JPH10323096A - ベクトル制御方法およびその装置、ならびにセンサレスベクトル制御方法およびその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 回転速度ゼロを含む全運転範囲で、誘導機の
温度が変化しても、高精度でトルクを制御する。 【解決手段】 発振器５は、高周波電流△ｉｑ^*を生成
し、該高周波電流を強制的に誘導機１に流し込む。非干
渉条件が成立していれば、電流制御回路４の動作によっ
て、電流指令値と実電流は一致する。これに対し、２次
抵抗Ｒ２の設定値が実際値と異なり、非干渉条件が損な
われると、ｄ軸の検出電流ｉ１ｄに高周波電流が現れ
る。そこで、乗算器７の出力である△ｉｄの直流成分が
正ならば、減算器８で、△ｉｄの符号を逆にした数値に
対して、増幅器９で、直流成分を増幅し、高周波成分を
減衰させた数値をすべり周波数ωｓの調整量△ωｓとす
る。逆に、△ｉｄの直流成分が負ならば、減算器８で、
△ｉｄの符号を逆にし、増幅器９で、直流成分を増幅
し、高周波成分を減衰させた数値を、すべり周波数の調
整量△ωｓとする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、誘導機の出力ト
ルクを制御するベクトル制御方法およびその装置、なら
びにセンサレスベクトル制御方法およびその装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】

（１）ベクトル制御 ベクトル制御は、誘導機の１次電流ｉ１を制御すること
で、誘導機の出力トルクτを検出することなく、指令ト
ルクτ^*に一致させる技術である。図２５に示す回路Ａ
以外が従来の一般的なベクトル制御装置の基本構成であ
る。回路Ａは、ベクトル制御を高精度に実現するための
従来技術である。

【０００３】図２５において、各諸量でｑやｄの添え字
が付いたものは、１次周波数ω１で回転する直交２軸
（ｄ軸−ｑ軸）の回転座標で表した電圧や電流・磁束で
ある。例えば、誘導機１の１次電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ
１ｗを回転座標で表すと、１次電流は、ｑ軸成分のｉ１
ｑとｄ軸成分のｉ１ｄで表すことができる。この回転座
標を利用すると、本来、交流量である誘導機の電圧や電
流・磁束が直流量として扱えるメリットがある。この回
転座標からｕ軸−ｖ軸−ｗ軸の静止座標への変換は、座
標変換器２で行い、その変換式は、数式１、２となる。

【数１】

【０００４】

【数２】

【０００５】逆に、静止座標から回転座標への変換は、
座標変換器３で行い、その変換式は、数式３、４とな
る。

【０００６】

【数３】

【０００７】

【数４】

【０００８】ベクトル制御の原理は、数式５に示す非干
渉条件に基づいてすべり周波数ωｓを制御することによ
って、誘導機の２次回路に流れる電流ｉ２と励磁回路に
流れる電流ｉｏを非干渉に制御することである。２次電
流ｉ２が回転座標のｑ軸にｉ１ｑとして現れ、励磁電流
ｉｏがｄ軸にｉ１ｄとして現れる。

【数５】

【０００９】また、ｉ１ｑとｉ１ｄは直流量となるの
で、これらを指令値ｉ１ｑ^*とｉ１ｄ^*に一致させること
は可能である。したがって、ｉ１ｑ^*はｉ２に一致し、
ｉ１ｄ^*はｉｏに一致する。そこで、トルク指令τ^*と磁
束指令φ^*を受けて、ｉ１ｑ^*とｉ１ｄ^*を制御すれば、
誘導機１の出力トルクτを指令値τ^*で制御できる。つ
まり、ベクトル制御は、誘導機１のトルクを線形に制御
する技術である。

【００１０】しかしながら、上述したベクトル制御にお
いては、図２７の等価回路で示すように、誘導機１の２
次抵抗Ｒ２は、導体の温度によって変化する。この温度
は、誘導機１の運転状況と周囲温度に影響を受ける。例
えば、導体にアルミニウムを使用する場合、温度が０℃
→１００℃に変わると、抵抗値は３９％増加する。ベク
トル制御装置には、２次抵抗値として、固定値Ｒ２を設
定しているため、２次導体の抵抗値が変化して設定値と
違う値になると、数式５に示す非干渉条件が損なわれ
る。この結果、トルク指令τ^*と出力トルクτの線形性
が損なわれ、トルクの制御精度が悪化するという問題が
あった。

【００１１】そこで、従来技術では、上記問題を解決す
るために、図２５に示す回路Ａを設けている。ここで
は、数式５の非干渉条件が成立するとき、２次回路に鎖
交する２次磁束φ２のｑ軸成分φ２ｑが常にゼロになる
ことに着目している。非干渉条件は、言い換えると、周
波数ω１で回転する２次磁束φ２をｄ軸に一致させる条
件である。そこで、ｑ軸に２次磁束φ２が現れると、こ
のφ２ｑをゼロにするようにすべり周波数ωｓを調節す
る。この結果、設定値Ｒ２と実際の抵抗値が異なって
も、回路Ａが△ωｓを調節し、非干渉条件が成立するω
ｓを常にすべり周波数として与えられる。なお、２次磁
束φ２の検出は、誘導機の電圧方程式である数式６から
誘導した数式７に基づいている。

【００１２】

【数６】

【００１３】

【数７】

【００１４】（２）センサレスベクトル制御 通常、ベクトル制御では、図２５に示すように、誘導機
の回転速度を検出する速度センサ１５が必要である。こ
の速度センサ１５を省略して、ベクトル制御を実現する
技術がセンサレスベクトル制御である。図２６は、セン
サレスベクトル制御装置の構成を示すブロック図であ
る。図において、回路Ａ以外が従来のベクトル制御装置
の基本構成である。回路Ａは、誘導機の回転速度を推定
する速度推定器である。

【００１５】すべり周波数ωｓを制御するためには、誘
導機１の回転速度ωｒを検出し、これらの和である１次
周波数ω１＝ωｓ＋ωｒを制御しなければならない。し
かし、速度センサ１５を取り付けられないシステムや精
度と応答を若干低下させても低コストにしたいシステム
では、センサレスベクトル制御装置が要求される。

【００１６】図２６では、誘導機１の１次電流ｉ１と１
次電圧ｖ１とから速度の推定値ωｒ＾を算出することに
よって、速度センサ１５を省いたセンサレスベクトル制
御装置を実現している。ここでは、前述したように、上
記数式５の非干渉条件が成立するとき、２次回路に鎖交
する２次磁束φ２のｑ軸成分φ２ｑが常にゼロになるこ
とに着目している。非干渉条件は、言い換えると、１次
周波数ω１で回転する２次磁束φ２をｄ軸に一致させる
ための条件である。すなわち、ｑ軸成分φ２ｑを常にゼ
ロにするための条件である。そこで、ｑ軸に２次磁束φ
２が現れると、このｑ軸成分φ２ｑをゼロにするように
速度推定値ωｒ＾を調節する。この結果、誘導機１のす
べり周波数ωｓが数式５に示される数値に制御される。
なお、２次磁束φ２の検出は、誘導機１の電圧方程式で
ある数式６から導出した数式７に基づいている。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図２５に示
すベクトル制御、または図２６に示すセンサレスベクト
ル制御においては、２次磁束φ２を検出するとき、積分
器Ｂが必要となる。しかしながら、実際の回路では、検
出信号ｉ１やｖ１にオフセット誤差があるため、積分器
Ｂを次の数式８に示すように構成しなければならない。

【００１８】

【数８】 この周波数特性を図２８に示す。この疑似積分器Ｂは、
積分器として動作する周波数が固有周波数ωに対して十
分に高い周波数に制約される。例えば、トルクの制御精
度を３％として設計すると、積分器Ｂの使用可能周波数
が固有周波数ωの５０倍以上に制約される。このため、
従来は、周波数ω１が８Ｈｚ以上のとき、回路Ａを動作
させるが、８Ｈｚ以下のときは、回路Ａの動作を停止さ
せていた。したがって、誘導機１の回転速度が低い領域
では、トルクの制御精度が悪化するという問題があっ
た。さらに言えば、従来のセンサレスベクトル制御装置
では、誘導機１の回転速度が低い領域において、センサ
レスでベクトル制御を実現することができないという問
題があった。

【００１９】また、図２５に示す従来のベクトル制御装
置の構成、または図２６に示す従来のセンサレスベクト
ル制御装置では、誘導機１の１次抵抗値Ｒ１と、もれイ
ンダクタンス１とを高い精度で設定する必要があった。
これらの定数は、同じ設計の誘導機１でも製作されるご
とに個体差があるため、実機を試験することによって調
整していた。この調整は難しく、時間がかかるという問
題があった。

【００２０】この発明は、上述した事情に鑑みてなされ
たもので、回転速度ゼロを含む全運転範囲で、速度セン
サを用いないセンサレスベクトル制御を行うことがで
き、また、時間のかかる調整を不要にできるベクトル制
御方法およびその装置、ならびにセンサレスベクトル制
御方法およびその装置を提供することを目的としてい
る。

【００２１】

【課題を解決するための手段】上述した問題点を解決す
るために、請求項１記載の発明では、誘導機の１次電流
を直交２軸の回転座標系のｄ軸−ｑ軸で表し、該ｄ軸お
よびｑ軸の直流電流に応じて前記誘導機のトルクを制御
するベクトル制御方法において、前記誘導機に高周波電
流を流すとともに、前記回転座標系のｄ軸に現れる電流
に含まれる高周波電流がゼロになるように、すべり周波
数を調節することを特徴とする。

【００２２】また、請求項２記載の発明では、請求項１
記載のベクトル制御方法において、前記高周波電流は、
正弦波であることを特徴とする。

【００２３】また、請求項３記載の発明では、請求項１
記載のベクトル制御方法において、前記高周波電流は、
矩形波であることを特徴とする。

【００２４】また、請求項４記載の発明では、請求項１
記載のベクトル制御方法において、前記高周波電流は、
矩形波電圧によって発生することを特徴とする。

【００２５】また、請求項５記載の発明では、誘導機の
１次電流を直交２軸の回転座標系のｄ軸−ｑ軸で表し、
該ｄ軸およびｑ軸の直流電流に応じて前記誘導機のトル
クを制御するベクトル制御装置において、高周波電流を
生成する生成手段と、前記高周波電流を、前記回転座標
系のｑ軸に対する電流指令に重畳し、前記誘導機に供給
する高周波電流重畳手段と、前記高周波電流と前記回転
座標系のｄ軸の電流に基づいて、該ｄ軸に現れる制御誤
差を検出する制御誤差検出手段と、前記制御誤差の直流
成分を増幅する直流増幅手段と、前記直流増幅手段によ
って増幅された直流成分を、すべり周波数指令値に加算
することによって、すべり周波数を調整する調整手段と
を具備することを特徴とする。

【００２６】また、請求項６記載の発明では、誘導機の
１次電流を直流２軸の回転座標系のｄ軸−ｑ軸で表し、
該ｄ軸およびｑ軸の直流電流に応じて前記誘導機のトル
クを制御するベクトル制御装置において、第１の矩形波
電圧と、該第１の矩形波電圧に対し位相が９０度ずれた
第２の矩形波電圧とを生成する生成手段と、前記第１の
矩形波電圧を前記回転座標系のｑ軸に対する電圧指令に
重畳し、前記誘導機に供給する高周波電圧重畳手段と、
前記第２の矩形波電圧と前記回転座標系のｄ軸の電流を
乗算し、該ｄ軸に現れる制御誤差を検出する制御誤差検
出手段と、前記制御誤差の直流成分を増幅する直流増幅
手段と、前記直流増幅手段によって増幅された直流成分
を、すべり周波数指令に加算することによって、すべり
周波数を調整する調整手段とを具備することを特徴とす
る。

【００２７】また、請求項７記載の発明では、請求項５
または６記載のベクトル制御装置において、前記調整手
段は、前記直流増幅手段によって増幅された直流成分
を、すべり周波数指令値に乗算することによって、すべ
り周波数を調整することを特徴とする。

【００２８】また、請求項８記載の発明では、請求項５
または６記載のベクトル制御装置において、前記調整手
段は、前記直流増幅手段によって増幅された直流成分
を、前記誘導機の１次周波数に加算することによって、
１次周波数を調整することを特徴とする。

【００２９】また、請求項９記載の発明では、請求項５
または６記載のベクトル制御装置において、前記調整手
段は、前記直流増幅手段によって増幅された直流成分
を、前記誘導機の位相信号に加算することによって、位
相を調整することを特徴とする。

【００３０】また、請求項１０記載の発明では、請求項
５ないし９のいずれかに記載のベクトル制御装置におい
て、前記生成手段は、正弦波の高周波電流を生成するこ
とを特徴とする。

【００３１】また、請求項１１記載の発明では、請求項
５ないし９のいずれかに記載のベクトル制御装置におい
て、前記生成手段は、矩形波の高周波電流を生成するこ
とを特徴とする。

【００３２】また、請求項１２記載の発明では、請求項
５ないし９のいずれかに記載のベクトル制御装置におい
て、前記第１の矩形波電圧は、インバータのキャリア信
号の波高値で極性が変わることを特徴とする。

【００３３】また、請求項１３記載の発明では、誘導機
の１次電流を直交２軸の回転座標系のｄ軸−ｑ軸で表
し、該ｄ軸およびｑ軸の直流電流に基づいて算出した速
度推定値に応じて前記誘導機のトルクを制御するセンサ
レスベクトル制御方法において、前記誘導機に高周波電
流を流すとともに、該高周波電流によって前記回転座標
系のｄ軸に現れる電流に含まれる高周波電流がゼロとな
るように、前記誘導機の速度推定値を算出し、該速度推
定値により、すべり周波数を調節することを特徴とす
る。

【００３４】また、請求項１４記載の発明では、請求項
１３記載のセンサレスベクトル制御方法において、前記
高周波電流は、正弦波であることを特徴とする。

【００３５】また、請求項１５記載の発明では、請求項
１３記載のセンサレスベクトル制御方法において、前記
高周波電流は、矩形波であることを特徴とする。

【００３６】また、請求項１６記載の発明では、請求項
１３記載のセンサレスベクトル制御方法において、前記
高周波電流は、矩形波電圧によって発生することを特徴
とする。

【００３７】また、請求項１７記載の発明では、誘導機
の１次電流を直交２軸の回転座標系のｄ軸−ｑ軸で表
し、該ｄ軸およびｑ軸の直流電流に基づいて算出した速
度推定値に応じて前記誘導機のトルクを制御するセンサ
レスベクトル制御装置において、高周波電流を生成する
生成手段と、前記高周波電流を、前記回転座標系の電流
指令に重畳し、前記誘導機に供給する高周波電流重畳手
段と、前記高周波電流と前記回転座標系のｄ軸の電流と
に基づいて、該ｄ軸に現れる制御誤差を検出する制御誤
差検出手段と、前記制御誤差を増幅する増幅手段と、前
記増幅手段によって増幅された制御誤差を、前記誘導機
の速度推定値として、すべり周波数指令値に加算するこ
とによって、１次周波数を調整する調整手段とを具備す
ることを特徴とする。

【００３８】また、請求項１８記載の発明では、請求項
１７記載のセンサレスベクトル制御装置において、前記
高周波電流重畳手段は、前記高周波電流を前記回転座標
系のｑ軸に対する電流指令に重畳することを特徴とす
る。

【００３９】また、請求項１９記載の発明では、誘導機
の１次電流を直交２軸の回転座標系のｄ軸−ｑ軸で表
し、該ｄ軸の直流電流に基づいて算出した速度推定値に
応じて前記誘導機のトルクを制御するセンサレスベクト
ル制御装置において、第１の矩形波電圧と、該第１の矩
形波電圧に対し位相が９０度ずれた第２の矩形波電圧と
を生成する生成手段と、前記第１の矩形波電圧を前記回
転座標系の電圧指令に重畳し、前記誘導機に供給する高
周波電圧重畳手段と、前記第２の矩形波電圧と前記回転
座標系のｄ軸の電流を乗算し、該ｄ軸に現れる制御誤差
を検出する制御誤差検出手段と、前記制御誤差を増幅す
る増幅手段と、前記増幅手段によって増幅された制御誤
差を、前記誘導機の速度推定値として、すべり周波数指
令に加算することによって、１次周波数を調整する調整
手段とを具備することを特徴とする。

【００４０】また、請求項２０記載の発明では、請求項
１９記載のセンサレスベクトル制御装置において、前記
高周波電圧重畳手段は、前記第１の矩形波電圧を前記回
転座標系のｑ軸に対する電圧指令に重畳することを特徴
とする。

【００４１】また、請求項２１記載の発明では、請求項
１７ないし２０のいずれかに記載のセンサレスベクトル
制御装置において、前記増幅手段は、前記制御誤差を積
分して増幅することを特徴とする。

【００４２】また、請求項２２記載の発明では、請求項
１７ないし２１のいずれかに記載のセンサレスベクトル
制御装置において、前記調整手段は、前記増幅手段によ
って増幅された制御誤差を、すべり周波数指令値に加算
することによって、１次周波数を調整するとともに、前
記制御誤差を速度指令信号に帰還することによって、速
度を調整することを特徴とする。

【００４３】また、請求項２３記載の発明では、請求項
１７ないし２２のいずれかに記載のセンサレスベクトル
制御装置において、前記生成手段は、正弦波の高周波電
流を生成することを特徴とする。

【００４４】また、請求項２４記載の発明では、請求項
１７ないし２３のいずれかに記載のセンサレスベクトル
制御装置において、前記生成手段は、矩形波の高周波電
流を生成することを特徴とする。

【００４５】この発明では、前記誘導機に高周波電流を
強制的に流し、回転座標系のｄ軸に現れる電流に高周波
電流が含まれると、該高周波電流がゼロになるように、
誘導機の速度推定値を算出し、該速度推定値により、す
べり周波数を調節する。したがって、回転速度ゼロであ
っても、非干渉条件が成立するすべり周波数を維持でき
るので、回転速度ゼロを含む全運転範囲で、速度センサ
を用いないセンサレスベクトル制御を行うことができ、
また、時間のかかる調整を不要にできる。

【００４６】

【発明の実施の形態】

Ａ．発明の第１原理 まず、本発明の第１原理について説明する。ここで、図
５は、本発明の第１原理を説明するための誘導機の基本
波以外の高周波に対する等価回路を示す回路図である。
この場合、１次電流ｉ１に対する励磁電流ｉｏや２次電
流ｉ２の伝達関数は、数式９、１０、１１になる。

【００４７】

【数９】

【００４８】

【数１０】

【００４９】

【数１１】 Ｔ２は、２次回路の時定数であり、この逆数が２次回路
の固有周波数ω２である。この固有周波数ω２に対し
て、十分に周波数の高い高周波電流においては、励磁回
路に流れず、２次回路に流れる。本発明では、この特徴
を利用し、数式５に示す非干渉条件を常に成立させるよ
うにしている。

【００５０】この第１原理について説明する。誘導機１
に高周波電流を強制的に流し込んだ場合、この電流は２
次回路に流れる。非干渉条件が成立していれば、２次回
路回路の電流ｉ２はｉ１ｑに現れるが、ｉ１ｄには現れ
ない。しかし、非干渉条件が成立していなければ、２次
回路の電流ｉ２はｉ１ｄにも現れる。このとき、ｉ１ｄ
には高周波電流が含まれる。そこで、この高周波電流を
ゼロにするように、すべり周波数ωｓを調節する。この
とき、センサレスベクトル制御においては、非干渉条件
が常に成立するので、誘導機の回転速度を、ωｒ＾＝ω
１−ωｓ^*として推定できる。

【００５１】ここで、高周波電流の周波数について考え
る。誘導機１の２次時定数Ｔ２は、通常、０．１ｓｅｃ
以上である。したがって、この固有周波数ω２は、１０
ｒａｄ／ｓｅｃ以下、つまり、１．６Ｈｚ以下になる。
そこで、高周波電流の周波数としては、１６０Ｈｚ以上
を考える。また、機械系の特性も考慮すると、この共振
周波数は、通常、１００Ｈｚ以下である。そこで、高周
波電流を３００Ｈｚ以上とする。この周波数ならば、回
転数の変動も発生しない。

【００５２】Ｂ．第１実施例 図１は、本発明の第１原理を用いた第１実施例によるベ
クトル制御装置の構成を示すブロック線図である。従来
技術との相違は、図２５に示す回路Ａを取り除き、回路
Ｈ１を追加したことである。図において、回路Ｈ１は、
発振器５、加算器６、乗算器７、減算器８、増幅器９か
ら構成されている。発振器５は、後述する高周波電流△
ｉｑ^*を生成する。加算器６は、高周波電流△ｉｑ^*を、
ｑ軸の電流指令ｉ１ｑ^*に加算する。乗算器７は、高周
波電流△ｉｑ^*とｉ１ｄとを乗算し、△ｉｄを得る。減
算器８は、△ｉｄ^*（＝０）から△ｉｄを減算し、△ｉ
ｄの符号を逆にする。増幅器９は、符号が逆になった△
ｉｄの直流成分を増幅し、高周波成分を減衰させて、す
べり周波数ωｓの調整量△ωｓを得る。

【００５３】このため、電流制御回路Ｚは、高周波電流
△ｉｑ^*を強制的に誘導機１に流し込む。非干渉条件が
成立していれば、電流制御回路Ｚの動作によって、電流
指令値と実電流は一致する。ここで、図２は、この様子
を、電流波形とベクトル図で表した概念図である。但
し、ここでは、高周波電流△ｉｑ^*を数式１２に示す正
弦波としている。

【００５４】

【数１２】

【００５５】このとき、電流ベクトルｉ１の軌跡は、 ｔ＝０ のとき、ベクトルｉ１ ｔ＝ｔ１ ベクトルｉ１⁺ ｔ＝ｔ２ ベクトルｉ１ ｔ＝ｔ３ ベクトルｉ１^- ｔ＝ｔ４ ベクトルｉ１ となり、高周波電流の影響はｄ軸に現れない。

【００５６】しかし、２次抵抗Ｒ２の設定値が実際値と
異なり、非干渉条件が損なわれると、理想のｄ軸（２次
磁束Ф２）と実際のｄ軸（制御回路が認識するｄ軸）が
ずれる。例えば、実際のｄ軸が理想のｄ軸より進んでい
ると、電流波形やベクトル図は、図３に示すものとな
る。φは、ｄ軸のずれ角を示し、反時計回りを正として
いる。このとき、ｄ軸の検出電流ｉ１ｄに高周波電流が
現れる。しかし、電流制御回路Ｚが正常に動作していれ
ば、指令値と実電流とは一致するはずである。ところ
が、直流成分ｉ１ｑ^*、ｉ１ｄ^*は一致しているが、高周
波成分は一致しなくなる。これは、本来、実現不可能な
高周波電流指令△ｉｑ^*を与えたので、高周波電流につ
いて制御誤差が発生しているためである。

【００５７】このとき、図１に示す△ｉｄを計算する
と、数式１３となる。

【数１３】

【００５８】該数式１３の第１項に着目すると、ずれ角
φが直流量として現れる。その他の成分（第２項、第３
項）は、高周波ωＨの交流量となる。そこで、第１項の
直流成分がゼロになるように、すべり周波数ωｓを調整
する。図３に示す状態では、ｄ軸が進んでいるので、ず
れ角はφ＞０となり、数式１３の第１項（△ｉｄの直流
成分）は正になる。この場合、位相θ１が遅れる方向
に、すべり周波数ωｓを調整する。そこで、△ｉｄの直
流成分が正ならば、すべり周波数の調整量△ωｓを負と
する。つまり、△ｉｄの符号を逆にした数値に対して、
直流成分を増幅し、高周波成分を減衰させた数値をすべ
り周波数ωｓの調整量△ωｓとする。

【００５９】逆に、実際のｄ軸が理想のｄ軸より遅れて
いると、電流波形やベクトル図は、図４に示すものとな
る。このとき、ずれ角はφ＜０となり、△ｉｄの直流成
分は負となる。この場合、位相θ１が進む方向に、すべ
り周波数ωｓを調整する。そこで、すべり周波数の調整
量△ωｓを正とする。つまり、前述した第１原理と同様
に、△ｉｄの符号を逆にした数値に対して、直流成分を
増幅し、高周波成分を減衰させた数値を、すべり周波数
の調整量△ωｓとする。

【００６０】Ｃ．第１実施例の第１変形例 次に、本発明の第１原理を用いた第１実施例の第１変形
例について説明する。ここで、図６は、本第１実施例の
第１変形例によるベクトル制御装置の構成を示すブロッ
ク線図である。なお、図１に対応する部分には同一の符
号を付けて説明を省略する。非干渉条件の誤差要因が、
２次抵抗Ｒ２の設定誤差にのみ影響されるシステムで
は、この設定値を調整するのが理想である。この考えに
基づけば、△ｉｄを増幅した数値は、２次抵抗Ｒ２の変
化量（１＋△Ｒ２）となる。つまり、本第１変形例で
は、ωｓ＝Ｒ２・（１＋△Ｒ２）・ｉ１ｑ^*／φ２ｄ^*に
従って、図６に示す如く、すべり周波数ωｓを調整す
る。

【００６１】この場合、（１＋△Ｒ２）は、２次抵抗Ｒ
２の変動に基づいて調整すればよいので、その応答はゆ
っくりでよい。このとき、調整量（１＋△Ｒ１）は、ト
ルク指令τ^*の影響を受けないので、トルク制御の過渡
特性を改善することができる。

【００６２】Ｄ．第１実施例の第２変形例 次に、本発明による第１原理を用いた第１実施例の第２
変形例について説明する。ここで、図７は、本第１実施
例の第２変形例によるベクトル制御装置の構成を示すブ
ロック線図である。なお、図１に対応する部分には同一
の符号を付けて説明を省略する。非干渉条件の誤差要因
として、速度検出器の検出信号ωｒに含まれる検出誤差
もある。また、信号ωｒ→ω１→θ１→ｖ１の流れの中
で、周波数に影響を与える誤差も要因となる。そこで、
本第３実施例によるベクトル制御装置では、これらの誤
差と２次抵抗Ｒ２の設定誤差とをまとめて補正するため
に、１次周波数ω１を調整する。

【００６３】Ｅ．第１実施例の第３変形例 次に、本発明による第１原理を用いた第１実施例の第３
変形例について説明する。ここで、図８は、本第１実施
例の第３変形例によるベクトル制御装置の構成を示すブ
ロック線図である。なお、図１に対応する部分には同一
の符号を付けて説明を省略する。数式１３から、△ｉｄ
の直流成分は、ずれ角φを示している。したがって、本
第３変形例では、この直流成分に基づいて、位相θ１を
直接調整する。

【００６４】なお、発振器の波形△ｉｑ^*は、数式１２
の正弦波に限定する必要はない。例えば、図９（ａ）に
示す矩形波でもよい。この場合、実電流は、電流制御回
路の遅れによって、極性変換時の勾配が図９（ｂ）に示
すように緩やかになる。しかし、ｄ軸がずれると、図９
（ｃ）に示すように△ｉｄに直流量が現れるので、前述
した第１原理が活用できる。

【００６５】Ｆ．第２原理 次に、本発明の第２原理について説明する。なお、本第
２原理では、前述した第１原理において説明した数式５
に示す非干渉条件を常に成立させる点は同じである。し
たがって、ｉ１ｄに含まれる高周波電流をゼロにするよ
うに、すべり周波数ωｓを調節する。

【００６６】次に、高周波（固有周波数ω２に対して十
分に高い周波数の高周波）について考える。上記高周波
において、１次電圧ｖ１と２次電流ｉ２との関係につい
て説明する。このとき、誘導機の等価回路は、励磁イン
ダクタンスＭを取り外した回路に等しくなる。つまり、
数式１４が成立し、１次電圧ｖ１に対する２次電流ｉ２
の伝達関数は、数式１５、１６になる。

【数１４】

【００６７】

【数１５】

【００６８】

【数１６】

【００６９】Ｔ３は、この回路の時定数であり、この逆
数を固有周波数ω３とする。この固有周波数ω３は、固
有周波数ω２に対して十分に高い周波数である。そこ
で、固有周波数ω３より周波数の高い矩形波交流を１次
電圧ｖ１として誘導機に印加すると、１次電圧ｖ１と２
次電流ｉ２（＝１次電流ｉ１）の波形は、図１０に示す
ものとなる。

【００７０】次に、高周波電流の周波数について考え
る。誘導機の２次時定数Ｔ２は、前述した第１原理で説
明したように、通常、０．１ｓｅｃ以上である。したが
って、この固有周波数ω２は１０ｒａｄ／ｓｅｃ以下、
つまり、１．６Ｈｚ以下になる。また、時定数Ｔ３は、
通常、１ｍｓｅｃ以上である。したがって、固有周波数
ω３は１０００ｒａｄ／ｓｅｃ以下、つまり、１６０Ｈ
ｚ以下になる。そこで、高周波電流の周波数として、１
６０Ｈｚ以上を考える。また、機械系の特性も考慮する
と、この共振周波数は、前述した第１原理で説明したよ
うに、通常、１００Ｈｚ以下であるので、高周波電流の
周波数を３００Ｈｚ以上とし、回転数の変動を防止す
る。

【００７１】なお、高周波電流は、高周波電圧を電流制
御回路Ｚの外乱として加えることで発生させる。このた
め、電流制御回路Ｚが高周波電流を抑制しないように設
計する必要がある。そこで、上記周波数のＡＮＤ条件と
して、高周波電流の周波数を電流制御回路Ｚの応答周波
数よりも高く設定する。

【００７２】Ｇ．第２実施例 図１１は、本発明の第２原理を用いた第２実施例による
ベクトル制御装置の構成を示すブロック線図である。従
来技術との相違は、図２５に示す回路Ａを取り除き、回
路Ｈ２を追加したことである。図において、回路Ｈ２
は、発振器１０、加算器１１、乗算器１２、減算器１
３、増幅器１４から構成されている。発振器１０は、位
相の異なる矩形波交流α、βを生成する。なお、詳細は
後述する。加算器１１は、矩形波交流αを、ｑ軸の増幅
器の出力に加算する。乗算器１２は、矩形波交流βとｉ
１ｄとを乗算し、△ｉｄを得る。減算器１３は、△ｉｄ
^*（＝０）から△ｉｄを減算し、△ｉｄの符号を逆にす
る。増幅器１４は、符号が逆になった△ｉｄの直流成分
を増幅し、高周波成分を減衰させて、すべり周波数ωｓ
の調整量△ωｓを得る。

【００７３】ここで、高周波信号の周波数を電流制御回
路の応答周波数より高く設定すると、この高周波電圧に
基づく高周波電流が誘導機の２次回路に流れる。ここ
で、非干渉条件が成立していれば、この高周波電流はｉ
１ｑに現れるが、ｉ１ｄには現れない。ここで、図１２
は、この様子を、電流波形とベクトル図で表した概念図
である。

【００７４】このとき、電流ベクトルｉ１の軌跡は、 ｔ＝０ のとき、ベクトルｉ１ ｔ＝ｔ１ ベクトルｉ１⁺ ｔ＝ｔ２ ベクトルｉ１ ｔ＝ｔ３ ベクトルｉ１^- ｔ＝ｔ４ ベクトルｉ１ となり、高周波電流の影響はｄ軸に現れない。

【００７５】しかし、２次抵抗Ｒ２の設定値が実際値と
異なり、非干渉条件が損なわれると、理想のｄ軸（２次
磁束Ф２）と実際のｄ軸（制御回路が認識するｄ軸）が
ずれる。例えば、実際のｄ軸が理想のｄ軸より進んでい
ると、電流波形やベクトル図は、図１３に示すものとな
る。φは、ｄ軸のずれ角を示し、反時計回りを正として
いる。このとき、ｄ軸の検出電流ｉ１ｄに高周波電流が
現れる。

【００７６】上記ｉ１ｄに矩形波交流αより位相が９０
度遅れた矩形波交流βを乗算すると、△ｉｄは、図１４
に示す波形となる。ここで、△ｉｄの直流成分（平均
値）に着目すると、ｉ１ｄに含まれる高周波電流の振幅
が大きくなると、△ｉｄの直流成分も大きくなる。そこ
で、この直流成分がゼロになるように、すべり周波数ω
ｓを調整する。また、図１３に示すように、ｄ軸が進ん
でいる状態では、△ｉｄの直流成分が正になる。この場
合、位相θ１が遅れる方向に、すべり周波数ωｓを調整
する。そこで、△ｉｄの直流成分が正ならば、すべり周
波数の調整量△ωｓを負とする。つまり、△ｉｄの符号
を逆にした数値に対して、直流成分を増幅し、高周波成
分を減衰させた数値をすべり周波数の調整量△ωｓとす
る。

【００７７】逆に、実際のｄ軸が理想のｄ軸より遅れて
いると、電流波形やベクトル図は図１５となる。このと
き、△ｉｄは、図１６に示す波形となり、△ｉｄの直流
成分（平均値）は負になる。この場合、位相θ１が進む
方向に、すべり周波数ωｓを調整する。そこで、すべり
周波数の調整量△ωｓを正とする。つまり、前述した第
２原理と同様に、△ｉｄの符号を逆にした数値に対し
て、直流成分を増幅し、高周波成分を減衰させた数値を
すべり周波数の調整量△ωｓとする。

【００７８】ここで、発振器１０の矩形波交流αの波形
について説明する。インバータの出力電流には、主素子
のスイッチングによるリップル電流が重畳される。これ
は、インバータの主素子がパルス幅制御されるためであ
る。この制御信号は、ＰＷＭ制御回路で１次電圧指令ｖ
１^*とキャリア信号を大小比較して作成する。このキャ
リア信号には、図１７に示す三角波が使用される。ＰＷ
Ｍの特徴として、キャリア信号が波高値になった瞬間
は、線間の出力電圧がゼロになる。このとき、１次電流
の変化率が最小になる。そこで、この瞬間に同期させて
矩形波交流αの極性を変更すれば、リップル電流に起因
する△ｉｄの検出誤差を抑制できる。図１７の（１）に
キャリア周期に同期させた場合のαを示す。また、図１
７の（２）にキャリア周期の２倍に同期させた場合のα
を示す。さらに、図１７の（３）にキャリア周期の３倍
に同期させた場合のαを示す。αの波形は、図１７に示
すように、キャリア周期の整数倍に同期させた矩形波交
流が望ましい。βについては、常に、αより位相が９０
度遅れた矩形交流とする。なお、βはαより位相が９０
度進んだ矩形波交流でもよい。このときは、△ｉｄの符
号が逆になるので、減算器１３を省き、△ｉｄをそのま
ま増幅器１４で増幅する。

【００７９】Ｈ．第２実施例の第１変形例 次に、本発明の第２原理を用いた第２実施例の第１変形
例について説明する。ここで、図１８は、本第２実施例
の第１変形例によるベクトル制御装置の構成を示すブロ
ック線図である。なお、図１１に対応する部分には同一
の符号を付けて説明を省略する。本第２原理を用いた第
２実施例の第１変形例における制御原理は、前述した第
１原理を用いた第１実施例の第１変形例と同じであり、
△ｉｄを増幅した数値は、２次抵抗Ｒ２の変化量（１＋
△Ｒ２）となるので、ωｓ＝Ｒ２・（１＋△Ｒ２）・ｉ
１ｑ^*／Ф２ｄ^*に従って、図１８に示す如く、すべり周
波数ωｓを調整する。

【００８０】この場合、前述したように、（１＋△Ｒ
２）は、２次抵抗Ｒ２の変動に基づいて調整すればよい
ので、その応答はゆっくりでよい。調整量（１＋△Ｒ
１）は、トルク指令τ^*の影響を受けないので、トルク
制御の過渡特性が改善される。

【００８１】Ｉ．第２実施例の第２変形例 次に、本発明による第２原理を用いた第２実施例の第２
変形例について説明する。ここで、図１９は、本第２実
施例の第２変形例によるベクトル制御装置の構成を示す
ブロック線図である。なお、図１１に対応する部分には
同一の符号を付けて説明を省略する。本第２原理を用い
た第２実施例の第２変形例における制御原理は、前述し
た第１原理を用いた第１実施例の第２変形例と同じであ
り、速度検出器の検出信号ωｒに含まれる検出誤差、信
号ωｒ→ω１→θ１→ｖ１の流れの中で、周波数に影響
を与える誤差と２次抵抗Ｒ２の設定誤差とをまとめて補
正するため、１次周波数ω１を調整する。

【００８２】Ｊ．第３変形例 次に、本発明による第２原理を用いた第２実施例の第３
変形例について説明する。ここで、図２０は、本第２実
施例の第３変形例によるベクトル制御装置の構成を示す
ブロック図である。なお、図１１に対応する部分には同
一の符号を付けて説明を省略する。本第２原理を用いた
第２実施例の第３変形例における制御原理は、前述した
第１原理を用いた第１実施例の第３変形例と同じであ
り、前述した図１３〜図１６より、△ｉｄの直流成分
は、ずれ角φを示すので、この直流成分に基づいて、位
相θ１を直接調整すればよい。

【００８３】（２）センサレスベクトル制御 Ｋ．第３実施例 図２１は、本発明の第１原理を用いた第３実施例による
センサレスベクトル制御装置の構成を示すブロック線図
である。従来技術との相違は、図２６に示す回路Ａを取
り除き、回路Ｈ１を追加したことである。図において、
回路Ｈ１は、発振器５、加算器６、乗算器７、減算器
８、増幅器９から構成されている。発振器５は、後述す
る高周波電流△ｉｑ^*を生成する。加算器６は、高周波
電流△ｉｑ^*を、ｑ軸の電流指令ｉ１ｑ^*に加算する。乗
算器７は、高周波電流△ｉｑ^*とｉ１ｄとを乗算し、△
ｉｄを得る。減算器８は、△ｉｄ^*（＝０）から△ｉｄ
を減算し、△ｉｄの符号を逆にする。増幅器９は、符号
が逆になった△ｉｄの直流成分を増幅し、高周波成分を
減衰させて、誘導機１の速度推定値ωｒ＾を得る。

【００８４】このため、電流制御回路Ｚは、高周波電流
△ｉｑ^*を強制的に誘導機１に流し込む。非干渉条件が
成立していれば、電流制御回路Ｚの動作によって、電流
指令値と実電流は一致する。この様子は、前述した図２
に示す電流波形とベクトル図で表したものと同じであ
る。但し、ここでは、高周波電流△ｉｑ^*を、前述した
数式１２に示す正弦波としている。

【００８５】このとき、電流ベクトルｉ１の軌跡は、 ｔ＝０ のとき、ベクトルｉ１ ｔ＝ｔ１ ベクトルｉ１⁺ ｔ＝ｔ２ ベクトルｉ１ ｔ＝ｔ３ ベクトルｉ１^- ｔ＝ｔ４ ベクトルｉ１ となり、高周波電流の影響はｄ軸に現れない。

【００８６】しかし、速度推定値ωｒ＾が実際の速度ω
ｒと異なると、実際のすべり周波数ωｓに誤差が含まれ
る。これを数式で説明すると、ω１＝ωｓ＋ωｒ＝ωｓ
^*＋ωｒ＾、ゆえに、ωｓ＝ωｓ^*＋（ωｒ＾−ωｒ）と
なり、速度推定誤差がすべり周波数の誤差になる。この
とき、実際のすべり周波数ωｓが非干渉条件を満足して
いなければ、理想のｄ軸（２次磁束φ２）と実際のｄ軸
（制御回路が認識するｄ軸）がずれる。例えば、実際の
ｄ軸が理想のｄ軸より進んでいると、電流波形やベクト
ル図は、前述した図３に示すものとなる。φは、ｄ軸の
ずれ角を示し、反時計回りを正としている。このとき、
ｄ軸の検出電流ｉ１ｄに高周波電流が現れる。しかし、
電流制御回路Ｚが正常に動作していれば、指令値と実電
流とは一致するはずである。ところが、直流成分ｉ１ｑ
^*、ｉ１ｄ^*は一致しているが、高周波成分は一致しなく
なる。これは、本来、実現不可能な高周波電流指令△ｉ
ｑ^*を与えたので、高周波電流について制御誤差が発生
しているためである。このとき、図２１に示す△ｉｄ
は、前述した数式１３となる。

【００８７】該数式１３の第１項に着目すると、ずれ角
φが直流量として現れる。その他の成分（第２項、第３
項）は、高周波ωＨの交流量となる。そこで、第１項の
直流成分がゼロになるように、速度推定値ωｒ＾を調整
する。図３に示す状態では、ｄ軸が進んでいるので、ず
れ角はφ＞０となり、数式１３の第１項（△ｉｄの直流
成分）は正になる。この場合、位相θ１が遅れる方向
に、速度推定値ωｒ＾を調整する。そこで、△ｉｄの直
流成分が正ならば、速度推定値ωｒ＾が小さくなる方向
へ調整する。つまり、△ｉｄの符号を逆にした数値に対
して、直流成分を増幅し、高周波成分を減衰させた数値
を速度推定値ωｒ＾とする。一例として、△ｉｄの符号
を逆にした信号を積分して速度推定値ωｒ＾とする。△
ｉｄの高周波成分は、積分によって十分に減衰されるの
で、速度推定値ωｒ＾には現れない。

【００８８】逆に、実際のｄ軸が理想のｄ軸より遅れて
いると、電流波形やベクトル図は、前述した図４に示す
ものと同じになる。このとき、ずれ角はφ＜０となり、
△ｉｄの直流成分は負となる。この場合、位相θ１が進
む方向に、速度推定値ωｒ＾を調整する。そこで、△ｉ
ｄの直流成分が負ならば、速度推定値ωｒ＾が大きくな
る方向へ調整する。つまり、前述した第１原理と同様
に、△ｉｄの符号を逆にした数値に対して、直流成分を
増幅し、高周波成分を減衰させた数値を、速度推定値ω
ｒ＾とする。

【００８９】Ｌ．第３実施例の第１変形例 次に、本発明の第１原理を用いた第３実施例の第１変形
例について説明する。ここで、図２２は、本第３実施例
の第１変形例によるセンサレスベクトル制御装置の構成
を示すブロック線図である。なお、図１に対応する部分
には同一の符号を付けて説明を省略する。本第１原理を
用いた第３実施例の第１変形例では、システムに与える
指令値を速度指令値ωｒ^*とし、減算器Ｓを介してセン
サレスベクトル制御装置で得た速度推定値ωｒ＾を帰還
させる構成とすることにより、速度センサ１５なしで速
度制御を実現している。

【００９０】なお、上述した第３実施例およびその第１
変形例において、発振器５の波形△ｉｑ^*は、数式１２
の正弦波に限定する必要はなく、第１実施例と同様に、
例えば、図９（ａ）に示す矩形波でもよい。この場合
も、実電流は、電流制御回路の遅れによって、極性変換
時の勾配が図９（ｂ）に示すように緩やかになる。しか
し、ｄ軸がずれると、図９（ｃ）に示すように△ｉｄに
直流量が現れるので、前述した第１原理が活用できる。

【００９１】Ｍ．第４実施例 図２３は、本発明の第２原理を用いた第４実施例による
センサレスベクトル制御装置の構成を示すブロック線図
である。従来技術との相違は、図２６に示す回路Ａを取
り除き、回路Ｈ２を追加したことである。図において、
回路Ｈ２は、発振器１０、加算器１１、乗算器１２、減
算器１３、増幅器１４から構成されている。発振器１０
は、位相の異なる矩形波交流α、βを生成する。なお、
詳細は後述する。加算器１１は、矩形波交流αを、ｑ軸
の増幅器の出力、すなわちｑ軸の電圧指令値ｖ１ｑ^*に
加算する。乗算器１２は、矩形波交流βとｉ１ｄとを乗
算し、△ｉｄを得る。減算器１３は、△ｉｄ^*（＝０）
から△ｉｄを減算し、△ｉｄの符号を逆にする。増幅器
１４は、符号が逆になった△ｉｄの直流成分を増幅し、
高周波成分を減衰させて、速度推定値ωｒ＾を得る。

【００９２】ここで、高周波信号の周波数を電流制御回
路の応答周波数より高く設定すると、この高周波電圧に
基づく高周波電流が誘導機の２次回路に流れる。ここ
で、非干渉条件が成立していれば、この高周波電流はｉ
１ｑに現れるが、ｉ１ｄには現れない。この様子は、前
述した図１２に示す電流波形とベクトル図で表した概念
図となる。

【００９３】このとき、電流ベクトルｉ１の軌跡は、 ｔ＝０ のとき、ベクトルｉ１ ｔ＝ｔ１ ベクトルｉ１⁺ ｔ＝ｔ２ ベクトルｉ１ ｔ＝ｔ３ ベクトルｉ１^- ｔ＝ｔ４ ベクトルｉ１ となり、高周波電流の影響はｄ軸に現れない。

【００９４】しかし、速度推定値ωｒ＾が実際の速度ω
ｒと異なると、前述したように、実際のすべり周波数ω
ｓに誤差が含まれる。これを数式で説明すると、ω１＝
ωｓ＋ωｒ＝ωｓ^*＋ωｒ＾、ゆえに、ωｓ＝ωｓ^*＋
（ωｒ＾−ωｒ）となり、速度推定誤差がすべり周波数
の誤差になる。このとき、実際のすべり周波数ωｓが非
干渉条件を満足していなければ、理想のｄ軸（２次磁束
φ２）と実際のｄ軸（制御回路が認識するｄ軸）がずれ
る。例えば、実際のｄ軸が理想のｄ軸より進んでいる
と、電流波形やベクトル図は、前述した図１３に示すも
のとなる。φは、ｄ軸のずれ角を示し、反時計回りを正
としている。このとき、ｄ軸の検出電流ｉ１ｄに高周波
電流が現れる。

【００９５】上記ｉ１ｄに矩形波交流αより位相が９０
度遅れた矩形波交流βを乗算すると、△ｉｄは、前述し
たように図１４に示す波形となる。ここで、△ｉｄの直
流成分（平均値）に着目すると、ｉ１ｄに含まれる高周
波電流の振幅が大きくなると、△ｉｄの直流成分も大き
くなる。そこで、この直流成分がゼロになるように、速
度推定値ωｒ＾を調整する。また、図１３に示すよう
に、ｄ軸が進んでいる状態では、△ｉｄの直流成分が正
になる。この場合、位相θ１が遅れる方向に、速度推定
値ωｒ＾を調整する。そこで、△ｉｄの直流成分が正な
らば、速度推定値ωｒ＾が小さくなる方向へ調整する。
つまり、△ｉｄの符号を逆にした数値に対して、直流成
分を積分増幅し、高周波成分を減衰させた数値を速度推
定値ωｒ＾とする。一例として、△ｉｄの符号を逆にし
た信号を積分して速度推定値ωｒ＾とする。△ｉｄの高
周波成分は積分によって十分に減衰されるので、速度推
定値ωｒ＾には現れない。

【００９６】逆に、実際のｄ軸が理想のｄ軸より遅れて
いると、電流波形やベクトル図は、前述した図１５とな
る。このとき、△ｉｄは、前述した図１６に示す波形と
なり、△ｉｄの直流成分（平均値）は負になる。この場
合、位相θ１が進む方向に、速度推定値ωｒ＾を調整す
る。そこで、△ｉｄの直流成分が負ならば、速度推定値
ωｒ＾が大きくなる方向へ調整する。つまり、前述した
第２原理と同様に、△ｉｄの符号を逆にした数値に対し
て、直流成分を積分増幅し、高周波成分を減衰させた数
値を速度推定値ωｒ＾とする。

【００９７】ここで、発振器１０の矩形波交流αの波形
について説明する。インバータ４の出力電流には、主素
子のスイッチングによるリップル電流が重畳される。こ
れは、インバータ４の主素子がパルス幅制御されるため
である。この制御信号は、ＰＷＭ制御回路２０で１次電
圧指令ｖ１^*とキャリア信号を大小比較して作成する。
このキャリア信号には、図１７に示す三角波が使用され
る。ＰＷＭの特徴として、キャリア信号が波高値になっ
た瞬間は、線間の出力電圧がゼロになる。このとき、１
次電流の変化率が最小になる。そこで、この瞬間に同期
させて矩形波交流αの極性を変更すれば、リップル電流
に起因する△ｉｄの検出誤差を抑制できる。図１７の
（１）にキャリア周期に同期させた場合のαを示す。ま
た、図１７の（２）にキャリア周期の２倍に同期させた
場合のαを示す。さらに、図１７の（３）にキャリア周
期の３倍に同期させた場合のαを示す。αの波形は、図
１７に示すように、キャリア周期の整数倍に同期させた
矩形波交流が望ましい。βについては、常に、αより位
相が９０度遅れた矩形交流とする。なお、βはαより位
相が９０度進んだ矩形波交流でもよい。このときは、△
ｉｄの符号が逆になるので、減算器１３を省き、△ｉｄ
をそのまま増幅器１４で増幅する。

【００９８】Ｎ．第４実施例の第１変形例 次に、本発明の第２原理を用いた第４実施例の第１変形
例について説明する。ここで、図２４は、本第４実施例
の第１変形例によるセンサレスベクトル制御装置の構成
を示すブロック線図である。なお、図２３対応する部分
には同一の符号を付けて説明を省略する。本第２原理を
用いた第４実施例の第１変形例における制御原理は、前
述した第１原理を用いた第３実施例の第１変形例と同じ
であり、システムに与える指令値を速度指令値ωｒ^*と
し、減算器Ｓを介してセンサレスベクトル制御装置で得
た速度推定値ωｒ＾を帰還させる構成とすることによ
り、速度センサ１５なしで速度制御を実現している。

【００９９】

【発明の効果】以上、説明したように、請求項１記載の
発明によれば、誘導機に高周波電流を流し、前記回転座
標系のｄ軸に現れる電流に含まれる高周波電流がゼロに
なるように、すべり周波数を調節するようにしたので、
回転速度ゼロを含む全運転範囲で、非干渉条件が成立す
るように、すべり周波数を維持できるので、誘導機の温
度が変化しても、高精度でトルクを制御でき、また、誘
導機の１次抵抗値Ｒ１ともれインダクタンスLの設定を
不要にしたので、時間のかかる調整を不要にできるとい
う利点が得られる。さらに、回路構成が簡単になるの
で、コストを低減することができるという利点が得られ
る。

【０１００】また、請求項２記載の発明によれば、前記
高周波電流を正弦波としたので、非干渉条件が成立する
ように、すべり周波数を維持できるので、誘導機の温度
が変化しても、高精度でトルクを制御でき、また、誘導
機の１次抵抗値Ｒ１ともれインダクタンスLの設定を不
要にしたので、時間のかかる調整を不要にできるという
利点が得られる。さらに、回路構成が簡単になるので、
コストを低減することができるという利点が得られる。

【０１０１】また、請求項３記載の発明によれば、前記
高周波電流を矩形波としたので、非干渉条件が成立する
ように、すべり周波数を維持できるので、誘導機の温度
が変化しても、高精度でトルクを制御でき、また、誘導
機の１次抵抗値Ｒ１ともれインダクタンスLの設定を不
要にしたので、時間のかかる調整を不要にできるという
利点が得られる。さらに、回路構成が簡単になるので、
コストを低減することができるという利点が得られる。

【０１０２】また、請求項４記載の発明によれば、前記
高周波電流を矩形波電圧によって発生するようにしたの
で、誘導機の温度が変化しても、高精度でトルクを制御
でき、また、誘導機の１次抵抗値Ｒ１ともれインダクタ
ンスLの設定を不要にしたので、時間のかかる調整を不
要にできるという利点が得られる。さらに、回路構成が
簡単になるので、コストを低減することができるという
利点が得られる。

【０１０３】また、請求項５記載の発明によれば、生成
手段により、高周波電流を生成し、高周波電流重畳手段
により、該高周波電流を回転座標系のｑ軸に対する電流
指令に重畳し、誘導機に供給し、このとき、制御誤差検
出手段により、前記高周波電流と前記回転座標系のｄ軸
の電流に基づいて、該ｄ軸に現れる制御誤差を検出し、
直流増幅手段により、制御誤差の直流成分を増幅し、調
整手段により、直流増幅手段によって増幅された直流成
分を、すべり周波数指令値に加算することによって、す
べり周波数を調整するようにしたので、回転速度がゼロ
でも、非干渉条件が成立するように、すべり周波数を維
持できるので、誘導機の温度が変化しても、高精度でト
ルクを制御でき、また、誘導機の１次抵抗値Ｒ１ともれ
インダクタンスLの設定を不要にしたので、時間のかか
る調整を不要にできるという利点が得られる。さらに、
回路構成が簡単になるので、コストを低減することがで
きるという利点が得られる。

【０１０４】また、請求項６記載の発明によれば、生成
手段により、高周波電流を生成し、高周波電流重畳手段
により、前記高周波電流を、前記回転座標系のｑ軸に対
する電流指令に重畳し、前記誘導機に供給し、制御誤差
検出手段により、前記高周波電流と前記回転座標系のｄ
軸の電流に基づいて、該ｄ軸に現れる制御誤差を検出
し、直流増幅手段により、前記制御誤差の直流成分を増
幅し、調整手段により、前記直流増幅手段によって増幅
された直流成分を、すべり周波数指令値に加算すること
によって、すべり周波数を調整するようにしたので、回
転速度がゼロでも、非干渉条件が成立するように、すべ
り周波数を維持できるので、誘導機の温度が変化して
も、高精度でトルクを制御でき、また、誘導機の１次抵
抗値Ｒ１ともれインダクタンスLの設定を不要にしたの
で、時間のかかる調整を不要にできるという利点が得ら
れる。さらに、回路構成が簡単になるので、コストを低
減することができるという利点が得られる。

【０１０５】また、請求項７記載の発明によれば、前記
調整手段によって、前記直流増幅手段によって増幅され
た直流成分を、すべり周波数指令値に乗算することによ
って、すべり周波数を調整するようにしたので、回転速
度がゼロでも、非干渉条件が成立するように、すべり周
波数を維持できるので、誘導機の温度が変化しても、高
精度でトルクを制御でき、また、誘導機の１次抵抗値Ｒ
１ともれインダクタンスLの設定を不要にしたので、時
間のかかる調整を不要にできるという利点が得られる。
さらに、回路構成が簡単になるので、コストを低減する
ことができるという利点が得られる。

【０１０６】また、請求項８記載の発明によれば、前記
調整手段によって、前記直流増幅手段によって増幅され
た直流成分を、前記誘導機の１次周波数信号に加算する
ことによって、１次周波数を調整するようにしたので、
回転速度がゼロでも、非干渉条件が成立するように、す
べり周波数を維持できるので、誘導機の温度が変化して
も、高精度でトルクを制御でき、また、誘導機の１次抵
抗値Ｒ１ともれインダクタンスLの設定を不要にしたの
で、時間のかかる調整を不要にできるという利点が得ら
れる。さらに、回路構成が簡単になるので、コストを低
減することができるという利点が得られる。

【０１０７】また、請求項９記載の発明によれば、前記
調整手段によって、前記直流増幅手段によって増幅され
た直流成分を、前記誘導機の位相信号に加算することに
よって、位相を調整するようにしたので、回転速度がゼ
ロでも、非干渉条件が成立するように、すべり周波数を
維持できるので、誘導機の温度が変化しても、高精度で
トルクを制御でき、また、誘導機の１次抵抗値Ｒ１とも
れインダクタンスLの設定を不要にしたので、時間のか
かる調整を不要にできるという利点が得られる。さら
に、回路構成が簡単になるので、コストを低減すること
ができるという利点が得られる。

【０１０８】また、請求項１０記載の発明によれば、前
記生成手段によって、正弦波の高周波電流を生成するよ
うにしたので、回転速度がゼロでも、非干渉条件が成立
するように、すべり周波数を維持できるので、誘導機の
温度が変化しても、高精度でトルクを制御でき、また、
誘導機の１次抵抗値Ｒ１ともれインダクタンスLの設定
を不要にしたので、時間のかかる調整を不要にできると
いう利点が得られる。さらに、回路構成が簡単になるの
で、コストを低減することができるという利点が得られ
る。

【０１０９】また、請求項１１記載の発明によれば、前
記生成手段によって、矩形波の高周波電流を生成するよ
うにしたので、回転速度がゼロでも、非干渉条件が成立
するように、すべり周波数を維持できるので、誘導機の
温度が変化しても、高精度でトルクを制御でき、また、
誘導機の１次抵抗値Ｒ１ともれインダクタンスLの設定
を不要にしたので、時間のかかる調整を不要にできると
いう利点が得られる。さらに、回路構成が簡単になるの
で、コストを低減することができるという利点が得られ
る。

【０１１０】また、請求項１２記載の発明によれば、前
記第１の矩形波電圧の極性を、インバータのキャリア信
号の波高値で変えるようにしたので、回転速度がゼロで
も、非干渉条件が成立するように、すべり周波数を維持
できるので、誘導機の温度が変化しても、高精度でトル
クを制御でき、また、誘導機の１次抵抗値Ｒ１ともれイ
ンダクタンスLの設定を不要にしたので、時間のかかる
調整を不要にできるという利点が得られる。さらに、回
路構成が簡単になるので、コストを低減することができ
るという利点が得られる。

【０１１１】また、請求項１３記載の発明によれば、誘
導機に高周波電流を流し、前記回転座標系のｄ軸に現れ
る電流に含まれる高周波電流がゼロになるように、前記
誘導機の速度推定値を算出し、該速度推定値により、す
べり周波数を調節するようにしたので、回転速度ゼロを
含む全運転範囲で、非干渉条件が成立するように、すべ
り周波数を維持できるので、速度センサを用いないセン
サレスベクトル制御を行うことができ、また、誘導機の
１次抵抗値Ｒ１ともれインダクタンスLの設定を不要に
したので、時間のかかる調整を不要にできるという利点
が得られる。さらに、回路構成が簡単になるので、コス
トを低減することができるという利点が得られる。

【０１１２】また、請求項１４記載の発明によれば、前
記高周波電流を正弦波としたので、回転速度ゼロを含む
全運転範囲で、非干渉条件が成立するように、すべり周
波数を維持できるので、速度センサを用いないセンサレ
スベクトル制御を行うことができ、また、誘導機の１次
抵抗値Ｒ１ともれインダクタンスLとの設定を不要にし
たので、時間のかかる調整を不要にできるという利点が
得られる。さらに、回路構成が簡単になるので、コスト
を低減することができるという利点が得られる。

【０１１３】また、請求項１５記載の発明によれば、前
記高周波電流を矩形波としたので、回転速度ゼロを含む
全運転範囲で、非干渉条件が成立するように、すべり周
波数を維持できるので、速度センサを用いないセンサレ
スベクトル制御を行うことができ、また、誘導機の１次
抵抗値Ｒ１ともれインダクタンスLとの設定を不要にし
たので、時間のかかる調整を不要にできるという利点が
得られる。さらに、回路構成が簡単になるので、コスト
を低減することができるという利点が得られる。

【０１１４】また、請求項１６記載の発明によれば、前
記高周波電流を矩形波電圧によって発生するようにした
ので、誘導機の温度が変化しても、高精度でトルクを制
御でき、また、誘導機の１次抵抗値Ｒ１ともれインダク
タンスLの設定を不要にしたので、時間のかかる調整を
不要にできるという利点が得られる。さらに、回路構成
が簡単になるので、コストを低減することができるとい
う利点が得られる。

【０１１５】また、請求項１７記載の発明によれば、生
成手段により、高周波電流を生成し、高周波電流重畳手
段により、該高周波電流を回転座標系の電流指令に重畳
した後、誘導機に供給し、このとき、制御誤差検出手段
により、前記高周波電流と前記回転座標系のｄ軸の電流
に基づいて、該ｄ軸に現れる制御誤差を検出し、増幅手
段により、制御誤差を増幅し、調整手段により、増幅手
段によって増幅された制御誤差を、前記誘導機の速度推
定値として、すべり周波数指令値に加算することによっ
て、１次周波数を調整するようにしたので、回転速度が
ゼロでも、非干渉条件が成立するように、すべり周波数
を維持できるので、誘導機の温度が変化しても、高精度
でトルクを制御でき、また、誘導機の１次抵抗値Ｒ１と
もれインダクタンスLの設定を不要にしたので、時間の
かかる調整を不要にできるという利点が得られる。さら
に、回路構成が簡単になるので、コストを低減すること
ができるという利点が得られる。

【０１１６】また、請求項１８記載の発明によれば、前
記高周波電流重畳手段によって、前記高周波電流を前記
回転座標系のｑ軸に対する電流指令に重畳するようにし
たので、回転速度がゼロでも、非干渉条件が成立するよ
うに、すべり周波数を維持できるので、誘導機の温度が
変化しても、高精度でトルクを制御でき、また、誘導機
の１次抵抗値Ｒ１ともれインダクタンスLの設定を不要
にしたので、時間のかかる調整を不要にできるという利
点が得られる。さらに、回路構成が簡単になるので、コ
ストを低減することができるという利点が得られる。

【０１１７】また、請求項１９記載の発明によれば、前
記生成手段によって、第１の矩形波電圧と、該第１の矩
形波電圧に対し位相が９０度ずれた第２の矩形波電圧と
を生成し、前記第１の矩形波電圧を、前記回転座標系の
電圧指令に重畳した後、前記誘導機に供給し、一方、第
２の矩形波を、前記制御誤差検出手段で制御誤差を検出
する際に用いられる前記高周波電流として供給し、制御
誤差検出手段によって、前記第２の矩形波電圧と前記回
転座標系のｄ軸の電流を乗算して該ｄ軸に現れる制御誤
差を検出し、調整手段によって、増幅手段によって増幅
された制御誤差を、前記誘導機の速度推定値として、す
べり周波数指令に加算することによって１次周波数を調
整するようにしたので、回転速度ゼロを含む全運転範囲
で、非干渉条件が成立するように、すべり周波数を維持
できるので、速度センサを用いないセンサレスベクトル
制御を行うことができ、また、誘導機の１次抵抗値Ｒ１
ともれインダクタンスLの設定を不要にしたので、時間
のかかる調整を不要にできるという利点が得られる。さ
らに、回路構成が簡単になるので、コストを低減するこ
とができるという利点が得られる。

【０１１８】また、請求項２０記載の発明によれば、前
記高周波電圧重畳手段によって、前記第１の矩形波電圧
を前記回転座標系のｑ軸に対する電圧指令に重畳するよ
うにしたので、回転速度ゼロを含む全運転範囲で、非干
渉条件が成立するように、すべり周波数を維持できるの
で、速度センサを用いないセンサレスベクトル制御を行
うことができ、また、誘導機の１次抵抗値Ｒ１ともれイ
ンダクタンスLの設定を不要にしたので、時間のかかる
調整を不要にできるという利点が得られる。さらに、回
路構成が簡単になるので、コストを低減することができ
るという利点が得られる。

【０１１９】また、請求項２１記載の発明によれば、前
記増幅手段において、前記制御誤差を積分して増幅する
ようにしたので、回路構成が簡単になるので、コストを
低減することができるという利点が得られる。

【０１２０】また、請求項２２記載の発明によれば、前
記調整手段によって、前記増幅手段によって増幅された
制御誤差を、すべり周波数指令値に加算することによっ
て、１次周波数を調整するとともに、前記制御誤差を速
度指令信号に帰還することによって、速度を調整するよ
うにしたので、回転速度ゼロを含む全運転範囲で、非干
渉条件が成立するように、すべり周波数を維持できるの
で、速度センサを用いないセンサレスベクトル制御を行
うことができ、また、誘導機の１次抵抗値Ｒ１ともれイ
ンダクタンスLの設定を不要にしたので、時間のかかる
調整を不要にできるという利点が得られる。さらに、回
路構成が簡単になるので、コストを低減することができ
るという利点が得られる。

【０１２１】また、請求項２３記載の発明によれば、前
記生成手段によって、正弦波の高周波電流を生成するよ
うにしたので、回転速度がゼロでも、非干渉条件が成立
するように、すべり周波数を維持できるので、誘導機の
温度が変化しても、高精度でトルクを制御でき、また、
誘導機の１次抵抗値Ｒ１ともれインダクタンスLの設定
を不要にしたので、時間のかかる調整を不要にできると
いう利点が得られる。さらに、回路構成が簡単になるの
で、コストを低減することができるという利点が得られ
る。

【０１２２】また、請求項２４記載の発明によれば、前
記生成手段によって、矩形波の高周波電流を生成するよ
うにしたので、回転速度ゼロを含む全運転範囲で、非干
渉条件が成立するように、すべり周波数を維持できるの
で、速度センサを用いないセンサレスベクトル制御を行
うことができ、また、誘導機の１次抵抗値Ｒ１ともれイ
ンダクタンスLの設定を不要にしたので、時間のかかる
調整を不要にできるという利点が得られる。さらに、回
路構成が簡単になるので、コストを低減することができ
るという利点が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１原理を用いた第１実施例による
ベクトル制御装置の構成を示すブロック線図である。

【図２】 電流波形とベクトル図で表した概念図であ
る。

【図３】 実際のｄ軸が理想のｄ軸より進んでいる場合
の電流波形やベクトル図を示す概念図である。

【図４】 実際のｄ軸が理想のｄ軸より遅れている場合
の電流波形やベクトル図を示す概念図である。

【図５】 本発明の第１原理を説明するための誘導機の
基本波以外の高周波に対する等価回路を示す回路図であ
る。

【図６】 第１実施例の第１変形例によるベクトル制御
装置の構成を示すブロック線図である。

【図７】 第１実施例の第２変形例によるベクトル制御
装置の構成を示すブロック線図である。

【図８】 第１実施例の第３変形例によるベクトル制御
装置の構成を示すブロック線図である。

【図９】 発振器によって生成される高周波信号の他の
波形例、そのときの実電流を説明するための概念図であ
る。

【図１０】 固有周波数ω３より周波数の高い矩形波交
流を１次電圧ｖ１として誘導機に印加した場合の１次電
圧ｖ１と２次電流ｉ２の波形を示す波形図である。

【図１１】 本発明の第２原理を用いた第２実施例によ
るベクトル制御装置の構成を示すブロック線図である。

【図１２】 高周波信号の周波数を電流制御回路の応答
周波数より高く設定した場合における、非干渉条件が成
立しるときの電流波形とベクトル図で表した概念図であ
る。

【図１３】 実際のｄ軸が理想のｄ軸より進んでいる場
合の電流波形やベクトル図を示す概念図である。

【図１４】 ｉ１ｄに矩形波交流αより位相が９０度遅
れた矩形波交流βを乗算した場合の△ｉｄの波形を示す
波形図である。

【図１５】 実際のｄ軸が理想のｄ軸より遅れている場
合の電流波形やベクトル図を示す概念図である。

【図１６】 実際のｄ軸が理想のｄ軸より遅れている場
合の△ｉｄの波形を示す波形図である。

【図１７】 ＰＷＭ制御回路におけるキャリア信号を示
す波形図である。

【図１８】 第２実施例の第１変形例によるベクトル制
御装置の構成を示すブロック線図である。

【図１９】 第２実施例の第２変形例によるベクトル制
御装置の構成を示すブロック線図である。

【図２０】 第２実施例の第３変形例によるベクトル制
御装置の構成を示すブロック図である。

【図２１】 本発明の第１原理を用いた第３実施例によ
るセンサレスベクトル制御装置の構成を示すブロック線
図である。

【図２２】 第３実施例の第１変形例によるベクトル制
御装置の構成を示すブロック線図である。

【図２３】 本発明の第２原理を用いた第４実施例によ
るベクトル制御装置の構成を示すブロック線図である。

【図２４】 第４実施例の第１変形例によるベクトル制
御装置の構成を示すブロック線図である。

【図２５】 従来のベクトル制御装置の基本構成を示す
ブロック線図である。

【図２６】 従来のセンサレスベクトル制御装置の基本
構成を示すブロック線図である。

【図２７】 誘導機の等価回路を示す回路図である。

【図２８】 従来のベクトル制御装置における積分器Ｂ
の周波数特性を示す概念図である。

【符号の説明】

１ 誘導機 ２，３ 座標変換器 ４ インバータ ５，１０ 発振器（生成手段） ６，１１ 加算器（高周波電流重畳手段） ７，１２ 乗算器（制御誤差検出手段） ８，１３ 減算器（反転手段） ９，１４ 増幅器（直流増幅手段） １５ 速度センサ Ｈ１ 回路 Ｈ２ 回路

Claims (24)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 誘導機の１次電流を直交２軸の回転座標
   系のｄ軸−ｑ軸で表し、該ｄ軸およびｑ軸の直流電流に
   応じて前記誘導機のトルクを制御するベクトル制御方法
   において、 前記誘導機に高周波電流を流すとともに、前記回転座標
   系のｄ軸に現れる電流に含まれる高周波電流がゼロにな
   るように、すべり周波数を調節することを特徴とするベ
   クトル制御方法。
2. 【請求項２】 前記高周波電流は、正弦波であることを
   特徴とする請求項１記載のベクトル制御方法。
3. 【請求項３】 前記高周波電流は、矩形波であることを
   特徴とする請求項１記載のベクトル制御方法。
4. 【請求項４】 前記高周波電流は、矩形波電圧によって
   発生することを特徴とする請求項１記載のベクトル制御
   方法。
5. 【請求項５】 誘導機の１次電流を直交２軸の回転座標
   系のｄ軸−ｑ軸で表し、該ｄ軸およびｑ軸の直流電流に
   応じて前記誘導機のトルクを制御するベクトル制御装置
   において、 高周波電流を生成する生成手段と、 前記高周波電流を、前記回転座標系のｑ軸に対する電流
   指令に重畳し、前記誘導機に供給する高周波電流重畳手
   段と、 前記高周波電流と前記回転座標系のｄ軸の電流に基づい
   て、該ｄ軸に現れる制御誤差を検出する制御誤差検出手
   段と、 前記制御誤差の直流成分を増幅する直流増幅手段と、 前記直流増幅手段によって増幅された直流成分を、すべ
   り周波数指令値に加算することによって、すべり周波数
   を調整する調整手段とを具備することを特徴とするベク
   トル制御装置。
6. 【請求項６】 誘導機の１次電流を直流２軸の回転座標
   系のｄ軸−ｑ軸で表し、該ｄ軸およびｑ軸の直流電流に
   応じて前記誘導機のトルクを制御するベクトル制御装置
   において、 第１の矩形波電圧と、該第１の矩形波電圧に対し位相が
   ９０度ずれた第２の矩形波電圧とを生成する生成手段
   と、 前記第１の矩形波電圧を前記回転座標系のｑ軸に対する
   電圧指令に重畳し、前記誘導機に供給する高周波電圧重
   畳手段と、 前記第２の矩形波電圧と前記回転座標系のｄ軸の電流を
   乗算し、該ｄ軸に現れる制御誤差を検出する制御誤差検
   出手段と、 前記制御誤差の直流成分を増幅する直流増幅手段と、 前記直流増幅手段によって増幅された直流成分を、すべ
   り周波数指令に加算することによって、すべり周波数を
   調整する調整手段とを具備することを特徴とするベクト
   ル制御装置。
7. 【請求項７】 前記調整手段は、前記直流増幅手段によ
   って増幅された直流成分を、すべり周波数指令値に乗算
   することによって、すべり周波数を調整することを特徴
   とする請求項５または６記載のベクトル制御装置。
8. 【請求項８】 前記調整手段は、前記直流増幅手段によ
   って増幅された直流成分を、前記誘導機の１次周波数に
   加算することによって、１次周波数を調整することを特
   徴とする請求項５または６記載のベクトル制御装置。
9. 【請求項９】 前記調整手段は、前記直流増幅手段によ
   って増幅された直流成分を、前記誘導機の位相信号に加
   算することによって、位相を調整することを特徴とする
   請求項５または６記載のベクトル制御装置。
10. 【請求項１０】 前記生成手段は、正弦波の高周波電流
    を生成することを特徴とする請求項５ないし９のいずれ
    かに記載のベクトル制御装置。
11. 【請求項１１】 前記生成手段は、矩形波の高周波電流
    を生成することを特徴とする請求項５ないし９のいずれ
    かに記載のベクトル制御装置。
12. 【請求項１２】 前記第１の矩形波電圧は、インバータ
    のキャリア信号の波高値で極性が変わることを特徴とす
    る請求項５ないし９のいずれかに記載のベクトル制御装
    置。
13. 【請求項１３】 誘導機の１次電流を直交２軸の回転座
    標系のｄ軸−ｑ軸で表し、該ｄ軸およびｑ軸の直流電流
    に基づいて算出した速度推定値に応じて前記誘導機のト
    ルクを制御するセンサレスベクトル制御方法において、 前記誘導機に高周波電流を流すとともに、該高周波電流
    によって前記回転座標系のｄ軸に現れる電流に含まれる
    高周波電流がゼロとなるように、前記誘導機の速度推定
    値を算出し、該速度推定値により、すべり周波数を調節
    することを特徴とするセンサレスベクトル制御方法。
14. 【請求項１４】 前記高周波電流は、正弦波であること
    を特徴とする請求項１３記載のセンサレスベクトル制御
    方法。
15. 【請求項１５】 前記高周波電流は、矩形波であること
    を特徴とする請求項１３記載のセンサレスベクトル制御
    方法。
16. 【請求項１６】 前記高周波電流は、矩形波電圧によっ
    て発生することを特徴とする請求項１３記載のセンサレ
    スベクトル制御方法。
17. 【請求項１７】 誘導機の１次電流を直交２軸の回転座
    標系のｄ軸−ｑ軸で表し、該ｄ軸およびｑ軸の直流電流
    に基づいて算出した速度推定値に応じて前記誘導機のト
    ルクを制御するセンサレスベクトル制御装置において、 高周波電流を生成する生成手段と、 前記高周波電流を、前記回転座標系の電流指令に重畳
    し、前記誘導機に供給する高周波電流重畳手段と、 前記高周波電流と前記回転座標系のｄ軸の電流とに基づ
    いて、該ｄ軸に現れる制御誤差を検出する制御誤差検出
    手段と、 前記制御誤差を増幅する増幅手段と、 前記増幅手段によって増幅された制御誤差を、前記誘導
    機の速度推定値として、すべり周波数指令値に加算する
    ことによって、１次周波数を調整する調整手段とを具備
    することを特徴とするセンサレスベクトル制御装置。
18. 【請求項１８】 前記高周波電流重畳手段は、前記高周
    波電流を前記回転座標系のｑ軸に対する電流指令に重畳
    することを特徴とする請求項１７記載のセンサレスベク
    トル制御装置。
19. 【請求項１９】 誘導機の１次電流を直交２軸の回転座
    標系のｄ軸−ｑ軸で表し、該ｄ軸の直流電流に基づいて
    算出した速度推定値に応じて前記誘導機のトルクを制御
    するセンサレスベクトル制御装置において、 第１の矩形波電圧と、該第１の矩形波電圧に対し位相が
    ９０度ずれた第２の矩形波電圧とを生成する生成手段
    と、 前記第１の矩形波電圧を前記回転座標系の電圧指令に重
    畳し、前記誘導機に供給する高周波電圧重畳手段と、 前記第２の矩形波電圧と前記回転座標系のｄ軸の電流を
    乗算し、該ｄ軸に現れる制御誤差を検出する制御誤差検
    出手段と、 前記制御誤差を増幅する増幅手段と、 前記増幅手段によって増幅された制御誤差を、前記誘導
    機の速度推定値として、すべり周波数指令に加算するこ
    とによって１次周波数を調整する調整手段とを具備する
    ことを特徴とするセンサレスベクトル制御装置。
20. 【請求項２０】 前記高周波電圧重畳手段は、前記第１
    の矩形波電圧を前記回転座標系のｑ軸に対する電圧指令
    に重畳することを特徴とする請求項１９記載のセンサレ
    スベクトル制御装置。
21. 【請求項２１】 前記増幅手段は、前記制御誤差を積分
    して増幅することを特徴とする請求項１７ないし２０の
    いずれかに記載のセンサレスベクトル制御装置。
22. 【請求項２２】 前記調整手段は、前記増幅手段によっ
    て増幅された制御誤差を、すべり周波数指令値に加算す
    ることによって、１次周波数を調整するとともに、前記
    制御誤差を速度指令信号に帰還することによって、速度
    を調整することを特徴とする請求項１７ないし２１のい
    ずれかに記載のセンサレスベクトル制御装置。
23. 【請求項２３】 前記生成手段は、正弦波の高周波電流
    を生成することを特徴とする請求項１７ないし２２のい
    ずれかに記載のセンサレスベクトル制御装置。
24. 【請求項２４】 前記生成手段は、矩形波の高周波電流
    を生成することを特徴とする請求項１７ないし２３のい
    ずれかに記載のセンサレスベクトル制御装置。