JPH1055503A

JPH1055503A - 情報記憶装置

Info

Publication number: JPH1055503A
Application number: JP21033596A
Authority: JP
Inventors: Takahiro Iwashita; 貴弘岩下
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 1996-08-08
Filing date: 1996-08-08
Publication date: 1998-02-24
Anticipated expiration: 2016-08-08
Also published as: JP3505923B2

Abstract

(57)【要約】【課題】これまでの情報記憶装置は、ＰＷＭ記録され
たデータのエッジ検出精度が出にくく、記録密度の異な
る記録媒体の再生互換性を確保することが難しかった。
また、異なったデータレートの再生信号が来た際の高域
ノイズを十分に抑えることが出来なかった。【解決手段】再生信号の振幅検出手段と振幅検出のタ
イミングを与えるサンプルタイミング信号発生手段とを
設けて、ブースタのブーストレベルを自動調整するよう
構成した。また、周波数検出手段によりフィルタのカッ
トオフ周波数も自動調整するよう構成した。【効果】ブーストレベル及びフィルタのカットオフ周
波数を自動制御することにより、リムーバブルな記録媒
体の互換性を確保すると共に装置の信頼性をアップさせ
ることが出来る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、情報記憶装置の再
生時におけるアナログ信号処理過程の自動調整に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の情報記憶装置を幾つかに分類し
て、再生回路のブースタとの関わりについて述べる。ま
ず、磁気記憶装置について考えてみると、フロッピーデ
ィスクドライブ（以下ＦＤＤと呼ぶ）は、情報の記録密
度がそれ程高くないので、そもそもブースタが必要でな
かった。一方、ハードディスクドライブ（以後ＨＤＤと
呼ぶ）は、情報の記録密度がＦＤＤに比べて高く、ブー
スタも必要であるが、記憶装置としてはシステムが閉じ
ているので、ブーストレベルは、個々のＨＤＤの最適値
で固定しておけば問題はなかった。

【０００３】さらに光記憶装置について考えてみると、
ＣｏｍｐａｃｔＤｉｓｃ（以下ＣＤと呼ぶ）や相変化
記録に代表される反射光のコントラストを検出するタイ
プの記憶装置では、Ｓ／Ｎが高いのでブースタを入れる
必要がなかったり、あるいは入れた場合でもブーストレ
ベルは固定値でも十分であった。

【０００４】これに対し、光磁気記録方式の記憶装置
は、前述の光記憶装置ほどＳ／Ｎが高くないのでブース
タは必須であるが、これまで商品化されてきたものはＰ
ｉｔＰｏｓｉｔｉｏｎＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ記録（以
下ＰＰＭ記録と呼ぶ）という記録方式によるものがほと
んどであった。

【０００５】このＰＰＭ記録は、図１６に示すように記
録ピット１０１の中心位置に記録情報１００の“１”を
対応させる記録方式で、再生時は読み出されたアナログ
信号のピーク位置を検出すれば良い。その検出原理は、
再生信号の微分波形１０４のゼロクロス点を求める一方
で、元の再生信号をあるレベルでコンパレートしてゲー
ト信号を得、このゲート信号とゼロクロス信号１０５か
らピーク検出信号１０６を得るものである。この方法を
用いれば、図１６の実線で示す再生信号１０２のように
変調度の小さい波形であっても、点線で示す再生信号１
０３のようにブースタにより振幅アップした波形であっ
ても、ピーク検出信号１０６は問題なく求められる。な
ぜならば、この時のブーストレベルの差はゲート信号の
パルス幅の大小に関与するのみであるので、そのレベル
が多少変動したとしても、ピーク検出信号１０６の示す
ピーク位置には何等影響を及ぼさないからである。

【０００６】上述してきたように、従来この種の情報記
憶装置はブースタが必要ないか、あるいはブースタがあ
ったとしてもブーストレベルの自動調整は必要ではなか
った。

【０００７】一方、フィルタは再生信号の高周波ノイズ
を除去するために挿入されているが、ＣＤのようにＳ／
Ｎが十分確保されている場合には、そもそもカットオフ
周波数を切り替える必要が無い。あるいは、Ｓ／Ｎが十
分確保出来ない場合であっても、線速度一定（以下ＣＬ
Ｖと呼ぶ）再生や角速度一定（以下ＣＡＶと呼ぶ）再生
を行う場合には再生信号の周波数は一定であるし、ゾー
ンフォーマットのＣＡＶ再生を行う場合においても、あ
らかじめ各ゾーンの記録密度さえ分かっていれば、フィ
ルタのカットオフ周波数を切り替えるのは容易である。

【０００８】従って、フィルタのカットオフについても
切り替える必要がないか、あるいはその自動調整までは
必要なかった。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上述した従
来技術では以下で述べるような問題点が生じる。まず、
光磁気記録方式の記憶装置では、記憶容量の大容量化に
伴って線記録密度を増す必要が出てきた。このため、従
来技術とは異なるＰｉｔＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ記録（以下ＰＷＭ記録と呼ぶ）が採用され始めて
きている。このＰＷＭ記録は、図１７のように記録ピッ
ト１０７の両側の縁に記録情報１００の“１”を対応さ
せる記録方式であるので、ＰＰＭ記録とは異なった検出
回路が必要で、例えば得られた再生信号を振幅中心近く
のあるレベルでコンパレートしてピットの両エッジを検
出する方法や、再生信号を二階微分した信号のゼロクロ
ス点によりピットの両エッジを検出する方法などが考え
られている。これらの検出方法を用いると、どちらの場
合ともブーストレベルの変動がそのままピットの両エッ
ジ位置の時間変動として現れてしまうので、ブーストレ
ベルが最適値から外れた場合にはエッジ検出信号のシフ
トを引き起こし、その結果、再生系の位相同期回路（以
下ＰＬＬと呼ぶ）の安定性を欠いたり、エラーレートの
悪化といった問題が生じることになる。特に前述したコ
ンパレート方式の検出方法では、ブーストレベルの変動
に対してエッジ検出信号の位置ずれが顕著になるので、
再生系に与える影響は大きい。図１７に示した例では、
再生信号１０９は適切なブーストレベルであるため、正
しいエッジ検出信号が得られているが、再生信号１０８
はブーストレベルが小さいためにエッジ位置がシフトし
てしまっている。このように、ＰＷＭ記録ではブースト
レベルの変動が即、データ検出系に影響を与えるといっ
た問題点が生ずる。

【００１０】また、最近では磁気記憶装置でも大容量で
リムーバブルな記録媒体が登場して来ているが、従来技
術で記録密度の異なる記録媒体の互換性を確保すること
は難しい。それは、ヘッドの種類やギャップ長、あるい
は浮上量等が異なると、ヘッド出力で得られる再生信号
の周波数特性もそれぞれ違ってくるので、ある記録密度
に対して最適化された磁気記憶装置で異なる記録密度の
記録媒体を再生すると、ブーストレベルも異なった最適
値が存在することになるからである。これは光記憶装置
において、その光スポット径を記録密度の上昇とともに
小さくしていく必要があることと対応している。従っ
て、従来の記憶装置では、もし記録密度の高い記録媒体
が将来発売された場合、それには対応できないといった
問題点が生じていた。

【００１１】さらに、フィルタのカットオフ周波数につ
いて考えてみると、記録密度の異なる記録媒体の再生時
にはやはり問題が生ずる。それは、記録密度の違いによ
って使われる変調コードが異なったり、あるいは線記録
密度そのものが異なることで、再生時に得られる信号の
最大周波数が変わってしまうからである。具体的には、
低記録密度に対応した情報記憶装置で高密度化された記
録媒体を再生した場合、高密度記録された部分の再生信
号振幅は小さくなり、エラーレートが悪化するか、つい
にはデータの検出が不可能になるといった問題を生じ
る。

【００１２】また、最近ではＣＬＶ再生を基本とするＣ
Ｄ−ＲＯＭ等の記録媒体でも、転送レートをアップする
ために可変速で再生する要求があり、実施されている
が、このような場合にも再生信号の最大周波数は変化す
るので、やはり上で述べたことと同様の問題にぶつか
る。この問題は、ＣＤのように記録密度が比較的低く、
Ｓ／Ｎが十分確保出来る記録媒体の再生時にはその影響
を小さく抑えることも可能であるが、Ｄｉｇｉｔａｌ
ＶｅｒｓａｔｉｌｅＤｉｓｃ（以下ＤＶＤと呼ぶ）の
ように記録密度が高い記録媒体を再生する場合には大き
な影響を及ぼすことになる。

【００１３】本発明は上記課題を解決するためのもので
あり、情報記憶装置のブーストレベルやカットオフ周波
数を自動的に補正し、装置の信頼性を向上すると共に、
将来にわたって記録媒体の互換性を確保することを主な
目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決する本発
明の構成は、１）記録媒体にディジタル記録された変調信号をアナロ
グ波形として読み出し、前記アナログ波形の特定周波数
を増幅するブースタを備えた情報記憶装置において、ブ
ースト後の前記アナログ波形の振幅を検出する振幅検出
手段と、振幅検出のタイミングを与えるサンプルタイミ
ング信号発生手段とを兼ね備え、前記振幅検出手段の出
力信号を元に前記ブースタのブーストレベルを自動調整
するよう構成したことを特徴とする。

【００１５】２）第１項記載の情報記憶装置において、
記録媒体のフォーマット上で配置される最高周波数の繰
り返しパターンと、ランダム記録パターンの振幅をサン
プリングし、比較することでブーストレベルの制御を行
うよう構成したことを特徴とする。

【００１６】３）記録媒体にディジタル記録された変調
信号をアナログ波形として読み出し、前記アナログ波形
の特定周波数を増幅するブースタを備えた情報記憶装置
において、ブーストレベルの異常検出手段を備え、異常
が検出された時のみブーストレベルの設定変更を行うよ
う構成したことを特徴とする。

【００１７】４）第３項記載の情報記憶装置において、
データシンクロナイザの位相同期回路が非同期の場合に
ブーストレベルの異常と判断するよう構成したことを特
徴とする。

【００１８】５）第３項記載の情報記憶装置において、
エラー訂正数が決められた一定レベルを越えた場合、も
しくはエラー訂正不可能なフラグが立った場合に、ブー
ストレベルの異常と判断するよう構成したことを特徴と
する。

【００１９】６）記録媒体にディジタル記録された変調
信号をアナログ波形として読み出し、前記アナログ波形
の高周波ノイズを除去するフィルタを備えた情報記憶装
置において、再生信号の周波数検出手段を備え、前記周
波数検出手段の出力信号を元に前記フィルタのカットオ
フ周波数を自動調整するよう構成したことを特徴とす
る。

【００２０】７）第６項記載の情報記憶装置において、
既知の周波数特性を持ったフィルタと、当該フィルタの
出力信号振幅を検出する振幅検出手段により周波数検出
手段を構成したことを特徴とする。

【００２１】８）第６項記載の情報記憶装置において、
データシンクロナイザの位相同期回路における電圧制御
発振器の発振周波数を用いて周波数検出するよう構成し
たことを特徴とする。

【００２２】９）記録媒体にディジタル記録された変調
信号をアナログ波形として読み出し、前記アナログ波形
の高周波ノイズを除去するフィルタを備えた情報記憶装
置において、ユーザ情報記録エリアには現れない特異な
記録パターンを検出するパターン検出手段を備え、前記
パターン検出手段で得られた検出信号の時間間隔、もし
くは単位時間内における検出信号の検出個数によって前
記フィルタのカットオフ周波数を自動調整するよう構成
したことを特徴とする。

【００２３】１０）記録媒体にディジタル記録された変
調信号をアナログ波形として読み出し、前記アナログ波
形の特定周波数を増幅するブースタと、前記アナログ波
形の高周波ノイズを除去するフィルタを備えた情報記憶
装置において、ブースト後の前記アナログ波形の振幅を
検出する振幅検出手段と、振幅検出のタイミングを与え
るサンプルタイミング信号発生手段と、再生信号の周波
数検出手段とを兼ね備え、前記振幅検出手段の出力信号
を元に前記ブースタのブーストレベルを自動調整し、か
つ、前記周波数検出手段の出力信号を元に前記フィルタ
のカットオフ周波数を自動調整するよう構成したことを
特徴とする。

【００２４】１１）記録媒体にディジタル記録された変
調信号をアナログ波形として読み出し、前記アナログ波
形の特定周波数を増幅するブースタと、前記アナログ波
形の高周波ノイズを除去するフィルタを備えた情報記憶
装置において、ブースト後の前記アナログ波形の振幅を
検出する振幅検出手段と、振幅検出のタイミングを与え
るサンプルタイミング信号発生手段と、ユーザ情報記録
エリアには現れない特異な記録パターンを検出するパタ
ーン検出手段とを兼ね備え、前記振幅検出手段の出力信
号を元に前記ブースタのブーストレベルを自動調整し、
かつ、前記パターン検出手段にて得られた検出信号の時
間間隔、もしくは単位時間内における検出信号の検出個
数によって前記フィルタのカットオフ周波数を自動調整
するよう構成したことを特徴とする。

【００２５】

【発明の実施の形態】

（実施例１）以下に本発明の実施例を図面に基づいて説
明する。図１は、本発明を磁気記憶装置に適用した際の
再生回路のブロック図、図２は再生波形の説明図であ
る。まず、記録情報と再生ヘッド出力との関係について
述べる。図２には、再生ヘッドとして磁気コイル型ヘッ
ドを使った場合のヘッド出力と、磁気抵抗型ヘッドを使
った場合のヘッド出力の例が示されている。この時、磁
気コイル型ヘッド出力２６は記録情報２４に対応する記
録状態２５が微分出力として得られるので、再生回路で
はこのヘッド出力のピーク位置を検出することになる。
以下では、この磁気コイル型ヘッドを使った場合を想定
して話を進める。

【００２６】図１におけるプリアンプ１ではヘッド出力
をそのまま増幅し、ＶａｒｉａｂｌｅＧａｉｎＡｍ
ｐｌｉｆｉｅｒ（以下ＶＧＡと呼ぶ）へと送る。ＶＧＡ
２では、ヘッドの種類やギャップ長、あるいは浮上量、
線速等の様々な要因によって変動するヘッド出力を一定
レベルに標準化して後段へ送る役割があり、このために
フィードバックループが存在する。そのフィードバック
ループは、最終段のアンプ６の出力を全波整流器１０に
通し、そのピークレベルと目標とする基準レベルとをコ
ンパレータ１２で比較し、図示されないコンデンサに電
流を充放電することでＶＧＡ２に電圧フィードバックす
るというものである。しかし、これは再生信号全体の振
幅を一定レベルに保つ機能であって、再生信号の特定周
波数のレベルを補正するものではない。それを実現する
のが次段のブースタ３である。

【００２７】ＶＧＡ２を出た信号はブースタ３に入力さ
れ、再生信号の中で振幅の小さい高周波信号の振幅を、
他の信号レベルとほぼ同等のレベルまでアップする。こ
の時、そのブーストレベルは外部から与えられるブース
トコントロール電圧２２によって決められる。本実施例
では、このブーストコントロール電圧２２を自動制御す
る手段として、図１点線で囲まれた振幅検出手段１７
と、サンプルタイミング信号発生手段１１、Ａ／Ｄコン
バータ１４、ＣＰＵ１５、Ｄ／Ａコンバータ１６を使っ
た例を示す。

【００２８】具体的には、以下で述べる通りである。ま
ずは仮に、ブースタ３にて全くブーストがかけられてい
ないものとしよう。この時の波形の様子を図３に示す。
ブーストされない生の信号はブースタ３、フィルタ４を
経て、最終段のアンプ６に至る。高密度記録されている
場合、この最終段のアンプ６で得られるアンプ出力１８
は、最密記録領域３１においてその振幅が小さくなって
いる。次にこの信号は全波整流器１０により全波整流さ
れ、図３に示す全波整流波形１９が得られる。一方、サ
ンプルタイミング信号発生手段１１では、最密記録領域
３１とランダム記録領域３２とでそれぞれ全波整流波形
１９のピークレベル２８をサンプリングするため、サン
プルタイミング信号２０を出力する。このサンプルタイ
ミング信号２０は、ＰＬＬのロックのために書かれてい
るＳＹＮＣ領域（一般的に最密記録の繰り返しパター
ン）と、ユーザデータ記録領域の少なくとも２ヶ所でサ
ンプリングを行う図３のような信号を出力すればよい。
あるいは、ユーザデータ記録領域にあらかじめ最密記録
領域３１と同じパターンが書かれている可能性のある場
合、ユーザデータ記録領域の代わりにセクタのＩＤを表
すＩＤ領域でサンプリングするサンプルタイミング信号
２０を出力してもよい。いずれの場合にも、情報記憶装
置の記録情報を整理する上で必要不可欠な領域であり、
これらのタイミングでゲートを開くことは容易である。
また、サンプルタイミング信号２０の各サンプルタイミ
ングの間には図３に示すようなリセット信号２９を入
れ、各タイミングで確実にピークレベル２８が補足でき
るようにする。これらの処理は全て図１の振幅検出手段
１７にて行われ、それぞれの振幅値を示すサンプリング
信号２１は、次にＡ／Ｄコンバータ１４へと送られ、Ａ
／Ｄ変換される。ＣＰＵ１５ではＡ／Ｄコンバータ１４
にてディジタル化されたデータを図示されないＲＡＭ等
に保管し、最密記録領域３１とランダム記録領域３２と
の振幅値を比較してブーストレベルを決定する。決定さ
れたブーストレベルは、Ｄ／Ａコンバータ１６を通じて
ブーストコントロール電圧２２としてブースタ３にフィ
ードバックされる。これにより、振幅の小さかった最密
記録領域３１の振幅がアップし、記録密度の低い他の領
域と変わりない振幅が得られる。また、図３に示すよう
にランダム記録領域３２の最密記録部においても振幅は
アップするので、記録された全領域にわたって振幅の等
しい補正波形３０が得られることになる。

【００２９】これに対し、ブーストレベルが大きすぎて
最密記録領域の振幅が他の領域より大きかった場合、サ
ンプリングは前述した場合と全く同じ操作、タイミング
で行い、あとは得られた振幅値を比較してＣＰＵ１５が
先程とは逆向きの制御を行えばよい。このようにして構
成すれば、最密記録領域の振幅が他の領域より小さかっ
た場合でも、大きかった場合でも、自動的にその差を補
正し、いかなる記録パターンにおいても振幅の等しい補
正波形を得る。この時、補正波形で目標とすべき最密記
録部の振幅値は、上述したように記録密度の低い他の領
域の振幅値と同じであってもよいし、例えばその９０％
となるように定めてもよい。これらの制御はＣＰＵ１５
の演算により行われるので、その設定は自由に決められ
る。また、上で述べてきた制御はＳＹＮＣ領域とランダ
ム記録領域さえ含まれれば実行可能なので、セクタ単位
や、サーボ領域後の再同期パターンを利用して繰り返し
実行すれば、より精度良く自動調整が出来る。

【００３０】このようにして得られた補正波形３０は、
まずそのピーク位置を検出するため、微分器５により微
分され、さらにゼロクロスコンパレータ７にてその微分
波形のゼロクロス点が検出される。一方、補正波形３０
は最終段のアンプ６を経てヒステリシスコンパレータ８
にも供給され、振幅が一定レベルを越えた時のみゲート
を開くゲート信号を得る。この時、もしアンプ出力が記
録密度によって異なる振幅を持つ信号であると、ゲート
が開かなかったり、ゲートの開く期間が長すぎたりして
しまう。しかし、ここで得られるアンプ出力がこれまで
述べてきた制御で補正波形３０のようになっていればそ
の心配はない。こうして得られたゼロクロス信号とゲー
ト信号を用い、ＤＡＴＡＱｕａｌｉｆｉｅｒＬｏｇ
ｉｃ９にてノイズ除去されたピーク検出信号２３が得ら
れる。

【００３１】以上で述べてきたように、本実施例によれ
ば、例えば高密度化によってリムーバブルな磁気記憶装
置のヘッドのギャップ長が変わった際、得られる再生信
号の周波数特性も同時に変化してしまう一方で、それを
自動的に補正し、記録密度によらず常に一定レベルの再
生信号振幅を得るので、装置の互換性を保つことができ
る。また、自動的にブーストレベルをコントロールする
ので、装置の信頼性も向上する。

【００３２】なお、ここでは記録情報が微分出力として
得られる再生ヘッドを例にとって説明してきたが、再生
ヘッドに磁気抵抗型ヘッドを用いた場合には、図２の磁
気抵抗型ヘッド出力２７のように記録情報がエッジ位置
に対応する波形が得られる。この際には、ピーク位置の
検出ではなくエッジ位置の検出を行う再生回路が必要で
あるが、本発明はこの場合にももちろん適用可能で、そ
の再生回路は光記憶装置においてＰＷＭ記録された情報
の再生回路と同様であるので、実施例２以降を参照され
たい。

【００３３】（実施例２）本発明の別の実施例を図面に
基づいて説明する。本実施例では、光記憶装置の中でも
ＰＷＭ記録された記録媒体の再生回路について取り上げ
る。ここで、ＰＷＭ記録された記録情報の再生には、従
来技術の項でも話したとおり大きく分けて２つの方法が
あるが、そのうち本発明の効果が大きいと考えられるコ
ンパレート検出方式を例にとって説明する。

【００３４】図４は、本発明を上述した光記憶装置に適
用した際の再生回路のブロック図である。エッジ位置検
出はコンパレート検出方式を用い、さらに前後エッジを
独立に検出するためＤｕａｌＰＬＬを用いた再生回路
を例にとっている。以下図面に基づいて説明する。ま
ず、光記憶装置では磁気記憶装置のプリアンプの代わり
に、フォトダイオードからの電流信号を電圧信号に変換
するヘッドアンプ３３が搭載される。一方でそれ以後の
再生回路はほぼ同じで、共通して持っているＶＧＡ２、
ブースタ３、フィルタ４等は全く同じ働きをする。さら
に最終段のアンプ６と微分器５も共通であるが、今回は
再生信号のエッジ位置を検出する必要があるので、最終
段のアンプ６のアンプ出力１８はゼロクロスコンパレー
タ７へ入力してゼロクロス信号３８を作り、微分信号は
ヒステリシスコンパレータ８に入力してゲート信号を作
るので、実施例１とは逆の働きをすることになる。これ
らの信号は、ＤＡＴＡＱｕａｌｉｆｉｅｒＬｏｇｉ
ｃ９にてノイズの除かれたエッジ位置検出信号を得る
が、ここではゼロクロスコンパレータの立ち上がりエッ
ジ（以後前エッジと呼ぶ）と立ち下がりエッジ（以後後
エッジと呼ぶ）を別々に検出し、出力する。そしてこれ
らの前・後エッジ検出信号は別々にＰＬＬがかけられ、
後に合成される仕組みである。前・後エッジを別々に検
出するのは、ゼロクロスコンパレータ７のコンパレート
レベルが固定値で、そのコンパレートレベルが最適値で
ない図５のような場合に、前エッジ検出信号３９、後エ
ッジ検出信号４０が逆向きにシフトするので、ＰＬＬの
ロックがかからないといった問題や、エラーレートが急
激に悪化するといった問題を避けるためである。このよ
うに前後エッジ独立検出方式を用いると、各ピットにお
ける一定長のエッジシフトを解消することが出来る。

【００３５】しかし、この方式を取り入れたとしても、
ブースタ３のブーストレベルはエラーレートに直接影響
を与える。それは、ブーストレベルの制御は記録信号の
高周波成分の前後エッジ位置に影響を与えるが、低周波
成分の前後エッジ位置には影響を与えず、ピットの一定
長のエッジシフトを解消する前後エッジ独立検出方式と
は全く独立した補正だからである。同様に、ブーストレ
ベルが変化しても高周波信号の繰り返しパターンにおい
てはエッジ位置は変動しない。従って図５の記録波形の
場合、ブーストレベルの影響をうけるのは＊印で示した
エッジ位置のみということになる。以後、ブーストレベ
ルの自動制御について述べる。

【００３６】ブーストレベルの自動調整も基本的には実
施例１と変わりはない。実施例１と共通の構成要素は、
サンプルタイミング信号発生手段１１、サンプルホール
ド回路１３、Ａ／Ｄコンバータ１４、ＣＰＵ１５、Ｄ／
Ａコンバータ１６である。これらの働きは前に述べた通
りであるが、注意する点を少し述べる。まず、光記憶装
置のセクタ情報は、あらかじめプリマスタリングされた
ピット情報として得られるので、サンプルタイミング信
号でサンプリングするタイミングはここを避け、ユーザ
ーが実際に記録を行った領域でなければならない。ま
た、磁気記録と違って、最密記録パターンの書かれてい
る領域は一般的にはＳＹＮＣではなくＶＦＯと呼ばれて
いるので注意を要する。すなわちサンプリングのタイミ
ングは、ユーザーが実際に記録を行ったこのＶＦＯ領域
と、ユーザーデータ記録領域とで行なえば十分である。
後の操作は実施例１と同様であるので、説明は省略す
る。

【００３７】実施例１と異なる要素は、全波整流器の代
わりにピーク検出器３４、ボトム検出器３５、振幅演算
回路３６が加わったことである。振幅を検出するのに全
波整流器を用いないのは、図５に示すように、最密記録
された記録パターンの振幅中心値と記録密度の低い他の
記録パターンの振幅中心値が必ずしも一致しない（以後
再生信号のアシンメトリと呼ぶ）からである。これは、
記録時の熱干渉に起因するもので、光記憶装置独特の現
象である。従って、全波整流器は用いずに、最終段のア
ンプ６のアンプ出力１８のピーク検出とボトム検出を別
々に行ない、これらから振幅演算回路３６で再生信号の
振幅を得ることになる。あとは少なくとも２回のサンプ
リングで最密記録領域の振幅とランダム記録領域の振幅
を比較し、ブーストコントロール電圧２２を制御してや
ればよい。なお、ピーク検出器３４とボトム検出器３５
の出力は、ゼロクロスコンパレータ７のコンパレートレ
ベルを決めるためにも利用され、これらの出力信号から
中心値演算回路３７にてコンパレートレベルとなるべき
振幅中心値を求める。この際、再生信号のアシンメトリ
を考慮して上述したＶＦＯ領域にて振幅中心値を求め、
後はそのレベルをホールドする制御を行うことが好まし
い。

【００３８】以上のようにして、最終的には前エッジ検
出信号３９と後エッジ検出信号４０が別々に得られ、独
立にＰＬＬをかけられた後、合成され、エッジ検出信号
を得る。このエッジ検出信号は、ＤｕａｌＰＬＬの機
能により一定量のエッジシフトの問題が解消されている
のはもちろんのこと、ブーストの自動調整機能によって
記録パターン個別のエッジシフトも抑制することが出来
る。従って、本実施例を適用した光記憶装置は、記録信
号の周波数成分によらず再生信号のエッジ検出精度が良
くなり、装置の信頼性がアップする。また、記録密度の
異なる記録媒体を再生した時にも最適なブーストレベル
が自動的に設定されるので、記録媒体の互換性を確保す
るのにも効果がある。

【００３９】（実施例３）本発明の請求項３に対応する
実施例を図面に基づいて説明する。本実施例では、ブー
ストレベルの異常を検出して、異常が検出された時のみ
ブーストコントロール電圧を制御するというものであ
る。以下に具体例をあげて説明する。具体例としては、
実施例２と同じくコンパレート検出方式を用いた光記憶
装置を例に挙げるが、ここではそのコンパレートレベル
を自動制御する再生回路を例にとる。従って、Ｄｕａｌ
ＰＬＬは用いずに、ピットの両エッジ位置を示すエッ
ジ検出信号が直接求められることになる。

【００４０】図６は本実施例の再生回路のブロック図で
ある。ここで、ＶＧＡ２へのフィードバックループはこ
れまでの実施例と何等変わりないのでこの図では省略し
ている。また、ヘッドからの信号はヘッドアンプ３３、
ＶＧＡ２、ブースタ３、フィルタ４から最終段のアンプ
６と微分器５へと至るが、これらの部分もこれまで述べ
てきた機能、経路と全く同じなので説明は省略する。ま
ずは、本実施例で初めて取り上げたオートスライスレベ
ルコントロール回路について説明する。そのために、図
７のような記録情報６０において、既にブーストがかけ
られた再生波形６１のスライスレベルコントロールにつ
いて考える。説明を簡略化させるため、初期のスライス
レベル５２がＶＦＯ領域の振幅中心値（理想値）から上
にずれた場合を例に挙げている。この時、ゼロクロスコ
ンパレータ７から得られるゼロクロス信号３８は理想的
なエッジ位置よりシフトし、エッジ検出信号４１も図７
のようにシフトしたものが得られる。位相比較器４３で
は、このエッジ検出信号４１と基準クロック４２の位相
を比較して位相差分のパルスを出力する。エッジ検出信
号４１が基準クロック４２に比べて位相が進んでいる時
はＵＰ信号４４、逆に遅れている時はＤＯＷＮ信号４５
として出力する。これらのＵＰ信号４４、ＤＯＷＮ信号
４５は、一つは図示されないチャージプンプに送られ、
ローパスフィルタを経て電圧制御発振器（以下ＶＣＯと
呼ぶ）に制御電圧を与え、基準クロック４２を発生する
いわゆるデータシンクロナイザのＰＬＬを構成するため
に使われる。一方、両信号は変換Ｌｏｇｉｃ４６にも送
られる。変換Ｌｏｇｉｃ４６では、例えば図８のような
構成をとることによって入力パルスの変換を行う。この
例ではＵＰ信号４４、ＤＯＷＮ信号４５の両方のパルス
が加算され、Ｃｈａｒｇｅ信号４７として出力される。
Ｄｉｓｃｈａｒｇｅ信号４８にはパルスは出力されな
い。この際重要なのは、ＵＰ信号４４、ＤＯＷＮ信号４
５、ゼロクロス信号３８の位相関係がうまく噛み合わな
いと、パルスが消失してしまったり、本来出るべきパル
ス信号とは逆の信号にパルスが出てしまったりする可能
性があるので、図８の初段のＡＮＤゲートの入力信号に
は特に注意を払う必要がある。そして、この２つの出力
信号は次段のチャージポンプ４９を駆動し、ループフィ
ルタ５０によって平滑化された電圧をコンパレートレベ
ル演算器５１にフィードバックしてスライスレベル５２
を下げる仕組みになっている。この例の場合には、Ｃｈ
ａｒｇｅ信号４７によりチャージポンプ４９がチャージ
されるので、ループフィルタ５０の後でフィードバック
される電圧は上がる方向になり、従ってスライスレベル
演算器５１は図９（ａ）に示すような演算回路にする必
要がある。一方、位相比較器４３や変換Ｌｏｇｉｃ４６
の構成によっては、初期のスライスレベルが理想値より
大きい場合でもチャージポンプ４９がディスチャージさ
れることもあるので、このような場合には図９（ｂ）の
ようなスライスレベル演算器５１を用いれば良い。いず
れの場合にも、理想値よりも大きかったスライスレベル
が下がる方向に補正されて理想値に近づいていく。

【００４１】逆にスライスレベル５２が理想値より小さ
い場合には、位相比較器４３までは上とほぼ同様の信号
が得られるが、変換Ｌｏｇｉｃ４６の出力が顕著に変わ
る。先程の例にならうと、図７の点線で示されるように
Ｃｈａｒｇｅ信号４７がパルスの無い信号になり、Ｄｉ
ｓｃｈａｒｇｅ信号４８がパルスを含んだ信号になるの
で、チャージポンプ４９はディスチャージされる。従っ
て、フィルタ後にフィードバックされる電圧も逆方向に
動き、スライスレベル５２は上がる方向に制御される。
以上のようにすれば、エッジ検出信号４１が基準クロッ
ク４２と同期する方向に自動的に制御されるので、結果
としてスライスレベル５２が理想値に近づくような自動
制御が可能となる。

【００４２】なお、ここでは単純な位相比較器を例にと
ってあげたが、実際には位相比較の不感帯をなくすた
め、位相が揃っている際もＵＰ信号４４、ＤＯＷＮ信号
４５の両方で一定パルス幅のパルスを出力し、あとはそ
のパルス幅制御をするような位相比較器が使われること
が多い。このような場合にももちろん本実施例は適用可
能である。また、変換Ｌｏｇｉｃ４６についても一例を
示しただけなので、位相比較器４３の出力信号によって
は当然のことながら異なった論理回路が必要になる。し
かし、そのような場合でも変換Ｌｏｇｉｃ４６は問題な
く構成可能であることを付け加えておく。

【００４３】以上述べてきたような再生回路において、
ブーストの異常検出については幾つかの方法が考えられ
る。例えば、図６に示すように振幅演算回路３６の出力
をサンプルホールドする回路を２つ設けておき、第一の
サンプルホールド回路５３ではランダム記録パターンの
振幅、第二のサンプルホールド回路５４では最密記録パ
ターンの振幅をサンプリングする。そして、第一のサン
プルホールド回路５３の出力は抵抗分圧によりアッテネ
ートされるので、例えば抵抗５５、抵抗５６、抵抗５７
を１：１：８の比にすると、第一のコンパレータ５８の
反転入力には、ランダム記録パターンのピークレベルの
９０％の振幅が入力し、第二のコンパレータの非反転入
力にはランダム記録パターンのピークレベルの８０％の
振幅が入力することになる。この時、最密記録パターン
の振幅が９０％を越えた場合には、第一のコンパレータ
５８の出力がハイレベルとなってＣＰＵ１５に異常を知
らせ、最密記録パターンの振幅が８０％を下回った場合
には、第二のコンパレータ５９の出力がハイレベルとな
ってＣＰＵ１５に異常を知らせる。ＣＰＵ１５ではコン
パレータから受け取る信号がハイレベルを示すとそれを
異常と判定し、異常検出されたビットに従ってＤ／Ａコ
ンバータ１６にデータを送り、ブ−ストコントロール電
圧２２を制御する。このようにして最密記録パターンの
振幅が８０％から９０％に入るまでこの制御が続けられ
る。逆に、最密記録パターンの振幅が規定値（ここでは
８０％から９０％）に入っていれば２つのコンパレータ
の出力は共にローレベルのままなので、ＣＰＵ１５は何
もしなくて良い。このようにすれば、ブーストレベルの
自動調整に関してＣＰＵ１５の占有率が減るので効率的
な調整が可能となる。

【００４４】なお、上で述べたアッテネート比は自由に
設定可能なので、精密な制御を必要とする際は、規定値
の範囲を小さくすることも出来るし、範囲そのものを上
下にシフトすることも出来る。例えば範囲を狭くした場
合、監視結果で異常と判定される確率が高くなるが、正
常、異常の判定結果を累積カウントし、その差が一定値
を越えたらブーストレベルの更新をするという制御など
も出来る。

【００４５】（実施例４）次に、異常検出についての別
の実施例を挙げる。再生回路は、これまで述べてきたコ
ンパレート検出方式でオートスライスレベルコントロー
ル回路を搭載したものを前提とする。例えば、図１０に
示すようにブーストレベルが小さい場合を考えてみる。
この時、スライスレベル５２が理想値であったとして
も、エッジ検出信号４１は再生波形６１の＊印の位置に
おいて正確なエッジ位置を検出できない。この結果、Ｃ
ｈａｒｇｅ信号４７、Ｄｉｓｃｈａｒｇｅ４８には両方
共にパルスの現われる信号が出力される。これは、最初
の２つの＊印ではスライスレベルを上げるよう指示さ
れ、後の２つの＊印ではスライスレベルを下げるよう指
示されていることを意味する。しかし、実際にはこれら
の信号はフィルタで平滑化されて、スライスレベル５２
には何ら影響を与えない。一方で、このままの状態では
データシンクロナイザのＰＬＬでエッジ検出信号４１と
基準クロック４２との位相がいつまでも一致しないた
め、ＰＬＬのロックがかからない。従って、このデータ
シンクロナイザのＰＬＬのアンロックを検出すれば、ブ
ーストレベルの異常が検出できる。具体的な制御として
は、ＣＰＵがＰＬＬのアンロックを検出後にＤ／Ａコン
バータにデータを送り、ブーストコントロール電圧を制
御すればよい。ただし、この異常検出法ではブーストア
ップすればよいかブーストダウンすればよいか不明なの
で、ＰＬＬがロックするまでどちらか一方か、両方の操
作を行う必要がある。また、このＰＬＬのアンロック検
出はＤｕａｌＰＬＬを用いた検出法や、二階微分検出
法を用いた再生回路でも適用可能である。

【００４６】異常検出のもう一つ別の方法として、デコ
ーダのエラー訂正を利用する方法も考えられる。これ
は、ブーストレベルが大き過ぎたり小さ過ぎたりした場
合に、データシンクロナイザのＰＬＬはロックするが、
再生信号のエッジの位置はシフトして検出されているの
で、その結果デコード時にエラーが発生する確率が高く
なることを利用するものである。具体的には、訂正され
る際のエラーの個数をカウントして、それがある一定レ
ベルを越えたらブーストレベルの異常と判断するとか、
訂正不能エラーが出た時に異常と判定するなどして、Ｃ
ＰＵに異常検出信号を送り、以後はこれまで述べてきた
制御を行えばよい。

【００４７】（実施例５）本発明の請求項７に対応する
実施例を図面に基づいて説明する。再生回路は、実施例
１でも取り上げた磁気記憶装置に関するものを例として
取り上げる。図１１において、図１と共通の機能を有す
るブロックには同一の符号が付いている。従って、ヘッ
ド出力がプリアンプ１、ＶＧＡ２、ブースタ３、フィル
タ４を通り、微分器５と最終段のアンプ６に至り増幅さ
れるという過程は全く同じである。また、最終段のアン
プ出力１８が全波整流器１０を通してＶＧＡ２にフィー
ドバックされる点や、ゼロクロスコンパレータ７、ヒス
テリシスコンパレータ８の出力がＤＡＴＡＱｕａｌｉ
ｆｉｅｒＬｏｇｉｃ９に入力され、ノイズ除去された
ピーク検出信号２３を得る過程も全く同じである。

【００４８】ここでは特に、周波数検出手段の構成要素
と、その出力信号を用いてフィルタ４のカットオフ周波
数を自動制御する方法について説明する。周波数検出手
段６４は、既知の周波数特性を持ったフィルタ６２とフ
ィルタリング後の振幅を検出する振幅検出手段６３から
なっている。既知の周波数特性を持ったフィルタ６２
は、例えば図１２（ａ）のような周波数特性を持ったフ
ィルタを用意する。このフィルタは、基準となる再生信
号の周波数帯域はもちろんのこと、その両側の周波数の
信号が入力した場合でも、後段の振幅検出手段６３にお
いて振幅検出できるように周波数特性を選んだものであ
る。そしてフィルタリングされた信号は、後段の振幅検
出手段６３においてその振幅が検出される。このように
構成すれば、既知の周波数特性を持ったフィルタ６２に
入力する再生信号の周波数によって検出される信号振幅
が変わるので、周波数／電圧変換が可能となる。上の例
で示したフィルタの場合には、周波数が高くなるにつれ
て検出される信号振幅６６は小さくなり、この値がＡ／
Ｄコンバータ１４を通してＣＰＵ１５へと送られる。Ｃ
ＰＵ１５では受け取った振幅値の大小に応じてＤ／Ａコ
ンバータ１６を制御し、カットオフ周波数を決めるコン
トロール電圧６７がフィルタ４にフィードバックされる
仕組みである。この時の目安としては、再生信号の最大
周波数の１．５倍〜２倍位の周波数をカットオフ周波数
とすることが望ましい。このことから、既知の周波数特
性を持ったフィルタ６２は、図１２（ａ）のように再生
信号の周波数帯域を中心に据えるのではなく、目標とす
る再生信号のカットオフ周波数を中心に据えた周波数特
性を持つ図１２（ｂ）のようなフィルタを用意しても良
い。この時、具体的な制御方法としては、フィルタのカ
ットオフ周波数が目標値に一致していれば振幅検出手段
６３で得られる信号振幅６６はＶＧＡ２の出力×ゲイ
ン：ｋであるはずなので、実際に得られた値がこれより
大きければカットオフ周波数を下げればよいし、実際に
得られた値がこれより小さければカットオフ周波数を上
げればよい。

【００４９】このようにすれば、再生信号の周波数に応
じてフィルタのカットオフ周波数が自動的に設定可能な
ので、可変速再生時においても高周波ノイズが効率的に
除去され、装置の信頼性をアップさせることが出来る。

【００５０】なお、これまで具体例を幾つか上げて説明
をしてきたが、別の構成も可能であることを付け加えて
おく。まず、既知の周波数特性を持つフィルタのタイプ
であるが、これは、振幅検出のための単調性が守られて
いればよいので、図１２に示したようなローパスフィル
タだけでなく、ハイパスフィルタを用いることも出来
る。この場合には、フィルタ６２に入力する再生信号の
周波数が高くなるにつれて検出される信号振幅６６の電
圧レベルが大きくなるので、上述した制御とは逆の操作
を行えば良い。また、同一の再生回路で複数の変調信号
を扱う場合には、カットオフ周波数を複数設定しなけれ
ばならないことも有り得るが、このような場合には制御
信号６５によりフィルタ６２の周波数特性を変えること
等も考えられる。さらに、ここでは実施例１の磁気記憶
装置を具体例に説明をしてきたが、実施例２や３で取り
上げた光記憶装置においても適用可能なことは言うまで
もない。

【００５１】（実施例６）以下に本発明の請求項８に対
応する実施例を図面に基づいて説明する。図１３におけ
るディジタルデータは、これまでに述べてきたＤＡＴＡ
ＱｕａｌｉｆｉｅｒＬｏｇｉｃの出力信号に相当す
る信号で、再生信号から“１”に該当する位置を検出し
た、いわゆる記録データと等価な信号として捉えること
が出来る。一方、位相比較器６８、チャージポンプ６
９、ループフィルタ７０、ＶＣＯ７１はデータシンクロ
ナイザのＰＬＬのごく一般的な構成である。その動作
は、ディジタルデータとＶＣＯからの基準クロック７７
との位相差を検出してチャージポンプ６９を駆動し、フ
ィルタリングされた電圧をＶＣＯ７１に与えることによ
ってＶＣＯ７１の発振周波数を変化させるというもので
ある。この時、ＶＣＯ７１の基準クロック７７は位相比
較器６８にフィードバックされているため、この基準ク
ロック７７とディジタルデータの位相差は無くなる方向
へと制御される。これにより、データシンクロナイザの
ＰＬＬがロックした際には、ディジタルデータはＶＣＯ
７１の発振周波数の正確に定数倍となっている。

【００５２】そこで、本実施例ではデータシンクロナイ
ザのＰＬＬがロックした際のＶＣＯ７１の発振周波数を
カウンタ７２でカウントすることによって再生信号の周
波数を得るという方法をとる。具体的には以下に説明す
る通りである。まず、水晶７６はある決められた一定の
周波数で発振している。ここで仮に水晶の発振周波数を
ｆ［Ｈｚ］とした時、カウンタ７５は水晶からのクロッ
クをカウント値がＭになるまでカウントするものとす
る。カウンタ７５では、カウント値がＭになった際、カ
ウンタ７２のカウント値をラッチすると同時に自らのカ
ウント値をリセットする。この時ラッチされたカウンタ
７２におけるカウント値をＮとすれば、ＶＣＯ７１の基
準クロック７７の周波数は、ほぼ次の式で求められる。

【００５３】（チャンネルビットレート）＝（基準クロ
ックの周波数）≒ｆ×Ｎ／Ｍ［Ｈｚ］これに対し、再生信号の最大周波数は記録時の変調方式
によっても異なるが、例えばＣＤやＤＶＤの場合、記録
された変調信号のＲｕｎＬｅｎｇｔｈの最小値が２に
制限されているので、チャンネルビットレートの１／３
がその最大周波数に相当する。すなわち、（再生信号の最大周波数）＝１／３×ｆ×Ｎ／Ｍ［Ｈ
ｚ］として求められる。続いて、再生信号の最大周波数とフ
ィルタ７４のカットオフ周波数の関係であるが、例えば
フィルタ７４のカットオフ周波数を再生信号の最大周波
数の１．５倍にとった場合、フィルタ７４のカットオフ
周波数は、（カットオフ周波数）＝１／２×ｆ×Ｎ／Ｍ［Ｈｚ］として表すことが出来る。ここで、水晶７６の周波数：
ｆと、ラッチ信号を送る際のカウンタ７５のカウント
値：Ｍは共に決められているから、ラッチ時のカウンタ
７２のカウント値：Ｎのみによってフィルタのカットオ
フ周波数が決まることになる。

【００５４】説明をより分かり易くするため、以下に具
体的な数値を挙げながら説明する。まず再生信号の最大
周波数であるが、ここではＣＤやＤＶＤの変調方式を想
定するものとし、仮に８［ＭＨｚ］とする。一方、水晶
の発振周波数は２４［ＭＨｚ］とする。また、カウンタ
７２及びＤ／Ａコンバータ７３のビット数を８とし、０
〜２５５までのカウントとＤ／Ａ変換が可能であるもの
とする。水晶７６のクロックはカウンタ７５で１２７ま
でカウントされ、この時のカウンタ７２のカウント値が
ラッチされる。そして、その時のカウント値がカウンタ
７５と同じく１２７の時、フィルタのカットオフ周波数
は信号の最大周波数×１．５倍＝１２［ＭＨｚ］となる
よう構成する。一方、ラッチ時のカウンタ７２のカウン
ト値が１２７より小さい場合は、再生信号の周波数も想
定値より低いことを意味するので、それに応じてカット
オフ周波数を１２［ＭＨｚ］より低く設定する。逆にラ
ッチ時のカウンタ７２のカウント値が１２７より大きい
場合は、再生信号の周波数が高いことを意味するので、
それに応じてカットオフ周波数を１２［ＭＨｚ］より高
く設定すれば良い。

【００５５】以上の具体例を実現するＤ／Ａコンバータ
７３の設定値と、フィルタ７４のカットオフ周波数との
関係を示すのが図１４である。ここでは、Ｄ／Ａコンバ
ータ７３の基準値を１２７にとっているが、カウンタ７
５のカウント値と共にこの値をシフトさせれば、基準ク
ロック７７の検出レンジを変えることも出来る。また、
カウンタ７２やＤ／Ａコンバータ７３のビット数もこの
具体例に限定されるものではなく、自由に設定可能であ
る。

【００５６】以上述べたように構成すれば、ＰＬＬに同
期したクロックから再生信号周波数を得るので、アナロ
グ信号の品質によらず正確な周波数が得られ、その結果
フィルタのカットオフ周波数も厳密な設定が可能とな
る。

【００５７】（実施例７）以下に本発明の請求項９に対
応する実施例を図面に基づいて説明する。図１５（ａ）
において、データシンクロナイザ７８からは再生データ
列８４と同期クロック８５が出力され、パターン検出手
段７９にて検出パターンとの比較がされる。ここで、検
出パターンはユーザ情報記録エリアには現れない特異な
パターンである。例えば、セクタを構成する際に付加さ
れるＳＹＮＣパターン等がこれに相当する。パターン検
出手段７９では、再生データ列８４と検出パターンを比
較して両者が一致した時のみ一致検出パルス８６を発生
する。そして、タイマ８０において２つの一致検出パル
ス間の時間を測定し、結果をＣＰＵ８１へ送る。この
時、記録データのフォーマットさえあらかじめ分かって
いれば、この一致検出パルス間の時間を測定すること
で、再生信号の最大周波数を推定することが出来る。す
なわち、ＣＰＵ８１ではタイマ８０より受け取った結果
から再生信号の最大周波数を得、さらに最適なカットオ
フ周波数を設定すべくＤ／Ａコンバータ８２にデータを
送り、Ｄ／Ａコンバータにてディジタル／アナログ変換
されたアナログ信号がフィルタ８３にフィードバックさ
れる。

【００５８】一方、パターン検出を行った後、図１５
（ｂ）に示すような構成によってフィルタ８３のカット
オフ周波数を設定することも可能である。本構成によれ
ば、データシンクロナイザ７８から受け取った再生デー
タ列８４と検出パターンとをパターン検出手段７９で比
較するまでは前述の機能と同様である。前述の構成と異
なる点は、タイマ８８にて与えられた一定時間内にどれ
だけの一致検出パルス８６が検出されるかを計数する計
数手段８７を用いている点である。従って、今回ＣＰＵ
８１で得られる情報は、検出パターンの間の時間情報で
はなく、検出パターンの検出数情報となる。しかし、い
ずれの場合でも記録データのフォーマットさえ分かって
いれば、再生信号の最大周波数を容易に推定することが
出来る。すなわち、ここからは前述と同様Ｄ／Ａコンバ
ータ８２にデータを送り、Ｄ／Ａコンバータにてディジ
タル／アナログ変換されたアナログ信号にてフィルタ８
３のカットオフ周波数を最適値に調整する。

【００５９】以上述べてきたように構成すれば、次のよ
うな利点がある。それは、上で述べてきた検出パターン
は、そもそも検出しなければならないＳＹＮＣパターン
等の信号であるので、元からあったその機能を共有して
使うことが出来る。すなわち、大きな付加回路なしに実
現することが可能であると言える。

【００６０】（実施例８）以下に本発明の請求項１０及
び請求項１１に対応する実施例について説明する。請求
項１０及び請求項１１はブースタのブーストレベルとフ
ィルタのカットオフ周波数の自動調整を組み合わせたも
のである。従って、基本的にはこれまで述べてきた実施
例を組み合わせれば両者の自動調整が可能となる。

【００６１】具体的には、ブースト後のアナログ波形の
振幅を検出する振幅検出手段と、そのタイミングを与え
るサンプルタイミング信号発生手段によりブーストレベ
ルを自動調整し、加えて再生信号の周波数検出手段を設
けることでフィルタのカットオフ周波数を自動調整する
よう構成する。この時の周波数検出手段は、実施例５に
示したフィルタ＋振幅検出によるものであってもよい
し、実施例６に示したデータシンクロナイザのＰＬＬを
用いたものであってもよい。さらに、実施例７で示した
パターン検出手段を用いてカットオフ周波数を設定する
ことも可能である。

【００６２】このような組み合わせにおいて、特にその
機能を両者が共有する構成をとる例を以下で説明する。
それは、ブーストレベルの自動調整を行う際に用いるサ
ンプルタイミング信号を、フィルタのカットオフ周波数
を決めるタイミング信号としても用いるというものであ
る。

【００６３】すなわち、サンプルタイミング信号発生手
段が記録データの中の最密記録領域のサンプリングを指
示した際のサンプルタイミング信号を、実施例５におけ
る周波数検出手段を構成する振幅検出手段のサンプルタ
イミング信号としても用いるのである。このようにすれ
ば、振幅検出手段で検出される再生信号は単一周波数と
なるので、厳密な検出が可能となる。また、記録データ
の中の最密記録領域のサンプリングを指示した際のサン
プルタイミング信号は、データシンクロナイザのＰＬＬ
をロックする際のタイミング信号でもあるので、このタ
イミング信号で実施例６の周波数検出を行えば、こちら
の場合も正確な周波数検出が出来る。

【００６４】以上述べてきたように、ブーストレベルと
カットオフ周波数の自動調整が同時に行われれば、再生
信号は常に最適状態でアナログ信号処理されることにな
るので、ノイズやジッタが少なく、信頼性の高いデータ
検出が出来る。このことは、情報記憶装置の信頼性をア
ップさせると同時に、装置間の互換性を保持するのにも
役立つ。

【００６５】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、１）リムーバブルな情報記憶装置の再生ヘッドの特性が
高密度化によって変わったとしても、記録密度によらず
常に一定レベルの再生信号振幅を得るので、装置の互換
性を保つことが出来る。これは将来、高密度記録媒体が
発売された場合にも再生互換性が確保出来ることを意味
する。また、自動的にブーストレベルをコントロール
し、データの検出に最適な再生信号を常に得ることが出
来るので、経時変化や環境温度変化にも強い装置を提供
することが出来る。

【００６６】２）ＰＷＭ記録された情報記憶装置におい
ても、再生信号のアシンメトリによらずにブーストレベ
ルの自動調整がなされるので、再生信号のエッジ検出精
度が良くなり、装置の信頼性がアップする。

【００６７】３）ブーストレベルの異常を監視し、異常
があった時のみブーストレベルの更新を行うことによっ
てＣＰＵの負荷を軽減し、効率良い設定変更を可能にす
る。

【００６８】４）データシンクロナイザのＰＬＬや、エ
ラー訂正の訂正フラグの監視をブーストレベルの異常検
出に代用することによって、特別な付加回路無しにブー
ストレベルの自動調整を可能にする。

【００６９】５）再生信号の帯域に合わせてフィルタの
カットオフ周波数を自動的に設定することが出来るた
め、高域ノイズが効率的に除去され、装置の信頼性が増
す。

【００７０】６）ＰＬＬに同期したクロックから再生信
号周波数を得、その値によってフィルタのカットオフ周
波数を自動調整するため、より厳密な設定が可能とな
る。

【００７１】７）元来必要なパターン検出の機能を共有
して使うことにより、大きな付加回路なしにフィルタの
調整を可能にする。

【００７２】８）ブースタのブーストレベルと、フィル
タのカットオフ周波数が共に自動調整されるので、再生
信号は常に最適状態でアナログ信号処理され、信頼性の
高いデータ検出が出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の磁気記憶装置において、
再生回路の概略構造を示すブロック図である。

【図２】本発明の実施例１で取り上げた磁気記憶装置
において、タイプ別のヘッド出力波形の説明図である。

【図３】本発明の実施例１の磁気記憶装置において、
回路ブロック図各点の波形を示すタイミングチャートで
ある。

【図４】本発明の実施例２の光記憶装置において、再
生回路の概略構造を示すブロック図である。

【図５】本発明の実施例２の光記憶装置において、再
生回路の説明を補足するための波形図である。

【図６】本発明の実施例３の光記憶装置において、再
生回路の概略構造を示すブロック図である。

【図７】本発明の実施例３の光記憶装置において、再
生回路の説明を補足するための波形図である。

【図８】本発明の実施例３の光記憶装置において、変
換Ｌｏｇｉｃの詳細な回路の一例を示す回路図である。

【図９】本発明の実施例３の光記憶装置において、コ
ンパレートレベル演算器の詳細な回路の一例を示し、
（ａ）はループフィルタからの信号が減算されるタイ
プ、（ｂ）はループフィルタからの信号が加算されるタ
イプの回路図である。

【図１０】本発明の実施例４の光記憶装置において、
ブーストレベルの異常検出の説明を補足するための波形
図である。

【図１１】本発明の実施例５の磁気記憶装置におい
て、再生回路の概略構造を示すブロック図である。

【図１２】本発明の実施例５の磁気記憶装置におい
て、周波数検出手段に用いるフィルタの一例を示し、
（ａ）は再生信号帯域を基準にしたフィルタ、（ｂ）は
目標となるカットオフ周波数を基準にしたフィルタの周
波数特性を示す図である。

【図１３】本発明の実施例６の情報記憶装置におい
て、周波数検出手段の構成を示すブロック図である。

【図１４】本発明の実施例６の情報記憶装置におい
て、Ｄ／Ａコンバータとフィルタのカットオフ周波数と
の具体的な関係を示す特性図である。

【図１５】本発明の実施例７の情報記憶装置におい
て、パターン検出手段によりフィルタのカットオフ周波
数を設定する回路の一例で、（ａ）は一致検出パルス間
の時間をフィードバックするタイプ、（ｂ）は一致検出
パルスの検出数をフィードバックするタイプのブロック
図である。

【図１６】従来の光記憶装置において、ＰＰＭ記録さ
れた再生信号のピーク検出の過程を説明するための波形
図である。

【図１７】従来の光記憶装置において、ＰＷＭ記録さ
れた再生信号のエッジ検出の過程を説明するための波形
図である。

【符号の説明】

１プリアンプ２ＶＧＡ３ブースタ４、６２、７４、８３フィルタ５微分器６最終段のアンプ７ゼロクロスコンパレータ８ヒステリシスコンパレータ９ＤＡＴＡＱｕａｌｉｆｉｅｒＬｏｇｉｃ１０全波整流器１１サンプルタイミング信号発生手段１２コンパレータ１３サンプルホールド回路１４Ａ／Ｄコンバータ１５、８１ＣＰＵ１６、７３、８２Ｄ／Ａコンバータ１７、６３振幅検出手段１８アンプ出力１９全波整流波形２０サンプルタイミング信号２１サンプリング信号２２ブーストコントロール電圧２３、１０６ピーク検出信号２４、６０、１００記録情報２５記録状態２６磁気コイル型ヘッド出力２７磁気抵抗型ヘッド出力２８ピークレベル２９リセット信号３０補正波形３１最密記録領域３２ランダム記録領域３３ヘッドアンプ３４ピーク検出器３５ボトム検出器３６振幅演算回路３７中心値演算回路３８、１０５ゼロクロス信号３９前エッジ検出信号４０後エッジ検出信号４１エッジ検出信号４２、７７基準クロック４３、６８位相比較器４４ＵＰ信号４５ＤＯＷＮ信号４６変換Ｌｏｇｉｃ４７Ｃｈａｒｇｅ信号４８Ｄｉｓｃｈａｒｇｅ信号４９、６９チャージポンプ５０、７０ループフィルタ５１コンパレートレベル演算器５２スライスレベル５３第一のサンプルホールド回路５４第二のサンプルホールド回路５５、５６、５７抵抗５８第一のコンパレータ５９第二のコンパレータ６１再生波形６４周波数検出手段６５制御信号６６信号振幅６７コントロール電圧７１ＶＣＯ７２、７５カウンタ７６水晶７８データシンクロナイザ７９パターン検出手段８０、８８タイマ８４再生データ列８５同期クロック８６一致検出パルス８７計数手段１０１、１０７記録ピット１０２、１０３、１０８、１０９再生信号１０４微分波形

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】記録媒体にディジタル記録された変調信
号をアナログ波形として読み出し、前記アナログ波形の
特定周波数を増幅するブースタを備えた情報記憶装置に
おいて、ブースト後の前記アナログ波形の振幅を検出す
る振幅検出手段と、振幅検出のタイミングを与えるサン
プルタイミング信号発生手段とを兼ね備え、前記振幅検
出手段の出力信号を元に前記ブースタのブーストレベル
を自動調整することを特徴とする情報記憶装置。
【請求項２】記録媒体のフォーマット上で配置される
最高周波数の繰り返しパターンと、ランダム記録パター
ンの振幅をサンプリングし、比較することでブーストレ
ベルの制御を行うことを特徴とする請求項１記載の情報
記憶装置。
【請求項３】記録媒体にディジタル記録された変調信
号をアナログ波形として読み出し、前記アナログ波形の
特定周波数を増幅するブースタを備えた情報記憶装置に
おいて、ブーストレベルの異常検出手段を備え、異常が
検出された時のみブーストレベルの設定変更を行うこと
を特徴とする情報記憶装置。
【請求項４】データシンクロナイザの位相同期回路が
非同期の場合にブーストレベルの異常と判断することを
特徴とする請求項３記載の情報記憶装置。
【請求項５】エラー訂正数が決められた一定レベルを
越えた場合、もしくはエラー訂正不可能なフラグが立っ
た場合に、ブーストレベルの異常と判断することを特徴
とする請求項３記載の情報記憶装置。
【請求項６】記録媒体にディジタル記録された変調信
号をアナログ波形として読み出し、前記アナログ波形の
高周波ノイズを除去するフィルタを備えた情報記憶装置
において、再生信号の周波数検出手段を備え、前記周波
数検出手段の出力信号を元に前記フィルタのカットオフ
周波数を自動調整することを特徴とする情報記憶装置。
【請求項７】既知の周波数特性を持ったフィルタと、
当該フィルタの出力信号振幅を検出する振幅検出手段に
より周波数検出手段を構成することを特徴とする請求項
６記載の情報記憶装置。
【請求項８】データシンクロナイザの位相同期回路に
おける電圧制御発振器の発振周波数を用いて周波数検出
することを特徴とする請求項６記載の情報記憶装置。
【請求項９】記録媒体にディジタル記録された変調信
号をアナログ波形として読み出し、前記アナログ波形の
高周波ノイズを除去するフィルタを備えた情報記憶装置
において、ユーザ情報記録エリアには現れない特異な記
録パターンを検出するパターン検出手段を備え、前記パ
ターン検出手段で得られた検出信号の時間間隔、もしく
は単位時間内における検出信号の検出個数によって前記
フィルタのカットオフ周波数を自動調整することを特徴
とする情報記憶装置。
【請求項１０】記録媒体にディジタル記録された変調
信号をアナログ波形として読み出し、前記アナログ波形
の特定周波数を増幅するブースタと、前記アナログ波形
の高周波ノイズを除去するフィルタを備えた情報記憶装
置において、ブースト後の前記アナログ波形の振幅を検
出する振幅検出手段と、振幅検出のタイミングを与える
サンプルタイミング信号発生手段と、再生信号の周波数
検出手段とを兼ね備え、前記振幅検出手段の出力信号を
元に前記ブースタのブーストレベルを自動調整し、か
つ、前記周波数検出手段の出力信号を元に前記フィルタ
のカットオフ周波数を自動調整することを特徴とする情
報記憶装置。
【請求項１１】記録媒体にディジタル記録された変調
信号をアナログ波形として読み出し、前記アナログ波形
の特定周波数を増幅するブースタと、前記アナログ波形
の高周波ノイズを除去するフィルタを備えた情報記憶装
置において、ブースト後の前記アナログ波形の振幅を検
出する振幅検出手段と、振幅検出のタイミングを与える
サンプルタイミング信号発生手段と、ユーザ情報記録エ
リアには現れない特異な記録パターンを検出するパター
ン検出手段とを兼ね備え、前記振幅検出手段の出力信号
を元に前記ブースタのブーストレベルを自動調整し、か
つ、前記パターン検出手段にて得られた検出信号の時間
間隔、もしくは単位時間内における検出信号の検出個数
によって前記フィルタのカットオフ周波数を自動調整す
ることを特徴とする情報記憶装置。