JPH11150435A - 利得制御ｒｆ信号増幅器 - Google Patents
利得制御ｒｆ信号増幅器Info
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- JPH11150435A JPH11150435A JP10219502A JP21950298A JPH11150435A JP H11150435 A JPH11150435 A JP H11150435A JP 10219502 A JP10219502 A JP 10219502A JP 21950298 A JP21950298 A JP 21950298A JP H11150435 A JPH11150435 A JP H11150435A
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- H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0035—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements
- H03G1/0052—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements using diodes
- H03G1/0058—PIN-diodes
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- Amplifiers (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、ＧＨｚの周波数域まで、特に利得
が低くても優れた線形性を有し、また雑音指数及び消費
電力が低い利得制御ＲＦ信号増幅器を提供する。 【解決手段】 利得制御増幅器１１は、、入力されるＡ
Ｃ信号を増幅するトランジスタ５１と、トランジスタ５
１のコレクタとベース間に接続されたフィードバック回
路５２と、トランジスタ５１のコレクタと、ＤＣ電力源
５５間に接続されたＤＣ負荷抵抗器５４と、ＤＣ負荷抵
抗器５４の両端の電圧に基づいてフィードバック回路５
２を制御するフィードバック制御回路５３とを備える。
が低くても優れた線形性を有し、また雑音指数及び消費
電力が低い利得制御ＲＦ信号増幅器を提供する。 【解決手段】 利得制御増幅器１１は、、入力されるＡ
Ｃ信号を増幅するトランジスタ５１と、トランジスタ５
１のコレクタとベース間に接続されたフィードバック回
路５２と、トランジスタ５１のコレクタと、ＤＣ電力源
５５間に接続されたＤＣ負荷抵抗器５４と、ＤＣ負荷抵
抗器５４の両端の電圧に基づいてフィードバック回路５
２を制御するフィードバック制御回路５３とを備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、利得制御ＲＦ信号
増幅器に関し、特に、マイクロ波の周波数域までの高い
周波数帯域で用いることができる利得制御ＲＦ信号増幅
器に関する。
増幅器に関し、特に、マイクロ波の周波数域までの高い
周波数帯域で用いることができる利得制御ＲＦ信号増幅
器に関する。
【０００２】
【従来の技術】欧州特許A2-0601888号に、直列フィード
バック回路にＰＩＮ−ダイオードを用いた利得制御ＲＦ
信号増幅器が開示されている。また、類似した回路構成
の利得制御ＲＦ信号増幅器として、米国特許4,275,362
号に開示されたものがあり、この利得制御ＲＦ信号増幅
器では、ＰＩＮ−ダイオードを可変負荷抵抗として用い
ている。米国特許4057765号には、ＲＦ信号が入力され
る可変利得増幅器が開示されており、この可変利得増幅
器は、増幅用のトランジスタの入力経路に設けられたＰ
ＩＮ−ダイオードの逆バイアスを増加させることによっ
て、補助的な減衰器の前段の上記トランジスタに印加す
る自動利得制御電圧によって、信号が１０ｄＢ変化する
ようになっている。この可変利得増幅器において、ＰＩ
Ｎ−ダイオードは、高い減衰値を得るための直接的な規
制手段としてのみ用いられている。
バック回路にＰＩＮ−ダイオードを用いた利得制御ＲＦ
信号増幅器が開示されている。また、類似した回路構成
の利得制御ＲＦ信号増幅器として、米国特許4,275,362
号に開示されたものがあり、この利得制御ＲＦ信号増幅
器では、ＰＩＮ−ダイオードを可変負荷抵抗として用い
ている。米国特許4057765号には、ＲＦ信号が入力され
る可変利得増幅器が開示されており、この可変利得増幅
器は、増幅用のトランジスタの入力経路に設けられたＰ
ＩＮ−ダイオードの逆バイアスを増加させることによっ
て、補助的な減衰器の前段の上記トランジスタに印加す
る自動利得制御電圧によって、信号が１０ｄＢ変化する
ようになっている。この可変利得増幅器において、ＰＩ
Ｎ−ダイオードは、高い減衰値を得るための直接的な規
制手段としてのみ用いられている。
【０００３】また、米国特許4147991号、4019160号に
も、利得制御ＲＦ信号増幅器の他の例が開示されている
が、本発明とは関連は余りない。また、多少とも線形利
得制御ができる可変利得ＲＦ増幅器としては、いろんな
種類のものがあり、例えばデュアルゲートＦＥＴを用い
て構成された可変利得ＲＦ増幅器がある。この可変利得
ＲＦ増幅器では、２番目のゲートが利得制御に用いられ
る。
も、利得制御ＲＦ信号増幅器の他の例が開示されている
が、本発明とは関連は余りない。また、多少とも線形利
得制御ができる可変利得ＲＦ増幅器としては、いろんな
種類のものがあり、例えばデュアルゲートＦＥＴを用い
て構成された可変利得ＲＦ増幅器がある。この可変利得
ＲＦ増幅器では、２番目のゲートが利得制御に用いられ
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来の一般的な利得制御ＲＦ信号増幅器は、以下に述べる
欠点の少なくとも１つを有している。
来の一般的な利得制御ＲＦ信号増幅器は、以下に述べる
欠点の少なくとも１つを有している。
【０００５】・消費電力が大きく、電池での駆動には適
していない。
していない。
【０００６】・高い周波数帯域での使用に適していな
い。
い。
【０００７】・低い利得では、特にリニアリティ（線形
性）に問題がある。
性）に問題がある。
【０００８】・雑音指数が悪い。
【０００９】本発明は、上述した実情に鑑みてなされた
ものであり、本発明の目的は、ＧＨｚの周波数域まで、
特に利得が低くても優れた線形性を有し、また雑音指数
及び消費電力が低い利得制御ＲＦ信号増幅器を提供する
ことである。
ものであり、本発明の目的は、ＧＨｚの周波数域まで、
特に利得が低くても優れた線形性を有し、また雑音指数
及び消費電力が低い利得制御ＲＦ信号増幅器を提供する
ことである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明に係る利得制御Ｒ
Ｆ信号増幅器は、増幅されるＲＦ信号が入力されるＡＣ
入力と増幅されたＡＣ信号を出力するＡＣ出力を有する
トランジスタと、利得制御入力信号に基づいてトランジ
スタのＡＣ利得を制御する利得制御回路とを備える。利
得制御回路は、トランジスタのＡＣ入力とＡＣ出力との
間に接続され、適応的に制御されるフィードバック回路
を有し、このフィードバック回路は、利得制御入力信号
に基づいた動作電流により、トランジスタのＡＣ利得を
適応的に制御する。
Ｆ信号増幅器は、増幅されるＲＦ信号が入力されるＡＣ
入力と増幅されたＡＣ信号を出力するＡＣ出力を有する
トランジスタと、利得制御入力信号に基づいてトランジ
スタのＡＣ利得を制御する利得制御回路とを備える。利
得制御回路は、トランジスタのＡＣ入力とＡＣ出力との
間に接続され、適応的に制御されるフィードバック回路
を有し、このフィードバック回路は、利得制御入力信号
に基づいた動作電流により、トランジスタのＡＣ利得を
適応的に制御する。
【００１１】また、本発明係る利利得制御ＲＦ信号増幅
器では、トランジスタとして、例えば基準電位に接続さ
れたエミッタ接地形バイポーラトランジスタ又はソース
接地形ＦＥＴトランジスタが用いられ、フィードバック
回路を適応的に制御することによって、トランジスタ及
び制御回路を、例えば３Ｖ、２ｍＡ等の低電圧、低電流
で動作させることができる。また、動作周波数が１ＧＨ
ｚ以上であっても、２０ｄＢ以上の利得制御範囲を得る
ことができる。新規なフィードバック回路によって、特
に低利得でも、従来の増幅器に比してより良好な線形性
が得られる。フィードバックを制御することによって、
雑音指数は劣化しない。本発明に係る利得制御ＲＦ信号
増幅器を、例えばディジタルオーディオ放送（以下、Ｄ
ＡＢ：digital audio broadcastという。）における受
信機等の入力部のＡＧＣループ回路に用いると、入力レ
ベルが高いときに電流が増加する。したがって、本発明
に係る利得制御ＲＦ信号増幅器は、特に、電池駆動形の
受信機の利得制御付き入力段に適している。
器では、トランジスタとして、例えば基準電位に接続さ
れたエミッタ接地形バイポーラトランジスタ又はソース
接地形ＦＥＴトランジスタが用いられ、フィードバック
回路を適応的に制御することによって、トランジスタ及
び制御回路を、例えば３Ｖ、２ｍＡ等の低電圧、低電流
で動作させることができる。また、動作周波数が１ＧＨ
ｚ以上であっても、２０ｄＢ以上の利得制御範囲を得る
ことができる。新規なフィードバック回路によって、特
に低利得でも、従来の増幅器に比してより良好な線形性
が得られる。フィードバックを制御することによって、
雑音指数は劣化しない。本発明に係る利得制御ＲＦ信号
増幅器を、例えばディジタルオーディオ放送（以下、Ｄ
ＡＢ：digital audio broadcastという。）における受
信機等の入力部のＡＧＣループ回路に用いると、入力レ
ベルが高いときに電流が増加する。したがって、本発明
に係る利得制御ＲＦ信号増幅器は、特に、電池駆動形の
受信機の利得制御付き入力段に適している。
【００１２】トランジスタを、例えばエミッタ接地形
（ＦＥＴの場合はソース接地形）で動作させることによ
り、低雑音指数で最大利得を得ることができる。
（ＦＥＴの場合はソース接地形）で動作させることによ
り、低雑音指数で最大利得を得ることができる。
【００１３】また、本発明に係る利得制御ＲＦ信号増幅
器では、従来の増幅器とは異なり、直流結合（ＤＣ結
合）のフィードバック回路を用いている。これにより高
い周波数帯域での動作が可能になり、利得を低く設定し
たことに起因した線形性の劣化を改善することができ
る。利得を下げると、増幅トランジスタを流れる電流は
増加する。この特性によって、増幅器の入力電圧範囲及
び線形性をよくすることができる。
器では、従来の増幅器とは異なり、直流結合（ＤＣ結
合）のフィードバック回路を用いている。これにより高
い周波数帯域での動作が可能になり、利得を低く設定し
たことに起因した線形性の劣化を改善することができ
る。利得を下げると、増幅トランジスタを流れる電流は
増加する。この特性によって、増幅器の入力電圧範囲及
び線形性をよくすることができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る利得制御ＲＦ
信号増幅器について、図面を参照しながら詳細に説明す
る。なお、以下の説明では、本質的に同等の機能を有す
る素子や回路については、同じ符号を付している。図１
は、本発明に係る利得制御ＲＦ信号増幅器を用いたディ
ジタルオーディオ放送用の（以下、ＤＡＢ：digital au
dio broadcastという。）受信機の構成を示すブロック
図である。
信号増幅器について、図面を参照しながら詳細に説明す
る。なお、以下の説明では、本質的に同等の機能を有す
る素子や回路については、同じ符号を付している。図１
は、本発明に係る利得制御ＲＦ信号増幅器を用いたディ
ジタルオーディオ放送用の（以下、ＤＡＢ：digital au
dio broadcastという。）受信機の構成を示すブロック
図である。
【００１５】このＤＡＢ受信機は、図１に示すように、
受信される無線周波数（以下、ＲＦという。）の信号を
Ｌ−バンドの信号にダウンコンバートするＬ−バンド中
間周波数ダウンコンバータ（以下、Ｌ−バンドダウンコ
ンバータという。）１０と、Ｌ−バンドの信号を中間周
波数（以下、ＩＦという。）信号に変換する超短波（以
下、ＶＨＦという。）フロントエンド回路２０と、ＩＦ
信号をデコードして音声信号を再生するベースバンド処
理回路３０とを備える。
受信される無線周波数（以下、ＲＦという。）の信号を
Ｌ−バンドの信号にダウンコンバートするＬ−バンド中
間周波数ダウンコンバータ（以下、Ｌ−バンドダウンコ
ンバータという。）１０と、Ｌ−バンドの信号を中間周
波数（以下、ＩＦという。）信号に変換する超短波（以
下、ＶＨＦという。）フロントエンド回路２０と、ＩＦ
信号をデコードして音声信号を再生するベースバンド処
理回路３０とを備える。
【００１６】さらに、Ｌ−バンドダウンコンバータ１０
は、図１に示すように、ＲＦ信号を増幅する利得制御増
幅器１１と、Ｌ−バンドの正弦波を発生するＬ−バンド
ファイズドロックループ（以下、ＰＬＬという。）回路
１２と、ＲＦ信号と正弦波の積をとるＬ−バンドミキサ
１３と、利得制御増幅器１１の利得を制御するＬ−バン
ド自動利得制御（以下、ＡＧＣ：automatic gain contr
olという。）回路１４とを備える。
は、図１に示すように、ＲＦ信号を増幅する利得制御増
幅器１１と、Ｌ−バンドの正弦波を発生するＬ−バンド
ファイズドロックループ（以下、ＰＬＬという。）回路
１２と、ＲＦ信号と正弦波の積をとるＬ−バンドミキサ
１３と、利得制御増幅器１１の利得を制御するＬ−バン
ド自動利得制御（以下、ＡＧＣ：automatic gain contr
olという。）回路１４とを備える。
【００１７】その利得が制御可能な利得制御増幅器１１
には、アンテナ６で受信されたＲＦ信号が供給され、こ
の利得制御増幅器１１は、ＲＦ信号を、Ｌ−バンドＡＧ
Ｃ回路１４からの利得制御信号に基づいた利得で増幅し
て、Ｌ−バンドミキサ１３に供給する。一方、Ｌ−バン
ドＰＬＬ回路１２は、例えば局部発振器であり、受信さ
れたＲＦ信号にロックして、Ｌ−バンドの局部正弦波を
発生して、Ｌ−バンドミキサ１３に供給する。Ｌ−バン
ドミキサ１３は、利得制御増幅器１１からのＲＦ信号と
Ｌ−バンドの正弦波の積をとり、ＲＦ信号をＬ−バンド
のＩＦ信号にダウンコンバートして、ＶＨＦフロントエ
ンド回路２０に供給する。Ｌ−バンドＡＧＣ回路１４
は、例えば、Ｌ−バンドミキサ１３から出力されるＬ−
バンドのＩＦ信号のレベルを検出し、このレベルを一定
するための利得制御信号を利得制御増幅器１１に供給す
る。すなわち、利得制御増幅器１１と、Ｌ−バンドＡＧ
Ｃ回路１４とによって、自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器
が構成されている。ところで、利得制御増幅器１１は、
受信される微弱なＲＦ信号を増幅するためのものであ
り、雑音指数が低いことが重要である。以下、利得制御
増幅器１１を、低雑音ＡＧＣ増幅器１１とも称し、その
詳細については後述する。
には、アンテナ６で受信されたＲＦ信号が供給され、こ
の利得制御増幅器１１は、ＲＦ信号を、Ｌ−バンドＡＧ
Ｃ回路１４からの利得制御信号に基づいた利得で増幅し
て、Ｌ−バンドミキサ１３に供給する。一方、Ｌ−バン
ドＰＬＬ回路１２は、例えば局部発振器であり、受信さ
れたＲＦ信号にロックして、Ｌ−バンドの局部正弦波を
発生して、Ｌ−バンドミキサ１３に供給する。Ｌ−バン
ドミキサ１３は、利得制御増幅器１１からのＲＦ信号と
Ｌ−バンドの正弦波の積をとり、ＲＦ信号をＬ−バンド
のＩＦ信号にダウンコンバートして、ＶＨＦフロントエ
ンド回路２０に供給する。Ｌ−バンドＡＧＣ回路１４
は、例えば、Ｌ−バンドミキサ１３から出力されるＬ−
バンドのＩＦ信号のレベルを検出し、このレベルを一定
するための利得制御信号を利得制御増幅器１１に供給す
る。すなわち、利得制御増幅器１１と、Ｌ−バンドＡＧ
Ｃ回路１４とによって、自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器
が構成されている。ところで、利得制御増幅器１１は、
受信される微弱なＲＦ信号を増幅するためのものであ
り、雑音指数が低いことが重要である。以下、利得制御
増幅器１１を、低雑音ＡＧＣ増幅器１１とも称し、その
詳細については後述する。
【００１８】ＶＨＦフロントエンド回路２０は、図１に
示すように、希望波の信号を選択するＶＨＦ選択／増幅
回路２１と、ＶＨＦの正弦波を発生するＶＨＦＰＬＬ回
路２２と、選択された信号と正弦波の積をとるＶＨＦミ
キサ２３と、ＩＦ回路２４とを備える。
示すように、希望波の信号を選択するＶＨＦ選択／増幅
回路２１と、ＶＨＦの正弦波を発生するＶＨＦＰＬＬ回
路２２と、選択された信号と正弦波の積をとるＶＨＦミ
キサ２３と、ＩＦ回路２４とを備える。
【００１９】ＶＨＦ選択／増幅回路２１には、受信され
たＲＦ信号と、Ｌ−バンドミキサ１３のＬ−バンドのＩ
Ｆ信号とが供給され、希望波の信号を選択するととも
に、その信号を増幅して、ＶＨＦミキサ２３に供給す
る。一方、ＶＨＦＰＬＬ回路２２は、例えば局部発振器
であり、ＲＦ信号にロックして、ＶＨＦの局部正弦波を
発生して、ＶＨＦミキサ２３に供給する。ＶＨＦミキサ
２３は、ＶＨＦＰＬＬ回路２２からの選択されたＬ−バ
ンドのＩＦ信号とＶＨＦの正弦波の積をとり、選択され
たＬ−バンドのＩＦ信号をＶＨＦのＩＦ信号に変換し
て、ＩＦ回路２４に供給する。ＩＦ回路２４は、例えば
フィルタ、増幅器等からなり、ＶＨＦのＩＦ信号を、所
定の帯域のＩＦ信号に変換するとともに増幅して、ベー
スバンド処理回路３０に供給する。
たＲＦ信号と、Ｌ−バンドミキサ１３のＬ−バンドのＩ
Ｆ信号とが供給され、希望波の信号を選択するととも
に、その信号を増幅して、ＶＨＦミキサ２３に供給す
る。一方、ＶＨＦＰＬＬ回路２２は、例えば局部発振器
であり、ＲＦ信号にロックして、ＶＨＦの局部正弦波を
発生して、ＶＨＦミキサ２３に供給する。ＶＨＦミキサ
２３は、ＶＨＦＰＬＬ回路２２からの選択されたＬ−バ
ンドのＩＦ信号とＶＨＦの正弦波の積をとり、選択され
たＬ−バンドのＩＦ信号をＶＨＦのＩＦ信号に変換し
て、ＩＦ回路２４に供給する。ＩＦ回路２４は、例えば
フィルタ、増幅器等からなり、ＶＨＦのＩＦ信号を、所
定の帯域のＩＦ信号に変換するとともに増幅して、ベー
スバンド処理回路３０に供給する。
【００２０】ベースバンド処理回路３０は、図１に示す
ように、アナログ／ディジタル（以下、Ａ／Ｄとい
う。）変換器３１と、高速フーリエ変換回路（以下、Ｆ
ＦＴという。）３２と、チャンネルデコーダ３３と、オ
ーディオデコーダ３４と、オーディオ信号処理回路３５
とを備える。
ように、アナログ／ディジタル（以下、Ａ／Ｄとい
う。）変換器３１と、高速フーリエ変換回路（以下、Ｆ
ＦＴという。）３２と、チャンネルデコーダ３３と、オ
ーディオデコーダ３４と、オーディオ信号処理回路３５
とを備える。
【００２１】Ａ／Ｄ変換器３１は、ＩＦ回路２４から供
給されるＩＦ信号をディジタル信号に変換して、ＦＦＴ
３２に供給し、ＦＦＴ３２は、ディジタル信号に変換さ
れたＩＦ信号を周波数軸上の信号、すなわち周波数成分
に分解して、チャンネルデコーダ３３に供給する。チャ
ンネルデコーダ３３は、これらの周波数成分に、所定の
デコード処理、すなわち送信時に施されたエンコード処
理とは逆の処理を施して、オーディオデコーダ３４に供
給する。オーディオデコーダ３４は、この信号に、送信
時にオーディオ信号に施されたエンコード処理とは逆の
処理をしてオーディオ信号を再生して、オーディオ信号
処理回路３５に供給し、オーディオ信号処理回路３５
は、再生されたオーディオ信号を、ステレオにおける左
右のオーディオ信号に分割するとともに増幅して、１対
のスピーカ４１ａ，４１ｂに供給する。かくして、利用
者は、ディジタル放送の音楽を、スピーカ４１ａ，４１
ｂから聞くことができる。
給されるＩＦ信号をディジタル信号に変換して、ＦＦＴ
３２に供給し、ＦＦＴ３２は、ディジタル信号に変換さ
れたＩＦ信号を周波数軸上の信号、すなわち周波数成分
に分解して、チャンネルデコーダ３３に供給する。チャ
ンネルデコーダ３３は、これらの周波数成分に、所定の
デコード処理、すなわち送信時に施されたエンコード処
理とは逆の処理を施して、オーディオデコーダ３４に供
給する。オーディオデコーダ３４は、この信号に、送信
時にオーディオ信号に施されたエンコード処理とは逆の
処理をしてオーディオ信号を再生して、オーディオ信号
処理回路３５に供給し、オーディオ信号処理回路３５
は、再生されたオーディオ信号を、ステレオにおける左
右のオーディオ信号に分割するとともに増幅して、１対
のスピーカ４１ａ，４１ｂに供給する。かくして、利用
者は、ディジタル放送の音楽を、スピーカ４１ａ，４１
ｂから聞くことができる。
【００２２】ここで、本発明を適用した利得制御増幅器
１１について、図２〜図４を参照しながら詳細に説明す
る。図２は、本発明に係る利得制御ＲＦ信号増幅器の基
本的な構成を示すブロック図である。
１１について、図２〜図４を参照しながら詳細に説明す
る。図２は、本発明に係る利得制御ＲＦ信号増幅器の基
本的な構成を示すブロック図である。
【００２３】この利得制御増幅器１１は、図２に示すよ
うに、入力される交流（以下、ＡＣという。）信号を増
幅するトランジスタ５１と、トランジスタ５１のコレク
タとベース間に接続されたフィードバック回路５２と、
トランジスタ５１のコレクタと、直流（以下、ＤＣとい
う。）電力源５５間に接続されたＤＣ負荷抵抗器５４
と、ＤＣ負荷抵抗器５４の両端の電圧に基づいてフィー
ドバック回路５２を制御するフィードバック制御回路５
３とを備える。
うに、入力される交流（以下、ＡＣという。）信号を増
幅するトランジスタ５１と、トランジスタ５１のコレク
タとベース間に接続されたフィードバック回路５２と、
トランジスタ５１のコレクタと、直流（以下、ＤＣとい
う。）電力源５５間に接続されたＤＣ負荷抵抗器５４
と、ＤＣ負荷抵抗器５４の両端の電圧に基づいてフィー
ドバック回路５２を制御するフィードバック制御回路５
３とを備える。
【００２４】トランジスタ５１は、例えばＮＰＮバイポ
ーラトランジスタからなり、そのベースに入力されるＡ
Ｃ信号を増幅する。なお、トランジスタ５１として、例
えばＰＮＰバイポーラトランジスタ、Ｎチャンネル又は
Ｐチャンネルの電界効果（以下、ＦＥＴという。）トラ
ンジスタを用いてもよい。ＦＥＴトランジスタを用いる
場合には、フィードバック回路５２は、そのドレインと
ゲート間に接続される。このフィードバック回路５２
は、フィードバック制御回路５３の制御下に、トランジ
スタ５１のＡＣ出力を、そのベースにフィードバックす
る。また、ＤＣ負荷抵抗器５４として、抵抗器以外に、
例えば他の受動素子や能動素子を用いてもよい。ＤＣ電
力源５５は、例えば、外部から制御可能な電流源又は電
圧源からなる。
ーラトランジスタからなり、そのベースに入力されるＡ
Ｃ信号を増幅する。なお、トランジスタ５１として、例
えばＰＮＰバイポーラトランジスタ、Ｎチャンネル又は
Ｐチャンネルの電界効果（以下、ＦＥＴという。）トラ
ンジスタを用いてもよい。ＦＥＴトランジスタを用いる
場合には、フィードバック回路５２は、そのドレインと
ゲート間に接続される。このフィードバック回路５２
は、フィードバック制御回路５３の制御下に、トランジ
スタ５１のＡＣ出力を、そのベースにフィードバックす
る。また、ＤＣ負荷抵抗器５４として、抵抗器以外に、
例えば他の受動素子や能動素子を用いてもよい。ＤＣ電
力源５５は、例えば、外部から制御可能な電流源又は電
圧源からなる。
【００２５】トランジスタ５１からなる利得制御増幅器
のＡＣ利得は、ＤＣ電力源５５のＤＣ電流又はＤＣ電圧
（以下、ＤＣ電力という。）をある動作範囲内で変化さ
せることによって制御することができる。この動作範囲
内で、ＤＣ電力を増加させると、ＡＣ利得は減少し、Ｄ
Ｃ電力を減少させると、ＡＣ利得は増加する。したがっ
て、図１に示すＬ−バンドＡＧＣ回路１４は、Ｌ−バン
ドミキサ１３の出力レベルに基づいた利得制御信号を利
得制御増幅器１１に供給して、例えば出力レベルが一定
となるように利得制御増幅器１１のＡＣ利得を制御す
る。ＤＣ電力源５５は、ＡＣ信号に対しては、通常、コ
ンデンサとして機能する。
のＡＣ利得は、ＤＣ電力源５５のＤＣ電流又はＤＣ電圧
（以下、ＤＣ電力という。）をある動作範囲内で変化さ
せることによって制御することができる。この動作範囲
内で、ＤＣ電力を増加させると、ＡＣ利得は減少し、Ｄ
Ｃ電力を減少させると、ＡＣ利得は増加する。したがっ
て、図１に示すＬ−バンドＡＧＣ回路１４は、Ｌ−バン
ドミキサ１３の出力レベルに基づいた利得制御信号を利
得制御増幅器１１に供給して、例えば出力レベルが一定
となるように利得制御増幅器１１のＡＣ利得を制御す
る。ＤＣ電力源５５は、ＡＣ信号に対しては、通常、コ
ンデンサとして機能する。
【００２６】ところで、高周波でのＡＣ特性を改善する
ために、利得制御増幅器１１の入出力段にはインピーダ
ンス整合回路が挿入されるが、図２では省略している。
このようなインピーダンス整合回路やインピーダンス変
換回路は、所望の動作環境に適合するように設計されな
ければならないが、本発明の主旨ではない。
ために、利得制御増幅器１１の入出力段にはインピーダ
ンス整合回路が挿入されるが、図２では省略している。
このようなインピーダンス整合回路やインピーダンス変
換回路は、所望の動作環境に適合するように設計されな
ければならないが、本発明の主旨ではない。
【００２７】図３は、図２に基本的な構成を示した利得
制御増幅器の具体的な回路構成を示すブロック図であ
る。
制御増幅器の具体的な回路構成を示すブロック図であ
る。
【００２８】利得制御ＲＦ信号増幅器は、図３に示すよ
うに、入力されるＲＦ信号を増幅するトランジスタ５１
と、フィードバック回路であるＰＩＮ−ダイオード５２
と、差動増幅器５３ａ、ローパスフィルタ５３ｂ、抵抗
器５３ｃ、抵抗器５３ｄ及びダイオード５３ｅからなる
フィードバック制御回路５３と、ＤＣ負荷抵抗器５４
と、ＤＣ電力源５５とを備える。
うに、入力されるＲＦ信号を増幅するトランジスタ５１
と、フィードバック回路であるＰＩＮ−ダイオード５２
と、差動増幅器５３ａ、ローパスフィルタ５３ｂ、抵抗
器５３ｃ、抵抗器５３ｄ及びダイオード５３ｅからなる
フィードバック制御回路５３と、ＤＣ負荷抵抗器５４
と、ＤＣ電力源５５とを備える。
【００２９】トランジスタ５１は、上述したように、バ
イポーラトランジスタ又はＦＥＴトランジスタからな
り、ＰＩＮ−ダイオード５２は、トランジスタ５１がバ
イポーラトランジスタからなるときにはコレクタとベー
ス間に接続され、ＦＥＴトランジスタからなるときには
ドレインとゲート間に接続されている。この図３では、
フィードバック回路５２として、１つのＰＩＮ−ダイオ
ードを用いているが、複数、例えば図４に示すように直
列に接続された２つのＰＩＮ−ダイオードを用いてもよ
い。
イポーラトランジスタ又はＦＥＴトランジスタからな
り、ＰＩＮ−ダイオード５２は、トランジスタ５１がバ
イポーラトランジスタからなるときにはコレクタとベー
ス間に接続され、ＦＥＴトランジスタからなるときには
ドレインとゲート間に接続されている。この図３では、
フィードバック回路５２として、１つのＰＩＮ−ダイオ
ードを用いているが、複数、例えば図４に示すように直
列に接続された２つのＰＩＮ−ダイオードを用いてもよ
い。
【００３０】図２のフィードバック制御回路５３を構成
する差動増幅器５３ａは、相互コンダクタンス増幅器か
らなる。また、直列接続された抵抗器５３ｃ、ダイオー
ド５３ｅ、抵抗器５３ｄは分圧器を構成しており、差動
増幅器５３ａの負入力端子は、抵抗器５３ｄとダイオー
ド５３ｅのアノードを結んだ接続点５９に接続されてい
る。差動増幅器５３ａの正入力端子は、トランジスタ５
１のコレクタとＤＣ負荷抵抗器５４の接続点５８に接続
されている。ＤＣ負荷抵抗器５４は、オーム抵抗からな
り、その他端は、ＤＣ電力源５５の出力端である接続点
５６に接続されている。この接続点５６には、抵抗器５
３ｃの他端も接続されている。差動増幅器５３ａの出力
は、ローパスフィルタ５３ｂに接続され、ローパスフィ
ルタ５３ｂの出力は、トランジスタ５１のベースとＰＩ
Ｎ−ダイオード５２のカソードの接続点５７に接続され
ている。なお、この図３では、分圧器を構成するダイオ
ードを１つとしているが、所望の電圧を得るために複数
のダイオードを用いるようにしてもよい。
する差動増幅器５３ａは、相互コンダクタンス増幅器か
らなる。また、直列接続された抵抗器５３ｃ、ダイオー
ド５３ｅ、抵抗器５３ｄは分圧器を構成しており、差動
増幅器５３ａの負入力端子は、抵抗器５３ｄとダイオー
ド５３ｅのアノードを結んだ接続点５９に接続されてい
る。差動増幅器５３ａの正入力端子は、トランジスタ５
１のコレクタとＤＣ負荷抵抗器５４の接続点５８に接続
されている。ＤＣ負荷抵抗器５４は、オーム抵抗からな
り、その他端は、ＤＣ電力源５５の出力端である接続点
５６に接続されている。この接続点５６には、抵抗器５
３ｃの他端も接続されている。差動増幅器５３ａの出力
は、ローパスフィルタ５３ｂに接続され、ローパスフィ
ルタ５３ｂの出力は、トランジスタ５１のベースとＰＩ
Ｎ−ダイオード５２のカソードの接続点５７に接続され
ている。なお、この図３では、分圧器を構成するダイオ
ードを１つとしているが、所望の電圧を得るために複数
のダイオードを用いるようにしてもよい。
【００３１】つぎに、図３に示す利得制御ＲＦ信号増幅
器の動作について説明する。
器の動作について説明する。
【００３２】ＤＣ電力源５５は、図１に示すＬ−バンド
ＡＧＣ回路１４からの利得制御信号によって制御され、
この利得制御ＲＦ信号増幅器のＡＣ利得を決定する動作
ＤＣ電流Ｉを出力する。電流Ｉの範囲は、トランジスタ
５１の動作電流によって定まる。ＤＣ電流Ｉが少ないと
きは、このＤＣ電流の殆どがトランジスタ５１を流れ、
ＰＩＮ−ダイオード５２には殆ど電流が流れない。この
状態のとき、トランジスタ５１の利得は、最大となる。
ＤＣ電流Ｉが増加すると、トランジスタ５１を流れる電
流も増加し、トランジスタ５１の線形性もより優れたも
のとなる。また、ＰＩＮ−ダイオード５２にも電流が流
れ始める。これにより、ＰＩＮ−ダイオード５２のイン
ピーダンスが急激に低くなり、その結果として、ＰＩＮ
−ダイオード５２を介して、トランジスタ５１のＡＣ出
力がフィードバックされ、ＡＣ利得が低下するととも
に、トランジスタ５１の線形性がさらによくなる。利得
が減少すると、入力信号のレベルを高くすることができ
る。すなわち、ＡＧＣ増幅器を構成する利得制御ＲＦ信
号増幅器の入力電圧範囲及び線形性を向上させることが
できる。
ＡＧＣ回路１４からの利得制御信号によって制御され、
この利得制御ＲＦ信号増幅器のＡＣ利得を決定する動作
ＤＣ電流Ｉを出力する。電流Ｉの範囲は、トランジスタ
５１の動作電流によって定まる。ＤＣ電流Ｉが少ないと
きは、このＤＣ電流の殆どがトランジスタ５１を流れ、
ＰＩＮ−ダイオード５２には殆ど電流が流れない。この
状態のとき、トランジスタ５１の利得は、最大となる。
ＤＣ電流Ｉが増加すると、トランジスタ５１を流れる電
流も増加し、トランジスタ５１の線形性もより優れたも
のとなる。また、ＰＩＮ−ダイオード５２にも電流が流
れ始める。これにより、ＰＩＮ−ダイオード５２のイン
ピーダンスが急激に低くなり、その結果として、ＰＩＮ
−ダイオード５２を介して、トランジスタ５１のＡＣ出
力がフィードバックされ、ＡＣ利得が低下するととも
に、トランジスタ５１の線形性がさらによくなる。利得
が減少すると、入力信号のレベルを高くすることができ
る。すなわち、ＡＧＣ増幅器を構成する利得制御ＲＦ信
号増幅器の入力電圧範囲及び線形性を向上させることが
できる。
【００３３】また、この利得制御ＲＦ信号増幅器では、
フィードバック回路５２にいかなるＡＣ結合コンデンサ
も必要としないので、フィードバック回路５２を、上述
のようにただ１つの素子又は電気部品で構成することが
できる。さらに、これによって、利得制御ＲＦ信号増幅
器は高周波に適していることとなる。さらにまた、ＰＩ
Ｎ−ダイオードを集積回路技術によって集積化すると、
利得制御ＲＦ信号増幅器全体を集積化することができ
る。
フィードバック回路５２にいかなるＡＣ結合コンデンサ
も必要としないので、フィードバック回路５２を、上述
のようにただ１つの素子又は電気部品で構成することが
できる。さらに、これによって、利得制御ＲＦ信号増幅
器は高周波に適していることとなる。さらにまた、ＰＩ
Ｎ−ダイオードを集積回路技術によって集積化すると、
利得制御ＲＦ信号増幅器全体を集積化することができ
る。
【００３４】ここで、利得制御ＲＦ信号増幅器を構成す
る回路素子の実際の値を設計するための規則について説
明する。
る回路素子の実際の値を設計するための規則について説
明する。
【００３５】可能な電力供給下で所望の最大利得と最小
利得が得られるようにバイポーラトランジスタ５１又は
ＦＥＴトランジスタ５１を選択すると、各ＰＩＮ−ダイ
オード５２に印加される電圧ＶＰｉｎは、最大利得に対
応した最小値と最小利得に対応した最大値との間で変化
する。直列に接続されたＰＩＮ−ダイオード５２の数Ｎ
は、接続点５８における所望の動作電圧ＶＣによって決
定される。トランジスタ５１のベース電位又はゲート電
位をＶＢとし、接続点５８の電位をＶＣとすると、下記
式１が成立する。
利得が得られるようにバイポーラトランジスタ５１又は
ＦＥＴトランジスタ５１を選択すると、各ＰＩＮ−ダイ
オード５２に印加される電圧ＶＰｉｎは、最大利得に対
応した最小値と最小利得に対応した最大値との間で変化
する。直列に接続されたＰＩＮ−ダイオード５２の数Ｎ
は、接続点５８における所望の動作電圧ＶＣによって決
定される。トランジスタ５１のベース電位又はゲート電
位をＶＢとし、接続点５８の電位をＶＣとすると、下記
式１が成立する。
【００３６】ＶＣ＝ＶＢ＋Ｎ×ＶＰｉｎ ・・・式１ 差動増幅器５３ａは、接続点５８の電位が接続点５９の
電位と等しくなるように動作する。すなわち、下記式２
が成立する。
電位と等しくなるように動作する。すなわち、下記式２
が成立する。
【００３７】ＶＣ＝ＶＤ ・・・式２ ローパスフィルタ５３ｂは、例えば差動増幅器５３ａの
固有の周波数応答特性に応じた周波数特性、例えばカッ
トオフ周波数が最低動作周波数よりも十分に低い周波数
特性を有し、高周波雑音を除去して、所望のＡＣ信号を
通過させる。
固有の周波数応答特性に応じた周波数特性、例えばカッ
トオフ周波数が最低動作周波数よりも十分に低い周波数
特性を有し、高周波雑音を除去して、所望のＡＣ信号を
通過させる。
【００３８】接続点５９の電位ＶＤは、接続点５６の電
位ＶＡと、抵抗器５３ｃ，５３ｄ及びダイオード５３ｅ
とによって定まり、下記式３で表される。
位ＶＡと、抵抗器５３ｃ，５３ｄ及びダイオード５３ｅ
とによって定まり、下記式３で表される。
【００３９】ＶＤ＝α×ＶＡ ・・・式３ ここでαは、０から１までの定数であり、例えばα＝
０．５である。
０．５である。
【００４０】抵抗器５３ｃ，５３ｅのインピーダンス
は、差動増幅器５３ａにバイアス電流を供給するため
に、十分に低い値とされる。
は、差動増幅器５３ａにバイアス電流を供給するため
に、十分に低い値とされる。
【００４１】抵抗器５３ｃ，５３ｄに直列に接続された
ダイオード５３ｅは、ダイオード５２の温度変化を補償
するためにものである。
ダイオード５３ｅは、ダイオード５２の温度変化を補償
するためにものである。
【００４２】ＤＣ負荷抵抗器５４を流れる電流Ｉは、そ
のインピーダンスＲＬｏａｄ、接続点５６の電位、接続
点５８の電位ＶＣを用いて、下記式４で表される。
のインピーダンスＲＬｏａｄ、接続点５６の電位、接続
点５８の電位ＶＣを用いて、下記式４で表される。
【００４３】 Ｉ＝（ＶＣ−ＶＡ）／ＲＬｏａｄ ＝（α−１）×ＶＡ／ＲＬｏａｄ ・・・式４ この電流Ｉの殆どは、トランジスタ５１を流れる。
【００４４】Ｌ−バンドＡＧＣ回路１４によって制御さ
れるＤＣ電力源５５は、電流源と電圧源のいずれであっ
てもよい。電流源を用いると、最低温度においてＡＣ利
得がドリフトする。
れるＤＣ電力源５５は、電流源と電圧源のいずれであっ
てもよい。電流源を用いると、最低温度においてＡＣ利
得がドリフトする。
【００４５】上述した設計規則に従って、回路素子の実
際の値を求めると、図４に示すようになる。
際の値を求めると、図４に示すようになる。
【００４６】以上の説明でも明らかなように、本発明に
係る利得制御ＲＦ信号増幅器は、以下のような利点を有
する。
係る利得制御ＲＦ信号増幅器は、以下のような利点を有
する。
【００４７】・トランジスタ５１を、基準電位又はアー
スに接続されたエミッタ接地形で動作させることによっ
て、非常に高い最大利得を得ることができるとともに、
雑音指数を低くすることができる。
スに接続されたエミッタ接地形で動作させることによっ
て、非常に高い最大利得を得ることができるとともに、
雑音指数を低くすることができる。
【００４８】・トランジスタの利得を決定するためのコ
レクタとベース間（ＦＥＴトランジスタの場合はドレイ
ンとゲート間）のフィードバック回路を、ＤＣ結合回路
とすることによって、従来の増幅器よりも高い周波数で
動作させることができ、また、利得が低い動作範囲にお
いても、従来の増幅器よりも優れた線形性を有する。
レクタとベース間（ＦＥＴトランジスタの場合はドレイ
ンとゲート間）のフィードバック回路を、ＤＣ結合回路
とすることによって、従来の増幅器よりも高い周波数で
動作させることができ、また、利得が低い動作範囲にお
いても、従来の増幅器よりも優れた線形性を有する。
【００４９】・利得を低くした場合、トランジスタ５１
を流れる電流は、増加するので、入力信号のレベル範囲
を広くすることができ、線形性も良くすることができ
る。
を流れる電流は、増加するので、入力信号のレベル範囲
を広くすることができ、線形性も良くすることができ
る。
【００５０】また、本発明に係る利得制御ＲＦ信号増幅
器では、入力信号のレベルは、通常の動作においては低
く、この場合、利得制御ＲＦ信号増幅器に供給する電力
は、非常に小さくされるので、本発明は、例えば携帯電
話、携帯型テレビジョン受像機、ＤＡＢ受信機等のあら
ゆる種類の携帯型受信機に適用することができる。
器では、入力信号のレベルは、通常の動作においては低
く、この場合、利得制御ＲＦ信号増幅器に供給する電力
は、非常に小さくされるので、本発明は、例えば携帯電
話、携帯型テレビジョン受像機、ＤＡＢ受信機等のあら
ゆる種類の携帯型受信機に適用することができる。
【００５１】
【発明の効果】以上の説明でも明らかなように、本発明
に係る利得制御ＲＦ信号増幅器は、増幅されるＲＦ信号
が入力されるＡＣ入力と増幅されたＡＣ信号を出力する
ＡＣ出力を有するトランジスタと、利得制御入力信号に
基づいてトランジスタのＡＣ利得を制御する利得制御回
路とを備える。利得制御回路は、トランジスタのＡＣ入
力とＡＣ出力との間に接続され、適応的に制御されるフ
ィードバック回路を有し、このフィードバック回路は、
利得制御入力信号に基づいた動作電流により、トランジ
スタのＡＣ利得を適応的に制御する。これによって、こ
の利得制御ＲＦ信号増幅器は、ＧＨｚの周波数域まで、
特に利得が低くても優れた線形性を有し、また、雑音指
数及び消費電力を低くすることができる。
に係る利得制御ＲＦ信号増幅器は、増幅されるＲＦ信号
が入力されるＡＣ入力と増幅されたＡＣ信号を出力する
ＡＣ出力を有するトランジスタと、利得制御入力信号に
基づいてトランジスタのＡＣ利得を制御する利得制御回
路とを備える。利得制御回路は、トランジスタのＡＣ入
力とＡＣ出力との間に接続され、適応的に制御されるフ
ィードバック回路を有し、このフィードバック回路は、
利得制御入力信号に基づいた動作電流により、トランジ
スタのＡＣ利得を適応的に制御する。これによって、こ
の利得制御ＲＦ信号増幅器は、ＧＨｚの周波数域まで、
特に利得が低くても優れた線形性を有し、また、雑音指
数及び消費電力を低くすることができる。
【図１】 本発明に係る利得制御ＲＦ信号増幅器を用い
たディジタルオーディオ放送用の受信機の構成を示すブ
ロック図である。
たディジタルオーディオ放送用の受信機の構成を示すブ
ロック図である。
【図２】 本発明に係る利得制御ＲＦ信号増幅器の基本
的な構成を示すブロック図である。
的な構成を示すブロック図である。
【図３】 図２に基本的な構成を示した利得制御増幅器
の具体的な回路構成を示すブロック図である。
の具体的な回路構成を示すブロック図である。
【図４】 図３に示す利得制御増幅器の実際の値を示す
回路図である。
回路図である。
５１ トランジスタ、５２ フィードバック回路、５３
フィードバック制御回路、５４ ＤＣ負荷抵抗器、５
５ ＤＣ電力源
フィードバック制御回路、５４ ＤＣ負荷抵抗器、５
５ ＤＣ電力源
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 グレスレ ユーゲン ドイツ連邦共和国 ディー−70736 フェ ルバッハシュトゥットゥガルター シュト ラーセ 106 ソニー インターナショナ ル （ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミ ット ベシュレンクテル ハフツングシュ トゥットゥガルト テクノロジー センタ ー内
Claims (10)
- 【請求項１】 増幅されるＲＦ信号が入力されるＡＣ入
力と、増幅されたＡＣ信号を出力するＡＣ出力とを有す
るトランジスタと、 利得制御入力信号に基づいて上記トランジスタのＡＣ利
得を制御する利得制御回路とを備え、 上記利得制御回路は、上記トランジスタのＡＣ入力とＡ
Ｃ出力との間に接続され、適応的に制御されるフィード
バック回路を有し、該フィードバック回路は、上記利得
制御入力信号に基づいた動作電流により、上記トランジ
スタのＡＣ利得を適応的に制御することを特徴とする利
得制御ＲＦ信号増幅器。 - 【請求項２】 上記フィードバック回路は、１つ以上の
直列に接続されたダイオードを有することを特徴とする
請求項１に記載の利得制御ＲＦ信号増幅器。 - 【請求項３】 上記ダイオードは、ＰＩＮ−ダイオード
であることを特徴とする請求項２に記載の利得制御ＲＦ
信号増幅器。 - 【請求項４】 上記トランジスタは、基準電位に接続さ
れたエミッタ形のバイポーラトランジスタであることを
特徴とする請求項２又は３に記載の利得制御ＲＦ信号増
幅器。 - 【請求項５】 上記トランジスタは、基準電位に接続さ
れたソース接形のＦＥＴトランジスタであることを特徴
とする請求項２又は３に記載の利得制御ＲＦ信号増幅
器。 - 【請求項６】 上記フィードバック回路は、フィードバ
ック制御回路によってバイアスされ、該フィードバック
制御回路の入力信号は、制御されたＤＣ供給電力源と上
記トランジスタのＡＣ出力との間に接続されたＤＣ負荷
抵抗器に生じる電圧であることを特徴とする請求項１乃
至５のいずれか１項に記載の利得制御ＲＦ信号増幅器。 - 【請求項７】 上記フィードバック回路には、ローパス
フィルタを介してバイアス信号が供給されることを特徴
とする請求項６に記載の利得制御ＲＦ信号増幅器。 - 【請求項８】 上記ＤＣ負荷抵抗器は、所望のＲＦ信号
帯域に従って設計された受動素子及び／又は能動素子か
らなることを特徴とする請求項６に記載の利得制御ＲＦ
信号増幅器。 - 【請求項９】 上記フィードバック制御回路は、上記制
御されたＤＣ電力源と上記基準電位との間に接続された
分圧器と、該分圧器の中間点に接続された入力と、上記
ＤＣ負荷抵抗器と上記トランジスタの出力の接続点に接
続された入力とを有する差動増幅器と、該差動増幅器か
らの出力が供給され、上記フィードバック回路に接続さ
れるたローパスフィルタとを備えることを特徴とする請
求項６記載の利得制御ＲＦ信号増幅器。 - 【請求項１０】 上記ローパスフィルタは、上記差動増
幅器の固有の周波数応答特性に応じた周波数特性を有す
ることを特徴とする請求項９記載の利得制御ＲＦ信号増
幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP97113325.1 | 1997-08-01 | ||
| EP97113325A EP0895350A1 (en) | 1997-08-01 | 1997-08-01 | Low power gain controlled amplifier with high dynamic range |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11150435A true JPH11150435A (ja) | 1999-06-02 |
Family
ID=8227165
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10219502A Withdrawn JPH11150435A (ja) | 1997-08-01 | 1998-08-03 | 利得制御ｒｆ信号増幅器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6239659B1 (ja) |
| EP (1) | EP0895350A1 (ja) |
| JP (1) | JPH11150435A (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| WO2008132863A1 (ja) * | 2007-04-23 | 2008-11-06 | Nippon Antena Kabushiki Kaisha | ゲインコントロールアンプ |
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| JP2001196868A (ja) | 2000-01-13 | 2001-07-19 | Sony Corp | 増幅器およびこれを用いた無線通信装置 |
| US6624700B2 (en) * | 2001-06-29 | 2003-09-23 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Radio frequency power amplifier for cellular telephones |
| US6426677B1 (en) * | 2001-09-14 | 2002-07-30 | Intersil Americas Inc. | Linearization bias circuit for BJT amplifiers |
| US6844784B1 (en) | 2002-11-26 | 2005-01-18 | Finisar Corporation | Wide dynamic range transimpedance amplifier |
| US6771132B1 (en) | 2002-11-26 | 2004-08-03 | Finisar Corporation | Wide dynamic range transimpedance amplifier with a controlled low frequency cutoff at high optical power |
| JP2005072983A (ja) * | 2003-08-25 | 2005-03-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 音声信号増幅装置及び音響装置 |
| US7418213B2 (en) * | 2004-08-12 | 2008-08-26 | Finisar Corporation | Transimpedance amplifier with integrated filtering and reduced parasitic capacitance |
| WO2007135622A1 (en) * | 2006-05-24 | 2007-11-29 | Nxp B.V. | Gain-controlled low noise amplifier means |
| JP2008011482A (ja) * | 2006-05-29 | 2008-01-17 | Alps Electric Co Ltd | 高周波回路 |
| US7525391B2 (en) * | 2007-05-17 | 2009-04-28 | Finisar Corporation | Linear transimpedance amplifier with multiplexed gain stage |
| JP2009060404A (ja) * | 2007-08-31 | 2009-03-19 | Denso Corp | 映像処理装置 |
| CN101610068B (zh) * | 2009-07-09 | 2012-07-18 | 北京七星华创电子股份有限公司 | 降低放大器噪声系数的电路 |
| KR101208179B1 (ko) * | 2011-09-22 | 2012-12-04 | 삼성전기주식회사 | 듀얼 전류 제어 모드를 갖는 전력 증폭 장치 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1997
- 1997-08-01 EP EP97113325A patent/EP0895350A1/en not_active Withdrawn
-
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2000
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