JPH11103495A - 音響再生装置の位相補償システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】スピーカからの音響出力の波形再現性を改善す
る。 【解決手段】複数周波数成分を含むパイロット信号
（イ）を発生するオーディオ信号源１０と；このパイロ
ット信号（イ）を遅延／遅相させてオーディオ信号
（ロ）を電力増幅器１４に供給する位相特性補正装置１
２Ａと；このオーディオ信号（ロ）に対応して電力増幅
器１４からスピーカ１８に供給されるドライブ信号
（ハ）の電圧／電流波形を検出するプローブ１６と；こ
のドライブ信号（ハ）に対応してスピーカ１８から発生
される音響出力（ニ）を電気信号に変換するマイク２０
を備える。位相特性補正装置１２Ａにおいて、パイロッ
ト信号（イ）、ドライブ信号（ハ）および音響出力
（ニ）の波形を比較し、音響出力（ニ）の波形がパイロ
ット信号（イ）の波形に近似するように、オーディオ信
号（ロ）に含まれる１以上の周波数成分の位相／遅延量
を変更する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、電気系から音響
系までを含めたトータルでオーディオ再生音を改善する
システムに関する。とくに、ダイナミックスピーカユニ
ットを用いたスピーカシステムからの再生波形を測定・
評価しその波形再現性を改善（物理的な波形忠実性の向
上／ハイフィデリティ；あるいは聴感上の改善／グッド
リプロダクション）するシステムに関する。

【０００２】

【従来の技術】現在、音楽再生を主目的とするオーディ
オ用スピーカシステムは、主にダイナミックスピーカ
（磁界中に配置されたボイスコイルに音声信号電流を流
すことにより、ボイスコイルに機械的に結合された振動
板から音声信号電流に対応した音響出力を発生するスピ
ーカ）により構成されている。それ以外に、マイナーで
はあるが、クーロン力を利用したエレクトロスタティッ
クスピーカあるいはイオン放電を電気信号で変調するイ
オンスピーカがある。

【０００３】ダイナミックスピーカの中には、振動板か
ら直接音響出力を発生させるダイレクトラジエータ型、
ダイレクトラジエータ的発音部に音響インピーダンスマ
ッチングを行なうホーンを取り付けたホーン型、磁界中
に軽量極薄の導体振動板を配置したリボン型、磁界中に
軽量極薄のプラスチックフィルム振動板を配置しこのフ
ィルム振動板に音声信号電流を流す導体をプリントした
平板型、アコーデオンの蛇腹状フィルム振動板に音声信
号電流を流す導体をプリントしこの蛇腹振動板を磁界中
に配置したハイル型等がある。

【０００４】このようにダイナミックスピーカにも種々
な形式があるが、再生音の質、最大出力音圧、製造の容
易さ、取り扱いの容易さ、信頼性等が実用レベルで優れ
ていることから、ダイレクトラジエータ型ダイナミック
スピーカが圧倒的に主流となっている。また、取り扱い
周波数を中音域以上に限れば、音質に独特の持ち味があ
り能率（感度）および最大出力音圧の高い（ダイナミッ
クレンジが広い）ホーン型も比較的多く用いられてい
る。

【０００５】また、ダイレクトラジエータ型またはホー
ン型のダイナミックスピーカを用いたスピーカシステム
の中でも、受け持ち再生周波数帯域を２以上に分割し、
それぞれの受け持ち帯域に専用のスピーカユニットを用
いたマルチウエイスピーカシステムが、音楽再生用およ
びサウンドリインフォースメント（ＳＲ）用とし多用さ
れている。

【０００６】マルチウエイスピーカシステムには、通
常、各スピーカユニットへ受け持ち再生周波数帯域だけ
の信号を供給するネットワークが組み込まれている。こ
のネットワークを通過して各スピーカユニットへ送られ
る音声信号は、その周波数に応じて位相が変化する。

【０００７】また、たとえば２ウエイマルチスピーカシ
ステムにおいて、低域用スピーカユニットは振動系質量
が大きいため、そこから発生される音響出力は、周波数
が低域から中域〜高域に向かって増加するにつれレスポ
ンス（音圧出力）が低下しそれに伴い位相が遅れる傾向
を示す（中域を位相の基準にとれば、相対的に低域は位
相進みとなる）。

【０００８】すなわち、一般的にいって、ダイナミック
スピーカシステムの位相特性は、中低域（１００Ｈｚ〜
２００Ｈｚ前後）を基準にすると、図８の実線で例示す
るように、より低域側で位相が進みより高域側で位相が
遅れる傾向を示す。（実際のダイナミックスピーカは分
割振動をするため中高域側の位相特性は図８のように滑
らかなものとはならない。図８の実線は、分割振動を無
視したスピーカ音響出力の位相特性の大まかな傾向を、
簡略化して例示している。） スピーカを駆動する信号が単一周波数のサイン波の場合
は、周波数に応じた滑らかな位相変化は音響出力波形に
実質上影響しない。しかし、スピーカを駆動する信号が
２周波数の混合サイン波である場合は、第１の周波数成
分に対する第２の周波数成分の位相がネットワークを含
めたスピーカシステムの対周波数位相変化により変動
し、２周波数の混合サイン波の音響出力波形がこの位相
変化によって大幅に変化することがある。現実の音楽信
号は無数の複合周波数の混合サイン波であり、この位相
変化による音響出力波形の変化（一種の波形歪み）はよ
り複雑に生じ得る。

【０００９】第１の周波数成分（基本波）に対して第２
の周波数成分（高調波）が調波関係（ハーモニクス）を
保っている場合は、第１の周波数成分と第２の周波数成
分のビート成分が基本波のハーモニクスとなり、基本波
に対する高調波の位相が変化して再生音の波形変化が生
じても、人間の聴感には音の変化として感じられにく
い。たとえば、１ｋＨｚのベース信号（基本波）に２ｋ
Ｈｚの付加信号（２次高調波）を加えると、そのビート
成分は、差成分の１ｋＨｚと和成分の３ｋＨｚとなる。
差成分（１ｋＨｚ）は基本波に吸収され、和成分（３ｋ
Ｈｚ）は基本波のハーモニクス（３次高調波）となる。
基本波成分に対する高調波成分（２ｋＨｚ、３ｋＨｚ）
のレベルが小さければ（数％以下）、前記位相変化によ
り基本波と高調波との合成波形が変化しても、その変化
は聴感上感じ取りにくい。

【００１０】一方、第１の周波数成分（基本波）に対し
て第２の周波数成分（高調波）が調波関係（ハーモニク
ス）を保っていない場合は、第１の周波数成分と第２の
周波数成分のビート成分が基本波のハーモニクスとなら
ない。この場合、基本波に対する高調波の位相が相対的
に変化して再生音に波形変化が生じると、低歪・ワイド
レンジで音場再現性（アコースティックな位相特性）の
優れた高級オーディオシステムを用いれば、聴感の優れ
たリスナーは、その波形変化を感じることがある。

【００１１】たとえば、１ｋＨｚのベース信号（基本
波）に１．１ｋＨｚの付加信号を加えると、そのビート
成分は、差成分の１００Ｈｚと和成分の２．１ｋＨｚと
なる。差成分（１００Ｈｚ）は基本波のエンベロープを
うねらせ（振幅変調）、基本波のハーモニクスとならな
い和成分（２．１ｋＨｚ）は聴感上基本波に溶け込まな
い。基本波成分に対する非ハーモニクス高調波成分
（２．１ｋＨ）のレベルが小さくても（数％〜１０％以
下）、前記位相変化により基本波と非ハーモニクス高調
波との合成波形に変化が生じると、その変化は聴感上感
じられる可能性が出てくる（この聴感上の認識は、現時
点では数値化できず、またリスナー／テスターによる個
人差が大きい）。

【００１２】一部のマルチウエイスピーカシステムにお
いては、忠実な波形再現性を確保するため、再生周波数
帯域全体に渡りなるべくフラットな位相特性が得られる
ように、ネットワーク、振動板形状、振動板材質、ボイ
スコイル位置または振動板位置等に設計上の配慮をした
ものがある。このような配慮をしても、実際のスピーカ
システムでは、低域用および高域用スピーカユニットの
機械的な取付位置は固定されるので、ある周波数ポイン
トで位相が揃うように低域用ユニットと高域用ユニット
の取付位置を調整しておいても、往々にして、再生周波
数が変われば両ユニット間で位相がずれてしまう。

【００１３】このようにダイナミックスピーカを用いた
実際のスピーカシステムでは音響出力の位相特性はフラ
ットではなく、大まかにいって、中域から低域に向かっ
て位相進みの傾向を持つようになる（スピーカの分割振
動周波数領域を除いた中〜低域帯の位相特性の概略傾
向；実際の位相特性は個々のスピーカシステム毎にまち
まちである）。

【００１４】ところで、現在上記のようなスピーカシス
テムを駆動するパワーアンプ（電力増幅器）としては、
低歪みで再生周波数特性が極めて広い（ワイドレンジ）
トランジスタ型ＯＴＬ／ＯＣＬ（出力トランスレス／出
力コンデンサレス）アンプが多く用いられている。この
種のトランジスタアンプは、スピーカ出力端における直
流安定度を確保するため、直流領域で負帰還量をたっぷ
り取った負帰還アンプで構成されることが多い。この場
合、この種のトランジスタアンプは、図８の破線で例示
するように、直流に近い超低域を除き、オーディオ領域
（２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ）では位相特性は殆どフラット
となる。

【００１５】このようなトランジスタアンプで図８の実
線で例示するような位相特性傾向を持つダイナミックス
ピーカをドライブすると、スピーカ入力端子における電
圧位相特性はフラットであっても、その音響出力の位相
特性はフラットとはならない。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】以上のようなトランジ
スタアンプでドライブされたダイナミックスピーカから
の音響出力を測定用マイクで捕らえ波形観測すると、ア
ンプ出力（＝スピーカ入力）が低歪み（０．１％以下）
であっても、著しい波形変化が生じることがある。

【００１７】たとえば、図１０（ａ）のような２周波混
合信号（原波形）をトランジスタＯＴＬ／ＯＣＬアンプ
に入力しその出力（スピーカ入力電圧）を観測すると、
図１０（ｂ）のように、原波形とほぼ同じ波形が観測さ
れる。しかし、そのときのスピーカからの音響出力を観
測すると、図１０（ｄ）のように、原波形から著しく変
形された波形が観測されることがある。（図１０（ｄ）
の波形は使用スピーカ、測定場所の音響特性、測定周波
数およびその信号レベル等により変化するので、波形自
体に重要な意味はない。要するに、スピーカへの電気入
力波形が図１０（ｂ）のように図１０（ａ）の原波形に
忠実であっても、その音響出力波形が原波形から大きく
異なってくることがある、ということが認識されれば良
い。）いま、上記２周波混合信号として、可聴周波数帯
にビート（和成分と差成分）が生じるオーディオ帯の２
周波信号を用い、これをダイナミックスピーカに入力す
る場合を想定してみる。

【００１８】このビートの高域成分（和成分）およびそ
の高調波がダイナミックスピーカの分割振動域（あるい
は非ピストン振動領域）に入っていると、高域ビート成
分およびその高調波の音響出力は分割振動（多数の細か
な共振現象を含む）のため位相が複雑に変化し（共振点
前後で１８０゜ずれる）、２周波混合信号の原波形は再
現されなくなる（１８０゜±９０゜の位相ずれは原波形
に対して打ち消し成分を発生させ、この打ち消しにより
原波形が変形される）。これはダイナミックスピーカの
電気・音響変換性能（忠実度）を低下させる原因の１つ
と考えられ、各ダイナミックスピーカの個性（癖）とし
て認識される。

【００１９】上記高域ビート成分がダイナミックスピー
カのピストン振動域に入っている場合でも、そのスピー
カの位相特性がフラットでない場合、基本波信号の位相
ずれと付加信号およびビート成分の位相ずれの程度差が
周波数により変化し、やはり２周波混合信号の原波形は
忠実に再現されない。

【００２０】従来のダイナミックダイナミックスピーカ
（とくにダイレクトラジエーションタイプ）では、分割
振動は当たり前のこととされ、ダイナミックスピーカの
振動板（コーン）、磁気回路、ネットワーク等の工夫に
より分割振動による聴感上の劣化に対処しているが、上
記ダイナミックスピーカの原波形再現性の劣化を十分防
ぐことはできていない。

【００２１】この発明の第１の目的は、アンプ側で上記
位相ずれを補償することにより、アンプ〜スピーカのト
ータルシステムとして音響出力の波形再現性を改善した
オーディオ装置の位相補償システムおよび位相補償方法
を提供することである。

【００２２】この発明の第２の目的は、アンプ〜ダイナ
ミックスピーカのトータルシステムとして音響出力の再
生波形の位相特性を解析するシステムおよび方法を提供
することである。

【００２３】

【課題を解決するための手段】上記第１の目的を達成す
るために、この発明に係る音響再生装置の位相補償シス
テムは、所定のスピーカシステムおよびこのスピーカシ
ステムを駆動する所定の電力増幅器を含む音響再生装置
において、１以上の周波数成分を含むパイロット信号
（イ）を発生するオーディオ信号源（１０）と；前記オ
ーディオ信号源（１０）からのパイロット信号（イ）を
遅延させまたはその位相を変化させて、遅延または位相
変化されたオーディオ信号（ロ）を前記電力増幅器（１
４）に供給する位相特性補正手段（１２Ａ）と；前記オ
ーディオ信号（ロ）に対応して前記電力増幅器（１４）
から前記スピーカシステム（１８）に供給されるスピー
カドライブ信号（ハ）の内容（波形）を検出する電圧／
電流検出手段（１６）と；前記スピーカドライブ信号
（ハ）に対応して前記スピーカシステム（１８）から発
生される音響出力（ニ）を電気信号に変換する音響／電
気変換手段（２０）とを備えている。

【００２４】前記位相特性補正手段（１２Ａ）におい
て、前記パイロット信号（イ）、前記スピーカドライブ
信号（ハ）および前記音響出力（ニ）のうち少なくとも
２つの波形が比較され、前記音響出力（ニ）の波形が前
記パイロット信号（イ）の波形に近似するように、前記
オーディオ信号（ロ）に含まれる１以上の周波数成分の
位相および／または遅延量が変更される。

【００２５】上記第１の目的を達成するために、この発
明に係る位相補償方法は、所定のスピーカシステムおよ
びこのスピーカシステムを駆動する所定の電力増幅器を
含む音響再生装置において、１以上の周波数成分を含む
パイロット信号（イ）を発生する第１ステップ（ＳＴ１
０〜ＳＴ１２）と；前記パイロット信号（イ）に対応し
て前記電力増幅器（１４）から前記スピーカシステム
（１８）に供給されるスピーカドライブ信号（ハ）の内
容（波形）を検出する第２ステップ（ＳＴ１６）と；前
記スピーカドライブ信号（ハ）に対応して前記スピーカ
システム（１８）から発生される音響出力（ニ）を電気
信号に変換する第３ステップ（ＳＴ１８）と；前記パイ
ロット信号（イ）、前記スピーカドライブ信号（ハ）お
よび前記音響出力（ニ）の波形を位相比較する第４ステ
ップ（ＳＴ２０）と；前記音響出力（ニ）の波形が前記
パイロット信号（イ）の波形に近似するように、前記パ
イロット信号（イ）を遅延させまたはその位相を変化さ
せて、遅延または位相変化されたオーディオ信号（ロ）
を前記電力増幅器（１４）に供給する第５ステップ（Ｓ
Ｔ２２Ａ）とを具備している。

【００２６】上記第２の目的を達成するために、この発
明の位相特性解析システムは、所定のスピーカシステム
およびこのスピーカシステムを駆動する所定の電力増幅
器を含む音響再生装置において、１以上の周波数成分を
含むパイロット信号（イ）を発生するオーディオ信号源
（１０）と；前記パイロット信号（イ）に対応して前記
電力増幅器（１４）から前記スピーカシステム（１８）
に供給されるスピーカドライブ信号（ハ）の内容（波
形）を検出する電圧／電流検出手段（１６）と；前記ス
ピーカドライブ信号（ハ）に対応して前記スピーカシス
テム（１８）から発生される音響出力（ニ）を電気信号
に変換する音響／電気変換手段（２０）と；前記オーデ
ィオ信号源（１０）からのパイロット信号（イ）を遅延
させまたはその位相を変化させて、遅延または位相変化
されたオーディオ信号（ロ）を前記電力増幅器（１４）
に供給する位相観測析手段（１２）とを備えている。

【００２７】前記位相観測析手段（１２）において、前
記パイロット信号（イ）、前記スピーカドライブ信号
（ハ）および前記音響出力（ニ）のうち少なくとも２つ
の波形が比較され、前記音響出力（ニ）の波形と前記パ
イロット信号（イ）の波形との近似性が、これらの波形
に含まれる１以上の周波数成分の位相および／または遅
延量に着目して観測・評価される。

【００２８】上記第２の目的を達成するために、この発
明に係る位相特性解析方法は、所定のスピーカシステム
およびこのスピーカシステムを駆動する所定の電力増幅
器を含む音響再生系において、１以上の周波数成分を含
むパイロット信号（イ）を発生する第１ステップ（ＳＴ
１０〜ＳＴ１２）と；前記パイロット信号（イ）に対応
して前記電力増幅器（１４）から前記スピーカシステム
（１８）に供給されるスピーカドライブ信号（ハ）の内
容（波形）を検出する第２ステップ（ＳＴ１６）と；前
記スピーカドライブ信号（ハ）に対応して前記スピーカ
システム（１８）から発生される音響出力（ニ）を電気
信号に変換する第３ステップ（ＳＴ１８）と；前記パイ
ロット信号（イ）、前記スピーカドライブ信号（ハ）お
よび前記音響出力（ニ）の波形を位相比較する第４ステ
ップ（ＳＴ２０）と；前記第４ステップ（ＳＴ２０）で
の位相比較の結果に基づき、１以上のレベルポイントに
おける前記スピーカドライブ信号（ハ）および前記音響
出力（ニ）の位相差を測定し記録する第５ステップ（Ｓ
Ｔ２２）とを具備している。

【００２９】なお、上記記載において「前記パイロット
信号（イ）、前記スピーカドライブ信号（ハ）および前
記音響出力（ニ）のうち少なくとも２つの波形が比較さ
れ」とあるのは、（イ）、（ハ）および（ニ）の３ポイ
ント比較の他、（イ）と（ニ）の比較、（イ）と（ハ）
の比較、および（ハ）と（ニ）の比較が含まれることを
意味する。

【００３０】ここで、パイロット信号（イ）とスピーカ
ドライブ信号（ハ）との対応関係が（測定済み等で）予
め分かっているときは、（ハ）と（ニ）の比較により、
音響出力（ニ）の波形とパイロット信号（イ）の波形と
の近似性をチェックできる。また、スピーカドライブ信
号（ハ）と音響出力（ニ）の波形との対応関係が（測定
済み等で）予め分かっているときは、（イ）と（ハ）の
比較により、音響出力（ニ）の波形とパイロット信号
（イ）の波形との近似性をチェックできる。

【００３１】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、この発明
の一実施の形態に係る音響再生装置の位相補償システム
を説明する。なお、重複説明を避けるために、複数の図
面に渡り機能上共通する部分には共通の参照符号が用い
られている。

【００３２】図１は、この発明の一実施の形態に係る位
相補償システムにおいて、スピーカ負荷時のアンプの位
相特性を解析するシステムを説明するブロック図であ
る。

【００３３】オーディオ信号源１０は、実際のサンプル
音源（音楽、自然音等）または素性の分かったパイロッ
ト信号Ｅ１０を発生する。この素性の分かったパイロッ
ト信号Ｅ１０としては、単一周波数の連続サイン波、単
一周期の単発サイン波（図１１（ａ）参照；または図示
しないが単発のレイズドコサイン波）、互いに異なる周
波数の連続サイン波を合成した複合サイン波（図１０
（ａ）参照）、単発サイン波に別周波数のサイン波を重
畳した混合単発サイン波（図１３（ａ）参照）等を利用
することができる。このパイロット信号Ｅ１０は、種々
な周波数、種々な信号レベルおよび種々な波形に設定で
きるようになっている。

【００３４】オーディオ信号源１０で発生されたパイロ
ット信号Ｅ１０は、入力信号Ｅｉとして位相観測装置１
２に供給される。位相観測装置１２は、パイロット信号
Ｅ１０を遅延させまたはその位相を変化させる機能を持
っている。この信号Ｅ１０またはＥｉを信号（イ）とす
る。位相観測装置１２は、パイロット信号Ｅ１０に対応
した（位相および／または信号レベル以外は同等の）信
号Ｅ１２を、信号Ｅｏとして出力する。この信号Ｅ１２
またはＥｏを信号（ロ）とする。

【００３５】信号Ｅ１２は、測定対象電力増幅器１４に
入力される。この増幅器１４としては種々な形式のもの
があるが、ここでは信号伝送経路にオーディオトランス
（入力トランス、インターステージトランス、出力トラ
ンス）も出力コンデンサも持たないトランジスタＯＴＬ
／ＯＣＬアンプ（極低歪で周波数特性も位相特性もオー
ディオ帯域内ではフラット）と、このトランジスタアン
プとは対称的な特性を持つ信号伝送経路にオーディオト
ランス（少なくとも出力トランス）を持つ管球アンプ
（聴感上実害のない適度な量の歪を持ち周波数特性も位
相特性もオーディオ帯域内でフラットでない）とを考え
ることにする。

【００３６】増幅器１４は、入力された信号Ｅ１２を適
宜増幅し、ある程度のパワー（たとえば１Ｗ〜１００
Ｗ）を持つスピーカドライブ信号Ｅ１４を発生する。こ
の信号Ｅ１４は負荷１８に供給される。負荷１８として
は、シングルウエイのフルレンジコーンスピーカ、２ウ
エイ以上でＬＣネットワークを含むマルチウエイスピー
カ（コーンスピーカのみあるいはコーンスピーカとホー
ンスピーカとの混成）等が用いられる。

【００３７】増幅器１４から負荷１８に供給されるスピ
ーカドライブ信号Ｅ１４の電流および／または電圧は、
電流／電圧検出プローブ１６により検出され、検出信号
Ｅ１６として前記位相観測装置１２に供給される。プロ
ーブ１６が電流プローブなら負荷（スピーカ）１８の駆
動電流Ｅ１４が検出信号Ｅ１６となり、プローブ１６が
電圧プローブなら負荷（スピーカ）１８の駆動電圧Ｅ１
４が検出信号Ｅ１６となる。プローブ１６により負荷
（スピーカ）１８への駆動電流の実効値と駆動電圧の実
効値をリアルタイムに同時検出し両者を乗算すれば、負
荷（スピーカ）１８の駆動電力Ｅ１４を検出信号Ｅ１６
によって検出できる。このような信号Ｅ１４またはＥ１
６を信号（ハ）とする。

【００３８】負荷（スピーカ）１８は、増幅器１４から
のスピーカドライブ信号Ｅ１４によりパワードライブさ
れ、信号（ハ）に対応した音響出力Ａ１８を発生する。
この音響出力Ａ１８は測定用マイク（周波数特性および
位相特性がフラットなもの）２０により捕らえられ、音
響出力捕獲信号Ｅ２０に変換される。この信号Ｅ２０を
信号（ニ）とする。

【００３９】スピーカ１８およびマイク２０が無響室に
設置されているときは、スピーカ１８およびマイク２０
の間隔は通常５０ｃｍ〜１ｍにセットされる。一方、ス
ピーカ１８およびマイク２０が響きのある通常の室に設
置されているときは、室の影響を減らすために、スピー
カ１８およびマイク２０の間隔をなるべく近く（３０ｃ
ｍ程度またはそれ以下）にセットする。

【００４０】音響出力Ａ１８は、通常、スピーカドライ
ブ信号Ｅ１４（ハ）に対して、少なからぬ波形歪（振幅
歪および位相ずれ）を持っているが、音響出力捕獲信号
Ｅ２０（ニ）はこの波形歪を捕らえている。この信号
（ハ）および信号（ニ）は、位相観測装置１２にフィー
ドバックされる。

【００４１】この位相観測装置１２において、パイロッ
ト信号Ｅ１０（イ）、スピーカドライブ信号Ｅ１４
（ハ）および音響出力捕獲信号Ｅ２０（ニ）の波形が比
較される。これらの信号波形は、通常は大きく異なって
いる。しかし、位相観測装置１２において、増幅器１４
に供給される信号Ｅ１２（ロ）の波形（各周波数成分の
位相、振幅等）を修正することで、音響出力捕獲信号Ｅ
２０（ニ）の波形とパイロット信号Ｅ１０（イ）の波形
との近似性を向上させることができる。

【００４２】この波形近似性の評価は、人間の聴感によ
る官能評価および／またはマッチング係数を求めること
で行なうことができる。ここで、「マッチング係数を求
める」とは、位相観測装置１２に入力される信号（イ）
〜（ニ）のうち２以上の信号について、それらの信号波
形を多数のサンプリングポイントで数値化し波形数値の
違いの周波数分布・振幅分布のパターンをコンピュータ
解析することをいう。この場合、たとえば各波形の時間
変化を微分し微分値がゼロの極点における両波形の時間
差およびレベル差に着目して、適宜、解析者が主観・直
観も交えて分析する。（これは、物理実験・化学実験に
おいて実験者が実験結果を考察する作業に似た行為とい
える。）多数の解析・分析の実績の集積により上記「マ
ッチング係数を求める」行為のアルゴリズムが発見され
れば、この「マッチング係数を求める」行為は完全にコ
ンピュータ処理化できるが、今のところ実用的なアルゴ
リズムは見つかっていない。

【００４３】人の感覚能力も動員して上記「マッチング
係数」が一旦求められたあとは、この「マッチング係
数」は数値化されたデータとして記憶することができ、
そのデータをコンピュータ処理に利用することもでき
る。

【００４４】すなわち、位相観測装置１２においては、
音響出力捕獲信号Ｅ２０（ニ）およびパイロット信号Ｅ
１０（イ）の波形に含まれる１以上の周波数成分の位相
および／または遅延量に着目した観測・評価（またはマ
ッチング係数の決定）が行われる。

【００４５】パイロット信号Ｅ１０（イ）は、１２０Ｈ
ｚと１３０Ｈｚ；８００Ｈｚと８ｋＨｚ；１ｋＨｚと
１．１ｋＨｚ；３ｋＨｚと８ｋＨｚといったような、種
々な組合せの複数周波数成分（２成分またはそれ以上）
を含むことができる。

【００４６】パイロット信号Ｅ１０（イ）を構成する複
数周波数成分がたとえば１ｋＨｚと１．１ｋＨｚの場
合、基本周波数成分（１ｋＨｚ）および付加周波数成分
（１．１ｋＨｚ）はこの基本周波数成分（１ｋＨｚ）に
対して調波関係（２ｋＨｚ、３ｋＨｚ、４ｋＨｚ、…）
を持たないビート成分（１００Ｈｚと２．１ｋＨｚ）を
発生させる。このビート成分（１００Ｈｚと２．１ｋＨ
ｚ）が、基本周波数成分（１ｋＨｚ）および付加周波数
成分（１．１ｋＨｚ）とともにスピーカ１８に入力され
ることになる。

【００４７】このビート成分（１００Ｈｚと２．１ｋＨ
ｚ）は、基本周波数成分（１ｋＨｚ）に対してレベルが
相対的に小さくても（たとえば１０％以下）、基本波の
ハーモニクス（２ｋＨｚ、３ｋＨｚ、４ｋＨｚ、…）に
紛れ込まないため、人の聴感に感知され易い。そしてこ
のように聴感に感じやすいビート成分（２．１ｋＨｚ）
が重畳された基本周波数成分（１ｋＨｚ）の波形が、ス
ピーカ１８の波形変換性能の低さに起因して、大きく変
形される（定常的な波形変形でなく、変形が別の１００
Ｈｚビート成分により変調され時間的に変動する）と、
聴感上の劣化となって現れることがある（この劣化が聞
き取れるかどうかには、味覚の感知能力に個人差がある
のと同様に、個人差がある）。

【００４８】このような、低域側ビート成分（１００Ｈ
ｚ）に変調された基本波＋高域側ビート成分（２．１ｋ
Ｈｚ）の波形が、増幅器１４の入出力間でどう変化する
か、またスピーカ１８の電気入力〜音響出力間でどう変
化するかを、位相観測装置１２において、観測・評価で
きる。

【００４９】この位相観測装置１２での観測において、
信号経路にオーディオトランスを含むトランス結合アン
プ（出力管に３００Ｂを用いたトランスドライブシング
ルアンプなど）を電力増幅器１４のリファレンスとして
用意する。また、信号経路にオーディオトランスを含ま
ないＯＴＬアンプ（全段直結トランジスタＤＣアンプな
ど）を解析・評価の対象増幅器１４として用意する。

【００５０】図１の位相観測装置１２において、ダイナ
ミックスピーカ１８が図８または図９の実線のような位
相特性傾向を持ち、ＯＴＬアンプが図８の破線のような
位相特性傾向を持ち、トランス結合アンプが図９の破線
のような位相特性傾向を持つことが観測されたとする。
（スピーカ１８の位相特性については、個々のスピーカ
の動特性および測定周波数域によりばらつきが大きい
が、図８および図９では説明を分かり易くするためにス
ピーカの位相特性を単純化しかつデフォルメして描いて
ある。）図９の位相特性を観察すると、ある周波数（こ
の図示例では１００Ｈｚ〜２００Ｈｚ付近）を中心に、
トランス結合アンプの位相特性とスピーカの位相特性と
が、大まかに見て、相補的（対称的）関係にあるように
認められる（あらゆるスピーカについてこのような相補
的関係が認められるかどうかは、まだ確認されていな
い）。

【００５１】図９の破線で示すような位相特性のトラン
ス結合アンプにより同図実線で示すような位相特性のス
ピーカをドライブすると、パイロット信号（イ）から音
響出力捕獲信号（ニ）までのシステムトータルでみれ
ば、大略フラットな位相特性が実現される。つまり、ス
ピーカ１８の位相特性に起因して生じる波形歪（時間ず
れを含む）が、トランス結合アンプ１４の位相特性によ
り補償（中和）され、トータルで原波形（パイロット信
号の波形）に近い音響出力Ａ１８が得られることにな
る。この原波形に近い音響出力Ａ１８がリスナーの耳に
届く。

【００５２】図８および図９のスピーカの位相進み特性
は、通常、男性ボーカルないしコントラバスあるいはグ
ランカッサ（大太鼓）の周波数スペクトルを含む中域〜
低域（俗に「エアーを感じる」といわれる感覚に影響の
ある領域）において顕著に生じる。そのためか、低域位
相進み傾向のあるダイナミックスピーカ１８は、トラン
ジスタＯＴＬ／ＯＣＬアンプ１４でドライブすると、男
性ボーカルないしコントラバスあるいはグランカッサの
再生音質に不満がおきることがあるが、同じスピーカ１
８をトランス結合アンプ１４でドライブすると、この不
満がかなり解消されることが起き得る。（くどいようだ
が、この再生音質の不満解消をどのように感知できるか
には、大きな個人差がある。高度な音楽再生に関心のな
い一般人を対象にして統計をとってもこの不満の発生・
解消について意味のあるデータは取れない。ストラディ
バリのバイオリンとガルネリのバイオリンの違い、ある
いはストラディバリの作品でも制作年代の違いによるバ
イオリンの音色の違いを聞き分けられない人を対象に、
種々なバイオリンの音色の違いの統計を採るのと同じ意
味のない統計データになる。）図１０は、上記位相特性
の補償動作を説明するためのもので、２周波数混合サイ
ン信号（たとえば８０Ｈｚと２００Ｈｚ）を用いた場合
における、トランジスタアンプ（位相フラット）の出力
波形および管球アンプ（位相進み）の出力波形と；この
２周波数混合信号を用いた場合の、トランジスタアンプ
で駆動されたダイナミックスピーカの音響出力波形およ
び管球アンプで駆動されたダイナミックスピーカの音響
出力波形とを、デフォルメして示している。

【００５３】また、図１４は、図１０の各種波形を得る
際に使用した構成を示す。図１４において、図１のオー
ディオ信号源１０は発信器１０１、１０２および加算器
１０３で構成され、図１の測定対象電力増幅器１４はト
ランジスタＯＴＬ／ＯＣＬアンプ１４Ｔおよびインター
ステージトランス・出力トランス付管球アンプ１４Ｖで
構成されている。

【００５４】アンプ１４Ｔまたは１４Ｖのいずれかの出
力はスイッチＳＷ３により選択されてダイナミックスピ
ーカ１８に供給される。トランジスタアンプ１４Ｔまた
は管球アンプ１４Ｖにより駆動されたスピーカ１８は、
アンプにより異なる波形を持つ音響出力Ａ１８を発生す
る。この音響出力Ａ１８は、マイク２０により捕らえら
れ、マイクアンプＭＡ１により適宜増幅されて、信号
（ニ）として図１の位相観測装置１２にフィードバック
される。

【００５５】すなわち、図１のアンプ１４に入力される
信号Ｅ１２（ロ）の原波形が図１０（ａ）のようなもの
である場合、低歪で位相特性フラットなトランジスタア
ンプ１４Ｔの出力電圧波形は、図１０（ｂ）のようにな
る。トランジスタアンプ１４Ｔの出力Ｅ１４（ハ）は、
原波形に対して位相ずれ（遅れ）も振幅歪もなく、殆ど
入力信号Ｅ１２（ロ）と同じである（図１０の（ａ）
（ｂ）の時間ｔ１０、ｔ１２における下側波形ピークに
注目）。

【００５６】一方、トランス結合アンプ１４Ｖの出力電
圧波形は、使用トランスによる低域位相シフトにより、
図１０（ｃ）のようになる。トランス結合アンプ１４Ｖ
の出力Ｅ１４（ハ）は、原波形に対して位相ずれも振幅
歪もあり、ことに基本波成分の極点（下側波形ピーク）
の位置が原波形の対応位置より時間的に進んでいる（図
１０の（ａ）（ｃ）の時間ｔ１０、ｔ１２における下側
波形ピークに注目）。

【００５７】このようにスピーカ入力波形を比較すると
トランス結合アンプ１４Ｖよりもトランジスタアンプ１
４Ｔの方がずっと優れているように思える（図１０の
（ｂ）（ｃ）参照））。

【００５８】ところが、そのアンプで駆動されたダイナ
ミックスピーカ１８の音響出力Ａ１８を比較してみる
と、トランジスタアンプ１４Ｔを用いた場合（図１０の
（ｄ））よりもトランス結合アンプ１４Ｖを用いた場合
（図１０の（ｅ））の方が、アンプ入力信号Ｅ１２
（ロ）の原波形（図１０（ａ））により近い音響出力波
形が得られている。

【００５９】このようにトランス結合アンプ１４Ｖの方
が原波形に近くなる理由は、主にトランス結合アンプ１
４Ｖの（トランジスタアンプ１４Ｔと比較した場合の相
対的な）低域位相進みによると思われる。というのも、
位相観測装置１２でパイロット信号（イ）の低域成分の
位相を進ませてトランジスタアンプ１４に入力される信
号（ロ）の波形を歪ませると、図１０（ｄ）のように歪
んでいた音響出力波形が図１０（ｅ）のトランス結合ア
ンプ使用の音響出力波形に近づくことが観測されるから
である。位相のみならず振幅も適宜調整すると、さらに
図１０（ｅ）の出力波形に近づけることができる場合も
ある。

【００６０】図２は、図１の位相特性解析システムにお
ける位相特性の観測方法を説明するフローチャートであ
る。この方法は、図示しないパーソナルコンピュータと
図１のシステムを適当なインターフェイスを介して接続
して、パーソナルコンピュータのソフトウエア処理によ
り、実現できる。

【００６１】図２において、図示しないパーソナルコン
ピュータのＣＰＵにより、測定用パイロット信号（イ）
の信号種類およびその周波数として、たとえば１２０Ｈ
ｚと１３０Ｈｚの連続発振正弦波がプリセットされる
（ステップＳＴ１０）。その際、１２０Ｈｚの正弦波に
対する１３０Ｈｚ正弦波の相対信号レベルも、所定値に
プリセットされる。すると、図１のオーディオ信号源１
０は、１２０Ｈｚの正弦波および１３０Ｈｚの正弦波の
合成信号Ｅ１０＝パイロット信号（イ）を発生する（ス
テップＳＴ１２）。

【００６２】なお、ステップＳＴ１０でプリセットされ
る周波数が単一周波数だけの場合は、ステップＳＴ１２
で発生される測定信号＝パイロット信号（イ）は、単純
な連続正弦波、単一周波数の単発サイン波、あるいは単
一周波数のトーンバースト波等になる。

【００６３】また、ステップＳＴ１０でプリセットされ
る周波数が複数周波数の場合は、ステップＳＴ１２で発
生される測定信号＝パイロット信号（イ）は、複数周波
数成分を含む連続正弦波、ある周波数成分で変調された
別周波数の単発サイン波、あるいは複数周波数のトーン
バースト波等になる。

【００６４】発生されたパイロット信号（イ）は、被測
定増幅器１４（トランス使用管球アンプまたはトランジ
スタＯＴＬ／ＯＣＬアンプ）に入力される（ステップＳ
Ｔ１４）。その際、アンプ出力が所定値（たとえば１ワ
ット相当）となるように、被測定増幅器１４に入力され
るパイロット信号（イ）のレベルが調整される。

【００６５】所定のアンプ出力（１ワット）＝スピーカ
ドライブ信号（ハ）は電流／電圧検出プローブ１６によ
り検出され、検出された信号Ｅ１６が位相観測装置１２
に供給される。位相観測装置１２は、この信号Ｅ１６か
ら負荷電流、負荷電圧または負荷電力の波形を測定する
（ステップＳＴ１６）。

【００６６】なお、測定された電流波形の１周期分につ
いてその実効値を算出し、同時刻に測定された電圧波形
の１周期分についてその実効値を算出し、両者の実効値
を乗算することで、測定電力を求めることができる。

【００６７】上記スピーカドライブ信号（ハ）を受けた
アンプ負荷（ダイナミックスピーカ）１８からは、スピ
ーカドライブ信号（ハ）に対応した音響出力（ニ）が発
せられる。この音響出力の波形をマイク２０で捕らえる
と、音響出力（ニ）の波形を示すマイク出力信号Ｅ２０
が得られる。このマイク出力信号Ｅ２０＝音響出力
（ニ）が位相観測装置１２に供給される。位相観測装置
１２は、この信号Ｅ２０によりスピーカ１８からの音響
出力（ニ）の波形を測定する（ステップＳＴ１６）。

【００６８】続いて、位相観測装置１２は、負荷電流、
負荷電圧または負荷電力の波形（ハ）および音響出力の
波形（ニ）の位相を比較する（ステップＳＴ２０）。こ
の比較は、測定対象波形の１ポイント以上（例えば図１
０のｔ１０、ｔ２０；ｔ１０＊、ｔ２０＊）において行
われる。

【００６９】比較結果は、使用したパイロット信号
（イ）（１２０Ｈｚと１３０Ｈｚ）および測定レベル
（１ワット）をパラメータとして、パーソナルコンピュ
ータのメモリに記憶される（ステップＳＴ２２）。

【００７０】別の周波数でさらにデータを採りたいとき
は（ステップＳＴ２４イエス）、パイロット信号（イ）
の周波数等を変えて（ステップＳＴ２６）、ステップＳ
Ｔ１４〜ＳＴ２２の処理を反復する。

【００７１】必要なデータが取り終わったら（ステップ
ＳＴ２４ノー）、図２の位相観測処理は終了する。

【００７２】なお、図２のステップＳＴ１０でプリセッ
トするパイロット信号（イ）の複数の周波数成分につい
ては、この複数周波数成分のうち、少なくとも一方を変
化させて、ステップＳＴ１４〜ＳＴ２６を繰り返すよう
にしても良い。

【００７３】また、図２のステップＳＴ１０でプリセッ
トするパイロット信号（イ）の複数の周波数成分につい
ては、オーディオ帯域内（２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ程度）
において、基本周波数成分（たとえば１ｋＨｚ）および
この基本周波数成分に対して調波関係を持たないビート
を作る付加周波数成分（たとえば１．１ｋＨｚ）を含む
ようにしても良い。

【００７４】図１１は、図１の信号源１０から単発サイ
ン信号（１００〜２００Ｈｚ程度）を発生させた場合
の、トランジスタアンプ（位相フラット）の出力波形お
よび管球アンプ（位相進み）の出力波形と；この信号を
用いた場合の、トランジスタアンプで駆動されたダイナ
ミックスピーカの音響出力波形および管球アンプで駆動
されたダイナミックスピーカの音響出力波形とを、デフ
ォルメして示す図である。単発サイン波を用いても、ト
ランジスタアンプとの比較において、トランス結合管球
アンプのスピーカ出力波形の位相が進むことが観測され
る（点Ｐ３０、Ｐ４０に注目）。

【００７５】図１２は、図１の信号源１０から単一周波
数サイン波（１００〜２００Ｈｚ程度）を連続発生させ
た場合の、トランジスタアンプ（位相フラット）の出力
波形および管球アンプ（位相進み）の出力波形と；この
信号を用いた場合の、トランジスタアンプで駆動された
ダイナミックスピーカの音響出力波形および管球アンプ
で駆動されたダイナミックスピーカの音響出力波形と
を、デフォルメして示す図である。単一周波数連続サイ
ン波を用いても、トランジスタアンプとの比較におい
て、トランス結合管球アンプのスピーカ出力波形の位相
が進むことが観測される（点Ｐ５０、Ｐ６０に注目）。

【００７６】図１３は、２周波数混合単発サイン信号
（１００Ｈｚ程度の単発サインに１ｋＨｚ程度のトーン
バースト波を低レベルで重ねたもの）を用いた場合の、
トランジスタアンプ（位相フラット）の出力波形および
管球アンプ（位相進み）の出力波形と；この信号を用い
た場合の、トランジスタアンプで駆動されたダイナミッ
クスピーカの音響出力波形および管球アンプで駆動され
たダイナミックスピーカの音響出力波形とを、デフォル
メして示す図である。２周波数混合単発サイン信号を用
いても、トランジスタアンプとの比較において、トラン
ス結合管球アンプのスピーカ出力波形の位相が進むこと
が観測される（点Ｐ７０、Ｐ８０に注目）。

【００７７】図３は、この発明の一実施の形態に係る位
相補償システムにおいて、スピーカ負荷時のアンプの位
相特性を改善するシステムを説明するブロック図であ
る。図３の構成は、図１の位相観測装置１２を位相特性
補正装置１２Ａに変更した点以外は、実質同じである。

【００７８】図３のシステムにおいて、位相特性補正装
置１２Ａは、オーディオ信号源１０からのパイロット信
号（イ）を遅延させまたはその位相を変化させて、遅延
または位相変化されたオーディオ信号（ロ）を電力増幅
器１４に供給する機能を持っている。位相特性補正装置
１２Ａの詳細な内部構成については、図５以降を参照し
て後述する。

【００７９】簡単に言うと、図３のシステムは、図１の
位相観測装置１２での観測結果に基づいて、増幅器１４
の特性（特に位相特性）に拘わらず、スピーカ１８の音
響出力Ａ１８波形（ニ）がパイロット信号Ｅ１０波形
（イ）に近づくような信号Ｅ１２Ａ（ロ）を発生するよ
うに、構成されている。

【００８０】図４は、図３の位相特性改善システムにお
ける位相特性の補正方法を説明するフローチャートであ
る。図４の処理ステップは、図２のステップＳＴ２２以
外は、実質同じである。

【００８１】すなわち、ステップＳＴ２０での位相比較
結果（パイロット信号波形またはスピーカドライブ波形
とスピーカ出力波形との比較）から、少なくとも波形の
一部（図１０の例でいえば基本波成分の負側ピーク点）
について位相を変化させ、比較した波形の位相差が所定
範囲（たとえば０゜±１５゜程度）に収まるような、信
号遅延を行なう（図４のステップＳＴ２２Ａ）。

【００８２】図１０（ｂ）の波形を図１０（ｃ）のよう
に位相進み波形にするには、注目波形（たとえば基本波
成分）を進相させる代わりに、注目波形を位相の基準に
採ってそれ以外の信号成分（付加信号成分）の位相を遅
らせれば良い。

【００８３】図４のステップＳＴ２２Ａの処理は、適宜
複数の周波数で実施され（ステップＳＴ２４イエス）幾
つかの周波数ポイントで位相調整がステップＳＴ２２Ａ
においてなされる。この位相調整の中身はケースバイケ
ースで変化するが、この位相調整の結果得られた信号
（イ）をトランジスタアンプ１４Ｔに与えると、図１０
（ａ）の原波形（イ）に近い波形の音響出力波形（図１
０（ｅ）のような波形）が得られるようになる。

【００８４】図５は、図３の位相特性改善システムにお
ける位相特性補正装置１２Ａの内部構成を例示するブロ
ック図である。

【００８５】第１の発振器１０１および第２の発振器１
０２は、種々な周波数および種々な信号レベルの、連続
正弦波、単発サイン波、トーンバースト波、三角波、矩
形波等を発生する。発振器１０１の出力Ｅ１０１および
発振器１０２の出力Ｅ１０２は加算器（ミキシングアン
プ／波形合成器）１０３においてアナログ合成され、パ
イロット信号（イ）となる。

【００８６】コンパクトディスク（ＣＤ）等の高品質オ
ーディオソースをバッファＢＡ１でバッファリングした
信号および加算器１０３からのパイロット信号（イ）の
いずれか一方が、スイッチＳＷ１により選択される。選
択された信号（イ）が、入力信号Ｅｉとして、遅延量可
変の遅延回路（アナログ処理またはデジタル処理）１２
０に入力される。遅延回路１２０は、入力信号Ｅｉを、
その周波数成分毎に適宜遅延（移相またはフェイズシフ
ト）して、オーディオソース出力または移相補正出力Ｅ
ｏ（ロ）を発生する。

【００８７】遅延回路１２０における遅延量（移相量）
は、以下の構成により決定される。すなわち、加算器１
０３からのパイロット信号（イ）が、バッファＢＡ２を
介してスイッチＳＷ２に供給される。また、図１または
図３のプローブ１６で検出されたスピーカ１８のドライ
ブ信号（ハ）が、アッテネータ１２６により適当なレベ
ルに調整され、バッファＢＡ３を介してスイッチＳＷ２
に供給される。スイッチＳＷ２により選択された信号
（イ）または信号（ハ）の波形（アナログ）は、たとえ
ば８ビット分解能のアナログ／デジタル変換器（ＡＤ
Ｃ）１２４により８ビットデジタル信号Ｅ１２４に変換
される。

【００８８】一方、スピーカ１８の音響出力を示すマイ
ク出力信号（ニ）は、マイクアンプＭＡ１により適宜増
幅され、アッテネータ１２７により適当なレベルに調整
され、バッファＢＡ４を介して、たとえば８ビット分解
能のアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１２８に供給
される。このＡＤＣ１２８により、マイク出力信号
（ニ）は８ビットデジタル信号Ｅ１２８に変換される。

【００８９】ＡＤＣ１２４および１２８からのデジタル
信号Ｅ１２４およびＥ１２８は、位相比較／位相一致検
出部１２５に供給される。この検出部１２５はデジタル
信号入出力インターフェイス、メモリ、ＤＳＰ（デジタ
ル信号プロセサ）、ＣＰＵ等により構成される（ＣＰＵ
の処理能力が高ければＤＳＰの機能はＣＰＵのソフトウ
エア処理で代行可能）。このＣＰＵは、前述した「マッ
チング係数」を求める作業を支援するようプログラミン
グされている。

【００９０】検出部１２５のＣＰＵは、種々な周波数の
種々なパイロット信号波形（イ）について、それらに対
応するプローブ信号波形（ハ）およびスピーカ音響出力
波形（ニ）を比較し、波形（ニ）が波形（イ）に近づく
ように、遅延回路１２０に対する遅延パラメータＥ１２
５を設定する。このパラメータ設定作業は、上記「マッ
チング係数」を求める作業に対応する（主として、比較
対象波形の位相一致を求める作業になる）。

【００９１】このパラメータ（ここでは８ビットデー
タ）Ｅ１２５が、検出部１２５から遅延量切替部１２９
に設定される。すると、遅延量切替部１２９は設定パラ
メータＥ１２５の各ビットデータをラッチし、ラッチさ
れた８ビットデータＥ１２９を遅延回路１２０に与え
る。これにより、遅延回路１２０は、設定パラメータＥ
１２５に対応した信号遅延を、所定の周波数レンジ毎
に、信号Ｅｉに対して実行し、その結果Ｅｏを出力す
る。

【００９２】図６は、図５の位相特性補正装置１２Ａに
おける遅延量可変遅延回路１２０をアナログ方式で構成
する場合を例示するブロック図である。

【００９３】位相補正の対象となる入力Ｅｉ（パイロッ
ト信号（イ）またはＣＤ等のオーディオソース）は、１
若しくはそれ以上のアナログフィルタ１２０１ａ〜１２
０４ａに供給される。入力Ｅｉがたとえば８０Ｈｚと２
００Ｈｚの混合サイン波の場合は、２つのアナログフィ
ルタで良い。すなわち、アナログバンドパスフィルタ
（またはアナログローパスフィルタ）１２０１ａで入力
Ｅｉの８０Ｈｚ成分を抽出し、アナログバンドパスフィ
ルタ（またはアナログハイパスフィルタ）１２０４ａで
入力Ｅｉの２００Ｈｚ成分を抽出する。

【００９４】こうしてフィルタで抽出された入力Ｅｉの
各周波数成分は、それぞれ個別に、対応する遅延回路
（または移相回路；フェイズシフタ）１２０５ａ〜１２
０８ａに入力される。各遅延回路（移相回路）１２０５
ａ〜１２０８ａの信号遅延量（または移相量）は、図５
の遅延量切替部１２９にラッチされたデータＥ１２９
（それ以前に得られた遅延量設定パラメータＥ１２５）
により、個別に決定される。

【００９５】このデータＥ１２９により、たとえば、遅
延回路１２０５ａで８０Ｈｚ成分を遅延させず（または
遅延量を僅かなものとし）、遅延回路１２０８ａで２０
０Ｈｚ成分を遅延させれば（または遅延量を相対的に大
きなものとすれば）、結果的に、入力Ｅｉのうち８０Ｈ
ｚ成分の位相が進んだ波形が得られる。

【００９６】こうして遅延パラメータＥ１２９に応じて
種々に遅延された入力Ｅｉの各周波数成分はアナログミ
キサ１２０９ａにおいて合成され、入力Ｅｉに対応する
移相補正後の出力Ｅｏとなって、外部（通常電力増幅器
１４）に供給される。

【００９７】図７は、図５の位相特性補正装置１２Ａに
おける遅延量可変遅延回路１２０をデジタル方式で構成
する場合を例示するブロック図である。図７のデジタル
遅延回路の回路機能は、基本的には図６のアナログ遅延
回路と変わらない。但し、内部でデジタル処理をするた
め入力Ｅｉを受ける初段にアナログ／デジタル変換器
（ＡＤＣ）１２００ｄが配置され、遅延後の各信号を合
成するデジタルミキサ１２０９ｄにＤＡＣが設けられ
る。

【００９８】上記ＡＤＣ１２００ｄとしては、信号クォ
リテイを重視する場合は、サンプリング周波数４４〜９
６ｋＨｚで分解能１６〜２４ビットのマルチビット型ア
ナログ／デジタル変換器、またはサンプリング周波数が
１００ｋＨｚ以上で分解能１６〜２４ビット相当のビッ
トストリーム型アナログ／デジタル変換器（サンプリン
グ周波数をｆｓとしたとき６４ｆｓのクロックで高速動
作するΔΣ型１〜４ビットＡＤＣ等）を利用する。

【００９９】また、デジタルミキサ１２０９ｄ内のＤＡ
Ｃとしては、サンプリング周波数４４〜９６ｋＨｚで分
解能１６〜２４ビットのデジタル信号クォリテイにマッ
チした高速・高分解能ＤＡＣが用いられる。

【０１００】なお、図７のデジタルミキサ１２０９ｄで
は、入力される各周波数成分の混合比を、図５の検出部
１２５内のＣＰＵからの混合比設定信号Ｅ１２５により
指定することができる。この混合比指定データはミキサ
１２０９ｄ内部のレジスタ（図示せず）に記憶される
が、この記憶データの内容は必ずしも一定不変の固定値
ではなく、スピーカ１８の動作レベルあるいは使用環境
の変化に応じて、適宜変更されるようにしても良い。

【０１０１】各デジタルディレイ１２０５ｄ〜１２０８
ｄはそれぞれ自分のレジスタ（図示せず）を持ち、これ
らのレジスタそれぞれに対応する遅延量設定信号Ｅ１２
９の内容（たとえば８ビットデータ）が書き込まれるよ
うになっている。

【０１０２】図７の構成において、デジタルフィルタ１
２０１ｄ〜１２０４ｄとしては、１／３オクターブバン
ド〜１／６オクターブバンドのデジタル型グラフィック
イコライザ（あるいはパラメトリックイコライザ）を利
用しても良い。すなわち、デジタル型グラフィックイコ
ライザに図７のデジタルディレイ１２０５ｄ〜１２０８
ｄを装備し、これらのデジタルディレイ１２０５ｄ〜１
２０８ｄを図５の構成で制御するようにできる。

【０１０３】図６または図７の構成において、オーディ
オ帯域を周波数分割せず帯域全体に対して一括位相補正
する場合、またはオーディオ帯域内の特定帯域（たとえ
ば２０〜２００Ｈｚ）だけに対して位相補正する場合
は、フィルタ（１２０１〜１２０４）と遅延回路／移相
回路（１２０５〜１２０８）の組み合わせは、１組（た
とえば１２０１ａ＋１２０５ａまたは１２０１ｄ＋１２
０５ｄ）でも良い。この場合は、ミキサ（１２０９ａま
たは１２０９ｄ）は省略可能である。但し図７の構成で
はデジタル位相補正後の信号をアナログに戻す必要があ
るときは適当なＤＡＣを使用することになる。

【０１０４】なお、上記説明では対象スピーカシステム
をダイナミック型スピーカとしたが、同様な位相特性を
示す他のタイプのスピーカシステムの位相補正にこの発
明を適用することは可能である。

【０１０５】以上この発明の骨子まとめると、次のよう
になる： （１）パイロット信号（イ）として２周波混合波をパワ
ーアンプに入力し、パワーアンプからダイナミックスピ
ーカへの出力信号（ハ）を検出して測定系１２／１２Ａ
に入力し、ダイナミックスピーカからの音響出力信号
（ニ）をマイクで収集して測定系１２／１２Ａに入力す
る。

【０１０６】（２）上記３入力信号（イ、ハ、ニ）の波
形を測定比較して補正パラメータ（周波数帯域毎の移相
量／遅延量と信号レベル）あるいはマッチング係数を求
める。

【０１０７】（３）求めたパラメータから周波数帯域毎
の移相量／遅延量と信号レベルをセットする（とくに低
域側の移相量／遅延量）。

【０１０８】（４）再び上記３入力信号（イ、ハ、ニ）
の波形を測定比較して、（３）のパラメータの適否を評
価する。ダイナミックスピーカからの音響出力（ニ）が
所望のクォリテイレベルに達していないときは、所望の
レベルになるまで（１）〜（３）を反復する。

【０１０９】所望レベルの判定は、各周波数帯域毎の信
号（イ）または（ハ）と（ニ）の位相差の絶対値が予め
決めた値以下になったかどうか（ＣＰＵ処理による自動
判定可能）と、最終的なヒアリング（システムユーザに
よる主観判定）とによって、行なう。ヒアリングは、
（３）でセットしたパラメータの下で高音質の音楽ソー
スを利用して行なう。

【０１１０】

【発明の効果】この発明により一旦位相その他が補正さ
れた音楽信号をパワーアンプに供給してやれば、スピー
カシステムを含めたトータルで波形再現性が改善されて
いるので、再生音のトーンクォリテイがこの発明を用い
ない場合よりも向上する。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施の形態に係る位相補償システ
ムにおいて、スピーカ負荷時のアンプの位相特性を解析
するシステムを説明するブロック図。

【図２】図１の位相特性解析システムにおける位相特性
の観測方法を説明するフローチャート図。

【図３】この発明の一実施の形態に係る位相補償システ
ムにおいて、スピーカ負荷時のアンプの位相特性を改善
するシステムを説明するブロック図。

【図４】図３の位相特性改善システムにおける位相特性
の補正方法を説明するフローチャート図。

【図５】図３の位相特性改善システムにおける位相特性
補正装置１２Ａの内部構成を例示するブロック図。

【図６】図５の位相特性補正装置１２Ａにおける遅延量
可変遅延回路１２０をアナログ方式で構成する場合を例
示するブロック図。

【図７】図５の位相特性補正装置１２Ａにおける遅延量
可変遅延回路１２０をデジタル方式で構成する場合を例
示するブロック図。

【図８】出力トランス等の低域位相ずれ要素を持たない
電力増幅器（ＯＴＬアンプあるいはＯＴＬ／ＯＣＬのト
ランジスタＤＣアンプ）の位相特性（フラット）および
ダイナミックスピーカの位相特性（高域に向かって位相
遅れの傾向）を模式的に示す図。

【図９】出力トランスや入力トランス等の低域位相ずれ
要素を持つ電力増幅器（トランス使用の管球アンプ）の
位相特性（高域に向かって位相進みの傾向）およびダイ
ナミックスピーカの位相特性（高域に向かって位相遅れ
の傾向）を模式的に示す図。

【図１０】２周波数混合サイン信号を用いた場合の、ト
ランジスタアンプ（位相フラット）の出力波形および管
球アンプ（位相進み）の出力波形と；この２周波数混合
信号を用いた場合の、トランジスタアンプで駆動された
ダイナミックスピーカの音響出力波形および管球アンプ
で駆動されたダイナミックスピーカの音響出力波形と
を、デフォルメして示す図。

【図１１】単発サイン信号を用いた場合の、トランジス
タアンプ（位相フラット）の出力波形および管球アンプ
（位相進み）の出力波形と；この信号を用いた場合の、
トランジスタアンプで駆動されたダイナミックスピーカ
の音響出力波形および管球アンプで駆動されたダイナミ
ックスピーカの音響出力波形とを、デフォルメして示す
図。

【図１２】単一周波数サイン信号を用いた場合の、トラ
ンジスタアンプ（位相フラット）の出力波形および管球
アンプ（位相進み）の出力波形と；この信号を用いた場
合の、トランジスタアンプで駆動されたダイナミックス
ピーカの音響出力波形および管球アンプで駆動されたダ
イナミックスピーカの音響出力波形とを、デフォルメし
て示す図。

【図１３】２周波数混合単発サイン信号を用いた場合
の、トランジスタアンプ（位相フラット）の出力波形お
よび管球アンプ（位相進み）の出力波形と；この信号を
用いた場合の、トランジスタアンプで駆動されたダイナ
ミックスピーカの音響出力波形および管球アンプで駆動
されたダイナミックスピーカの音響出力波形とを、デフ
ォルメして示す図。

【図１４】図１０の波形例を求める際に使用した構成を
説明するブロック図。

【符号の説明】

１０…オーディオ信号源；１２…位相観測装置（位相観
測析手段）；１２Ａ…位相特性補正装置（位相特性補正
手段）；１４…電力増幅器；１４Ｔ…トランジスタＯＴ
Ｌ／ＯＣＬアンプ；１４Ｖ…インターステージトランス
および出力トランス使用の管球アンプ（出力管に３００
Ｂを用いたシングルアンプ）；１６…電圧／電流検出プ
ローブ（電圧／電流検出手段）；１８…負荷（ダイナミ
ックスピーカまたはスピーカシステム）；２０…マイク
（音響／電気変換手段）；１０１…発振器１；１０２…
発振器２；１０３…加算器（ミキシングアンプ／波形合
成器）；１２０…遅延量可変遅延回路（可変遅延手
段）；１２４、１２８…ＡＤＣ（８ビット・アナログ／
デジタル変換器；ＡＤＣ手段）；１２５…位相比較・位
相一致検出部（内部は８〜６４ビットＣＰＵ処理；位相
比較手段）；１２６、１２７…ＡＴＴ（アッテネータ／
信号減衰器）；１２９…遅延量切替部（設定手段）；１
２０１ａ〜１２０４ａ…アナログフィルタ（ローパス、
バンドパス、またはハイパス；アナログフィルタ手
段）；１２０５ａ〜１２０８ａ…アナログ遅延回路また
はアナログ移相回路（アナログ遅延・移相手段）；１２
０９ａ…アナログミキサ（各入力毎にレベル調整できる
もの）；１２００ｄ…ＡＤＣ（サンプリング周波数４４
〜９６ｋＨｚで分解能１６〜２４ビットのマルチビット
型アナログ／デジタル変換器、またはサンプリング周波
数が１００ｋＨｚ以上で分解能１６〜２４ビットのビッ
トストリーム型アナログ／デジタル変換器）；１２０１
ｄ〜１２０４ｄ…デジタルフィルタ（ローパス、バンド
パス、またはハイパス；デジタルフィルタ手段）；１２
０５ｄ〜１２０８ｄ…デジタル遅延回路（デジタル遅延
手段）；１２０９ｄ…デジタルミキサ（分解能１６〜２
４ビットでマルチビットまたはビットストリーム型のＤ
ＡＣを持つ；デジタルフィルタ１２０１ｄ〜１２０４ｄ
がデジタルアッテネータ機能を持たない場合は、各入力
毎にレベル調整をする場合は入力毎にレベル調整用デジ
タルアッテネータを装備する）；ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ
３…切替スイッチ；ＢＡ１〜ＢＡ４…バッファアンプ；
ＭＡ…マイクアンプ。

Claims (19)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】所定のスピーカシステムおよびこのスピー
   カシステムを駆動する所定の電力増幅器を含む音響再生
   装置において、 １以上の周波数成分を含むパイロット信号を発生するオ
   ーディオ信号源と；前記オーディオ信号源からのパイロ
   ット信号を遅延させまたはその位相を変化させて、遅延
   または位相変化されたオーディオ信号を前記電力増幅器
   に供給する位相特性補正手段と；前記オーディオ信号に
   対応して前記電力増幅器から前記スピーカシステムに供
   給されるスピーカドライブ信号の内容を検出する電圧／
   電流検出手段と；前記スピーカドライブ信号に対応して
   前記スピーカシステムから発生される音響出力を電気信
   号に変換する音響／電気変換手段とを備え、 前記位相特性補正手段において、前記パイロット信号、
   前記スピーカドライブ信号および前記音響出力のうち少
   なくとも２つの波形を比較し、前記音響出力の波形が前
   記パイロット信号の波形に近似するように、前記オーデ
   ィオ信号に含まれる１以上の周波数成分の位相および／
   または遅延量を変更するように構成したことを特徴とす
   る音響再生装置の位相補償システム。
2. 【請求項２】 前記パイロット信号の１以上の周波数成
   分が、オーディオ帯域内において、基本周波数成分およ
   びこの基本周波数成分に対して調波関係を持たないビー
   トを作る付加周波数成分を含むことを特徴とする請求項
   １に記載のシステム。
3. 【請求項３】 前記電圧／電流検出手段により検出され
   る信号が、前記スピーカドライブ信号の電圧成分、電流
   成分、または電力成分を含むことを含むことを特徴とす
   る請求項１または請求項２に記載のシステム。
4. 【請求項４】 前記位相特性補正手段が、 前記パイロット信号または前記スピーカドライブ信号の
   波形をデジタル化して第１デジタル信号を提供する第１
   ＡＤＣ手段と；前記音響出力の波形をデジタル化して第
   ２デジタル信号を提供する第２ＡＤＣ手段と；前記第１
   デジタル信号と前記第２デジタル信号とを位相比較して
   位相一致の有無を検出し、位相一致の有無を示す位相比
   較結果を提供する位相比較手段と；前記位相比較結果に
   対応した設定信号を提供する設定手段と；前記設定信号
   により決まる量だけ、前記パイロット信号または前記ス
   ピーカドライブ信号を遅延させ、若しくは前記パイロッ
   ト信号または前記スピーカドライブ信号の位相を遅らせ
   て、前記オーディオ信号を提供する可変遅延手段とを含
   むことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか
   １項に記載のシステム。
5. 【請求項５】 前記可変遅延手段が、 前記パイロット信号から所定の周波数成分を取り出すフ
   ィルタ手段と；このフィルタ手段で取り出された周波数
   成分の信号波形を、前記設定信号により決まる量だけ遅
   延させ若しくは遅相させる遅延・移相手段とを含むこと
   を特徴とする請求項４に記載のシステム。
6. 【請求項６】 前記フィルタ手段が、前記パイロット信
   号を複数の周波数帯域に分割する複数のフィルタ回路を
   含み、 前記遅延・移相手段が、前記複数のフィルタ回路から取
   り出された複数の周波数成分の波形それぞれを、前記前
   記設定信号により決まる量だけ個別に遅延させ若しくは
   個別に遅相させる複数の遅延・移相回路を含み、 前記可変遅延手段が、前記複数の遅延・移相回路により
   個別に遅延若しくは遅相された信号を所定の割合で合成
   して、前記オーディオ信号を提供するするミキサ回路を
   含むことを特徴とする請求項５に記載のシステム。
7. 【請求項７】 前記可変遅延手段が、 前記パイロット信から所定の周波数成分を取り出すデジ
   タルフィルタ手段と；このデジタルフィルタ手段で取り
   出された周波数成分の信号波形を、前記設定信号により
   決まる量だけ遅延させるデジタル遅延手段とを含むこと
   を特徴とする請求項４に記載のシステム。
8. 【請求項８】 前記デジタルフィルタ手段が、前記パイ
   ロット信号を複数の周波数帯域に分割する複数のデジタ
   ルフィルタ回路を含み、 前記遅デジタル遅延手段が、前記複数のデジタルフィル
   タ回路から取り出された複数の周波数成分のデジタルデ
   ータそれぞれを、前記前記設定信号により決まる量だけ
   個別に遅延させる複数のデジタル遅延回路を含み、 前記可変遅延手段が、前記複数のデジタル遅延回路によ
   り個別に遅延されたデジタル信号を所定の割合で合成し
   合成されたデジタル信号をアナログ信号に変換して、前
   記オーディオ信号を提供するするデジタルミキサ・ＤＡ
   Ｃ回路を含むことを特徴とする請求項７に記載のシステ
   ム。
9. 【請求項９】 所定のスピーカシステムおよびこのスピ
   ーカシステムを駆動する所定の電力増幅器を含む音響再
   生装置において、 １以上の周波数成分を含むパイロット信号を発生する第
   １ステップと；前記パイロット信号に対応して前記電力
   増幅器から前記スピーカシステムに供給されるスピーカ
   ドライブ信号の内容を検出する第２ステップと；前記ス
   ピーカドライブ信号に対応して前記スピーカシステムか
   ら発生される音響出力を電気信号に変換する第３ステッ
   プと；前記パイロット信号、前記スピーカドライブ信号
   および前記音響出力の波形を位相比較する第４ステップ
   と；前記音響出力の波形が前記パイロット信号の波形に
   近似するように、前記パイロット信号を遅延させまたは
   その位相を変化させて、遅延または位相変化されたオー
   ディオ信号を前記電力増幅器に供給する第５ステップ
   と；を具備したことを特徴とする音響再生装置の位相補
   償方法。
10. 【請求項１０】 前記パイロット信号は複数の周波数成
    分を含み、この複数周波数成分のうち、少なくとも一方
    を変化させて、前記第１ないし第５ステップの処理を繰
    り返すことを特徴とする請求項９に記載の方法。
11. 【請求項１１】 前記パイロット信号は複数の周波数成
    分を含み、この複数周波数成分が、オーディオ帯域内に
    おいて、基本周波数成分およびこの基本周波数成分に対
    して調波関係を持たないビートを作る付加周波数成分を
    含むことを特徴とする請求項９または請求項１０に記載
    の方法。
12. 【請求項１２】 前記第２ステップで検出される信号
    が、前記スピーカドライブ信号の電圧成分、電流成分、
    または電力成分を含むことを含むことを特徴とする請求
    項９ないし請求項１１のいずれか１項に記載の方法。
13. 【請求項１３】 所定のスピーカシステムおよびこのス
    ピーカシステムを駆動する所定の電力増幅器を含む音響
    再生装置において、 １以上の周波数成分を含むパイロット信号を発生するオ
    ーディオ信号源と；前記パイロット信号に対応して前記
    電力増幅器から前記スピーカシステムに供給されるスピ
    ーカドライブ信号の内容を検出する電圧／電流検出手段
    と；前記スピーカドライブ信号に対応して前記スピーカ
    システムから発生される音響出力を電気信号に変換する
    音響／電気変換手段と；前記オーディオ信号源からのパ
    イロット信号を遅延させまたはその位相を変化させて、
    遅延または位相変化されたオーディオ信号を前記電力増
    幅器に供給する位相観測析手段とを備え、 前記位相観測析手段において、前記パイロット信号、前
    記スピーカドライブ信号および前記音響出力のうち少な
    くとも２つの波形を比較し、前記音響出力の波形と前記
    パイロット信号の波形との近似性を、これらの波形に含
    まれる１以上の周波数成分の位相および／または遅延量
    に着目して観測・評価するように構成したことを特徴と
    する音響再生装置の位相特性解析システム。
14. 【請求項１４】 前記パイロット信号は複数の周波数成
    分を含み、この複数周波数成分が、オーディオ帯域内に
    おいて、基本周波数成分およびこの基本周波数成分に対
    して調波関係を持たないビートを作る付加周波数成分を
    含むことを特徴とする請求項１３に記載のシステム。
15. 【請求項１５】 前記電力増幅器のリファレンスとして
    信号経路にオーディオトランスを含むトランス結合アン
    プを用意し、解析・評価の対象として信号経路にオーデ
    ィオトランスを含まないトランスレスアンプを用意し、 前記位相観測析手段において、前記トランスレスアンプ
    による波形近似性の評価結果が前記トランス結合アンプ
    による波形近似性の評価結果に近づくように、前記パイ
    ロット信号に対する前記オーディオ信号源の遅延量また
    は位相変化量を調整するように構成したことを特徴とす
    る請求項１３または請求項１４に記載のシステム。
16. 【請求項１６】 所定のスピーカシステムおよびこのス
    ピーカシステムを駆動する所定の電力増幅器を含む音響
    再生系において、 １以上の周波数成分を含むパイロット信号を発生する第
    １ステップと；前記パイロット信号に対応して前記電力
    増幅器から前記スピーカシステムに供給されるスピーカ
    ドライブ信号の内容を検出する第２ステップと；前記ス
    ピーカドライブ信号に対応して前記スピーカシステムか
    ら発生される音響出力を電気信号に変換する第３ステッ
    プと；前記パイロット信号、前記スピーカドライブ信号
    および前記音響出力の波形を位相比較する第４ステップ
    と；前記第４ステップでの位相比較の結果に基づき、１
    以上のレベルポイントにおける前記スピーカドライブ信
    号および前記音響出力の位相差を測定し記録する第５ス
    テップと；を具備したことを特徴とする音響再生装置の
    位相測定方法。
17. 【請求項１７】 前記パイロット信号は複数の周波数成
    分を含み、この複数周波数成分のうち、少なくとも一方
    を変化させて、前記第１ないし第５ステップの処理を繰
    り返すことを特徴とする請求項１６に記載の方法。
18. 【請求項１８】 前記パイロット信号は複数の周波数成
    分を含み、この複数周波数成分が、オーディオ帯域内に
    おいて、基本周波数成分およびこの基本周波数成分に対
    して調波関係を持たないビートを作る付加周波数成分を
    含むことを特徴とする請求項１６または請求項１７に記
    載の方法。
19. 【請求項１９】 前記第２ステップで検出される信号
    が、前記スピーカドライブ信号の電圧成分、電流成分、
    または電力成分を含むことを含むことを特徴とする請求
    項１６ないし請求項１８のいずれか１項に記載の方法。