JPH10506257A

JPH10506257A - 高効率電圧変換器および調整器回路

Info

Publication number: JPH10506257A
Application number: JP8511108A
Authority: JP
Inventors: ラビツド，エアリー
Original assignee: アボツト・ラボラトリーズ
Priority date: 1994-09-21
Filing date: 1995-09-21
Publication date: 1998-06-16
Also published as: WO1996009687A1; AU696737B2; EP0782786A1; US5801933A; CA2197322A1; AU3682595A

Abstract

(57)【要約】比較的少数の部品からなる安価な回路を用いて交流を直流に変換するための電圧変換器および方法。ＭＯＳＦＥＴ（４２、１１８）が電流を全波整流器から流してコンデンサ（６０）を充電する。そのコンデンサは電流を負荷（６４）に供給する。第一の実施例では、二個のトランジスタ（３２、３４）が差動対として接続され、二個のトランジスタに接続されているツェナーダイオード（３６）の端子間に生じたツェナー電圧を基準にして、ＭＯＳＦＥＴのゲートに供給される電圧を制御する。第二の実施例では、一個のトランジスタがＭＯＳＦＥＴのゲートに供給された電圧を、ツェナーダイオード（１３２）のツェナー電圧に対して制御する。整流された信号からＭＯＳＦＥＴのゲートに供給された電圧がコンデンサの端子間電圧より高い間に、そのＭＯＳＦＥＴはコンデンサを充電する。

Description

【発明の詳細な説明】高効率電圧変換器および調整器回路発明の分野本発明は全体として交流を直流に変換するための装置および方法に関するものであり、更に詳しく言えば、交流を整流して整流された信号を発生し、かつ整流された信号を平滑して、負荷に供給される直流の電圧を制限するための装置および方法に関するものである。発明の背景電池によらずに電力を供給される、直流を必要とするほとんど全ての電気機器に必要とされる構成部品は交流線に結合し、交流を直流に変換する電源である。電源がこの機能を達成するようにする構成は従来技術には多数ある。交流線により直接電力を供給されるほとんどの交流−直流スイッチング電源は、回路のライン側を出力側から分離するためにトランスを用いる。そのような回路においては、直流に整流される交流を供給し、かつ電源のライン側の制御回路に電力を供給するために、トランスの巻線が時に用いられる。この目的のために用いるトランスおよび関連する素子を、以下の説明では交流−直流電圧変換器と呼ぶことにする。用途によっては、電源すなわち交流−直流電圧変換器はそのコストを低くするためにできるだけ少数の部品を用いることが望ましい。ある低コスト交流−直流電圧変換器設計では、トランスの代わりに高い電力定格を有する抵抗を用いてライン電圧を低くし、ツェナーダイオードを用いて直流電圧レベルを調整している。この目的のために使用する限流抵抗は、抵抗内のＩ²Ｒ損のために、かなりのエネルギーを熱として消費する傾向がある。抵抗内の電力損失のために、この種の変換器は効率が非常に低い。交流電圧レベルが米国よりもはるかに高い国々における国際的な使用では、抵抗内で発生された熱がその温度を許容できないレベルまで高くするために、この種の簡単な構成は使用できないことがある。したがって、他の国々で使用されているライン電圧レベルを含めて、広い範囲のライン電圧レベルにわたって動作できる、低コストの少部品数の電力変換器のための、効率的な他の構成が求められている。このような変換器は、直流出力端子における精密な調整、分離、および低リップルが重要ではない場合に、安価な電源として、またはスイッチング電源のライン側制御回路に必要な電力源として、単独で使用できる。発明の概要本発明によれば、交流ライン信号を負荷に供給される直流出力信号に変換するための電圧変換器が規定される。この電圧変換器は、交流ライン信号を、複数のほぼ同一の連続する半サイクル波形を含む全波整流された信号に変換する全波整流器を含む。負荷に並列に結合されるようにされたコンデンサも設けられる。全波整流器とコンデンサとに結合される第一のスイッチング手段が、充電電流を、各半サイクル波形中に最低一回、コンデンサに流す。全波整流器と、コンデンサと、第一のスイッチング手段とに結合された第二のスイッチング手段が、第一のスイッチング手段のコンダクタンスを直流出力信号と全波整流された信号との関数として調整するように動作する。両方の信号とも時間と共に変化する。それにより、第二のスイッチング手段は、コンデンサの両端間の電圧が所定の最高レベルを超えないように、コンデンサを充電するために加えられる電流を制御することにより直流出力信号を調整する。一実施例においては、第二のスイッチング手段は一個のトランジスタとツェナーダイオードを有する。他の実施例においては、第二のスイッチング手段はツェナーダイオードと一対のトランジスタを有する。各トランジスタはベースと、エミッタと、コレクタとを有する。一対のトランジスタのコレクタは互いに結合され、かつエミッタが互いに結合されて差動対を構成する。第一のスイッチング手段は金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含み、第二のスイッチング手段がそのＭＯＳＦＥＴのゲートに加えられる電圧を制御し、したがって、ＭＯＳＦＥＴの導通状態を制御するように、そのゲートを第二のスイッチング手段に結合することが好ましい。電圧変換器は、全波整流器と第一のスイッチング手段の間に直列結合されたカーボン抵抗を更に含む。このカーボン抵抗を流れる電流が、第一のスイッチング手段と第二のスイッチング手段の一方における障害の結果、最高定格値をかなり超えた場合には、カーボン抵抗は開回路モードで切れて、第一のスイッチング手段と第二のスイッチング手段の前記一方と、その結合されている任意の負荷とへの電流の流れを絶つ。一実施例において更に保護を行うために、ツェナーダイオードは第二のスイッチング手段に並列接続することが好ましい。第二のスイッチング手段に障害が起きたとすると、ツェナーダイオードは負荷に加えられる電圧を制限する。本発明の別の特徴は交流信号を直流信号に変換するための方法である。この方法のステップは上記電圧変換器の各素子の機能に全体として一致する。図面の簡単な説明本発明の前記特徴および付随する利点の多くは、添付図面とともに読む下記の詳細な説明を参照することによって発明をより良く理解することにより、一層明瞭になるであろう。第１図は本発明の電圧変換器の第一の実施例の電気回路図である。第２Ａ図は、本発明の第一の実施例における全波整流した信号と基準電圧の間の関係を示すグラフである。第２Ｂ図は、第一の実施例においてコンデンサを充電する電流パルスを示すグラフである。第２Ｃ図は、電圧変換器の第一の実施例の直流出力電圧におけるリップルを示すグラフである。第３図は、電圧変換器の第二の好適な実施例の電気回路図である。第４Ａ図は、第二の実施例で生成された全波整流した信号を示すグラフである。第４Ｂ図は、第３図の第二の実施例においてコンデンサを充電する電流パルスを示すグラフである。第４Ｃ図は、第二の実施例の直流出力電圧におけるリップルを示すグラフである。好適な実施例の説明上記のように、本発明の一目的は比較的少数の部品からなり、かつ安価で効率的である回路を用いる交流−直流変換を達成することであった。この目的を達成する高効率電圧変換器１０を回路図で第１図に示す。第１図を参照して、交流ライン電圧が線１４と１６により電圧変換器１０に結合される。米国において電圧変換器に供給される交流の電圧レベルは通常は１１０ボルトないし１２０ボルトの範囲内にあり、かつ交流の周波数が６０Ｈｚであるが、他の交流周波数および他の電圧、たとえば、多くの外国で普通であるように、５０Ｈｚ２２０ボルト交流が線１４と１６に供給されたとしても、電圧変換器１０は等しく良好に動作できる。電圧変換器１０は全波整流器ブリッジモジュール１２を含む。このモジュールは４個のダイオード１８ａ〜１８ｄを内部に有する。全波整流器ブリッジで接続されている４個の個別のダイオードはこの目的のためにも使用できる。図示のように、ダイオード１８ａと１８ｂとのカソードが線１４、１６にそれぞれ結合され、そのアノードが接地される。同様に、ダイオード１８ｃと１８ｄとのアノードは線１４、１６にそれぞれ結合され、そのカソードが線５０に接続される。したがって、ブリッジからの全波整流された信号は、アースを基準にして、線５０に加えられる。線１４はダイオード２２のアノードにも接続され、線１６はダイオード２０のアノードにも接続される。ダイオード２０と２２とのカソードは線２４に一緒に接続されて、第２Ａ図に示すように、全波整流された信号Ｖ１を供給する。第１図を再び参照して、線２４における全波整流された信号Ｖ１は抵抗２６を介してトランジスタ３２のベースに供給される。更にトランジスタ３２（ＮＰＮ）のベースは抵抗３０を介して接地される。トランジスタ３２とトランジスタ３４（ＮＰＮ）は差動対２８を構成する。その理由は、それらのトランジスタのコレクタが線４０に一緒に接続され、それらのエミッタがツェナーダイオード３６のカソードに一緒に接続されているからである。ツェナーダイオード３６のアノードは線３８により接地される。トランジスタ３４のベースが、抵抗値Ｒ_Lを有する負荷６４に加えられる電圧を受けるために結合される。また、コンデンサ６０が負荷に並列接続される。コンデンサ６０の一方の側が抵抗５８に接続され、他方の側が線３８により接地される。更に負荷は線３８により接地される。全波整流器１２からの全波整流された信号出力は、線５０とアースの間に接続されているコンデンサ２３により少なくとも部分的に平滑にされる。その結果としての、線５０における平滑された信号はＮ−エンハンスモード、金属−酸化物 −半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）４２のドレインに抵抗５２を介して加えられる。ＭＯＳＦＥＴ４２のゲートは抵抗４８を介して線５０にも結合され、かつ抵抗４４を介して接地される。抵抗４８と４４は、線５０における平滑された信号をＭＯＳＦＥＴのゲートに入力するために適当なレベルに低下させるための分圧器を構成する。ＭＯＳＦＥＴ４２のゲートは線４０を介してトランジスタ３２と３４とのコレクタにも接続される。下記のように、これらのトランジスタは両方ともＭＯＳＦＥＴ４２を制御する。抵抗５６がＭＯＳＦＥＴ４２のソースを、抵抗５８と、コンデンサ６０と、負荷６４との共通接続点に結合し、ドレインとアースの間に接続されているコンデンサ５４が更に平滑を行う。負荷６４にはコンデンサ６０から直流が供給される。その負荷はコンデンサを放電させるためにそのコンデンサの電圧レベルを下げる。コンデンサ６０はＭＯＳＦＥＴ４２のドレインとソースを流れる電流により周期的に再充電される。しかし、この充電電流Ｉ_cはＭＯＳＦＥＴ４２のゲートがそのソースより正である電圧にバイアスされた時にそのＭＯＳＦＥＴを流れるだけである。ＭＯＳＦＥＴ４２のゲートに加えられた電圧は線５０における平滑された信号の電圧レベルとともに変化し、トランジスタ３２、３４の導通状態に支配される。トランジスタ３４とＭＯＳＦＥＴ４２は一緒に電圧調整器として機能して、コンデンサ６０の電圧にしたがって負荷６４の端子間電圧を調整する。トランジスタ３２は、各半サイクルのうちこの電圧調整器が動作可能にされる部分を制御する。完全に飽和されて導通状態にあると、トランジスタ３２は、ＭＯＳＦＥＴ４２のゲートに接続されている線４０をツェナーダイオード３６のカソードに結合する。トランジスタ３２の導通状態は抵抗２６を介してそのベースに加えられる電圧により制御される。第２Ａ図に示すような波形７０を有する全波整流された信号であるその電圧は、零と、抵抗２６と３０の抵抗値比により決定されるある公称値との間で周期的に変化する。トランジスタ３２がそのコレクタとエミッタの間で導通するために、トランジスタ３２のベースをツェナーダイオード３６の特性ツェナー電圧Ｖ_zよりも正であるレベルにバイアスしなければならない。たとえば、ツェナーダイオード３６のツェナー電圧が１２．６ボルトであるとすると、波形７０が公称ツェナー電圧Ｖ_zとベース−エミッタ間電圧降下（約０．６ボルト）の和より十分に大きい時に、トランジスタ３２は導通状態に完全に飽和されるようになる。以下の説明では、トランジスタ３２と３４のベース−エミッタ間電圧降下は無視するので、基準レベルは、第２Ａ図に破線で示すように、単にツェナー電圧Ｖ_z である。トランジスタ３２のベースへの電圧入力がツェナー電圧Ｖ_z以下に低下すると、トランジスタ３２は直ちにターンオフする、すなわち、そのコレクタとエミッタの間の導通がなくなる。トランジスタ３２が導通状態にある間は、ＭＯＳＦＥＴ４２のゲートはツェナー電圧レベルに効果的にクランプされる。トランジスタ３２のベースに加えられた電圧がＶ_z以下に低下すると、トランジスタ３２は導通を停止され、コンデンサ６０を充電するために、ＭＯＳＦＥＴ４２は線５０における平滑された信号からの電流Ｉ_cを流し始める。電流Ｉ_cは、トランジスタ３２またはトランジスタ３４のいずれかがターンオンするまで、ＭＯＳＦＥＴ４２を介するコンデンサ６０への流入を続ける。トランジスタ３４はＭＯＳＦＥＴ４２を流れる充電電流Ｉ_cの導通も制御する。トランジスタ３４のベースは抵抗５８を介してコンデンサ６０に結合されて、コンデンサおよび負荷６４の端子間電圧を検出する。トランジスタ３４のベースに加えられる電圧がツェナーダイオード３６のツェナー電圧より十分に高いとすると、トランジスタ３４は飽和状態にバイアスされてそのコレクタ端子とエミッタ端子の間で導通することにより、ＭＯＳＦＥＴ４２のゲートをツェナーダイオード３６のカソードに実効的に接続する。トランジスタ３２に関連して上で説明したように、トランジスタ３４が導通するとＭＯＳＦＥＴ４２がオフになるので、充電電流Ｉ_cはコンデンサ６０（および負荷）にもはや流れ込まない。したがって、トランジスタ３４はＭＯＳＦＥＴをコンデンサ６０の端子間電圧の関数として制御し、電圧がツェナー電圧Ｖ_zを決して超えないようにすることは明らかである。したがって、充電電流Ｉ_cは第２Ｂ図に示すようにパルス７２の列を含む。各パルスは、Ｒ_L、したがって、負荷がコンデンサ６０を放電させる速さに応じて変化するある時間間隔ｔ_onだけ持続する。二つの条件が生じた時にその時間間隔ｔ_onは開始する。その条件は、第一に、トランジスタ３２のベースに加えられた電圧が、そのベースに加えられる全波整流された信号の振幅の関数として、ツェナー電圧より低くなければならないことである。第二に、コンデンサ６０および負荷における電圧がツェナー電圧より低くなければならないことである。電流がＭＯＳＦＥＴ４２を流れてコンデンサ６０を充電するにつれて、コンデンサの端子間電圧がツェナー電圧Ｖ_zにほぼ等しくなってトランジスタ３４をターンオンするまで、またはトランジスタ３２のベースへの電圧入力がツェナー電圧より高く再び周期的に上昇するまで、その端子間電圧は上昇する。いずれかの状態が最初に起きる。ＭＯＳＦＥＴ４２を流れる電流がなくなると、電流が負荷を通じて取り出されるにつれて、負荷６４の抵抗値Ｒ_Lとコンデンサ６０の容量Ｃとの積に等しい放電率τでコンデンサ６０の端子間電圧レベルが低下する。負荷の端子間電圧のリップル成分を波形７２として第２Ｃ図に示す。この図では縦軸の尺度をかなり拡大していること、リップル電圧範囲は直流出力電圧レベルの１０パーセントより通常狭いことに注目すべきである。本発明の第二の実施例を構成する高効率電圧変換器１００を第３図に示す。適当な場合には、電圧変換器１００の構成要素に電圧変換器１０に用いたものと同じ参照番号を使用することにする。したがって、たとえば、電圧変換器への交流ライン電圧入力が線１４と１６に加えられる。同様に、負荷６４に供給される直流出力信号がコンデンサ６０における電荷から供給される。しかし、電圧変換器１００の他の要素については、電圧変換器１０の要素の機能に類似する機能を有する場合でも、また、その機能が上記機能とは異なる場合でも、異なる参照番号を使用する。線１４と１６における交流信号入力が再び全波整流される。電圧変換器１００では、交流ライン電圧を全波整流するために４個の個別のダイオード１０２〜１０８を用いる。この装置では、ダイオード１０２のアノードとダイオード１０８のカソードが線１４に接続される。同様に、ダイオード１０４のアノードとダイオード１０６のカソードが線１６に接続される。ダイオード１０２と１０４とのカソードは抵抗１１０に一緒に接続され、ダイオード１０６とダイオード１０８とのアノードが線１３０を介して接地される。抵抗１１０の反対側は線１１２を介して抵抗１１４と、抵抗１１６と、ＭＯＳＦＥＴ１１８のドレインとに接続される。抵抗１１４の他の側は線１２０を介してＭＯＳＦＥＴ１１８のゲートとトランジスタ１２２（ＮＰＮ）のコレタタに接続される。線１２０はツェナーダイオード１３４のカソードにも接続される。トランジスタ１２２のベースは、抵抗１１６を介して、第４Ａ図に波形１４０で示すように線１１２上で全波整流された信号（再びＶ１と示す）に結合される。抵抗１１６が線１２４を介してトランジスタのベースに接続される。その抵抗は抵抗１２６と線１２８を介して負荷にも接続される。線１２８は負荷をコンデンサ６０とＭＯＳＦＥＴ１１８のソースとに結合する。ツェナーダイオード１３２がトランジスタ１２２のソースに接続される。その特性ツェナー電圧Ｖ_zが、負荷と充電コンデンサ６０とに加えられる最高電圧を再び決定する。ツェナーダイオード１３２のアノードが線１３０を介して接地される。コンデンサ６０（および負荷）に供給される充電電流Ｉ_cが、ＭＯＳＦＥＴ１１８が導通状態にある時に、そのＭＯＳＦＥＴのドレイン端子とソース端子の間を流れる。ＭＯＳＦＥＴ１１８の導通度はそのゲートに線１２０を介して供給される電圧により制御される。線１２０における電圧は全波整流された電圧Ｖ１とトランジスタ１２２の導通状態とに依存する。トランジスタ１２２が導通していない間は、線１２０における電圧の波形は第４Ａ図に示す波形に類似する。しかし、トランジスタ１２２が飽和してそのコレクタとエミッタの間で導通を開始すると、線１２０における電圧はツェナーダイオード１３２のツェナー電圧特性レベルに実効的に留められる。トランジスタ１２２のベースがツェナーダイオード１３２のツェナー電圧より十分に正であるレベルにバイアスされた時に、そのトランジスタは飽和される。トランジスタ１２２のベースに加えられる電圧は、抵抗１２６を通じて伝えられるコンデンサ６０（および負荷）の端子間電圧と、抵抗１１６を通じて伝えられる線１１２における全波整流された電圧との関数である。トランジスタ１２２のベースに抵抗１１６を通じて加えられる全波整流された電圧がツェナーダイオード１３２のツェナー電圧より十分に正であると、トランジスタ１２２は飽和されて導通し、そのゲートをツェナー電圧レベルに結合することによりＭＯＳＦＥＴ１１８をターンオフする。抵抗１１６の抵抗値は抵抗１２６より十分高いが、それを全波整流された電圧に接続することにより、トランジスタ１２２とＭＯＳＦＥＴ１１８の導通を制御する。したがって、ツェナーダイオード１３２のツェナー電圧がコンデンサ６０と負荷６４の端子間に生成される最高電圧を決定する。コンデンサ６０の端子間電圧は負荷６４を流れる放電電流により常に引き下げられるが、ＭＯＳＦＥＴ１１８を流れる電流により断続的に再充電されるだけであるので、負荷に加えられる電圧には大きいリップル成分が存在する。直流出力信号におけるリップル電圧を第４Ｃ図に波形１４６として示す。負荷に電流を供給するコンデンサを電圧変換器１０が充電する、各半サイクル中の総時間が比較的短いために、電圧変換器１０のリップルは電圧変換器１００のリップルより少し多い。コンデンサ６０から電流が負荷を通じて流れるにつれて、コンデンサ６０は放電してその電圧がそのピーク値Ｖ_z以下に低下する。その後で、下記のように、連続パルス列がＭＯＳＦＥＴ１１８を介して加えられてコンデンサ６０を充電するので、電圧はその後で段階的に上昇する。コンデンサ６０の放電率τはコンデンサ６０の容量Ｃと負荷の抵抗値Ｒ_Lとの積に等しい。第４Ｃ図ではリップル電圧を拡大した尺度で示しているために、それは過大に見えるが、リップル電圧範囲は通常は直流出力電圧レベルの１０パーセント以下である。第４Ｂ図にコンデンサ６０を充電するために加えられる電流Ｉ_cのパルスを示す。全波整流された信号Ｖ１の各半サイクル中に、二個の電流パルスがＭＯＳＦＥＴ１１８を通じて加えられる。第４Ａ図に波形１４０により表されている全波整流された信号がそのピークから零まで減少すると、トランジスタ１２２のベースにおける電圧がツェナー電圧Ｖ_z以下に低下し、トランジスタ１２２は導通を停止する。そうすると、ＭＯＳＦＥＴ１１８のゲートに抵抗１１４を介して加えられる電圧はＭＯＳＦＥＴ１１８をそのドレインとソースの間で導通させることにより、第４Ｂ図に示すように電流パルス１４２でコンデンサ６０を充電する。その後、コンデンサ６０の端子間電圧がトランジスタ１２２をターンオンするために十分に上昇するので、電流パルス１４２は終わる。トランジスタ１２２のベースに抵抗１２６を通じて加えられるコンデンサの端子間電圧が、そのトランジスタを導通状態にバイアスする。そうするとＭＯＳＦＥＴ１１８のケート電圧が、そのＭＯＳＦＥＴを導通させ続けるために必要なレベル以下に低下させる。あるいは、コンデンサ６０（および負荷６４）の端子間電圧がトランジスタ１２２をターンオンするために十分なレベルに達しないとすると、線１２０における全波整流された電圧レベルが、ＭＯＳＦＥＴ１１８を導通状態にバイアスし続けるためには不十分であるようなレベルまで低下する。全波整流された波形の電圧が次の半サイクル中に零からそのピーク値まで上昇を開始すると、第二の電流パルス１４４が生成される。この電圧は再びＭＯＳＦＥＴ１１８に充電電流Ｉ_cをコンデンサ６０へ流す。トランジスタ１２２のベースに抵抗１１６を介して加えられる全波整流された信号がツェナー電圧Ｖ_zより高く上昇すると、トランジスタはターンオンし、ＭＯＳＦＥＴ１１８をターンオフして電流パルスを終わらせる。トランジスタ１２２のベースに抵抗１２６を介して、または抵抗１１６を介して加えられる電圧がツェナーダイオードの特性ツェナー電圧Ｖ_zを大きく超えない限り、トランジスタ１２２は非導通状態を続ける。したがって、コンデンサ６０に加えられる第二のＩ_cパルスのための充電電流は、コンデンサ６０から抵抗１２６を介して、または線１１２から抵抗１１６を介してトランジスタ１２２のベースに加えられた電圧がツェナー電圧を超えた時になくなる。各半サイクルごとにコンデンサ６０を充電するための二個の電流パルスを供給することにより、負荷の端子間電圧中のリップルを最少にするのに、電圧変換器１００は電圧変換器１０より効果的である。更に、各半サイクル中に充電電流がコンデンサ６０と負荷に長時間供給されるので、電圧変換器１００は電圧変換器１０よりも効率的に動作する。障害が起こった場合、電圧変換器１０と１００は全ライン電圧を負荷の端子間に加えることがある。この可能性に対して保護するために、電圧変換器で使用するＭＯＳＦＥＴの特性ピークドレイン−ソース間電圧定格が予測されるピークライン電圧より十分に高いようにＭＯＳＦＥＴを選択する。さらに、各電圧変換器は障害発生時に負荷を保護するための固有のヒューズを含む。電圧変換器１０内の抵抗５２と、電圧変換器１００内の抵抗１１０とは通常のカーボン抵抗である。それらのカーボン抵抗は、最大定格値を十分に超える電力消費を生じたならば、開回路モードでほとんど常に障害を起こす。電圧変換器１０では、抵抗２６もカーボン抵抗である。過大な電流がそれらのカーボン抵抗に流れたためにそれらの抵抗が切れたとすると、負荷の端子間にかかるどのようなライン電圧もなくなる。したがって、それらの抵抗はほとんどヒューズのように動作してＭＯＳＦＥＴおよびその他の部品における短絡に対して保護する。電圧変換器１００ではツェナーダイオード１３４により更に障害保護が行われる。このツェナーダイオードは、トランジスタ１２２が故障してもＭＯＳＦＥＴ１１８を導通状態に放置しないようにするために選択された特性ツェナー電圧を有する。本発明を上記に開示した好適な実施例に関して説明したが、下記の請求の範囲の範囲内でそれに多くの変更を行えることが当業者には理解されるであろう。したがって、発明の範囲は上記説明によって限定されるものではなく、下記の請求の範囲を参照してのみ決定されるものである。

Claims

【特許請求の範囲】１．（ａ）交流に結合されており、整流された信号を生成する整流器と、（ｂ）電流を負荷に供給するようにされた出力線に結合されたコンデンサと、（ｃ）整流された信号を受けるために前記整流器に結合され、かつ前記コンデンサに結合される第一のスイッチング装置であって、該第一のスイッチング装置が導通状態にある時に、前記コンデンサを充電するために前記整流器から電流を流すことを可能にする第一のスイッチング装置と、（ｄ）所定の基準電圧を設定する電圧制限器と、（ｅ）第二のスイッチング装置と、を備え、該第二のスイッチング装置は、（ｉ）前記電圧制限器と、（ｉｉ）前記整流された信号を受けるための前記整流器と、（ｉｉｉ）前記第一のスイッチング装置の制御端子と、に接続され、前記第一のスイッチング装置を導通可能にする、前記制御端子に加えられる制御電圧を決定し、かつ該制御電圧を、前記所定の基準電圧と直流出力信号との関数として決定することにより、前記第一のスイッチング装置を制御して直流出力信号の電圧レベルを調整する、交流ライン信号を直流出力信号に変換する電圧変換器。２．第一のスイッチング装置がＭＯＳＦＥＴを備え、制御端子がＭＯＳＦＥＴのゲートを含む請求の範囲第１項に記載の電圧変換器。３．第二のスイッチング装置が一対のトランジスタを備え、電圧制限器が該一対のトランジスタの端子に結合される請求の範囲第１項に記載の電圧変換器。４．第二のスイッチング装置がトランジスタを備え、所定の基準電圧が該トランジスタを導通状態にバイアスするために必要な最低電圧を決定するように電圧制限器が該トランジスタの端子に結合される請求の範囲第１項に記載の電圧変換器。５．第一のスイッチング装置と負荷との間に結合される抵抗を更に備え、該抵抗は、該抵抗を流れる電流が定格値を超えた時に、第一のスイッチング装置内の障害が過大な電流を負荷に流した時に、切れるヒューズとして機能する請求の範囲第１項に記載の電圧変換器。６．トランジスタのベースが整流器と負荷とに結合され、交流ライン信号の各半サイクルの一部の間に該負荷に加えられる直流信号を前記トランジスタが制限する請求の範囲第４項に記載の電圧変換器。７．交流ライン信号の各半サイクル中に電流が第一のスイッチング装置を流れてコンデンサを二回充電する請求の範囲第６項に記載の電圧変換器。８．第二のスイッチング装置と電圧制限器とに結合されるツェナーダイオードを更に備え、第二のスイッチング装置内で障害が起きた時に、前記ツェナーダイオードは第一のスイッチング装置の制御端子に加えられる制御電圧を制限する請求の範囲第１項に記載の電圧変換器。９．（ａ）交流ライン信号を、ほぼ同一の連続する半サイクル波形を複数個含む対応する全波整流された信号に変換する全波整流器と、（ｂ）負荷に並列結合されるようにされたコンデンサと、（ｃ）各半サイクル波形中に充電電流を少なくとも一回導通させるために、前記全波整流器と前記コンデンサとに結合さる第一のスイッチング手段と、（ｄ）前記全波整流器と、前記コンデンサと、前記第一のスイッチング手段とに結合され、前記第一のスイッチング手段の導通を、時間と共に変化する直流出力信号と時間と共に変化する全波整流された信号との関数として調整することにより、直流出力信号が所定の最高電圧レベルを超えないように、直流出力信号を調整する第二のスイッチング手段と、を備える、交流ライン信号を負荷に供給される直流出力信号に変換する電圧変換器。１０．第二のスイッチング手段が少なくとも一個のトランジスタとツェナーダイオードを備える請求の範囲第９項に記載の電圧変換器。１１．第二のスイッチング手段が一対のトランジスタを備え、各トランジスタはベースと、エミッタと、コレクタとを有し、前記一対のトランジスタのコレクタが一緒に結合され、そのエミッタが一緒に結合されて差動対を構成する請求の範囲第１０項に記載の電圧変換器。１２．第一のスイッチング手段がＭＯＳＦＥＴを備え、該ＭＯＳＦＥＴのゲートが第二のスイッチング手段に結合される請求の範囲第９項に記載の電圧変換器。１３．全波整流器と第一のスイッチング手段との間に直列結合されるカーボン抵抗を更に備え、該抵抗は、第一のスイッチング手段と第二のスイッチング手段との一つにおける障害の結果として、カーボン抵抗を流れる電流が最高定格値を大きく超えた場合に、前記抵抗は切れて回路を開く請求の範囲第９項に記載の電圧変換器。１４．第二のスイッチング手段に並列結合されるツェナーダイオードを更に備え、第二のスイッチング手段内で障害が起きた時に、前記ツェナーダイオードは負荷に加えられる電圧を制限する請求の範囲第９項に記載の電圧変換器。１５．（ａ）交流信号を全波整流された信号に変換する全波整流器と、（ｂ）負荷に並列結合されるようにされたコンデンサと、（ｃ）前記全波整流器に結合された第一の端子と第二の端子、および前記コンデンサに結合される第三の端子の三つの端子を有する第一のトランジスタスイッチと、（ｄ）所定のツェナー電圧を有するツェナーダイオードと、（ｅ）前記第一のトランジスタスイッチの前記第二の端子と、前記コンデンサと、前記整流器と、前記ツェナーダイオードとに結合されており、前記第一のトランジスタスイッチの前記第二の端子に加えられるバイアス電圧を制御することにより、直流信号の最高電圧レベルをツェナー電圧の関数として調整する第二のトランジスタスイッチと、を備える、交流ライン信号を直流信号に変換する電圧変換器。１６．第一のトランジスタスイッチがＭＯＳＦＥＴを含み、前記第二の端子がＭＯＳＦＥＴのゲートを含む請求の範囲第１５項に記載の電圧変換器。１７．第二のトランジスタスイッチが二個のトランジスタを備え、各トランジスタはエミッタと、コレクタと、ベースとを有し、前記二個のトランジスタのエミッタとコレクタは差動対として一緒に結合され、前記二個のトランジスタの一方のベースは整流器に結合されて、全波整流された信号の周期的に変化するレベルに応答し、二個のトランジスタの他方のベースはコンデンサに結合されて、直流出力信号のレベルを検出し、前記ツェナーダイオードのツェナー電圧は、いずれかのトランジスタを導通させるためにそのトランジスタのベースに加えなければならない電圧を決定する請求の範囲第１５項に記載の電圧変換器。１８．第二のトランジスタスイッチがトランジスタを備え、該トランジスタはベースと、エミッタと、コレクタとを有し、該トランジスタのベースは全波整流器とコンデンサに結合され、トランジスタを導通させるためにベースに加えなければならない電圧をツェナーダイオードの所定のツェナー電圧を決定する請求の範囲第１５項に記載の電圧変換器。１９．（ａ）交流信号を整流して全波整流された信号を生ずるステップと、（ｂ）全波整流された信号の各半サイクル中に全波整流信号を供給して負荷コンデンサを充電するステップと、（ｃ）前記負荷コンデンサを充電するために用いる半サイクル部分の持続時間を、該コンデンサの電圧の関数として、および基準電圧レベルに対して周期的に変化する全波整流された信号の時間的に変化する大きさの関数として制御して、直流信号の最高電圧レベルを制限するステップと、を備える交流信号を直流出力信号に変換する方法。２０．最高電圧レベルをツェナーダイオードのツェナー電圧特性により決定する請求の範囲第１９項に記載の方法。２１．全波整流された信号を伝えるためにカーボン抵抗を設けるステップを更に備え、障害のために過大な電流が前記カーボン抵抗に流された場合に、前記カーボン抵抗は開放状態になる請求の範囲第１９項に記載の方法。２２．半サイクルの二つの別々の部分中に電流を供給して負荷コンデンサを充電する請求の範囲第１９項に記載の方法。２３．全波整流された信号の時間的に変化する大きさが基準電圧レベルを超え、かつ直流出力信号の電圧レベルが基準電圧より低い時に、各半サイクル中に少なくとも一回電流を供給して負荷コンデンサを充電する請求の範囲第１９項に記載の方法。