According to the equation (5), the relationship between the motor current I and the duty ratio D is a discontinuous portion even in a region where the motor angular speed ω is smaller than the motor angular speed ωret when the steering wheel returns. Disappears.
[0052]
That is, by driving the FET1 at the duty ratio D1 and simultaneously driving the FET3 at the duty ratio D2 different from the duty ratio D1, the motor angular velocity ω is reduced when the motor returns to the steering wheel. Even in a region lower than the angular velocity ωret, the duty ratio D1 can be continuously changed with respect to the motor current I.
[0053]
In the above description, the duty ratio D2 is processed as a linear function of the duty ratio D1. However, the present invention is not limited to this. Can be defined.
[0054]
Next, a method of estimating the motor angular velocity from the motor terminal voltage and the motor current according to the present invention will be described.
[0055]
When the motor rotates, back electromotive force is generated. The following relationship exists between the motor back electromotive force and the voltage between the motor terminals and the motor current.
[0056]
VM = (Ls + R) I + K_Tω ・・・・・（６）
Here, VM: voltage between motor terminals, I: motor current
L: motor inductance, s: Laplace operator
R: resistance between motor terminals,
K_T: Back electromotive force constant of motor ω: Motor angular velocity
Therefore, the motor angular velocity ω can be expressed by the following equation (7).
[0057]
ω = 1 / K_T{VM- (Ls + R) I} (7)
Therefore, first, regarding the estimation of the motor current I and the estimation of the motor terminal voltage VM when the above-described FET driving method is adopted, the circuit diagram shown in FIG. A description will be given with reference to FIG. 6 showing the relationship between the inter-voltage VM, the motor current I, and the like.
[0058]
In the mode A, since the FET1 and the FET3 are both ON, the voltage VM between the terminals of the motor M becomes the battery voltage Vb. As shown by the solid line in FIG. 5 (a), the motor current is FET1 → motor M → FET3 → resistance R_RAnd the resistance R_RThe operational amplifier OP of the current detection circuit 42_R, The motor current i (A) is detected.
[0059]
In the mode B, since the FET1 is OFF and the FET3 is ON, the voltage VM between the terminals of the motor M becomes zero. For this reason, the magnetic energy stored in the motor M is converted into electric energy, and the current is changed from the motor M to the FET3 to the resistance R as shown by a chain line in FIG._R→ resistance R_LThe current flows in the order of the regeneration diode DT4 of the FET4 and the motor M. Resistance R_RThe operational amplifier OP of the current detection circuit 42_R, The motor current i (B) is detected. At this time, the resistance R_LOperational amplifier OP that detects the voltage drop across_LIs a unipolar power supply (single power supply) and cannot detect a current flowing in the reverse direction._LIs zero.
[0060]
In mode C, since both FET1 and FET3 are OFF, as shown in FIG._LA current circuit from the regeneration diode DT4 of the FET4 to the motor M → the regeneration diode DT2 of the FET2 → the power supply is formed, and the voltage VM between the terminals of the motor M becomes the negative battery voltage −Vb. . At this time, since the magnetic energy stored in the motor M is converted into electric energy, the current flows through the current i (C) in a direction against the voltage -Vb between the terminals of the motor M. R_LOperational amplifier OP of the current detection circuit 42 for detecting the voltage drop across_LIs a unipolar power supply (single power supply), the current flowing in the reverse direction cannot be detected, and the operational amplifier OP_LIs zero.
[0061]
Therefore, in one cycle of the PWM signal, the motor current I actually flowing through the motor M through each of the modes A, B and C is expressed by the following equation (8). Can be represented by
[0062]
I = i (A) + i (B) + i (C) (8)
On the other hand, the sum of the detection currents i (dct) detected by the current detection circuit 42 is represented by the following equation (7) because the current i (C) is not detected.
[0063]
i (dct) = i (A) + i (B) (9)
The period during which the detection current i (dct) is detected during one cycle of the PWM signal is the period between mode A and mode B during one cycle of the PWM signal, which corresponds to the duty ratio D2. (See FIG. 6). Therefore, the detection current i (dct) can be expressed by the following equation (10).
[0064]
i (dct) = D2 · I (10)
Therefore, the motor current I actually flowing through the motor M can be expressed by the following equation (11) by modifying the equation (10).
[0065]
I = i (dct) / D2 (11)
FIG. 6E is an example showing the state of change of the motor current I in each of the modes A, B and C, and gradually approaches an equilibrium state with the passage of time. The detected motor current i (dct) converges on I.
[0066]
Next, estimation of the motor terminal voltage VM will be described. When the motor is driven at the duty ratio D, the battery voltage is applied between the motor terminals at a time ratio determined by the duty ratio D. , VM = D1 · Vb (where Vb = battery voltage).
[0067]
In the present invention, as shown in FIG. 6C, the voltage between the motor terminals is the battery voltage Vb applied during the drive time t (A) of the mode A driven at the duty ratio D1. And the negative battery voltage (-Vb) applied during the driving time t (C) of the mode C driven at the duty ratio D2.
[0068]
As is apparent from FIG. 6, the ratio of the mode A in one cycle of the PWM signal is D1 and the ratio of the mode C can be expressed by (1−D2). (12).
[0069]

By using the equation (12), the motor terminal voltage VM can be easily obtained from the battery voltage Vb and the duty ratios D1 and D2, and no means for detecting the motor terminal voltage is required. .
[0070]
As described above, the motor current I can be expressed by the equation (11), and the motor terminal voltage VM can be expressed by the equation (12). And the motor terminal voltage VM, the motor angular velocity ω can be obtained.
[0071]
FIG. 7 is a flowchart showing a processing procedure for estimating the motor angular velocity ω in the motor angular velocity estimator 28. First, the battery voltage Vb is detected (Step P1), and the motor current i (dct) is detected (Step P2). The duty ratios D1 and D2 for driving the FETs of the motor drive circuit are calculated based on the steering assist command value (step P3), and the motor terminal voltage VM is calculated based on equation (12) (step P3). Step P4). Based on equation (11), motor current i (dct) is corrected by duty ratio D2 to calculate motor current I (step P5). An estimated value of the motor angular velocity ω is calculated based on the equation (7) (step P6).
[0072]
The term (Ls + R) included in the equation (7) can be easily written in a program by using a well-known discretizing means, and can be processed by the CPU of the control device.
[0073]
In the above processing, the influence of the time delay when driving the FET was ignored. However, as shown in FIG. 8, between the gate drive command signal of the FET and the actual ON / OFF operation of the gate, the operation delay (1) of the theoretical circuit and the operation delay of the FET element ( There is a time delay Dt corresponding to the sum of (2), loss of the effective value of the duty ratio D occurs, and a slight error occurs in the estimated value of the motor terminal voltage VM. The estimated value of the motor terminal voltage VM corrected for the time delay Dt is as follows.
[0074]
That is, when the duty ratio D2 is always 1,
The motor terminal voltage VM is expressed by the following equation (13).
VM = (D1−Dt) Vb (13)
When the duty ratio D2 is close to 1,
The motor terminal voltage VM is expressed by the following equation (14).
VM = ｛(D1−Dt) −Dt｝ Vb (14)
If the duty ratio D2 <1,
The motor terminal voltage VM is represented by the following equation (15).

FIG. 9A shows an estimated value of the motor terminal voltage VM when the duty ratio D2 of the FET 3 is always 1 and FIG. 9B shows that the duty ratio D2 of the FET 3 becomes 1 It shows an estimated value of the motor terminal voltage VM when the distance is close.
[0075]
【The invention's effect】
As described above, the control device for the electric power steering device according to the present invention is the first arm of the pair of semiconductor elements constituting the two opposing arms of the H-bridge circuit constituting the motor drive circuit. A first duty ratio of the semiconductor device determined based on the current control valueD 1 , And drives the semiconductor element of the second arm to the first duty ratio.D 1 Second duty ratio determined by the function ofD Two Is driven by this PWM signal.
[0076]
As a result, even when the steering torque is not generated, such as when the steering wheel returns, there is no discontinuity between the motor current and the duty ratio when the duty ratio value is near zero. No oscillating current is generated, and no noise is generated or the stability of feedback control is not hindered.
[0077]
Then, the motor angular velocity required to compensate for the deterioration of the convergence at high vehicle speed, which is a drawback of the electric power steering device, and the poor steering wheel return at the time of steering wheel return at low vehicle speed is determined by the battery voltage and the semiconductor element. Driving the first duty ratioD 1 And the second duty ratioD Two On the basis of theThe estimated motor terminal voltage,Second duty ratio D Two Detected by a motor current detection circuit that detects a current flowing through a semiconductor element driven by the PWM signal ofSince the calculation is performed based on the motor current detection value, the motor angular velocity can be accurately estimated.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram schematically illustrating the configuration of an electric power steering device.
FIG. 2 is a block diagram of an electronic control circuit of the electric power steering device.
FIG. 3 is a circuit block diagram showing a configuration of a motor control circuit.
FIG. 4 is a diagram for explaining a relationship between a motor current and a duty ratio of a PWM signal in a motor control circuit.
FIG. 5 is a diagram for explaining the operation when FET1 and FET3 are simultaneously driven at different duty ratios.
FIG. 6 is a diagram for explaining a relationship among an operation state of a FET, a voltage between motor terminals, and a motor current.
FIG. 7 is a flowchart showing a processing procedure of a motor angular velocity estimation calculation.
FIG. 8 is a view for explaining a time delay between an FET gate drive command signal and an actual gate ON / OFF operation.
FIG. 9 is a view for explaining a motor terminal voltage estimated value in which a time delay is corrected.
FIG. 10 is a motor drive circuit diagram including a conventional H bridge circuit constituted by FET1.
FIG. 11 is a diagram for explaining a relationship between a motor current and a duty ratio of a PWM signal in a conventional motor control circuit.
[Explanation of symbols]
3 Torque sensor
10 Motor
11 Ignition key
12 Vehicle speed sensor
13 Electronic control circuit
14 Battery
21 Stabilizing compensator
22 Steering assist command value calculator
23 Comparator
24 Differential Compensator
25 Proportional calculator
26 Integral calculator
27 Adder
28 angular velocity estimator
29 Correction value calculator
41 Motor control circuit
42 Motor current detection circuit
45 Control commander
46 Gate drive circuit

Claims

少なくともステアリングシヤフトに発生する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令値と検出されたモータ電流値から演算した電流制御値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの出力を制御するフイードバツク制御手段を備えた電動パワーステアリング装置の制御装置において、
半導体素子をＨブリツジに接続して構成したブリツジ回路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モータを接続したモータ駆動回路と、
前記モータ駆動回路を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ 1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１のデューテイ比Ｄ 1 の関数で定義される第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動する駆動制御手段と、
バツテリ電圧と前記第１のデューテイ比Ｄ 1 と第２のデューテイ比Ｄ 2 に基づいて推定したモータ端子間電圧値と、第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動される半導体素子に流れる電流を検出するモータ電流検出回路で検出されたモータ電流検出値と、前記第２のデューテイ比Ｄ2 とから演算したモータ電流値とに基づいて、モータ角速度を推定演算するモータ角速度推定手段と
を備えたことを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。Feedback control for controlling an output of a motor for applying a steering assist force to a steering mechanism based on a steering assist command value calculated based on at least a steering torque signal generated in a steering shaft and a current control value calculated from a detected motor current value. In the control device of the electric power steering device including the control means,
A motor drive circuit having a power supply connected between input terminals of a bridge circuit configured by connecting a semiconductor element to an H bridge, and the motor connected between output terminals;
The semiconductor element of the first arm is determined based on the current control value among the semiconductor elements of the pair of two semiconductor elements forming the two opposite arms of the H bridge circuit forming the motor drive circuit. the driven by PWM signal duty ratio D 1, the second duty ratio driving control means for driving in D 2 of the PWM signal defining the semiconductor element of the second arm in the first function of the duty ratio D 1 When,
Batsuteri voltage and the first duty ratio D 1 and the estimated motor terminal voltage value based on the second duty ratio D 2, the current flowing through the semiconductor element driven by the second PWM signal duty ratio D 2 Motor angular velocity estimating means for estimating and calculating the motor angular velocity based on the motor current detection value detected by the motor current detection circuit for detecting the motor current value and the motor current value calculated from the second duty ratio D2. A control device for an electric power steering device, comprising:

前記モータ角速度推定手段は、モータ端子間電圧値ＶM を以下の式（ａ）で演算し、モータ電流Ｉを以下の式（ｂ）で演算し、モータ角速度ωを以下の式（ｃ）により演算するモータ角速度推定手段であることを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
ＶM ＝（Ｄ1 ＋Ｄ2 −１）Ｖb ・・・・・・・・・（ａ）
Ｉ＝ｉ(dct) ／Ｄ2 ・・・・・・・・・・・・・・（ｂ）
ω＝１／Ｋ_T ｛ＶM −（Ｌs ＋Ｒ）Ｉ｝・・・・・（ｃ）
但し、ＶM ：モータ端子間電圧値
Ｖb ：バツテリ電圧
Ｄ1 ：ＰＷＭ信号のデューテイ比
Ｄ2 ：ＰＷＭ信号のデューテイ比（Ｄ2 ≠Ｄ1 ）
Ｉ：モータ電流
ｉ(dct) ：第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動される半導体素子に流れる電流を検出するモータ電流検出回路で検出されたモータ電流検出値
Ｋ_T ：モータの逆起電力定数
Ｌ：モータのインダクタンス
s: ラプラス演算子
Ｒ: モータの端子間抵抗
ω: モータ角速度The motor angular velocity estimating means calculates the motor terminal voltage value VM by the following equation (a), calculates the motor current I by the following equation (b), and calculates the motor angular velocity ω by the following equation (c). The control device for an electric power steering device according to claim 1, wherein the control device is a motor angular velocity estimating unit that performs the operation.
VM = (D1 + D2 -1) Vb (a)
I = i (dct) / D2 (b)
ω = 1 / K _T {VM− (Ls + R) I} (c)
Here, VM: motor terminal voltage value Vb: battery voltage D1: duty ratio of PWM signal D2: duty ratio of PWM signal (D2 ≠ D1)
I: motor current i (dct): second duty ratio detected motor current value detected by the motor current detecting circuit for detecting a current flowing through the semiconductor element which is driven by D 2 of the PWM signal K _T: reverse motor Electromotive force constant L: motor inductance
s: Laplace operator R: Resistance between motor terminals ω: Motor angular velocity