JPH10502504A

JPH10502504A - スペクトラム拡張通信システムに適応するセクタ化

Info

Publication number: JPH10502504A
Application number: JP8503342A
Authority: JP
Inventors: フランクリン・ピーアントニオ、; クライン・エスギルハウゼン、; ジャック・ケーウルフ、; ゼハビ、エフライム
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1994-06-23
Filing date: 1995-06-22
Publication date: 1998-03-03
Anticipated expiration: 2016-03-26
Also published as: US5621752A; CA2193394C; FI965180A0; WO1996000466A1; DE69531827D1; MX9606634A; CA2193394A1; EP0767994A1; AU685966B2; ATE250829T1; ES2210299T3; RU2142202C1; DK0767994T3; CN1082286C; CN1151228A; FI115352B; KR100372383B1; EP0767994B1; FI965180A; HK1019022A1

Abstract

(57)【要約】ディジタルのセルラー方式通信システム内のチャネル資源を適当にセクタ化するシステム及び方法。このシステムは、複数のユーザ（２２）の１人から送信された第一の情報信号を受信するための少なくとも第１、第２の電磁気ビームを設けて、それにより第１、第２の受信信号を発生するアンテナアレイを用いている。ビーム成形信号の第１のセットは、ビーム成形網（２２４）とスイッチマトリクス（２２８）により第１、第２の受信信号から発生される。復調受信器（２３０）は、ビーム成形信号の第１のセット内に含まれる少なくとも第１、第２のビーム成形信号を復調し、それにより第１、第２の復調信号を生成するために設けられる。このシステムはさらに、様々な位置で様々な角度から受信されたマルチパス情報信号を追跡するための追跡網（２４０）を有している。

Description

【発明の詳細な説明】スペクトラム拡張通信システムに適応するセクタ化技術分野本発明は、スペクトラム拡散信号を使った通信システムに係り、特にスペクトラム拡散通信システムに適応するセクタ化(sectorization)の方法と装置の改良に関する。背景技術通信システムは、基地局の場所から物理的に別々のユーザや加入者の場所に情報信号を送信できるようにすることを目的として開発されてきた。アナログとディジタルの両方法は、基地局とユーザの場所とをリンクする通信チャネルを介して情報信号を送るのために使われてきた。ディジタル方法にはアナログ方法に比ベて幾つかの利点、例えば、チャネルノイズや干渉に対する耐性、キャパシティの増大、暗合を使った通信の機密性等がある。通信チャネルを介していずれかの方向に情報信号を送信するとき、チャネルを介して効率的な送信ができるように情報信号をまず最適な形式に変換する。この情報信号の変換又は変調には、変調波のスペクトラムがチャネル帯域内に入るように情報信号に基づいて搬送波のパラメータを調整することも含まれている。受け手側では、元のメッセージ信号は、チャネルの伝搬に続いて受信する変調波のバージョンから再現される。このような再現は、メッセージ送信の間行われる変調処理の逆の処理により一般的に行われている。また変調により多重化（マルチ化）、すなわち共通チャネル上に幾つかの信号を同時に送信することが容易になる。多重化通信システム内の遠く離れた複数の加入者ユニットは、通信チャネルを連続的にアクセスするよりも、間欠的なサービスを必要とするのが一般的である。加入者ユニット全体の中の選択された一部分で通信を可能にするように設計されたシステムは、多重アクセス通信システムと呼ばれてきた。特定のタイプの多重アクセス通信システム、例えばコード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）変調システムは、スペクトラム拡張技法により実現されている。スペクトラム拡張システムにおいては、変調技法を使って送信信号の帯域を通信チャネルの周波数帯域より広くしている。一方、多重アクセス通信システムの技法には、時分割多重アクセス方式（ＴＤＭＡ）と周波数多重アクセス方式（ＦＤＭＡ）とがある。しかし、ＣＤＭＡのスペクトラム拡張変調技法には、多重アクセス通信システムのための変調技法に対して、特筆すべき利点がある。多重アクセス通信システムにＣＤＭＡ技法を用いることは、本発明の譲受人に譲受られている１９９０年２月３日に発行されたＵＳＰ４，９０１，３０７（名称；SPREAD SPE CTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIA L REPEATERS）に記述されている。上述のＵＳＰ４，９０１，３０７では、トランシーバをそれぞれ持った非常に多くの移動システムユーザが、ＣＤＭＡのスペクトラム拡張通信信号を使って、衛星中継又は地上基地局を介して通信するような多重アクセス技法が記述されている。ＣＤＭＡ通信を使う場合、周波数スペクトラムを複数倍に使えるので、システムのユーザのキャパシティを増大できる。ＣＤＭＡを使うことにより、他の多重アクセス技法よりも、スペクトラム効率を非常の高めることができる。特定のセルラー方式ＣＤＭＡシステムでは、基地局とその周囲のセル内の加入者ユニットとの間の通信は、ユーザ拡張コードを使って使用可能なチャネル帯域より送信信号の帯域を拡張することにより実現される。このようなＣＤＭＡシステムにおいては、スペクトラムを拡張するために使われるコード列は、２種類の列から構成される。２種類の列それぞれは異なる特性を持ち、異なる機能を実現する。例えば、第１のタイプではＩとＱチャネルのＰＮコードが使われ、全信号が１つのセル又はセクタで共有されている。さらに、ＩとＱチャネルのＰＮコードより期間の長いユニークロングＰＮコードによりユーザを特定している。図１に示すように、一般的なＣＤＭＡの通信セル１０を示していて、その中には固定的又は移動可能な複数の加入者ユニット１２と基地局１４とが配置されている。加入者ユニット１２は、チャネル数が等しい第１乃至第３のユーザセクタ１６、１８、２０にグループ分けされている。基地局１４は、それぞれのユーザセクタ内の加入者ユニットとの通信を促進するために専用化されている１セットの固定アンテナ（図示しない）を有している。換言すると、３つの素子アンテナアレイを使って、セルを特定のユーザセクタに分割する。図１のシステムの１つの利点は、基地局１４がダイバーシティ受信器を有していて、このダイバーシティ受信器が加入者ユニット２１から送信されるＰＮ拡張波形の多重パスエコーを個別に受信するように配置されていることである。多重パスエコーは、ユーザ信号が伝搬環境内の物体で反射することにより生成される。次に、個々の多重パス信号は、特定の多重パス信号に対し専用の受信器の分割された“フィンガー”内で時間的に整列され、そしてＳ／Ｎ比を向上するために合成される。セル１０が数セクタ（例えば６セクタ）以上に分割されているとき、各セクタに割り当てられるビームは比較的狭くなる。このようにセクタが増加すると、集中セクタビームを除いて、これら多重パス信号の受信が妨害され、これによりＳ／Ｎ比が低下してしまうという不具合が生じる。本発明の目的は、ディジタル通信システム内でユーザへ又はユーザから送信された直接信号と多重パス信号の追跡と受信とを分割できる適合性セクタ化技法を提供することである。発明の開示本発明は、例えばセルラー方式通信システムのようなディジタル通信システム内のチャネル資源を適当にセクタ化するためのシステム及び方法である。このシステムは、少なくとも第１、第２の電磁波を供給し、複数のユーザの特定の１人から送信された第１の情報信号を受信し、第１、第２の受信信号を発生するためのアンテナ配列を有する。第１のセットのビーム成形信号は、第１、第２の受信信号から発生される。復調受信器は、第１のセットのビーム成形信号に含まれる第１、第２のビーム成形信号を復調し、第１、第２の復調信号を生成するために設けられる。さらにシステムは、様々な位置及び角度で受信されたマルチパス情報信号を、第１、第２の復調信号の比較に基づいて追跡するための追跡網を有する。図面の簡単な説明図１は、複数の加入者ユニットと基地局とが配置されている典型的な多重化アクセス通信システムを示す。図２は、本発明にしたがって直接的に送信され、受信は多重パスで行われるスペクトラム拡張通信システムの好ましい実施例を示す。図３は、本実施例で最適なスペクトラム拡張送信器のブロック図を示す。図４は、典型的なＲＦ送信器のブロック図を示す。図５Ａは、本発明の適合性セクタ化を可能にするために設けられた基地局受信網のブロック図を示す。図５Ｂは、特定のチャネルユニットを有する基地局受信網のブロック図を示す。図５Ｃは、遠方の場所に編成されたアンテナアレイを有する基地局受信網のブロック図を示す。図５Ｄは、中間周波数に変換され、ディジタル化された１セットのアンテナビーム信号を処理するために配置された適合性ビームＲＡＫＥ受信器のブロック図を示す。図６は、水平垂直偏波された信号を受信するためのアンテナ素子を有する受信アンテナアレイの実施例を示す。図７は、入力ビーム信号と出力トラフィックチャネルとの間に１つの信号パスを正確に設けるためのスイッチ行列内のスイッチ配列を示している。図８は、基地局受信網内の典型的なダイバーシティ受信器のブロック図である。図９は、右／左ビームプロセッサの詳細図を示す。図１０は、典型的なダイバーシティ受信器の第１の受信フィンガーに関係するビーム追跡圧縮器のブロック図である。図１１は、円形アンテナアレイの説明図である。好ましい実施例の詳細説明Ｉ．導入以下に述べるように、本発明は、スペクトラム拡張通信システム内の１つ又はそれ以上のアンテナアレイにより決まるビームパターンを適当に制御することを目的としている。好ましい実施例においては、１つ又はそれ以上のアンテナアレイをセルラー方式通信システムのセルサイト基地局に集中的に配置されている。本発明によれば、加入者と個々に関わっている加入者ユニットからの直接的信号と非直接的（例えばマルチパス）信号との両方の送信を受けるために、ビームセットは分離されている。新しい追跡網により、加入者ユニットからの直接的信号とマルチパス信号の送信を、時間的及び空間的に別々に追跡することができる。上述したように、“時間追跡”は、受信信号の復調結果にしたがってＰＮ拡張列に受信信号を関係付けるときにその位相を調整することにより実現される。図２に本発明によるスペクトラム拡張通信システム２０を示している。通信システム２０には、固定され又は移動可能な複数の加入者ユニット２２と、第１、第２の基地局２４，２６と、制御局３０とが配置されている。基地局２４，２６それぞれには、加入者ユニット２２からの信号を受信するためのアンテナアレイ（図示しない）が設けられている。このシステム２０において、各加入者ユニット２２には、ユニーク擬ランダム（ＰＮ）コードが割り当てられて、これによりユーザ信号間の識別が行われる。ユーザ信号は、加入者ユニット２２に関わっている複数のトラフィックチャネルを介して送られる。この識別は、すべてのシステムトラフィックチャネルが単一の高周波チャネル上を送られていても確保される。図２に示されているように、加入者ユニット２２ａから送られた情報信号Ｓは、近くの第１の物体３４（例えばビル）に当たる。信号ｓは、基地局２４、２６で直接的に受信されるが、この信号Ｓの第１のマルチパス成分（Ｓ_m1）は物体３４で反射して基地局２６に受信される。本発明によれば、信号Ｓ、Ｓ_m1は、基地局２４、２６で時間的及び空間的にそれぞれ追跡される。基地局２４、２６での復調後、復調された信号Ｓ、Ｓ_m1は、制御局３０に送られる。制御局３０では、復調された信号は時間配列され、スペクトラム拡張ダイバーシティ受信器で合成される。このようなダイバーシティ受信器の好ましい実施例を以下に詳述する。本発明によれば、各基地局のアンテナアレイは、空間上で重なり合っているかもしれない隣接電磁気ビームのセットを有するとして特徴付けられるアンテナパターンを発生する。ビームの第１、第２のサブセットは、別々に追跡し、信号Ｓ、Ｓ_m1を受信するために基地局２６により供給される。好ましくは、ビームの異なるサブセットはダイナミックに割り当てられ、基地局２６の入射角の変化に応じて信号Ｓ、Ｓ_m1を追跡し受信する。この変化は例えば加入者ユニット２２の移動や物体３４の移動により生じる。同様に、入射角の変化は、例えば基地局２６が軌道衛星に装備されているような場合での基地局２６の移動により起こる。基地局２６のダイバーシティ受信器は、直接的に送られた信号Ｓを受信するためのフィンガーとマルチパス信号Ｓ_m1を受信するためのフィンガーとを有している。各フィンガーでは加入者ユニット２２ａに関わるＰＮコードを使って受信信号を復調し、その後、復調された信号は時間配列され合成される。このようにして合成信号から抽出された情報信号のＳ／Ｎ比は、信号送信パスだけをわたって受信された信号を使った場合のＳ／Ｎ比のように向上する。 II．詳細説明Ａ．スペクトラム拡張信号送信図３に加入者ユニット２２（図２Ａ、２Ｂ）に設けるのに適当なスペクトラム拡張送信器のブロック図を示している。好ましい実施例では、２値、４値、Ｃ値のような直交信号の形式が、加入者ユニットと基地局とのリンク、すなわち逆リンク上のＳ／Ｎ比を向上するために採用される。さらに、Ｃ値信号技法は、例えばコスタスループ又はコヒーレントＰＳＫ技法に比べて、レイリーフェージングによる信号歪みに対して鈍感であると考えられている。しかし、軌道衛星に基地局が装備されているような場合には、他の復調技法によりもっとＳ／Ｎ比が向上するかもしれない。図３の送信器において、ボコーダによりデータに変換された音声等のデータビット１００は、コード器１０２に供給され、そこで入力データレートにしたがって畳み込みコード化される。データビットレートがコード器１０２のビット処理レートより低いとき、コード器１０２が入力データビット１００を繰り返して、コード器１０２の動作レートにマッチするビットレートで反復データストリームを生成するようにコードシンボル反復が用いられる。ここではコード器１０２は毎秒９．６ｋｂｉｔという非常に低いレート（Ｒｂ）でデータビット１００を受信し、毎秒Ｒｂ／ｒで記号を生成する。なお、ｒは、コード器１０２のコードレート（例えば１／３）である。そして、コード化されたデータは、ブロック毎に交互配置するインターリーブ部１０４に供給される。６４値（すなわちＣ＝６４）の直交変調器１０６では、記号は、ｌｏｇ₂Ｃ個の記号を含む文字に毎秒（１／ｒ）（Ｒｂ／ｌｏｇ₂Ｃ）のレートで分類される。好ましい実施例では、各文字は、長さＣ（例えばＣ＝６４）のウォルシュ列にしたがってコード化される。つまり、各ウォルシュ列は６４のバイナリービット又はチップを有し、また６４個のウォルシュシコードが１セットになっいて、そのウォルシュシコード１つ１つの長さが６４である。６４の直交コードは、６４ ×６４のアダマール行列からのウォルシュシコードに対応していて、そこでは１つのウォルシュシコードは行列の１つの行又は列である。変調器１０６により生成されたウォルシュ列は、排他的論理和合成器１０８に供給され、加入者ユニット２２に固有のＰＮコードとカバー又は掛け合わされる。このような長いＰＮコードは、ユーザのＰＮロングコードマスクにしたがってＰＮロングコード発生器１１０によりレートＲｃで発生される。典型的には、ロングコード発生器１１０は、ウォルシュチップ当たり４つのＰＮチップからなるように、1.2288MHz（Ｒｃ＝1.2288MHz）という典型的なレートで動作する。図４に、ＲＦ送信器１５０の典型的な構成を示す。コード分割多重アクセス締（ＣＤＭＡ）のスペクトラム拡張装置においては、短いＰＮ列のペア（ＰＮ_I,ＰＮ_Q）は、ＰＮ_I発生器１５２とＰＮ_Q発生器１５４から排他的論理和合成器１５６、１５８にそれぞれ供給される。ＰＮ_I，ＰＮ_Q列は同相（Ｉ）の通信チャネルと直交位相（Ｑ）の通信チャネルそれぞれに関係しており、各ユーザのＰＮコードの長さより非常に短い長さ（32,768チップ）である。次に、Ｉチャネルコード拡張列１６０と、Ｑチャネルコード拡張列１６２は、ベースバンドフィルタ１６４，１６６を通過する。そして、ＲＦ増幅の非線形性を補償するために、フィルタされたＱチャネル列だけが、１／２ＰＮチップで遅延される。ディジタルアナログ変換器１７０、１７２は、ディジタルのＩチャネルとＱチャネルの情報をアナログ形式にそれぞれ変換するために設けられる。ディジタルアナログ変換器１７０、１７２により得られたアナログ波形は、局部発振（ＬＯ）搬送周波数信号Ｃｏｓ（２πｆｔ）とＳｉｎ（２πｆｔ）それぞれとミキサ１８８、１９０で掛け合わされ、加算器１９２に供給される。直交位相搬送信号Ｃｏｓ（２πｆｔ）とＳｉｎ（２πｆｔ）は、図示しない適当な周波数源から発生される。これら掛け合わされた中間周波数信号は、加算器１９２で加算され、ミキサ１９４に供給される。ミキサ１９４は、加算信号に周波数シンセサイザ１９６からのＲＦ周波数信号を掛け合わせ、ＲＦ帯域に変換する。ＲＦ信号は同相成分（Ｉ）と直交位相成分（Ｑ）とを含み、帯域フィルタにかけられ、図示しないＲＦ増幅器に出力される。ＲＦ送信器１５０の信号加算、ミキシング、フィルタリング、増幅それぞれの技法は様々な技法が採用されるが、これら技法は周知であるので、ここでは詳述しない。同様に、符号化や変調の形式も１つに限定されることはない。Ｂ．基地局受信網の概説図５Ａに本発明による基地局受信網２１０のブロック図を示す。図５Ａ、５Ｂの典型的な実施例においては、基地局アンテナアレイは、受信網２１０の信号処理部分と同じ場所に配置される。図５Ｃ、５Ｄを参照して後述するように、アンテナアレイは、離れた場所に配置され、光ファイバ通信リンク又は同様の方法により設立されている受信網の残りと通信する。図５Ａに示すように、Ｍ個の素子のアンテナアレイ（図示しない）は、１セットのＭ個の信号線２１２に信号を供給する。典型的には、アンテナアレイは、略円形に配列されたＭ個の全方向性アンテナ素子からなり、これにより全方向からの信号受信が可能になる。これはＦ章で詳述する。図５Ａに示すように、信号線２１２は、アンテナアレイからの信号を１セットの中間周波数信号２１８に変換する中間周波数変換器２１４に接続されている。そして、中間周波数信号２１８は、ディジタルアナログ変換器２２０により個別にサンプリングされる。ディジタルアナログ変換器２２０は、ＰＮ拡張レートの略４倍に相当するレートで、１セットのＭ個の複素数ディジタル信号（Ｉ_i、Ｑ_i ）を生成する。なお、ｉは、１乃至Ｍである。したがって、典型的には、サンプリングレートは、４×1.228又は4.912 ＭＨｚに等価である。なお、補間フィルタがディジタルアナログ変換器２２０に結合している場合には、サンプリングレートは、ナイキストレートに低下するかもしれない。ディジタル信号（Ｉ_i、Ｑ_i）は、Ｎ個のディジタルビーム信号Ｂｚを生成するビーム成形網２２４に供給される。なお、ｚ＝１〜Ｎ、Ｎ＝（Ｌ）（Ｍ）である。Ｎ個のビーム信号Ｂｚそれぞれは、次のように成形される。重み係数ｇ_izは、複素数からなる。後述するように、重み係数ｇ_izは、各ビーム信号Ｂｚが、Ｍ素子のアンテナアレイにより生成される所望のアンテナパターンに応じるように選択されている。各信号Ｂｚに関係するアンテナビームの形状及び方向は、重み係数ｇ_izの複素数をダイナミックに変更することにより、適当に変更することができる。さらに、選択された信号Ｂｚのセットに関係するアンテナパターン間の重なりが所望の程度になるようにパラメータＬを選択することもできる。例えば、Ｌが単位より大きいとき、ビーム信号Ｂｚの合成に関係するアンテナビームは必然的に空間上重なり合う。ディジタルビーム信号Ｂｚ（ｚ＝１〜Ｎ）それぞれは、複数のチャネルユニットに供給される。なお、図５Ａには１つしか示していない。各チャネルユニットは、移加入者端末と基地局との間の通信リンク（例えば呼び出し）に対して、残りの信号処理と検出とを実行する。コントローラ２２４により提供されるビーム選択情報に応じて、チャネルユニットそれぞれ内のスイッチ列２２８は、チャネルユニットの処理のために、ビーム信号Ｂｚのサブセットを選択する。１つ以上の探索受信器２２７は、チャネルユニットに関係する移動加入者ユニットから受信した最も強い信号を認識するために使われる。探索受信器２２７は、移動加入者ユニットから送信され、そして伝搬距離に応じて別々な時刻に到着してきた様々なマルチパス成分の強さを計測する。典型的には、１以上のビーム信号からなるＪ個のセットは、１セットＪ個の相関受信器２３０による処理のために、スイッチレツ２２８により選択される。この選択は、探索受信器２２７による探索結果に基づいてコントローラ２４４により行われる。コントローラ２４４は、ビーム信号Ｂｚを相関受信器２３０へ供給すること、移動加入者ユニットからのマルチ信号成分を処理することを決定する。また、コントローラ２４４は、ビーム成形網２２４内の重み係数を調整するように動作して、ビーム信号Ｂｚから生じるビームパターンの形状又は／及び方向を変える。典型的には、移動ユニットから送信された信号が最も高い集中（最大濃度）になる方向に最大利得が与えられるようにアンテナビームパターンを成形する。又は、各チャネルユニットに関係するビームパターンを特定の状況で必要とされる注文製造（特殊な形状）になるように、ビーム成形網２２４内で十分多くのビームが成形される。図５Ａに示すように、各相関受信器２３０で復調された信号は、合成モジュール２３５に供給される。合成モジュール２３５内では、復調された信号は合成され、そして逆配置／復合器（図示しない）に供給される。典型的には、交互配置を元に戻された（逆配置された）信号は、ビタビ複合アルゴリズムにしたがって復合され、そしてボコーダまたは他の機能ユニットに送られる。図５Ｂに、基地局受信網２１０のブロック図を示す。これは特殊なチャネルユニットを有している。ディジタルビーム信号Ｂｚ（ｚ＝１〜Ｎ）は、図５Ａを参照して説明したと同じように、ビーム成形網２２４により生成される。ディジタルビーム信号Ｂｚ（ｚ＝１〜Ｎ）は、選択されたチャネルユニットのスイッチ列２２８に再び供給される。スイッチ列２２８は、複数セットのビーム信号Ｂｚを、相関受信器２３０内に設けられている１セットＪ個のダイバシティー受信器２３２ａ〜２３２ｊに割り当てるように構成されている。各スイッチ列２２８は、Ｎ個（＝（Ｌ）（Ｍ））のビーム信号入力を１セットＰ個（＝Ｊ^*３Ｋ）の出力に接続するよう設計されている一方向回路からなる。スイッチ列２２８のＰ個の出力は、ダイバシティー受信器２３２ａ〜２３２ｊに関係する１セットＪ個のトラフィックチャネルに細分され、Ｌ個のユーザそれぞれは、Ｊ個のトラフィックチャネルの１つ（すなわちＪ個のチャネルユニットの１つ）に割り当てられる。典型的には、ダイバシティー受信器２３２それぞれは、特定の加入者から１セットＫ−１個の送信パスをわたって受信された信号を処理する。Ｋはダイバシティー受信器２３２それぞれの受信フィンガーの数を表している。後述するように、ダイバシティー受信器２３２それぞれの受信フィンガーの１つは、特定の加入者ユニットから受信した最も強い信号を探索するために設けられている。各フィンガー素子は、完全な復調受信器を構成し、それにより受信された時間的に分散された多重信号の中の選択された時間成分を復調するための位相時間追跡回路を有している。本発明と譲受人が同じＵＳＰ５，１０９，３９０（名称； DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHON SYSTEM）に記述されている。そこにはダイバーシティＲＡＫＥ受信器が、１つ以上の受信フィンガーからなることが記述されている。典型的には、各トラフィックチャネルは、移動局に設けられている３つのフィンガーのＲＡＫＥ受信器と、基地局に設けられている４つのフィンガーのＲＡＫＥ受信器とにより提供される。探索者であるＰＮ相関回路は、典型的には、活性通信チャネル上で交換されたある操縦及び制御信号を特定しまた測定するために用いられるが、一般的にはこれを時間的又は／及び位相的に追跡することには用いられない。各加入者ユニットに関係するＫ−１個の送信パス上の信号伝搬は、各加入者ユニットに割り当てられているトラフィックチャネルにより搬送される情報を有している。本実施例では、最大３Ｋ個のビーム信号Ｂｚが、各トラフィックチャネルに割り当てられる。３つの隣り合うアンテナビームのサブセットは、受信フィンガーにより処理されたマルチパス信号を受信するにに用いられる。異なる受信フィンガーに割り当てられた２個以上のマルチパス信号が空間的に近いなら、同じ３ビームのサブセットが割り当てられ、２個以上の信号それぞれを受信するかもしれない。この場合、３Ｋ個未満のビーム信号が１つのトラフィックチャネルに割り当てられる。図５Ｂに示すように、別々に入射した信号を受信するために用いられる３つのビームを割り当てることにより、ビーム追跡網２４０ａ〜２４０ｊで受信信号を空間的に追跡することができる。例えば、基地局のアンテナアレイにより生成されたｊ番目のビームが受信器フィンガーに関係する３つのアンテナビームの最大強度の信号を運んでいるとして認識されたと仮定する。空間的な追跡は、後述するように、左右のアンテナビーム（すなわちｊ±１番目のアンテナビーム）の差異に基づいて空間的追跡信号を処理することにより実現される。ビーム追跡網２４０ａ〜２４０ｊそれぞれからのＫ個の空間追跡信号それぞれは、関係する追跡バス２４２ａ〜２４２ｊによりコントローラ２４４に送られる。各追跡バス２４２ａ〜２４２ｊは、ダイバーシティ受信器２３２ａ〜２３２ｊ各々のＫ個のフィンガーに対応して１セットＫ個の信号線からなる。右ビームｊ＋１を介して受信された信号が左ビームｊ−１を介して受信された信号より十分強いことを追跡信号が示しているなら、コントローラ２４４はスイッチ列２２８を指示することにより信号受信を改善し、与えられた受信器フィンガーに割り当てられた１セットビームを、ｊ，ｊ±１から、ｊ，ｊ±１，ｊ±２に変更する。本実施例では、与えられた受信器フィンガーの左右のビームをわたって受信された信号の復調のタイミングは、所定のマージンによりオフセットされている。左右のビーム（例えばビームｊ±１）により運ばれた信号の復調のタイミングは、ビームｊ±１の１つが早いビームで、他方が遅いビームであるようにオフセットされている。ビーム追跡網２４０ａ〜２４０ｊのそれぞれは、各受信器フィンガーに関係する左右のビームをわたって受信された信号間のエネルギー差に基づいて追跡信号を生成する。例えば、基地局のアンテナアレイにより生成されるビームｊ，ｊ±１が所定の受信器フィンガーに関係する３つのアンテナビームに対応していると仮定する。関係する追跡バス２４２ａ〜２４２ｊによりコントローラ２４４に供給された追跡信号は、左右のビーム（例えばビームｊ±１）から得られる復調信号のエネルギー差に基づいて処理される。関係するダイバーシティ受信器２３２ａ〜２３２ｊでの復調タイミングは、コントローラ２４４にしたがって調整される。図５Ｃに、離れた場所に配置されたアンテナアレイを有する基地局受信網２１０´のブロック図を示す。図５Ｃに示すように、Ｍ個のアンテナ素子（図示しない）は、Ｍ本の信号線２１２´に１セットの受信信号を提供する。典型的には、アンテナアレイは、略円形に不均等に配列されたＭ個の全方向性アンテナ素子からなる。これにより、全方向から入射する信号を受信できる。他の実施例では、Ｍ素子のアンテナアレイは、矩形格子状に配列されたＭ個の全方向性アンテナ素子であってもよい。格子内の各素子に関係する重み係数は、ビームを全方向受信できるように選択されている。一般的な場合、アンテナ素子を任意に配置し、既処理の重み係数テーブルに適当なビーム成形回路を結合することにより、全方向でビームを成形できる。図５Ｃに示すように、アンテナアレイからの信号線２１２´は、受信信号を１セットの中間周波数信号２１８´に変換するように動く中間周波数変換器２１４７に接続される。中間周波数信号２１８´は、アナログディジタル変換器２２０ ´内でサンプリングされ、１セットＭ個の複素数ディジタル信号（Ｉ´_i，Ｑ´_i ）が生成される。なお、ｉ＝１〜Ｍである。本実施例では、アナログディジタル変換器２２０´のサンプリングレートは、ＰＮ拡張レートの約４倍に設定される。典型的には、サンプリングレートは、４×1.228又は4.912ＭＨｚに等価である。なお、補間フィルタがディジタルアナログ変換器２２０´に結合している場合には、サンプリングレートは、ナイキストレートに低下するかもしれない。ディジタル信号（Ｉ´_i、Ｑ´_i）は、マルチプレクサ２２６´によりシリアル列に任意に変換され、変調器／符号器２２８´に供給される。なお、ｉ＝１〜Ｍである。図５Ｃの実施例では、アンテナアレイ、アナログディジタル変換器２２０´、マルチプレクサ２２６´、変調器／符号器２２８´は、受信網２１０´の信号処理素子から離れた場所に設置される。離れた場所からの情報は、通信リンク２２９´（例えば光ファイバ）を経由して、中央処理の場所又は基地局に配置されている復調器／復号器網２３０´に供給される。変調器／符号器２２８´は、離れた場所からの情報を変調し、符号化して、通信リンク２２９´を介して高信頼性で送ることができるようにする。変調と符号化形式は、通信リンク２２９ ´の特性に応じて選定される。この変調と符号化は離れたサイトからのデータ送信の保全性を高めるために、単独で行われる。したがって、回路素子２２６´〜２３１´は、図５Ｃで破線で表している。復調器／復号器網２３０´で復調され復号された信号は、デマルチプレクサ２３１´で分離され、１セットＪ個のビーム成形網２２４ａ´〜２２４ｊ´に送られる。各ビーム成形網２２４ａ´〜２２４ｊ´は、上述したように、対応するダイバーシティ受信器２３２ａ´〜２３２ｊ´で処理するための１セットＱ個のビーム信号を発生する。パラメータＱは次の値に等価である。（ｉ）各ダイバーシティ受信器２３２ａ´〜２３２ｊ´のフィンガーの数（ｉｉ）各フィンガーに割り当てられるビームの数本実施例では、３つの隣接するアンテナビームのサブセットは、与えられた受信器フィンガーにより処理されるマルチパス信号を受信するのに使われる。異なる受信器フィンガーに割り当てられる２以上のマルチパス信号は空間的にもットも近く配置され、同じ３つのビームのサブセットは、２以上の信号それぞれを受信するために割り当てられる。Ｑ／３未満であればビーム信号は、１つのトラフィックチャネルに割り当てられる。このようにビームを割り当てることにより、受信ビーム信号それぞれを時間的空間的にビーム追跡網２４０ａ´〜２４０ｊ´ で追跡することが実現される。この追跡は、コントローラ２４４´がビーム追跡網２４０ａ´〜２４０ｊ´に個別にビーム選択情報を供給することを除いて、上述したと同様に行われる。図５Ｄに、図５Ａのアナログディジタル変換器２１０の出力のような１セットＭ個の中間周波数変換され、ディジタル化されたアンテナビーム信号を処理するために配置されている適合性ビームＲＡＫＥ受信器のブロック図を示す。Ｍ個のアンテナ信号は、１セットｊ個のチャネルユニットに分配される。図５Ｄにはその１つだけを示している。各チャネルユニットは、移動加入者端末と基地局との間の単一通信リンク（例えば呼び出し）のために残りの信号処理と検出機能とを実行する。コントローラ２４４´からのビーム選択情報に応じて、各チャネルユニット内のスイッチマトリクス２３３´は、チャネルユニットの処理のための１サブセットのＭ個の受信アレイ信号を選択する。１以上の探索受信器２２７´は、チャネルユニットに関係する移動加入者ユニットから受信された最も強い信号を識別するのに使われる。探索受信器２２７´は、典型的には、移動加入者ユニットから送信され、そして伝搬距離に応じて異なる時刻に基地局に到着した様々なマルチパス成分の強さを測定するように動く。本実施例では、Ｊセットの１以上のアレイ信号は、チャネルユニット内の１セットのＪ個の相関受信器２３０´ により処理さするために各チャネルユニット内のスイッチマトリクス２３３´により選択される。この選択は、探索受信器２２７´からコントローラ２４４´に供給される探索結果に基づいている。コントローラ２４４´は、アンテナアレイにより生成されたＭ個の信号を各相関受信器２３０´に供給させ、各移動加入者ユニットからのマルチパス信号成分を処理させる。各チャネルユニットのスイッチマトリクス２３３´により選択されたアンテナアレイからのディジタル信号は、チャネルユニット内のビーム成形網２２４´に供給される。ビーム成形網は、受信器２３０´により処理された最大強度の受信マルチパス成分のＳ／Ｎ比を最大化するために選択された１セットの重み係数を選択アレイ信号に線形合成する各相関受信器２３０´の処理のために、１以上のディジタルビーム信号を生成するように動作する。これは、最大強度の受信マルチパス成分の方向にビーム利得を最大化するように探索受信器２２７´により重み係数を選択した結果である。単一ビームより多くが各探索受信器２２７´に供給されるかもしれない。これは各相関受信器２３０´により処理された１以上のマルチパス信号成分が典型的には異なる方向から基地局に到達するからである。各ビーム信号に関係するアンテナビームの形状と方向は、コントローラ２４４´ により各重み係数の値を動的に変化させることにより適当に変更できる。さらに他のチャネルユニット（図５Ｄには図示しない）により選択されたビームは、これらユニットにより処理された信号のＳ／Ｎ比を最大化するように向けられる。図５Ｄを再度参照して、各チャネルユニットの相関受信器２３０´は、移動加入者端末と基地局との間の単一通信リンクのために実行される残りの信号処理機能に参加する。各相関受信器２３０´により生成された復調信号は、合成モジュール２３５´に供給される。合成モジュール２３５´では、復調信号は合成され、デインターリーブ復号器網（図示しない）に供給される。典型的には、デインターリーブされた信号は、ビタビ復号アルゴリズムにしたがって復号され、そしてボコーダ又は他の機能ユニットに供給される。図５Ｄの実施例により与えられる主な利点は、スイッチマトリクスの処理のために必要とされるビーム信号が比較的少なくてよいことである。図５Ａ〜５Ｄにおいて、特定のトラフィックチャネルに割り当てられるアンテナビームの幅は、加入者ユニットとそれに対応する基地局との間の距離に依存する。幅がより広いビームは、基地局に比較的近い加入者ユニットに割り当てられ、幅がより狭いビームは、遠い加入者ユニットに割り当てられることが期待される。Ｃ．ビーム成形網図６を参照して、受信アンテナアレイは、水平垂直偏波信号（Ｉ_i，Ｑ_i）_h（Ｉ_i，Ｑ_i）vの両方を受信するためのアンテナ素子を含んで実現される。本実施例では、ビーム成形網２２４ａ，２２４ｂは、水平垂直偏波ビームパターンに対応するビーム成形信号Ｂ_z.h，Ｂ_z,vをそれぞれ生成するのに利用される。信号Ｂ_z,h ，Ｂ_z,v、はそれぞれビーム成形網２２４ａ，２２４ｂにより次の式にしたがって生成される。なお、式（１）と同様に、ｚ＝１〜（Ｌ）（Ｍ）図６において、ビーム信号Ｂ_z,h，Ｂ_z,vの両方のセットは、同じスイッチマトリクスにより処理できる。さらに、ビーム信号Ｂ_z,h，Ｂ_z,vのＪ番目のペアは特定のトラフィックチャネルに関係する受信器の同じフィンガーに割り当てられるのではなく、各信号は受信器の別々のフィンガーにより用いられる。さらに図６のアレイ認識による選択的偏波の実施に関する詳細は、例えば上述したＵＳＰ４，９０１，３０７に記述されている。Ｄ．スイッチマトリクス次に、スイッチマトリクス２２８（図５Ａ）について述べる。連続的なビーム信号Ｂ_i，Ｂ_i+1に関係するアンテナビームは空間的に隣り合うものと仮定する。一般的な場合（Ｌ＞１）、隣り合うビーム（例えばＢ_iとＢ_i+1）の各ペアは、空間的に重なり合っている。図５Ａを参照して、スイッチマトリクス２２８のＰ＝Ｊ^*３Ｋの出力によりサポートされているＪ個のトラフィックチャネルは、記号Ｔ_j,k,mを使って認識される。特に、１つ目の下付き記号ｊは、値０，１，…，Ｊ−１であり、トラフィックチャネルの１つを識別している。２つ目の下付き記号ｋは、トラフィックチャネルの特定の通信パス（例えばフィンガー）を特定し、値０，１，…，Ｋ−１である。３つ目の下付き記号ｍは、０，１，２のいずれかであり、特定のトラフィックチャネルフィンガーに割り当てられる３つの隣り合うアンテナビームの１つを特定する。典型的には、入力ビーム信号Ｂ_iは、以下のようにスイッチマトリクストラフィック出力Ｔ_j,k,mに割り当てられる。１）トラフィックチャネルＴ_jそれぞれに関して、それらに対応する３Ｋ個の出力それぞれは、異なる入力ビームＢ_iに関連付けられる。さらに、あるトラフィックチャネルに連絡される１セットの入力ビーム信号Ｂ_iは、Ｋ個のグループからなり、各グループは、１セットの３つの空間的に隣り合うビームを含んでいる。例えば、Ｋ＝３（例えば３つのチャネルフィンガー）であれば、１セットのビームＢ_i-1，Ｂ_i，Ｂ_i+1，Ｂ_j-1，Ｂ_j，Ｂ_j+1，Ｂ_k-1，Ｂ_k，Ｂ_k+1は、問題のトラフィックチャネルに対応される。２）各入力ビーム信号Ｂ_iは、１以上のトラフィックチャネルに対応される。しかし、ビーム信号Ｂ_iがあるトラフィックチャネルに供給されるとき、１つだけのスイッチマトリクス出力がそのチャネルに割り当てられる。３）入力ビーム信号Ｂ_iとトラフィックチャネル出力Ｔ_j,k,mの対応は、ビーム信号Ｂ_i（ｉ＝１，２，…Ｍ）に対応するＭ個の行と、スイッチマトリクストラフィックチャネル出力に対応するＰ＝Ｊ^*３Ｋ個の列とを有するマトリクスにより記述される。マトルクスのｍ番目の行とＰ番目の列でのエントリーは、入力ビーム信号Ｂ_mが特定のトラフィックチャネル出力Ｔ_j,k,mに対応されているなら、 “１”になる。それ以外はエントリーは“０”になる。入力ビーム信号が９個（Ｍ＝９）で、トラフィックチャネルが４つ（Ｊ＝４）で、トラフィック当りフィンガーが１つ（Ｋ＝１）の場合に対する典型的な対応を表すマトリクスは、表１に示している。入力ビーム信号Ｂ₁，Ｂ₂，Ｂ₃はトラフィックチャネル“０”に対応し（例えぱＢ₁はＴ_0,0,1に、Ｂ₂はＴ_0,0,2に、Ｂ₃はＴ_0,0,0に）、入力ビーム信号Ｂ₃，Ｂ₄，Ｂ₅はトラフィックチャネル“１”に対応し（例えばＢ₃はＴ_1, _0.0 に、Ｂ₄はＴ_1,0,1に、Ｂ₅はＴ_1,0,2に）、ビーム信号Ｂ₇，Ｂ₈，Ｂ₀はトラフィックチャネル“２”に対応し（例えばＢ₇はＴ_2,0,1に、Ｂ₈はＴ_2,0,2に、Ｂ₀ はＴ_2,0,0に）、ビーム信号Ｂ₅，Ｂ₆，Ｂ₇はトラフィックチャネル“３”に対応する（例えばＢ₅はＴ_3,0,2に、Ｂ₆はＴ_3,0,0に、Ｂ₇はＴ_3,0,1に）。スイッチマトリクス２２８により、各ビーム信号はトラフィックチャネル出力Ｔ_j,k,mそれぞれに対応し得る。図７にツリー状に配置されたスイッチ２５０を示す。スイッチ２５０は、ビーム信号Ｂ_iとトラフィックチャネルとの間の１つの信号パスを正確に設けるように設計されている。各スイッチ２５０は、好ましくは、４つの状態（状態Ｓ０〜Ｓ３）の間をトグルし得る１入力２出力のバイナリースイッチからなる。状態Ｓ０ではスイッチ入力は２つの出力の両方に接続されず、状態Ｓ１では入力は第１の出力にだけ接続され、状態Ｓ２では入力は第２の出力にだけ接続され、状態Ｓ３ではスイッチ入力は２つの出力の両方に接続される。上述したように、各入力ビーム信号は、各トラフィックチャネルに関係する３Ｋ個の信号線の１つにだけ接続される。したがって、図７のようにスイッチをツリー状に配置したことにより、ビーム信号Ｂ₁を１セット８つのトラフィックチネルＴ１〜Ｔ８に対応させることができる。１セットＮ個のスイッチツリーを配列することにより、スイッチマトリクスで１セットＮ個の入力ビーム信号を１セットのトラフィックチャネルＴ´に対応付けることができる。なお、Ｔ´はカクスイッチツリーにより供給される出力数を表している。一般的には、各スイッチツリーは（Ｔ´−１）個のバイナリースイッチからなる。Ｅ．ダイバーシティ受信器図８は、ダイバーシティ受信器２３２ａのブロック図である。ダイバーシティ受信器２３２ｂ〜２３２ｊはダイバーシティ受信器２３２ａと同じである。本実施例では、スイッチマトリクス２２８は受信器２３２ａに特定のトラフィックチャネルに関係する１セット３Ｋ個のビーム信号を供給する。受信されたトラフィックチャネルのＫ個の送信パスに対応する３つのビーム信号は、Ｋ個の受信器フィンガーの１つによりそれぞれ処理される。なお、受信器２３２ａ内の最初とＫ番目のフィンガーは図中で符号３００、３００´で表している。最初の受信器フィンガーは図８に詳細に示されている。残りのＫ−１個の受信器フィンガーはこの最初の受信器フィンガーと同じである。図８に示すように、スイッチマトリクス２２８は、右（Ｒ_1I，Ｒ_1Q）、左（Ｌ_1I ，Ｌ_1Q）、中央（Ｃ_1I，Ｃ_1Q）のビーム信号のＩ成分とＱ成分を最初の受信器フィンガー３００に供給する。また、スイッチマトリクス２２８は、右、左、時間通りのビーム信号のＩ成分とＱ成分を残りのＫ−１個の受信器フィンガーに供給する。例えば、Ｋ番目の受信器フィンガー３００´に供給されるビーム信号は、右（Ｒ_KI，Ｒ_KQ）、左（Ｌ_KI，Ｌ_KQ）、中央（Ｃ_KI，Ｃ_KQ）で表される。図８を参照して、中央（Ｃ_1I，Ｃ_1Q）のビーム信号は、シーケンスＰＮ_IとＰＮ_Qの局部発生された複製（ＰＮ_I´、ＰＮ_Q´）と共にオフセットＯＱＰＳＫ復調器３０４に供給される。復調器３０４からの出力に再相関された結果のＩチャネルとＱチャネルは、ＩチャネルとＱチャネルのバッファ圧縮器３０６，３０８内で圧縮される。それぞれは、継続期間中に４つのＰＮチップに等価な間隔にわたってシンボルデータを圧縮する。圧縮器３０６，３０８の出力は、各累積期間の終りに高速アダマール変換（ＦＨＴ）プロセッサ３１０によりラッチされる。６４値ウォルシュシグナリングにおいて、送信されたシンボルは、ウォルシュ関数として知られている６４の異なるバイナリーシーケンスの１つに符号化される。本実施例では、各加入者ユニット１２からの信号は、レングス６４の１セット６４の直交ウォルシュコードシーケンスの１つにより変調される。ＦＨＴプロセッサ３１０による高速アダマール変換処理は、６４の利用できるウォルシュシーケンスに受信信号エネルギーを対応させる便利なメカニズムを提供する。特に、ＦＨＴプロセッサ３１０は、各処理スロット間に実行される６４の相関結果それぞれに基づいて、１セット６４個のＩチャネル“仮説”Ｉ（Ｗ１），Ｉ（Ｗ２），…Ｉ（Ｗ６４）と６４個のＱチャネル“仮説”Ｑ（Ｗ１），Ｑ（Ｗ２），…Ｑ（Ｗ６４）とを生成する。ダイバーシティ合成器３１２は、各処理スロット間に各受信器フィンガーのＦＨＴプロセッサにより生成された６４個のパラレルＩチャネル出力と６４個のパラレルＱチャネル出力を受信する。本実施例では、あるフィンガー内のＦＨＴプロセッサにより生成されたＩとＱチャネルの出力は、このフィンガーに関係する送信パスをわたって受信された平均信号エネルギーに比例して、ダイバーシティ合成器３１２内で重み付けされる。各フィンガー内のＦＨＴプロセッサにより生成された信号のパワーは、典型的には、連続期間にわたってモニタされる。この期間は、幾つかの受信シンボル期間（例えば処理スロットの６シンボル期間）である。ダイバーシティ合成器３１２により各フィンガーに割り合てられた重みは、各モニタされた期間の終りに調整される。各フィンガー内のＦＨＴプロセッサにより生成された重み付けられたＩとＱのチャネル出力に基づいて、ダイバーシティ合成器３１２は６４のウォルシュエネルギー信号のパラレルセットを最大値検出器３１６に供給する。最大値検出器３１６は、ダイバーシティ合成器３１２により生成された６４のウォルシュシーケンスの中から最大エネルギーＥ_maxを特定する。エネルギーＥ_maxの振幅は、コントローラ２４４に、パワー制御とロック検出機能のための次の処理スロットの間に供給される。また、最大値検出器３１６は、ウォルシュ指標Ｉ_maxを生成する。なお、エネルギーＥ_maxの選択ウォルシュシーケンスに対応して、Ｉ_max（｛１、２、…、６４｝。図９を参照して後述するように、ウォルシュ指標Ｉ_maxは、６４のウォルシュシーケンスの１つが左右ビーム信号Ｒ_1I、Ｒ_1Q、Ｌ_1I、Ｌ_1Qを復調するために左右ビームプロセッサ３２０内で使われることを明示している。図９は、左右のビームプロセッサ３２０を詳細に示している。図９に示すように、ビームプロセッサ３２０はＩチャネルの乗算器３４０、３４２を有し、またＱチャネルの乗算器３４４、３４６を有している。Ｉチャネルの乗算器３４０、３４２には、右（Ｒ_1I）と左（Ｌ_1I）のビーム信号のＩチャネルサンプルが遅延素子３５２、３５４を介して供給される。同様に、Ｑチャネルの乗算器３４４、３４６には、右（Ｒ_1Q）と左（Ｌ_1Q）のビーム信号のＱチャネルサンプルが遅延素子３５４、３５６を介して供給される。遅延素子３５２，３５４，３５６，３５８は、ウォルシュ指標Ｉ_maxを認識するまで、左右の信号のＩＱ成分を遅延する。典型的な実施例では、＋１や−１の論理的に高い値や低い値が遅延素子により乗算器３４０、３４２、３４４、３４６に供給される。図９を参照して、ウォルシュシンボル発生器３６４は、指標Ｉ_maxにより特定されるウォルシュシンボルからなるウォルシュシーケンスを乗算器３４０、３４２、３４４、３４６に供給する。指標Ｉ_maxにより特定されたウォルシュシーケンスは、右（Ｒ_1I）と左（Ｌ_1I）のビーム信号のＩチャネルサンプルまた右（Ｒ_1Q ）と左（Ｌ_1Q）のビーム信号のＱチャネルサンプルに乗算される。乗算器３４０、３４２の出力は、Ｉチャネル飽和アキュムレータ３７０、３７２にそれぞれ送られ、また乗算器３４４、３４６の出力は、Ｑチャネル飽和アキュムレータ３７４、３７６にそれぞれ送られる。飽和アキュムレータ３７０、３７２、３７４、３７６は、“ｑ”ウォルシュチップ幅の期間に入力した情報を累算する。好ましくは、各累算は、６４個のウォルシュチップ（ｑ＝６４）上で、すなわちウォルシュシンボル期間に実行される。ｑビットのＩチャネル累算器出力は、Ｉチャネル積算回路３８０、３８４に供給され、またｑビットのＱチャネル累算器出力は、Ｑチャネル積算回路３８２、３８６に供給される。右ビームのエネルギーの推定値は、加算器３９２内でＩ、Ｑチャネル積算回路３８０、３８４の出力を合成することにより得られる。同様に、遅いビームのエネルギーは、加算器３９４内でＩ、Ｑチャネル積算回路３８２、３８６の出力を合成することにより得られる。そして、ビーム誤差信号は、加算器３９４、３９６のディジタル差分回路３９６により生成される。ビーム誤差信号の極性と規模は、ペアの乗算器３４２と３４６、３４０と３４４により実行される左右のビームウォルシュ復調結果に依存している。例えば、Ａ／Ｄ変換器（図５Ａ）のサンプリング位相が、遅いビームウォルシュ復調の規模が右ビームウォルシュ復調の規模を越えるように設定されるとしたら、ビーム誤差信号は正極性になる。同様に、右ビームウォルシュ復調の規模が遅いビームウォルシュ復調の規模を越える場合には、ビーム誤差信号は負極性になる。ある受信器フィンガーにより生成された追跡信号により、このフィンガーに割り当てられる１セットのビームの調整が促進される。上述したように、スイッチマトリクス２２８は３つの隣り合うビーム（Ｂ_i-1，Ｂ_i，Ｂ_i+1）を各受信フィンガーに割り当てる。本発明にしたがって、特定のダイバーシティ受信器２３２に関係するビーム追跡網２４０（図５Ａ）は、受信器２３２の各フィンガーから受信した追跡信号に基づいて、ビーム切替信号をコントローラ２４４に供給する。結果的に、コントローラ２４４はスイッチマトリクス２２８に周期的に指示して、１ビーム幅だけあるフィンガーのビーム方向をシフトする。例えば、あるフィンガーがＢ_i-1，Ｂ_i，Ｂ_i+1に明瞭に割り当てられているとき、特定のビーム切替信号の発生に応じてビームＢ_i-1，Ｂ_i，Ｂ_i+1ｗｐ切り替える。このように、各受信器フィンガーは、それが割り当てられている入射マルチパス信号を空間的に追跡するように構成されている。図８を再度参照して、ビーム追跡網２４０ａは、ダイバーシティ受信器２３２ａのＫ個の受信器フィンガーそれぞれに対応する１セットのビーム追跡アキュムレータ２４０ａ_i（ｉ＝１〜Ｋ）を有している。各ビーム追跡アキュムレータ２４０ａ_iは、それに対応する受信器フィンガー内の左右ビームプロセッサにより生成されたビーム誤差信号を処理する。図１１を参照して後述するように、確実な状態の元では、受信器２３２ａの特定のフィンガー内で生成されたビーム誤差信号は、対応するビーム追跡アキュムレータ２４０ａ_i内の累算レジスタを増加／減少するのに使われる。累算レジスタがオーバフロー／アンダーフローしているとき、ビーム切替信号はコントローラ２４４に供給され、スイッチマトリクス２２８によりフィンガーに割り当てられた１セットのビームはそれにしたがって調整される。図１０は、ダイバーシティ受信器２３２ａの最初の受信器フィンガー３００（図８）に対応するビーム追跡アキュムレータ２４０ａ_iのブロック図を示している。ビーム追跡アキュムレータ２４０ａ_iは、入力レジスタ４０２を有している。この入力レジスタ４０２には、最大値検出器３１６で発生したウォルシュシンボル指標Ｉ_maxと、左右ビームプロセッサ３２０からのビーム誤差信号とが供給される。これらの値は、ダイバーシティ合成器３１２の各受信器フィンガーで生成されたウオルシュシンボルに基づいて最後の揺るぎない結論が、受信ウォルシュシンボルの実際の指標（Ｉ_max´）として、出るまでレジスタ４０２に保存される。ダイバーシティ合成器３１２から有用になると、指標有用線Ｉ_avがイネーブルになると、Ｉ_maxはディジタル比較器４０６に供給され、記憶されたビーム誤差信号はバッファレジスタ４０８により受け取られる。比較器４０６でＩ_maxとＩ_max´が等価であると判定されたとき、線４０７上の出力イネーブル信号により、バッファレジスタ４０８内に記憶されていた誤差信号はアキュムレータレジスタ４１０の内容に加えられる。アキュムレータレジスタ４１０の内容が上限値を越えている又は下限値を下回っているとき、適当な極性のビーム切替信号がコントローラ２４４に供給される。ビーム切替信号を受けているとき、コントローラ２４４はアキュムレータ４１０をクリアにするリセット指示を発行する。また、リセット指示は、受信器が受信シンボルデータでロック解除になったとき、つまり比較器４０６でＩ_maxとＩ_max´が等価でないと判定されたときにも発生する。Ｆ．円形アンテナアレイ図１１は、円形アンテナアレイ５００を示している。円形アレイの半径をＲとすると、２Ｎ個のアンテナ素子Ｅ_i（ｉ＝１〜２Ｎ）は次式にしたがって均等に配置される。円形アレイ５００は、利得パターンＧ（θ−φ_i）により特徴付けられるかもしれない。θは入射電磁気信号ｓが到着してくる方向を表している。φ_iはアンテナ素子Ｅ_iの位置を表している。図１１から分かるように、信号Ｓはアンテナ素子Ｅ_iのそれぞれに別々な時刻に到着する。アレイ５００の中央Ｃへの信号Ｓの到着と、素子Ｅ_iへの到着時刻との間の時間遅延τ_i，は次のように与えられる。さらに、入射信号Ｓの受信中に素子Ｅ_iにより発生する受信信号エネルギーＸ_i (t)は次のように与えられる。ここでｆ_cは入射信号Ｓの中心周波数である。α_iはアンテナ素子Ｅ_iとＥ_i-1とが離間していることによる位相シフトを表している。各遅延τ_iがＰＮチップ期間より非常に短いとすると、量Ｓ(t-τi)が範囲１≦ｉ≦２Ｎを越える一定数だけ残る。本実施例では、アンテナ半径Ｒは略３０メートル未満であり、この場合、各遅延τ_iはナノ秒の単位で次のように与えられる。アレイにより生成される複合受信信号Ｙ(t)は次のように与えられる。ここで、Ｗ_iはアレイ素子Ｅ_iからの信号エネルギ−Ｘ_i(t)に割り当てられる重み係数を表している。アレイビーム処理網（図示しない）内では、信号Ｘ_i(t)は、アレイにより受信されたエネルギーのＳ／Ｎ比を最大化するように、重み付けされる。Ｓ／Ｎ比はＹ(t)／Ｉ_T(t)により与えられる。パラメータＩ_T(t)はアレイ内の全ての素子Ｅ_iにより受信された総干渉パワーを表しており、次のように与えられる。ここで、Ｉ_i(t)はｉ番目のアレイ素子Ｅ_iに到着した干渉パワーに対応している。Ｓ／Ｎ比を最大化するように設計された重み付け処理は、例えば、Pillai,S .Unnikrishna,in Array Signal Processing;pp.16-17,Springer-Verlag,New Yor k,N.Y.(1989)により、アレイ設計技法としては周知である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩＨ０４Ｑ 7/36 7605−5ＪＨ０４Ｂ 7/26 Ｂ 7605−5Ｊ１０４Ａ (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者ウルフ、ジャック・ケーアメリカ合衆国、カリフォルニア州 92037、ラ・ホラ、プレストウィック・ドライブ 8529 (72)発明者ゼハビ、エフライムイスラエル国、34751 ハイファ、ワトソン・ストリート 15エー

Claims

【特許請求の範囲】１．情報信号が複数のユーザ間で通信されるディジタル通信システムにおいて、前記ユーザにより送信された前記情報信号の成分を受信するための少なくとも第１、第２の電磁気ビームを設ける手段と、前記第１の電磁気ビームを割り当てて第１のユーザにより第１の送信パスを介して送信された第１の情報信号の少なくとも一部分からなる第１の情報信号成分を受信して、第１の受信信号を発生する手段と、前記第１の受信信号から第１のビーム信号を発生する手段と、前記第１のビーム信号を復調することにより第１のビーム追跡信号を発生する第１のビーム追跡網と、前記第１のビーム追跡信号に基づいて前記第２の電磁気ビームを割り当てて前記第１の信号成分を受信し、これにより第２の受信信号を生成する手段とを具備することを特徴とするディジタル通信システム。２．第２の受信信号から第２のビーム信号を発生する手段をさらに備え、前記第１、第２のビーム信号を発生する手段は前記第１、第２の受信信号をサンプリングして第１、第２のサンプル受信信号を発生する手段を有することを特徴とする請求の範囲第１項記載のディジタル通信システム。３．前記復調手段は、前記第１のビーム追跡信号に従って少なくとも前記第１のサンプル受信信号のタイミングを調整する手段を有することを特徴とする請求の範囲第２項記載のディジタル通信システム。４．前記ビーム追跡跡網は、前記情報信号の前記第１の成分を空間的に追跡する手段を有し、この空間的に追跡する手段は前記ビーム追跡信号を累算することにより累算誤差信号を発生するアキュムレータを有することを特徴とする請求の範囲第１項記載のディジタル通信システム。５．前記第１、第２の電磁波ビームを設ける手段は、前記ディジタル通信システムの基地局内に配置され、アンテナ網を有することを特徴とする請求の範囲第１項記載のディジタル通信システム。６．前記第１の情報信号の第２の部分からなる第２の情報信号成分を第２の送信パスを介して受信するための第３、第４の電磁気ビームを設けて、第３、第４の受信信号を発生する手段をさらに備えることを特徴とする請求の範囲第１項記載のディジタル通信システム。７．前記第３、第４の受信信号から第３、第４のビーム信号を発生する手段と、前記第３、第４のビーム信号を復調して、前記情報信号の第３、第４の推定値を設ける手段と、前記情報信号の前記第３、第４の推定値に基づいて第２の追跡信号を発生する第２の追跡網とをさらに備えることを特徴とする請求の範囲第６項記載のディジタル通信システム。８．前記第２のビーム信号を復調する手段と、前記第１のビーム信号を、対応する情報シンボルシーケンスセットに相関させることによりシンボル推定信号セットを発生する手段と、前記シンボル推定信号を比較することにより前記情報シンボルシーケンスの１つを選択する手段をさらに備えることを特徴とする請求の範囲第２項記載のディジタル通信システム。９．前記第１、第２のビーム信号を復調する手段は、前記情報シンボルシーケンスの選択された１つを、前記第２のビーム信号に相関させる手段を有することを特徴とする請求の範囲第８項記載のディジタル通信システム。１０．情報信号が複数のユーザ間で通信されるディジタル通信システムにおいて、対応する複数のユーザにより送信された複数の情報信号のマルチパス信号成分を受信するための電磁気ビームセットを設けて、受信信号セットを発生する手段と、前記受信信号セットに基づいてビーム信号セットを発生する手段と、それぞれが前記複数のユーザの１つ１つに対応している複数のトラフィックチャネル間に前記ビーム信号のサブセットを割り当てる切替手段と、第１のユーザに対応する第１のトラフィックチャネルに割り当てられるビーム信号の第１のサブセットから、第１の情報信号を復元する受信手段とを具備することを特徴とするディジタル通信システム。１１．前記第１の受信手段は、前記第１の情報信号の第１、第２のマルチパス信号成分を処理するための第１、第２の受信器フィンガーを有することを特徴とする請求の範囲第１０項記載のディジタル通信システム。１２．前記切替手段は、第１のビーム信号のサブセットを前記第１の受信器フィンガーに割り当て、第２のビーム信号のサブセットを前記第２の受信器フィンガーに割り当てることを特徴とする請求の範囲第１１項記載のディジタル通信システム。１３．前記第１の受信器フィンガーは、前記第１のビーム信号セットに含まれる前記ビーム信号を復調して、前記第１の情報信号の対応する第１の推定値のサブセットを設ける第１の復調器と、前記情報信号の前記第１の推定値セットに基づいて第１の追跡信号を発生する手段とを有することを特徴とする請求の範囲第１０項記載のディジタル通信システム。１４．前記第１の復調器は、スペクトラム拡張シーケンスを使って前記第１のビーム信号セット内に含まれる前記ビーム信号の相関を解く手段を有することを特徴とする請求の範囲第１３項記載のディジタル通信システム。１５．前記ビーム信号セットを発生する手段は、前記受信信号セットをサンプリングして量子化信号を発生する手段と、前記量子化信号を重み付けする手段と、前記重み付けされた量子化信号の一群を加算する手段とを有することを特徴とする請求の範囲第１０項記載のディジタル通信システム。１６．前記受信手段は、前記切替手段に接続された複数の受信器を有し、この複数の受信器それぞれは前記ビーム信号のサブセットの１つを処理する受信器フィンガーを有することを特徴とする請求の範囲第１０項記載のディジタル通信システム。１７．情報信号が複数のユーザ間で少なくとも１つの基地局を経由して通信されるディジタル通信システムにおいて、前記基地局に配置され、前記複数のユーザにより送信された情報信号を受信するための電磁気ビームの第１のセットを設けて、受信信号の第１のセットを発生するアンテナ素子アレイと、前記アンテナ素子アレイに連結され、前記受信信号セットのサンプルに基づいてビーム信号の第１のセットを生成するものであり、前記受信信号のサンプルの選択された一群を重み付け加算する手段を有する第１のビーム成形マトリクスと、それぞれが複数のユーザの１つ１つに対応する複数のトラフィックチャネル間に前記ビーム信号のサブセットを割り当てる切替手段と、前記切替手段に接続され、それぞれが前記トラフィックチャネルの１つに対応するビーム信号のサブセットから、情報信号を抽出する手段を有する受信器セットとを具備することを特徴とするディジタル通信システム。１８．前記基地局から移動され、前記ビームマトリクスに操作可能に接続され、前記複数のユーザにより送信された情報信号を受信するための電磁気ビームの第２のセットを設けて、受信信号の第２のセットを発生する遠方のアンテナ素子アレイと、前記遠方のアンテナ素子アレイに連結され、前記受信信号セットのサンプルに基づいてビーム信号の第２のセットを生成するものであり、前記受信信号の第２のセット内に含まれる前記受信信号のサンプルの選択された一群を重み付け加算する手段を有し、前記切替手段内のスイッチマトリクスに操作可能に接続されたする第２のビーム成形マトリクスとをさらに備えることを特徴とする請求の範囲第１７項記載のディジタル通信システム。１９．ディジタル通信システム内で、複数のユーザ間で情報信号を通信する方法において、第１のューザにより送信された第１の情報信号の少なくとも一部分からなる第１の情報信号成分を第１の送信パスを介して受信するための第１、第２の電磁気ビームを設けて、第１、第２の受信信号を発生するステップと、前記第１、第２の受信信号から第１、第２のビーム信号を発生するステップと、前記第１、第２のビーム信号を復調することにより前記情報信号の第１、第２の推定値を設けるステップと、前記情報信号の第１、第２の推定値に基づいて第１の追跡信号を発生するステップとを具備することを特徴とする方法。２０．前記第１、第２のビーム信号を発生するステップは、前記第１、第２の受信信号をサンプリングして、第１、第２のサンプル受信信号を生成するステップを有することを特徴とする請求の範囲第１９項記載の方法。２１．前記復調ステップは、前記第１の追跡信号に従って前記第１、第２のサンプル受信信号のタイミングを調整するステップを有することを特徴とする請求の範囲第２０項記載の方法。２２．前記追跡ステップは前記情報信号の第１の成分を空間的に追跡するステップを有し、この空間的追跡ステップは前記追跡信号を累算することにより累算誤差信号を発生するステップを有することを特徴とする請求の範囲第１９項記載の方法。２３．前記第１、第２の電磁気ビームを設けるステップは、前記ディジタル通信システムの基地局内に実行されることを特徴とする請求の範囲第１９項記載の方法。２４．前記第１の情報信号の第２の部分からなる第２の情報信号成分を第２の送信パスを介して受信するための第３、第４の電磁気ビームを設けて、第３、第４の受信信号を発生するステップをさらに備えることを特徴とする請求の範囲第１９項記載の方法。２５．前記第３、第４の受信信号から第３、第４のビーム信号を発生するステップと、前記第３、第４のビーム信号を復調することにより前記情報信号の第３、第４の推定値を設けるステップと、前記情報信号の第３、第４の推定値に基づいて第２の追跡信号を発生するステップとをさらに備えることを特徴とする請求の範囲第２４項記載の方法。２６．前記第１、第２のビーム信号を復調するステップは、情報シンボルシーケンスに第１のビーム信号を相関させることによりシンボル推定値信号セットを発生するステップと、前記シンボル推定値信号を比較することにより前記情報シンボルシーケンスの１つを選択するステップとを有することを特徴とする請求の範囲第１９項記載の方法。２７．前記第１、第２のビーム信号を復調するステップは、前記情報シンボルシーケンスの選択された１つを、前記第２のビーム信号に相関させるステップを有することを特徴とする請求の範囲第２６項記載の方法。２８．ディジタル通信システム内で、複数のユーザ間で情報信号を通信する方法において、対応する複数のユーザにより送信された複数の情報信号のマルチパス信号成分を受信するための電磁気ビームセットを設けて、受信信号セットを発生するステップと、前記受信信号セットに基づいてビーム信号セットを発生するステップと、それぞれが前記複数のユーザの１つ１つに対応している複数のトラフィックチャネル間に前記ビーム信号のサブセットを割り当てるステップと、第１のユーザに対応する第１のトラフィックチャネルに割り当てられビーム信号の第１のサブセットから、第１の情報信号を復元するステップとを具備することを特徴とする方法。２９．前記復元手段は、第１の受信器の第１、第２の受信器フィンガーを使って前記第１の情報信号の第１、第２のマルチパス信号成分を処理するステップを有することを特徴とする請求の範囲第２８項記載の方法。３０．前記割り当てるステップは、前記ビーム信号の第１のサブセットを、前記第１の受信器フィンガーに割り当て、前記ビーム信号の第２のサブセットを、前記第２の受信器フィンガーに割り当てるステッブを有することを特徴とする請求の範囲第２９項記載の方法。３１．前記ビーム信号の第１のサブセットに含まれるビーム信号を復調することにより前記第１の情報信号の推定値の対応する第１のセットを設けるステップと、前記情報信号の推定値の第１のセットに基づいて第１の追跡信号を発生するステップとをさらに備えることを特徴とする請求の範囲第２８項記載の方法。３２．前記復調ステップは、スペクトラム拡張シーケンスを使ってビーム信号の前記第１のセット内に含まれるビーム信号の相関を解くステップを有することを特徴とする請求の範囲第３１項記載の方法。３３．前記ビーム信号セットを発生するステップは、前記受信信号セットをサンプリングすることにより量子化信号を発生するステップと、前記量子化信号を重み付けするステップと、前記重み付けされた量子化信号の一群を加算するステップとを有することを特徴とする請求の範囲第２８項記載の方法。