JP3255899B2 - Surface acoustic wave filter - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は弾性表面波フィルタ
に係り、特に自動車電話及び携帯電話などの小型移動体
無線機器のＲＦ（高周波部）のフィルタに適用しうる梯
子型の弾性表面波フィルタに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a surface acoustic wave filter, and more particularly to a ladder type surface acoustic wave filter applicable to an RF (high frequency section) filter of a small mobile radio device such as a mobile phone and a mobile phone. .

【０００２】現在の国内の自動車・携帯電話の仕様の１
例は、９３３．５ＭＨｚを中心として、±８．５ＭＨｚ
の範囲が送信帯域である。比帯域幅にすると、約２％で
ある。[0002] One of the specifications of current automobiles and mobile phones in Japan
Example is ± 8.5MHz centered on 933.5MHz
Is the transmission band. In terms of fractional bandwidth, it is about 2%.

【０００３】弾性表面波フィルタは上記の仕様を満たす
ような特性であることが必要であり、具体的には、通
過帯域幅が比帯域幅にして２％以上と広いこと、損失
が１．５〜２ｄＢ以下と低いこと、抑圧度が２０ｄＢ
〜３０ｄＢ以上と高いことが必要とされる。The surface acoustic wave filter must have characteristics satisfying the above-mentioned specifications. Specifically, the pass band width is as wide as 2% or more as a fractional bandwidth, and the loss is 1.5. ~ 2dB or less, 20dB suppression
It is required to be as high as ３０30 dB or more.

【０００４】この要求を満たすため、弾性表面波フィル
タは、従来のトランスバーサル型に代わって、弾性表面
波素子を共振器として用い、これを梯子型に構成した共
振器型が希望視されている。In order to satisfy this requirement, a surface acoustic wave filter using a surface acoustic wave element as a resonator instead of the conventional transversal type and having a ladder-type resonator has been desired. .

【０００５】[0005]

【従来の技術】図７０は、特開昭５２−１９０４４号に
記載されている弾性表面波フィルタ１の等価回路を示
す。このフィルタ１は、直列腕２に弾性表面波共振器３
を配置し、並列腕４に弾性表面波共振器５を配置し、且
つ並列腕４の共振器５の等価並列容量Ｃ_OBを直列腕２の
共振器３の等価並列容量Ｃ_OAより大とした構成である。
このフィルタ１は、図７１に線６で示す特性を有する。2. Description of the Related Art FIG. 70 shows an equivalent circuit of a surface acoustic wave filter 1 described in JP-A-52-19044. This filter 1 includes a surface acoustic wave resonator 3
And the surface acoustic wave resonator 5 is disposed on the parallel arm 4, and the equivalent parallel capacitance C _OB of the resonator 5 of the parallel arm 4 is larger than the equivalent parallel capacitance C _OA of the resonator 3 of the series arm 2. Configuration.
This filter 1 has the characteristic shown by line 6 in FIG.

【０００６】[0006]

【発明が解決しようとする課題】上記のフィルタ１にお
いて、後述するように等価並列容量Ｃ_OBを大とすると、
矢印７で示すように抑圧度を高めることができる。しか
し、この容量Ｃ_OBを増やすと、矢印８で示すように通過
帯域幅が狭くなり、且つ矢印９で示すように損失が増
え、特性は線１０で示す如くになってしまう。In the above filter 1, if the equivalent parallel capacitance C _OB is increased as described later,
As shown by arrow 7, the degree of suppression can be increased. However, when the capacitance C _OB is increased, the pass bandwidth becomes narrow as shown by the arrow 8 and the loss increases as shown by the arrow 9, and the characteristic becomes as shown by the line 10.

【０００７】抑圧度を２０ｄＢ以上としようとすると、
通過帯域幅は比帯域幅にして１％以下となってしまい、
上記の自動車携帯電話の仕様を満たすことができなくな
ってしまう。If the suppression degree is to be 20 dB or more,
The pass bandwidth is less than 1% in fractional bandwidth,
The above-mentioned specification of the mobile phone cannot be satisfied.

【０００８】そこで、本発明は、通過帯域幅の拡大と通
過帯域外の抑圧度の向上とを同時に達成することができ
る弾性表面波フィルタを提供することを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a surface acoustic wave filter capable of simultaneously increasing the pass band width and improving the degree of suppression outside the pass band.

【０００９】[0009]

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、弾性表面波共振器により構成される複数の並列腕と
直列腕とが直に梯子型に接続されて一つの圧電基板上に
形成され、バンドパス特性を有し、前記各弾性表面波共
振器は、それぞれ重ならない伝搬路を有し、所定の共振
周波数（ｆｒｐ)を有する第１の一端子対弾性表面波共
振器を前記各並列腕に、該第１の共振器の***振周波数
（ｆａｐ)に略一致するか若しくはより大きな共振周波
数（ｆｒｓ)をもつ第２の一端子対弾性表面波共振器を
前記各直列腕に接続し、該第２の一端子対弾性表面波共
振器を形成する櫛形電極の電気抵抗分（ｒｓ）が、該第
１の一端子対弾性表面波共振器を形成する櫛型電極の電
気抵抗分（ｒｐ）よりも小さい構成とし、該第２の一端
子対弾性表面波共振器を形成する櫛形電極の電気抵抗分
（ｒｓ)を、該第１の一端子対弾性表面波共振器を構成
する櫛型電極の電気抵抗分（ｒｐ)よりも小さくする手
段は、該第２の一端子弾性表面波共振器を構成する櫛形
電極の開口長（ｌｓ)が、該第１の一端子対弾性表面波
共振器を構成する櫛形電極の開口長（ｌｐ)よりも短
く、かつ、該第２の一端子対弾性表面波共振器を構成す
る櫛形電極の対数（Ｎｓ)が、該第１の一端子対弾性表
面波共振器を構成する櫛形電極の対数（Ｎｐ)よりも多
くした構成であることを特徴とする弾性表面波フィルタ
である。この構成により、多段化した場合の通過帯域で
の挿入損失を低減することができる。 According to a first aspect of the present invention, a plurality of parallel arms and a series arm constituted by a surface acoustic wave resonator are directly connected in a ladder form to form a single piezoelectric substrate. is formed, have a band-pass characteristic, the respective surface acoustic waves both
The vibrators each have a non-overlapping propagation path and have a predetermined resonance.
The first one-port surface acoustic wave having a frequency (frp)
A vibrator is provided on each of the parallel arms, and an anti-resonance frequency of the first resonator is provided.
(Fap) or substantially higher resonance frequency
The second one-port surface acoustic wave resonator having the number (frs)
Connected to each of the series arms, and the second terminal
The electric resistance (rs) of the comb-shaped electrode forming the vibrator is
The electric potential of a comb-shaped electrode forming one terminal pair surface acoustic wave resonator
The second end is configured to be smaller than the air resistance (rp).
Resistance of Comb-shaped Electrode Forming Element to SAW Resonator
(Rs) constitutes the first one-port surface acoustic wave resonator.
Of reducing the electric resistance (rp) of the comb-shaped electrode
The stage has a comb shape that constitutes the second one-terminal surface acoustic wave resonator.
The opening length (ls) of the electrode is equal to the first terminal-to-surface acoustic wave.
Shorter than the opening length (lp) of the comb-shaped electrode constituting the resonator
And forming the second one-port surface acoustic wave resonator.
The number of comb electrodes (Ns) is the first one terminal pair elasticity table.
More than the logarithm (Np) of the comb-shaped electrodes constituting the surface wave resonator
Surface acoustic wave filter characterized by a comb-like configuration
It is. With this configuration, the pass band in the case of multistage
Can be reduced.

【００１０】[0010]

【００１１】[0011]

【００１２】[0012]

【００１３】請求項２に記載の発明では、請求項１に記
載の第２の一端子対弾性表面波共振器を形成する櫛形電
極の電気抵抗分（ｒｓ)を該第１の一端子対弾性表面波
共振器を構成する櫛型電極の電気抵抗分の（ｒｐ)より
も小さくする手段を、該第１の一端子対弾性表面波共振
器を構成する金属薄膜製の櫛形電極の膜厚を、該第２の
一端子対弾性表面波共振器と同じ金属の膜厚よりも薄く
した構成とすることを特徴とする。この構成により、多
段化した場合の通過帯域での挿入損失を低減することが
できる。According to the second aspect of the present invention, the electric resistance (rs) of the comb-shaped electrode forming the second one-terminal-pair surface acoustic wave resonator according to the first aspect is determined by the first one-terminal pair elasticity. Means for reducing the electrical resistance (rp) of the comb-shaped electrode constituting the surface acoustic wave resonator is determined by changing the thickness of the comb-shaped electrode made of a metal thin film constituting the first one-port surface acoustic wave resonator. The thickness of the second terminal-pair surface acoustic wave resonator is made thinner than that of the same metal. With this configuration, it is possible to reduce the insertion loss in the pass band in the case where the number of stages is increased.

【００１４】[0014]

【発明の実施の形態】まず、本発明の基本原理の一つに
ついて説明する。図１は本発明で用いることができる弾
性表面波フィルタ２０の原理構成を示す。２１は第１の
一端子弾性表面波共振器であり、所定の共振周波数ｆrp
を有し、並列腕２２に配してある。２３は第２の一端子
弾性表面波共振器であり、第１の共振器２１の***振周
波数ｆapに略一致する共振周波数ｆrpを有し、直列腕２
４に配してある。２５はインダクタンスであり、第１の
共振器２１に直列に付加してあり、並列腕２２に配して
ある。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS First, one of the basic principles of the present invention will be described. FIG. 1 shows the principle configuration of a surface acoustic wave filter 20 that can be used in the present invention. Reference numeral 21 denotes a first one-terminal surface acoustic wave resonator having a predetermined resonance frequency frp.
And arranged on the parallel arm 22. Reference numeral 23 denotes a second one-terminal surface acoustic wave resonator having a resonance frequency frp substantially equal to the anti-resonance frequency fap of the first resonator 21.
It is arranged at 4. Reference numeral 25 denotes an inductance, which is added in series to the first resonator 21 and disposed on the parallel arm 22.

【００１５】一端子対弾性表面波共振器を直列腕と並列
腕とにもつ回路がフィルタ特性を有する原理は次の通り
である。この原理については、本発明の原理説明にも必
要であるため、ここで詳しくのべる。The principle that a circuit having a one-port pair surface acoustic wave resonator in a series arm and a parallel arm has filter characteristics is as follows. This principle is necessary for the explanation of the principle of the present invention, and will be described in detail here.

【００１６】共振回路がフィルタ特性を示すか否かを評
価するには、イメージパラメータによる方法が理解し易
い。この方法は柳沢等による「フィルタの理論と設計」
（産報出版：エレクトロニクス選書，１９７４年発行）
に詳しく述べられている。In order to evaluate whether or not the resonance circuit exhibits a filter characteristic, a method using image parameters is easy to understand. This method is based on the theory and design of filters by Yanagisawa et al.
(Sanpo Publishing: Electronics Selection, published in 1974)
Is described in detail.

【００１７】以下これを基にして原理を述べる。The principle will be described below based on this.

【００１８】フィルタ特性を示す基本的な梯子型回路を
図２に示す。同図において斜線のブラックボックスが弾
性表面波共振器３０，３１である。FIG. 2 shows a basic ladder circuit showing the filter characteristics. In FIG. 3, hatched black boxes are surface acoustic wave resonators 30 and 31.

【００１９】今、説明の簡略化のため、弾性表面波共振
器を抵抗分のないリアクタンス回路であると仮定し、直
列腕の共振器３０のインピーダンスをＺ＝ｊｘ、並列腕
の共振器３１のアドミタンスをＹ＝ｊｂとする。For the sake of simplicity, the surface acoustic wave resonator is assumed to be a reactance circuit having no resistance, the impedance of the series arm resonator 30 is Z = jx, and the impedance of the parallel arm resonator 31 is Z = jx. Let admittance be Y = jb.

【００２０】イメージパラメータ法によれば、入力側電
圧・電流をそれぞれＶ₁，Ｉ₁、出力側をＶ₂，Ｉ₂とする
と（図２参照）、According to the image parameter method, if the input side voltage and current are V ₁ and I ₁ and the output side is V ₂ and I ₂ (see FIG. 2),

【００２１】[0021]

【数１】 で定義されるイメージ伝送量γ（複素数）が、重要な意
味を持つ。即ち、(Equation 1) The image transmission amount γ (complex number) defined by is important. That is,

【００２２】[0022]

【数２】 の式において、この式で表される値が虚数であれば図２
の二端子対回路全体は通過特性を示し、実数であれば減
衰特性を示す。ここに、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの記号は図２の
回路全体をＦ行列で表した時の四端子定数であり、それ
ぞれを前述のｘ，ｂで表すと以下のようになる。(Equation 2) If the value represented by this equation is an imaginary number in FIG.
The whole two-port pair circuit shows a pass characteristic, and a real number shows an attenuation characteristic. Here, the symbols A, B, C, and D are four-terminal constants when the entire circuit of FIG. 2 is represented by an F matrix, and when expressed by the above-described x and b, they are as follows.

【００２３】 Ａ＝１ Ｂ＝ｊｘ Ｃ＝ｊｂ Ｄ＝１−ｂｘ …（３） 従って、（２）式は、次式になる。A = 1 B = xx C = jb D = 1−bx (3) Therefore, the equation (2) becomes the following equation.

【００２４】[0024]

【数３】 （４）式より、０＜ｂｘ＜１、即ちｂとｘが同符号で小
さな値の時、図２の回路全体は通過特性を示し、ｂｘ＜
０またはｂｘ＞１の時、即ちｂとｘが異符号またはｂｘ
積が大きな値の時、減衰特性を示すことが分かる。(Equation 3) From equation (4), when 0 <bx <1, that is, when b and x have the same sign and small values, the entire circuit of FIG. 2 shows a pass characteristic, and bx <
0 or bx> 1, that is, b and x are different signs or bx
It can be seen that when the product is a large value, it exhibits an attenuation characteristic.

【００２５】ここで、さらにｂとｘの周波数特性を定性
的に知るために、弾性表面波共振器のインピーダンス及
びアドミタンスの周波数特性を調べる。Here, in order to further qualitatively know the frequency characteristics of b and x, the frequency characteristics of the impedance and admittance of the surface acoustic wave resonator are examined.

【００２６】一端子対弾性表面波共振器は図３（Ａ）に
示されるような櫛形電極４０で構成される（日経エレク
トロニクス誌１９７６年１１月２９日号のＰ．７６〜
Ｐ．９８に記載）。The one-port pair surface acoustic wave resonator comprises a comb-shaped electrode 40 as shown in FIG. 3A (see P.76-Nikkei Electronics November 29, 1976).
P. 98).

【００２７】４１は電極対で、４２は開口長（交差
幅）、４３は櫛形電極周期である。この櫛形電極は抵抗
分を無視すると一般に図３（Ｂ）に示されるような等価
回路４５で表される。ここにＣ_Oは櫛形電極の静電容
量、Ｃ₁，Ｌ₁は等価定数である。Reference numeral 41 denotes an electrode pair, reference numeral 42 denotes an opening length (crossing width), and reference numeral 43 denotes a comb-shaped electrode period. This comb-shaped electrode is generally represented by an equivalent circuit 45 as shown in FIG. Here, C _O is the capacitance of the comb-shaped electrode, and C ₁ and L ₁ are equivalent constants.

【００２８】この等価回路４５を、以下、図３（Ｃ）に
示す記号４６で表わす。This equivalent circuit 45 is hereinafter represented by a symbol 46 shown in FIG.

【００２９】図４（Ａ）（Ｂ）は夫々櫛形電極を図３
（ｂ）のような等価回路で表した時のインピーダンス及
びアドミタンスの周波数依存性を定性的に示す。FIGS. 4A and 4B show the comb-shaped electrodes, respectively, in FIG.
(B) Qualitatively shows the frequency dependence of impedance and admittance when represented by an equivalent circuit.

【００３０】同図の特性は水晶による共振器と同様に２
つの共振周波数ｆｒ，ｆａをもつ２重共振特性となる。
ここでｆｒを共振周波数、ｆａを***振周波数と呼ぶ。
このような２重共振特性をもつ共振器をそれぞれ直列腕
及び並列腕に配置し、さらに並列腕の***振周波数ｆａ
ｐを直列腕の共振周波数ｆｒｓに略一致させると、それ
を中心周波数とするバンドパス型のフィルタ特性を示す
回路を構成できる。その理由は、図５（Ａ）のインミタ
ンスの周波数特性の図にも示したように、ｆａｐ≒ｆｒ
ｓである中心周波数近傍では、０＜ｂｘ＜１が満たされ
前述の条件から通過域となり、中心周波数から少し離れ
た周波数領域ではｂｘ＞１、大きく離れた領域ではｂｘ
＜０となり共に減衰域となるからである。The characteristics shown in FIG.
A double resonance characteristic having two resonance frequencies fr and fa is obtained.
Here, fr is called a resonance frequency, and fa is called an anti-resonance frequency.
Resonators having such a double resonance characteristic are arranged in a series arm and a parallel arm, respectively, and the anti-resonance frequency fa of the parallel arm is further increased.
When p is made substantially equal to the resonance frequency frs of the series arm, a circuit exhibiting a band-pass filter characteristic having the center frequency as the center frequency can be configured. The reason is that fap ≒ fr as shown in the diagram of the frequency characteristic of the immittance in FIG.
In the vicinity of the center frequency which is s, 0 <bx <1 is satisfied, and the passband is obtained from the above-mentioned condition. In a frequency region slightly away from the center frequency, bx> 1, and in a region far away from the center frequency, bx> 1
This is because it becomes <0 and both fall in the attenuation range.

【００３１】従って、図１に示す構成の弾性表面波フィ
ルタ１は、図５（Ｂ）中線４７で示すフィルタ特性を定
性的に有する。Therefore, the surface acoustic wave filter 1 having the structure shown in FIG. 1 qualitatively has a filter characteristic indicated by a middle line 47 in FIG. 5B.

【００３２】〔通過帯域幅決定要因〕次に、このような
共振器型弾性表面波フィルタにおけるバンド幅決定要因
を考察する。[Passing Band Determining Factors] Next, the bandwidth determining factors in such a resonator type surface acoustic wave filter will be considered.

【００３３】図５からも分かるようにバンド幅は主にそ
れぞれの共振器における共振周波数ｆｒと***振周波数
ｆａとの差で決定されている。この差が大きくとれれば
バンド幅は広く広帯域となり、小さければ狭帯域とな
る。ここでｆｒ，ｆａは図３（Ｂ）の等価回路定数を使
って次式から決定できる。As can be seen from FIG. 5, the bandwidth is mainly determined by the difference between the resonance frequency fr and the anti-resonance frequency fa of each resonator. If the difference is large, the bandwidth is wide and wide, and if the difference is small, the bandwidth is narrow. Here, fr and fa can be determined from the following equations using the equivalent circuit constants in FIG.

【００３４】[0034]

【数４】 比帯域幅（Δｆ／ｆ₀は）は主にｆｒ，ｆａの差から決
まってしまうため、（６），（７）式を使い次式のよう
に表される。(Equation 4) Since the fractional bandwidth (Δf / f ₀ ) is mainly determined from the difference between fr and fa, it is expressed by the following equation using equations (6) and (7).

【００３５】 Δｆ／ｆ₀ ＝２（ｆａ−ｆｒ）／（ｆａ＋ｆｒ） ≒２／（４γ＋１） …（８） 上式から明らかなようにγ（容量比）が比帯域幅を決め
る重要な因子となる。しかし、この値は特開昭５２−１
９０４４号公報にも記載されているように、櫛形電極を
形成する基板材料の種類によりほぼ決まってしまう。例
えば材料の電気機械結合係数が小さなＳＴカット水晶で
は、γは１３００以上となるのに対し、電気機械結合係
数が大きな３６°Ｙｃｕｔ−ｘ伝搬ＬｉＴａＯ₃では、
γは１５位の値になる。比帯域幅は（８）式より、ＳＴ
カット水晶では０．０４％、３６°Ｙｃｕｔ−Ｘ伝搬Ｌ
ｉＴａＯ₃では３．３％となる。従って、基板材料が決
まれば帯域幅はほぼ決定してしまう。Δf / f ₀ = 2 (fa−fr) / (fa + fr) ≒ 2 / (4γ + 1) (8) As is apparent from the above equation, γ (capacity ratio) is an important factor that determines the relative bandwidth. Become. However, this value is disclosed in JP-A-52-1.
As described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 9044, it is almost determined by the type of the substrate material forming the comb-shaped electrode. For example, in an ST-cut quartz having a small electromechanical coupling coefficient of a material, γ is 1300 or more, whereas in a 36 ° Ycut-x propagating LiTaO ₃ having a large electromechanical coupling coefficient,
γ takes the value of the 15th place. The fractional bandwidth is expressed by ST
0.04% in cut quartz, 36 ° Ycut-X propagation L
In iTaO ₃ , it is 3.3%. Therefore, if the substrate material is determined, the bandwidth is almost determined.

【００３６】そして、帯域外抑圧度を高めるため、特開
昭５２−１９０４４号に記載されているように、等価並
列容量Ｃ_OBを大とすると、帯域幅はどんどん狭くなって
しまう。If the equivalent parallel capacitance C _OB is increased as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 52-19044 in order to increase the degree of out-of-band suppression, the bandwidth becomes narrower.

【００３７】これを図６を使って詳しく説明する。前述
の原理説明からも明らかなように並列共振器のｆｒとｆ
ａを固定したまま、アドミタンス値を大きくしていくと
（アドミタンス値を増加するにはγを一定にしたまま櫛
形電極の開口長または対数を増やして静電容量Ｃ₀を大
きくしていく）、図６（Ａ）に示すように帯域外ではｂ
ｘ積が負で増加するため減衰量は増え特性は良くなる
が、中心周波数の近傍ではｂｘ積が正で増加するためｂ
ｘ＞１の領域が拡がり、結果として０＜ｂｘ＜１なる通
過域が狭まって帯域が十分取れなくなる。この様子を図
６（Ｂ）中の矢印で表す。This will be described in detail with reference to FIG. As is clear from the above explanation of the principle, fr and f of the parallel resonator
When the admittance value is increased while a is fixed (in order to increase the admittance value, the capacitance C ₀ is increased by increasing the opening length or logarithm of the comb-shaped electrode while keeping γ constant). As shown in FIG. 6A, b
Since the x product increases negatively, the amount of attenuation increases and the characteristics are improved, but the bx product increases positively near the center frequency, so that b
The region where x> 1 is expanded, and as a result, the passband where 0 <bx <1 is narrowed, and a sufficient band cannot be obtained. This situation is represented by an arrow in FIG.

【００３８】〔通過帯域幅の改善〕以上の点を解決する
一つの手段として、直列腕の共振器か若しくは並列腕
の共振器かどちらかすくなくとも一方の共振器のｆｒと
ｆａとの差を広げ、かつそのインピーダンス値若しく
はアドミタンス値を大きくするという２つの条件を満た
すことが必要である。インピーダンス値やアドミタンス
値を大きくする理由は、帯域外減衰量を大きくするため
である。これが実現できれば、通過帯域を広げつつ若し
くは狭くすることなく、帯域外減衰量を改善できること
になる。[Improvement of Pass Bandwidth] As one means for solving the above points, the difference between fr and fa of at least one of the series arm resonator and the parallel arm resonator is increased. It is necessary to satisfy two conditions of increasing the impedance value or the admittance value. The reason for increasing the impedance value and the admittance value is to increase the out-of-band attenuation. If this can be realized, it is possible to improve the out-of-band attenuation without widening or narrowing the pass band.

【００３９】まず、の条件である共振器のｆｒ，ｆａ
の差を広げる方法としては、一端子対弾性表面波共振器
に直列にインダクタンスＬを付加する方法が有効であ
る。図７（Ａ），（Ｂ）に一端子対弾性表面波共振器に
直列にＬとして８ｎＨを接続した時のインピーダンス及
びアドミタンスの周波数変化を示す。計算に用いた弾性
表面波共振器の等価回路の各定数は同図に示す。First, the conditions fr and fa of the resonator are satisfied.
As a method for widening the difference, a method of adding an inductance L in series with a one-port surface acoustic wave resonator is effective. FIGS. 7A and 7B show changes in impedance and admittance frequency when 8 nH is connected as L in series with a one-port surface acoustic wave resonator. Each constant of the equivalent circuit of the surface acoustic wave resonator used for the calculation is shown in FIG.

【００４０】図７（Ａ）中、線５０は、Ｌを付加する前
のインピーダンス特性を示す。線５１は、Ｌを付加した
後のインピーダンス特性を示す。In FIG. 7A, a line 50 indicates the impedance characteristic before L is added. Line 51 shows the impedance characteristic after L is added.

【００４１】図７（Ｂ）、線５２はＬを付加する前のア
ドミタンス特性を示す。線５３は、Ｌを付加した後のア
ドミタンス特性を示す。In FIG. 7B, a line 52 indicates the admittance characteristics before L is added. The line 53 shows the admittance characteristic after adding L.

【００４２】図７（Ａ）より、Ｌを付加することによっ
てｆｒとｆａの間隔は広がっていることが分かる。この
場合では約３０ＭＨｚ拡大した。この理由は、同図
（Ａ）のインピーダンスの周波数特性から明らかなよう
に、直列にＬが加わることにより元の共振器だけのイン
ピーダンスが＋側へ、ωＬ分だけ引上げられる結果、ｆ
ｒがｆｒ’へと変化したためである。この時ｆａはほと
んど動かない。インピーダンスの逆数であるアドミタン
スも同じ理由から同図（Ａ）に示すように変化する。こ
の場合も、ｆｒがｆｒ’へと変化していることが明確に
わかる。From FIG. 7A, it can be seen that the addition of L widens the interval between fr and fa. In this case, the frequency was increased by about 30 MHz. The reason for this is that, as is clear from the frequency characteristic of the impedance shown in FIG. 7A, the impedance of only the original resonator is raised to the + side by ωL by adding L in series, and as a result, f
This is because r has changed to fr '. At this time, fa hardly moves. The admittance, which is the reciprocal of the impedance, also changes for the same reason as shown in FIG. Also in this case, it can be clearly seen that fr has changed to fr '.

【００４３】次にの条件であるが、アドミタンス値は
図７（Ｂ）からも明らかのようにＬを付加することで大
きくなっている。しかし、インピーダンス値は図７
（Ａ）に示すように帯域外では逆に小さくなっている。
従って、直列腕の共振回路にこの方法を適用する場合に
はインピーダンス値を大きくする方法が更に必要とす
る。それには直列に複数個の同じ弾性表面波共振器を接
続することにより解決できる。Under the following conditions, the admittance value is increased by adding L, as is clear from FIG. 7B. However, the impedance values are
As shown in (A), it is smaller outside the band.
Therefore, when this method is applied to a resonance circuit of a series arm, a method of increasing the impedance value is further required. This can be solved by connecting a plurality of the same surface acoustic wave resonators in series.

【００４４】図８中、線５５は、一つの共振器のインピ
ーダンス特性を示す。線５６は、ｎ個の共振器を直列に
接続した場合の共振部分のインピーダンス特性を示す。In FIG. 8, a line 55 indicates the impedance characteristic of one resonator. A line 56 indicates the impedance characteristic of the resonance part when n resonators are connected in series.

【００４５】図８に示すように、ｎ個の共振器を接続す
ることにより共振器部のインピーダンス値はｎ倍にな
る。一方ｆａとｆｒの差については、Ｌを繋いだ時の共
振周波数の拡がりはｆｒ”と、１個の共振器の場合のｆ
ｒ’よりやや狭くなるものの、Ｌを繋がない時よりもｆ
ａとｆｒの差は大きくとれる。もし必要であればＬの値
を増やすことによりｆａとｆｒの差はさらに大きくな
る。As shown in FIG. 8, by connecting n resonators, the impedance value of the resonator section becomes n times. On the other hand, regarding the difference between fa and fr, the spread of the resonance frequency when L is connected is fr ″,
Although slightly narrower than r ', f is higher than when L is not connected.
The difference between a and fr can be large. If necessary, the difference between fa and fr is further increased by increasing the value of L.

【００４６】通過帯域幅を拡大する２つ目の手段とし
て、図４４に示すように並列腕共振器の***振周波数ｆ
ａｐと直列腕共振周波数ｆｒｓを略一致させるのではな
く、ｆｒｓ＞ｆａｐとする方法が考えられる。As a second means for expanding the pass band width, as shown in FIG. 44, the anti-resonance frequency f
Instead of making the ap and the series arm resonance frequency frs substantially coincide with each other, a method of setting frs> fap can be considered.

【００４７】但し、ｆｒｓ＞ｆａｐとした場合、図４４
にも示すように中心周波数近傍でｂｘ＜０となって、前
述の通過域条件を満たさなくなり、損失とリップルが増
加する危険がある。However, when frs> fap, FIG.
As shown in FIG. 7, bx <0 near the center frequency, the passband condition described above is not satisfied, and there is a danger that loss and ripple increase.

【００４８】しかし、ｆｒｓ−ｆａｐ＝ΔｆとしてΔｆ
の大きさを制御することで、実質上、損失増加、並びに
リップル増加を防いで通過帯域の拡大を実現することが
可能である。また、Δｆの拡大により、帯域外抑圧度の
改善も同時に実現することができる。詳細は実施例１１
で後述する。However, assuming that frs-fap = Δf, Δf
By controlling the magnitude of, it is possible to substantially increase the loss and increase the ripple and realize the expansion of the pass band. Further, by increasing Δf, it is possible to simultaneously improve the out-of-band suppression degree. See Example 11 for details.
It will be described later.

【００４９】以下、本発明の内容を具体的な実施例によ
り説明する。実施例はほとんどシミュレーションにより
行った。そこで、まず本発明に用いたシミュレーション
について簡単に述べるとともに、シミュレーションの正
当性を証明するために、実験との比較を示す。Hereinafter, the contents of the present invention will be described with reference to specific examples. Most of the examples were performed by simulation. Therefore, first, the simulation used in the present invention will be briefly described, and a comparison with an experiment will be shown in order to prove the validity of the simulation.

【００５０】図３（Ｂ）に示した等価回路は一端子対弾
性表面波共振器の特性を簡略にシミュレーションできる
が、共振器を構成する櫛形電極の対数、開口長、電極膜
厚などの変化並びに反射器の効果等を正確にシミュレー
ションすることが難しい。そこで発明者等が既に開発し
たところのスミスの等価回路を基本にこれを転送行列で
表す方法を用い、共振器へ応用した（O.Ikata et al.:1
990 ULTRASONIC SYMPOSIUM Proceedings,vol.1, pp83-8
6, (1990).を参照、これを文献（１）とする。）。The equivalent circuit shown in FIG. 3B can simply simulate the characteristics of a one-port surface acoustic wave resonator. However, the equivalent circuit shown in FIG. In addition, it is difficult to accurately simulate the effect of the reflector. Therefore, based on the Smith equivalent circuit that the inventors have already developed, a method of expressing this in a transfer matrix was used and applied to a resonator (O. Ikata et al .: 1).
990 ULTRASONIC SYMPOSIUM Proceedings, vol.1, pp83-8
6, (1990), which is referred to as reference (1). ).

【００５１】図９（Ａ）は並列腕に一端子対弾性表面波
共振器を配した場合の、シミュレーションの結果を示
す。FIG. 9A shows the result of a simulation when a one-port surface acoustic wave resonator is provided in a parallel arm.

【００５２】図９（Ｂ）は、並列腕に、材料がＡｌ−２
％Ｃｕ、膜厚が１６００Åの櫛形電極よりなる一端子対
弾性表面波共振器を配し、更にこの共振器に長さ３ｍｍ
のボンディングワイヤ（Ｌ＝１．５ｎＨ）を接続した場
合の、実験の結果を示す。FIG. 9B shows that the material of the parallel arms is Al-2.
%, A one-port surface acoustic wave resonator comprising a comb-shaped electrode having a thickness of 1600 ° is provided, and the resonator has a length of 3 mm.
Shows the results of experiments when the bonding wire (L = 1.5 nH) is connected.

【００５３】図９（Ａ），（Ｂ）を比較するに、開口長
変化による共振点（図中ｆｒ₁，ｆｒ₂，ｆｒ₃で示し
た）の動きや共振点近傍での減衰量について、実験値と
計算値が良く一致していることが分かる。9 (A) and 9 (B), the movement of the resonance point (indicated by fr ₁ , fr ₂ , fr ₃ in the figure) due to the change of the aperture length and the attenuation near the resonance point are shown. It turns out that the experimental value and the calculated value agree well.

【００５４】図１０（Ａ）は、直列腕に共振器を配した
場合の、シミュレーションの結果を示す。後述する実験
で用いたボンディングパッドがやや大きかったため、シ
ミュレーションでは、その浮遊容量として、０．５ｐＦ
のコンデンサを考慮している。FIG. 10A shows the result of a simulation when a resonator is provided in the series arm. Since the bonding pad used in the experiment described later was rather large, in the simulation, the stray capacitance was 0.5 pF
Is considered.

【００５５】図１０（Ｂ）は、直列腕に共振器を接続し
た場合の実験の結果を示す。FIG. 10B shows the result of an experiment when a resonator is connected to the series arm.

【００５６】図１０（Ａ），（Ｂ）を比較するに、***
振周波数ｆａ₁，ｆａ₂，ｆａ₃が開口長に依存しない点
や、***振周波数近傍での減衰量の変化などが実験と良
く一致していることがわかる。Comparison between FIGS. 10A and 10B shows that the anti-resonance frequencies fa ₁ , fa ₂ , and fa ₃ do not depend on the aperture length and that the attenuation changes near the anti-resonance frequency. It can be seen that they match well.

【００５７】従って、これらを組み合わせた時のフィル
タ特性も実験と良く一致することは明らかであり、以降
の実施例はシミュレーションで行った。Therefore, it is clear that the filter characteristics when these are combined well agree with the experiment, and the following examples were simulated.

【００５８】〔実施例１〕図１１は、本発明の第１実施
例になる弾性表面波フィルタ６０を示す。FIG. 11 shows a surface acoustic wave filter 60 according to a first embodiment of the present invention.

【００５９】現在、国内の自動車・携帯電話の仕様のな
かで１つの例をあげると、９３３．５ＭＨｚを中心周波
数として、±８．５ＭＨｚの範囲が移動機器の送信帯域
で、そこから−５５ＭＨｚ離れた８７８．５ＭＨｚを中
心周波数として、±８．５ＭＨｚの範囲が受信帯域とい
う仕様がある。At present, one example of the specifications of automobiles and mobile phones in Japan is that, with a center frequency of 933.5 MHz, the range of ± 8.5 MHz is the transmission band of mobile equipment, and is -55 MHz away therefrom. There is a specification that a range of ± 8.5 MHz with a center frequency of 878.5 MHz is a reception band.

【００６０】本実施例は、上記の移動機器の送信側フィ
ルタに適するように設計してある。後述する他の実施例
も同様である。This embodiment is designed so as to be suitable for the transmitting filter of the mobile device. The same applies to other embodiments described later.

【００６１】直列腕６１に一端子対弾性表面波共振器Ｒ
₂及びＲ₄が配してある。The series arm 61 has a one-terminal-pair surface acoustic wave resonator R
₂ and R ₄ are arranged.

【００６２】並列腕６２，６３，６４に夫々一端子対弾
性表面波共振器Ｒ₁，Ｒ₃，Ｒ₅が配してある。Ｌ₁，
Ｌ₂，Ｌ₃はインダクタンスであり、夫々共振器Ｒ₁，
Ｒ₃，Ｒ₅と接続して並列腕６２，６３，６４に配してあ
る。共振器Ｒ₁〜Ｒ₅は、図３（Ａ）に示す櫛形電極構造
を有する。対数は１００、開口長は８０μｍである。材
料は、Ａｌ−２％Ｃｕであり、膜厚は３，０００オング
ストロームである。One-port pair surface acoustic wave resonators R ₁ , R ₃ and R ₅ are arranged on the parallel arms 62, 63 and 64, respectively. L ₁ ,
L ₂ and L ₃ are inductances, and are resonators R ₁ and L ₁ , respectively.
R ₃ and R ₅ are connected to the parallel arms 62, 63 and 64. Each of the resonators R _{1 to} R ₅ has a comb-shaped electrode structure shown in FIG. The logarithm is 100 and the opening length is 80 μm. The material is Al-2% Cu, and the film thickness is 3,000 angstroms.

【００６３】また、櫛形電極の周期が適宜定めてあり、
並列腕６２，６３，６４中の各共振器Ｒ₁，Ｒ₃，Ｒ₅の
共振周波数は、９１２ＭＨｚ、***振周波数は９３４Ｍ
Ｈｚとしてある。直列腕６１中の各共振器Ｒ₂，Ｒ₄の共
振周波数は９３４ＭＨｚ、***振周波数は９６２ＭＨｚ
としてある。インダクタンスＬ₁，Ｌ₂，Ｌ₃は共に４ｎ
Ｈである。Further, the period of the comb-shaped electrode is appropriately determined,
The resonance frequency of each resonator R ₁ , R ₃ , R _{5 in} the parallel arms 62, 63, 64 is 912 MHz, and the anti-resonance frequency is 934 M
Hz. The resonance frequency of each of the resonators R ₂ and R _{4 in} the series arm 61 is 934 MHz, and the anti-resonance frequency is 962 MHz.
There is. The inductances L ₁ , L ₂ and L ₃ are all 4n
H.

【００６４】上記構成の弾性表面波フィルタ６０は、図
１２中、線６５で示す通過特性を有する。インダクタン
スＬが２ｎＨ、６ｎＨの場合、図１１のフィルタ６０の
通過特性は、夫々図１２中、線６６，６７で示す如くに
なる。The surface acoustic wave filter 60 having the above configuration has a pass characteristic indicated by a line 65 in FIG. When the inductance L is 2 nH and 6 nH, the pass characteristics of the filter 60 in FIG. 11 are as shown by lines 66 and 67 in FIG. 12, respectively.

【００６５】図１２に基づいて、通過帯域幅に対するＬ
依存性を表わすと、図１３（Ａ）の線７０で示す如くに
なる。ここで、最小挿入損失から−３ｄＢ下がった減衰
量のレベルにおける周波数幅を、通過帯域幅とした。Based on FIG. 12, L with respect to the pass band width
Expressing the dependency is as shown by a line 70 in FIG. Here, the frequency width at the level of the amount of attenuation that is -3 dB lower than the minimum insertion loss was defined as the pass bandwidth.

【００６６】同様に、図１２に基づいて、通常帯域外抑
圧度に対するＬ依存性を表わすと、図１３（Ｂ）の線７
１で示す如くになる。Similarly, based on FIG. 12, the L dependence on the degree of normal out-of-band suppression is represented by the line 7 in FIG.
As shown in FIG.

【００６７】図１２より分かるように、Ｌをあまり大き
くすると、中心周波数から５５ＭＨｚ低周波数側の抑圧
領域が充分とれなくなってしまう。そこで、Ｌは上記の
ように４ｎＨとしてある。なお、Ｌの値は、フィルタの
仕様に応じて適当に選択されるものである。As can be seen from FIG. 12, if L is too large, a sufficient suppression region on the 55 MHz lower frequency side from the center frequency cannot be obtained. Therefore, L is set to 4 nH as described above. The value of L is appropriately selected according to the specifications of the filter.

【００６８】図７０に示す従来構成のフィルタ１の通過
特性は、図１２中線６８で示す如くになる。The pass characteristic of the filter 1 having the conventional configuration shown in FIG. 70 is as shown by a line 68 in FIG.

【００６９】図１２中、本実施例のフィルタ６０の通過
特性（線６５）を従来のフィルタの通過特性（線６８）
と比較するに、本実施例のフィルタ６０は、従来のフィ
ルタに比べて、矢印７５で示すように通過帯域幅が広
く、矢印７６で示すように通過帯域外の抑圧度が高く、
しかも矢印７７で示すように損失が低いことが分かる。In FIG. 12, the pass characteristic (line 65) of the filter 60 of this embodiment is changed to the pass characteristic (line 68) of the conventional filter.
In comparison with the filter 60 of the present embodiment, the pass band width is wider as shown by an arrow 75 and the degree of suppression outside the pass band is higher as shown by an arrow 76, as compared with the conventional filter.
In addition, the loss is low as indicated by the arrow 77.

【００７０】図１４及び図１５は、図１１の弾性表面波
フィルタ６０を実現した弾性表面波フィルタ装置８０を
示す。FIGS. 14 and 15 show a surface acoustic wave filter device 80 which realizes the surface acoustic wave filter 60 of FIG.

【００７１】８１はセラミックパッケージ、８２はフィ
ルタチップ、８３はアースとして機能する蓋である。セ
ラミックパッケージ８１はアルミナセラミック製であ
り、サイズは５．５×４ｍｍ² の高さが１．５ｍｍと小
さい。このセラミックパッケージ８１にはＡｕ製の電極
端子８４_-1〜８４_-6が形成してある。フィルタチップ８
２は、ＬｉＴａＯ₃製であり、サイズは２×１．５ｍｍ
² の厚さが０．５ｍｍである。Reference numeral 81 denotes a ceramic package, 82 denotes a filter chip, and 83 denotes a lid that functions as a ground. The ceramic package 81 is made of alumina ceramic and has a size of 5.5 × 4 mm ² and a small height of 1.5 mm. The ceramic package 81 has Au electrode terminals 84 _{-1 to} 84 _-6 formed thereon. Filter chip 8
2 is made of LiTaO ₃ and has a size of 2 × 1.5 mm
^{2 has} a thickness of 0.5 mm.

【００７２】このフィルタチップ８２の表面に、対数が
１００、開口長が８０μｍ、材料がＡｌ−２％Ｃｕ、膜
厚が３，０００Åの櫛形電極構造を有する共振器Ｒ₁〜
Ｒ₅が、互いに弾性表面波の伝播路を共有しないよう
に、ずらして配置してある。On the surface of this filter chip 82, resonators R ₁ to R having a comb-shaped electrode structure having a logarithm of 100, an opening length of 80 μm, a material of Al-2% Cu, and a film thickness of 3,000 ° are provided.
R ₅ are staggered so as not to share the surface acoustic wave propagation path with each other.

【００７３】またフィルタチップ８２の表面には、ボン
ディング用端子としての、二つの信号線用端子８５_-1，
８５_-2及び三つのアース用端子８５_-3，８５_-4，８５_-5
が形成してある。８６_-1〜８６_-5はボンディングワイヤ
であり、Ａｌ又はＡｕ製であり、径が２５μｍφであ
り、夫々端子８４_-1〜８４_-5と端子８５_-1〜８５_-5とに
ボンディングされて接続してある。このうち、ワイヤ８
６_-1，８６_-2は夫々図１１中の直列腕６１の一部６１ａ
及び６１ｂを構成する。ワイヤ８６_-3はアース用電極端
子８４_-3と８５_-3との間に接続してあり、ワイヤ８６_-4
は別のアース用電極端子８４_-4と８５_-4との間に接続し
てあり、ワイヤ８６_-5は別のアース用電極端子８４_-5と
８５_-5との間に接続してある。このワイヤ８６_-3〜８６
_-5は長さが共に２．０ｍｍと長い。On the surface of the filter chip 82, two signal line terminals 85 _-1 and 85-1 as bonding terminals are provided.
_85-2 and three grounding terminals _85-3 , _85-4 , _85-5
Is formed. Reference numerals 86 _{-1 to} 86 _-5 denote bonding wires, made of Al or Au, having a diameter of 25 μmφ, and connected by bonding to the terminals 84 _{-1 to} 84 _-5 and the terminals 85 _{-1 to} 85 _-5 , respectively. I have. Of these, wire 8
6 _-1 and 86 _-2 are a part 61a of the serial arm 61 in FIG.
And 61b. Wire 86 _-3 Yes connected between the ground electrode terminals 84 _-3 and 85 _-3, the wire 86 _-4
Is Yes connected between the other ground electrode terminal 84 _-4 and 85 _-4, the wire 86 _-5 is coupled between the other ground electrode terminals 84 _-5 85 _-5. This wire 86 _{-3 to} 86
_-5 is as long as 2.0 mm.

【００７４】このように、細くて長いワイヤは高周波の
理論によれば、インダクタンス分を持つ。As described above, a thin and long wire has an inductance according to the theory of high frequency.

【００７５】空中リボンインダクタの理論式（倉石：理
工学講座、「例題円周マイクロ波回路」東京電機大学出
版局のＰ１９９に記載）によれば、上記のワイヤ８
６_-3，８６_-4，８６_-5のインダクタンスは約１ｎＨとな
る。According to the theoretical formula of the aerial ribbon inductor (Kuraishi: Science and Engineering Course, “Example Circular Microwave Circuit”, described in P199 of Tokyo Denki University Press), the wire 8
The inductance of 6 _-3 , 86 _-4 , and 86 _-5 is about 1 nH.

【００７６】４ｎＨのインダクタンスを得るためにはこ
れでは不充分であり、後述する図４０及び図４１に図示
するようなセラミックパッケージとフィルタチップ上の
Ｌを利用した。This is insufficient to obtain an inductance of 4 nH, and a ceramic package and L on the filter chip as shown in FIGS. 40 and 41 described later were used.

【００７７】このようにして、図１１中のインダクタン
スＬ₁，Ｌ₂，Ｌ₃を構成する。Thus, the inductances L ₁ , L ₂ and L ₃ in FIG. 11 are formed.

【００７８】〔実施例２〕図１６は本発明の第２実施例
になる弾性表面波フィルタ９０を示す。Embodiment 2 FIG. 16 shows a surface acoustic wave filter 90 according to a second embodiment of the present invention.

【００７９】図中、図１１に示す構成部分と対応する部
分に同一符号を付す。In the figure, parts corresponding to those shown in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals.

【００８０】直列腕６１内の共振器Ｒ₂の開口長Ａ_Sは、
８０μｍである。The opening length A _S of the resonator R ₂ in the series arm 61 is
80 μm.

【００８１】並列腕６２には、共振器Ｒ1Aとインダクタ
ンスＬ₁とが直列に接続されて配してある。[0081] The parallel arm 62, are disposed a resonator R1A and inductance L ₁ is connected in series.

【００８２】共振器Ｒ1Aは開口長Ａ_Pが１２０μｍであ
る。開口長Ａ_Pは、開口長Ａ_Sより長く、開口長Ａ_Sの
１．５倍である。なお、共振器Ｒ₂及びＲ1Aの対数Ｎ_P，
Ｎ_Sは共に１００であり、等しい。[0082] resonator R1A is an aperture length A _P is 120 [mu] m. Aperture length A _P is longer than the aperture length A _S, which is 1.5 times the aperture length A _S. Note that the logarithm N _{P of} the resonators R ₂ and R 1A,
N _S is 100 both equal.

【００８３】このフィルタ９０は、図１７中、線９１で
示す通過特性を有する。This filter 90 has a pass characteristic indicated by line 91 in FIG.

【００８４】この通過特性を線６５で示す図１１のフィ
ルタ６０の通過特性と比較すると、通過帯域幅を変えず
に、矢印９２で示すように、通過帯域外抑圧度が改善さ
れていることが分かる。Comparing this pass characteristic with the pass characteristic of the filter 60 of FIG. 11 shown by the line 65, it can be seen that, as shown by the arrow 92, the degree of suppression outside the pass band is improved without changing the pass band width. I understand.

【００８５】図１８は、図１６の構成のフィルタの通過
特性の開口長依存性を示す。FIG. 18 shows the aperture length dependence of the pass characteristic of the filter having the configuration of FIG.

【００８６】同図（Ａ）は、図１６に示すようにＬが付
加されている場合、図４２に示すようにＬが付加されて
いない場合において、夫々の直列腕共振器の開口長（Ａ
_S）に対する並列腕共振器の開口長（Ａ_P）の比Ａ_P／Ａ_S
と、帯域外抑圧度の関係を示す。帯域外抑圧度は、４ｎ
ＨのインダクタンスＬが付加されている場合には、線９
２で示す如くになり、インダクタンスＬが付加されてい
ない場合には、線９３で示す如くになる。FIG. 22A shows the opening length (A) of each series arm resonator when L is added as shown in FIG. 16 and when L is not added as shown in FIG.
The ratio A _P / A _S of the aperture length of the parallel arm resonator for _S) (A _P)
And the relationship between the degree of suppression and the out-of-band suppression degree. Out-of-band suppression is 4n
If an inductance L of H is added, line 9
2 and when the inductance L is not added, it becomes as shown by a line 93.

【００８７】また、図１８（Ｂ）は、Ａ_P／Ａ_Sと通過帯
域幅との関係を示す。通過帯域幅は、４ｎＨのインダク
タンスＬが付加されている場合には、線９５で示す如く
になり、インダクタンスＬが付加されていない場合に
は、線９６で示す如くになる。FIG. 18B shows the relationship between A _P / A _S and the pass bandwidth. The pass bandwidth is as shown by the line 95 when the inductance L of 4 nH is added, and as shown by the line 96 when the inductance L is not added.

【００８８】図１８（Ａ），（Ｂ）より、以下のことが
分かる。The following can be understood from FIGS. 18 (A) and 18 (B).

【００８９】並列腕６２内の共振器Ｒ1Aの開口長Ａ_P
を直列腕６１内の共振器Ｒ₂の開口長Ａ_Sより長くするこ
とにより、帯域外抑圧度が増える。The opening length A _P of the resonator R1A in the parallel arm 62
The by longer than the aperture length A _S of the resonator R ₂ in the series arm 61, out-of-band suppression degree is increased.

【００９０】並列腕６２にインダクタンスＬ₁を付加
することにより、インダクタンスを有しない場合に比べ
て、共振器Ｒ1Aの開口長Ａ_Pの増大の効果が大きくな
り、しかも帯域幅の劣化も殆ど無い。[0090] By adding the inductance L ₁ on the parallel arm 62, as compared with the case having no inductance, the effect of increasing the aperture length A _P of the resonator R1A is large and almost no degradation of bandwidth.

【００９１】以上のことからも、上記実施例のフィルタ
９０は、図１１のフィルタ６０に比べて、通過帯域幅は
何ら狭くせずに、通過帯域外抑圧度が増えた通過特性を
有することが分かる。From the above, it can be seen that the filter 90 of the above embodiment has a pass characteristic in which the degree of suppression outside the pass band is increased without reducing the pass band width at all, as compared with the filter 60 of FIG. I understand.

【００９２】〔実施例３〕図１９は本発明の第３実施例
による弾性表面波フィルタ１００を示す。[Embodiment 3] FIG. 19 shows a surface acoustic wave filter 100 according to a third embodiment of the present invention.

【００９３】図中、図１１及び図１６に示す構成部分と
対応する部分には同一符号を付す。In the figure, parts corresponding to those shown in FIGS. 11 and 16 are denoted by the same reference numerals.

【００９４】直列腕６１の共振器Ｒ₂の対数Ｎ_Sは１００
である。並列腕６２には、共振器Ｒ1Bとインダクタンス
Ｌ₁とが直列に接続されて配してある。共振器Ｒ1Bは、
対数Ｎ_Pが１５０であり、上記の共振器Ｒ₂の対数Ｎ_Sよ
りも多く、その１．５倍である。なお、共振器Ｒ₂及び
Ｒ1Aの開口長Ａ_S，Ａ_Pは共に８０μｍであり、等しい。The logarithm N _S of the resonator R ₂ of the series arm 61 is 100
It is. The parallel arm 62, are disposed a resonator R1B and the inductance L ₁ is connected in series. The resonator R1B is
The logarithm N _P is 150, which is more than the logarithm N _{S of} the above-described resonator R ₂ , and is 1.5 times the logarithm N _S. The aperture lengths A _S and A _P of the resonators R ₂ and R 1A are both 80 μm, which are equal.

【００９５】このフィルタ１００は、図２０中、線１０
１で示す通過特性を有する。この通過特性を、線６５で
示す図１１のフィルタ６０の通過特性と比較すると、通
過帯域幅を狭めることなく、矢印１０２で示すように、
通過帯域外抑圧度が改善されていることが分かる。This filter 100 corresponds to the line 10 in FIG.
It has a pass characteristic indicated by 1. Comparing this pass characteristic with the pass characteristic of the filter 60 of FIG. 11 shown by line 65, without narrowing the pass bandwidth, as shown by the arrow 102,
It can be seen that the degree of suppression outside the passband is improved.

【００９６】また、図１７中線９１で示す図１６のフィ
ルタ９０の通過特性と比較すると、損失劣化が少ないこ
とが分かる。In addition, as compared with the pass characteristic of the filter 90 shown in FIG.

【００９７】従って、本実施例のフィルタ１００は、図
１１のフィルタ１１に比べて、通過帯域幅を狭くせず
に、通過帯域外抑圧度が増し、且つ図１６のフィルタ９
０に比べて、損失劣化が少ない通過特性を有する。Therefore, the filter 100 according to the present embodiment increases the degree of suppression outside the pass band without reducing the pass band width as compared with the filter 11 of FIG.
It has a transmission characteristic with less loss deterioration compared to 0.

【００９８】〔実施例４〕図２１は本発明の第４実施例
になる弾性表面波フィルタ１１０を示す。本実施例は、
直列腕の共振回路の***振周波数ｆ_aと共振周波数ｆ_rと
の差を拡大することによって通過特性を改善したもので
ある。Embodiment 4 FIG. 21 shows a surface acoustic wave filter 110 according to a fourth embodiment of the present invention. In this embodiment,
It is obtained by improving the bandpass characteristic by enlarging the difference between the anti-resonance frequency f _a of the resonance circuit of the series arm and the resonance frequency f _r.

【００９９】図中、図１１に示す構成部分と対応する部
分には同一符号を付す。直列腕６１のうち、並列腕６
２，６３の間の部分に同じ共振器Ｒ₂が二つ直列に接続
され、更にこれに直列に３ｎＨのインダクタンスＬ_Sが
付加してある。同じく、直列腕６１のうち、並列腕６
３，６４の間の部分に、同じ共振器Ｒ₄が二つ直列に接
続され、更に、これに直列に３ｎＨのインダクタンスＬ
_Sが付加してある。並列腕６２には、一つの共振器Ｒ位
置だけが配してある。同じく、並列腕６３には、一の共
振器Ｒ₃だけが配してある。同様に、並列腕６４には、
一の共振器Ｒ₄だけが配してある。In the figure, parts corresponding to those shown in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals. Of the serial arms 61, the parallel arms 6
The same resonator R ₂ in the portion between 2,63 are connected to the two series, it is further added inductance L _S of 3nH in series thereto. Similarly, of the serial arms 61, the parallel arms 6
3, 64, the same resonator R ₄ is connected in series, and an inductance L of 3 nH is connected in series with the same resonator R _4.
S is added. The parallel arm 62 has only one resonator R position. Also, the parallel arms 63, only one resonator R ₃ is are arranged. Similarly, the parallel arm 64 has
Only one resonator R ₄ is are arranged.

【０１００】このフィルタ１１０は、図２２中、線１１
１で示す通過特性を有する。This filter 110 corresponds to line 11 in FIG.
It has a pass characteristic indicated by 1.

【０１０１】ここで、インダクタンスＬ_S及び一の共振
器Ｒ₂，Ｒ₄の付加の効果について説明する。Here, the effect of adding the inductance L _S and the resonators R ₂ and R ₄ will be described.

【０１０２】図２１のフィルタ１１０より、インダクタ
ンスＬ_Sと一の共振器Ｒ₂，Ｒ₄とを削除した場合の通過
特性は、線６８（図１２参照）で示す如くである。上記
インダクタンスＬ_Sを追加すると、矢印１１２で示すよ
うに通過帯域幅が拡大すると共に、矢印１１３で示すよ
うに帯域外抑圧度が増えた。特に通過帯域幅についてみ
ると、特に高周波数側への拡大が大きく、高周波数側に
約１５ＭＨｚ帯域幅が拡大した。通過特性は、線１１４
で示すごとくになった。この状態では、帯域外抑圧度は
十分でない。そこで一の共振器Ｒ₂，Ｒ₄を追加した。The pass characteristic when the inductance L _S and the resonators R ₂ and R ₄ are eliminated from the filter 110 of FIG. 21 is as shown by a line 68 (see FIG. 12). With the addition of the inductance L _S , the pass bandwidth was increased as indicated by the arrow 112 and the degree of out-of-band suppression was increased as indicated by the arrow 113. In particular, with regard to the pass bandwidth, the expansion toward the high frequency side was particularly large, and the bandwidth of about 15 MHz was expanded toward the high frequency side. The pass characteristic is represented by the line 114
It became as shown by. In this state, the degree of out-of-band suppression is not sufficient. Therefore, one resonator R ₂ and R ₄ was added.

【０１０３】この一の共振器Ｒ₂，Ｒ₄を追加すると、通
過帯域幅を狭めることなく、矢印１１５で示すように、
帯域外抑圧度が約５ｄＢ改善され、線１１１で示す通過
特性となった。線１１１を線６８と比較するに、矢印１
１６で示すように損失も線６８に比べて改善されてい
る。By adding this one resonator R ₂ , R ₄ , as shown by the arrow 115, without narrowing the pass band width,
The degree of out-of-band suppression was improved by about 5 dB, and the transmission characteristic indicated by line 111 was obtained. Comparing line 111 with line 68, the arrow 1
As shown at 16, the loss is also improved compared to line 68.

【０１０４】なお、直列腕６１の共振器Ｒ₂，Ｒ₄は夫々
三個以上でもよい。The number of resonators R ₂ and R _{4 in the} series arm 61 may be three or more.

【０１０５】また、図２１中二点鎖線で示すように、並
列腕６２〜６４に、インダクタンスを挿入してもよい。Further, as shown by a two-dot chain line in FIG. 21, an inductance may be inserted into the parallel arms 62 to 64.

【０１０６】〔実施例５〕図２１は本発明の第５実施例
になる弾性表面波フィルタ１２０を示す。[Fifth Embodiment] FIG. 21 shows a surface acoustic wave filter 120 according to a fifth embodiment of the present invention.

【０１０７】図中、図１１に示す構成部分と同一部分に
は同一符号を付し、その説明は省略する。In the figure, parts that are the same as the parts shown in FIG. 11 are given the same reference numerals, and descriptions thereof will be omitted.

【０１０８】並列腕６２のインダクタンスＬ₁のインダ
クタンス値は４ｎＨである。別の並列腕６３のインダク
タンスＬ₂のインダクタンス値は５．５ｎＨである。更
に別の並列腕６４のインダクタンスＬ₃のインダクタン
ス値は７ｎＨである。The inductance value of the inductance L ₁ of the parallel arm 62 is 4 nH. Inductance value of the inductance L ₂ of another parallel arm 63 is 5.5 nH. Furthermore inductance value of the inductance L ₃ of another parallel arm 64 is 7 nH.

【０１０９】このように、各並列腕６２〜６４のインダ
クタンスＬ₁〜Ｌ₃のインダクタンス値を異ならしめるこ
とによって、フィルタ１２０は、図２４中、線１２１で
示す通過特性となる。As described above, by making the inductance values of the inductances L _{1 to} L ₃ of the parallel arms 62 to 64 different, the filter 120 has a pass characteristic indicated by a line 121 in FIG.

【０１１０】ここで、インダンタクスＬ₁〜Ｌ₃のインダ
クタンス値が全て４ｎＨと等しい図１１のフィルタ６０
の通過特性と比較してみる。Here, the filter 60 of FIG. 11 in which the inductance values of the inductances L _{1 to} L ₃ are all equal to 4 nH.
Let's compare with the passing characteristics of

【０１１１】このフィルタ６０は、図２４中、線６５で
示す通過特性（図１２参照）を有する。This filter 60 has a pass characteristic (see FIG. 12) indicated by a line 65 in FIG.

【０１１２】本実施例のフィルタ１２０の通過特性は、
上記フィルタ６０の通過特性に比べて、通過帯域幅を何
ら狭めることなく、矢印１２２で示すように通過帯域外
抑圧度が高められる。通過帯域より低周波数側について
みると、フィルタ６０にあっては９０２ＭＨｚ付近に一
の減衰極１２３しかなかったものに対して、８７５ＭＨ
ｚと８９２ＭＨｚの二個所に減衰極１２４，１２５が発
生している。これにより、二つの減衰極１２４，１２５
との間の周波数帯域１２６が阻止域１２７となる。The pass characteristic of the filter 120 of this embodiment is as follows.
Compared with the pass characteristic of the filter 60, the degree of suppression outside the pass band is increased as shown by the arrow 122 without reducing the pass band width at all. Looking at the low-frequency side of the pass band, the filter 60 has only one attenuation pole 123 near 902 MHz, whereas the filter 60 has 875 MHz.
Attenuation poles 124 and 125 are generated at two places of z and 892 MHz. As a result, the two attenuation poles 124, 125
Is a stop band 127.

【０１１３】〔実施例６〕図２５は本発明の第６実施例
になる弾性表面波フィルタ１３０を示す。本実施例は、
損失の低下を図ったものである。[Embodiment 6] FIG. 25 shows a surface acoustic wave filter 130 according to a sixth embodiment of the present invention. In this embodiment,
This is to reduce the loss.

【０１１４】図中、図１１に示す構成部分と対応する部
分には同一符号を付し、その説明は省略する。In the figure, parts corresponding to those shown in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.

【０１１５】並列腕６２の第１の弾性表面波共振器Ｒ１
Ｂは、図２６に示すように励振電極１３１と、この両側
に反射器１３２，１３３を配した構成である。反射器１
３２，１３３は励振電極１３１と反射器１３２，１３３
との中心間距離ｄを次式 ｄ＝（ｎ＋β）・λ … （ここで、ｎは適当な整数、βは１以下の実数、λは共
振周波数に対応した櫛形電極の周期である）で表わすと
き、β＝０．４としたときの位置に配してある。The first surface acoustic wave resonator R1 of the parallel arm 62
B has a configuration in which an excitation electrode 131 and reflectors 132 and 133 are arranged on both sides of the excitation electrode 131 as shown in FIG. Reflector 1
32 and 133 are excitation electrodes 131 and reflectors 132 and 133
(Where n is an appropriate integer, β is a real number equal to or less than 1, and λ is the period of the comb-shaped electrode corresponding to the resonance frequency). At this time, it is arranged at the position where β = 0.4.

【０１１６】上記反射器１３２，１３３の対数は、５０
である。反射器を備えた共振器Ｒ1Bは、図２５に示すよ
うに「＊」を追加した記号で表わす。他の並列腕６３，
６４の共振器Ｒ3B，Ｒ5Bも、上記の共振器Ｒ1Bと同様
に、反射器を備えた構成である。The logarithm of the reflectors 132 and 133 is 50
It is. The resonator R1B provided with a reflector is represented by a symbol added with "*" as shown in FIG. The other parallel arm 63,
The 64 resonators R3B and R5B are also provided with a reflector similarly to the above-described resonator R1B.

【０１１７】上記構成のフィルタ１３０は、図２７中線
１３４で示す通過特性を有する。この通過特性は、図１
１のフィルタ６０の通過特性（線６５で示す）に比べ
て、矢印１３５で示すように、通常帯域の挿入損失が低
減されている。The filter 130 having the above configuration has a pass characteristic indicated by a line 134 in FIG. This passing characteristic is shown in FIG.
Compared with the pass characteristic of the first filter 60 (shown by the line 65), the insertion loss in the normal band is reduced as shown by the arrow 135.

【０１１８】ここで、リップルｒ_Pは、図２６に示すよ
うに並列腕の励振電極１３１の両側に反射器１３２，１
３３を配置したことによって発生したものである。Here, as shown in FIG. 26, the ripple r _P is applied to the reflectors 132 and 1 on both sides of the excitation electrode 131 of the parallel arm.
This is caused by disposing 33.

【０１１９】ここで、反射器１３２，１３３の配設位置
を上記のように定めた理由について説明する。Here, the reason why the arrangement positions of the reflectors 132 and 133 are determined as described above will be described.

【０１２０】上記式において、βを０から０．５まで
変化させてリップルｒ_Pの幅への影響は、図２８中線１
４０で示す如くになる。同図中、点１４１がリップル幅
が最小の点であり、このときのβが０．４である。この
ことから、βを０．４に定めてある。In the above equation, when β is changed from 0 to 0.5, the influence on the width of the ripple r _P is shown in FIG.
As shown at 40. In the figure, a point 141 is a point where the ripple width is minimum, and β at this time is 0.4. For this reason, β is set to 0.4.

【０１２１】図２９は、図２５のフィルタ１３０を実現
した弾性表面波フィルタ装置１５０を示す。図中、図１
４に示す構成部分と対応する部分には同一符号を付し、
その説明は省略する。１３２，１３３，１５１，１５
２，１５３，１５４は夫々反射器である。FIG. 29 shows a surface acoustic wave filter device 150 which realizes the filter 130 of FIG. In the figure, FIG.
The same reference numerals are given to the portions corresponding to the components shown in FIG.
The description is omitted. 132,133,151,15
2, 153 and 154 are reflectors, respectively.

【０１２２】次に、第１の一端子対弾性表面波共振器の
変形例について説明する。Next, a modification of the first one-port surface acoustic wave resonator will be described.

【０１２３】図３０は一の変形例を示す。この共振器Ｒ
₁Ｂａは、励振電極１３１の両側に、反射器として、電
気的負荷が短絡型の櫛形電極１６０，１６１を配した構
成である。FIG. 30 shows a modification. This resonator R
₁ Ba is on both sides of the excitation electrode 131, as a reflector, a configuration in which the electrical load is arranged comb-shaped electrodes 160, 161 of the short-circuited.

【０１２４】図３１は、別の変形例を示す。この共振器
Ｒ₁Ｂ_bは、励振電極１３１の両側に反射器として、スト
リップアレイ型電極１６５，１６６を配した構成であ
る。FIG. 31 shows another modification. The resonator R ₁ B _b is as a reflector on both sides of the excitation electrode 131, a configuration in which arranged strip array type electrodes 165 and 166.

【０１２５】〔実施例７〕図３２は本発明の第７実施例
になる弾性表面波フィルタ１７０を示す。本実施例は、
実施例６と同様に損失の低下を図ったもので、図中、図
２１に示す構成部分と対応する部分には同一符号を付
し、その説明は省略する。[Embodiment 7] FIG. 32 shows a surface acoustic wave filter 170 according to a seventh embodiment of the present invention. In this embodiment,
As in the sixth embodiment, the loss is reduced. In the figure, parts corresponding to those shown in FIG. 21 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.

【０１２６】フィルタ１７０は、図２１のフィタル１１
０のうち、各並列腕６２，６３，６４の第１の弾性表面
波共振器Ｒ1B，Ｒ3B，Ｒ5Bを夫々図２６に示すように励
振電極１３１の両側のβが０．４で定まる位置に反射器
１３２，１３３を配した構成である。このフィルタ１７
０によれば、図２２中線１１１で示す特性よりも、通過
帯域の損失が少なく、且つリップルも抑えられた通過特
性が得られる。The filter 170 is the filter 11 shown in FIG.
26, the first surface acoustic wave resonators R1B, R3B, R5B of the respective parallel arms 62, 63, 64 are reflected at positions where β on both sides of the excitation electrode 131 is determined to be 0.4 as shown in FIG. In this configuration, devices 132 and 133 are provided. This filter 17
According to 0, a pass characteristic in which the loss in the pass band is smaller and the ripple is suppressed is obtained as compared with the characteristic indicated by the line 111 in FIG.

【０１２７】〔実施例８〕本実施例は、図２７中のリッ
プルｒ_Pを取り除くことを目的としたものである。[Embodiment 8] This embodiment aims at eliminating the ripple r _P in FIG.

【０１２８】まず、前記反射器付加時に現れるリップル
を効果的に取り除く手段について述べる。First, a description will be given of a means for effectively removing a ripple appearing when the reflector is added.

【０１２９】発明者等は、リップルの現れ周波数位置と
電極膜厚との関係をシミュレーションにより調べた。シ
ミュレーションでは膜厚増加の効果を電極下の音響イン
ピーダンス（Ｚｍ）と自由表面の音響インピーダンス
（Ｚｏ）との比を大きくしていくことで置き換えた。そ
れは文献（１）でも述べているように、電極膜厚の増加
は質量が増加することであり、これはそのまま音響イン
ピーダンスの不連続量の増加に比例すると考えられるた
めである従って、 Ｑ＝Ｚｏ／Ｚｍ＝Ｖｏ／Ｖｍ＝１＋ｋ² ／２＋α（ｔ）…（９） （Ｖｏ，Ｖｍ：自由表面及び電極下での音速、ｋ² ：電
気機械結合係数）とし、α（ｔ）を膜厚ｔに比例するパ
ラメータとしてこれを変化させた。The inventors examined the relationship between the frequency position where ripples appeared and the electrode thickness by simulation. In the simulation, the effect of increasing the film thickness was replaced by increasing the ratio between the acoustic impedance under the electrode (Zm) and the acoustic impedance at the free surface (Zo). As described in the literature (1), the increase in the electrode film thickness means the increase in the mass, which is considered to be directly proportional to the increase in the discontinuity of the acoustic impedance. / Zm = Vo / Vm = 1 + k 2/2 + α (t) ... (9) (Vo, Vm: the speed of sound under the free surface and the electrode, k ^2: electromechanical coupling coefficient), and the thickness of the alpha (t) t This was varied as a parameter proportional to

【０１３０】こう置くとフィルタの中心周波数ｆｏは、 ｆｏ＝２ｆｏ’／（１＋Ｑ） …（１０） となり、膜厚を増加するにつれ、音響インピーダンスの
不連続がない時の中心周波数ｆｏ’から低周波数側へ移
動していくという良く知られた実験事実とも一致する。
シミュレーションの結果、α（ｔ）を大きくすると、即
ち電極膜厚を厚くしていくと、リップルｒ_Pの現れる周
波数位置が図３３中、矢印１８０で示すように、通過帯
域の高周波側へ移動してゆき、ついには高周波側の減衰
極の中に落ちてしまうことが分かった。これを模式的に
図３３に示す。With this arrangement, the center frequency fo of the filter becomes fo = 2fo '/ (1 + Q) (10). As the film thickness increases, the center frequency fo' becomes lower from the center frequency fo 'when there is no discontinuity in acoustic impedance. This is consistent with the well-known experimental fact of moving to the side.
As a result of the simulation, when α (t) is increased, that is, as the electrode film thickness is increased, the frequency position where the ripple r _P appears moves to the high frequency side of the pass band as shown by an arrow 180 in FIG. Eventually, it was found that it eventually fell into the attenuation pole on the high frequency side. This is schematically shown in FIG.

【０１３１】なお、図３３中、別のリップルｒ_Sは、直
列腕共振器の反射器が原因で発生するものである。In FIG. 33, another ripple r _S is generated due to the reflector of the series arm resonator.

【０１３２】図３４はα（ｔ）＝０．０８の時で、並列
腕の共振器の反射器から生じるリップルが、丁度高周波
側の減衰極の中に落ちている場合の通過特性を示す。従
って、同図では通過帯域からリップルが消え、しかも挿
入損失がかなり低減している。なお、この図では、通過
帯域の中心が（１０）式に従って低周波側へ移動したた
め、これを補正すべく、中心周波数を９３２ＭＨｚにな
るように、直列腕及び並列腕の共振器の共振周波数を１
５ＭＨｚだけ高周波側へシフトしている。FIG. 34 shows the transmission characteristic when α (t) = 0.08 and the ripple generated from the reflector of the resonator of the parallel arm falls just inside the attenuation pole on the high frequency side. Therefore, in the figure, the ripple disappears from the pass band, and the insertion loss is considerably reduced. In this figure, since the center of the pass band has shifted to the lower frequency side according to the equation (10), the resonance frequency of the resonators of the series arm and the parallel arm is adjusted so that the center frequency becomes 932 MHz in order to correct this. 1
The frequency is shifted to the high frequency side by 5 MHz.

【０１３３】これを実際の膜厚との対応でみるため、チ
ップを試作し、その通過特性を調べた。To see this in correspondence with the actual film thickness, a chip was prototyped and its passing characteristics were examined.

【０１３４】図３５（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）の線１８
５，１８６，１８７は、夫々膜厚が２０００Å，３００
０Å，４０００Åの時の通過特性を対応させて示す。Line 18 in FIGS. 35 (A), (B) and (C)
5,186,187 have film thicknesses of 2,000 and 300, respectively.
The passing characteristics at 0 ° and 4000 ° are shown correspondingly.

【０１３５】尚、膜厚を変えることにより中心周波数が
変わるが、同図のデータはこれを補正するべく、櫛形電
極の周期を変え、中心周波数があまり変動しないように
調整している。Although the center frequency changes by changing the film thickness, the data shown in the figure are adjusted to correct this by changing the period of the comb-shaped electrode so that the center frequency does not change much.

【０１３６】図３５から明らかなように、２０００Åの
時に帯域内に現れていた並列腕の共振器のリップル
ｒ_P、及び帯域外の直列腕のリップルｒ_Sが、３０００Å
の時には高周波側へ移動してｒ_P’，ｒ_S’となり、
ｒ_P’は高周波側の減衰極に埋もれてしまった結果、帯
域内にリップルのない良好な特性となった。この結果は
シミュレーションの結果と定性的に良く一致している。As is clear from FIG. 35, the ripple r _P of the resonator of the parallel arm and the ripple r _S of the serial arm out of the band that appeared in the band at 2000 ° are 3000 °.
In the case of, it moves to the high frequency side and becomes r _P ', r _S ',
As a result of r _P ′ being buried in the attenuation pole on the high frequency side, good characteristics were obtained with no ripple in the band. This result agrees qualitatively with the simulation result.

【０１３７】しかし、膜厚を増加させた時にはシミュレ
ーションでは計算できないバルク波による損失劣化（江
畑他：「ＬｉＴａＯ₃基板上の弾性表面波共振子とその
ＶＴＲ用発振器への応用」，電子通信学会論文誌，vol.
J66-C,No.1, pp23-30,1988)と抵抗損による損失改善が
あり、その兼ね合いも重要な因子となる。However, loss degradation due to bulk waves that cannot be calculated by simulation when the film thickness is increased (Ebata et al .: “Surface acoustic wave resonator on LiTaO ₃ substrate and its application to VTR oscillator”, IEICE Transactions, Magazine, vol.
J66-C, No.1, pp23-30, 1988) and improvement in loss due to resistance loss, and the balance is also an important factor.

【０１３８】そこで図３６（Ａ）に膜厚を変えた時の最
小挿入損の変化をプロットした。FIG. 36A plots the change in the minimum insertion loss when the film thickness is changed.

【０１３９】同図中、線１９０はバルク波による損失、
線１９１は抵抗損による損失を示す。線１９２が実験値
である。同図より分かるように、挿入損は２５００Å位
で両者の効果が均衡し、約３５００Åくらいからバルク
波による損失増加が支配的になり劣化し始める。In the figure, a line 190 indicates a loss due to a bulk wave,
Line 191 shows the loss due to ohmic loss. Line 192 is the experimental value. As can be seen from the figure, the insertion loss is approximately 2500 ° and the effects of both are balanced. From about 3500 °, the loss increase due to the bulk wave becomes dominant and starts to deteriorate.

【０１４０】図３６（Ｂ）の線１９３は、図２６中の励
振電極１３１と反射器１３２，１３３の膜厚を変えた場
合の、リップルｒ_Pの周波数位置の、通過帯域中心周波
数ｆ₀に対する変化を示す。The line 193 in FIG. 36 (B) shows the frequency position of the ripple r _P with respect to the pass band center frequency f ₀ when the film thickness of the excitation electrode 131 and the reflectors 132 and 133 in FIG. 26 is changed. Indicates a change.

【０１４１】図３６（Ａ），（Ｂ）を総合的に判断する
と、膜厚としては、２６００Å〜４０００Åが帯域内に
もリップルを作らず、かつ損失劣化も少ないことから適
当である。これを、フィルタの中心周波数からほぼ決ま
る並列腕共振器の電極周期λ _P（９３２ＭＨｚで４．４
μｍであり、図２６参照）で規格化すると、０．０６〜
０．０９となる。36A and 36B are comprehensively determined.
And the film thickness is in the range of 2600 to 4000
Is suitable because it does not produce ripples and has little loss deterioration.
That's right. This is almost determined from the center frequency of the filter.
Electrode period λ of the parallel arm resonator _P(4.4 at 932 MHz)
μm, see FIG. 26).
0.09.

【０１４２】本実施例は、上記の検討結果に基づくもの
である。This embodiment is based on the results of the above study.

【０１４３】図３７は本発明の弾性表面波フィルタの第
１の一端子対弾性表面波共振器２００を示す。FIG. 37 shows a first one-port surface acoustic wave resonator 200 of a surface acoustic wave filter according to the present invention.

【０１４４】同図中、２０１励振電極２０２，２０３は
反射器であり、夫々Ａｌ製又は重量比で数％異種金属を
混ぜたＡｌ混合製であり、膜厚ｔ₁は、電極周期λｐの
０．０６〜０．０９倍の厚さである。[0144] In the figure, 201 excitation electrodes 202 and 203 are reflectors are made of Al mixed mixed with several percent dissimilar metals each made of Al or weight ratio, film thickness t ₁ is 0 electrode period λp The thickness is 0.06 to 0.09 times.

【０１４５】この共振器２００を図２５及び図３２中の
共振器Ｒ1B，Ｒ3B，Ｒ5Bに適用した弾性表面波フィルタ
の通過特性は、図３８中、線２０５で示す如くになり、
通過帯域内にリップルは現われていない。The pass characteristic of a surface acoustic wave filter in which this resonator 200 is applied to the resonators R1B, R3B, R5B in FIGS. 25 and 32 is as shown by a line 205 in FIG.
No ripple appears in the passband.

【０１４６】なお、上記のＡｌ合金製とした場合には、
Ａｌ製とした場合に比べて耐電力特性が向上する。混合
させる異種金属はＣｕ，Ｔｉなどである。In the case where the above-mentioned Al alloy is used,
The power handling characteristics are improved as compared with the case of using Al. Dissimilar metals to be mixed are Cu, Ti and the like.

【０１４７】図３９は、上記共振器の変形例である共振
器２１０を示す。２１１は励振電極、２１２，２１３は
反射器である。これらは、Ａｕ製である。FIG. 39 shows a resonator 210 which is a modification of the above resonator. 211 is an excitation electrode, and 212 and 213 are reflectors. These are made of Au.

【０１４８】質量付加効果の影響でこの現象が生じてい
ることから、最適な膜厚値の範囲Ａｌの密度との比だけ
上記値より小さくなる。Ａｌの密度／Ａｕの密度＝２．
７／１８．９＝０．１４３であるため、最適膜厚ｔ
₂は、０．１４３倍して、電極周期λ_Pの０．００８６〜
０．０１３倍の厚さとしてある。Since this phenomenon is caused by the effect of the mass addition effect, the optimum film thickness value range becomes smaller than the above value by the ratio with the density of Al. 1. Al density / Au density = 2.
Since 7 / 18.9 = 0.143, the optimum film thickness t
_2, and 0.143 times, 0.0086～ the electrode period lambda _P
The thickness is 0.013 times as large.

【０１４９】この共振器２１０を図２５及び図３２中の
共振器Ｒ1B，Ｒ3B，Ｒ5Bに適用した弾性表面波フィルタ
の通過特性も、図３８に示す如くになり、通過帯域にリ
ップルは現われない。The pass characteristic of a surface acoustic wave filter in which this resonator 210 is applied to the resonators R1B, R3B, R5B in FIGS. 25 and 32 also becomes as shown in FIG. 38, and no ripple appears in the pass band.

【０１５０】〔実施例９〕本実施例は、図１１中のイン
ダクタンスＬ₁，Ｌ₂，Ｌ₃を実現する別の例である。[Embodiment 9] This embodiment is another example of realizing the inductances L ₁ , L ₂ and L ₃ in FIG.

【０１５１】図４０中、図１４に示す構成部分と対応す
る部分には同一符号を付し、その説明は省略する。In FIG. 40, portions corresponding to the components shown in FIG. 14 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.

【０１５２】２２０，２２１はジグザグ状のマイクロス
トリップラインであり、夫々端子８４_-3及び８４_-5より
延出してセラミックパッケージ８１上に形成してある。
各マイクロストリップライン２２０，２２１の先端がア
ースと接続してある。各マイクロストリップライン２２
０，２２１のパターン幅は１００μｍ、マイクロストリ
ップラインとアース間の長さは０．５ｍｍである。セラ
ミックパッケージ８１の比誘電率を９とすると、リボン
インダクタの理論式から、上記のマイクロストリップラ
イン２２０，２２１のインダクタンス値は２ｎＨとな
る。[0152] 220 and 221 is a zigzag microstrip lines, are formed on the ceramic package 81 extend from the respective terminals 84 _-3 and 84 _-5.
The tips of the microstrip lines 220 and 221 are connected to the ground. Each microstrip line 22
The pattern width of 0,221 is 100 μm, and the length between the microstrip line and the ground is 0.5 mm. Assuming that the relative permittivity of the ceramic package 81 is 9, the inductance value of the microstrip lines 220 and 221 is 2 nH from the theoretical formula of the ribbon inductor.

【０１５３】〔実施例１０〕本実施例は、図１１中のイ
ンダクタンスＬ₁，Ｌ₂，Ｌ₃を実現する更に別の例であ
る。[Embodiment 10] This embodiment is another example of realizing the inductances L ₁ , L ₂ and L ₃ in FIG.

【０１５４】図４１中、図１４に示す構成部分と対応す
る部分には同一符号を付し、その説明は省略する。In FIG. 41, portions corresponding to the components shown in FIG. 14 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.

【０１５５】２３０，２３１はジグザグ状のマイクロス
トリップラインであり、夫々共振器Ｒ₁，Ｒ₂より延出し
て、フィルタチップ８２上に形成してある。各マイクロ
ストリップライン２３０，２３１の先端に、端子８
５_-3，８５_-5が形成してある。各マイクロストリップラ
イン２３０，２３１は、厚さが３０００Å、幅が６０μ
ｍ、全長が約２ｍｍである。フィルタチップ（ＬｉＴａ
Ｏ₃）８２の比誘電率を４４とすると、マイクロストリ
ップライン２３０，２３１のインダクタンス値は、理論
式より、２．２ｎＨとなる。Reference numerals 230 and 231 denote zigzag microstrip lines which extend from the resonators R ₁ and R ₂ , respectively, and are formed on the filter chip 82. A terminal 8 is provided at the tip of each microstrip line 230,231.
5 _-3 and 85 _-5 are formed. Each of the microstrip lines 230 and 231 has a thickness of 3000 mm and a width of 60 μm.
m, the total length is about 2 mm. Filter chip (LiTa
Assuming that the relative permittivity of O ₃ ) 82 is 44, the inductance value of the microstrip lines 230 and 231 is 2.2 nH according to the theoretical formula.

【０１５６】なお、インダクタンスを、ボンディングワ
イヤ８６_-3、セラミックパッケージ８１上のマイクロス
トリップライン２２０，フィルタチップ８２上のマイク
ロストリップライン２３０を適宜組合わせることによっ
て形成することもできる。The inductance can be formed by appropriately combining the bonding wire 86 _-3 , the microstrip line 220 on the ceramic package 81, and the microstrip line 230 on the filter chip 82.

【０１５７】〔実施例１１〕図４２は本発明の第１１実
施例による弾性表面波フィルタ２４０を示す。図４３は
これを具体化した構成を示す。[Embodiment 11] FIG. 42 shows a surface acoustic wave filter 240 according to an eleventh embodiment of the present invention. FIG. 43 shows a configuration embodying this.

【０１５８】説明の便宜上、まず本実施例の概要及び本
実施例の基本構成についての説明する。For convenience of explanation, the outline of this embodiment and the basic configuration of this embodiment will be described first.

【０１５９】本実施例の概要 本実施例は、直列腕の共振器の共振周波数ｆｒｓを並列
腕の共振器の***振周波数ｆａｐより適宜高く定めて、
通過帯域幅を拡大するものであり、また、Δｆ≡ｆｒｓ
−ｆａｐを、通過帯域内の損失を著しく劣化させない範
囲に定めた構成である。Overview of the present embodiment In the present embodiment, the resonance frequency frs of the series arm resonator is appropriately set higher than the anti-resonance frequency fap of the parallel arm resonator.
It is intended to increase the pass band width, and to increase Δf≡frs
This is a configuration in which -fap is set within a range that does not significantly deteriorate the loss in the pass band.

【０１６０】本実施例の基本構成 前記各実施例においては、ｆａｐ＝ｆｒｓはフィルタの
通過帯域を形成するためには必須な条件とされている。
しかし、この条件を守る限り、通過帯域には上限が生じ
てしまう。そこで通過帯域幅を拡大するために、図４４
に示すようにｆａｐ＜ｆｒｓとすることを考えた。Basic Configuration of this Embodiment In each of the above embodiments, fap = frs is an essential condition for forming a pass band of a filter.
However, as long as this condition is maintained, there is an upper limit in the pass band. In order to increase the pass bandwidth, FIG.
It was considered that fap <frs as shown in FIG.

【０１６１】こうすると、同図から明らかなように、ｆ
ａｐ＜ｆ＜ｆｒｓの範囲ではｂｘ＜０となり、前述の理
論から減衰域となる恐れがある。しかし、現実には以下
に述べるようにΔｆ（＝ｆｒｓ−ｆａｐ）の大きさを制
限してやれば、ｂｘ積の値は非常に小さい値に留まるた
め、減衰は起こらず、実質上通過帯域として何ら問題が
ないことがわかった。Thus, as is apparent from FIG.
In the range of ap <f <frs, bx <0, and there is a possibility of becoming an attenuation region according to the above-mentioned theory. However, in reality, if the magnitude of Δf (= frs−fap) is limited as described below, the value of the bx product remains very small, so that attenuation does not occur, and there is substantially no problem as a pass band. It turned out there was no.

【０１６２】図４５は、Δｆ＝ｆｒｓ−ｆａｐを零から
増加していった時の梯子型フィルタの通過特性を示す。FIG. 45 shows the pass characteristics of the ladder filter when Δf = frs-fap is increased from zero.

【０１６３】実験条件としては、圧電基板は電気機械結
合係数が０．０５のＬｉＴａＯ₃を、櫛形電極用のＡｌ
電極は膜厚３０００Åの条件を用いた。As the experimental conditions, the piezoelectric substrate was made of LiTaO ₃ having an electromechanical coupling coefficient of 0.05, and Al electrode for a comb-shaped electrode.
The electrode was used under the condition of a film thickness of 3000 °.

【０１６４】電極構成は、図４２に示すような並列共振
器と直列共振器を梯子型に接続したものを基本構成とし
てこれを２段に縦続接続し、それに入力側及び出力側を
対称とするための並列共振器を最後段に接続したもので
ある。梯子型回路を多段化するのは、帯域外抑圧度を実
用的な値にまで高めるためである。The electrode configuration is basically a ladder-type configuration in which a parallel resonator and a series resonator are connected as shown in FIG. 42, which are cascaded in two stages, and the input side and output side are symmetrical. Are connected in the last stage for parallel operation. The reason why the ladder type circuit is multi-staged is to increase the degree of out-of-band suppression to a practical value.

【０１６５】しかし、多段化により通過帯域内の損失も
増加するため、多段化の段数は具体的なフィルタの仕様
により調整する。本例は損失２ｄＢ以下、帯域外抑圧度
２０ｄＢ以上を実現する１つの構成例として挙げたもの
である。櫛形電極の設計条件としては、直並列腕の共振
器共に開口長が１８０μｍで対数が５０対である。直並
列共振器の対数、開口長条件が等しいのでそれぞれの静
電容量の比Ｐ＝Ｃｐ／Ｃｓは１である。However, since the number of stages increases the loss in the passband, the number of stages is adjusted according to the specific filter specifications. This example is an example of a configuration for achieving a loss of 2 dB or less and an out-of-band suppression of 20 dB or more. The design conditions of the comb-shaped electrode are as follows. Both resonators of the series-parallel arm have an opening length of 180 μm and a logarithm of 50 pairs. Since the logarithm and the opening length conditions of the series-parallel resonator are the same, the ratio P = Cp / Cs of the respective capacitances is 1.

【０１６６】図４５において、（Ａ）はΔｆ＝０の場
合、即ち前記の実施例の場合である。FIG. 45A shows the case where Δf = 0, that is, the case of the above-described embodiment.

【０１６７】同図（Ｂ）はΔｆ＝１０ＭＨｚの場合であ
る。同図（Ａ）と比べると、通過帯域の最小挿入損はほ
とんど劣化せずに、通過帯域幅（損失２．５ｄＢ以下を
保証する帯域幅とする）が２２ＭＨｚから４０ＭＨｚへ
改善されている。Δｆの増加以上に帯域幅が改善されて
いるのは、通過帯域の低周波側の損失回復が見られるた
めである。FIG. 17B shows the case where Δf = 10 MHz. Compared with FIG. 11A, the minimum insertion loss of the passband is hardly deteriorated, and the passband width (a bandwidth that guarantees a loss of 2.5 dB or less) is improved from 22 MHz to 40 MHz. The reason why the bandwidth is improved more than the increase in Δf is that loss recovery on the low frequency side of the pass band is observed.

【０１６８】また、帯域外抑圧度も改善される。図４５
（Ａ），（Ｂ）において高周波側の帯域外抑圧度（図中
に示した）が１９ｄＢから２０ｄＢに改善されている。
このように、Δｆの拡大は、単に帯域幅拡大に効果があ
るのみでなく、同時に帯域外抑圧の改善も図れる技術で
ある。Also, the degree of out-of-band suppression is improved. FIG.
In (A) and (B), the degree of out-of-band suppression (shown in the figure) on the high frequency side is improved from 19 dB to 20 dB.
As described above, the expansion of Δf is a technique that not only has an effect on bandwidth expansion but also can improve out-of-band suppression at the same time.

【０１６９】このようにΔｆを増加させると特性の改善
がみられるがその増加量には制限がある。As described above, when Δf is increased, the characteristics are improved, but the amount of increase is limited.

【０１７０】図４５（Ｃ）はΔｆ＝１９ＭＨｚとした時
の通過特性図である。通過帯域内のやや高周波側に損失
劣化が見られ始める。この場合で約２．５ｄＢである。
これは帯域内リップルを増加させる原因ともなり、この
例ではリップル仕様限度の約１．０ｄＢとなった。これ
以上のΔｆの増加は損失劣化と帯域内リップルの増加と
なった。従って、Δｆ＝１９ＭＨｚが、Δｆを増加させ
る場合の限度となる。また、この時の帯域外抑圧度は図
４５（Ｃ）で示すように約２１ｄＢとなり、前述の図４
５（Ａ）に比べ２ｄＢの改善が得られる。FIG. 45C is a graph showing the transmission characteristics when Δf = 19 MHz. Loss degradation starts to be seen on the slightly higher frequency side in the pass band. In this case, it is about 2.5 dB.
This also causes an increase in in-band ripple. In this example, the ripple specification limit is about 1.0 dB. Any further increase in Δf resulted in loss degradation and increased in-band ripple. Therefore, Δf = 19 MHz is the limit when increasing Δf. Further, the out-of-band suppression degree at this time is about 21 dB as shown in FIG.
An improvement of 2 dB is obtained as compared with 5 (A).

【０１７１】この時に前述のｂｘ積はどのような値にな
っているのかを図４５（Ｃ）のΔｆ＝１９ＭＨｚの場合
を例に調べた。At this time, the value of the above-mentioned bx product was examined by taking the case of Δf = 19 MHz in FIG. 45C as an example.

【０１７２】まず、図４２の並列腕を構成する弾性表面
波共振器と直列腕を構成する弾性表面波共振器を個別に
作製し、図４６（Ａ），（Ｂ）で示すような回路構成
で、並列腕の共振器はアドミタンスを、直列腕の共振器
はインピーダンスをそれぞれ測定した。測定はネットワ
ークアナライザを使用して行ない、各々のＳ21を測定し
た。そして、その値を図４６（Ａ），（Ｂ）に示す式に
代入し、インピーダンスＺp及びアドミタンスＹpを求め
た。First, the surface acoustic wave resonator forming the parallel arm and the surface acoustic wave resonator forming the series arm shown in FIG. 42 are separately manufactured, and the circuit configuration shown in FIGS. 46 (A) and (B) is obtained. The parallel arm resonator measured admittance, and the serial arm resonator measured impedance. The measurement was performed using a network analyzer, and each S21 was measured. Then, the values were substituted into the equations shown in FIGS. 46A and 46B to obtain the impedance Zp and the admittance Yp.

【０１７３】その結果、図４７に示すような周波数特性
を得た。この特性はアドミタンス、インピーダンスの虚
数部のみの値、即ちｂまたはｘの値である。As a result, a frequency characteristic as shown in FIG. 47 was obtained. This characteristic is the value of only the imaginary part of admittance and impedance, that is, the value of b or x.

【０１７４】これらよりｂｘ積の値を計算するとその周
波数特性は図４８のようになる。When the value of the bx product is calculated from these, the frequency characteristics are as shown in FIG.

【０１７５】同図からｆａｐ＜ｆ＜ｆｒｓの範囲ではｂ
ｘ積が負で小さな値をとっていることがわかる。From the figure, it is assumed that b is within the range of fap <f <frs.
It can be seen that the x product has a small negative value.

【０１７６】ｂｘ積の絶対値の最大値｜ｂｘ_max｜は後
述するようにThe maximum value | bx _max | of the absolute value of the bx product is

【０１７７】[0177]

【数５】 の時に与えられ、本実施例では０．０６であった。即ち
｜ｂｘ_max｜値がこの値以下であれば、前述した挿入損
の劣化及び帯域内リップルが共に１ｄＢ以下と小さく抑
ええられることがわかる。(Equation 5) And in the present example, it was 0.06. That is, when the value of | bx _max | is equal to or less than this value, it is understood that the deterioration of the insertion loss and the in-band ripple can be suppressed to 1 dB or less.

【０１７８】Δｆ＞１９ＭＨｚとすると、｜ｂｘ_max｜
値も増加し、損失劣化、帯域内リップルが共に１ｄＢ以
上となり実用的ではない。If Δf> 19 MHz, | bx _max |
The value also increases, and loss degradation and in-band ripple both become 1 dB or more, which is not practical.

【０１７９】従って、｜ｂｘ_max｜値が特性劣化の上限
の指標となり、Δｆの許容値を定める。Therefore, the value | bx _max | is an index of the upper limit of the characteristic deterioration, and determines the allowable value of Δf.

【０１８０】以下に更に一般化して詳述する。The following is a more generalized and detailed description.

【０１８１】図４９に図３と同じように弾性表面波共振
器をＬＣの２重共振回路で近似して図２のように梯子型
フィルタに組んだ時の等価回路図を示す。FIG. 49 shows an equivalent circuit diagram when the surface acoustic wave resonator is approximated by an LC double resonance circuit as in FIG. 3 and assembled into a ladder type filter as shown in FIG.

【０１８２】直列腕の弾性表面波共振器のインピーダン
スをＺｓ、並列腕の弾性表面波共振器のアドミタンスを
Ｙｐとすると、If the impedance of the surface arm of the serial arm is Zs and the admittance of the surface arm of the parallel arm is Yp,

【０１８３】[0183]

【数６】 となる。ここで、(Equation 6) Becomes here,

【０１８４】[0184]

【数７】 である。(Equation 7) It is.

【０１８５】（１１），（１２）式よりｂｘ積を求める
とWhen the bx product is obtained from the equations (11) and (12),

【０１８６】[0186]

【数８】 となる。(Equation 8) Becomes

【０１８７】（１３）式のｂｘに極値を与える角周波数
ωは∂（ｂｘ）／∂ω＝０から求まり、それは、The angular frequency ω giving the extreme value to bx in the equation (13) is obtained from ∂ (bx) / ∂ω = 0, and

【０１８８】[0188]

【数９】 となる。(Equation 9) Becomes

【０１８９】これを（１３）式に代入した値が通過帯域
内のｂｘ積の絶対値の最大値となる。これを求めるとThe value obtained by substituting this into the expression (13) becomes the maximum value of the absolute value of the bx product in the pass band. If you ask for this

【０１９０】[0190]

【数１０】 となる。(Equation 10) Becomes

【０１９１】ここで、 Δω＝ωrs−ωap＝２π・Δｆ …（１６） である。Here, Δω = ωrs−ωap = 2π · Δf (16)

【０１９２】（１５）式をｂｘｍａｘとΔｆ／ｆｒｓの
関係としてＰ＝Ｃop／Ｃosをパラメータとしてプロット
すると図５０のようになる。When the equation (15) is plotted as a relation between bxmax and Δf / frs with P = Cop / Cos as a parameter, the result is as shown in FIG.

【０１９３】同図において、先に実験的に求めたｂｘの
積の許容値０．０６以下という条件を図示すると斜線の
ような領域になる。In FIG. 19, when the condition that the allowable value of the product of bx previously obtained is experimentally 0.06 or less is shown in the figure, the area becomes a hatched area.

【０１９４】従って、Ｐ＝Ｃop／Ｃosによって異なるΔ
ｆ／ｆｒｓの許容値αが決定でき、それは（１５）式の
｜ｂｘ_max｜＝０．０６として、次式となる。Therefore, Δ which differs depending on P = Cop / Cos
The allowable value α of f / frs can be determined, and assuming that | bx _max | = 0.06 in equation (15), the following equation is obtained.

【０１９５】[0195]

【数１１】 容量比γは基板材料できまり、実験によれば、３６°Ｙ
カット伝搬ＬｉＴａＯ ₃で約１５であった。[Equation 11]The capacity ratio γ is determined by the material of the substrate.
Cut propagation LiTaO _ThreeWas about 15.

【０１９６】このため、（１７）式は、Therefore, equation (17) is

【０１９７】[0197]

【数１２】 となる。(Equation 12) Becomes

【０１９８】Ｐ＝１の時、α＝０．０２となり、ｆｒｓ
＝９４８ＭＨｚの図４５の実施例の場合でΔｆ＝１９Ｍ
Ｈｚとなり、（１８）式が成り立っていることが確認で
きる。When P = 1, α = 0.02, and frs
Δf = 19M in the case of the embodiment of FIG.
Hz, and it can be confirmed that equation (18) holds.

【０１９９】Δｆを増大させる効果は、容量比γが小さ
い圧電基板材料、即ち電気機械結合係数の大きな基板材
料に有効であり、そのような圧電基板材料に対して（１
７）式を求めた。The effect of increasing Δf is effective for a piezoelectric substrate material having a small capacitance ratio γ, that is, a substrate material having a large electromechanical coupling coefficient.
7) Formula was obtained.

【０２００】γ値は電気機械結合係数ｋ² の逆数に比例
するため、３６°ＹカットＸ伝搬のＬｉＴａＯ₃のγ値
と、ｋ² ＝０．０５の値とを用いて、他の高い電気機械
結合係数をもつ材料６４°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ₃
（ｋ² ＝０．１１）と、４１°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂ
Ｏ₃（ｋ² ＝０．１７）のγ値を求めると、前者が６．
８、後者が４．４である。尚これらのｋ² の値は文献
（“Applications for Piezoelectric Leaky Surface W
ave":K.Yamanouchi and M.Takeuchi,1990 ULTRASONICS
SYMPOSIUM Proceedings, pp11-18, 1990) を参照した。Since the γ value is proportional to the reciprocal of the electromechanical coupling coefficient k ² , the other high electric power is obtained by using the γ value of 36 ° Y-cut X propagation LiTaO _{3 and} the value of k ² = 0.05. Material with mechanical coupling coefficient 64 ° Y-cut X-propagation LiNbO ₃
(K ² = 0.11) and 41 ° Y-cut X-propagation LiNb
When the γ value of O ₃ (k ² = 0.17) is obtained, the former is 6.
8. The latter is 4.4. These k ² values are described in the literature (“Applications for Piezoelectric Leaky Surface W
ave ": K.Yamanouchi and M.Takeuchi, 1990 ULTRASONICS
SYMPOSIUM Proceedings, pp11-18, 1990).

【０２０１】なお、図５１は容量比γと電気機械結合係
数ｋ² との関係を示す。FIG. 51 shows the relationship between the capacitance ratio γ and the electromechanical coupling coefficient k ² .

【０２０２】同図の関係は３６°Ｙカット伝搬ＬｉＴａ
Ｏ₃のｋ² とγ値との値を使い、The relationship shown in FIG.
Using the value of k ² and the γ value of O ₃ ,

【０２０３】[0203]

【数１３】 として求めたものである。(Equation 13) It was obtained as.

【０２０４】図５１の関係から、６４Ｙ°カットと４１
°ＹカットのＸ伝搬ＬｉＴａＯ₃のγ値を求めることが
でき、前記と同じくそれぞれγ＝６．８、と４．４とな
る。From the relationship shown in FIG. 51, 64Y ° cut and 41
The γ value of the X-propagation LiTaO ₃ of the ° Y cut can be obtained, and γ = 6.8 and 4.4 as described above, respectively.

【０２０５】実施例１１の構成 こゝで、図４２及び図４３に示す実施例の構成について
説明する。Structure of Embodiment 11 Here, the structure of the embodiment shown in FIGS. 42 and 43 will be described.

【０２０６】２４１は３６°Ｙ−ＬｉＴａＯ₃の圧電基
板であり、１．５×２×０．５ｍｍの大きさである。Reference numeral 241 denotes a 36 ° Y-LiTaO ₃ piezoelectric substrate having a size of 1.5 × 2 × 0.5 mm.

【０２０７】入力側から順番に並列腕共振器（Ｒ
ｐ₁）、直列腕共振器（Ｒｓ₁）、並列腕共振器（Ｒ
ｐ₂）、直列腕共振器（Ｒｓ₂）、並列腕共振器（Ｒ
ｐ₃）の順で並んでいる。個々の共振器は両サイドに反
射器２４２（短絡型）をもった構造である。個々の共振
器はいづれも開口長が１８０μｍ、電極指の対数が５０
対、反射器も５０対である。The parallel arm resonators (R
p ₁ ), series arm resonator (Rs ₁ ), parallel arm resonator (Rs ₁ )
p ₂ ), series arm resonator (Rs ₂ ), parallel arm resonator (Rs ₂ )
p ₃ ). Each resonator has a structure having reflectors 242 (short-circuit type) on both sides. Each resonator has an opening length of 180 μm and a pair of electrode fingers of 50 μm.
There are 50 pairs and reflectors.

【０２０８】櫛形電極指の周期のみ並列腕共振器と直列
腕共振器とで変えてある。並列腕共振器の周期はλｐ＝
４．３９μｍ（パターン幅とギャップは１：１であるた
め、パターン幅はλｐ／４≒１．１μｍ）、直列共振器
の周期はλｓ＝４．１６μｍ（同様にパターン幅はλｓ
／４＝１．０４μｍ）である。Only the period of the comb-shaped electrode fingers is changed between the parallel arm resonator and the series arm resonator. The period of the parallel arm resonator is λp =
4.39 μm (the pattern width is λp / 4 ≒ 1.1 μm because the pattern width and the gap are 1: 1), and the period of the series resonator is λs = 4.16 μm (similarly, the pattern width is λs
/4=1.04 μm).

【０２０９】それぞれの周期はそれぞれの共振器の共振
周波数（ｆｒｐ，ｆｒｓ)が所定の値（ｆｒｐ＝８９３
ＭＨｚ、ｆｒｓ＝９４２ＭＨｚ）となるように λｓ＝Ｖ_m／ｆｒｓ、及びλｐ＝Ｖ_m／ｆｒｐ より決定したものである。ここで、Ｖ_mは電極膜厚３０
００Åの時の３６°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ₃結晶の
表面波の音速であり、実験的にＶ_m＝３９２０ｍ／ｓと
求められた。In each cycle, the resonance frequency (frp, frs) of each resonator is a predetermined value (frp = 893).
MHz, is obtained by determining from frs = 942MHz) and so as to λs = V _m / frs, and λp = V _m / frp. Here, V _m is 30
The sound velocity of a surface wave of a 36 ° Y-cut X-propagating LiTaO ₃ crystal at 00 °, which was experimentally determined to be V _m = 3920 _m / s.

【０２１０】上記構成の弾性表面波フィルタ２４０は、
図４５（Ｃ）に示す広帯域で且つ低損失の通過特性を有
する。なお、Δｆ＝１９ＭＨｚである。[0210] The surface acoustic wave filter 240 having the above-described configuration includes:
It has a broadband and low-loss transmission characteristic shown in FIG. Note that Δf = 19 MHz.

【０２１１】図４３中、λｐだけを変えて４．３５μｍ
とすると、Δｆが１０ＭＨｚとなり、図４５（Ｂ）の特
性が得られる。尚、電極材料はＡｌ−Ｃｕ合金であり、
膜厚は３０００Åで、表面波が圧電基板２４１のＸ軸方
向に伝搬するように配置してある。In FIG. 43, when only λp is changed to 4.35 μm
Then, Δf becomes 10 MHz, and the characteristic of FIG. 45B is obtained. The electrode material is an Al-Cu alloy,
The film has a thickness of 3000 ° and is arranged so that the surface wave propagates in the X-axis direction of the piezoelectric substrate 241.

【０２１２】次に、他の圧電基板を用いた場合の例につ
いて説明する。Next, an example in which another piezoelectric substrate is used will be described.

【０２１３】６４°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ₃の場合
には、γ＝６．８であり（１７）式は、In the case of 64 ° Y-cut X-propagation LiNbO ₃ , γ = 6.8, and equation (17) gives:

【０２１４】[0214]

【数１４】 となる。[Equation 14] Becomes

【０２１５】４１°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ₃の場合
には、γ＝４．４であり、In the case of 41 ° Y-cut X-propagation LiNbO ₃ , γ = 4.4,

【０２１６】[0216]

【数１５】 となる。(Equation 15) Becomes

【０２１７】γ値が小さくなる程、即ち電気機械結合係
数が大きな基板になる程、αは大きくなり、Δｆを大き
く広げても特性劣化は起りにくい。As the γ value becomes smaller, that is, as the substrate has a larger electromechanical coupling coefficient, α becomes larger, and even if Δf is made larger, the characteristic hardly deteriorates.

【０２１８】〔実施例１２〕図５２は本発明の第１２実
施例になる表面波フィルタ２５０の回路構成図を示す。[Twelfth Embodiment] FIG. 52 is a circuit diagram of a surface acoustic wave filter 250 according to a twelfth embodiment of the present invention.

【０２１９】図５３は、図５２の回路構成の弾性表面波
フィルタを具体化した構造を示す。FIG. 53 shows a structure embodying the surface acoustic wave filter having the circuit configuration of FIG.

【０２２０】図５４及び図５５は、図５２，５３の弾性
表面波フィルタの特性を示す。FIGS. 54 and 55 show the characteristics of the surface acoustic wave filter shown in FIGS.

【０２２１】実施例の概要 説明の便宜上、まず本実施例の概要について説明する。Overview of Embodiment For the convenience of explanation, an overview of this embodiment will be described first.

【０２２２】本実施例の弾性表面波フィルタは、直並列
に弾性表面波共振器を接続し、これを複数個多段化した
梯子型の弾性表面波フィルタにおいて、直並列共振器１
つずつからなる単位区間の間のイメージインピーダンス
の整合を図り、各接続点での損失を減らす構成としたも
のである。The surface acoustic wave filter of this embodiment is a ladder type surface acoustic wave filter in which a plurality of surface acoustic wave resonators are connected in series and parallel to each other.
In this configuration, the image impedance is matched between the unit sections each consisting of one unit, and the loss at each connection point is reduced.

【０２２３】これにより、通過帯域における挿入損失を
低減することが可能となる。As a result, it is possible to reduce the insertion loss in the pass band.

【０２２４】発明の完成までの思考過程 次に、本発明の完成までの思考過程について説明する。Thinking process until the invention is completed Next, the thinking process until the present invention is completed will be described.

【０２２５】図５６（Ａ），（Ｂ）に示すように少なく
とも１個づつの直列腕共振器と並列腕共振器の梯子型接
続により、バンドパス特性を得ることができる。なお、
この一個づつの直列腕共振器と並列腕共振器の梯子型接
続が、フィルタの単位区間となる。As shown in FIGS. 56A and 56B, a band-pass characteristic can be obtained by connecting at least one series arm resonator and a parallel arm resonator in a ladder form. In addition,
The ladder-type connection of each series arm resonator and parallel arm resonator constitutes a unit section of the filter.

【０２２６】この際、直列腕共振器の共振周波数と並列
共振器の***振周波数は一致若しくは、通過帯域幅拡大
の上から前者が後者より高い周波数を持つことが望まし
い。図５６（Ａ），（Ｂ）の単位区間は互いに入出力端
が直列腕であるかで、二つのタイプがあり、これらを多
段に接続したものは、図５７（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に
示すように３つのタイプに分類される。In this case, it is desirable that the resonance frequency of the series arm resonator and the anti-resonance frequency of the parallel resonator match, or that the former has a higher frequency than the latter in view of the expansion of the passband. There are two types of unit sections in FIGS. 56 (A) and (B) depending on whether the input / output ends are serial arms, and those connected in multiple stages are shown in FIGS. 57 (A), (B) and They are classified into three types as shown in FIG.

【０２２７】図５７（Ａ）は入出力側の一方が直列腕で
他方が並列腕である場合、（非対称型）、（Ｂ）は入出
力端共に並列腕である場合（対称型）、同図（Ｃ）は入
出力端共に直列腕である場合（対称型）である。FIG. 57 (A) shows the case where one of the input / output sides is a serial arm and the other is a parallel arm (asymmetric type), and FIG. 57 (B) shows the case where the input / output ends are both parallel arms (symmetric type). FIG. (C) shows a case where both the input and output terminals are series arms (symmetric type).

【０２２８】このように多段化した場合、挿入損失、帯
域外抑圧度ともに単位区間のｎ倍となり、一般に挿入損
失は悪くなるものの、帯域外抑圧度は改善する。とくに
単位区間の損失が０に近い場合はこの多段化は有効であ
る。When the number of stages is increased in this way, both the insertion loss and the out-of-band suppression are n times as large as the unit section, and although the insertion loss generally worsens, the out-of-band suppression is improved. In particular, when the loss in the unit section is close to 0, this multi-stage is effective.

【０２２９】しかしながら、単位区間同士の通過帯域に
おけるインピーダンス整合が適切でないと、挿入損失が
理論的なｎ倍よりもさらに悪化する。However, if the impedance matching in the pass band between the unit sections is not appropriate, the insertion loss will be worse than the theoretical n times.

【０２３０】インピーダンス整合が適切でないと、単位
区間の境界（図５７中の線１−１’からｎ−ｎ’までの
各境界）で電力の反射が起こり、損失増加となるからで
ある。If the impedance matching is not appropriate, power reflection occurs at the boundary of the unit section (each boundary from line 1-1 ′ to nn ′ in FIG. 57), resulting in an increase in loss.

【０２３１】単位区間同士の電力反射をГとすると損失
もｎ１０ｌｏｇ（Г）となる。従って単位区間同士のイ
ンピーダンス整合をはかり、境界での電力反射を押さえ
ることにより、挿入損失の増加を極力押さえることが重
要である。Assuming that the power reflection between the unit sections is Г, the loss is also n10log (Г). Therefore, it is important to reduce the insertion loss as much as possible by measuring the impedance between the unit sections and suppressing the power reflection at the boundary.

【０２３２】次に、単位区間同士のインピーダンス整合
を図る方法について説明する。Next, a method for achieving impedance matching between unit sections will be described.

【０２３３】図５８に示すように、一般に２つの異なる
４端子定数（Ｆ行列の４つの定数Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）をも
つ回路同士を、インピーダンス整合を図って接続する場
合、境界ｂ−ｂ’からそれぞれの回路側を見たイメージ
インピーダンスが互いに等しいと置けば良い。As shown in FIG. 58, when circuits having two different four-terminal constants (four constants A, B, C, and D of the F matrix) are generally connected with each other for impedance matching, a boundary b− It suffices that the image impedances when viewing the respective circuit sides from b ′ are equal to each other.

【０２３４】図５８に示すように回路１側をみたイメー
ジインピーダンスＺi1は、回路１の４端子定数Ａ₁，
Ｂ₁，Ｃ₁，Ｄ₁を使って次式のように表される。As shown in FIG. 58, the image impedance Zi1 seen from the circuit 1 side is the four-terminal constant A ₁ of the circuit ₁ ,
It is expressed as follows using B ₁ , C ₁ , and D ₁ .

【０２３５】[0235]

【数１６】 同様に回路２側をみたイメージインピーダンスＺi2は、
次式のように表される。(Equation 16) Similarly, the image impedance Zi2 looking at the circuit 2 side is
It is expressed as the following equation.

【０２３６】[0236]

【数１７】 これらのイメージインピーダンスは負荷抵抗（純抵抗）
Ｒ₀とは無関係に決まる。[Equation 17] These image impedances are load resistance (pure resistance)
It is determined independently of R ₀ .

【０２３７】（２１）式と（２２）式を等しいと置く
と、次式のようなインピーダンス整合条件が求まる。Assuming that equations (21) and (22) are equal, an impedance matching condition as follows is obtained.

【０２３８】 Ｄ₁Ｂ₁／Ｃ₁Ａ₁＝Ａ₂Ｂ₂／Ｃ₂Ｄ₂ …（２３） 図５９は、前述のインピーダンス整合条件を梯子型回路
の単位区間に適用した場合を示す。D ₁ B ₁ / C ₁ A ₁ = A ₂ B ₂ / C ₂ D ₂ (23) FIG. 59 shows a case where the above-described impedance matching condition is applied to a unit section of a ladder-type circuit.

【０２３９】図５９（Ａ）は、インピーダンス整合が悪
い接続方法で、（２３）式の条件を満たさない。FIG. 59A shows a connection method with poor impedance matching, which does not satisfy the condition of equation (23).

【０２４０】境界ｂ−ｂ’から右側をみた反射係数Г
は、The reflection coefficient た as seen from the boundary bb ′ on the right side
Is

【０２４１】[0241]

【数１８】 となる。Ｚ_sＹ_pは実際の素子では通過帯域でも完全に０
とはならないためГも０にはならない。(Equation 18) Becomes Z _s Y _p is completely zero even in the pass band in an actual element.
Does not become zero because it does not become zero.

【０２４２】これに比べ、図５９（Ｂ）、または図５９
（Ｃ）は境界ｂ−ｂ’で（２３）式の条件を満たすため
反射は０となり、損失は生じない。In comparison with FIG. 59B or FIG.
In (C), since the boundary bb 'satisfies the condition of the expression (23), the reflection becomes 0 and no loss occurs.

【０２４３】例えば、図５９（Ｂ）の場合、境界ｂ−
ｂ’から左側みたイメージインピーダンスは、（２１）
式から、For example, in the case of FIG.
The image impedance seen from the left side from b ′ is (21)
From the formula,

【０２４４】[0244]

【数１９】 となる。境界ｂ−ｂ’から右側をみたイメージインピー
ダンスＺi2も（２２）式から求めると、Ｚi1と等しくな
ることが分かる。[Equation 19] Becomes From the equation (22), it can be seen that the image impedance Zi2 on the right side of the boundary bb 'is also equal to Zi1.

【０２４５】従ってインピーダンス整合がとれ、境界で
の反射係数は０となる。Therefore, impedance matching is achieved, and the reflection coefficient at the boundary becomes zero.

【０２４６】図ぶ５９（Ｃ）も同様にインピーダンス整
合がとれていることが証明される。FIG. 59 (C) also proves that impedance matching has been achieved.

【０２４７】次に図５９（Ｂ），（Ｃ）のような接続法
を利用して単位区間を多段接続する方法を考察する。Next, a method of connecting the unit sections in multiple stages using the connection method shown in FIGS. 59 (B) and 59 (C) will be considered.

【０２４８】図６０（Ａ）は、図５９（Ｂ），（Ｃ）の
接続法を交互に繰り返して単位区間をｎ（＞２）段接続
した回路を示す。このような接続方法をつかえば、前述
の理由から何段接続しても各単位区間の電力反射は起こ
らない。FIG. 60A shows a circuit in which n (> 2) unit sections are connected by repeating the connection method shown in FIGS. 59B and 59C alternately. If such a connection method is used, power reflection in each unit section does not occur regardless of how many stages are connected for the above-described reason.

【０２４９】図６０（Ａ）の構成で、互いに隣接しあう
並列腕の共振器同士、または直列腕の共振器同士を加え
てひとまとめにすると図６０（Ｂ）と等価になる。In the configuration of FIG. 60 (A), if the resonators of the parallel arm or the resonators of the serial arm which are adjacent to each other are added and put together, it becomes equivalent to FIG. 60 (B).

【０２５０】この結果、最も入出力端に近い腕のみがそ
れより内側の腕に対して半分の大きさのインピーダンス
あるいはアドミタンス値をもつようになることがわか
る。As a result, it can be seen that only the arm closest to the input / output end has an impedance or admittance value that is half that of the inner arm.

【０２５１】図５７で示した３種類の多段化の仕方に対
してこの原理を適用すると、インピーダンス整合を図っ
た接続法として、それぞれ図６１（Ａ），（Ｂ），
（Ｃ）の方法が得られる。When this principle is applied to the three types of multi-stage methods shown in FIG. 57, as connection methods for achieving impedance matching, FIGS. 61 (A), (B), and
The method of (C) is obtained.

【０２５２】図６１（Ａ）は図５７（Ａ）に対応する整
合化接続法で、入出力端のどちらか一方が直列腕で、他
方が並列腕の場合である。この場合は、端部の直列腕共
振器のインピーダンス値は、内側直列腕共振器のインピ
ーダンス値の半分であり、また、他方の端部の並列腕共
振器のアドミタンス値も、内側の並列腕共振器のアドミ
タンス値の半分である。FIG. 61A shows a matching connection method corresponding to FIG. 57A, in which one of the input and output ends is a serial arm and the other is a parallel arm. In this case, the impedance value of the series arm resonator at the end is half the impedance value of the inner series arm resonator, and the admittance value of the parallel arm resonator at the other end is also equal to the inner parallel arm resonator. Half the admittance value of the vessel.

【０２５３】同様に図６１（Ｂ）は図５７（Ｂ）の、ま
た図６１（Ｃ）は図５７（Ｃ）の整合化接続法である。Similarly, FIG. 61 (B) shows the matching connection method of FIG. 57 (B), and FIG. 61 (C) shows the matching connection method of FIG. 57 (C).

【０２５４】図６１（Ｂ）の場合は両端部が並列腕の場
合で、両端部の並列腕共振器のアドミタンス値は、それ
より内側の並列腕共振器のアドミタンス値の半分となっ
ている。In the case of FIG. 61B, both ends are parallel arms, and the admittance value of the parallel arm resonators at both ends is half of the admittance value of the parallel arm resonators inside.

【０２５５】図６１（Ｃ）の場合は両端部が直列腕の場
合で、両端部の直列腕共振器のインピーダンス値は、そ
れより内側の直列腕共振器のインピーダンス値の半分と
なっている。In the case of FIG. 61 (C), both ends are series arms, and the impedance value of the series arm resonators at both ends is half of the impedance value of the series arm resonator inside it.

【０２５６】実施例１２の構成 次に、上記の考え方に基づく、本発明の第１２実施例に
ついて説明する。Next, a description will be given of a twelfth embodiment of the present invention based on the above concept.

【０２５７】図５２は本発明の第１２実施例になる弾性
表面波フィルタ２５０の基本的構成を示す。FIG. 52 shows a basic structure of a surface acoustic wave filter 250 according to a twelfth embodiment of the present invention.

【０２５８】この弾性表面波フィルタを具体化すると、
図５３に示す如くになる。When this surface acoustic wave filter is embodied,
As shown in FIG.

【０２５９】３つの直列腕共振器（Ｒｓ₁，Ｒｓ₂，Ｒｓ
₃）と３つの並列腕共振器（Ｒｐ₁，Ｒｐ₂，Ｒｐ₃）とか
ら成り、それぞれ図５２に示す等価回路のように接続さ
れている。これらの６つの共振器は共に開口長（９０μ
ｍ）が同じであり、且つ電極指対数（１００対）も同じ
である。また、各共振器は同図に示すような短絡型の反
射器を両側に有し、Ｑを高めている。反射器の対数は１
００対程度である。The three series arm resonators (Rs ₁ , Rs ₂ , Rs
₃ ) and three parallel arm resonators (Rp ₁ , Rp ₂ , Rp ₃ ), which are connected as shown in the equivalent circuit of FIG. These six resonators all have an aperture length (90 μm).
m) are the same, and the number of electrode finger pairs (100 pairs) is also the same. Each resonator has a short-circuited reflector on both sides as shown in FIG. The log of the reflector is 1
It is about 00 pairs.

【０２６０】直列腕共振器（Ｒｓ₁〜Ｒｓ₃）はすべて同
じ長さの電極指周期（λｓ）であり、λｓ＝４．１９μ
ｍである。又、並列腕共振器（Ｒｐ₁〜Ｒｐ₃）の周期
は、これと異なる周期λｐ＝４．３８μｍとしてある。The series arm resonators (Rs _{1 to} Rs ₃ ) have the same length of the electrode finger period (λs), and λs = 4.19 μm.
m. The period of the parallel arm resonators (Rp _{1 to} Rp ₃ ) is set to a different period λp = 4.38 μm.

【０２６１】比較の対象として、この構成に対する比較
例を図６２に示す。FIG. 62 shows a comparative example of this configuration as a comparison target.

【０２６２】図５２及び図６２の両方について、インピ
ーダンスＺ_sで示される直列腕の一端子弾性表面波共振
器の設計条件は、開口長９０μｍ、対数１００対であ
る。アドミタンスＹ_pで示される並列腕の一端子対弾性
表面波共振器も同じ条件である。[0262] For both FIGS. 52 and 62, the design conditions of the one-terminal SAW resonator series arm represented by impedance Z _s is the aperture length 90 [mu] m, a logarithmic 100 pairs. One-terminal-pair surface acoustic wave resonator in the parallel arm represented by admittance Y _p is the same condition.

【０２６３】圧電基板結晶は、３６°ＹカットＸ伝搬Ｌ
ｉＴａＯ₃を用い、その上に弾性表面波共振器として３
０００ÅのＡｌ合金膜の櫛形パターンが形成してある。The piezoelectric substrate crystal has a 36 ° Y cut X propagation L
iTaO ₃ was used and a surface acoustic wave resonator 3
A comb-shaped pattern of an Al alloy film of 000 ° is formed.

【０２６４】図５４中、実線２５１は図５３のフィルタ
２５０の特性を示す。破線２５２は図６２の比較例のフ
ィルタの特性を示す。両者より本実施例のフィルタ２５
０の方が、低損失化されていることがわかる。特に通過
帯域の両端での改善が大きい。In FIG. 54, the solid line 251 indicates the characteristic of the filter 250 shown in FIG. A broken line 252 indicates the characteristic of the filter of the comparative example of FIG. From both, the filter 25 of the present embodiment
It can be seen that 0 is lower loss. In particular, the improvement at both ends of the pass band is large.

【０２６５】次に図６２の比較例のフィルタにおいて、
単位区間（３）のアドミタンスＹ_pで表される並列共振
器のみ、対数を１００対から８０対に減らしてアドミタ
ンスＹ_pの値を小さくした時の通過特性を図５５中、線
２５３で示す。同様に挿入損失が改善されていることが
分かる。従って、端部のアドミタンス値は１／２としな
くとも、内側のアドミタンス値より減らすだけでも、十
分ではないが効果があると言える。インピーダンス値に
対しても同様である。Next, in the filter of the comparative example of FIG.
Parallel resonator represented by admittance Y _p of unit sections (3) only, in FIG. 55 the passage characteristic when a smaller value of admittance Y _p to reduce the logarithm to 80 to 100 pairs, indicated by the line 253. Similarly, it can be seen that the insertion loss is improved. Therefore, it can be said that even if the admittance value at the end is not reduced to 1/2, simply reducing it from the admittance value at the inner side is not sufficient, but is effective. The same applies to the impedance value.

【０２６６】以上、図６１（Ａ）の基本形に対する実施
例を示したが、これは中央部に多数の単位区間が増えて
も同様な効果を有する。Although the embodiment for the basic form shown in FIG. 61A has been described above, the same effect can be obtained even if a large number of unit sections increase in the center.

【０２６７】〔実施例１３〕図６３は、本発明の第１３
実施例になる弾性表面波フィルタ２６０である。Embodiment 13 FIG. 63 shows a thirteenth embodiment of the present invention.
9 shows a surface acoustic wave filter 260 according to an embodiment.

【０２６８】この弾性表面波フィルタは、図６１（Ｂ）
に示す構成方法に基づいたものである。この弾性表面波
フィルタ２６０は、図５４の線２５１で示したものと同
様な損失低減効果をもたらす。This surface acoustic wave filter is shown in FIG.
This is based on the configuration method shown in FIG. This surface acoustic wave filter 260 has a loss reduction effect similar to that shown by the line 251 in FIG.

【０２６９】〔実施例１４〕図６４は、本発明の第１４
実施例になる弾性表面波フィルタ２７０である。[Embodiment 14] FIG. 64 shows a fourteenth embodiment of the present invention.
This is a surface acoustic wave filter 270 according to an embodiment.

【０２７０】この弾性表面波フィルタは、図６１（Ｃ）
に示す構成方法に基づいたものである。 この弾性表面
波フィルタ２７０も、図５４の線２５１で示したものと
同様な損失低減効果をもたらす。This surface acoustic wave filter is shown in FIG.
This is based on the configuration method shown in FIG. This surface acoustic wave filter 270 also has a loss reduction effect similar to that shown by the line 251 in FIG.

【０２７１】〔実施例１５〕次に本発明の第１５実施例
になる弾性表面波フィルタについて図６５及び図６６等
を参照して説明する。[Embodiment 15] Next, a surface acoustic wave filter according to a fifteenth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.

【０２７２】実施例の概要 説明の便宜上、まず本実施例の概要について説明する。Overview of Embodiment For convenience of explanation, an overview of this embodiment will be described first.

【０２７３】本実施例は、通過帯域における挿入損失を
決定している原因として、櫛形電極の抵抗分とコンダク
タンス分に着目し、直列配列の共振器に対しては抵抗分
を減少させ、並列腕の共振器に対しては、コンダクタン
ス分を減少させることによりこれらを梯子型に組んだ時
のフィルタ特性の挿入損失を低減させるものである。This embodiment focuses on the resistance and the conductance of the comb-shaped electrode as the cause of determining the insertion loss in the pass band. For the resonators described above, by reducing the conductance, the insertion loss of the filter characteristics when these are assembled in a ladder form is reduced.

【０２７４】次に、本発明の背景等について説明する。Next, the background and the like of the present invention will be described.

【０２７５】本発明の背景 図６５に直列腕と並列腕にそれぞれ共振周波数（ｆｒ
ｓ，ｆｒｐ)の異なる２つの弾性表面波共振器を配置し
た梯子型フィルタ回路の基本構成を示す。FIG. 65 shows the resonance frequency (fr) applied to each of the series arm and the parallel arm.
2 shows a basic configuration of a ladder-type filter circuit in which two surface acoustic wave resonators having different (s, frp) are arranged.

【０２７６】ここで、並列腕共振器のアドミタンスを、 Ｙ_p＝ ｇ ＋ ｊ・ｂ …（２６） ｇ：コンダクタンス分 ｂ：サセプタンス分 とする。Here, the admittance of the parallel arm resonator is represented by Y _p = g + j · b (26) g: conductance b: susceptance

【０２７７】また直列腕共振器のインピーダンスを、 Ｚ_s＝ ｒ ＋ ｊ・ｘ …（２７） ｒ：抵抗分 ｘ：リアクタンス分 とする。The impedance of the series arm resonator is given by Z _s = r + j · x (27) where r is a resistance and x is a reactance.

【０２７８】このように仮定すると、ｇ，ｂ，ｒ，ｘの
周波数特性は図６９のようになる。With this assumption, the frequency characteristics of g, b, r, and x are as shown in FIG.

【０２７９】並列腕共振器のアドミタンスＹ_pのサセプ
タンス分ｂ（図６９中の点線）は、共振周波数ｆｒｐで
最大値をとり、そこで符号を＋から−へ変え、***振周
波数ｆａｐで０（零）となり、ｆａｐ以上で符号が再び
＋になり、少しづつ増大してゆく。[0279] susceptance component b admittance Y _p of the parallel arm resonator (dotted line in FIG. 69) takes the maximum value at the resonance frequency frp, where codes from + - changing to 0 at the anti-resonance frequency fap (zero ), The sign becomes + again at fap or more, and gradually increases.

【０２８０】一方、Ｙ_pのコンダクタンス分ｇ（図６９
中の一点鎖線）は、同様にｆａｐで最大値をとり、ｆａ
ｐを越えると急激に減少し、除々に０に近づいていく。On the other hand, the conductance g of Y _p (FIG. 69)
Similarly, the dashed line in the drawing) takes the maximum value at fap, and
When it exceeds p, it decreases rapidly and gradually approaches zero.

【０２８１】尚コンダクタンス分ｇは＋の値しかとらな
い。It should be noted that the conductance g has only a positive value.

【０２８２】直列腕共振器のインピーダンス分Ｚ_sのリ
アクタンス分ｘ（図６９中の実線）は、アドミタンスと
は逆で共振周波数ｆｒｓで０となり、***振周波数ｆａ
ｓで最大値をとり、さらに＋から−へ符号を変え、ｆａ
ｓ以上では一側から０へ近づいていく。The reactance x (solid line in FIG. 69) of the impedance Z _s of the series arm resonator is opposite to the admittance and becomes 0 at the resonance frequency frs, and the anti-resonance frequency fa
take the maximum value at s, change the sign from + to-, and
Above s, it approaches 0 from one side.

【０２８３】また、抵抗分ｒは０から徐々に増加してゆ
き、***振周波数ｆａｓで最大値をとり、それ以上で徐
々に減少していく。ｒもｇと同様に＋の値しかとらな
い。Further, the resistance r gradually increases from 0, reaches a maximum value at the anti-resonance frequency fas, and gradually decreases above that. r also takes only the value of + similarly to g.

【０２８４】ここで、フィルタ特性を作るためには、前
記並列共振器の***振周波数ｆａｐと直列共振器の共振
周波数ｆｒｓとは略一致もしくは後者がやや大きいこと
が条件である。Here, in order to produce filter characteristics, it is required that the anti-resonance frequency fap of the parallel resonator and the resonance frequency frs of the series resonator be substantially the same or that the latter is slightly larger.

【０２８５】図６９の下部に上のインピーダンス、アド
ミタンスの周波数特性に合わせて、フィルタ回路として
の通過特性を示す。ｆａｐ≒ｆｒｓ近傍で通過帯域をと
り、それ以外では減衰領域となる。同図からも明らかな
ように、通過帯域の特に中心周波数近傍ではｂ及びｘは
０になる。The lower part of FIG. 69 shows the pass characteristic as a filter circuit in accordance with the upper impedance and admittance frequency characteristics. A pass band is set near fap ≒ frs, and the rest is an attenuation region. As can be seen from the figure, b and x become 0 especially in the vicinity of the center frequency of the pass band.

【０２８６】従って、フィルタとしての通過特性はＳ21
は、ｒとｇのみで決まり、Therefore, the pass characteristic as a filter is S21
Is determined only by r and g,

【０２８７】[0287]

【数２０】 となる。(Equation 20) Becomes

【０２８８】こゝで、ｒ＞０，ｇ＞０であるので、（２
８）式はｒ，ｇ共に増加するほどＳ21は１より小さくな
り、２０ｌｏｇ｜Ｓ21｜で表される挿入損失も増大して
いく。Here, since r> 0 and g> 0, (2
In equation (8), as both r and g increase, S21 becomes smaller than 1, and the insertion loss represented by 20log | S21 | also increases.

【０２８９】従って、ｒ，ｇは共に０に近い程、挿入損
失は小さいことになる。Therefore, as r and g are both closer to 0, the insertion loss is smaller.

【０２９０】次に、ｒ，ｇは弾性表面波共振器を形成す
る櫛形電極のどのような部分から生じているのかを説明
する。Next, a description will be given of what portions of the comb-shaped electrodes forming the surface acoustic wave resonator have r and g.

【０２９１】こゝでは、図３（Ｂ）中、ｒ₁をも考慮に
入れて考える。Here, in FIG. 3B, r ₁ is also taken into consideration.

【０２９２】ｒ₁は櫛形電極の電気抵抗分及び櫛形電極
指の各端部から基板内部へバルク波となっと漏れていく
エネルギー損失分を音響抵抗分として表したものを合計
したものである。R ₁ is the sum of the electric resistance of the comb-shaped electrode and the energy loss that leaks from each end of the comb-shaped electrode finger into the substrate as a bulk wave as acoustic resistance.

【０２９３】今、バルク波放射による抵抗分は櫛形電極
の形状に殆ど依存しないため、櫛形電極の電気抵抗ｒ₁
に比例する。特にｘ＝０の中心周波数近傍ではｒ＝ｒ₁
となる。また、並列腕共振器のアドミタンスのコンダク
タンス分ｇは、櫛形電極の電気抵抗のコンダクタンス１
／ｒ₁に比例する。Since the resistance due to the emission of the bulk wave hardly depends on the shape of the comb-shaped electrode, the electric resistance r _{1 of the} comb-shaped electrode is small.
Is proportional to Especially near the center frequency of x = 0, r = r ₁
Becomes The admittance conductance g of the parallel arm resonator is equal to the conductance 1 of the electric resistance of the comb-shaped electrode.
/ R ₁ .

【０２９４】今、櫛形電極の電極指の抵抗率をρ_o、電
極指の幅をＷ、膜厚をｔとし、直列腕共振器の開口長を
ｌ_s、対数をＮ_sとすると、 ｒ＝ｌ_s・ρ_o／（Ｎ_s・Ｗ・ｔ） …（２９） となる。Now, assuming that the resistivity of the electrode finger of the comb-shaped electrode is ρ _o , the width of the electrode finger is W, the film thickness is t, the opening length of the series arm resonator is l _s , and the logarithm is N _s , r = l _s · ρ _o / (N _s · W · t) (29)

【０２９５】また、並列腕共振器の開口長をｌ_p、対数
をＮ_pとすると、同一基板、同一金属膜を使う場合はρo
，Ｗ，ｔはほぼ等しいから、 ｇ＝Ｎ_p・Ｗ・ｔ／（ｌ_p・ρ_o） …（３０） となる。If the opening length of the parallel arm resonator is l _p and the logarithm is N _p , when the same substrate and the same metal film are used, ρo
, W, t are substantially equal, so that g = N _p · W · t / (l _p · ρ _o ) (30)

【０２９６】従って、（２８）式における挿入損失にお
ける増加分は、 ｒ＋５０ｒ・ｇ＋２５００ｇ ＝ｌ_s・ρ_o／（Ｎ_s・Ｗ・ｔ）＋５０・（ｌ_s／ｌ_p）・（Ｎ_p／Ｎ_s） ＋２５００・Ｎ_p・Ｗ・ｔ／（ｌ_p・ρ_o）…（３１） となる。[0296] Thus, the increase in insertion loss in the equation (28) is, r + 50r · g + 2500g = l s · ρ o / (N s · W · t) +50 · (l s / l p) · (N p / N _{s) +2500 · N p · W} · t / (l p · ρ o) ... is (31).

【０２９７】（３１）式より、直列腕共振器は開口長ｌ
_sが短く、対数Ｎ_sが多い程、また、並列共振器は開口長
ｌ_pが長く、対数Ｎ_pが少ない程、損失低減に効果がある
ことが分かる。特に、ｌ_s／ｌ_p＜１，Ｎ_p／Ｎ_s＜１であ
る程、言い換えれば開口長は、直列腕共振器の方が並列
腕共振器より短い方が、対数は、直列腕共振器の方が並
列腕共振器より多い方が一層効果がある。From equation (31), the series arm resonator has an aperture length l
_s is short, as the logarithmic N _s is large, also, the parallel resonators aperture length l _p is long, as the logarithmic N _p is small, it can be seen that the effect on the loss reduction. In particular, as l _s / l _p <1, N _p / N _s <1, in other words, the opening length of the series arm resonator is shorter than that of the parallel arm resonator, and the logarithm is the series arm resonator. Is more effective than the parallel arm resonator.

【０２９８】ここで、この理由について述べる。Now, the reason will be described.

【０２９９】上記（３１）式において、ｒ＝ｒ_s（ｒ_s：
直列腕共振器の電気抵抗）及びｇ＝１／ｒ_p（ｒ_p：並列
腕の電気抵抗）であるから ｒ＋５０ｒ・ｇ＋２５００ｇ＝ｒ_s＋５０（ｒ_s／ｒ_p）
＋２５００（１／ｒ_p） となる。従って、（ｒ_s／ｒ_p）＜１、即ちｒ_s＜ｒ_pであ
れば挿入損失の増大は抑制できる。In the above equation (31), r = r _s (r _s :
Series arm resonators electrical resistance) and _{g = 1 / r p (r} p: Since a parallel electrical resistance arm) r + 50r · g + 2500g = r s +50 (r s / r p)
+2500 to become (1 / r _p). Therefore, increase of the insertion loss if _{(r s / r p) <} 1, i.e. r _s <r _p can be suppressed.

【０３００】なお、この場合ｌ_sをあまり狭め過ぎると
表面波の回折による損失が現れ、逆にｌ_pを長くしすぎ
ると抵抗増大による並列共振器のＱ低下を招き、低周波
側の帯域外抑圧度が悪くなるため、その大きさには限度
がある。In this case, if l _s is too small, loss due to surface wave diffraction appears. Conversely, if l _p is too long, the Q of the parallel resonator is reduced due to an increase in resistance, and out of band on the low frequency side. Since the degree of suppression is worse, its size is limited.

【０３０１】さらに櫛形電極を形成している金属膜の膜
厚を直列腕の方をｔ_s、並列腕の方をｔ_pとすると（３
１）式は次のようになる。[0301] Further towards the t _s of the film thickness series arm of the metal film forming the comb-shaped electrodes, towards the parallel arm When t _p (3
The expression 1) is as follows.

【０３０２】 ｒ＋５０ｒ・ｇ＋２５００ｇ ＝ｌ_s・ρ_o／（Ｎ_s・Ｗ・ｔ）＋５０・（ｌ_s／ｌ_p）・（Ｎ_p／Ｎ_s） （ ｔ_p／ｔ_s）＋２５００・Ｎ_p・Ｗ・ｔ_p／（ｌ_p・ρ_o）…（３２） 従って、ｔ_p／ｔ_sとすることで同様に損失を低減でき
る。[0302] r + 50r · g + 2500g = l s · ρ o / (N s · W · t) +50 · (l s / l p) · (N p / N s) (t p / t s) +2500 · N p · W · t _p / (1 _p · ρ _o ) (32) Accordingly, the loss can be similarly reduced by setting t _p / t _s .

【０３０３】この他にも抵抗率の異なる（ρos，ρop）
２種類の金属膜からなる共振器を、直列腕と並列腕に配
置してフィルタを作り、ρos／ρop＜１とすることも可
能であるが、実際に素子をつくる場合、量産性等を考慮
すると実際的ではない。[0303] In addition, the resistivity is different (ρos, ρop)
It is possible to make a filter by arranging resonators composed of two kinds of metal films in a series arm and a parallel arm to make ρos / ρop <1, but in the case of actually making an element, consider mass productivity etc. Then it is not practical.

【０３０４】実施例１５の構成 次に、上記考え方を採用した実施例について説明する。Configuration of Embodiment 15 Next, an embodiment employing the above concept will be described.

【０３０５】図６５は本発明の第１５実施例の弾性表面
波フィルタ２８０の回路構成を示す。FIG. 65 shows a circuit configuration of a surface acoustic wave filter 280 according to a fifteenth embodiment of the present invention.

【０３０６】図６６は図６５の回路構成を具体化した構
造を示す。用いた圧電基板２４１は３６°ＹカットＸＬ
ｉＴａＯ₃であり、電極材料は３０００ÅのＡｌ膜であ
る。FIG. 66 shows a structure embodying the circuit configuration of FIG. 65. The used piezoelectric substrate 241 is 36 ° Y-cut XL
iTaO ₃ , and the electrode material is a 3000 ° Al film.

【０３０７】比較例は、直列腕、並列腕共に、櫛形電極
の開口長ｌ_s＝ｌ_p＝９０μｍ、対数Ｎ_p＝Ｎ_s＝１００対
であるのに対し、本実施例では、直列腕を、ｌ_s＝４５
μｍ、Ｎ_s＝２００対、並列腕をｌ_p＝１８０μｍ、Ｎ_p
＝５０対とした。ｌ_p＞ｌ_sであり、Ｎ_s＞Ｎ_pである。ま
た、ｌ_s／ｌ_p＝０．２５及びＮ_p／Ｎ_s＝０．２５であ
る。In the comparative example, both the serial arm and the parallel arm have the comb-shaped electrode opening length l _s = l _p = 90 μm and the logarithm N _p = N _s = 100 pairs. , L _s = 45
μm, N _s = 200 pairs, the parallel arm is l _p = 180 μm, N _p
= 50 pairs. l _p > l _s and N _s > N _p . Also, a _{= 0.25 l s / l p =} 0.25 and N _p / N _s.

【０３０８】この時、対数と開口長の積で形状的に決ま
る櫛形電極の静電容量Ｃ_Oは変わらないようにした。At this time, the capacitance C _O of the comb-shaped electrode, which is determined by the product of the logarithm and the opening length, was kept unchanged.

【０３０９】図６６の実線２８１が本実施例の特性、破
線２８２が比較例の特性である。従来では損失が２．５
ｄＢであったものが本実施例により２．０ｄＢとなり、
本実施例により０．５ｄＢ以上改善した。即ち、フィル
タの挿入損失がｄＢ換算で２５％も改善された。In FIG. 66, the solid line 281 is the characteristic of this embodiment, and the broken line 282 is the characteristic of the comparative example. Conventionally, the loss was 2.5
What was dB was changed to 2.0 dB according to the present embodiment,
According to the present embodiment, it is improved by 0.5 dB or more. That is, the insertion loss of the filter was improved by 25% in dB.

【０３１０】また、本実施例の場合、直列腕共振器の対
数を増加したことにより、耐電力性も向上し、印加可能
な最大電力が２０％向上した。In the case of the present embodiment, the power durability was also improved by increasing the number of series arm resonators, and the maximum power that could be applied was improved by 20%.

【０３１１】以上の実施例の場合、ｌ_s＝３０μｍ以下
で回折損が現れ始め、ｌ_p＝３００μｍ以上で低周波側
の帯域外劣化が起こり始めたことから、これらの値が限
度であった。In the case of the above embodiment, diffraction loss began to appear at l _s = 30 μm or less, and out-of-band degradation on the low frequency side began to occur at l _p = 300 μm or more. .

【０３１２】以上、直列腕の電気抵抗を下げ、並列腕の
電気抵抗を上げる（コンダクトタンスを下げる）ことに
より、通過帯域の挿入損が改善されることは明らかであ
る。As described above, it is apparent that the insertion loss in the pass band can be improved by reducing the electric resistance of the series arm and increasing the electric resistance of the parallel arm (reducing the conductance).

【０３１３】また、並列腕共振器の膜厚を直列腕共振器
の膜厚より薄くした構成とすることもできる。この構成
によっても、上記実施例の場合と同様に、通過帯域の損
失を少なくできる。It is also possible to adopt a configuration in which the thickness of the parallel arm resonator is thinner than the thickness of the series arm resonator. With this configuration, as in the case of the above-described embodiment, the loss of the pass band can be reduced.

【０３１４】以上説明したように、本発明によれば、一
つの圧電基板上に複数の並列腕と直列腕を形成するの
で、弾性表面波共振器の共振周波数を正確に制御でき、
広帯域化のためのフィルタの周波数制御が可能となると
ともに、多段化した場合の通過帯域での挿入損失を低減
することができる。 As described above, according to the present invention, since a plurality of parallel arms and a series arm are formed on one piezoelectric substrate, the resonance frequency of the surface acoustic wave resonator can be accurately controlled.
When the frequency control of the filter for the broadband can be achieved
Both reduce insertion loss in the passband when multi-stages are used.
can do.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の弾性表面波フィルタの原理図である。FIG. 1 is a principle diagram of a surface acoustic wave filter according to the present invention.

【図２】共振器を用いたフィルタ回路の基本構成を示す
図である。FIG. 2 is a diagram showing a basic configuration of a filter circuit using a resonator.

【図３】一端子対弾性表面波共振器の構造とその等価回
路及びその記号を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing the structure of a one-port surface acoustic wave resonator, its equivalent circuit, and its symbol.

【図４】一端子対弾性表面波共振器のインピーダンス及
びアドミタンスの周波数特性を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing frequency characteristics of impedance and admittance of a one-port surface acoustic wave resonator.

【図５】共振周波数近傍における弾性表面波共振器のイ
ンミタンス特性及びそれらを接続してなる図１のフィル
タのフィルタ特性を示す図である。5 is a diagram showing the immittance characteristics of the surface acoustic wave resonator near the resonance frequency and the filter characteristics of the filter of FIG. 1 formed by connecting them.

【図６】従来の弾性表面波フィルタを説明する図であ
る。FIG. 6 is a diagram illustrating a conventional surface acoustic wave filter.

【図７】共振器にインダクタンスを直列に付加した場合
の効果を示す図である。FIG. 7 is a diagram illustrating an effect when an inductance is added to a resonator in series.

【図８】一端子対弾性表面波共振器を直列にｎ個接続し
た場合の効果を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing an effect when n one-port surface acoustic wave resonators are connected in series.

【図９】並列腕共振器の通過特性の開口長依存性を示す
図である。FIG. 9 is a diagram showing the dependence of the pass characteristic of the parallel arm resonator on the aperture length.

【図１０】直列腕共振器の通過特性の開口長依存性を示
す図である。FIG. 10 is a diagram showing the aperture length dependence of the transmission characteristic of the series arm resonator.

【図１１】本発明の弾性表面波フィルタの第１実施例の
回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram of a first embodiment of a surface acoustic wave filter according to the present invention.

【図１２】図１１のフィルタの通過特性を示す図であ
る。FIG. 12 is a diagram illustrating a pass characteristic of the filter of FIG. 11;

【図１３】並列腕共振器へのインダクタンス付加の効果
を示す図である。FIG. 13 is a diagram showing the effect of adding inductance to the parallel arm resonator.

【図１４】図１１の弾性表面波フィルタの構造をその蓋
を取り外した状態で示す平面図である。FIG. 14 is a plan view showing the structure of the surface acoustic wave filter of FIG. 11 with its lid removed.

【図１５】図４１中、XV−XV線に沿う断面図である。FIG. 15 is a sectional view taken along line XV-XV in FIG. 41;

【図１６】本発明の弾性表面波フィルタの第２実施例を
示す図である。FIG. 16 is a view showing a second embodiment of the surface acoustic wave filter according to the present invention.

【図１７】図１６のフィルタの通過特性を示す図であ
る。FIG. 17 is a diagram illustrating a pass characteristic of the filter of FIG. 16;

【図１８】並列腕共振器の開口長（Ａ_P）と直列腕共振
器の開口長（Ａ_S）の比（Ａ_P／Ａ_S）の増大効果を示す
図である。18 is a diagram showing the effect of increasing the aperture length of the parallel arm resonator (A _P) and aperture length of the series arm resonator ratio _{(A S) (A P /} A S).

【図１９】本発明の弾性表面波フィルタの第３実施例を
示す図である。FIG. 19 is a diagram showing a third embodiment of the surface acoustic wave filter according to the present invention.

【図２０】図１９のフィルタの通過特性を示す図であ
る。FIG. 20 is a diagram showing the pass characteristics of the filter of FIG. 19;

【図２１】本発明の弾性表面波フィルタの第４実施例を
示す図である。FIG. 21 is a diagram showing a fourth embodiment of the surface acoustic wave filter according to the present invention.

【図２２】図２１のフィルタの通過特性を示す図であ
る。FIG. 22 is a diagram illustrating pass characteristics of the filter of FIG. 21;

【図２３】本発明の弾性表面波フィルタの第５実施例を
示す図である。FIG. 23 is a diagram showing a fifth embodiment of the surface acoustic wave filter according to the present invention.

【図２４】図２３のフィルタの通過特性を示す図であ
る。FIG. 24 is a diagram showing the pass characteristics of the filter of FIG. 23;

【図２５】本発明の弾性表面波フィルタの第６実施例の
回路図である。FIG. 25 is a circuit diagram of a surface acoustic wave filter according to a sixth embodiment of the present invention.

【図２６】図２５中、第１の一端子対弾性表面共振器を
示す図である。FIG. 26 is a diagram showing a first one-port pair elastic surface resonator in FIG. 25;

【図２７】図２５のフィルタの通過特性を示す図であ
る。FIG. 27 is a diagram showing the pass characteristics of the filter of FIG. 25;

【図２８】反射器設置位置ｄ＝（ｎ＋β）・λのβによ
るリップル幅への影響を示す図である。FIG. 28 is a diagram illustrating the influence of β on the ripple width due to the reflector installation position d = (n + β) · λ.

【図２９】図２５の弾性表面波フィルタの構造をその蓋
を取り外した状態で示す平面図である。FIG. 29 is a plan view showing the structure of the surface acoustic wave filter of FIG. 25 with its lid removed.

【図３０】図２５中の第１の一端子対弾性表面波共振器
の一の変形例を示す図である。FIG. 30 is a diagram showing a modification of the first one-port surface acoustic wave resonator shown in FIG. 25;

【図３１】図２５中の第１の一端子対弾性表面波共振器
の別の変形例を示す図である。FIG. 31 is a view showing another modification of the first one-port surface acoustic wave resonator shown in FIG. 25;

【図３２】本発明の弾性表面波フィルタの第７実施例を
示す図である。FIG. 32 is a view showing a seventh embodiment of the surface acoustic wave filter according to the present invention.

【図３３】電極膜厚（ｔ）のリップル発生位置への効果
を示す図である。FIG. 33 is a diagram showing an effect of an electrode film thickness (t) on a ripple occurrence position.

【図３４】並列腕共振器の反射器によるリップル
（ｒ_P）が高周波減衰極へ落ちたときの状態を示す図で
ある。FIG. 34 is a diagram illustrating a state where a ripple (r _P ) due to a reflector of a parallel arm resonator falls to a high frequency attenuation pole.

【図３５】共振器型フィルタの通過特性の膜厚依存性を
示す図である。FIG. 35 is a diagram showing the film thickness dependence of the pass characteristic of the resonator type filter.

【図３６】挿入損失及びリップル発生位置の膜厚依存性
の実験の結果を示す図である。FIG. 36 is a diagram showing the results of an experiment on the dependency of the insertion loss and the position of occurrence of ripple on the film thickness.

【図３７】本発明の弾性表面波フィルタの第８実施例の
第１の一端子対弾性表面波共振器を示す図である。FIG. 37 is a diagram showing a first one-port surface acoustic wave resonator according to an eighth embodiment of the surface acoustic wave filter of the present invention.

【図３８】図３７の共振器を適用した弾性表面波フィル
タの通過特性を示す図である。FIG. 38 is a diagram showing the pass characteristics of a surface acoustic wave filter to which the resonator shown in FIG. 37 is applied;

【図３９】本発明の弾性表面波フィルタの第８実施例の
第１の一端子対弾性表面波共振器の変形例を示す図であ
る。FIG. 39 is a view showing a modification of the first one-port surface acoustic wave resonator according to the eighth embodiment of the surface acoustic wave filter of the present invention.

【図４０】図１１の弾性表面波フィルタのインダクタン
スを実現する別の例を示す図である。FIG. 40 is a diagram showing another example for realizing the inductance of the surface acoustic wave filter of FIG. 11;

【図４１】図１１の弾性表面波フィルタのインダクタン
スを実現する更に別の例を示す図である。41 is a diagram showing still another example for realizing the inductance of the surface acoustic wave filter of FIG. 11;

【図４２】本発明の弾性表面波フィルタの第１１実施例
の回路図である。FIG. 42 is a circuit diagram of an eleventh embodiment of a surface acoustic wave filter according to the present invention.

【図４３】図４２の回路を具体化した構成を示す図であ
る。FIG. 43 is a diagram showing a configuration embodying the circuit of FIG. 42;

【図４４】fａｐ＜ｆｒｐとしたときの弾性表面波共振
器のインミタンス特性を示す図である。FIG. 44 is a diagram showing the immittance characteristics of a surface acoustic wave resonator when fap <frp.

【図４５】Δｆ≡ｆｒｓ−ｆａｐを零から増加させたと
きの梯子型フィルタの通過特性の変化を説明する図であ
る。FIG. 45 is a diagram illustrating a change in the pass characteristic of the ladder-type filter when Δf≡frs-fap is increased from zero.

【図４６】弾性表面波共振器の特性測定法を説明する図
である。FIG. 46 is a diagram illustrating a method for measuring characteristics of a surface acoustic wave resonator.

【図４７】並列腕及び直列腕の各弾性表面波共振器のア
ドミタンス及びインピーダンスの特性を示す図である。FIG. 47 is a diagram illustrating characteristics of admittance and impedance of each surface acoustic wave resonator of the parallel arm and the serial arm.

【図４８】ｂｘ積の周波数依存性を示す図である。FIG. 48 is a diagram showing the frequency dependence of the bx product.

【図４９】図４２の回路の一部をＬとＣの等価回路で表
した図である。FIG. 49 is a diagram showing a part of the circuit of FIG. 42 as an equivalent circuit of L and C.

【図５０】｜ｂｘ_max｜とΔｆ／ｆｒｓとの関係を示す
図である。FIG. 50 is a diagram showing a relationship between | bx _max | and Δf / frs.

【図５１】ｋ² とγとの関係を示す図である。FIG. 51 is a diagram showing a relationship between k ² and γ.

【図５２】本発明の弾性表面波フィルタの第１２実施例
の回路図である。FIG. 52 is a circuit diagram of a twelfth embodiment of a surface acoustic wave filter according to the present invention.

【図５３】図５２の回路を具体化した構成を示す図であ
る。FIG. 53 is a diagram showing a configuration embodying the circuit of FIG. 52;

【図５４】図５３の弾性表面波フィルタの特性を示す図
である。FIG. 54 is a diagram showing characteristics of the surface acoustic wave filter of FIG. 53.

【図５５】図６３のフィルタ中、出力側Ｙ_pを減少させ
た場合の特性を示す図である。In the filter of FIG. 55 FIG. 63 is a diagram showing a characteristic when reduced output Y _p.

【図５６】１個づつの弾性表面波共振器を梯子型にした
単位区間の回路図である。FIG. 56 is a circuit diagram of a unit section in which one surface acoustic wave resonator is formed in a ladder shape.

【図５７】図５６の単位区間を多段（ｎ段）に接続して
なる回路の回路図である。FIG. 57 is a circuit diagram of a circuit in which the unit sections of FIG. 56 are connected in multiple stages (n stages).

【図５８】二つの４端子回路の接続とその境界を示す図
である。FIG. 58 is a diagram showing connections between two four-terminal circuits and boundaries thereof.

【図５９】単位区間同士の接合を示す図である。FIG. 59 is a diagram showing joining of unit sections.

【図６０】ｎ（＞２）段に単位区間を接続する方法を説
明する図である。FIG. 60 is a diagram illustrating a method of connecting a unit section to n (> 2) stages.

【図６１】本実施例の梯子型回路の構成方法を説明する
図である。FIG. 61 is a diagram illustrating a configuration method of the ladder-type circuit according to the present embodiment.

【図６２】従来の弾性表面波フィルタの回路図である。FIG. 62 is a circuit diagram of a conventional surface acoustic wave filter.

【図６３】本発明の弾性表面波フィルタの第１３実施例
の回路図である。FIG. 63 is a circuit diagram of a thirteenth embodiment of a surface acoustic wave filter according to the present invention.

【図６４】本発明の弾性表面波フィルタの第１４実施例
の回路図である。FIG. 64 is a circuit diagram of a fourteenth embodiment of a surface acoustic wave filter according to the present invention.

【図６５】本発明の弾性表面波フィルタの第１５実施例
の回路図である。FIG. 65 is a circuit diagram of a surface acoustic wave filter according to a fifteenth embodiment of the present invention.

【図６６】図６５の回路を具体化した構成を示す図であ
る。FIG. 66 is a diagram showing a configuration embodying the circuit of FIG. 65;

【図６７】図６６のフィルタの特性を示す図である。FIG. 67 is a view showing characteristics of the filter of FIG. 66.

【図６８】並列腕と直列腕に共振周波数の異なる弾性表
面波共振器を配置した梯子型フィルタ回路を示す図であ
る。FIG. 68 is a diagram showing a ladder-type filter circuit in which surface acoustic wave resonators having different resonance frequencies are arranged in a parallel arm and a series arm.

【図６９】並列腕共振器のアドミタンス（Ｙ_p）の周波
数特性及び直列腕共振器のインピーダンス（Ｚ_s）の周
波数特性を対応させて示す図である。FIG. 69 is a diagram correspondingly showing a frequency characteristic of admittance (Y _p ) of a parallel arm resonator and a frequency characteristic of impedance (Z _s ) of a series arm resonator.

【図７０】従来の弾性表面波フィルタの１例を示す図で
ある。FIG. 70 is a diagram showing an example of a conventional surface acoustic wave filter.

【図７１】図７０のフィルタの通過特性を示す図であ
る。FIG. 71 is a diagram showing the pass characteristics of the filter of FIG. 70;

【符号の説明】[Explanation of symbols]

６０，９０，１００，１１０，１２０，１３０，２４
０，２５０，２６０，２７０，２８０ 弾性表面波フィ
ルタ ８０，１５０ 弾性表面波フィルタ装置 ８１ セラミックパッケージ ８２ フィルタチップ ８３ 蓋 ８４_-1〜８５_-6 電極端子 ８５_-1〜８５_-5 端子 ８６_-1〜８６_-5 ボンディングワイヤ １２４，１２５ 減衰極 １２７ 阻止域 １３１，２０１，２１１ 励振電極 １３２，１３３，１６０，１６１，１６６，１６７，２
０２，２０３，２１２，２１３，２４２ 反射器 ２２０，２２１，２３０，２３１ マイクロストリップ
ライン ２４１ ３６°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ₃基板（チッ
プ） Ｒｓ₁，Ｒｓ₂ 直列腕共振器 Ｒｐ₁〜Ｒｐ₃ 並列腕共振器60, 90, 100, 110, 120, 130, 24
0, 250, 260, 270, 280 Surface acoustic wave filter 80, 150 Surface acoustic wave filter device 81 Ceramic package 82 Filter chip 83 Lid 84 _{-1 to} 85 _-6 Electrode terminal 85 _{-1 to} 85 _-5 Terminal 86 _-1 86 _-5 bonding wires 125 attenuation pole 127 stopband 131,201,211 excitation electrode 132,133,160,161,166,167,2
02, 203, 212, 213, 242 Reflector 220, 221, 230, 231 Microstrip line 241 36 ° Y-cut X-propagation LiTaO ₃ substrate (chip) Rs ₁ , Rs ₂ Series arm resonator Rp _{1 to} Rp ₃ Parallel arm Resonator

フロントページの続き (72)発明者 松田 隆志 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 高松 光夫 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (56)参考文献 特開 昭63−132515（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−123051（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−171120（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−19044（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−36091（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−81403（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−205908（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−260911（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−178812（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−2105（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03H 9/64 H03H 9/145 Continued on the front page (72) Inventor Takashi Matsuda 1015 Uedanaka, Nakahara-ku, Kawasaki City, Kanagawa Prefecture Inside Fujitsu Limited (72) Inventor Mitsuo Takamatsu 1015 Uedanaka, Nakahara-ku, Nakazaki-ku Kawasaki City, Kanagawa Prefecture Fujitsu Limited (56) Reference Document JP-A-63-132515 (JP, A) JP-A-53-123051 (JP, A) JP-A-58-171120 (JP, A) JP-A-52-19044 (JP, A) JP-A 51-190 36091 (JP, A) JP-A-64-81403 (JP, A) JP-A-3-205908 (JP, A) JP-A-1-260911 (JP, A) JP-A-57-178812 (JP, A) JP-A-57-2105 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. ⁷ , DB name) H03H 9/64 H03H 9/145

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 弾性表面波共振器により構成される複数
の並列腕と直列腕とが梯子型に直に接続されて一つの圧
電基板上に形成され、バンドパス特性を有し、 前記各弾性表面波共振器は、それぞれ重ならない伝搬路
を有し、 所定の共振周波数（ｆｒｐ)を有する第１の一端子対弾
性表面波共振器を前記各並列腕に、該第１の共振器の反
共振周波数（ｆａｐ)に略一致するか若しくはより大き
な共振周波数（ｆｒｓ)をもつ第２の一端子対弾性表面
波共振器を前記各直列腕に接続し、 該第２の一端子対弾性表面波共振器を形成する櫛形電極
の電気抵抗分（ｒｓ）が、該第１の一端子対弾性表面波
共振器を形成する櫛型電極の電気抵抗分（ｒｐ）よりも
小さい構成とし、 該第２の一端子対弾性表面波共振器を形成する櫛形電極
の電気抵抗分（ｒｓ)を、該第１の一端子対弾性表面波
共振器を構成する櫛型電極の電気抵抗分（ｒｐ)よりも
小さくする手段は、該第２の一端子弾性表面波共振器を
構成する櫛形電極の開口長（ｌｓ)が、該第１の一端子
対弾性表面波共振器を構成する櫛形電極の開口長（ｌ
ｐ)よりも短く、かつ、該第２の一端子対弾性表面波共
振器を構成する櫛形電極の対数（Ｎｓ)が、該第１の一
端子対弾性表面波共振器を構成する櫛形電極の対数（Ｎ
ｐ)よりも多くした構成であること を特徴とする弾性表
面波フィルタ。A plurality of surface acoustic wave resonators;
Parallel arm and series arm are directly connected in a ladder
The surface acoustic wave resonators are formed on a circuit board and have band-pass characteristics.
And a first one-port bullet having a predetermined resonance frequency (frp)
A surface acoustic wave resonator is attached to each of the parallel arms,
Approximately or larger than resonance frequency (fap)
Terminal-to-elastic surface with high resonance frequency (frs)
Comb-shaped electrode connecting a wave resonator to each of the series arms to form the second one- port surface acoustic wave resonator
Is equivalent to the first terminal-to-surface acoustic wave.
Than the electric resistance (rp) of the comb-shaped electrode forming the resonator
A comb-shaped electrode having a small configuration and forming the second one-port pair surface acoustic wave resonator
Of the first terminal-pair surface acoustic wave
Than the electrical resistance (rp) of the comb-shaped electrode constituting the resonator
Means for reducing the size of the second one-terminal surface acoustic wave resonator
The opening length (ls) of the comb-shaped electrode to be formed is the first terminal.
The opening length of the comb-shaped electrode constituting the surface acoustic wave resonator (l
p), and the second one-port pair surface acoustic wave
The logarithm (Ns) of the comb-shaped electrodes constituting the vibrator is the first one.
The logarithm (N) of the terminal-to-comb electrode forming the surface acoustic wave resonator
A surface acoustic wave filter having a configuration larger than p) . 【請求項２】 第２の一端子対弾性表面波共振器を形成
する櫛形電極の電気抵抗分（ｒｓ)を、該第１の一端子
対弾性表面波共振器を構成する櫛型電極の電気抵抗分の
（ｒｐ)よりも小さくする手段は、該第１の一端子対弾
性表面波共振器を構成する金属薄膜製の櫛形電極の膜厚
を、該第２の一端子対弾性表面波共振器と同じ金属の膜
厚よりも薄くした構成であることを特徴とする請求項１
に記載の弾性表面波フィルタ。2. A second one-port surface acoustic wave resonator is formed.
The electric resistance (rs) of the comb-shaped electrode is changed by the first terminal.
The electric resistance of the comb-shaped electrode that constitutes the surface acoustic wave resonator
The means for making it smaller than (rp) is the first one-port bullet.
Of Comb-shaped Electrode Made of Metallic Thin Film Constituting Conductive Surface Wave Resonator
A film of the same metal as the second one-port surface acoustic wave resonator.
2. The structure according to claim 1, wherein the thickness is smaller than the thickness.
3. The surface acoustic wave filter according to 1.