JPH1065588A - 振幅・位相補正回路、受信装置及び送信装置 - Google Patents
振幅・位相補正回路、受信装置及び送信装置Info
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- JPH1065588A JPH1065588A JP8222934A JP22293496A JPH1065588A JP H1065588 A JPH1065588 A JP H1065588A JP 8222934 A JP8222934 A JP 8222934A JP 22293496 A JP22293496 A JP 22293496A JP H1065588 A JPH1065588 A JP H1065588A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
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- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2649—Demodulators
- H04L27/265—Fourier transform demodulators, e.g. fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
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- Discrete Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 マルチキャリア信号を伝送する場合の処理時
における位相のずれを防止する。 【解決手段】 マルチキャリア信号をフィルタ１０３で
フィルタリングした後、高速フーリエ変換してシンボル
系列データとされた信号の振幅及び位相を補正するよう
にしたもので、その振幅・位相補正回路２１１として、
フィルタ１０３の通過域における振幅特性及び位相特性
によって生じる信号の変化分を相殺するための値が格納
される補正値格納手段と、この補正値格納手段に格納さ
れた値と高速フーリエ変換出力値との乗算を行う乗算手
段とを設けるようにした。
における位相のずれを防止する。 【解決手段】 マルチキャリア信号をフィルタ１０３で
フィルタリングした後、高速フーリエ変換してシンボル
系列データとされた信号の振幅及び位相を補正するよう
にしたもので、その振幅・位相補正回路２１１として、
フィルタ１０３の通過域における振幅特性及び位相特性
によって生じる信号の変化分を相殺するための値が格納
される補正値格納手段と、この補正値格納手段に格納さ
れた値と高速フーリエ変換出力値との乗算を行う乗算手
段とを設けるようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、マルチキャリア信
号による通信を行う場合の変復調処理に適用して好適な
振幅・位相補正回路と、その補正回路が適用される受信
装置及び送信装置に関する。
号による通信を行う場合の変復調処理に適用して好適な
振幅・位相補正回路と、その補正回路が適用される受信
装置及び送信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】マルチキャリア信号と称される信号を使
用した通信方式が存在する。この方式は、複数のキャリ
アを同時に伝送して、各キャリアに情報を分散して通信
を行うもので、効率の良い伝送が可能である。このよう
なマルチキャリア信号を使用した伝送方式の一つとし
て、本出願人は先にＯＦＤＭ波と称される構成の信号を
使用した伝送方式を提案した（特願平８−１３２４３４
号など）。この伝送方式は、所定時間を単位としてタイ
ムスロットを構成させると共に、そのタイムスロット内
に周波数軸で分割したバンドスロットを規定し、所定数
のバンドスロットを使用してバンドスロット間隔の複数
のキャリア信号を同時に送信する処理を、所定のタイム
スロット周期で行うものである。
用した通信方式が存在する。この方式は、複数のキャリ
アを同時に伝送して、各キャリアに情報を分散して通信
を行うもので、効率の良い伝送が可能である。このよう
なマルチキャリア信号を使用した伝送方式の一つとし
て、本出願人は先にＯＦＤＭ波と称される構成の信号を
使用した伝送方式を提案した（特願平８−１３２４３４
号など）。この伝送方式は、所定時間を単位としてタイ
ムスロットを構成させると共に、そのタイムスロット内
に周波数軸で分割したバンドスロットを規定し、所定数
のバンドスロットを使用してバンドスロット間隔の複数
のキャリア信号を同時に送信する処理を、所定のタイム
スロット周期で行うものである。
【０００３】図６は、従来のこのＯＦＤＭ波の受信回路
の構成の一例を示す図で、アンテナやアンプ（いずれも
図示せず）からの信号１０６は、ダウンコンバータ１０
２で中間周波信号又はベースバンド信号に周波数変換
し、その周波数変換された信号１０７をローパスフィル
タ１０３に供給して、搬送波成分などの除去を行って、
マルチキャリア信号であるＯＦＤＭ波１０８を得る。こ
のＯＦＤＭ波１０８は、ある一定のキャリア間隔（上述
したバンドスロット間隔）に信号が含まれるマルチキャ
リア信号である。
の構成の一例を示す図で、アンテナやアンプ（いずれも
図示せず）からの信号１０６は、ダウンコンバータ１０
２で中間周波信号又はベースバンド信号に周波数変換
し、その周波数変換された信号１０７をローパスフィル
タ１０３に供給して、搬送波成分などの除去を行って、
マルチキャリア信号であるＯＦＤＭ波１０８を得る。こ
のＯＦＤＭ波１０８は、ある一定のキャリア間隔（上述
したバンドスロット間隔）に信号が含まれるマルチキャ
リア信号である。
【０００４】ＯＦＤＭ波１０８は、アナログ／デジタル
変換器１０４にてデジタル信号に変換され、変換された
データを高速フーリエ変換回路（以下ＦＦＴと称する）
１０５に供給する。アナログ／デジタル変換器１０４で
は、キャリア数の２倍のオーバーサンプリングを行う。
ＦＦＴ１０５は、入力された時系列に並んだ信号１０９
を周波数列上の信号１１０に変換する処理を行い、その
周波数列上の信号１１０を信号選択回路１０１で選択す
る。ここでは、アナログ／デジタル変換器１０４で２倍
のオーバーサンプリングを行っているので、ＦＦＴ１０
５の出力の半分のキャリアに含まれる情報を選択する処
理を行い、その選択された信号１１１を、受信シンボル
系列とする。
変換器１０４にてデジタル信号に変換され、変換された
データを高速フーリエ変換回路（以下ＦＦＴと称する）
１０５に供給する。アナログ／デジタル変換器１０４で
は、キャリア数の２倍のオーバーサンプリングを行う。
ＦＦＴ１０５は、入力された時系列に並んだ信号１０９
を周波数列上の信号１１０に変換する処理を行い、その
周波数列上の信号１１０を信号選択回路１０１で選択す
る。ここでは、アナログ／デジタル変換器１０４で２倍
のオーバーサンプリングを行っているので、ＦＦＴ１０
５の出力の半分のキャリアに含まれる情報を選択する処
理を行い、その選択された信号１１１を、受信シンボル
系列とする。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】この図６の回路にて受
信した信号の状態を、図７に示す。図７のＡは、理想的
な状態でＦＦＴ１０５に入力すべき信号の実部及び虚部
の波形と、振幅及び位相を示したもので、ここでのＯＦ
ＤＭ波は、ＱＰＳＫ変調されているものとして仮定して
ある。この場合には、伝送される情報にかかわらず、各
キャリアの振幅は等しく、位相が４段階（３／４π、１
／４π、−１／４π、−３／４π）存在し、この４段階
以外の位相は本来は存在しない。
信した信号の状態を、図７に示す。図７のＡは、理想的
な状態でＦＦＴ１０５に入力すべき信号の実部及び虚部
の波形と、振幅及び位相を示したもので、ここでのＯＦ
ＤＭ波は、ＱＰＳＫ変調されているものとして仮定して
ある。この場合には、伝送される情報にかかわらず、各
キャリアの振幅は等しく、位相が４段階（３／４π、１
／４π、−１／４π、−３／４π）存在し、この４段階
以外の位相は本来は存在しない。
【０００６】ところが実際には、ローパスフィルタ１０
３の通過域での振幅特性には、図７のＢに示すようにバ
ラツキが生じている。更に、位相に関しても、図７のＢ
に示すように回転している。一般に、フィルタの通過域
の特性は、フィルタの通過域と遮断域の立ち上がりをシ
ャープに設定すればするほど、このような振幅や位相の
変化が生じてしまう。
３の通過域での振幅特性には、図７のＢに示すようにバ
ラツキが生じている。更に、位相に関しても、図７のＢ
に示すように回転している。一般に、フィルタの通過域
の特性は、フィルタの通過域と遮断域の立ち上がりをシ
ャープに設定すればするほど、このような振幅や位相の
変化が生じてしまう。
【０００７】このため、ローパスフィルタ１０３を通過
してＦＦＴ回路１０５に入力する実際の信号は、図７の
Ｃに示すようになって、振幅が一定でないと共に、位相
に関しても４段階以外の位相値が存在するようになって
いる。この信号がアナログ／デジタル変換器１０４で２
倍のオーバーサンプリングされたとすると、図７のＤに
示すようになり、信号選択回路１０１で選択される信号
としては、図７のＥに示すように、図７のＡに示す理想
的な信号とは大きく異なったものになってしまう。
してＦＦＴ回路１０５に入力する実際の信号は、図７の
Ｃに示すようになって、振幅が一定でないと共に、位相
に関しても４段階以外の位相値が存在するようになって
いる。この信号がアナログ／デジタル変換器１０４で２
倍のオーバーサンプリングされたとすると、図７のＤに
示すようになり、信号選択回路１０１で選択される信号
としては、図７のＥに示すように、図７のＡに示す理想
的な信号とは大きく異なったものになってしまう。
【０００８】このような信号の変化があると、伝送され
た情報を正確に受信することはできない。特に、マルチ
キャリア信号として、各キャリア間の位相差により情報
を伝送するような通信を行った場合には、その悪影響が
顕著に現れてしまう。
た情報を正確に受信することはできない。特に、マルチ
キャリア信号として、各キャリア間の位相差により情報
を伝送するような通信を行った場合には、その悪影響が
顕著に現れてしまう。
【０００９】なお、以上の説明における信号波の振幅と
位相は、受信回路において、信号波を実部成分と虚部成
分で取り扱うことで表現され、その際に行われる表現の
変換は、振幅をｒ、位相をθ、実数成分をｒｅ、虚数成
分をｉｍとしたとき、ｒｅ＝ｒ cosθ、ｉｍ＝ｒ sinθ
となる。
位相は、受信回路において、信号波を実部成分と虚部成
分で取り扱うことで表現され、その際に行われる表現の
変換は、振幅をｒ、位相をθ、実数成分をｒｅ、虚数成
分をｉｍとしたとき、ｒｅ＝ｒ cosθ、ｉｍ＝ｒ sinθ
となる。
【００１０】本発明はかかる点に鑑みてなされたもので
あり、マルチキャリア信号を伝送する場合の処理時にお
ける位相のずれを防止することを目的とする。
あり、マルチキャリア信号を伝送する場合の処理時にお
ける位相のずれを防止することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この問題点を解決するた
めに本発明は、マルチキャリア信号をフィルタリングし
た後、高速フーリエ変換してシンボル系列データとされ
た信号の振幅及び位相を補正するようにしたもので、そ
の振幅・位相補正回路として、フィルタリングの通過域
における振幅特性及び位相特性によって生じる信号の変
化分を相殺するための値が格納される補正値格納手段
と、この補正値格納手段に格納された値と高速フーリエ
変換出力値との乗算を行う乗算手段とを設けるようにし
たものである。
めに本発明は、マルチキャリア信号をフィルタリングし
た後、高速フーリエ変換してシンボル系列データとされ
た信号の振幅及び位相を補正するようにしたもので、そ
の振幅・位相補正回路として、フィルタリングの通過域
における振幅特性及び位相特性によって生じる信号の変
化分を相殺するための値が格納される補正値格納手段
と、この補正値格納手段に格納された値と高速フーリエ
変換出力値との乗算を行う乗算手段とを設けるようにし
たものである。
【００１２】かかる処理を行うことによって、フィルタ
リングする際の振幅や位相のずれが補正される。
リングする際の振幅や位相のずれが補正される。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例を図１〜
図４を参照して説明する。この図１〜図４において、従
来例として説明した図６及び図７に対応する部分には同
一符号を付し、その詳細説明は省略する。
図４を参照して説明する。この図１〜図４において、従
来例として説明した図６及び図７に対応する部分には同
一符号を付し、その詳細説明は省略する。
【００１４】図１は本例の受信回路の構成を示す図で、
アンテナやアンプからの信号１０６は、ダウンコンバー
タ１０２で中間周波信号又はベースバンド信号に周波数
変換し、その周波数変換された信号１０７をローパスフ
ィルタ１０３に供給して、搬送波成分などの除去を行っ
て、マルチキャリア信号であるＯＦＤＭ波１０８を得
る。このＯＦＤＭ波１０８は、ある一定のキャリア間隔
（上述したバンドスロット間隔）に信号が含まれるマル
チキャリア信号である。
アンテナやアンプからの信号１０６は、ダウンコンバー
タ１０２で中間周波信号又はベースバンド信号に周波数
変換し、その周波数変換された信号１０７をローパスフ
ィルタ１０３に供給して、搬送波成分などの除去を行っ
て、マルチキャリア信号であるＯＦＤＭ波１０８を得
る。このＯＦＤＭ波１０８は、ある一定のキャリア間隔
（上述したバンドスロット間隔）に信号が含まれるマル
チキャリア信号である。
【００１５】ＯＦＤＭ波１０８は、アナログ／デジタル
変換器１０４にてデジタル信号に変換され、変換された
データをＦＦＴ回路１０５に供給する。アナログ／デジ
タル変換器１０４では、キャリア数の２倍のオーバーサ
ンプリングを行う。ＦＦＴ１０５は、入力された時系列
に並んだ信号１０９を周波数列上の信号１１０に変換す
る処理を行い、その周波数列上の信号１１０を信号選択
回路１０１で選択して、選択された信号１１１を得る。
ここでは、ＦＦＴ１０５の出力の半分のキャリアに含ま
れる情報を選択する処理を行う。ここまでは、図６に示
した従来の受信回路と同様の構成である。
変換器１０４にてデジタル信号に変換され、変換された
データをＦＦＴ回路１０５に供給する。アナログ／デジ
タル変換器１０４では、キャリア数の２倍のオーバーサ
ンプリングを行う。ＦＦＴ１０５は、入力された時系列
に並んだ信号１０９を周波数列上の信号１１０に変換す
る処理を行い、その周波数列上の信号１１０を信号選択
回路１０１で選択して、選択された信号１１１を得る。
ここでは、ＦＦＴ１０５の出力の半分のキャリアに含ま
れる情報を選択する処理を行う。ここまでは、図６に示
した従来の受信回路と同様の構成である。
【００１６】そして本例においては、信号選択回路１０
１が出力する信号１１１を、振幅・位相補正回路２０１
に供給し、振幅及び位相を補正した信号２１２を得る。
そして、この振幅・位相補正回路２０１が出力する信号
２１２を、受信シンボルとする。
１が出力する信号１１１を、振幅・位相補正回路２０１
に供給し、振幅及び位相を補正した信号２１２を得る。
そして、この振幅・位相補正回路２０１が出力する信号
２１２を、受信シンボルとする。
【００１７】振幅・位相補正回路２０１の構成を図２に
示すと、この振幅・位相補正回路２０１は、補正値格納
用メモリ３０１と乗算器３０２とで構成され、補正値格
納用メモリ３０１には、予めローパスフィルタ１０３の
振幅特性ならびに位相特性から算出された、情報を含ん
でいるキャリアの周波数における各特性を相殺するため
の値が格納されている。そして、信号選択回路１０１が
出力する信号１１１である各シンボルを乗算器３０２に
供給して、補正値格納用メモリ３０１に格納された振幅
・位相補正値を乗算する。振幅・位相補正回路２０１で
処理されることによって、ＦＦＴ１０５が理想的に出力
すべきであるシンボル系列が出力されるようになる。
示すと、この振幅・位相補正回路２０１は、補正値格納
用メモリ３０１と乗算器３０２とで構成され、補正値格
納用メモリ３０１には、予めローパスフィルタ１０３の
振幅特性ならびに位相特性から算出された、情報を含ん
でいるキャリアの周波数における各特性を相殺するため
の値が格納されている。そして、信号選択回路１０１が
出力する信号１１１である各シンボルを乗算器３０２に
供給して、補正値格納用メモリ３０１に格納された振幅
・位相補正値を乗算する。振幅・位相補正回路２０１で
処理されることによって、ＦＦＴ１０５が理想的に出力
すべきであるシンボル系列が出力されるようになる。
【００１８】なお、補正値格納用メモリ３０１に格納さ
れる補正値としては、各キャリアの周波数位置毎に適切
な補正値を格納してあり、該当する周波数位置のキャリ
アを変換した信号が得られるタイミングで、該当する補
正値をメモリ３０１から読出して、乗算する。この場
合、乗算器３０２への入出力信号と補正値とは、いずれ
も実部成分と虚部成分とを持つ複素数の信号であり、乗
算としては複素数の乗算が行われる。
れる補正値としては、各キャリアの周波数位置毎に適切
な補正値を格納してあり、該当する周波数位置のキャリ
アを変換した信号が得られるタイミングで、該当する補
正値をメモリ３０１から読出して、乗算する。この場
合、乗算器３０２への入出力信号と補正値とは、いずれ
も実部成分と虚部成分とを持つ複素数の信号であり、乗
算としては複素数の乗算が行われる。
【００１９】図３は、本例の回路による処理を示す図
で、図３のＡに示す２倍にオーバーサンプリングされた
シンボル系列がＦＦＴ１０５から信号１１０として出力
されたとすると、信号選択回路１０１で選択される信号
１１１としては、図３のＢに示すように、１／２に間引
かれた信号となる。そして、振幅・位相補正回路２０１
で補正値が乗算された信号は、図３のＣに示すように、
各周波数で一定の理想的な振幅のシンボル系列が得られ
る。
で、図３のＡに示す２倍にオーバーサンプリングされた
シンボル系列がＦＦＴ１０５から信号１１０として出力
されたとすると、信号選択回路１０１で選択される信号
１１１としては、図３のＢに示すように、１／２に間引
かれた信号となる。そして、振幅・位相補正回路２０１
で補正値が乗算された信号は、図３のＣに示すように、
各周波数で一定の理想的な振幅のシンボル系列が得られ
る。
【００２０】次に、補正値格納用メモリ３０１に格納す
る補正値の算出処理を、図４を参照して説明する。ま
ず、ローパスフィルタ１０３の振幅・位相特性が、図４
のＡに示す特性であったとする。ここで、このローパス
フィルタ１０３の振幅特性と位相特性を相殺する（即ち
フラットにする）特性を求める。図４のＢは、図４のＡ
の特性に対応したローパスフィルタ１０３の振幅特性と
位相特性を相殺する特性である。振幅・位相補正回路２
１１としては、この図４のＢの特性を持つフィルタとし
て作動すれば良いものである。ここで、実際のシンボル
系列は、実数成分と虚数成分とで構成されるので、図４
のＣに示すように、図４のＢの特性を実数成分と虚数成
分とで表現して、この実数成分と虚数成分とのそれぞれ
のキャリアが存在する位置のサンプリング値をメモリ３
０１に格納させる。このようにすることで、図４のＤに
示すようなシンボル列が振幅・位相補正回路２１１に入
力したとき、図４のＥに示すように、補正された値とし
て理想的な信号が得られる。
る補正値の算出処理を、図４を参照して説明する。ま
ず、ローパスフィルタ１０３の振幅・位相特性が、図４
のＡに示す特性であったとする。ここで、このローパス
フィルタ１０３の振幅特性と位相特性を相殺する（即ち
フラットにする）特性を求める。図４のＢは、図４のＡ
の特性に対応したローパスフィルタ１０３の振幅特性と
位相特性を相殺する特性である。振幅・位相補正回路２
１１としては、この図４のＢの特性を持つフィルタとし
て作動すれば良いものである。ここで、実際のシンボル
系列は、実数成分と虚数成分とで構成されるので、図４
のＣに示すように、図４のＢの特性を実数成分と虚数成
分とで表現して、この実数成分と虚数成分とのそれぞれ
のキャリアが存在する位置のサンプリング値をメモリ３
０１に格納させる。このようにすることで、図４のＤに
示すようなシンボル列が振幅・位相補正回路２１１に入
力したとき、図４のＥに示すように、補正された値とし
て理想的な信号が得られる。
【００２１】以上のようにＦＦＴの後段に接続される振
幅・位相補正回路で、予め算出しておいたローパスフィ
ルタの逆の特性を反映した値を乗算することで、ローパ
スフィルタの通過域における位相の回転や振幅のばらつ
きを抑えることができる。
幅・位相補正回路で、予め算出しておいたローパスフィ
ルタの逆の特性を反映した値を乗算することで、ローパ
スフィルタの通過域における位相の回転や振幅のばらつ
きを抑えることができる。
【００２２】次に、本発明の他の実施例を、図５を参照
して説明する。この例は、マルチキャリア信号であるＯ
ＦＤＭ波の送信回路に適用した例である。その構成につ
いて説明すると、送信シンボル系列４０６は、振幅・位
相補正回路４１１にて振幅及び位相の補正が行われた信
号４０７とされ、その信号４０７がマルチキャリア信号
への変換用の高速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ）４０５
に供給されて、周波数軸上に並んだシンボル列の信号４
０７が時間軸上に並んだ離散信号としてのマルチキャリ
ア信号４０８とされる。このマルチキャリア信号４０８
は、デジタル／アナログ変換器４０４で変換された信号
４０９となった後、ローパスフィルタ４０３に供給さ
れ、このローパスフィルタ４０３の出力４１０を、アッ
プコンバータ４０２に供給して、搬送波で変調して送信
信号４１２とし、この送信信号４１２をアンテナ（図示
せず）から無線送信させる。
して説明する。この例は、マルチキャリア信号であるＯ
ＦＤＭ波の送信回路に適用した例である。その構成につ
いて説明すると、送信シンボル系列４０６は、振幅・位
相補正回路４１１にて振幅及び位相の補正が行われた信
号４０７とされ、その信号４０７がマルチキャリア信号
への変換用の高速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ）４０５
に供給されて、周波数軸上に並んだシンボル列の信号４
０７が時間軸上に並んだ離散信号としてのマルチキャリ
ア信号４０８とされる。このマルチキャリア信号４０８
は、デジタル／アナログ変換器４０４で変換された信号
４０９となった後、ローパスフィルタ４０３に供給さ
れ、このローパスフィルタ４０３の出力４１０を、アッ
プコンバータ４０２に供給して、搬送波で変調して送信
信号４１２とし、この送信信号４１２をアンテナ（図示
せず）から無線送信させる。
【００２３】ここで、振幅・位相補正回路４１１に格納
させる振幅及び位相の補正値としては、ローパスフィル
タ４０３の特性を補正する値としてある。このように構
成することで、ローパスフィルタ４０３の出力信号は、
送信するシンボル列を理想的に送信処理したＯＦＤＭ波
となる。
させる振幅及び位相の補正値としては、ローパスフィル
タ４０３の特性を補正する値としてある。このように構
成することで、ローパスフィルタ４０３の出力信号は、
送信するシンボル列を理想的に送信処理したＯＦＤＭ波
となる。
【００２４】なお、上述した各実施例では、振幅・位相
補正回路で補正する対象として、ローパスフィルタの通
過特性としたが、予め特性が判り、且つその特性が変化
しないものであれば、他の回路に対する振幅及び位相の
補正を行うこともできる。
補正回路で補正する対象として、ローパスフィルタの通
過特性としたが、予め特性が判り、且つその特性が変化
しないものであれば、他の回路に対する振幅及び位相の
補正を行うこともできる。
【００２５】
【発明の効果】本発明の振幅・位相補正回路によると、
フィルタでフィルタリングする際の振幅や位相のずれが
補正される。従って、伝送信号であるマルチキャリア信
号に含まれる情報が、正確に伝送され、良好な通信がで
きる。
フィルタでフィルタリングする際の振幅や位相のずれが
補正される。従って、伝送信号であるマルチキャリア信
号に含まれる情報が、正確に伝送され、良好な通信がで
きる。
【００２６】この場合、特にマルチキャリア信号とし
て、各キャリア間の位相差を情報として伝送する信号を
扱うことで、位相差による情報が正確に伝送され、マル
チキャリア信号の位相差による良好な通信ができる。
て、各キャリア間の位相差を情報として伝送する信号を
扱うことで、位相差による情報が正確に伝送され、マル
チキャリア信号の位相差による良好な通信ができる。
【００２７】また本発明の受信装置によると、受信信号
をフィルタでフィルタリングする際の振幅や位相のずれ
が補正された受信シンボルが得られ、マルチキャリア信
号に含まれる情報が、正確に受信できる効果を有する。
をフィルタでフィルタリングする際の振幅や位相のずれ
が補正された受信シンボルが得られ、マルチキャリア信
号に含まれる情報が、正確に受信できる効果を有する。
【００２８】この場合、特に受信するマルチキャリア信
号として、各キャリア間の位相差を情報として伝送する
信号を受信することで、位相差による情報を正確に受信
でき、マルチキャリア信号の位相差による良好な通信が
できる。
号として、各キャリア間の位相差を情報として伝送する
信号を受信することで、位相差による情報を正確に受信
でき、マルチキャリア信号の位相差による良好な通信が
できる。
【００２９】また本発明の送信装置によると、送信信号
をフィルタでフィルタリングする際の振幅や位相のずれ
が予め補正されるので、送信されるマルチキャリア信号
に含まれる情報に、フィルタの影響による振幅や位相の
ずれが発生せず、良好な信号を送信できる効果を有す
る。
をフィルタでフィルタリングする際の振幅や位相のずれ
が予め補正されるので、送信されるマルチキャリア信号
に含まれる情報に、フィルタの影響による振幅や位相の
ずれが発生せず、良好な信号を送信できる効果を有す
る。
【００３０】この場合、特に送信するマルチキャリア信
号として、各キャリア間の位相差を情報として送信する
信号としたことで、位相差による情報を正確に送信で
き、マルチキャリア信号の位相差による良好な通信がで
きる。
号として、各キャリア間の位相差を情報として送信する
信号としたことで、位相差による情報を正確に送信で
き、マルチキャリア信号の位相差による良好な通信がで
きる。
【図１】本発明の一実施例による受信回路構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】一実施例の振幅・位相補正回路を示すブロック
図である。
図である。
【図３】一実施例による受信信号例を示す波形図であ
る。
る。
【図４】一実施例による振幅・位相補正処理状態を示す
波形図である。
波形図である。
【図５】本発明の他の実施例による送信回路構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図６】従来の受信回路構成例を示すブロック図であ
る。
る。
【図７】図６の回路による処理例を示す波形図である。
１０１ 信号選定回路、１０２ ダウンコンバータ、１
０３ ローパスフィルタ、１０４ アナログ／デジタル
変換器、１０５ 高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）、２
１１ 振幅・位相補正回路、３０１ 補正値格納用メモ
リ、３０２ 乗算器、４０２ アップコンバータ、４０
３ ローパスフィルタ、４０４ デジタル／アナログ変
換器、４０５ 高速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ）、４
１１ 振幅・位相補正回路
０３ ローパスフィルタ、１０４ アナログ／デジタル
変換器、１０５ 高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）、２
１１ 振幅・位相補正回路、３０１ 補正値格納用メモ
リ、３０２ 乗算器、４０２ アップコンバータ、４０
３ ローパスフィルタ、４０４ デジタル／アナログ変
換器、４０５ 高速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ）、４
１１ 振幅・位相補正回路
【手続補正書】
【提出日】平成８年９月１２日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１９】図３は、本例の回路による処理を示す図
で、図３のＡに示す２倍にオーバーサンプリングされた
シンボル系列がＦＦＴ１０５から信号１１０として出力
されたとすると、信号選択回路１０１で選択される信号
１１１としては、図３のＢに示すように、１／２に間引
かれた信号となる（中央部分のサンプル点のみが抽出さ
れる）。そして、振幅・位相補正回路２０１で補正値が
乗算された信号は、図３のＣに示すように、各周波数で
一定の理想的な振幅のシンボル系列が得られる。
で、図３のＡに示す２倍にオーバーサンプリングされた
シンボル系列がＦＦＴ１０５から信号１１０として出力
されたとすると、信号選択回路１０１で選択される信号
１１１としては、図３のＢに示すように、１／２に間引
かれた信号となる（中央部分のサンプル点のみが抽出さ
れる）。そして、振幅・位相補正回路２０１で補正値が
乗算された信号は、図３のＣに示すように、各周波数で
一定の理想的な振幅のシンボル系列が得られる。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２１】以上のようにＦＦＴの後段に接続される振
幅・位相補正回路で、予め算出しておいたローパスフィ
ルタの逆の特性を反映した値を乗算することで、ローパ
スフィルタの通過域における位相の回転や振幅のばらつ
きを抑えることができる。また、信号選択回路１０１で
抽出されるポイントは、アナログ／デジタル変換器１０
４におけるオーバーサンプリングとリンクされていれば
よく、上述した１／２，２倍に限らず、１／３，３倍
や、１／４，４倍であってもかまわない。また、アナロ
グ／デジタル変換器１０４でオーバーサンプリングを行
わず、信号選択回路１０１の省略した回路構成で対応し
た処理を行うようにしても良い。
幅・位相補正回路で、予め算出しておいたローパスフィ
ルタの逆の特性を反映した値を乗算することで、ローパ
スフィルタの通過域における位相の回転や振幅のばらつ
きを抑えることができる。また、信号選択回路１０１で
抽出されるポイントは、アナログ／デジタル変換器１０
４におけるオーバーサンプリングとリンクされていれば
よく、上述した１／２，２倍に限らず、１／３，３倍
や、１／４，４倍であってもかまわない。また、アナロ
グ／デジタル変換器１０４でオーバーサンプリングを行
わず、信号選択回路１０１の省略した回路構成で対応し
た処理を行うようにしても良い。
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】変更
【補正内容】
【図３】
Claims (8)
- 【請求項１】 マルチキャリア信号をフィルタリングし
た後、高速フーリエ変換してシンボル系列データとされ
た信号の振幅及び位相を補正する振幅・位相補正回路に
おいて、 上記フィルタリングの通過域における振幅特性及び位相
特性によって生じる信号の変化分を相殺するための値が
格納される補正値格納手段と、 該補正値格納手段に格納された値と上記高速フーリエ変
換出力値との乗算を行う乗算手段とを備えた振幅・位相
補正回路。 - 【請求項２】 請求項１記載の振幅・位相補正回路にお
いて、 上記マルチキャリア信号として、各キャリア間の位相差
を情報として伝送する信号を扱うようにした振幅・位相
補正回路。 - 【請求項３】 シンボル系列のベースバンドデータを高
速フーリエ変換してマルチキャリア信号とした後、この
マルチキャリア信号がフィルタリングされる場合におけ
る上記ベースバンドデータの振幅及び位相を補正する振
幅・位相補正回路において、 上記フィルタリングの通過域における振幅特性及び位相
特性によって生じる信号の変化分を相殺するための値が
格納される補正値格納手段と、 該補正値格納手段に格納された値と上記シンボル系列の
データとの乗算を行う乗算手段とを備えた振幅・位相補
正回路。 - 【請求項４】 請求項３記載の振幅・位相補正回路にお
いて、 上記マルチキャリア信号として、各キャリア間の位相差
を情報として伝送する信号を扱うようにした振幅・位相
補正回路。 - 【請求項５】 所定時間を単位としてタイムスロットを
構成させると共に、そのタイムスロット内に周波数軸で
分割したバンドスロットを規定し、所定数のバンドスロ
ットを使用したバンドスロット間隔の複数のキャリア信
号を同時に受信する処理を、所定のタイムスロット周期
で行う受信装置において、 受信信号を所定の帯域でフィルタリングするフィルタ
と、 該フィルタの出力を高速フーリエ変換して複数のキャリ
アによる信号をシンボル系列データとする高速フーリエ
変換手段と、 該高速フーリエ変換手段で変換されたシンボル系列デー
タの振幅及び位相を補正する振幅・位相補正回路とを備
え、 上記振幅・位相補正回路として、 上記フィルタリングの通過域における振幅特性及び位相
特性によって生じる信号の変化分を相殺するための値が
格納される補正値格納手段と、 該補正値格納手段に格納された値と上記高速フーリエ変
換出力値との乗算を行う乗算手段とを有する受信装置。 - 【請求項６】 請求項５記載の受信装置において、 受信した上記複数のキャリアによる信号として、各キャ
リア間の位相差を情報として伝送する信号を扱うように
した受信装置。 - 【請求項７】 所定時間を単位としてタイムスロットを
構成させると共に、そのタイムスロット内に周波数軸で
分割したバンドスロットを規定し、所定数のバンドスロ
ットを使用してバンドスロット間隔の複数のキャリア信
号を同時に送信する処理を、所定のタイムスロット周期
で行う送信装置において、 シンボル系列データの振幅及び位相を補正する振幅・位
相補正回路と、 該振幅・位相補正回路が出力するシンボル系列データを
高速フーリエ変換して複数のキャリアによる信号とする
高速フーリエ変換手段と、 該高速フーリエ変換手段が出力する複数のキャリアによ
る信号を所定の帯域でフィルタリングするフィルタとを
備え、 上記振幅・位相補正回路として、 上記フィルタリングの通過域における振幅特性及び位相
特性によって生じる信号の変化分を相殺するための値が
格納される補正値格納手段と、 該補正値格納手段に格納された値と上記シンボル系列デ
ータとの乗算を行う乗算手段とを有する送信装置。 - 【請求項８】 請求項７記載の送信装置において、 送信する上記複数のキャリアによる信号として、各キャ
リア間の位相差を情報として伝送する信号を扱うように
した送信装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8222934A JPH1065588A (ja) | 1996-08-23 | 1996-08-23 | 振幅・位相補正回路、受信装置及び送信装置 |
| US08/910,661 US6070056A (en) | 1996-08-23 | 1997-08-13 | Amplitude-phase correction circuit, receiving device and transmitting device |
| KR1019970038866A KR100538986B1 (ko) | 1996-08-23 | 1997-08-14 | 진폭-위상보정회로,수신장치및송신장치 |
| EP97306465A EP0825743A3 (en) | 1996-08-23 | 1997-08-22 | Predistortion for a multicarrier transmitter |
| KR1020050022880A KR100554048B1 (ko) | 1996-08-23 | 2005-03-18 | 진폭-위상 보정회로, 수신장치 및 송신장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8222934A JPH1065588A (ja) | 1996-08-23 | 1996-08-23 | 振幅・位相補正回路、受信装置及び送信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1065588A true JPH1065588A (ja) | 1998-03-06 |
Family
ID=16790165
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8222934A Pending JPH1065588A (ja) | 1996-08-23 | 1996-08-23 | 振幅・位相補正回路、受信装置及び送信装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6070056A (ja) |
| EP (1) | EP0825743A3 (ja) |
| JP (1) | JPH1065588A (ja) |
| KR (2) | KR100538986B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008509594A (ja) * | 2004-08-03 | 2008-03-27 | エージェンシー フォー サイエンス，テクノロジー アンド リサーチ | デジタル信号の送信方法、デジタル信号の受信方法、並びに送信機及び受信機 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4284774B2 (ja) * | 1999-09-07 | 2009-06-24 | ソニー株式会社 | 送信装置、受信装置、通信システム、送信方法及び通信方法 |
| DE60021524T2 (de) * | 2000-04-18 | 2006-06-01 | Sony International (Europe) Gmbh | OFDM Diversity-Übertragung |
| US20030128660A1 (en) * | 2002-01-09 | 2003-07-10 | Atsushi Ito | OFDM communications apparatus, OFDM communications method, and OFDM communications program |
| FR2890808A1 (fr) * | 2005-09-13 | 2007-03-16 | France Telecom | Caracterisation de spectre pour equipements de communication |
| KR100837114B1 (ko) | 2006-10-30 | 2008-06-11 | 지씨티 세미컨덕터 인코포레이티드 | 오버샘플링 아날로그-디지털 변환기를 이용한 다중 복조경로 ｏｆｄｍ 수신회로 |
| CN101599941B (zh) * | 2009-04-24 | 2012-05-30 | 新邮通信设备有限公司 | 一种正交频分复用信号的产生方法和装置 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL7213388A (ja) * | 1971-12-01 | 1974-04-08 | ||
| JPH01314006A (ja) * | 1988-06-13 | 1989-12-19 | Fujitsu Ltd | 歪補償回路 |
| US4943980A (en) * | 1989-05-02 | 1990-07-24 | Intelligent Modem Corporation | Multi-carrier high speed modem |
| JPH042226A (ja) * | 1990-04-19 | 1992-01-07 | Nec Corp | 通信システムにおける自動等化システム |
| US5128964A (en) * | 1990-10-10 | 1992-07-07 | Intelligent Modem Corporation | Modulation method and apparatus for multicarrier data transmission |
| KR930001563A (ko) * | 1991-06-29 | 1993-01-16 | 정용문 | 위상편차 검출 및 보상방법 |
| JP2781946B2 (ja) * | 1993-04-27 | 1998-07-30 | シャープ株式会社 | 直交周波数分割多重信号発生器 |
| SE500986C2 (sv) * | 1993-07-20 | 1994-10-17 | Telia Ab | Förfarande och anordning för synkronisering i digitalt transmissionssystem av typen OFDM |
| US5444697A (en) * | 1993-08-11 | 1995-08-22 | The University Of British Columbia | Method and apparatus for frame synchronization in mobile OFDM data communication |
| KR100316736B1 (ko) * | 1993-09-27 | 2002-02-19 | 구자홍 | 동기및비동기복합수신장치 |
| JP3421880B2 (ja) * | 1994-10-05 | 2003-06-30 | ソニー株式会社 | 復調装置 |
| JPH09223990A (ja) * | 1996-02-19 | 1997-08-26 | Fujitsu Ltd | 伝送装置 |
-
1996
- 1996-08-23 JP JP8222934A patent/JPH1065588A/ja active Pending
-
1997
- 1997-08-13 US US08/910,661 patent/US6070056A/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-08-14 KR KR1019970038866A patent/KR100538986B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1997-08-22 EP EP97306465A patent/EP0825743A3/en not_active Ceased
-
2005
- 2005-03-18 KR KR1020050022880A patent/KR100554048B1/ko not_active IP Right Cessation
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008509594A (ja) * | 2004-08-03 | 2008-03-27 | エージェンシー フォー サイエンス，テクノロジー アンド リサーチ | デジタル信号の送信方法、デジタル信号の受信方法、並びに送信機及び受信機 |
| JP4906721B2 (ja) * | 2004-08-03 | 2012-03-28 | エージェンシー フォー サイエンス， テクノロジー アンド リサーチ | デジタル信号の送信方法、デジタル信号の受信方法、並びに送信機及び受信機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR19980018689A (ko) | 1998-06-05 |
| US6070056A (en) | 2000-05-30 |
| KR100554048B1 (ko) | 2006-02-22 |
| EP0825743A2 (en) | 1998-02-25 |
| EP0825743A3 (en) | 2001-02-07 |
| KR100538986B1 (ko) | 2006-03-17 |
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