JPH1093375A - Surface acoustic wave filter - Google Patents
Surface acoustic wave filterInfo
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- JPH1093375A JPH1093375A JP9179936A JP17993697A JPH1093375A JP H1093375 A JPH1093375 A JP H1093375A JP 9179936 A JP9179936 A JP 9179936A JP 17993697 A JP17993697 A JP 17993697A JP H1093375 A JPH1093375 A JP H1093375A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は弾性表面波フィルタ
に係り、特に自動車電話及び携帯電話などの小型移動体
無線機器のＲＦ（高周波部）のフィルタに適用しうる梯
子型の弾性表面波フィルタに関する。現在の国内の自動
車・携帯電話の仕様の１例は、９３３．５ＭＨｚを中心
として、±８．５ＭＨｚの範囲が送信帯域である。比帯
域幅にすると、約２％である。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a surface acoustic wave filter, and more particularly to a ladder type surface acoustic wave filter applicable to an RF (high frequency section) filter of a small mobile radio device such as a mobile phone and a mobile phone. . One example of the current specification of automobiles and mobile phones in Japan has a transmission band in the range of ± 8.5 MHz centered at 933.5 MHz. In terms of fractional bandwidth, it is about 2%.
【０００２】弾性表面波フィルタは上記の仕様を満たす
ような特性であることが必要であり、具体的には、通
過帯域幅が比帯域幅にして２％以上と広いこと、損失
が１．５〜２ｄＢ以下と低いこと、抑圧度が２０ｄＢ
〜３０ｄＢ以上と高いことが必要とされる。この要求を
満たすため、弾性表面波フィルタは、従来のトランスバ
ーサル型に代わって、弾性表面波素子を共振器として用
い、これを梯子型に構成した共振器型が希望視されてい
る。A surface acoustic wave filter needs to have characteristics satisfying the above-mentioned specifications. Specifically, a pass band width is as wide as 2% or more as a fractional bandwidth, and a loss is 1.5. ~ 2dB or less, 20dB suppression
It is required to be as high as ３０30 dB or more. In order to satisfy this requirement, a surface acoustic wave filter using a surface acoustic wave element as a resonator instead of the conventional transversal type and having a ladder type is desired.
【０００３】[0003]
【従来の技術】図７０は、特開昭５２−１９０４４号に
記載されている弾性表面波フィルタ１の等価回路を示
す。このフィルタ１は、直列腕２に弾性表面波共振器３
を配置し、並列腕４に弾性表面波共振器５を配置し、且
つ並列腕４の共振器５の等価並列容量ＣOBを直列腕２の
共振器３の等価並列容量ＣOAより大とした構成である。2. Description of the Related Art FIG. 70 shows an equivalent circuit of a surface acoustic wave filter 1 described in JP-A-52-19044. This filter 1 includes a surface acoustic wave resonator 3
And the surface acoustic wave resonator 5 is disposed on the parallel arm 4, and the equivalent parallel capacitance C OB of the resonator 5 of the parallel arm 4 is larger than the equivalent parallel capacitance C OA of the resonator 3 of the series arm 2. Configuration.
【０００４】このフィルタ１は、図７１に線６で示す特
性を有する。[0004] The filter 1 has a characteristic shown by a line 6 in FIG.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】上記のフィルタ１にお
いて、後述するように等価並列容量ＣOBを大とすると、
矢印７で示すように抑圧度を高めることができる。しか
し、この容量ＣOBを増やすと、矢印８で示すように通過
帯域幅が狭くなり、且つ矢印９で示すように損失が増
え、特性は線１０で示す如くになってしまう。In the above filter 1, if the equivalent parallel capacitance C OB is increased as described later,
As shown by arrow 7, the degree of suppression can be increased. However, when the capacitance C OB is increased, the pass bandwidth becomes narrow as shown by the arrow 8 and the loss increases as shown by the arrow 9, and the characteristic becomes as shown by the line 10.
【０００６】抑圧度を２０ｄＢ以上としようとすると、
通過帯域幅は比帯域幅にして１％以下となってしまい、
上記の自動車携帯電話の仕様を満たすことができなくな
ってしまう。そこで、本発明は、通過帯域幅の拡大と通
過帯域外の抑圧度の向上とを同時に達成することができ
る弾性表面波フィルタを提供することを目的とする。If the suppression degree is to be set to 20 dB or more,
The pass bandwidth is less than 1% in fractional bandwidth,
The above-mentioned specification of the mobile phone cannot be satisfied. Therefore, an object of the present invention is to provide a surface acoustic wave filter capable of simultaneously achieving an increase in the pass band width and an improvement in the degree of suppression outside the pass band.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、所定の共振周波数を有する第１の一端子対弾性表面
波共振器を並列腕に、該第１の共振器の***振周波数に
略一致する共振周波数をもつ第２の一端子対弾性表面波
共振器を直列腕に配してなる梯子型の弾性表面波フィル
タにおいて、該第１の弾性表面波共振器（Ｒ1 Ｂ）に直
列にインダクタンス（Ｌ1 ）を付加し、且つ該第１の弾
性表面波共振器を、中央の励振電極（１３１）とこの両
側の反射器（１３２，１３３）とよりなり、該反射器
を、これと該励振電極との中心間距離をｄ＝（ｎ＋β）
・λ（ここでｎは整数、βは１以下の実数、λは共振周
波数に対応した櫛形電極の周期）とするとき、βが実質
上０．４となる位置に配し、かつ該励振電極は、電極周
期の０．０６倍以下の膜厚を有する構成としたことを特
徴とする弾性表面波フィルタである。According to a first aspect of the present invention, a first one-port surface acoustic wave resonator having a predetermined resonance frequency is provided on a parallel arm, and an anti-resonance frequency of the first resonator is provided. In a ladder type surface acoustic wave filter in which a second one-port pair surface acoustic wave resonator having a resonance frequency substantially equal to that of the first surface acoustic wave resonator (R 1 B) adding an inductance (L 1) in series with, and the first surface acoustic wave resonator, the center of the excitation electrodes (131) and the both sides of the reflector more becomes (132, 133), said reflector , And the center-to-center distance between this and the excitation electrode is d = (n + β)
When λ (where n is an integer, β is a real number equal to or less than 1 and λ is a period of the comb-shaped electrode corresponding to the resonance frequency), the excitation electrode is disposed at a position where β is substantially 0.4. Is a surface acoustic wave filter characterized in that it has a thickness of 0.06 times or less the electrode period.
【０００８】請求項２に記載の発明は、請求項１におい
て、並列腕に形成された第１の一端子対弾性表面波共振
器が、その両側に同じ電極材料で形成された反射器を有
し、該第１の弾性表面波共振器を構成する励振電極及び
反射器を、材料がＡｌ製又は重量比で数％異種金属を混
ぜたＡｌ合金製であり、膜厚が電極周期の０．０６〜
０．０９倍である構成としたことを特徴とする弾性表面
波フィルタである。According to a second aspect of the present invention, in the first aspect, the first one-port surface acoustic wave resonator formed in the parallel arm has a reflector formed of the same electrode material on both sides thereof. The excitation electrode and the reflector constituting the first surface acoustic wave resonator are made of Al or an Al alloy mixed with different metals in a weight ratio of several percent, and have a film thickness of 0.1% of the electrode period. 06-
A surface acoustic wave filter characterized by having a configuration of 0.09 times.
【０００９】請求項３に記載の発明は、請求項１におい
て、並列腕に形成された第１の一端子対弾性表面波共振
器が、その両側に同じ電極材料で形成された反射器を有
し、該第１の弾性表面波共振器を構成する励振電極及び
反射器を、材料がＡｕ製であり、膜厚が電極周期の０．
００８６〜０．０１３倍である構成としたことを特徴と
する弾性表面波フィルタである。According to a third aspect of the present invention, in the first aspect, the first one-port surface acoustic wave resonator formed in the parallel arm has a reflector formed of the same electrode material on both sides thereof. The excitation electrode and the reflector constituting the first surface acoustic wave resonator are made of Au and have a film thickness of 0.1 mm of the electrode period.
This is a surface acoustic wave filter characterized by having a configuration of 0086 to 0.013 times.
【００１０】[0010]
【発明の実施の形態】まず、本発明の基本原理について
説明する。図１は本発明の弾性表面波フィルタ２０の原
理構成を示す。２１は第１の一端子弾性表面波共振器で
あり、所定の共振周波数ｆrpを有し、並列腕２２に配し
てある。２３は第２の一端子弾性表面波共振器であり、
第１の共振器２１の***振周波数ｆrpに略一致する共振
周波数ｆasを有し、直列腕２４に配してある。２５はイ
ンダクタンスであり、第１の共振器２１に直列に付加し
てあり、並列腕２２に配してある。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS First, the basic principle of the present invention will be described. FIG. 1 shows the principle configuration of a surface acoustic wave filter 20 according to the present invention. Reference numeral 21 denotes a first one-terminal surface acoustic wave resonator having a predetermined resonance frequency f rp and arranged on the parallel arm 22. 23 is a second one-terminal surface acoustic wave resonator;
It has a resonance frequency f as which is substantially equal to the anti-resonance frequency f rp of the first resonator 21, and is arranged on the series arm 24. Reference numeral 25 denotes an inductance, which is added in series to the first resonator 21 and disposed on the parallel arm 22.
【００１１】一端子対弾性表面波共振器を直列腕と並列
腕とにもつ回路がフィルタ特性を有する原理は次の通り
である。この原理については、本特許の原理説明にも必
要であるため、ここで詳しくのべる。共振回路がフィル
タ特性を示すか否かを評価するには、イメージパラメー
タによる方法が理解し易い。この方法は柳沢等による
「フィルタの理論と設計」（産報出版：エレクトロニク
ス選書，１９７４年発行）に詳しく述べられている。The principle that a circuit having a one-port surface acoustic wave resonator in a series arm and a parallel arm has filter characteristics is as follows. This principle is necessary for explanation of the principle of the present patent, and will be described in detail here. In order to evaluate whether or not the resonance circuit exhibits the filter characteristics, a method using image parameters is easy to understand. This method is described in detail in "Theory and Design of Filters" by Yanagisawa et al. (Sanbo Publishing, Electronics Selection, published in 1974).
【００１２】以下これを基にして原理を述べる。フィル
タ特性を示す基本的な梯子型回路を図２に示す。同図に
おいて斜線のブラックボックスが弾性表面波共振器３
０，３１である。今、説明の簡略化のため、弾性表面波
共振器を抵抗分のないリアクタンス回路であると仮定
し、直列腕の共振器３０のインピーダンスをＺ＝ｊｘ、
並列腕の共振器３１のアドミタンスをＹ＝ｊｂとする。The principle will be described below based on this. FIG. 2 shows a basic ladder circuit showing the filter characteristics. In the figure, the hatched black box indicates the surface acoustic wave resonator 3
0,31. Now, for simplicity of description, it is assumed that the surface acoustic wave resonator is a reactance circuit having no resistance, and the impedance of the resonator 30 in the series arm is Z = jx,
The admittance of the resonator 31 of the parallel arm is Y = jb.
【００１３】イメージパラメータ法によれば、入力側電
圧・電流をそれぞれＶ1 ，Ｉ1 、出力側をＶ2 ，Ｉ2 と
すると（図２参照）、According to the image parameter method, if the input side voltage and current are V 1 and I 1 , and the output side is V 2 and I 2 (see FIG. 2),
【００１４】[0014]
【数１】 (Equation 1)
【００１５】で定義されるイメージ伝送量γ（複素数）
が、重要な意味を持つ。即ち、Image transmission amount γ (complex number) defined by
Has important implications. That is,
【００１６】[0016]
【数２】 (Equation 2)
【００１７】の式において、この式で表される値が虚数
であれば図２の二端子対回路全体は通過特性を示し、実
数であれば減衰特性を示す。ここに、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの
記号は図２の回路全体をＦ行列で表した時の四端子定数
であり、それぞれを前述のｘ，ｂで表すと以下のように
なる。 Ａ＝１ Ｂ＝ｊｘ Ｃ＝ｊｂ Ｄ＝１−ｂｘ …（３） 従って、（２）式は、次式になる。In the expression, if the value represented by this expression is an imaginary number, the entire two-port pair circuit of FIG. 2 shows a pass characteristic, and if the value is a real number, it shows an attenuation characteristic. Here, the symbols A, B, C, and D are four-terminal constants when the entire circuit of FIG. 2 is represented by an F matrix, and when expressed by the above-described x and b, they are as follows. A = 1 B = xx C = jb D = 1−bx (3) Therefore, the expression (2) becomes the following expression.
【００１８】[0018]
【数３】 (Equation 3)
【００１９】（４）式より、０＜ｂｘ＜１、即ちｂとｘ
が同符号で小さな値の時、図２の回路全体は通過特性を
示し、ｂｘ＜０またはｂｘ＞１の時、即ちｂとｘが異符
号またはｂｘ積が大きな値の時、減衰特性を示すことが
分かる。ここでさらにｂとｘの周波数特性を定性的に知
るために、弾性表面波共振器のインピーダンス及びアド
ミタンスの周波数特性を調べる。From equation (4), 0 <bx <1, that is, b and x
2 has the same sign and a small value, the entire circuit of FIG. 2 shows a pass characteristic. When bx <0 or bx> 1, that is, when b and x have different signs or a large value of the bx product, the circuit shows an attenuation characteristic. You can see that. Here, in order to further qualitatively know the frequency characteristics of b and x, the frequency characteristics of the impedance and admittance of the surface acoustic wave resonator are examined.
【００２０】一端子対弾性表面波共振器は図３（Ａ）に
示されるような櫛形電極４０で構成される（日経エレク
トロニクス誌１９７６年１１月２９日号のＰ．７６〜
Ｐ．９８に記載）。４１は電極対で、４２は開口長（交
差幅）、４３は櫛形電極周期である。この櫛形電極は抵
抗分を無視すると一般に図３（Ｂ）に示されるような等
価回路４５で表される。ここにＣO は櫛形電極の静電容
量、Ｃ1 ，Ｌ1 は等価定数である。The one-terminal-pair surface acoustic wave resonator comprises a comb-shaped electrode 40 as shown in FIG. 3A (see P.76-Nikkei Electronics, November 29, 1976).
P. 98). 41 is an electrode pair, 42 is an opening length (intersection width), and 43 is a comb-shaped electrode period. This comb-shaped electrode is generally represented by an equivalent circuit 45 as shown in FIG. Here, C O is the capacitance of the comb-shaped electrode, and C 1 and L 1 are equivalent constants.
【００２１】この等価回路４５を、以下、図３（Ｃ）に
示す記号４６で表わす。図４（Ａ）（Ｂ）は夫々櫛形電
極を図３（ｂ）のような等価回路で表した時のインピー
ダンス及びアドミタンスの周波数依存性を定性的に示
す。同図の特性は水晶による共振器と同様に２つの共振
周波数ｆｒ，ｆａをもつ２重共振特性となる。ここでｆ
ｒを共振周波数、ｆａを***振周波数と呼ぶ。このよう
な２重共振特性をもつ共振器をそれぞれ直列腕及び並列
腕に配置し、さらに並列腕の***振周波数ｆａｐを直列
腕の共振周波数ｆｒｓに略一致させると、それを中心周
波数とするバンドパス型のフィルタ特性を示す回路を構
成できる。その理由は、図５（Ａ）のインミタンスの周
波数特性の図にも示したように、ｆａｐ≒ｆｒｓである
中心周波数近傍では、０＜ｂｘ＜１が満たされ前述の条
件から通過域となり、中心周波数から少し離れた周波数
領域ではｂｘ＞１、大きく離れた領域ではｂｘ＜０とな
り共に減衰域となるからである。This equivalent circuit 45 is hereinafter represented by a symbol 46 shown in FIG. FIGS. 4A and 4B qualitatively show the frequency dependence of impedance and admittance when each of the comb electrodes is represented by an equivalent circuit as shown in FIG. 3B. The characteristic shown in the figure is a double resonance characteristic having two resonance frequencies fr and fa, similarly to the resonator made of quartz. Where f
r is called a resonance frequency, and fa is called an anti-resonance frequency. When the resonators having such double resonance characteristics are arranged in the series arm and the parallel arm, respectively, and the anti-resonance frequency fap of the parallel arm is made substantially equal to the resonance frequency frs of the series arm, the band having the center frequency as the center frequency is obtained. A circuit exhibiting pass-type filter characteristics can be configured. The reason is that as shown in the diagram of the frequency characteristic of the immittance in FIG. 5A, near the center frequency where fap ≒ frs, 0 <bx <1 is satisfied and the passband is obtained from the above condition, This is because bx> 1 in a frequency region slightly distant from the frequency, and bx <0 in a region far away from the frequency, which is an attenuation region.
【００２２】従って、図１に示す構成の弾性表面波フィ
ルタ１は、図５（Ｂ）中線４７で示すフィルタ特性を定
性的に有する。 〔通過帯域幅決定要因〕次に、このような共振器型弾性
表面波フィルタにおけるバンド幅決定要因を考察する。Therefore, the surface acoustic wave filter 1 having the configuration shown in FIG. 1 qualitatively has a filter characteristic indicated by a center line 47 in FIG. 5B. [Factors for Determining Pass Bandwidth] Next, factors for determining the bandwidth in such a resonator type surface acoustic wave filter will be considered.
【００２３】図５からも分かるようにバンド幅は主にそ
れぞれの共振器における共振周波数ｆｒと***振周波数
ｆａとの差で決定されている。この差が大きくとれれば
バンド幅は広く広帯域となり、小さければ狭帯域とな
る。ここでｆｒ，ｆａは図３（Ｂ）の等価回路定数を使
って次式から決定できる。As can be seen from FIG. 5, the bandwidth is determined mainly by the difference between the resonance frequency fr and the anti-resonance frequency fa of each resonator. If the difference is large, the bandwidth is wide and wide, and if the difference is small, the bandwidth is narrow. Here, fr and fa can be determined from the following equations using the equivalent circuit constants in FIG.
【００２４】[0024]
【数４】 (Equation 4)
【００２５】比帯域幅（Δｆ／ｆ0 は）は主にｆｒ，ｆ
ａの差から決まってしまうため、（６），（７）式を使
い次式のように表される。 Δｆ／ｆ0 ＝２（ｆａ−ｆｒ）／（ｆａ＋ｆｒ） ≒２／（４γ＋１） …（８） 上式から明らかなようにγ（容量比）が比帯域幅を決め
る重要な因子となる。しかし、この値は特開昭５２−１
９０４４号公報にも記載されているように、櫛形電極を
形成する基板材料の種類によりほぼ決まってしまう。例
えば材料の電気機械結合係数が小さなＳＴカット水晶で
は、γは１３００以上となるのに対し、電気機械結合係
数が大きな３６°Ｙｃｕｔ−ｘ伝搬ＬｉＴａＯ3 では、
γは１５位の値になる。比帯域幅は（８）式より、ＳＴ
カット水晶では０．０４％、３６°Ｙｃｕｔ−Ｘ伝搬Ｌ
ｉＴａＯ3 では３．３％となる。従って、基板材料が決
まれば帯域幅はほぼ決定してしまう。The fractional bandwidth (Δf / f 0 ) is mainly fr, f
Since it is determined from the difference of a, it is expressed by the following equation using the equations (6) and (7). Δf / f 0 = 2 (fa−fr) / (fa + fr) ≒ 2 / (4γ + 1) (8) As is apparent from the above equation, γ (capacity ratio) is an important factor that determines the fractional bandwidth. However, this value is disclosed in JP-A-52-1.
As described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 9044, it is almost determined by the type of the substrate material forming the comb-shaped electrode. For example, in an ST-cut quartz having a small electromechanical coupling coefficient of a material, γ is 1300 or more, whereas in a 36 ° Ycut-x propagating LiTaO 3 having a large
γ takes the value of the 15th place. The fractional bandwidth is expressed by ST
0.04% in cut quartz, 36 ° Ycut-X propagation L
In iTaO 3 , it is 3.3%. Therefore, if the substrate material is determined, the bandwidth is almost determined.
【００２６】そして、帯域外抑圧度を高めるため、特開
昭５２−１９０４４号に記載されているように、等価並
列容量ＣOBを大とすると、帯域幅はどんどん狭くなって
しまう。これを図６を使って詳しく説明する。前述の原
理説明からも明らかなように並列共振器のｆｒとｆａを
固定したまま、アドミタンス値を大きくしていくと（ア
ドミタンス値を増加するにはγを一定にしたまま櫛形電
極の開口長または対数を増やして静電容量Ｃ0 を大きく
していく）、図６（Ａ）に示すように帯域外ではｂｘ積
が負で増加するため減衰量は増え特性は良くなるが、中
心周波数の近傍ではｂｘ積が正で増加するためｂｘ＞１
の領域が拡がり、結果として０＜ｂｘ＜１なる通過域が
狭まって帯域が十分取れなくなる。この様子を図６
（Ｂ）中の矢印で表す。If the equivalent parallel capacitance C OB is increased as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 52-19044 in order to increase the degree of out-of-band suppression, the bandwidth becomes narrower. This will be described in detail with reference to FIG. As is clear from the above explanation of the principle, when the admittance value is increased while the fr and fa of the parallel resonator are fixed (in order to increase the admittance value, the opening length of the comb-shaped electrode or The capacitance C 0 is increased by increasing the logarithm, and as shown in FIG. 6 (A), the bx product is negative and increases outside the band, so that the attenuation increases and the characteristics are improved. Bx> 1 because the bx product is positive and increases
As a result, the passband where 0 <bx <1 is narrowed, and a sufficient band cannot be obtained. Figure 6 shows this situation.
It is represented by the arrow in (B).
【００２７】〔通過帯域幅の改善〕以上の点を解決する
一つの手段として、直列腕の共振器か若しくは並列腕
の共振器かどちらかすくなくとも一方の共振器のｆｒと
ｆａとの差を広げ、かつそのインピーダンス値若しく
はアドミタンス値を大きくするという２つの条件を満た
すことが必要である。インピーダンス値やアドミタンス
値を大きくする理由は、帯域外減衰量を大きくするため
である。これが実現できれば、通過帯域を広げつつ若し
くは狭くすることなく、帯域外減衰量を改善できること
になる。[Improvement of Pass Bandwidth] As one means for solving the above problems, the difference between fr and fa of at least one of the series arm resonator and the parallel arm resonator is increased. It is necessary to satisfy two conditions of increasing the impedance value or the admittance value. The reason for increasing the impedance value and the admittance value is to increase the out-of-band attenuation. If this can be realized, it is possible to improve the out-of-band attenuation without widening or narrowing the pass band.
【００２８】まず、の条件である共振器のｆｒ，ｆａ
の差を広げる方法としては、一端子対弾性表面波共振器
に直列にインダクタンスＬを付加する方法が有効であ
る。図７（Ａ），（Ｂ）に一端子対弾性表面波共振器に
直列にＬとして８ｎＨを接続した時のインピーダンス及
びアドミタンスの周波数変化を示す。計算に用いた弾性
表面波共振器の等価回路の各定数は同図に示す。First, the conditions fr and fa of the resonator are satisfied.
As a method for widening the difference, a method of adding an inductance L in series with a one-port surface acoustic wave resonator is effective. FIGS. 7A and 7B show changes in impedance and admittance frequency when 8 nH is connected as L in series with a one-port surface acoustic wave resonator. Each constant of the equivalent circuit of the surface acoustic wave resonator used for the calculation is shown in FIG.
【００２９】図７（Ａ）中、線５０は、Ｌを付加する前
のインピーダンス特性を示す。線５１は、Ｌを付加した
後のインピーダンス特性を示す。図７（Ｂ）、線５２は
Ｌを付加する前のアドミタンス特性を示す。線５３は、
Ｌを付加した後のアドミタンス特性を示す。図７（Ａ）
より、Ｌを付加することによってｆｒとｆａの間隔は広
がっていることが分かる。この場合では約３０ＭＨｚ拡
大した。この理由は、同図（Ａ）のインピーダンスの周
波数特性から明らかなように、直列にＬが加わることに
より元の共振器だけのインピーダンスが＋側へ、ωＬ分
だけ引上げられる結果、ｆｒがｆｒ’へと変化したため
である。この時ｆａはほとんど動かない。インピーダン
スの逆数であるアドミタンスも同じ理由から同図（Ａ）
に示すように変化する。この場合も、ｆｒがｆｒ’へと
変化していることが明確にわかる。In FIG. 7A, a line 50 indicates an impedance characteristic before L is added. Line 51 shows the impedance characteristic after L is added. In FIG. 7B, a line 52 indicates admittance characteristics before L is added. Line 53 is
The admittance characteristic after adding L is shown. FIG. 7 (A)
It can be seen that the addition of L widens the interval between fr and fa. In this case, the frequency was increased by about 30 MHz. The reason for this is that, as is apparent from the frequency characteristic of the impedance in FIG. 3A, the impedance of only the original resonator is raised to the + side by ωL by adding L in series, so that fr becomes fr ′. Because it has changed to At this time, fa hardly moves. The admittance, which is the reciprocal of impedance, is the same for the same reason (A).
Changes as shown in FIG. Also in this case, it can be clearly seen that fr has changed to fr '.
【００３０】次にの条件であるが、アドミタンス値は
図７（Ｂ）からも明らかのようにＬを付加することで大
きくなっている。しかし、インピーダンス値は図７
（Ａ）に示すように帯域外では逆に小さくなっている。
従って、直列腕の共振回路にこの方法を適用する場合に
はインピーダンス値を大きくする方法が更に必要とす
る。それには直列に複数個の同じ弾性表面波共振器を接
続することにより解決できる。Under the following conditions, the admittance value is increased by adding L, as is clear from FIG. 7B. However, the impedance values are
As shown in (A), it is smaller outside the band.
Therefore, when this method is applied to a resonance circuit of a series arm, a method of increasing the impedance value is further required. This can be solved by connecting a plurality of the same surface acoustic wave resonators in series.
【００３１】図８中、線５５は、一つの共振器のインピ
ーダンス特性を示す。線５６は、ｎ個の共振器を直列に
接続した場合の共振部分のインピーダンス特性を示す。
図８に示すように、ｎ個の共振器を接続することにより
共振器部のインピーダンス値はｎ倍になる。一方ｆａと
ｆｒの差については、Ｌを繋いだ時の共振周波数の拡が
りはｆｒ”と、１個の共振器の場合のｆｒ’よりやや狭
くなるものの、Ｌを繋がない時よりもｆａとｆｒの差は
大きくとれる。もし必要であればＬの値を増やすことに
よりｆａとｆｒの差はさらに大きくなる。In FIG. 8, line 55 shows the impedance characteristic of one resonator. A line 56 indicates the impedance characteristic of the resonance part when n resonators are connected in series.
As shown in FIG. 8, by connecting n resonators, the impedance value of the resonator section becomes n times. On the other hand, regarding the difference between fa and fr, the expansion of the resonance frequency when L is connected is fr ", which is slightly narrower than fr 'in the case of one resonator, but is fa and fr more than when L is not connected. The difference between fa and fr can be further increased by increasing the value of L if necessary.
【００３２】通過帯域幅を拡大する２つ目の手段とし
て、図４４に示すように並列腕共振器の***振周波数fa
p と直列腕共振周波数frs を略一致させるのではなく、
frs ＞fap とする方法が考えられる。但し、frs ＞fap
とした場合、図４４にも示すように中心周波数近傍でｂ
ｘ＜０となって、前述の通過域条件を満たさなくなり、
損失とリップルが増加する危険がある。As a second means for enlarging the pass band width, as shown in FIG.
Instead of making p and the series arm resonance frequency frs approximately match,
A method of setting frs> fap is conceivable. Where frs> fap
In this case, as shown in FIG.
x <0, and the passband condition is not satisfied,
There is a risk of increased losses and ripple.
【００３３】しかし、frs −fap ＝ΔｆとしてΔｆの大
きさを制御することで、実質上、損失増加、並びにリッ
プル増加を防いで通過帯域の拡大を実現することが可能
である。また、Δｆの拡大により、帯域外抑圧度の改善
も同時に実現することができる。詳細は実施例１１で後
述する。However, by controlling the magnitude of Δf by setting frs−fap = Δf, it is possible to substantially increase the loss and increase the ripple while realizing the expansion of the pass band. Further, by increasing Δf, it is possible to simultaneously improve the out-of-band suppression degree. Details will be described later in an eleventh embodiment.
【００３４】以下、本発明の内容を具体的な実施例によ
り説明する。実施例はほとんどシミュレーションにより
行った。そこで、まず本発明に用いたシミュレーション
について簡単に述べるとともに、シミュレーションの正
当性を証明するために、実験との比較を示す。図３
（Ｂ）に示した等価回路は一端子対弾性表面波共振器の
特性を簡略にシミュレーションできるが、共振器を構成
する櫛形電極の対数、開口長、電極膜厚などの変化並び
に反射器の効果等を正確にシミュレーションすることが
難しい。そこで発明者等が既に開発したところのスミス
の等価回路を基本にこれを転送行列で表す方法を用い、
共振器へ応用した（O.Ikata et al.:1990 ULTRASONIC S
YMPOSIUM Proceedings,vol.1, pp83-86, (1990).を参
照、これを文献（１）とする。）。Hereinafter, the contents of the present invention will be described with reference to specific examples. Most of the examples were performed by simulation. Therefore, first, the simulation used in the present invention will be briefly described, and a comparison with an experiment will be shown in order to prove the validity of the simulation. FIG.
The equivalent circuit shown in (B) can simply simulate the characteristics of a one-port SAW resonator, but changes in the logarithm, aperture length, electrode thickness, etc. of the comb-shaped electrodes constituting the resonator, and the effect of the reflector Is difficult to simulate accurately. Therefore, based on the Smith equivalent circuit that the inventors have already developed, we use a method of expressing this as a transfer matrix,
(O.Ikata et al.:1990 ULTRASONIC S
See YMPOSIUM Proceedings, vol. 1, pp. 83-86, (1990). ).
【００３５】図９（Ａ）は並列腕に一端子対弾性表面波
共振器を配した場合の、シミュレーションの結果を示
す。図９（Ｂ）は、並列腕に、材料がＡｌ−２％Ｃｕ、
膜厚が１６００Åの櫛形電極よりなる一端子対弾性表面
波共振器を配し、更にこの共振器に長さ３ｍｍのボンデ
ィングワイヤ（Ｌ＝１．５ｎＨ）を接続した場合の、実
験の結果を示す。FIG. 9A shows the result of a simulation when a one-port surface acoustic wave resonator is provided in a parallel arm. FIG. 9 (B) shows that the material of the parallel arms is Al-2% Cu,
The experimental results are shown in the case where a one-port surface acoustic wave resonator composed of comb electrodes having a film thickness of 1600 ° is provided, and a bonding wire (L = 1.5 nH) having a length of 3 mm is connected to the resonator. .
【００３６】図９（Ａ），（Ｂ）を比較するに、開口長
変化による共振点（図中ｆｒ1 ，ｆｒ2 ，ｆｒ3 で示し
た）の動きや共振点近傍での減衰量について、実験値と
計算値が良く一致していることが分かる。図１０（Ａ）
は、直列腕に共振器を配した場合の、シミュレーション
の結果を示す。後述する実験で用いたボンディングパッ
ドがやや大きかったため、シミュレーションでは、その
浮遊容量として、０．５ｐＦのコンデンサを考慮してい
る。9 (A) and 9 (B), the movement of the resonance point (indicated by fr 1 , fr 2 , fr 3 in the figure) due to the change in the aperture length and the attenuation near the resonance point are shown. It turns out that the experimental value and the calculated value agree well. FIG. 10 (A)
Shows simulation results when a resonator is provided in the series arm. Since the bonding pad used in the experiment described later was rather large, the simulation considered a 0.5 pF capacitor as its stray capacitance.
【００３７】図１０（Ｂ）は、直列腕に共振器を接続し
た場合の実験の結果を示す。図１０（Ａ），（Ｂ）を比
較するに、***振周波数ｆａ1 ，ｆａ2 ，ｆａ3 が開口
長に依存しない点や、***振周波数近傍での減衰量の変
化などが実験と良く一致していることがわかる。従っ
て、これらを組み合わせた時のフィルタ特性も実験と良
く一致することは明らかであり、以降の実施例はシミュ
レーションで行った。FIG. 10B shows the results of an experiment in which a resonator is connected to the series arm. Comparing FIGS. 10A and 10B, the fact that the anti-resonance frequencies fa 1 , fa 2 , and fa 3 do not depend on the aperture length, the change in the attenuation near the anti-resonance frequency, and the like are well known from experiments. You can see that we are doing it. Therefore, it is clear that the filter characteristics when these are combined well match the experiments, and the following examples were simulated.
【００３８】〔実施例１〕図１１は、本発明の第１実施
例になる弾性表面波フィルタ６０を示す。現在、国内の
自動車・携帯電話の仕様のなかで１つの例をあげると、
９３３．５ＭＨｚを中心周波数として、±８．５ＭＨｚ
の範囲が移動機器の送信帯域で、そこから−５５ＭＨｚ
離れた８７８．５ＭＨｚを中心周波数として、±８．５
ＭＨｚの範囲が受信帯域という仕様がある。[Embodiment 1] FIG. 11 shows a surface acoustic wave filter 60 according to a first embodiment of the present invention. At present, one example of the specifications of domestic automobiles and mobile phones is:
± 8.5 MHz with 933.5 MHz as center frequency
Is the transmission band of the mobile device, from which -55 MHz
± 8.5 with centered frequency at 878.5 MHz
There is a specification that a range of MHz is a reception band.
【００３９】本実施例は、上記の移動機器の送信側フィ
ルタに適するように設計してある。後述する他の実施例
も同様である。直列腕６１に一端子対弾性表面波共振器
Ｒ2 及びＲ4 が配してある。並列腕６２，６３，６４に
夫々一端子対弾性表面波共振器Ｒ1 ，Ｒ3 ，Ｒ5 が配し
てある。This embodiment is designed so as to be suitable for the transmitting filter of the mobile device. The same applies to other embodiments described later. One terminal pair surface acoustic wave resonators R 2 and R 4 are arranged on the series arm 61. One terminal pair surface acoustic wave resonators R 1 , R 3 , R 5 are arranged on the parallel arms 62, 63, 64, respectively.
【００４０】Ｌ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 はインダクタンスであ
り、夫々共振器Ｒ1 ，Ｒ3 ，Ｒ5 と接続して並列腕６
２，６３，６４に配してある。共振器Ｒ1 〜Ｒ5 は、図
３（Ａ）に示す櫛形電極構造を有する。対数は１００、
開口長は８０μｍである。材料は、Ａｌ−２％Ｃｕであ
り、膜厚は３，０００Åである。L 1 , L 2 , and L 3 are inductances, which are connected to the resonators R 1 , R 3 , and R 5, respectively, to connect the parallel arms 6.
2, 63, 64. Each of the resonators R 1 to R 5 has a comb-shaped electrode structure shown in FIG. The logarithm is 100,
The opening length is 80 μm. The material is Al-2% Cu, and the film thickness is 3,000 °.
【００４１】また、櫛形電極の周期が適宜定めてあり、
並列腕６２，６３，６４中の各共振器Ｒ1 ，Ｒ3 ，Ｒ5
の共振周波数は、９１２ＭＨｚ、***振周波数は９３４
ＭＨｚとしてある。直列腕６１中の各共振器Ｒ2 ，Ｒ4
の共振周波数は９３４ＭＨｚ、***振周波数は９６２Ｍ
Ｈｚとしてある。Also, the period of the comb-shaped electrode is appropriately determined,
Each resonator R 1 , R 3 , R 5 in the parallel arms 62, 63, 64
Has a resonance frequency of 912 MHz and an anti-resonance frequency of 934 MHz.
MHz. Each resonator R 2 , R 4 in the series arm 61
Has a resonance frequency of 934 MHz and an anti-resonance frequency of 962 M
Hz.
【００４２】インダクタンスＬ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 は共に４
ｎＨである。上記構成の弾性表面波フィルタ６０は、図
１２中、線６５で示す通過特性を有する。インダクタン
スＬが２ｎＨ、６ｎＨの場合、図１１のフィルタ６０の
通過特性は、夫々図１２中、線６６，６７で示す如くに
なる。The inductances L 1 , L 2 and L 3 are all 4
nH. The surface acoustic wave filter 60 having the above configuration has a pass characteristic indicated by a line 65 in FIG. When the inductance L is 2 nH and 6 nH, the pass characteristics of the filter 60 in FIG. 11 are as shown by lines 66 and 67 in FIG. 12, respectively.
【００４３】図１２に基づいて、通過帯域幅に対するＬ
依存性を表わすと、図１３（Ａ）の線７０で示す如くに
なる。ここで、最小挿入損失から−３ｄＢ下がった減衰
量のレベルにおける周波数幅を、通過帯域幅とした。同
様に、図１２に基づいて、通常帯域外抑圧度に対するＬ
依存性を表わすと、図１３（Ｂ）の線７１で示す如くに
なる。Based on FIG. 12, L with respect to the pass band width
Expressing the dependency is as shown by a line 70 in FIG. Here, the frequency width at the level of the amount of attenuation that is -3 dB lower than the minimum insertion loss was defined as the pass bandwidth. Similarly, based on FIG.
The dependence is represented by a line 71 in FIG.
【００４４】図１２より分かるように、Ｌをあまり大き
くすると、中心周波数から５５ＭＨｚ低周波数側の抑圧
領域が充分とれなくなってしまう。そこで、Ｌは上記の
ように４ｎＨとしてある。なお、Ｌの値は、フィルタの
仕様に応じて適当に選択されるものである。図７０に示
す従来構成のフィルタ１の通過特性は、図１２中線６８
で示す如くになる。As can be seen from FIG. 12, if L is too large, a sufficient suppression region on the 55 MHz lower frequency side from the center frequency cannot be obtained. Therefore, L is set to 4 nH as described above. The value of L is appropriately selected according to the specifications of the filter. The pass characteristic of the filter 1 of the conventional configuration shown in FIG.
It becomes as shown by.
【００４５】図１２中、本実施例のフィルタ６０の通過
特性（線６５）を従来のフィルタの通過特性（線６８）
と比較するに、本実施例のフィルタ６０は、従来のフィ
ルタに比べて、矢印７５で示すように通過帯域幅が広
く、矢印７６で示すように通過帯域外の抑圧度が高く、
しかも矢印７７で示すように損失が低いことが分かる。
図１４及び図１５は、図１１の弾性表面波フィルタ６０
を実現した弾性表面波フィルタ装置８０を示す。In FIG. 12, the pass characteristic (line 65) of the filter 60 of this embodiment is changed to the pass characteristic (line 68) of the conventional filter.
In comparison with the filter 60 of the present embodiment, the pass band width is wider as shown by an arrow 75 and the degree of suppression outside the pass band is higher as shown by an arrow 76, as compared with the conventional filter.
In addition, the loss is low as indicated by the arrow 77.
14 and 15 show the surface acoustic wave filter 60 of FIG.
A surface acoustic wave filter device 80 that realizes the above is shown.
【００４６】８１はセラミックパッケージ、８２はフィ
ルタチップ、８３はアースとして機能する蓋である。セ
ラミックパッケージ８１はアルミナセラミック製であ
り、サイズは５．５×４ｍｍ2 の高さが１．５ｍｍと小
さい。このセラミックパッケージ８１にはＡｕ製の電極
端子８４-1〜８４-6が形成してある。Reference numeral 81 denotes a ceramic package, 82 denotes a filter chip, and 83 denotes a lid that functions as a ground. The ceramic package 81 is made of alumina ceramic and has a size of 5.5 × 4 mm 2 and a small height of 1.5 mm. The ceramic package 81 has Au electrode terminals 84 -1 to 84 -6 formed thereon.
【００４７】フィルタチップ８２は、ＬｉＴａＯ3 製で
あり、サイズは２×１．５ｍｍ2 の厚さが０．５ｍｍで
ある。このフィルタチップ８２の表面に、対数が１０
０、開口長が８０μｍ、材料がＡｌ−２％Ｃｕ、膜厚が
３，０００Åの櫛形電極構造を有する共振器Ｒ1 〜Ｒ5
が、互いに弾性表面波の伝播路を共有しないように、ず
らして配置してある。The filter chip 82 is made of LiTaO 3 , has a size of 2 × 1.5 mm 2 and a thickness of 0.5 mm. The surface of this filter chip 82 has a logarithm of 10
0, resonators R 1 to R 5 having a comb-shaped electrode structure with an aperture length of 80 μm, a material of Al-2% Cu, and a film thickness of 3,000 °
However, they are staggered so as not to share the propagation path of the surface acoustic wave with each other.
【００４８】またフィルタチップ８２の表面には、ボン
ディング用端子としての、二つの信号線用端子８５-1，
８５-2及び三つのアース用端子８５-3，８５-4，８５-5
が形成してある。８６-1〜８６-5はボンディングワイヤ
であり、Ａｌ又はＡｕ製であり、径が２５μｍφであ
り、夫々端子８４-1〜８４-5と端子８５-1〜８５-5とに
ボンディングされて接続してある。On the surface of the filter chip 82, two signal line terminals 85 -1 and 85-1 as bonding terminals are provided.
85-2 and three grounding terminals 85-3 , 85-4 , 85-5
Is formed. Reference numerals 86 -1 to 86 -5 denote bonding wires, made of Al or Au, having a diameter of 25 μmφ, and connected by bonding to the terminals 84 -1 to 84 -5 and the terminals 85 -1 to 85 -5 , respectively. I have.
【００４９】このうち、ワイヤ８６-1，８６-2は夫々図
１１中の直列腕６１の一部６１ａ及び６１ｂを構成す
る。ワイヤ８６-3はアース用電極端子８４-3と８５-3と
の間に接続してあり、ワイヤ８６-4は別のアース用電極
端子８４-4と８５-4との間に接続してあり、ワイヤ８６
-5は別のアース用電極端子８４-5と８５-5との間に接続
してある。Among them, the wires 86 -1 and 86 -2 respectively constitute the parts 61a and 61b of the serial arm 61 in FIG. Wire 86 -3 Yes connected between the ground electrode terminals 84 -3 and 85 -3, the wire 86 -4 connected between the other ground electrode terminal 84 -4 85 -4 Yes, wire 86
-5 is connected between the other ground electrode terminals 84-5 and 85-5 .
【００５０】このワイヤ８６-3〜８６-5は長さが共に
２．０ｍｍと長い。このように、細くて長いワイヤは高
周波の理論によれば、インダクタンス分を持つ。空中リ
ボンインダクタの理論式（倉石：理工学講座、「例題円
周マイクロ波回路」東京電機大学出版局のＰ１９９に記
載）によれば、上記のワイヤ８６-3，８６-4，８６-5の
インダクタンスは約１ｎＨとなる。The length of each of the wires 86 -3 to 86 -5 is as long as 2.0 mm. As described above, a thin and long wire has an inductance component according to the theory of high frequency. According to the theoretical formula of the aerial ribbon inductor (Kuraishi: Science and Engineering Course, “Example Circumferential Microwave Circuit” described in P199 of Tokyo Denki University Press), the above-mentioned wires 86 -3 , 86 -4 , 86 -5 The inductance is about 1 nH.
【００５１】４ｎＨのインダクタンスを得るためにはこ
れでは不充分であり、後述する図４０及び図４１に図示
するようなセラミックパッケージとフィルタチップ上の
Ｌを利用した。このようにして、図１１中のインダクタ
ンスＬ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 を構成する。 〔実施例２〕図１６は本発明の第２実施例になる弾性表
面波フィルタ９０を示す。This is not enough to obtain an inductance of 4 nH, and a ceramic package and L on the filter chip as shown in FIGS. 40 and 41 described later were used. Thus, the inductances L 1 , L 2 , and L 3 in FIG. 11 are configured. Embodiment 2 FIG. 16 shows a surface acoustic wave filter 90 according to a second embodiment of the present invention.
【００５２】図中、図１１に示す構成部分と対応する部
分に同一符号を付す。直列腕６１内の共振器Ｒ2 の開口
長ＡS は、８０μｍである。並列腕６２には、共振器Ｒ
1AとインダクタンスＬ1 とが直列に接続されて配してあ
る。共振器Ｒ1Aは開口長ＡP が１２０μｍである。In the figure, parts corresponding to those shown in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals. Aperture length A S of the resonator R 2 in the series arm 61 is 80 [mu] m. The parallel arm 62 has a resonator R
1A and the inductance L 1 is are disposed are connected in series. Resonator R 1A is the aperture length A P is 120 [mu] m.
【００５３】開口長ＡP は、開口長ＡS より長く、開口
長ＡS の１．５倍である。なお、共振器Ｒ2 及びＲ1Aの
対数ＮP ，ＮS は共に１００であり、等しい。このフィ
ルタ９０は、図１７中、線９１で示す通過特性を有す
る。この通過特性を線６５で示す図１１のフィルタ６０
の通過特性と比較すると、通過帯域幅を変えずに、矢印
９２で示すように、通過帯域外抑圧度が改善されている
ことが分かる。[0053] aperture length A P is longer than the aperture length A S, which is 1.5 times the aperture length A S. The logarithms N P and N S of the resonators R 2 and R 1A are both equal to 100. This filter 90 has a pass characteristic indicated by a line 91 in FIG. The filter 60 of FIG.
It can be seen that the degree of suppression outside the pass band is improved as shown by the arrow 92 without changing the pass band width, as compared with the pass characteristics of FIG.
【００５４】図１８は、図１６の構成のフィルタの通過
特性の開口長依存性を示す。同図（Ａ）は、図１６に示
すようにＬが付加されている場合、図４２に示すように
Ｌが付加されていない場合において、夫々の直列腕共振
器の開口長（ＡS ）に対する並列腕共振器の開口長（Ａ
P ）の比ＡP ／ＡS と、帯域外抑圧度の関係を示す。FIG. 18 shows the dependence of the pass characteristic of the filter having the configuration of FIG. 16 on the aperture length. FIG. 17A shows the relationship between the opening length (A S ) of each series arm resonator when L is added as shown in FIG. 16 and when L is not added as shown in FIG. Aperture length of parallel arm resonator (A
Indicating the ratio A P / A S of P), the band suppression degree of relationship.
【００５５】帯域外抑圧度は、４ｎＨのインダクタンス
Ｌが付加されている場合には、線９２で示す如くにな
り、インダクタンスＬが付加されていない場合には、線
９３で示す如くになる。また、図１８（Ｂ）は、ＡP ／
ＡS と通過帯域幅との関係を示す。通過帯域幅は、４ｎ
ＨのインダクタンスＬが付加されている場合には、線９
５で示す如くになり、インダクタンスＬが付加されてい
ない場合には、線９６で示す如くになる。When the inductance L of 4 nH is added, the out-of-band suppression degree becomes as shown by a line 92, and when the inductance L is not added, it becomes as shown by a line 93. FIG. 18B shows A P /
Shows the relationship between the passband width A S. Pass bandwidth is 4n
If an inductance L of H is added, line 9
5 and when the inductance L is not added, as shown by a line 96.
【００５６】図１８（Ａ），（Ｂ）より、以下のことが
分かる。 並列腕６２内の共振器Ｒ1Aの開口長ＡP を直列腕６１
内の共振器Ｒ2 の開口長ＡS より長くすることにより、
帯域外抑圧度が増える。 並列腕６２にインダクタンスＬ1 を付加することによ
り、インダクタンスを有しない場合に比べて、共振器Ｒ
1Aの開口長ＡP の増大の効果が大きくなり、しかも帯域
幅の劣化も殆ど無い。The following can be seen from FIGS. 18A and 18B. Series arm 61 a aperture length A P of the resonator R 1A in the parallel arm 62
By making the opening length A S of the resonator R 2 in the inside longer,
The degree of out-of-band suppression increases. By adding the inductance L 1 on the parallel arm 62, as compared with the case having no inductance, the resonator R
The effect of increasing the aperture length A P of 1A becomes large and almost no degradation of bandwidth.
【００５７】以上のことからも、上記実施例のフィルタ
９０は、図１１のフィルタ６０に比べて、通過帯域幅は
何ら狭くせずに、通過帯域外抑圧度が増えた通過特性を
有することが分かる。 〔実施例３〕図１９は本発明の第３実施例による弾性表
面波フィルタ１００を示す。From the above, it can be seen that the filter 90 of the above embodiment has a pass characteristic in which the degree of suppression outside the pass band is increased without reducing the pass band width at all, as compared with the filter 60 of FIG. I understand. Embodiment 3 FIG. 19 shows a surface acoustic wave filter 100 according to a third embodiment of the present invention.
【００５８】図中、図１１及び図１６に示す構成部分と
対応する部分には同一符号を付す。直列腕６１の共振器
Ｒ2 の対数ＮS は１００である。並列腕６２には、共振
器Ｒ1BとインダクタンスＬ1 とが直列に接続されて配し
てある。共振器Ｒ1Bは、対数ＮP が１５０であり、上記
の共振器Ｒ2 の対数ＮS よりも多く、その１．５倍であ
る。In the figure, portions corresponding to the components shown in FIGS. 11 and 16 are denoted by the same reference numerals. The logarithm N S of the resonator R 2 of the series arm 61 is 100. A resonator R 1B and an inductance L 1 are connected to the parallel arm 62 in series. The logarithm N P of the resonator R 1B is 150, which is larger than the logarithm N S of the resonator R 2 , which is 1.5 times the logarithm N P.
【００５９】なお、共振器Ｒ2 及びＲ1Aの開口長ＡS ，
ＡP は共に８０μｍであり、等しい。このフィルタ１０
０は、図２０中、線１０１で示す通過特性を有する。こ
の通過特性を、線６５で示す図１１のフィルタ６０の通
過特性と比較すると、通過帯域幅を狭めることなく、矢
印１０２で示すように、通過帯域外抑圧度が改善されて
いることが分かる。Note that the aperture lengths A S , of the resonators R 2 and R 1A ,
A P are both 80 [mu] m, equal. This filter 10
0 has a pass characteristic indicated by a line 101 in FIG. Comparing this pass characteristic with the pass characteristic of the filter 60 of FIG. 11 shown by the line 65, it can be seen that the degree of suppression outside the pass band is improved as shown by the arrow 102 without reducing the pass band width.
【００６０】また、図１７中線９１で示す図１６のフィ
ルタ９０の通過特性と比較すると、損失劣化が少ないこ
とが分かる。従って、本実施例のフィルタ１００は、図
１１のフィルタ１１に比べて、通過帯域幅を狭くせず
に、通過帯域外抑圧度が増し、且つ図１６のフィルタ９
０に比べて、損失劣化が少ない通過特性を有する。In addition, when compared with the pass characteristic of the filter 90 shown in FIG. Therefore, the filter 100 according to the present embodiment increases the degree of suppression outside the pass band without reducing the pass band width as compared with the filter 11 of FIG.
It has a transmission characteristic with less loss deterioration compared to 0.
【００６１】〔実施例４〕図２１は本発明の第４実施例
になる弾性表面波フィルタ１１０を示す。本実施例は、
直列腕の共振回路の***振周波数ｆa と共振周波数ｆr
との差を拡大することによって通過特性を改善したもの
である。図中、図１１に示す構成部分と対応する部分に
は同一符号を付す。Fourth Embodiment FIG. 21 shows a surface acoustic wave filter 110 according to a fourth embodiment of the present invention. In this embodiment,
Anti-resonance frequency f a and the resonance frequency f r of the resonant circuit of the series arm
The transmission characteristics are improved by enlarging the difference from the above. In the figure, portions corresponding to the components shown in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals.
【００６２】直列腕６１のうち、並列腕６２，６３の間
の部分に同じ共振器Ｒ2 が二つ直列に接続され、更にこ
れに直列に３ｎＨのインダクタンスＬS が付加してあ
る。同じく、直列腕６１のうち、並列腕６３，６４の間
の部分に、同じ共振器Ｒ4が二つ直列に接続され、更
に、これに直列に３ｎＨのインダクタンスＬS が付加し
てある。Two identical resonators R 2 are connected in series between the parallel arms 62 and 63 of the series arm 61, and an inductance L S of 3 nH is added to this in series. Similarly, two identical resonators R 4 are connected in series between the parallel arms 63 and 64 of the series arm 61, and an inductance L S of 3 nH is added to this in series.
【００６３】並列腕６２には、一つの共振器Ｒ位置だけ
が配してある。同じく、並列腕６３には、一の共振器Ｒ
3 だけが配してある。同様に、並列腕６４には、一の共
振器Ｒ4 だけが配してある。このフィルタ１１０は、図
２２中、線１１１で示す通過特性を有する。ここで、イ
ンダクタンスＬS 及び一の共振器Ｒ2 ，Ｒ4 の付加の効
果について説明する。The parallel arm 62 has only one resonator R position. Similarly, the parallel arm 63 has one resonator R
Only 3 are arranged. Similarly, the parallel arms 64, only one resonator R 4 is are arranged. This filter 110 has a pass characteristic indicated by a line 111 in FIG. Here, the effect of adding the inductance L S and the resonators R 2 and R 4 will be described.
【００６４】図２１のフィルタ１１０より、インダクタ
ンスＬS と一の共振器Ｒ2 ，Ｒ4 とを削除すると、図４
２に示す従来のフィルタ１と同じくなる。この状態の通
過特性は、線６８（図１２参照）で示す如くである。上
記インダクタンスＬS を追加すると、矢印１１２で示す
ように通過帯域幅が拡大すると共に、矢印１１３で示す
ように帯域外抑圧度が増えた。特に通過帯域幅について
みると、特に高周波数側への拡大が大きく、高周波数側
に約１５ＭＨｚ帯域幅が拡大した。通過特性は、線１１
４で示すごとくになった。When the inductance L S and one of the resonators R 2 and R 4 are deleted from the filter 110 of FIG.
This is the same as the conventional filter 1 shown in FIG. The pass characteristic in this state is as shown by a line 68 (see FIG. 12). With the addition of the inductance L S , the pass bandwidth was increased as indicated by the arrow 112 and the degree of out-of-band suppression was increased as indicated by the arrow 113. In particular, with regard to the pass bandwidth, the expansion toward the high frequency side was particularly large, and the bandwidth of about 15 MHz was expanded toward the high frequency side. The passage characteristic is line 11
As shown in FIG.
【００６５】この状態では、帯域外抑圧度は十分でな
い。そこで一の共振器Ｒ2 ，Ｒ4 を追加した。この一の
共振器Ｒ2 ，Ｒ4 を追加すると、通過帯域幅を狭めるこ
となく、矢印１１５で示すように、帯域外抑圧度が約５
ｄＢ改善され、線１１１で示す通過特性となった。In this state, the degree of out-of-band suppression is not sufficient. Therefore, one resonator R 2 and R 4 was added. By adding the one resonator R 2 and R 4 , the out-of-band suppression degree is reduced by about 5 as shown by the arrow 115 without narrowing the pass band width.
The dB was improved, and the transmission characteristics indicated by the line 111 were obtained.
【００６６】線１１１を線６８と比較するに、矢印１１
６で示すように損失も従来に比べて改善されている。な
お、直列腕６１の共振器Ｒ2 ，Ｒ4 は夫々三個以上でも
よい。また、図２１中二点鎖線で示すように、並列腕６
２〜６４に、インダクタンスを挿入してもよい。Comparing line 111 with line 68, the arrow 11
As shown in FIG. 6, the loss is also improved as compared with the conventional case. The number of the resonators R 2 and R 4 of the series arm 61 may be three or more. Further, as shown by a two-dot chain line in FIG.
An inductance may be inserted between 2 and 64.
【００６７】〔実施例５〕図２１は本発明の第５実施例
になる弾性表面波フィルタ１２０を示す。図中、図１１
に示す構成部分と同一部分には同一符号を付し、その説
明は省略する。並列腕６２のインダクタンスＬ1 のイン
ダクタンス値は４ｎＨである。Embodiment 5 FIG. 21 shows a surface acoustic wave filter 120 according to a fifth embodiment of the present invention. In the figure, FIG.
The same reference numerals are given to the same components as those shown in FIG. Inductance value of the inductance L 1 of the parallel arm 62 is 4 nH.
【００６８】別の並列腕６３のインダクタンスＬ2 のイ
ンダクタンス値は５．５ｎＨである。更に別の並列腕６
４のインダクタンスＬ3 のインダクタンス値は７ｎＨで
ある。このように、各並列腕６２〜６４のインダクタン
スＬ1 〜Ｌ3 のインダクタンス値を異ならしめることに
よって、フィルタ１２０は、図２４中、線１２１で示す
通過特性となる。The inductance value of the inductance L 2 of another parallel arm 63 is 5.5 nH. Still another parallel arm 6
Inductance value of the inductance L 3 of 4 is 7nH. As described above, by making the inductance values of the inductances L 1 to L 3 of the parallel arms 62 to 64 different, the filter 120 has a pass characteristic indicated by a line 121 in FIG.
【００６９】ここで、インダンタクスＬ1 〜Ｌ3 のイン
ダクタンス値が全て４ｎＨと等しい図１１のフィルタ６
０の通過特性と比較してみる。このフィルタ６０は、図
２４中、線６５で示す通過特性（図１２参照）を有す
る。本実施例のフィルタ１２０の通過特性は、上記フィ
ルタ６０の通過特性に比べて、通過帯域幅を何ら狭める
ことなく、矢印１２２で示すように通過帯域外抑圧度が
高められる。Here, the filter 6 of FIG. 11 in which the inductance values of the inductances L 1 to L 3 are all equal to 4 nH.
Let's compare it with the zero pass characteristic. This filter 60 has a pass characteristic (see FIG. 12) indicated by a line 65 in FIG. In the pass characteristic of the filter 120 of the present embodiment, the degree of suppression outside the pass band is increased as shown by an arrow 122 without reducing the pass band width at all, as compared with the pass characteristic of the filter 60.
【００７０】通過帯域より低周波数側についてみると、
フィルタ６０にあっては９０２ＭＨｚ付近に一の減衰極
１２３しかなかったものに対して、８７５ＭＨｚと８９
２ＭＨｚの二個所に減衰極１２４，１２５が発生してい
る。これにより、二つの減衰極１２４，１２５との間の
周波数帯域１２６が阻止域１２７となる。Looking at the lower frequency side than the pass band,
In the case of the filter 60 having only one attenuation pole 123 near 902 MHz, 875 MHz and 89
Attenuation poles 124 and 125 are generated at two places of 2 MHz. Thereby, the frequency band 126 between the two attenuation poles 124 and 125 becomes the stop band 127.
【００７１】〔実施例６〕図２５は本発明の第６実施例
になる弾性表面波フィルタ１３０を示す。本実施例は、
損失の低下を図ったものである。図中、図１１に示す構
成部分と対応する部分には同一符号を付し、その説明は
省略する。Embodiment 6 FIG. 25 shows a surface acoustic wave filter 130 according to a sixth embodiment of the present invention. In this embodiment,
This is to reduce the loss. In the figure, portions corresponding to the components shown in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
【００７２】並列腕６２の第１の弾性表面波共振器Ｒ1B
は、図２６に示すように励振電極１３１と、この両側に
反射器１３２，１３３を配した構成である。反射器１３
２，１３３は励振電極１３１と反射器１３２，１３３と
の中心間距離ｄを次式 ｄ＝（ｎ＋β）・λ … （ここで、ｎは適当な整数、βは１以下の実数、λは共
振周波数に対応した櫛形電極の周期である）で表わすと
き、β＝０．４としたときの位置に配してある。The first surface acoustic wave resonator R 1B of the parallel arm 62
Has a configuration in which an excitation electrode 131 and reflectors 132 and 133 on both sides thereof are arranged as shown in FIG. Reflector 13
Reference numerals 2 and 133 denote the distance d between the center of the excitation electrode 131 and the reflectors 132 and 133 as follows: d = (n + β) · λ (where n is an appropriate integer, β is a real number of 1 or less, and λ is resonance (Which is the cycle of the comb-shaped electrode corresponding to the frequency).
【００７３】上記反射器１３２，１３３の対数は、５０
である。反射器を備えた共振器Ｒ1Bは、図２５に示すよ
うに「＊」を追加した記号で表わす。他の並列腕６３，
６４の共振器Ｒ3B，Ｒ5Bも、上記の共振器Ｒ1Bと同様
に、反射器を備えた構成である。The logarithm of the reflectors 132 and 133 is 50
It is. The resonator R 1B provided with a reflector is represented by a symbol added with “*” as shown in FIG. The other parallel arm 63,
The 64 resonators R 3B , R 5B are also provided with reflectors, similarly to the above-described resonator R 1B .
【００７４】上記構成のフィルタ１３０は、図２７中線
１３４で示す通過特性を有する。この通過特性は、図１
１のフィルタ６０の通過特性（線６５で示す）に比べ
て、矢印１３５で示すように、通常帯域の挿入損失が低
減されている。ここで、リップルｒP は、図２６に示す
ように並列腕の励振電極１３１の両側に反射器１３２，
１３３を配置したことによって発生したものである。The filter 130 having the above configuration has a pass characteristic indicated by a line 134 in FIG. This passing characteristic is shown in FIG.
Compared with the pass characteristic of the first filter 60 (shown by the line 65), the insertion loss in the normal band is reduced as shown by the arrow 135. Here, as shown in FIG. 26, the ripple r P is provided on both sides of the excitation electrode 131 of the parallel arm,
This is caused by arranging 133.
【００７５】ここで、反射器１３２，１３３の配設位置
を上記のように定めた理由について説明する。上記式
において、βを０から０．５まで変化させてリップルｒ
P の幅への影響は、図２８中線１４０で示す如くにな
る。同図中、点１４１がリップル幅が最小の点であり、
このときのβが０．４である。Here, the reason why the arrangement positions of the reflectors 132 and 133 are determined as described above will be described. In the above equation, the ripple r is changed by changing β from 0 to 0.5.
The effect of P on the width is as shown by the line 140 in FIG. In the figure, a point 141 is a point where the ripple width is the minimum,
Β at this time is 0.4.
【００７６】このことから、βを０．４に定めてある。
図２９は、図２５のフィルタ１３０を実現した弾性表面
波フィルタ装置１５０を示す。図中、図１４に示す構成
部分と対応する部分には同一符号を付し、その説明は省
略する。From this, β is set to 0.4.
FIG. 29 shows a surface acoustic wave filter device 150 that realizes the filter 130 of FIG. In the figure, portions corresponding to those shown in FIG. 14 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
【００７７】１３２，１３３，１５１，１５２，１５
３，１５４は夫々反射器である。次に、第１の一端子対
弾性表面波共振器の変形例について説明する。図３０は
一の変形例を示す。この共振器Ｒ1 Ｂａは、励振電極１
３１の両側に、反射器として、電気的負荷が短絡型の櫛
形電極１６０，１６１を配した構成である。132, 133, 151, 152, 15
Reference numerals 3 and 154 denote reflectors. Next, a modification of the first one-port surface acoustic wave resonator will be described. FIG. 30 shows a modification. This resonator R 1 Ba has the excitation electrode 1
In this configuration, the comb-shaped electrodes 160 and 161 whose electrical loads are short-circuited are arranged as reflectors on both sides of 31.
【００７８】図３１は、別の変形例を示す。この共振器
Ｒ1 Ｂb は、励振電極１３１の両側に反射器として、ス
トリップアレイ型電極１６５，１６６を配した構成であ
る。 〔実施例７〕図３２は本発明の第７実施例になる弾性表
面波フィルタ１７０を示す。本実施例は、実施例６と同
様に損失の低下を図ったもので、図中、図２１に示す構
成部分と対応する部分には同一符号を付し、その説明は
省略する。FIG. 31 shows another modification. The resonator R 1 B b is as a reflector on both sides of the excitation electrode 131, a configuration in which arranged strip array type electrodes 165 and 166. Seventh Embodiment FIG. 32 shows a surface acoustic wave filter 170 according to a seventh embodiment of the present invention. In this embodiment, the loss is reduced in the same manner as in the sixth embodiment. In the figure, the same reference numerals are given to the portions corresponding to the components shown in FIG. 21 and the description thereof is omitted.
【００７９】フィルタ１７０は、図２１のフィタル１１
０のうち、各並列腕６２，６３，６４の第１の弾性表面
波共振器Ｒ1B，Ｒ3B，Ｒ5Bを夫々図２６に示すように励
振電極１３１の両側のβが０．４で定まる位置に反射器
１３２，１３３を配した構成である。このフィルタ１７
０によれば、図２２中線１１１で示す特性よりも、通過
帯域の損失が少なく、且つリップルも抑えられた通過特
性が得られる。The filter 170 corresponds to the filter 11 shown in FIG.
26, the first surface acoustic wave resonators R 1B , R 3B , and R 5B of each of the parallel arms 62, 63, 64 are respectively determined with β of 0.4 on both sides of the excitation electrode 131 as shown in FIG. This is a configuration in which reflectors 132 and 133 are arranged at positions. This filter 17
According to 0, a pass characteristic in which the loss in the pass band is smaller and the ripple is suppressed is obtained as compared with the characteristic indicated by the line 111 in FIG.
【００８０】〔実施例８〕本実施例は、図２７中のリッ
プルｒP を取り除くことを目的としたものである。ま
ず、前記反射器付加時に現れるリップルを効果的に取り
除く手段について述べる。[Embodiment 8] This embodiment aims at eliminating the ripple r P in FIG. First, a description will be given of means for effectively removing a ripple that appears when the reflector is added.
【００８１】発明者等は、リップルの現れ周波数位置と
電極膜厚との関係をシミュレーションにより調べた。シ
ミュレーションでは膜厚増加の効果を電極下の音響イン
ピーダンス（Ｚｍ）と自由表面の音響インピーダンス
（Ｚｏ）との比を大きくしていくことで置き換えた。そ
れは文献（１）でも述べているように、電極膜厚の増加
は質量が増加することであり、これはそのまま音響イン
ピーダンスの不連続量の増加に比例すると考えられるた
めである従って、 Ｑ＝Ｚｏ／Ｚｍ＝Ｖｏ／Ｖｍ＝１＋ｋ2 ／２＋α（ｔ） …（９） （Ｖｏ，Ｖｍ：自由表面及び電極下での音速、ｋ2 ：電
気機械結合係数）とし、α（ｔ）を膜厚ｔに比例するパ
ラメータとしてこれを変化させた。The inventors examined the relationship between the frequency position where ripples appeared and the electrode thickness by simulation. In the simulation, the effect of increasing the film thickness was replaced by increasing the ratio between the acoustic impedance under the electrode (Zm) and the acoustic impedance at the free surface (Zo). As described in the literature (1), the increase in the electrode film thickness means the increase in the mass, which is considered to be directly proportional to the increase in the discontinuity of the acoustic impedance. / Zm = Vo / Vm = 1 + k 2/2 + α (t) ... (9) (Vo, Vm: the speed of sound under the free surface and the electrode, k 2: electromechanical coupling coefficient), and the thickness of the alpha (t) t This was varied as a parameter proportional to
【００８２】こう置くとフィルタの中心周波数ｆｏは、 ｆｏ＝２ｆｏ’／（１＋Ｑ） …（１０） となり、膜厚を増加するにつれ、音響インピーダンスの
不連続がない時の中心周波数ｆｏ’から低周波数側へ移
動していくという良く知られた実験事実とも一致する。
シミュレーションの結果、α（ｔ）を大きくすると、即
ち電極膜厚を厚くしていくと、リップルｒP の現れる周
波数位置が図３３中、矢印１８０で示すように、通過帯
域の高周波側へ移動してゆき、ついには高周波側の減衰
極の中に落ちてしまうことが分かった。これを模式的に
図３３に示す。With this arrangement, the center frequency fo of the filter becomes fo = 2fo '/ (1 + Q) (10). As the film thickness increases, the center frequency fo' becomes lower from the center frequency fo 'when there is no discontinuity in acoustic impedance. This is consistent with the well-known experimental fact of moving to the side.
As a result of the simulation, when α (t) is increased, that is, as the electrode film thickness is increased, the frequency position where the ripple r P appears moves to the high frequency side of the pass band as shown by an arrow 180 in FIG. Eventually, it was found that it eventually fell into the attenuation pole on the high frequency side. This is schematically shown in FIG.
【００８３】なお、図３３中、別のリップルｒS は、直
列腕共振器の反射器が原因で発生するものである。図３
４はα（ｔ）＝０．０８の時で、並列腕の共振器の反射
器から生じるリップルが、丁度高周波側の減衰極の中に
落ちている場合の通過特性を示す。従って、同図では通
過帯域からリップルが消え、しかも挿入損失がかなり低
減している。なお、この図では、通過帯域の中心が（１
０）式に従って低周波側へ移動したため、これを補正す
べく、中心周波数を９３２ＭＨｚになるように、直列腕
及び並列腕の共振器の共振周波数を１５ＭＨｚだけ高周
波側へシフトしている。In FIG. 33, another ripple r S is generated due to the reflector of the series arm resonator. FIG.
Reference numeral 4 denotes a transmission characteristic when α (t) = 0.08, in which the ripple generated from the reflector of the resonator in the parallel arm falls just inside the attenuation pole on the high frequency side. Therefore, in the figure, the ripple disappears from the pass band, and the insertion loss is considerably reduced. In this figure, the center of the pass band is (1)
Since it has moved to the low frequency side according to the equation (0), in order to correct this, the resonance frequency of the resonators of the series arm and the parallel arm is shifted to the high frequency side by 15 MHz so that the center frequency becomes 932 MHz.
【００８４】これを実際の膜厚との対応でみるため、チ
ップを試作し、その通過特性を調べた。図３５（Ａ），
（Ｂ），（Ｃ）の線１８５，１８６，１８７は、夫々膜
厚が２０００Å，３０００Å，４０００Åの時の通過特
性を対応させて示す。尚、膜厚を変えることにより中心
周波数が変わるが、同図のデータはこれを補正するべ
く、櫛形電極の周期を変え、中心周波数があまり変動し
ないように調整している。To see this in correspondence with the actual film thickness, a chip was prototyped and its passing characteristics were examined. FIG. 35 (A),
Lines 185, 186, and 187 in (B) and (C) show the corresponding transmission characteristics when the film thickness is 2000, 3000, and 4000, respectively. The center frequency changes by changing the film thickness. In the data shown in the figure, the period of the comb-shaped electrode is changed so as to correct the center frequency so that the center frequency does not change much.
【００８５】図３５から明らかなように、２０００Åの
時に帯域内に現れていた並列腕の共振器のリップル
ｒP 、及び帯域外の直列腕のリップルｒS が、３０００
Åの時には高周波側へ移動してｒP ’，ｒS ’となり、
ｒP ’は高周波側の減衰極に埋もれてしまった結果、帯
域内にリップルのない良好な特性となった。この結果は
シミュレーションの結果と定性的に良く一致している。As is clear from FIG. 35, the ripple r P of the resonator of the parallel arm and the ripple r S of the serial arm out of the band, which appeared in the band at 2000 °, are 3000.
In the case of Å, it moves to the high frequency side and becomes r P ', r S ',
As a result of r P ′ being buried in the attenuation pole on the high frequency side, good characteristics were obtained with no ripple in the band. This result agrees qualitatively with the simulation result.
【００８６】しかし、膜厚を増加させた時にはシミュレ
ーションでは計算できないバルク波による損失劣化（江
畑他：「ＬｉＴａＯ3 基板上の弾性表面波共振子とその
ＶＴＲ用発振器への応用」，電子通信学会論文誌，vol.
J66-C,No.1, pp23-30,1988)と抵抗損による損失改善が
あり、その兼ね合いも重要な因子となる。そこで図３６
（Ａ）に膜厚を変えた時の最小挿入損の変化をプロット
した。However, loss degradation due to bulk waves that cannot be calculated by simulation when the film thickness is increased (Ebata et al .: “Surface acoustic wave resonator on LiTaO 3 substrate and its application to VTR oscillator”, IEICE Transactions, Magazine, vol.
J66-C, No.1, pp23-30, 1988) and improvement in loss due to resistance loss, and the balance is also an important factor. Therefore, FIG.
The change of the minimum insertion loss when the film thickness was changed is plotted in (A).
【００８７】同図中、線１９０はバルク波による損失、
線１９１は抵抗損による損失を示す。線１９２が実験値
である。同図より分かるように、挿入損は２５００Å位
で両者の効果が均衡し、約３５００Åくらいからバルク
波による損失増加が支配的になり劣化し始める。図３６
（Ｂ）の線１９３は、図２６中の励振電極１３１と反射
器１３２，１３３の膜厚を変えた場合の、リップルｒP
の周波数位置の、通過帯域中心周波数ｆ 0 に対する変化
を示す。In the figure, a line 190 indicates a loss due to a bulk wave,
Line 191 shows the loss due to ohmic loss. Line 192 is the experimental value
It is. As can be seen from the figure, the insertion loss is about 2500 °
And the effects of both are balanced, from about 3500Å to bulk
The increase in loss due to waves becomes dominant and begins to degrade. FIG.
The line 193 in FIG. 26B corresponds to the excitation electrode 131 in FIG.
R when the film thicknesses of the devices 132 and 133 are changed.P
The passband center frequency f at the frequency position 0Changes to
Is shown.
【００８８】図３６（Ａ），（Ｂ）を総合的に判断する
と、膜厚としては、２６００Å〜４０００Åが帯域内に
もリップルを作らず、かつ損失劣化も少ないことから適
当である。これを、フィルタの中心周波数からほぼ決ま
る並列腕共振器の電極周期λ P （９３２ＭＨｚで４．４
μｍであり、図２６参照）で規格化すると、０．０６〜
０．０９となる。36A and 36B are comprehensively determined.
And the film thickness is in the range of 2600 to 4000
Is suitable because it does not produce ripples and has little loss deterioration.
That's right. This is almost determined from the center frequency of the filter.
Electrode period λ of the parallel arm resonator P(4.4 at 932 MHz)
μm, see FIG. 26).
0.09.
【００８９】本実施例は、上記の検討結果に基づくもの
である。図３７は本発明の弾性表面波フィルタの第１の
一端子対弾性表面波共振器２００を示す。同図中、２０
１励振電極２０２，２０３は反射器であり、夫々Ａｌ製
又は重量比で数％異種金属を混ぜたＡｌ混合製であり、
膜厚ｔ1 は、電極周期λｐの０．０６〜０．０９倍の厚
さである。This embodiment is based on the results of the above study. FIG. 37 shows a first one-port surface acoustic wave resonator 200 of a surface acoustic wave filter according to the present invention. In the figure, 20
1 Excitation electrodes 202 and 203 are reflectors, each of which is made of Al or made of Al mixed with different metals by several% by weight.
The film thickness t 1 is 0.06 to 0.09 times the electrode period λp.
【００９０】この共振器２００を図２５及び図３２中の
共振器Ｒ1B，Ｒ3B，Ｒ5Bに適用した弾性表面波フィルタ
の通過特性は、図３８中、線２０５で示す如くになり、
通過帯域内にリップルは現われていない。なお、上記の
Ａｌ合金製とした場合には、Ａｌ製とした場合に比べて
耐電力特性が向上する。混合させる異種金属はＣｕ，Ｔ
ｉなどである。The pass characteristic of a surface acoustic wave filter in which this resonator 200 is applied to the resonators R 1B , R 3B and R 5B in FIGS. 25 and 32 is as shown by a line 205 in FIG.
No ripple appears in the passband. In addition, when made of the above-mentioned Al alloy, the power handling characteristics are improved as compared with the case of made of Al. The dissimilar metals to be mixed are Cu, T
i.
【００９１】図３９は、上記共振器の変形例である共振
器２１０を示す。２１１は励振電極、２１２，２１３は
反射器である。これらは、Ａｕ製である。質量付加効果
の影響でこの現象が生じていることから、最適な膜厚値
の範囲Ａｌの密度との比だけ上記値より小さくなる。FIG. 39 shows a resonator 210 which is a modification of the above resonator. 211 is an excitation electrode, and 212 and 213 are reflectors. These are made of Au. Since this phenomenon occurs due to the effect of the mass addition effect, the optimum film thickness value range becomes smaller than the above value by the ratio to the density of Al.
【００９２】Ａｌの密度／Ａｕの密度＝２．７／１８．
９＝０．１４３であるため、最適膜厚ｔ2 は、０．１４
３倍して、電極周期λP の０．００８６〜０．０１３倍
の厚さとしてある。この共振器２１０を図２５及び図３
２中の共振器Ｒ1B，Ｒ3B，Ｒ5Bに適用した弾性表面波フ
ィルタの通過特性も、図３８に示す如くになり、通過帯
域にリップルは現われない。Al density / Au density = 2.7 / 18.
Since 9 = 0.143, the optimum thickness t 2 is 0.14
The thickness is 0.0086 to 0.013 times as large as the electrode period λ P by three times. FIG. 25 and FIG.
The pass characteristic of the surface acoustic wave filter applied to the resonators R 1B , R 3B , and R 5B in FIG. 2 also becomes as shown in FIG. 38, and no ripple appears in the pass band.
【００９３】〔実施例９〕本実施例は、図１１中のイン
ダクタンスＬ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 を実現する別の例である。
図４０中、図１４に示す構成部分と対応する部分には同
一符号を付し、その説明は省略する。[Embodiment 9] This embodiment is another example of realizing the inductances L 1 , L 2 and L 3 in FIG.
In FIG. 40, portions corresponding to the components shown in FIG. 14 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
【００９４】２２０，２２１はジグザグ状のマイクロス
トリップラインであり、夫々端子８４-3及び８４-5より
延出してセラミックパッケージ８１上に形成してある。
各マイクロストリップライン２２０，２２１の先端がア
ースと接続してある。各マイクロストリップライン２２
０，２２１のパターン幅は１００μｍ、マイクロストリ
ップラインとアース間の長さは０．５ｍｍである。[0094] 220 and 221 is a zigzag microstrip lines, are formed on the ceramic package 81 extend from the respective terminals 84 -3 and 84 -5.
The tips of the microstrip lines 220 and 221 are connected to the ground. Each microstrip line 22
The pattern width of 0,221 is 100 μm, and the length between the microstrip line and the ground is 0.5 mm.
【００９５】セラミックパッケージ８１の比誘電率を９
とすると、リボンインダクタの理論式から、上記のマイ
クロストリップライン２２０，２２１のインダクタンス
値は２ｎＨとなる。 〔実施例１０〕本実施例は、図１１中のインダクタンス
Ｌ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 を実現する更に別の例である。The relative permittivity of the ceramic package 81 is 9
Then, from the theoretical formula of the ribbon inductor, the inductance value of the microstrip lines 220 and 221 is 2 nH. Example 10 This example is yet another example of realizing the inductance L 1, L 2, L 3 in FIG.
【００９６】図４１中、図１４に示す構成部分と対応す
る部分には同一符号を付し、その説明は省略する。２３
０，２３１はジグザグ状のマイクロストリップラインで
あり、夫々共振器Ｒ1 ，Ｒ2 より延出して、フィルタチ
ップ８２上に形成してある。各マイクロストリップライ
ン２３０，２３１の先端に、端子８５-3，８５-5が形成
してある。In FIG. 41, portions corresponding to the components shown in FIG. 14 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. 23
Reference numerals 0 and 231 denote zigzag microstrip lines which extend from the resonators R 1 and R 2 and are formed on the filter chip 82. The tip of the micro strip line 230 and 231, terminals 85 -3, are then 85 -5 formation.
【００９７】各マイクロストリップライン２３０，２３
１は、厚さが３０００Å、幅が６０μｍ、全長が約２ｍ
ｍである。フィルタチップ（ＬｉＴａＯ3 ）８２の比誘
電率を４４とすると、マイクロストリップライン２３
０，２３１のインダクタンス値は、理論式より、２．２
ｎＨとなる。Each microstrip line 230, 23
1 has a thickness of 3000 mm, a width of 60 μm, and a total length of about 2 m
m. Assuming that the relative permittivity of the filter chip (LiTaO 3 ) 82 is 44, the microstrip line 23
The inductance value of 0,231 is 2.2 from the theoretical formula.
nH.
【００９８】なお、インダクタンスを、ボンディングワ
イヤ８６-3、セラミックパッケージ８１上のマイクロス
トリップライン２２０，フィルタチップ８２上のマイク
ロストリップライン２３０を適宜組合わせることによっ
て形成することもできる。 〔実施例１１〕図４２は本発明の第１１実施例による弾
性表面波フィルタ２４０を示す。図４３はこれを具体化
した構成を示す。[0098] Incidentally, the inductance can also be formed by combining the bonding wire 86 -3, the microstrip line 220 on the ceramic package 81, the microstrip line 230 on the filter chip 82 as appropriate. Embodiment 11 FIG. 42 shows a surface acoustic wave filter 240 according to an eleventh embodiment of the present invention. FIG. 43 shows a configuration embodying this.
【００９９】説明の便宜上、まず本実施例の概要及び本
実施例の基本構成についての説明する。 本実施例の概要 本実施例は、直列腕の共振器の共振周波数frs を並列腕
の共振器の***振周波数fap より適宜高く定めて、通過
帯域幅を拡大するものであり、また、Δｆ≡frs −fap
を、通過帯域内の損失を著しく劣化させない範囲に定め
た構成である。For convenience of explanation, the outline of the present embodiment and the basic configuration of the present embodiment will be described first. In the present embodiment, the resonance frequency frs of the resonator in the series arm is appropriately set higher than the anti-resonance frequency fap of the resonator in the parallel arm to increase the pass bandwidth, and Δf≡ frs −fap
Is set within a range that does not significantly degrade the loss in the pass band.
【０１００】本実施例の基本構成 前記各実施例においては、fap ＝frs はフィルタの通過
帯域を形成するためには必須な条件とされている。しか
し、この条件を守る限り、通過帯域には上限が生じてし
まう。そこで通過帯域幅を拡大するために、図４４に示
すようにfap ＜frs とすることを考えた。Basic Configuration of this Embodiment In each of the above embodiments, fap = frs is an indispensable condition for forming a pass band of a filter. However, as long as this condition is maintained, there is an upper limit in the pass band. Therefore, in order to increase the passband, we considered fap <frs as shown in FIG.
【０１０１】こうすると、同図から明らかなように、fa
p ＜ｆ＜frs の範囲ではｂｘ＜０となり、前述の理論か
ら減衰域となる恐れがある。しかし、現実には以下に述
べるようにΔｆ（＝frs −fap ）の大きさを制限してや
れば、ｂｘ積の値は非常に小さい値に留まるため、減衰
は起こらず、実質上通過帯域として何ら問題がないこと
がわかった。Then, as is apparent from FIG.
In the range of p <f <frs, bx <0, and there is a possibility that an attenuation range may be obtained from the above-described theory. However, in reality, if the magnitude of Δf (= frs−fap) is limited as described below, the value of the bx product remains at a very small value, so that no attenuation occurs, and there is virtually no problem as a pass band. It turned out there was no.
【０１０２】図４５は、Δｆ＝frs −fap を零から増加
していった時の梯子型フィルタの通過特性を示す。実験
条件としては、圧電基板は電気機械結合係数が０．０５
のＬｉＴａＯ3 を、櫛形電極用のＡｌ電極は膜厚３００
０Åの条件を用いた。電極構成は、図４２に示すような
並列共振器と直列共振器を梯子型に接続したものを基本
構成としてこれを２段に縦続接続し、それに入力側及び
出力側を対称とするための並列共振器を最後段に接続し
たものである。梯子型回路を多段化するのは、帯域外抑
圧度を実用的な値にまで高めるためである。FIG. 45 shows the pass characteristics of the ladder filter when Δf = frs−fap is increased from zero. As an experimental condition, the piezoelectric substrate has an electromechanical coupling coefficient of 0.05.
Of LiTaO 3 and an Al electrode for a comb-shaped electrode having a thickness of 300
A condition of 0 ° was used. The electrode configuration is based on a ladder-type configuration in which a parallel resonator and a series resonator are connected as shown in FIG. 42, and these are cascaded in two stages. The resonator is connected to the last stage. The reason why the ladder type circuit is multi-staged is to increase the degree of out-of-band suppression to a practical value.
【０１０３】しかし、多段化により通過帯域内の損失も
増加するため、多段化の段数は具体的なフィルタの仕様
により調整する。本例は損失２ｄＢ以下、帯域外抑圧度
２０ｄＢ以上を実現する１つの構成例として挙げたもの
である。櫛形電極の設計条件としては、直並列腕の共振
器共に開口長が１８０μｍで対数が５０対である。直並
列共振器の対数、開口長条件が等しいのでそれぞれの静
電容量の比Ｐ＝Ｃｐ／Ｃｓは１である。However, since the number of stages increases the loss in the pass band, the number of stages is adjusted according to the specific filter specifications. This example is an example of a configuration for achieving a loss of 2 dB or less and an out-of-band suppression of 20 dB or more. The design conditions of the comb-shaped electrode are as follows. Both resonators of the series-parallel arm have an opening length of 180 μm and a logarithm of 50 pairs. Since the logarithm and the opening length conditions of the series-parallel resonator are the same, the ratio P = Cp / Cs of the respective capacitances is 1.
【０１０４】図４５において、（Ａ）はΔｆ＝０の場
合、即ち前記の実施例の場合である。同図（Ｂ）はΔｆ
＝１０ＭＨｚの場合である。同図（Ａ）と比べると、通
過帯域の最小挿入損はほとんど劣化せずに、通過帯域幅
（損失２．５ｄＢ以下を保証する帯域幅とする）が２２
ＭＨｚから４０ＭＨｚへ改善されている。Δｆの増加以
上に帯域幅が改善されているのは、通過帯域の低周波側
の損失回復が見られるためである。In FIG. 45, (A) shows the case where Δf = 0, that is, the case of the above embodiment. FIG. 6B shows Δf
= 10 MHz. Compared with FIG. 7A, the minimum insertion loss of the pass band is hardly degraded, and the pass band width (the band that guarantees a loss of 2.5 dB or less) is 22.
From 40 MHz to 40 MHz. The reason why the bandwidth is improved more than the increase in Δf is that loss recovery on the low frequency side of the pass band is observed.
【０１０５】また、帯域外抑圧度も改善される。図４５
（Ａ），（Ｂ）において高周波側の帯域外抑圧度（図中
に示した）が１９ｄＢから２０ｄＢに改善されている。
このように、Δｆの拡大は、単に帯域幅拡大に効果があ
るのみでなく、同時に帯域外抑圧の改善も図れる技術で
ある。このようにΔｆを増加させると特性の改善がみら
れるがその増加量には制限がある。Further, the degree of out-of-band suppression is also improved. FIG.
In (A) and (B), the degree of out-of-band suppression (shown in the figure) on the high frequency side is improved from 19 dB to 20 dB.
As described above, the expansion of Δf is a technique that not only has an effect on bandwidth expansion but also can improve out-of-band suppression at the same time. As described above, when Δf is increased, the characteristics are improved, but the amount of increase is limited.
【０１０６】図４５（Ｃ）はΔｆ＝１９ＭＨｚとした時
の通過特性図である。通過帯域内のやや高周波側に損失
劣化が見られ始める。この場合で約２．５ｄＢである。
これは帯域内リップルを増加させる原因ともなり、この
例ではリップル仕様限度の約１．０ｄＢとなった。これ
以上のΔｆの増加は損失劣化と帯域内リップルの増加と
なった。従って、Δｆ＝１９ＭＨｚが、Δｆを増加させ
る場合の限度となる。また、この時の帯域外抑圧度は図
４５（Ｃ）で示すように約２１ｄＢとなり、従来の図４
５（Ａ）に比べ２ｄＢの改善が得られる。FIG. 45 (C) is a graph showing the transmission characteristics when Δf = 19 MHz. Loss degradation starts to be seen on the slightly higher frequency side in the pass band. In this case, it is about 2.5 dB.
This also causes an increase in in-band ripple. In this example, the ripple specification limit is about 1.0 dB. Any further increase in Δf resulted in loss degradation and increased in-band ripple. Therefore, Δf = 19 MHz is the limit when increasing Δf. Further, the degree of out-of-band suppression at this time is about 21 dB as shown in FIG.
An improvement of 2 dB is obtained as compared with 5 (A).
【０１０７】この時に前述のｂｘ積はどのような値にな
っているのかを図４５（Ｃ）のΔｆ＝１９ＭＨｚの場合
を例に調べた。まず、図４２の並列腕を構成する弾性表
面波共振器と直列腕を構成する弾性表面波共振器を個別
に作製し、図４６（Ａ），（Ｂ）で示すような回路構成
で、並列腕の共振器はアドミタンスを、直列腕の共振器
はインピーダンスをそれぞれ測定した。測定はネットワ
ークアナライザを使用して行ない、各々のＳ21を測定し
た。そして、その値を図４６（Ａ），（Ｂ）に示す式に
代入し、インピーダンスＺp 及びアドミタンスＹp を求
めた。At this time, the value of the above-mentioned bx product was examined by taking the case of Δf = 19 MHz in FIG. 45C as an example. First, the surface acoustic wave resonator forming the parallel arm and the surface acoustic wave resonator forming the series arm shown in FIG. 42 are separately manufactured, and the circuit configuration shown in FIGS. The arm resonator measured admittance, and the series arm resonator measured impedance. Measurements performed using a network analyzer to measure the respective S 21. Then, the values were substituted into the equations shown in FIGS. 46A and 46B to obtain the impedance Z p and the admittance Y p .
【０１０８】その結果、図４７に示すような周波数特性
を得た。この特性はアドミタンス、インピーダンスの虚
数部のみの値、即ちｂまたはｘの値である。これらより
ｂｘ積の値を計算するとその周波数特性は図４８のよう
になる。同図からfap ＜ｆ＜frs の範囲ではｂｘ積が負
で小さな値をとっていることがわかる。As a result, a frequency characteristic as shown in FIG. 47 was obtained. This characteristic is the value of only the imaginary part of admittance and impedance, that is, the value of b or x. When the value of the bx product is calculated from these, the frequency characteristics are as shown in FIG. It can be seen from the figure that the bx product has a negative and small value in the range of fap <f <frs.
【０１０９】ｂｘ積の絶対値の最大値｜ｂｘmax ｜は後
述するようにThe maximum value | bx max | of the absolute value of the bx product is
【０１１０】[0110]
【数５】 (Equation 5)
【０１１１】の時に与えられ、本実施例では０．０６で
あった。即ち｜ｂｘmax ｜値がこの値以下であれば、前
述した挿入損の劣化及び帯域内リップルが共に１ｄＢ以
下と小さく抑ええられることがわかる。Δｆ＞１９ＭＨ
ｚとすると、｜ｂｘmax ｜値も増加し、損失劣化、帯域
内リップルが共に１ｄＢ以上となり実用的ではない。At this time, it was 0.06 in this embodiment. That is, when the value of | bx max | is equal to or less than this value, it is understood that the deterioration of the insertion loss and the in-band ripple can be suppressed to 1 dB or less. Δf> 19MH
Assuming that z, the | bx max | value also increases, and both the loss deterioration and the in-band ripple become 1 dB or more, which is not practical.
【０１１２】従って、｜ｂｘmax ｜値が特性劣化の上限
の指標となり、Δｆの許容値を定める。以下に更に一般
化して詳述する。図４９に図３と同じように弾性表面波
共振器をＬＣの２重共振回路で近似して図２のように梯
子型フィルタに組んだ時の等価回路図を示す。Therefore, the value | bx max | is an index of the upper limit of the characteristic deterioration, and determines the allowable value of Δf. The following is a more generalized and detailed description. FIG. 49 shows an equivalent circuit diagram when the surface acoustic wave resonator is approximated by an LC double resonance circuit as in FIG. 3 and assembled into a ladder type filter as shown in FIG.
【０１１３】直列腕の弾性表面波共振器のインピーダン
スをＺｓ、並列腕の弾性表面波共振器のアドミタンスを
Ｙｐとすると、If the impedance of the surface arm of the serial arm is Zs and the admittance of the surface arm of the parallel arm is Yp,
【０１１４】[0114]
【数６】 (Equation 6)
【０１１５】となる。ここで、Is obtained. here,
【０１１６】[0116]
【数７】 (Equation 7)
【０１１７】である。（１１），（１２）式よりｂｘ積
を求めるとIs as follows. When the bx product is obtained from equations (11) and (12),
【０１１８】[0118]
【数８】 (Equation 8)
【０１１９】となる。（１３）式のｂｘに極値を与える
角周波数ωは∂（ｂｘ）／∂ω＝０から求まり、それ
は、Is obtained. The angular frequency ω giving an extreme value to bx in the equation (13) is obtained from ∂ (bx) / ∂ω = 0, and
【０１２０】[0120]
【数９】 (Equation 9)
【０１２１】となる。これを（１３）式に代入した値が
通過帯域内のｂｘ積の絶対値の最大値となる。これを求
めるとIs obtained. The value obtained by substituting this into the expression (13) becomes the maximum value of the absolute value of the bx product in the pass band. If you ask for this
【０１２２】[0122]
【数１０】 (Equation 10)
【０１２３】となる。ここで、 Δω＝ωrs−ωap＝２π・Δｆ …（１６） である。（１５）式をｂｘmax とΔｆ／ｆrsの関係とし
てＰ＝Ｃop／Ｃosをパラメータとしてプロットすると図
５０のようになる。Is obtained. Here, Δω = ω rs −ω ap = 2π · Δf (16) When the equation (15) is plotted using P = C op / C os as a parameter as a relationship between bx max and Δf / frs , the result is as shown in FIG.
【０１２４】同図において、先に実験的に求めたｂｘの
積の許容値０．０６以下という条件を図示すると斜線の
ような領域になる。従って、Ｐ＝Ｃop／Ｃosによって異
なるΔｆ／ｆrsの許容値αが決定でき、それは（１５）
式の｜ｂｘmax ｜＝０．０６として、次式となる。In the same figure, if the condition that the allowable value of the product of bx previously obtained is experimentally 0.06 or less is shown, the area becomes a hatched area. Therefore, acceptable value α is determined for P = C op / C os by different Delta] f / f rs, it (15)
Assuming that | bx max | = 0.06 in the equation, the following equation is obtained.
【０１２５】[0125]
【数１１】 [Equation 11]
【０１２６】容量比γは基板材料できまり、実験によれ
ば、３６°Ｙカット伝搬ＬｉＴａＯ 3 で約１５であっ
た。このため、（１７）式は、The capacitance ratio γ depends on the material of the substrate, and
For example, 36 ° Y-cut propagation LiTaO ThreeAbout 15
Was. Therefore, equation (17) becomes
【０１２７】[0127]
【数１２】 (Equation 12)
【０１２８】となる。Ｐ＝１の時、α＝０．０２とな
り、ｆrs＝９４８ＭＨｚの図４５の実施例の場合でΔｆ
＝１９ＭＨｚとなり、（１８）式が成り立っていること
が確認できる。Δｆを増大させる効果は、容量比γが小
さい圧電基板材料、即ち電気機械結合係数の大きな基板
材料に有効であり、そのような圧電基板材料に対して
（１７）式を求めた。Is as follows. When P = 1, α = 0.02 and Δf in the case of the embodiment of FIG. 45 where f rs = 948 MHz.
= 19 MHz, and it can be confirmed that equation (18) holds. The effect of increasing Δf is effective for a piezoelectric substrate material having a small capacitance ratio γ, that is, a substrate material having a large electromechanical coupling coefficient. Equation (17) was obtained for such a piezoelectric substrate material.
【０１２９】γ値は電気機械結合係数ｋ2 の逆数に比例
するため、３６°ＹカットＸ伝搬のＬｉＴａＯ3 のγ値
と、ｋ2 ＝０．０５の値とを用いて、他の高い電気機械
結合係数をもつ材料６４°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ3
（ｋ2 ＝０．１１）と、４１°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂ
Ｏ3 （ｋ2 ＝０．１７）のγ値を求めると、前者が６．
８、後者が４．４である。尚これらのｋ2 の値は文献
（“Applications for Piezoelectric Leaky Surface W
ave":K.Yamanouchi and M.Takeuchi,1990 ULTRASONICS
SYMPOSIUM Proceedings, pp11-18, 1990) を参照した。Since the γ value is proportional to the reciprocal of the electromechanical coupling coefficient k 2 , using the γ value of 36 ° Y-cut X propagation LiTaO 3 and the value of k 2 = 0.05, other high electric Material with mechanical coupling coefficient 64 ° Y-cut X-propagation LiNbO 3
(K 2 = 0.11) and 41 ° Y-cut X-propagation LiNb
When the γ value of O 3 (k 2 = 0.17) is obtained, the former is 6.
8. The latter is 4.4. These k 2 values are described in the literature (“Applications for Piezoelectric Leaky Surface W
ave ": K.Yamanouchi and M.Takeuchi, 1990 ULTRASONICS
SYMPOSIUM Proceedings, pp11-18, 1990).
【０１３０】なお、図５１は容量比γと電気機械結合係
数ｋ2 との関係を示す。同図の関係は３６°Ｙカット伝
搬ＬｉＴａＯ3 のｋ2 とγ値との値を使い、FIG. 51 shows the relationship between the capacitance ratio γ and the electromechanical coupling coefficient k 2 . Relationship shown in FIG uses the value of the 36 ° Y k 2 and γ value of the cut propagation LiTaO 3,
【０１３１】[0131]
【数１３】 (Equation 13)
【０１３２】として求めたものである。図５１の関係か
ら、６４Ｙ°カットと４１°ＹカットのＸ伝搬ＬｉＴａ
Ｏ3 のγ値を求めることができ、前記と同じくそれぞれ
γ＝６．８、と４．４となる。 実施例１１の構成 こゝで、図４２及び図４３に示す実施例の構成について
説明する。Is obtained. From the relationship of FIG. 51, the X propagation LiTa of the 64Y ° cut and the 41 ° Y cut
The γ value of O 3 can be obtained, and γ = 6.8 and 4.4 as described above, respectively. Configuration of Embodiment 11 Here, the configuration of the embodiment shown in FIGS. 42 and 43 will be described.
【０１３３】２４１は３６°Ｙ−ＬｉＴａＯ3 の圧電基
板であり、１．５×２×０．５ｍｍの大きさである。入
力側から順番に並列腕共振器（Ｒｐ1 ）、直列腕共振器
（Ｒｓ1 ）、並列腕共振器（Ｒｐ2 ）、直列腕共振器
（Ｒｓ2 ）、並列腕共振器（Ｒｐ3 ）の順で並んでい
る。Reference numeral 241 denotes a 36 ° Y-LiTaO 3 piezoelectric substrate having a size of 1.5 × 2 × 0.5 mm. In order from the input side, a parallel arm resonator (Rp 1 ), a series arm resonator (Rs 1 ), a parallel arm resonator (Rp 2 ), a series arm resonator (Rs 2 ), and a parallel arm resonator (Rp 3 ) They are arranged in order.
【０１３４】個々の共振器は両サイドに反射器２４２
（短絡型）をもった構造である。個々の共振器はいづれ
も開口長が１８０μｍ、電極指の対数が５０対、反射器
も５０対である。櫛形電極指の周期のみ並列腕共振器と
直列腕共振器とで変えてある。並列腕共振器の周期はλ
ｐ＝４．３９μｍ（パターン幅とギャップは１：１ で
あるため、パターン幅はλｐ／４≒１．１μｍ）、直列
共振器の周期はλｓ＝４．１６μｍ（同様にパターン幅
はλｓ／４＝１．０４μｍ）である。The individual resonators have reflectors 242 on both sides.
(Short-circuit type). Each resonator has an opening length of 180 μm, the number of pairs of electrode fingers is 50, and the number of reflectors is 50. Only the period of the comb-shaped electrode fingers is changed between the parallel arm resonator and the series arm resonator. The period of the parallel arm resonator is λ
p = 4.39 μm (Since the pattern width and the gap are 1: 1, the pattern width is λp / 4 ≒ 1.1 μm), and the series resonator period is λs = 4.16 μm (similarly, the pattern width is λs / 4 = 1.04 µm).
【０１３５】それぞれの周期はそれぞれの共振器の共振
周波数（frp ，frs)が所定の値（frp ＝８９３ＭＨｚ、
frs ＝９４２ＭＨｚ）となるように λｓ＝Ｖm ／frs 、及び λｐ＝Ｖm ／frp より決定したものである。ここで、Ｖm は電極膜厚３０
００Åの時の３６°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ3 結晶の
表面波の音速であり、実験的にＶm ＝３９２０ｍ／ｓと
求められた。In each cycle, the resonance frequency (frp, frs) of each resonator is a predetermined value (frp = 893 MHz,
frs = 942MHz) and so as to λs = V m / frs, and is obtained by determining from λp = V m / frp. Here, V m is 30
The sound velocity of a surface wave of a 36 ° Y-cut X-propagating LiTaO 3 crystal at 00 °, which was experimentally determined to be V m = 3920 m / s.
【０１３６】上記構成の弾性表面波フィルタ２４０は、
図４５（Ｃ）に示す広帯域で且つ低損失の通過特性を有
する。なお、Δｆ＝１９ＭＨｚである。図４３中、λｐ
だけを変えて４．３５μｍとすると、Δｆが１０ＭＨｚ
となり、図４５（Ｂ）の特性が得られる。The surface acoustic wave filter 240 having the above configuration is
It has a broadband and low-loss transmission characteristic shown in FIG. Note that Δf = 19 MHz. In FIG. 43, λp
Is changed to 4.35 μm, Δf is 10 MHz
And the characteristic shown in FIG. 45 (B) is obtained.
【０１３７】尚、電極材料はＡｌ−Ｃｕ合金であり、膜
厚は３０００Åで、表面波が圧電基板２４１のＸ軸方向
に伝搬するように配置してある。次に、他の圧電基板を
用いた場合の例について説明する。６４°ＹカットＸ伝
搬ＬｉＮｂＯ3 の場合には、γ＝６．８であり（１７）
式は、The electrode material is an Al-Cu alloy, has a thickness of 3000 °, and is arranged so that a surface wave propagates in the X-axis direction of the piezoelectric substrate 241. Next, an example in which another piezoelectric substrate is used will be described. In the case of 64 ° Y-cut X-propagation LiNbO 3 , γ = 6.8 (17)
ceremony,
【０１３８】[0138]
【数１４】 [Equation 14]
【０１３９】となる。４１°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ
3 の場合には、γ＝４．４であり、Is obtained. 41 ° Y-cut X-propagation LiNbO
In the case of 3 , γ = 4.4,
【０１４０】[0140]
【数１５】 (Equation 15)
【０１４１】となる。γ値が小さくなる程、即ち電気機
械結合係数が大きな基板になる程、αは大きくなり、Δ
ｆを大きく広げても特性劣化は起りにくい。 〔実施例１２〕図５２は本発明の第１２実施例になる表
面波フィルタ２５０の回路構成図を示す。Is obtained. As the γ value decreases, that is, as the substrate has a larger electromechanical coupling coefficient, α increases and Δ
Even if f is greatly increased, characteristic deterioration hardly occurs. [Twelfth Embodiment] FIG. 52 is a circuit diagram of a surface acoustic wave filter 250 according to a twelfth embodiment of the present invention.
【０１４２】図５３は、図５２の回路構成の弾性表面波
フィルタを具体化した構造を示す。図５４及び図５５
は、図５２，５３の弾性表面波フィルタの特性を示す。 実施例の概要 説明の便宜上、まず本実施例の概要について説明する。
本実施例の弾性表面波フィルタは、直並列に弾性表面波
共振器を接続し、これを複数個多段化した梯子型の弾性
表面波フィルタにおいて、直並列共振器１つずつからな
る単位区間の間のイメージインピーダンスの整合を図
り、各接続点での損失を減らす構成としたものである。FIG. 53 shows a structure embodying the surface acoustic wave filter having the circuit configuration of FIG. 54 and 55
Shows the characteristics of the surface acoustic wave filter shown in FIGS. Outline of Embodiment For convenience of explanation, first, an outline of the present embodiment will be described.
The surface acoustic wave filter according to the present embodiment is a ladder type surface acoustic wave filter in which a plurality of surface acoustic wave resonators are connected in series and in parallel with each other. The configuration is such that the image impedance between them is matched to reduce the loss at each connection point.
【０１４３】これにより、通過帯域における挿入損失を
低減することが可能となる。 発明の完成までの思考過程 次に、本発明の完成までの思考過程について説明する。
図５６（Ａ），（Ｂ）に示すように少なくとも１個づつ
の直列腕共振器と並列腕共振器の梯子型接続により、バ
ンドパス特性を得ることができる。なお、この一個づつ
の直列腕共振器と並列腕共振器の梯子型接続が、フィル
タの単位区間となる。Thus, the insertion loss in the pass band can be reduced. Thinking process until completion of the invention Next, a thought process until completion of the present invention will be described.
As shown in FIGS. 56 (A) and 56 (B), bandpass characteristics can be obtained by ladder-type connection of at least one series arm resonator and parallel arm resonator. The ladder-type connection of the series arm resonators and the parallel arm resonators one by one constitutes a unit section of the filter.
【０１４４】この際、直列腕共振器の共振周波数と並列
共振器の***振周波数は一致若しくは、通過帯域幅拡大
の上から前者が後者より高い周波数を持つことが望まし
い。図５６（Ａ），（Ｂ）の単位区間は互いに入出力端
が直列腕であるかで、二つのタイプがあり、これらを多
段に接続したものは、図５７（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に
示すように３つのタイプに分類される。At this time, it is desirable that the resonance frequency of the series arm resonator and the anti-resonance frequency of the parallel resonator match, or that the former has a higher frequency than the latter in view of the increase of the pass band width. There are two types of unit sections in FIGS. 56 (A) and (B) depending on whether the input / output ends are serial arms, and those connected in multiple stages are shown in FIGS. 57 (A), (B) and They are classified into three types as shown in FIG.
【０１４５】図５７（Ａ）は入出力側の一方が直列腕で
他方が並列腕である場合、（非対称型）、（Ｂ）は入出
力端共に並列腕である場合（対称型）、同図（Ｃ）は入
出力端共に直列腕である場合（対称型）である。このよ
うに多段化した場合、挿入損失、帯域外抑圧度ともに単
位区間のｎ倍となり、一般に挿入損失は悪くなるもの
の、帯域外抑圧度は改善する。とくに単位区間の損失が
０に近い場合はこの多段化は有効である。FIG. 57 (A) shows a case where one of the input / output sides is a serial arm and the other is a parallel arm (asymmetric type), and FIG. 57 (B) shows a case where both the input / output ends are parallel arms (symmetric type). FIG. (C) shows a case where both the input and output terminals are series arms (symmetric type). When the number of stages is increased in this way, both the insertion loss and the degree of out-of-band suppression are n times as large as the unit section, and although the insertion loss generally worsens, the degree of out-of-band suppression is improved. In particular, when the loss in the unit section is close to 0, this multi-stage is effective.
【０１４６】しかしながら、単位区間同士の通過帯域に
おけるインピーダンス整合が適切でないと、挿入損失が
理論的なｎ倍よりもさらに悪化する。インピーダンス整
合が適切でないと、単位区間の境界（図５７中の線１−
１’からｎ−ｎ’までの各境界）で電力の反射が起こ
り、損失増加となるからである。However, if the impedance matching in the pass band between the unit sections is not appropriate, the insertion loss becomes worse than the theoretical n times. If the impedance matching is not appropriate, the boundary of the unit section (line 1-
This is because power reflection occurs at each boundary from 1 ′ to nn ′), resulting in an increase in loss.
【０１４７】単位区間同士の電力反射をГとすると損失
もｎ１０ｌｏｇ（Г）となる。従って単位区間同士のイ
ンピーダンス整合をはかり、境界での電力反射を押さえ
ることにより、挿入損失の増加を極力押さえることが重
要である。次に、単位区間同士のインピーダンス整合を
図る方法について説明する。図５８に示すように、一般
に２つの異なる４端子定数（Ｆ行列の４つの定数Ａ，
Ｂ，Ｃ，Ｄ）をもつ回路同士を、インピーダンス整合を
図って接続する場合、境界ｂ−ｂ’からそれぞれの回路
側を見たイメージインピーダンスが互いに等しいと置け
ば良い。Assuming that the power reflection between the unit sections is Г, the loss is also n10log (Г). Therefore, it is important to reduce the insertion loss as much as possible by measuring the impedance between the unit sections and suppressing the power reflection at the boundary. Next, a method for achieving impedance matching between unit sections will be described. As shown in FIG. 58, generally, two different four-terminal constants (four constants A,
In the case where circuits having B, C, and D) are connected with each other for impedance matching, it is only necessary that the image impedances when the respective circuit sides are viewed from the boundary bb ′ are equal to each other.
【０１４８】図５８に示すように回路１側をみたイメー
ジインピーダンスＺi1は、回路１の４端子定数Ａ1 ，Ｂ
1 ，Ｃ1 ，Ｄ1 を使って次式のように表される。As shown in FIG. 58, the image impedance Z i1 seen from the circuit 1 side is the four-terminal constants A 1 and B of the circuit 1.
It is expressed as follows using 1 , C 1 and D 1 .
【０１４９】[0149]
【数１６】 (Equation 16)
【０１５０】同様に回路２側をみたイメージインピーダ
ンスＺi2は、次式のように表される。Similarly, the image impedance Z i2 as seen from the circuit 2 side is expressed by the following equation.
【０１５１】[0151]
【数１７】 [Equation 17]
【０１５２】これらのイメージインピーダンスは負荷抵
抗（純抵抗）Ｒ0 とは無関係に決まる。（２１）式と
（２２）式を等しいと置くと、次式のようなインピーダ
ンス整合条件が求まる。 Ｄ1 Ｂ1 ／Ｃ1 Ａ1 ＝Ａ2 Ｂ2 ／Ｃ2 Ｄ2 …（２３） 図５９は、前述のインピーダンス整合条件を梯子型回路
の単位区間に適用した場合を示す。These image impedances are determined independently of the load resistance (pure resistance) R 0 . If the equations (21) and (22) are assumed to be equal, the impedance matching condition as follows is obtained. D 1 B 1 / C 1 A 1 = A 2 B 2 / C 2 D 2 (23) FIG. 59 shows a case where the above-described impedance matching condition is applied to a unit section of a ladder-type circuit.
【０１５３】図５９（Ａ）は、インピーダンス整合が悪
い接続方法で、（２３）式の条件を満たさない。境界ｂ
−ｂ’から右側をみた反射係数Гは、FIG. 59A shows a connection method with poor impedance matching, which does not satisfy the condition of equation (23). Boundary b
The reflection coefficient た as viewed from the right side from −b ′ is
【０１５４】[0154]
【数１８】 (Equation 18)
【０１５５】となる。Ｚs Ｙp は実際の素子では通過帯
域でも完全に０とはならないためГも０にはならない。
これに比べ、図５９（Ｂ）、または図５９（Ｃ）は境界
ｂ−ｂ’で（２３）式の条件を満たすため反射は０とな
り、損失は生じない。例えば、図５９（Ｂ）の場合、境
界ｂ−ｂ’から左側みたイメージインピーダンスは、
（２１）式から、Is obtained. In actual elements, Z s Y p does not become completely zero even in the pass band, so that Г does not become zero.
On the other hand, in FIG. 59 (B) or FIG. 59 (C), since the condition of the expression (23) is satisfied at the boundary bb ′, the reflection becomes 0 and no loss occurs. For example, in the case of FIG. 59B, the image impedance as viewed from the left side from the boundary bb ′ is:
From equation (21),
【０１５６】[0156]
【数１９】 [Equation 19]
【０１５７】となる。境界ｂ−ｂ’から右側をみたイメ
ージインピーダンスＺi2も（２２）式から求めると、Ｚ
i1と等しくなることが分かる。従ってインピーダンス整
合がとれ、境界での反射係数は０となる。図５９（Ｃ）
も同様にインピーダンス整合がとれていることが証明さ
れる。次に図５９（Ｂ），（Ｃ）のような接続法を利用
して単位区間を多段接続する方法を考察する。Is obtained. The image impedance Z i2 as seen from the boundary bb ′ on the right side is also obtained from equation (22).
It turns out that it becomes equal to i1 . Therefore, impedance matching is achieved, and the reflection coefficient at the boundary becomes zero. FIG. 59 (C)
It is also proved that impedance matching has been achieved. Next, a method of connecting the unit sections in multiple stages using the connection method as shown in FIGS.
【０１５８】図６０（Ａ）は、図５９（Ｂ），（Ｃ）の
接続法を交互に繰り返して単位区間をｎ（＞２）段接続
した回路を示す。このような接続方法をつかえば、前述
の理由から何段接続しても各単位区間の電力反射は起こ
らない。図６０（Ａ）の構成で、互いに隣接しあう並列
腕の共振器同士、または直列腕の共振器同士を加えてひ
とまとめにすると図６０（Ｂ）と等価になる。FIG. 60A shows a circuit in which n (> 2) unit sections are connected by repeating the connection method shown in FIGS. 59B and 59C alternately. If such a connection method is used, power reflection in each unit section does not occur regardless of how many stages are connected for the above-described reason. In the configuration shown in FIG. 60A, adding resonators of parallel arms adjacent to each other or resonators of serial arms and adding them together is equivalent to FIG. 60B.
【０１５９】この結果、最も入出力端に近い腕のみがそ
れより内側の腕に対して半分の大きさのインピーダンス
あるいはアドミタンス値をもつようになることがわか
る。図５７で示した３種類の多段化の仕方に対してこの
原理を適用すると、インピーダンス整合を図った接続法
として、それぞれ図６１（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）の方法
が得られる。As a result, it can be seen that only the arm closest to the input / output end has an impedance or admittance value that is half that of the inner arm. When this principle is applied to the three types of multi-stage methods shown in FIG. 57, the methods shown in FIGS. 61 (A), (B) and (C) are obtained as connection methods for impedance matching.
【０１６０】図６１（Ａ）は図５７（Ａ）に対応する整
合化接続法で、入出力端のどちらか一方が直列腕で、他
方が並列腕の場合である。この場合は、端部の直列腕共
振器のインピーダンス値は、内側直列腕共振器のインピ
ーダンス値の半分であり、また、他方の端部の並列腕共
振器のアドミタンス値も、内側の並列腕共振器のアドミ
タンス値の半分である。FIG. 61A shows a matching connection method corresponding to FIG. 57A, in which one of the input / output terminals is a serial arm and the other is a parallel arm. In this case, the impedance value of the series arm resonator at the end is half the impedance value of the inner series arm resonator, and the admittance value of the parallel arm resonator at the other end is also equal to the inner parallel arm resonator. Half the admittance value of the vessel.
【０１６１】同様に図６１（Ｂ）は図５７（Ｂ）の、ま
た図６１（Ｃ）は図５７（Ｃ）の整合化接続法である。
図６１（Ｂ）の場合は両端部が並列腕の場合で、両端部
の並列腕共振器のアドミタンス値は、それより内側の並
列腕共振器のアドミタンス値の半分となっている。Similarly, FIG. 61 (B) shows the matching connection method of FIG. 57 (B), and FIG. 61 (C) shows the matching connection method of FIG. 57 (C).
In the case of FIG. 61B, both ends are parallel arms, and the admittance value of the parallel arm resonators at both ends is half of the admittance value of the inner parallel arm resonators.
【０１６２】図６１（Ｃ）の場合は両端部が直列腕の場
合で、両端部の直列腕共振器のインピーダンス値は、そ
れより内側の直列腕共振器のインピーダンス値の半分と
なっている。 実施例１２の構成 次に、上記の考え方に基づく、本発明の第１２実施例に
ついて説明する。FIG. 61 (C) shows a case where both ends are series arms, and the impedance value of the series arm resonators at both ends is half of the impedance value of the series arm resonators inside. Next, a twelfth embodiment of the present invention based on the above concept will be described.
【０１６３】図５２は本発明の第１２実施例になる弾性
表面波フィルタ２５０の基本的構成を示す。この弾性表
面波フィルタを具体化すると、図５３に示す如くにな
る。３つの直列腕共振器（Ｒｓ1 ，Ｒｓ2 ，Ｒｓ3 ）と
３つの並列腕共振器（Ｒｐ 1 ，Ｒｐ2 ，Ｒｐ3 ）とから
成り、それぞれ図５２に示す等価回路のように接続され
ている。FIG. 52 shows an elasticity according to a twelfth embodiment of the present invention.
3 shows a basic configuration of a surface acoustic wave filter 250. This elastic table
When the surface wave filter is embodied, it becomes as shown in FIG.
You. Three series arm resonators (Rs1, RsTwo, RsThree)When
Three parallel arm resonators (Rp 1, RpTwo, RpThree) And from
Are connected as shown in the equivalent circuit of FIG.
ing.
【０１６４】これらの６つの共振器は共に開口長（９０
μｍ）が同じであり、且つ電極指対数（１００対）も同
じである。また、各共振器は同図に示すような短絡型の
反射器を両側に有し、Ｑを高めている。反射器の対数は
１００対程度である。All of these six resonators have an aperture length (90
μm) and the same number of electrode finger pairs (100 pairs). Each resonator has a short-circuited reflector on both sides as shown in FIG. The logarithm of the reflector is about 100 pairs.
【０１６５】直列腕共振器（Ｒｓ1 〜Ｒｓ3 ）はすべて
同じ長さの電極指周期（λｓ）であり、λｓ＝４．１９
μｍである。又、並列腕共振器（Ｒｐ1 〜Ｒｐ3 ）の周
期は、これと異なる周期λｐ＝４．３８μｍとしてあ
る。比較の対象として、この構成に対する従来構成を図
６２に示す。The series arm resonators (Rs 1 to Rs 3 ) have the same length of electrode finger period (λs), and λs = 4.19.
μm. The period of the parallel arm resonators (Rp 1 to Rp 3 ) is set to a different period λp = 4.38 μm. FIG. 62 shows a conventional configuration for this configuration as a comparison target.
【０１６６】図５２及び図６２の両方について、インピ
ーダンスＺs で示される直列腕の一端子弾性表面波共振
器の設計条件は、開口長９０μｍ、対数１００対であ
る。アドミタンスＹp で示される並列腕の一端子対弾性
表面波共振器も同じ条件である。圧電基板結晶は、３６
°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ3 を用い、その上に弾性表
面波共振器として３０００ÅのＡｌ合金膜の櫛形パター
ンが形成してある。[0166] For both FIGS. 52 and 62, the design conditions of the one-terminal SAW resonator series arm represented by impedance Z s is the aperture length 90 [mu] m, a logarithmic 100 pairs. One-terminal-pair surface acoustic wave resonator in the parallel arm represented by admittance Y p is the same condition. The piezoelectric substrate crystal has 36
A Y-cut X-propagation LiTaO 3 is used, and a 3000 ° Al alloy film comb pattern is formed thereon as a surface acoustic wave resonator.
【０１６７】図５４中、実線２５１は図５３のフィルタ
２５０の特性を示す。破線２５２は図６２の従来のフィ
ルタの特性を示す。両者より本実施例のフィルタ２５０
の方が、低損失化されていることがわかる。特に通過帯
域の両端での改善が大きい。次に図６２の従来のフィル
タにおいて、単位区間（３）のアドミタンスＹp で表さ
れる並列共振器のみ、対数を１００対から８０対に減ら
してアドミタンスＹ p の値を小さくした時の通過特性を
図５５中、線２５３で示す。同様に挿入損失が改善され
ていることが分かる。従って、端部のアドミタンス値は
１／２としなくとも、内側のアドミタンス値より減らす
だけでも、十分ではないが効果があると言える。インピ
ーダンス値に対しても同様である。In FIG. 54, the solid line 251 is the filter of FIG.
250 are shown. Dashed line 252 is the conventional filter of FIG.
Shows the characteristics of ruta. From both, the filter 250 of the present embodiment
It can be seen that the loss is reduced. Especially the pass band
The improvement at both ends of the region is significant. Next, FIG.
Admittance Y of unit section (3)pRepresented by
Reduced the logarithm from 100 pairs to 80 pairs
Admittance Y pPass characteristics when the value of
In FIG. 55, this is indicated by a line 253. As well as improved insertion loss
You can see that it is. Therefore, the admittance value at the end is
Reduce the inner admittance value without making it 1/2
Even if alone is not enough, it can be said that it is effective. Impi
The same applies to the dance value.
【０１６８】以上、図６１（Ａ）の基本形に対する実施
例を示したが、これは中央部に多数の単位区間が増えて
も同様な効果を有する。 〔実施例１３〕図６３は、本発明の第１３実施例になる
弾性表面波フィルタ２６０である。この弾性表面波フィ
ルタは、図６１（Ｂ）に示す構成方法に基づいたもので
ある。Although the embodiment of the basic form shown in FIG. 61A has been described above, the same effect can be obtained even if a large number of unit sections increase in the center. Embodiment 13 FIG. 63 shows a surface acoustic wave filter 260 according to a thirteenth embodiment of the present invention. This surface acoustic wave filter is based on the configuration shown in FIG.
【０１６９】この弾性表面波フィルタ２６０は、図５４
の線２５１で示したものと同様な損失低減効果をもたら
す。 〔実施例１４〕図６４は、本発明の第１４実施例になる
弾性表面波フィルタ２７０である。この弾性表面波フィ
ルタは、図６１（Ｃ）に示す構成方法に基づいたもので
ある。The surface acoustic wave filter 260 has the structure shown in FIG.
A loss reduction effect similar to that shown by the line 251 is obtained. [Embodiment 14] FIG. 64 shows a surface acoustic wave filter 270 according to a fourteenth embodiment of the present invention. This surface acoustic wave filter is based on the configuration shown in FIG.
【０１７０】この弾性表面波フィルタ２７０も、図５４
の線２５１で示したものと同様な損失低減効果をもたら
す。 〔実施例１５〕次に本発明の第１５実施例になる弾性表
面波フィルタについて図６５及び図６６等を参照して説
明する。This surface acoustic wave filter 270 also has the configuration shown in FIG.
A loss reduction effect similar to that shown by the line 251 is obtained. Embodiment 15 Next, a surface acoustic wave filter according to a fifteenth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
【０１７１】実施例の概要 説明の便宜上、まず本実施例の概要について説明する。
本実施例は、通過帯域における挿入損失を決定している
原因として、櫛形電極の抵抗分とコンダクタンス分に着
目し、直列配列の共振器に対しては抵抗分を減少させ、
並列腕の共振器に対しては、コンダクタンス分を減少さ
せることによりこれらを梯子型に組んだ時のフィルタ特
性の挿入損失を低減させるものである。Outline of Embodiment For convenience of explanation, first, the outline of this embodiment will be described.
This embodiment focuses on the resistance and conductance of the comb-shaped electrode as the cause of determining the insertion loss in the pass band, and reduces the resistance for the series-arranged resonators.
For a parallel arm resonator, the insertion loss of the filter characteristics when these are assembled in a ladder form is reduced by reducing the conductance.
【０１７２】次に、本発明の背景等について説明する。 本発明の背景 図６５に直列腕と並列腕にそれぞれ共振周波数（frs ，
frp)の異なる２つの弾性表面波共振器を配置した梯子型
フィルタ回路の基本構成を示す。ここで、並列腕共振器
のアドミタンスを、 Ｙp ＝ ｇ ＋ ｊ・ｂ …（２６） ｇ：コンダクタンス分 ｂ：サセプタンス分 とする。Next, the background and the like of the present invention will be described. Background of the Invention FIG. 65 shows that the resonance frequency (frs,
4 shows a basic configuration of a ladder-type filter circuit in which two surface acoustic wave resonators having different frp) are arranged. Here, the admittance of the parallel arm resonator is represented by Y p = g + j · b (26) g: conductance b: susceptance
【０１７３】また直列腕共振器のインピーダンスを、 Ｚs ＝ ｒ ＋ ｊ・ｘ …（２７） ｒ：抵抗分 ｘ：リアクタンス分 とする。The impedance of the series arm resonator is expressed as follows: Z s = r + j · x (27) where r is a resistance and x is a reactance.
【０１７４】このように仮定すると、ｇ，ｂ，ｒ，ｘの
周波数特性は図６９のようになる。並列腕共振器のアド
ミタンスＹp のサセプタンス分ｂ（図６９中の点線）
は、共振周波数frp で最大値をとり、そこで符号を＋か
ら−へ変え、***振周波数fap で０（零）となり、fap
以上で符号が再び＋になり、少しづつ増大してゆく。一
方、Ｙp のコンダクタンス分ｇ（図６９中の一点鎖線）
は、同様にfap で最大値をとり、fap を越えると急激に
減少し、除々に０に近づいていく。Assuming the above, the frequency characteristics of g, b, r, and x are as shown in FIG. Susceptance component b admittance Y p of the parallel arm resonator (dotted line in FIG. 69)
Takes the maximum value at the resonance frequency frp, where the sign changes from + to −, and becomes 0 (zero) at the antiresonance frequency fap, and fap
With the above, the sign becomes + again and gradually increases. On the other hand, the conductance g of Y p (dashed line in FIG. 69)
Similarly takes the maximum value at fap, decreases rapidly beyond fap, and gradually approaches zero.
【０１７５】尚コンダクタンス分ｇは＋の値しかとらな
い。直列腕共振器のインピーダンス分Ｚs のリアクタン
ス分ｘ（図６９中の実線）は、アドミタンスとは逆で共
振周波数frs で０となり、***振周波数fas で最大値を
とり、さらに＋から−へ符号を変え、fas 以上では一側
から０へ近づいていく。The conductance g has only a positive value. Code to - reactance component x of the impedance component Z s of the series arm resonators (solid line in FIG. 69) is, admittance and becomes 0 in reverse at the resonance frequency frs takes the maximum value at the antiresonance frequency fas, further from + , And from fas it approaches 0 from one side.
【０１７６】また、抵抗分ｒは０から徐々に増加してゆ
き、***振周波数fas で最大値をとり、それ以上で徐々
に減少していく。ｒもｇと同様に＋の値しかとらない。
ここで、フィルタ特性を作るためには、前記並列共振器
の***振周波数fap と直列共振器の共振周波数frs とは
略一致もしくは後者がやや大きいことが条件である。Further, the resistance r gradually increases from 0, reaches a maximum value at the anti-resonance frequency fas, and gradually decreases above that. r also takes only the value of + similarly to g.
Here, in order to create a filter characteristic, it is required that the anti-resonance frequency fap of the parallel resonator is substantially equal to the resonance frequency frs of the series resonator, or that the latter is slightly larger.
【０１７７】図６９の下部に上のインピーダンス、アド
ミタンスの周波数特性に合わせて、フィルタ回路として
の通過特性を示す。fap ≒frs 近傍で通過帯域をとり、
それ以外では減衰領域となる。同図からも明らかなよう
に、通過帯域の特に中心周波数近傍ではｂ及びｘは０に
なる。The lower part of FIG. 69 shows the pass characteristic as a filter circuit in accordance with the upper impedance and admittance frequency characteristics. Take the passband near fap ≒ frs,
Otherwise, it is an attenuation region. As can be seen from the figure, b and x become 0 especially in the vicinity of the center frequency of the pass band.
【０１７８】従って、フィルタとしての通過特性はＳ21
は、ｒとｇのみで決まり、Therefore, the pass characteristic as a filter is S 21
Is determined only by r and g,
【０１７９】[0179]
【数２０】 (Equation 20)
【０１８０】となる。こゝで、ｒ＞０，ｇ＞０であるの
で、（２８）式はｒ，ｇ共に増加するほどＳ 21は１より
小さくなり、２０ｌｏｇ｜Ｓ21｜で表される挿入損失も
増大していく。従って、ｒ，ｇは共に０に近い程、挿入
損失は小さいことになる。Is obtained. Here, r> 0 and g> 0
In equation (28), S increases as both r and g increase. twenty oneIs more than 1
Smaller, 20 log | Stwenty oneInsertion loss represented by |
It increases. Therefore, as r and g are both closer to 0,
The loss will be small.
【０１８１】次に、ｒ，ｇは弾性表面波共振器を形成す
る櫛形電極のどのような部分から生じているのかを説明
する。こゝでは、図３（Ｂ）中、ｒ1 をも考慮に入れて
考える。ｒ1 は櫛形電極の電気抵抗分及び櫛形電極指の
各端部から基板内部へバルク波となっと漏れていくエネ
ルギー損失分を音響抵抗分として表したものを合計した
ものである。Next, a description will be given of what portions of the comb-shaped electrodes forming the surface acoustic wave resonator have r and g. Here, in FIG. 3B, r 1 is also taken into consideration. r 1 is the sum of the electrical resistance of the comb-shaped electrode and the energy loss that leaks as a bulk wave from each end of the comb-shaped electrode finger into the substrate as acoustic resistance.
【０１８２】今、バルク波放射による抵抗分は櫛形電極
の形状に殆ど依存しないため、櫛形電極の電気抵抗ｒ1
に比例する。特にｘ＝０の中心周波数近傍ではｒ＝ｒ1
となる。また、並列腕共振器のアドミタンスのコンダク
タンス分ｇは、櫛形電極の電気抵抗のコンダクタンス１
／ｒ1 に比例する。Now, since the resistance due to the emission of the bulk wave hardly depends on the shape of the comb-shaped electrode, the electric resistance r 1 of the comb-shaped electrode is small.
Is proportional to Especially near the center frequency of x = 0, r = r 1
Becomes The admittance conductance g of the parallel arm resonator is equal to the conductance 1 of the electric resistance of the comb-shaped electrode.
/ R 1 .
【０１８３】今、櫛形電極の電極指の抵抗率をρo 、電
極指の幅をＷ、膜厚をｔとし、直列腕共振器の開口長を
ｌs 、対数をＮs とすると、 ｒ＝ｌs ・ρo ／（Ｎs ・Ｗ・ｔ） …（２９） となる。また、並列腕共振器の開口長をｌp 、対数をＮ
p とすると、同一基板、同一金属膜を使う場合はρo ，
Ｗ，ｔはほぼ等しいから、 ｇ＝Ｎp ・Ｗ・ｔ／（ｌp ・ρo ） …（３０） となる。Now, assuming that the resistivity of the electrode finger of the comb-shaped electrode is ρ o , the width of the electrode finger is W, the film thickness is t, the opening length of the serial arm resonator is l s , and the logarithm is N s , r = l s · ρ o / (N s · W · t) (29) Further, the opening length of the parallel arm resonator is l p , and the logarithm is N
If p is the same substrate and the same metal film is used, ρ o ,
W, t is from approximately equal, and g = N p · W · t / (l p · ρ o) ... (30).
【０１８４】従って、（２８）式における挿入損失にお
ける増加分は、 ｒ＋５０ｒ・ｇ＋２５００ｇ ＝ｌs ・ρo ／（Ｎs ・Ｗ・ｔ）＋５０・（ｌs ／ｌp ）・（Ｎp ／Ｎs ） ＋２５００・Ｎp ・Ｗ・ｔ／（ｌp ・ρo ）…（３１） となる。[0184] Thus, the increase in insertion loss in the equation (28) is, r + 50r · g + 2500g = l s · ρ o / (N s · W · t) +50 · (l s / l p) · (N p / N s) +2500 · N p · W · t / (l p · ρ o) ... is (31).
【０１８５】（３１）式より、直列腕共振器は開口長ｌ
s が短く、対数Ｎs が多い程、また、並列共振器は開口
長ｌp が長く、対数Ｎp が少ない程、損失低減に効果が
あることが分かる。特に、ｌs ／ｌp ＜１，Ｎp ／Ｎs
＜１である程、言い換えれば開口長は、直列腕共振器の
方が並列腕共振器より短い方が、対数は、直列腕共振器
の方が並列腕共振器より多い方が一層効果がある。From equation (31), the series arm resonator has an aperture length l.
s is short, as the logarithmic N s is large, also, the parallel resonators aperture length l p is long, as the logarithmic N p is small, it can be seen that the effect on the loss reduction. In particular, l s / l p <1, N p / N s
In other words, as the value is <1, the opening length of the serial arm resonator is shorter than that of the parallel arm resonator, and the logarithm of the serial arm resonator is larger than that of the parallel arm resonator. .
【０１８６】ここで、この理由について述べる。上記
（３１）式において、ｒ＝ｒs （ｒs ：直列腕共振器の
電気抵抗）及びｇ＝１／ｒp （ｒp ：並列腕の電気抵
抗）であるから ｒ＋５０ｒ・ｇ＋２５００ｇ＝ｒs ＋５０（ｒs ／
ｒp ）＋２５００（１／ｒp ） となる。従って、（ｒs ／ｒp ）＜１、即ちｒs ＜ｒp
であれば挿入損失の増大は抑制できる。Here, the reason will be described. The (31) In the equation, r = r s (r s : series arm resonators electrical resistance) and g = 1 / r p: from a (r p parallel electrical resistance arm) r + 50r · g + 2500g = r s +50 (R s /
r p ) +2500 (1 / r p ). Therefore, (r s / r p) <1, ie r s <r p
Then, an increase in insertion loss can be suppressed.
【０１８７】なお、この場合ｌs をあまり狭め過ぎると
表面波の回折による損失が現れ、逆にｌp を長くしすぎ
ると抵抗増大による並列共振器のＱ低下を招き、低周波
側の帯域外抑圧度が悪くなるため、その大きさには限度
がある。さらに櫛形電極を形成している金属膜の膜厚を
直列腕の方をｔs 、並列腕の方をｔp とすると（３１）
式は次のようになる。In this case, if l s is too narrow, loss due to surface wave diffraction appears. Conversely, if l p is too long, the Q of the parallel resonator is reduced due to an increase in resistance, and out of band on the low frequency side. Since the degree of suppression is worse, its size is limited. Further towards the t s of the film thickness series arm of the metal film forming the comb-shaped electrodes, towards the parallel arm When t p (31)
The formula is as follows:
【０１８８】 ｒ＋５０ｒ・ｇ＋２５００ｇ ＝ｌs ・ρo ／（Ｎs ・Ｗ・ｔ）＋５０・（ｌs ／ｌp ）・（Ｎp ／Ｎs ） （ｔp ／ｔs ）＋２５００・Ｎp ・Ｗ・ｔp ／（ｌp ・ρo ）…（３２） 従って、ｔp ／ｔs とすることで同様に損失を低減でき
る。この他にも抵抗率の異なる（ρos，ρop）２種類の
金属膜からなる共振器を、直列腕と並列腕に配置してフ
ィルタを作り、ρos／ρop＜１とすることも可能である
が、実際に素子をつくる場合、量産性等を考慮すると実
際的ではない。[0188] r + 50r · g + 2500g = l s · ρ o / (N s · W · t) +50 · (l s / l p) · (N p / N s) (t p / t s) +2500 · N p · W · t p / (1 p · ρ o ) (32) Accordingly, the loss can be similarly reduced by setting t p / t s . In addition, a filter made by arranging resonators made of two kinds of metal films (ρ os , ρ op ) having different resistivities in a series arm and a parallel arm may be used to make ρ os / ρ op <1. Although it is possible, it is not practical when actually manufacturing an element in consideration of mass productivity and the like.
【０１８９】実施例１５の構成 次に、上記考え方を採用した実施例について説明する。
図６５は本発明の第１５実施例の弾性表面波フィルタ２
８０の回路構成を示す。図６６は図６５の回路構成を具
体化した構造を示す。Configuration of Embodiment 15 Next, an embodiment employing the above concept will be described.
FIG. 65 shows a surface acoustic wave filter 2 according to a fifteenth embodiment of the present invention.
80 shows a circuit configuration. FIG. 66 shows a structure embodying the circuit configuration of FIG.
【０１９０】用いた圧電基板２４１は３６°ＹカットＸ
ＬｉＴａＯ3 であり、電極材料は３０００ÅのＡｌ膜で
ある。従来は、直列腕、並列腕共に、櫛形電極の開口長
ｌs ＝ｌp ＝９０μｍ、対数Ｎp ＝Ｎs ＝１００対であ
るのに対し、本実施例では、直列腕を、ｌs ＝４５μ
ｍ、Ｎs ＝２００対、並列腕をｌp ＝１８０μｍ、Ｎp
＝５０対とした。ｌp ＞ｌs であり、Ｎs ＞Ｎp であ
る。また、ｌs ／ｌp ＝０．２５及びＮp ／Ｎs ＝０．
２５である。The piezoelectric substrate 241 used was a 36 ° Y-cut X
LiTaO 3 , and the electrode material is a 3000 ° Al film. Conventionally, the series arm, in the parallel arm both aperture length l s = l p = 90μm interdigital, whereas a logarithmic N p = N s = 100 pairs, in the present embodiment, the series arm, l s = 45μ
m, N s = 200 pairs, the parallel arm is l p = 180 μm, N p
= 50 pairs. l p > l s and N s > N p . Further, l s / l p = 0.25 and N p / N s = 0.
25.
【０１９１】この時、対数と開口長の積で形状的に決ま
る櫛形電極の静電容量ＣO は変わらないようにした。図
６６の実線２８１が本実施例の特性、破線２８２が従来
例の特性である。従来では損失が２．５ｄＢであったも
のが本実施例により２．０ｄＢとなり、本実施例により
０．５ｄＢ以上改善した。即ち、フィルタの挿入損失が
ｄＢ換算で２５％も改善された。At this time, the electrostatic capacitance C O of the comb-shaped electrode, which is determined by the product of the logarithm and the opening length, was kept unchanged. The solid line 281 in FIG. 66 is the characteristic of this embodiment, and the broken line 282 is the characteristic of the conventional example. The loss was 2.5 dB in the prior art, but 2.0 dB according to the present embodiment, and the loss was improved by 0.5 dB or more according to the present embodiment. That is, the insertion loss of the filter was improved by 25% in dB.
【０１９２】また、本実施例の場合、直列腕共振器の対
数を増加したことにより、耐電力性も向上し、印加可能
な最大電力が２０％向上した。以上の実施例の場合、ｌ
s ＝３０μｍ以下で回折損が現れ始め、ｌp ＝３００μ
ｍ以上で低周波側の帯域外劣化が起こり始めたことか
ら、これらの値が限度であった。Further, in the case of the present embodiment, the power durability was improved by increasing the logarithm of the series arm resonators, and the maximum power that could be applied was improved by 20%. In the case of the above embodiment, l
s = 30μm began to appear the diffraction loss in the following, l p = 300μ
Since the out-of-band degradation on the low frequency side began to occur at m or more, these values were the limits.
【０１９３】以上、直列腕の電気抵抗を下げ、並列腕の
電気抵抗を上げる（コンダクトタンスを下げる）ことに
より、通過帯域の挿入損が改善されることは明らかであ
る。また、並列腕共振器の膜厚を直列腕共振器の膜厚よ
り薄くした構成とすることもできる。この構成によって
も、上記実施例の場合と同様に、通過帯域の損失を少な
くできる。As described above, it is apparent that the insertion loss in the pass band can be improved by reducing the electric resistance of the series arm and increasing the electric resistance of the parallel arm (reducing the conductance). Further, it is also possible to adopt a configuration in which the film thickness of the parallel arm resonator is smaller than the film thickness of the series arm resonator. With this configuration, as in the case of the above-described embodiment, the loss of the pass band can be reduced.
【０１９４】[0194]
【発明の効果】以上説明した様に、請求項１ないし３に
記載の発明によれば、従来のものに比べて、通過帯域外
抑圧度を高めることができ、しかも同時に通過帯域幅を
広げることができ、更にはリップルを小さく又は実質的
に無くすことができる。As described above, according to the first to third aspects of the present invention, the degree of suppression outside the pass band can be increased as compared with the prior art, and at the same time, the pass band width can be increased. And the ripple can be reduced or substantially eliminated.
【図１】本発明の弾性表面波フィルタの原理図である。FIG. 1 is a principle diagram of a surface acoustic wave filter according to the present invention.
【図２】共振器を用いたフィルタ回路の基本構成を示す
図である。FIG. 2 is a diagram showing a basic configuration of a filter circuit using a resonator.
【図３】一端子対弾性表面波共振器の構造とその等価回
路及びその記号を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing the structure of a one-port surface acoustic wave resonator, its equivalent circuit, and its symbol.
【図４】一端子対弾性表面波共振器のインピーダンス及
びアドミタンスの周波数特性を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing frequency characteristics of impedance and admittance of a one-port surface acoustic wave resonator.
【図５】共振周波数近傍における弾性表面波共振器のイ
ンミタンス特性及びそれらを接続してなる図１のフィル
タのフィルタ特性を示す図である。5 is a diagram showing the immittance characteristics of the surface acoustic wave resonator near the resonance frequency and the filter characteristics of the filter of FIG. 1 formed by connecting them.
【図６】図４２の従来の弾性表面波フィルタを説明する
図である。6 is a diagram illustrating the conventional surface acoustic wave filter of FIG.
【図７】共振器にインダクタンスを直列に付加した場合
の効果を示す図である。FIG. 7 is a diagram illustrating an effect when an inductance is added to a resonator in series.
【図８】一端子対弾性表面波共振器を直列にｎ個接続し
た場合の効果を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing an effect when n one-port surface acoustic wave resonators are connected in series.
【図９】並列腕共振器の通過特性の開口長依存性を示す
図である。FIG. 9 is a diagram showing the dependence of the pass characteristic of the parallel arm resonator on the aperture length.
【図１０】直列腕共振器の通過特性の開口長依存性を示
す図である。FIG. 10 is a diagram showing the aperture length dependence of the transmission characteristic of the series arm resonator.
【図１１】本発明の弾性表面波フィルタの第１実施例の
回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram of a first embodiment of a surface acoustic wave filter according to the present invention.
【図１２】図１１のフィルタの通過特性を示す図であ
る。FIG. 12 is a diagram illustrating a pass characteristic of the filter of FIG. 11;
【図１３】並列腕共振器へのインダクタンス付加の効果
を示す図である。FIG. 13 is a diagram showing the effect of adding inductance to the parallel arm resonator.
【図１４】図１１の弾性表面波フィルタの構造をその蓋
を取り外した状態で示す平面図である。FIG. 14 is a plan view showing the structure of the surface acoustic wave filter of FIG. 11 with its lid removed.
【図１５】図４１中、XV−XV線に沿う断面図である。FIG. 15 is a sectional view taken along line XV-XV in FIG. 41;
【図１６】本発明の弾性表面波フィルタの第２実施例を
示す図である。FIG. 16 is a view showing a second embodiment of the surface acoustic wave filter according to the present invention.
【図１７】図１６のフィルタの通過特性を示す図であ
る。FIG. 17 is a diagram illustrating a pass characteristic of the filter of FIG. 16;
【図１８】並列腕共振器の開口長（ＡP ）と直列腕共振
器の開口長（ＡS ）の比（ＡP ／ＡS ）の増大効果を示
す図である。18 is a diagram showing the effect of increasing the aperture length of the parallel arm resonator (A P) and aperture length of the series arm resonator ratio (A S) (A P / A S).
【図１９】本発明の弾性表面波フィルタの第３実施例を
示す図である。FIG. 19 is a diagram showing a third embodiment of the surface acoustic wave filter according to the present invention.
【図２０】図１９のフィルタの通過特性を示す図であ
る。FIG. 20 is a diagram showing the pass characteristics of the filter of FIG. 19;
【図２１】本発明の弾性表面波フィルタの第４実施例を
示す図である。FIG. 21 is a diagram showing a fourth embodiment of the surface acoustic wave filter according to the present invention.
【図２２】図２１のフィルタの通過特性を示す図であ
る。FIG. 22 is a diagram illustrating pass characteristics of the filter of FIG. 21;
【図２３】本発明の弾性表面波フィルタの第５実施例を
示す図である。FIG. 23 is a diagram showing a fifth embodiment of the surface acoustic wave filter according to the present invention.
【図２４】図２３のフィルタの通過特性を示す図であ
る。FIG. 24 is a diagram showing the pass characteristics of the filter of FIG. 23;
【図２５】本発明の弾性表面波フィルタの第６実施例の
回路図である。FIG. 25 is a circuit diagram of a surface acoustic wave filter according to a sixth embodiment of the present invention.
【図２６】図２５中、第１の一端子対弾性表面共振器を
示す図である。FIG. 26 is a diagram showing a first one-port pair elastic surface resonator in FIG. 25;
【図２７】図２５のフィルタの通過特性を示す図であ
る。FIG. 27 is a diagram showing the pass characteristics of the filter of FIG. 25;
【図２８】反射器設置位置ｄ＝（ｎ＋β）・λのβによ
るリップル幅への影響を示す図である。FIG. 28 is a diagram illustrating the influence of β on the ripple width due to the reflector installation position d = (n + β) · λ.
【図２９】図２５の弾性表面波フィルタの構造をその蓋
を取り外した状態で示す平面図である。FIG. 29 is a plan view showing the structure of the surface acoustic wave filter of FIG. 25 with its lid removed.
【図３０】図２５中の第１の一端子対弾性表面波共振器
の一の変形例を示す図である。FIG. 30 is a diagram showing a modification of the first one-port surface acoustic wave resonator shown in FIG. 25;
【図３１】図２５中の第１の一端子対弾性表面波共振器
の別の変形例を示す図である。FIG. 31 is a view showing another modification of the first one-port surface acoustic wave resonator shown in FIG. 25;
【図３２】本発明の弾性表面波フィルタの第７実施例を
示す図である。FIG. 32 is a view showing a seventh embodiment of the surface acoustic wave filter according to the present invention.
【図３３】電極膜厚（ｔ）のリップル発生位置への効果
を示す図である。FIG. 33 is a diagram showing an effect of an electrode film thickness (t) on a ripple occurrence position.
【図３４】並列腕共振器の反射器によるリップル
（ｒP ）が高周波減衰極へ落ちたときの状態を示す図で
ある。FIG. 34 is a diagram illustrating a state where a ripple (r P ) due to a reflector of a parallel arm resonator falls to a high frequency attenuation pole.
【図３５】共振器型フィルタの通過特性の膜厚依存性を
示す図である。FIG. 35 is a diagram showing the film thickness dependence of the pass characteristic of the resonator type filter.
【図３６】挿入損失及びリップル発生位置の膜厚依存性
の実験の結果を示す図である。FIG. 36 is a diagram showing the results of an experiment on the dependency of the insertion loss and the position of occurrence of ripple on the film thickness.
【図３７】本発明の弾性表面波フィルタの第８実施例の
第１の一端子対弾性表面波共振器を示す図である。FIG. 37 is a diagram showing a first one-port surface acoustic wave resonator according to an eighth embodiment of the surface acoustic wave filter of the present invention.
【図３８】図３７の共振器を適用した弾性表面波フィル
タの通過特性を示す図である。FIG. 38 is a diagram showing the pass characteristics of a surface acoustic wave filter to which the resonator shown in FIG. 37 is applied;
【図３９】本発明の弾性表面波フィルタの第８実施例の
第１の一端子対弾性表面波共振器の変形例を示す図であ
る。FIG. 39 is a view showing a modification of the first one-port surface acoustic wave resonator according to the eighth embodiment of the surface acoustic wave filter of the present invention.
【図４０】図１１の弾性表面波フィルタのインダクタン
スを実現する別の例を示す図である。FIG. 40 is a diagram showing another example for realizing the inductance of the surface acoustic wave filter of FIG. 11;
【図４１】図１１の弾性表面波フィルタのインダクタン
スを実現する更に別の例を示す図である。41 is a diagram showing still another example for realizing the inductance of the surface acoustic wave filter of FIG. 11;
【図４２】本発明の弾性表面波フィルタの第１１実施例
の回路図である。FIG. 42 is a circuit diagram of an eleventh embodiment of a surface acoustic wave filter according to the present invention.
【図４３】図４２の回路を具体化した構成を示す図であ
る。FIG. 43 is a diagram showing a configuration embodying the circuit of FIG. 42;
【図４４】fap ＜frp としたときの弾性表面波共振器の
インミタンス特性を示す図である。FIG. 44 is a diagram showing the immittance characteristics of a surface acoustic wave resonator when fap <frp.
【図４５】Δｆ≡frs −fap を零から増加させたときの
梯子型フィルタの通過特性の変化を説明する図である。FIG. 45 is a diagram illustrating a change in the pass characteristic of the ladder-type filter when Δf≡frs−fap is increased from zero.
【図４６】弾性表面波共振器の特性測定法を説明する図
である。FIG. 46 is a diagram illustrating a method for measuring characteristics of a surface acoustic wave resonator.
【図４７】並列腕及び直列腕の各弾性表面波共振器のア
ドミタンス及びインピーダンスの特性を示す図である。FIG. 47 is a diagram illustrating characteristics of admittance and impedance of each surface acoustic wave resonator of the parallel arm and the serial arm.
【図４８】ｂｘ積の周波数依存性を示す図である。FIG. 48 is a diagram showing the frequency dependence of the bx product.
【図４９】図４２の回路の一部をＬとＣの等価回路で表
した図である。FIG. 49 is a diagram showing a part of the circuit of FIG. 42 as an equivalent circuit of L and C.
【図５０】｜ｂｘmax ｜とΔｆ／frs との関係を示す図
である。FIG. 50 is a diagram showing a relationship between | bx max | and Δf / frs.
【図５１】ｋ2 とγとの関係を示す図である。FIG. 51 is a diagram showing a relationship between k 2 and γ.
【図５２】本発明の弾性表面波フィルタの第１２実施例
の回路図である。FIG. 52 is a circuit diagram of a twelfth embodiment of a surface acoustic wave filter according to the present invention.
【図５３】図５２の回路を具体化した構成を示す図であ
る。FIG. 53 is a diagram showing a configuration embodying the circuit of FIG. 52;
【図５４】図５３の弾性表面波フィルタの特性を示す図
である。FIG. 54 is a diagram showing characteristics of the surface acoustic wave filter of FIG. 53.
【図５５】図６３のフィルタ中、出力側Ｙp を減少させ
た場合の特性を示す図である。In the filter of FIG. 55 FIG. 63 is a diagram showing a characteristic when reduced output Y p.
【図５６】１個づつの弾性表面波共振器を梯子型にした
単位区間の回路図である。FIG. 56 is a circuit diagram of a unit section in which one surface acoustic wave resonator is formed in a ladder shape.
【図５７】図５６の単位区間を多段（ｎ段）に接続して
なる回路の回路図である。FIG. 57 is a circuit diagram of a circuit in which the unit sections of FIG. 56 are connected in multiple stages (n stages).
【図５８】二つの４端子回路の接続とその境界を示す図
である。FIG. 58 is a diagram showing connections between two four-terminal circuits and boundaries thereof.
【図５９】単位区間同士の接合を示す図である。FIG. 59 is a diagram showing joining of unit sections.
【図６０】ｎ（＞２）段に単位区間を接続する方法を説
明する図である。FIG. 60 is a diagram illustrating a method of connecting a unit section to n (> 2) stages.
【図６１】本実施例の梯子型回路の構成方法を説明する
図である。FIG. 61 is a diagram illustrating a configuration method of the ladder-type circuit according to the present embodiment.
【図６２】従来の弾性表面波フィルタの回路図である。FIG. 62 is a circuit diagram of a conventional surface acoustic wave filter.
【図６３】本発明の弾性表面波フィルタの第１３実施例
の回路図である。FIG. 63 is a circuit diagram of a thirteenth embodiment of a surface acoustic wave filter according to the present invention.
【図６４】本発明の弾性表面波フィルタの第１４実施例
の回路図である。FIG. 64 is a circuit diagram of a fourteenth embodiment of a surface acoustic wave filter according to the present invention.
【図６５】本発明の弾性表面波フィルタの第１５実施例
の回路図である。FIG. 65 is a circuit diagram of a surface acoustic wave filter according to a fifteenth embodiment of the present invention.
【図６６】図６５の回路を具体化した構成を示す図であ
る。FIG. 66 is a diagram showing a configuration embodying the circuit of FIG. 65;
【図６７】図６６のフィルタの特性を示す図である。FIG. 67 is a view showing characteristics of the filter of FIG. 66.
【図６８】並列腕と直列腕に共振周波数の異なる弾性表
面波共振器を配置した梯子型フィルタ回路を示す図であ
る。FIG. 68 is a diagram showing a ladder-type filter circuit in which surface acoustic wave resonators having different resonance frequencies are arranged in a parallel arm and a series arm.
【図６９】並列腕共振器のアドミタンス（Ｙp ）の周波
数特性及び直列腕共振器のインピーダンス（Ｚs ）の周
波数特性を対応させて示す図である。FIG. 69 is a diagram correspondingly showing a frequency characteristic of admittance (Y p ) of a parallel arm resonator and a frequency characteristic of impedance (Z s ) of a series arm resonator.
【図７０】従来の弾性表面波フィルタの１例を示す図で
ある。FIG. 70 is a diagram showing an example of a conventional surface acoustic wave filter.
【図７１】図７０のフィルタの通過特性を示す図であ
る。FIG. 71 is a diagram showing the pass characteristics of the filter of FIG. 70;
６０，９０，１００，１１０，１２０，１３０，２４
０，２５０，２６０，２７０，２８０ 弾性表面波フィ
ルタ ８０，１５０ 弾性表面波フィルタ装置 ８１ セラミックパッケージ ８２ フィルタチップ ８３ 蓋 ８４-1〜８５-6 電極端子 ８５-1〜８５-5 端子 ８６-1〜８６-5 ボンディングワイヤ １２４，１２５ 減衰極 １２７ 阻止域 １３１，２０１，２１１ 励振電極 １３２，１３３，１６０，１６１，１６６，１６７，２
０２，２０３，２１２，２１３，２４２ 反射器 ２２０，２２１，２３０，２３１ マイクロストリップ
ライン ２４１ ３６°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ3 基板（チッ
プ） Ｒｓ1 ，Ｒｓ2 直列腕共振器 Ｒｐ1 〜Ｒｐ3 並列腕共振器60, 90, 100, 110, 120, 130, 24
0, 250, 260, 270, 280 Surface acoustic wave filter 80, 150 Surface acoustic wave filter device 81 Ceramic package 82 Filter chip 83 Lid 84 -1 to 85 -6 Electrode terminal 85 -1 to 85 -5 Terminal 86 -1 86 -5 bonding wires 125 attenuation pole 127 stopband 131,201,211 excitation electrode 132,133,160,161,166,167,2
02, 203, 212, 213, 242 Reflector 220, 221, 230, 231 Microstrip line 241 36 ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 substrate (chip) Rs 1 , Rs 2 Series arm resonator Rp 1 to Rp 3 Parallel arm Resonator
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 宮下 勉 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 松田 隆志 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 高松 光夫 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing on the front page (72) Inventor Tsutomu Miyashita 1015 Uedanaka, Nakahara-ku, Kawasaki City, Kanagawa Prefecture Inside Fujitsu Limited (72) Inventor Takashi Matsuda 1015 Kamikodanaka, Nakahara-ku, Kawasaki City, Kanagawa Prefecture Fujitsu Limited ( 72) Inventor Mitsuo Takamatsu 1015 Uedanaka, Nakahara-ku, Kawasaki City, Kanagawa Prefecture Inside Fujitsu Limited
Claims (3)
対弾性表面波共振器を並列腕に、該第１の共振器の***
振周波数に略一致する共振周波数をもつ第２の一端子対
弾性表面波共振器を直列腕に配してなる梯子型の弾性表
面波フィルタにおいて、 該第１の弾性表面波共振器（Ｒ1 Ｂ）に直列にインダク
タンス（Ｌ1 ）を付加し、 且つ該第１の弾性表面波共振器を、中央の励振電極（１
３１）とこの両側の反射器（１３２，１３３）とよりな
り、該反射器を、これと該励振電極との中心間距離をｄ
＝（ｎ＋β）・λ（ここでｎは整数、βは１以下の実
数、λは共振周波数に対応した櫛形電極の周期）とする
とき、βが実質上０．４となる位置に配し、かつ該励振
電極は、電極周期の０．０６倍以下の膜厚を有する構成
としたことを特徴とする弾性表面波フィルタ。1. A first terminal having a predetermined resonance frequency and a pair of surface acoustic wave resonators connected in parallel to a second terminal having a resonance frequency substantially equal to the anti-resonance frequency of the first resonator. In a ladder type surface acoustic wave filter having a surface acoustic wave resonator arranged in series with an arm, an inductance (L 1 ) is added in series to the first surface acoustic wave resonator (R 1 B), and The first surface acoustic wave resonator is connected to a central excitation electrode (1).
31) and reflectors (132, 133) on both sides thereof, and the distance between the center of the reflector and the excitation electrode is represented by d.
= (N + β) · λ (where n is an integer, β is a real number equal to or less than 1 and λ is the period of the comb-shaped electrode corresponding to the resonance frequency), and arranged at a position where β is substantially 0.4, A surface acoustic wave filter characterized in that the excitation electrode has a thickness not greater than 0.06 times the electrode period.
面波共振器が、その両側に同じ電極材料で形成された反
射器を有し、該第１の弾性表面波共振器を構成する励振
電極及び反射器を、 材料がＡｌ製又は重量比で数％異種金属を混ぜたＡｌ合
金製であり、 膜厚が電極周期の０．０６〜０．０９倍である構成とし
たことを特徴とする請求項１記載の弾性表面波フィル
タ。2. A first one-port surface acoustic wave resonator formed on a parallel arm has a reflector formed of the same electrode material on both sides thereof. The excitation electrode and the reflector to be constituted are made of Al or an Al alloy mixed with several% of different metals in a weight ratio, and have a thickness of 0.06 to 0.09 times the electrode period. The surface acoustic wave filter according to claim 1, wherein:
表面波共振器が、その両側に同じ電極材料で形成された
反射器を有し、該第１の弾性表面波共振器を構成する励
振電極及び反射器を、 材料がＡｕ製であり、 膜厚が電極周期の０．００８６〜０．０１３倍である構
成としたことを特徴とする請求項１記載の弾性表面波フ
ィルタ。3. A first one-port surface acoustic wave resonator formed on a parallel arm has reflectors formed of the same electrode material on both sides thereof. The surface acoustic wave filter according to claim 1, wherein the excitation electrodes and the reflectors are made of Au, and have a thickness of 0.0086 to 0.013 times the electrode period.
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-
1997
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