JPH10313261A

JPH10313261A - 妨害波抑圧回路、妨害波抑圧方法及び無線受信機

Info

Publication number: JPH10313261A
Application number: JP12087397A
Authority: JP
Inventors: Kenichi Torii; 居憲一鳥
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1997-05-12
Filing date: 1997-05-12
Publication date: 1998-11-24

Abstract

(57)【要約】【課題】小型化、低消費電力化に向き、携帯に最適な
無線受信機を提供する。【解決手段】デュプレクサ２は信号Ｔｘにより送受信
が切り替えられ、受信動作時にアンテナ１から入力され
た信号は、各回路を経て、ミキサ５及び６に入力され
る。ミキサ５並びに６及び９０°移相器７からなる構成
をクォドラチャ・ミキサと称する。また、ディジタル正
弦波信号発生器１５は、その出力端子ＣＯＳ及びＳＩＮ
より各々直交したＣＯＳ信号及びＳＩＮ信号が出力さ
れ、各々ミキサ１６及び１８、ミキサ１７及び１９に入
力される。ミキサ１６、１７、１８、１９及びディジタ
ル正弦波信号発生器１５から成る構成をダブル・クォド
ラチャ・ミキサと称する。クォドラチャ・ミキサ、ダブ
ル・クォドラチャ・ミキサ及び加算器によりイメージ抑
圧を図る。さらに、フィルタは集積化可能とし、チャネ
ル間隔の半分に中間周波数（ＩＦ）を選ぶものの、性能
の劣化を高次ローパス・フィルタ２２，２３の特性を工
夫して改善させるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、妨害波抑圧回路、
妨害波抑圧方法及び無線受信機に係わり、特に、クォド
ラチャ・ミキサ及びダブル・クォドラチャ・ミキサによ
りイメージ抑圧を図り、高次ローパス・フィルタにより
高域成分を強調し集積化可能とする妨害波抑圧回路、妨
害波抑圧方法及び無線受信器に関する。

【０００２】

【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】従来、
多数のチャネル信号波が入力され、その中から希望の１
チャネルを選択受信する無線受信機においては、スーパ
ー・ヘテロダイン受信機が主流である。スーパー・ヘテ
ロダイン受信器においては、中間周波数は数＋ＭＨｚか
ら数百ＭＨｚと高く、そのフィルターとしては、弾性表
面波（ＳＡＷ）フィルタやセラミック・フィルタが必要
である。

【０００３】しかしながら、一般に無線通信機が小型化
・軽量化される中にあって、このようなフィルターは、
例えば、相対的に大きくかさばり、またコスト低減の阻
害要因にもなってきている。

【０００４】これを回避する技術としては、従来、ダイ
レクト変換方式と称される受信方式が提案されている。
ダイレクト変換方式においては、中間周波数が零（ゼ
ロ）なので、外付けのフィルターが不要となる。

【０００５】しかしながら、線形性を保つためにアンプ
やミキサーに多大な電流を流す必要があるため、無線通
信機の低消費電力化に不向きであるのみならず、ＤＣオ
フセットや２次歪の抑圧等電気的性能も充分には達成す
ることは難しい等の課題があった。

【０００６】本発明は、以上の点に鑑み、クォドラチャ
・ミキサとダブル・クォドラチャ・ミキサ及び加（減）
算器等を用いることによりイメージ妨害波を抑圧するよ
うにし、通常のスーパー・ヘテロダイン受信機のような
外付の弾性表面波フィルタやセラミック・フィルタ等、
高価で容積のかさばる部品を不要とした妨害波抑圧回
路、妨害波抑圧方法及び無線受信器を提供することを目
的とする。

【０００７】また、本発明は、直接ベースバンド信号へ
変換するダイレクト変換方式に比べて、回路動作におけ
る超線形性を必要とせず、消費電流の増大や動作の不安
定性を招かないようにした妨害波抑圧回路、妨害波抑圧
方法及び無線受信器を提供することを目的とする。

【０００８】そして、本発明は、小型化、低消費電力化
に向き、携帯電話には最適な無線受信機を提供すること
を目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記２方式の
中間的な方式として低中間周波方式（ＬｏｗＩＦ方式）
を提供する。本発明によると、特に、クォドラチャ・ミ
キサ、ダブル・クォドラチャ・ミキサ及び加算器により
イメージ抑圧を図る。また、フィルタは集積化可能と
し、チャネル間隔の半分（例えば、１００ＫＨｚ等）に
中間周波数（ＩＦ）を選ぶものの、性能の劣化を高次の
ローパス・フィルタの特性を工夫して改善させるように
する。

【００１０】本発明は、多数のチャネルの中から希望す
る１チャネルを選択するスーパーヘテロダイン受信機に
おいて、中間周波数を極端に低く、例えばチャネル間隔
の半分に選んで復調を行なう無線受信機であって、特に
高次の低域通過フィルターの高域成分を強調することに
より正規の受信が可能となる。

【００１１】本発明の第１の解決手段によれば、高周波
入力信号を周波数変換し、第１の直交成分を出力するク
ォドラチャ・ミキサと、前記クォドラチャ・ミキサから
出力された前記第１の直交成分を、これとほぼ同程度の
周波数により周波数変換し、それぞれ第２及び第３の直
交成分を出力するダブル・クォドラチャ・ミキサと、前
記ダブル・クォドラチャ・ミキサから出力された前記第
２及び第３の直交成分を、Ｉ成分及びＱ成分毎にそれぞ
れ加算又は減算してベースバンドの第４の直交成分を出
力する加算器と、前記加算器から出力された前記第４の
直交成分の高域成分を強調する高次ローパス・フィルタ
とを備えた妨害波抑圧回路を提供する。

【００１２】本発明の第２の解決手段によれば、高周波
入力信号を周波数変換し、第１の直交成分を出力するク
ォドラチャ・ミキサと、前記クォドラチャ・ミキサから
出力された前記第１の直交成分を、これとほぼ同程度の
周波数により周波数変換し、それぞれ第２及び第３の直
交成分を出力するダブル・クォドラチャ・ミキサと、前
記ダブル・クォドラチャ・ミキサから出力された前記第
２及び第３の直交成分を、Ｉ成分及びＱ成分毎にそれぞ
れ加算又は減算してベースバンドの第４の直交成分を出
力する加算器と、前記加算器から出力された前記第４の
直交成分の高域成分を強調する高次ローパス・フィルタ
と前記高次ローパスフィルタの出力の利得を調整する利
得調整回路と、前記利得調整回路の出力を検波する検波
器とを備えた無線受信機を提供する。

【００１３】本発明の第３の解決手段によれば、高周波
入力信号を周波数変換し、第１の直交成分を出力するク
ォドラチャ・ミキシング機能と、前記クォドラチャ・ミ
キシング機能により求められた前記第１の直交成分を、
これとほぼ同程度の周波数により周波数変換し、それぞ
れ第２及び第３の直交成分を出力するダブル・クォドラ
チャ・ミキシング機能と、前記ダブル・クォドラチャ・
ミキシング機能により求められた前記第２及び第３の直
交成分を、Ｉ成分及びＱ成分毎にそれぞれ加算又は減算
してベースバンドの第４の直交成分を出力する加算機能
と、前記加算機能により求められた前記第４の直交成分
の高域成分を強調する高次ローパス・フィルタリング機
能とを備えた妨害波抑圧方法を提供する。

【００１４】

【発明の実施の形態】図１に、本発明に係る無線受信機
の構成図を示す。

【００１５】本発明に係る無線受信器は、アンテナ１、
デュプレクサ２、低雑音増幅器３、バンドパス・フィル
タ４、ミキサ５及び６、９０°移相器７、電圧制御発振
器８、ローパス・フィルタ９及び１０、ＡＧＣアンプ１
１及び１２、Ａ／Ｄコンバータ１３及び１４、２つの直
交信号であるＳＩＮとＣＯＳを出力するディジタル型の
信号発生器１５、ミキサ１６、１７、１８及び１９、加
算器２０及び２１、高次のローパスフィルタ２２及び２
３、ディジタル型のＡＧＣ回路２４及び２５、ピーク・
レベル検出器２６、検波器２７及び出力端子２８を備え
る。

【００１６】デュプレクサ２は信号Ｔｘにより送受信が
切り替えられ、受信動作時にアンテナ１から入力された
信号は、各回路を経て、ミキサ５及び６に入力される。
ここで、ミキサ５並びに６及び９０°移相器７からなる
構成をクォドラチャ・ミキサと称する。

【００１７】また、ディジタル正弦波信号発生器１５か
らは、その出力端子ＣＯＳ及びＳＩＮより各々直交した
ＣＯＳ信号及びＳＩＮ信号が出力され、各々ミキサ１６
及び１８、ミキサ１７及び１９に入力される。ここで、
ミキサ１６、１７、１８、１９及びディジタル正弦波信
号発生器１５から成る構成をダブル・クォドラチャ・ミ
キサと称する。

【００１８】本発明によると、クォドラチャ・ミキサ、
ダブル・クォドラチャ・ミキサ及び加算器によりイメー
ジ抑圧を図ることができる。さらに、フィルタは集積化
可能とし、チャネル間隔の半分に中間周波数（ＩＦ）を
選ぶものの、性能の劣化を高次のローパス・フィルタの
特性を工夫して改善させるようにする。

【００１９】つぎに、本発明に係る無線受信器の動作を
説明する。図２に、入力段における希望波と妨害波のス
ペクトル図を示す。

【００２０】いま、図２に示すように、ハッチをした希
望変調信号（中心周波数ｆ_D）とこれに１チャネル隔て
て隣々接チャネルに妨害波（中心周波数ｆ_U）が同時に
アンテナ１から入力されると、これらの信号は、デュプ
レクサ２を経て低雑音増幅器３及びバンドパス・フィル
タ４を通過してミキサ５，６に入力される。局部発振器
として動作する電圧制御発振器８（周波数ｆ_O）は、９
０°移相器７で位相差９０°の２つの信号に分けられ、
ミキサ５及びミキサ６のもう一方の入力信号となる。

【００２１】ここで、一例として、発振周波数ｆ_Oは入
力信号のチャネル間隔の半分になるように設定され、図
の例では希望波のすぐ左側に設定されるものとする。通
常、無線受信機が同一セル内に在る場合は、チャネル信
号は、図２の配置点で示されるように１波おきに配置さ
れているが、隣接セルとの境界エリアに在る場合には、
ｆ_Dとｆ_Uの間のチャネルにも信号が存在する場合があ
る。このような時でも良好に受信できるように、電圧制
御発振器８の周波数ｆ_Oは先に述べたように、チャネル
間隔の半分になっている。

【００２２】ここで具体例として、例えば、チャネル間
隔を２００ＫＨｚ、ｆ_D−ｆ_O＝１００ＫＨｚ、ｆ_U−
ｆ_O＝−３００ＫＨｚとし、希望波、妨害波の各サイド
バンドの片側の帯域幅は１５０ＫＨｚと想定する。

【００２３】つぎに、図３に、クォドラチャ・ミキサの
出力信号をベクトル的に表わした図を示す。図３は、ミ
キサ５，６の出力信号が、それぞれローパス・フィルタ
９，１０を通して得られた信号のベクトル図の変調信号
を示している。図３（ａ）は、ミキサ５の出力信号であ
り、和成分がローパス・フィルタ９で除去されて差成分
のみが現われた図である。希望波は１００ＫＨｚのキャ
リアに、妨害波は−３００ＫＨｚに変換されて各々同相
成分として出力される。この信号はＩ信号系として次段
のＡＧＣ・アンプ１１で適当なレベルまで増幅されＡ／
Ｄコンバータ１３により、ディジタル信号に変換されミ
キサ１６，１７に入力される。なお、両信号の横方向の
ずれは、希望波と妨害波とが４００ＫＨｚ離れているこ
とを示したものである。

【００２４】一方、図３（ｂ）は、ミキサ６の信号をロ
ーパスフィルタ１０を経て得られる図であり、図３
（ａ）に対して直交しているので同図のようになってい
る。この信号は、したがって、Ｑ信号系として次段のＡ
ＧＣ・アンプ１２で増幅され、Ａ／Ｄコンバータ１４で
ディジタル信号に変換され、ミキサ１８，１９に入力さ
れる。

【００２５】つぎに、図４及び図５に、ダブル・クォド
ラチャ・ミキサの出力信号をベクトル的に表した図
（１）及び（２）を示す。

【００２６】図４（ａ）は、ミキサ１６の出力ベクトル
であり、希望波のベースバンド信号と２００ＫＨｚの信
号、及び妨害波の−２００ＫＨｚの変調信号が同相成分
として得られる。

【００２７】図４（ｂ）は、ミキサ１９の出力ベクトル
である。希望波のベースバンド信号と２００ＫＨｚの信
号とが、逆相成分となる。また、妨害波の−２００ＫＨ
ｚの変調信号が図４（ａ）と逆相成分として得られる。

【００２８】ここで、２×面積Ｓ_１＝面積Ｓ_２、の関係
になる。

【００２９】図５（ａ）は、ミキサ１７の出力ベクトル
である。希望波のベースバンド信号と２００ＫＨｚの信
号とが、逆相成分となる。また、妨害波の−２００ＫＨ
ｚの変調信号は、希望波の２００ＫＨｚの信号と同相成
分となる。

【００３０】図５（ｂ）は、ミキサ１８の出力ベクトル
であり、希望波のベースバンド信号と２００ＫＨｚの信
号、及び妨害波の−２００ＫＨｚの変調信号が同相成分
として得られる。妨害波の−２００ＫＨｚの変調信号
は、図５（ａ）と逆相成分として得られる。

【００３１】ここで、２×面積Ｓ_３＝面積Ｓ_４、の関係
になる。

【００３２】つぎに、図６に、加算器の出力スペクトル
図を示す。図６（ａ），（ｂ）は、各々加算器２０，２
１の出力信号を示した図である。図４及び図５に示され
たように、それぞれ、所望の直交するベースバンド信号
が得られると共に、希望波の変調信号（２００ＫＨｚ）
や、妨害波（−２００ＫＨｚ）は除去されていることが
わかる。ここで、このように、希望信号を取り出し、そ
のイメージ信号を抑圧することができるので、クォドラ
チャ・ミキサ、ダブル・クォドラチャ・ミキサ及び加算
器を備える構成をイメージ・キャンセリング回路と称す
る。

【００３３】ここで図６のベースバンド信号スペクトラ
ムは、約１００ＫＨｚから１５０ＫＨｚまでの成分が半
減しており、また、半減した成分が５０〜１００ＫＨｚ
に折り返っている。すなわち、図中６ａ及び６ｂにおい
ては、それぞれ折り返し成分が存在するため、信号とし
ては二重になっている。この折り返し成分は除去できな
いが、半減した１００〜１５０ＫＨｚの成分は、次段の
高次ローパスフィルタ２２，２３により補正することが
できる。

【００３４】図７に、高次ローパス・フィルタの特性
（振幅）を表わす図の一例を示す。この特性では、１０
０〜１５０ＫＨｚにおいて、通過利得を高くするように
している。すなわち、１００〜１５０ＫＨｚ帯域の振幅
を、例えば約２倍程度強調するようにされる。この結
果、高次ローパス・フィルタ２２，２３の両出力での半
減した信号は、この部分について相対的に利得が高くな
り、補正することができる。なお、高次ローパス・フィ
ルタ２２及び２３は、ディジタルフィルタなので、急峻
なチャネルセレクション特性を有するフィルタを構成す
ることができる。

【００３５】図８に、高次ローパス・フィルタの出力ベ
ースバンド信号を表わす図を示す。

【００３６】図に示されるように、補正された高次ロー
パス・フィルタ２２，２３の出力信号が得られる。図中
８ａ及び８ｂは、前述した折り返し成分であり、除去さ
れていないものの、全体的にみるとそれほど影響しない
程度である。

【００３７】つぎに、これら高次ローバス・フィルタ２
２及び２３の出力は、次段のディジタルＡＧＣ回路２
４，２５に送られる。この出力はピーク検出器２６によ
り、次式に示すような基準電圧に従い、振幅を適切な値
に制御する。

【００３８】（Ｉ²＋Ｑ²）^1/2＞Ｖ_REF → 減少（Ｉ²＋Ｑ²）^1/2＝Ｖ_REF → 保持（Ｉ²＋Ｑ²）^1/2＜Ｖ_REF → 増加但しＩ：ディジタルＡＧＣ回路２４の出力信号Ｑ：ディジタルＡＧＣ回路２５の出力信号Ｖ_REF：内部基準電圧このＡＧＣ機能は、図４及び図５に示したように、妨害
波レベルが希望波に対して大きい時、高次ローパス・フ
ィルタ２４，２５では妨害波は除去されるが、希望波が
小さくなってしまうため、Ｓ／Ｎを劣化させるのを防ぐ
ためにある。所定のレベルまで増幅されたＩチャネル，
Ｑチャネル両信号は、検波器２７にて検波され、正規の
ディジタル復調信号が端子２７より取り出される。

【００３９】ここで、（Ｉ²＋Ｑ²）^1/2の信号は、受
信電界強度レベル信号（ＲＳＳＩ）として使用すること
もできる。

【００４０】つぎに、他の実施の形態について説明す
る。

【００４１】図９に、隣接チャネルにＧＳＭ信号が存在
する時の入力段のスペクトラムを表わす図を示す。図９
は、他の実施の形態における移動体無線受信機の入力信
号を示している。

【００４２】すなわち、特殊な場合として、欧州の自動
車携帯電話の標準方式であるＧＳＭ（ＧｒｏｕｐＳｐ
ｅｃｉａｌＭｏｂｉｌｅ）の場合、チャネル間隔は２
００ＫＨｚであり、側帯波の帯域は約１５０ＫＨｚであ
る。同図においてサイドバンドに棒線が引かれているの
は、基地局から基準となる周波数の補正用信号が（パイ
ロット）±６７．７ＫＨｚに変調されて移動局に送出さ
れていることを示す。

【００４３】ここで、移動局が希望波以外に隣接チャネ
ルも受信したとすると、この信号の周波数補正用信号
は、２００−６７．７＝１３２．３ＫＨｚとなって、希
望信号帯域に落ち込んで来る。

【００４４】このような場合、本発明の構成では、高次
ローパス・フィルタ２２，２３の周波数特性を、次のよ
うにすることができる。

【００４５】図１０に、ＧＳＭ用の高次ローパス・フィ
ルタの振幅特性を表わす図の一例を示す。

【００４６】すなわち、例えば、カットオフ周波数を約
１００ＫＨｚ（３ｄＢ低下）に選ぶと、約１３２．３Ｋ
Ｈｚに減衰極を設け、さらに１００ＫＨｚから１５０Ｋ
Ｈｚの間の振幅は通常（波線で示す特性）よりも多目に
して、この帯域内の信号成分を増幅させることである。
このようにすることにより、妨害となる補正用信号（丸
印の破線で図９に示す）を抑圧し、希望波の高域成分を
所定のレベルまで再生することができる。

【００４７】以上のように、本発明の実施の形態では、
電圧制御発振器８の周波数が希望波よりも低い場合を説
明したが、これよりも高い場合には、図１の加算器２
０，２１を減算器に替えるだけで他は全く同一構成で実
現できる。

【００４８】また、本発明の実施の形態では、ダブル・
クォドラチャ・ミキサをディジタル回路で構成する例を
示したが、アナログ回路で実現し、加算器の出力信号を
Ａ／Ｄコンバータでディジタル信号にかえても同様の結
果が得られる。

【００４９】

【発明の効果】このように、本発明によれば、クォドラ
チャ・ミキサとダブル・クォドラチャ・ミキサ及び加
（減）算器等を用いることによりイメージ妨害波を抑圧
することができるので、通常のスーパー・ヘテロダイン
受信機のような外付の弾性表面波フィルタやセラミック
・フィルタ等、高価で容積のかさばる部品が必要ではな
くなる。

【００５０】また、本発明によれば、直接ベースバンド
信号へ変換するダイレクト変換方式に比べて、回路動作
における超線形性を必要としないので、消費電流の増大
や動作の不安定性を招かないようにすることができる。

【００５１】そして、本発明によれば、小型化、低消費
電力化に向き、携帯電話には最適な無線受信機を提供す
ることが出来る等の顕著な効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る無線受信機の構成図。

【図２】入力段における希望波と妨害波のスペクトル
図。

【図３】クォドラチャ・ミキサの出力信号をベクトル的
に表わした図。

【図４】ダブル・クォドラチャ・ミキサの出力信号をベ
クトル的に表わした図（１）。

【図５】ダブル・クォドラチャ・ミキサの出力信号をベ
クトル的に表わした図（２）。

【図６】加算器の出力スペクトルを表わす図。

【図７】高次ローパス・フィルタの特性（振幅）を表わ
す図。

【図８】高次ローパス・フィルタの出力ベースバンド信
号を表わす図。

【図９】隣接チャネルにＧＳＭ信号が存在する時の入力
段のスペクトラムを表わす図。

【図１０】ＧＳＭ用の高次ローパス・フィルタの振幅特
性を表わす図。

【符号の説明】

１アンテナ２デュプレクサ３低雑音増幅器４バンドパス・フィルタ５，６，１６，１７，１８，１９ミキサ７９０°移相器８電圧制御発振器９，１０ローパス・フィルタ１１，１２ＡＧＣ・アンプ１３，１４Ａ／Ｄコンバータ１５ディジタル正弦波信号発生器２０，２１加算器２２，２３高次ローパス・フィルタ２４，２５ディジタルＡＧＣ回路２６ピーク信号検出器２７検波器の出力端子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】高周波入力信号を周波数変換し、第１の直
交成分を出力するクォドラチャ・ミキサと、前記クォドラチャ・ミキサから出力された前記第１の直
交成分を、これとほぼ同程度の周波数により周波数変換
し、それぞれ第２及び第３の直交成分を出力するダブル
・クォドラチャ・ミキサと、前記ダブル・クォドラチャ・ミキサから出力された前記
第２及び第３の直交成分を、Ｉ成分及びＱ成分毎にそれ
ぞれ加算又は減算してベースバンドの第４の直交成分を
出力する加算器と、前記加算器から出力された前記第４の直交成分の高域成
分を強調する高次ローパス・フィルタとを備えた妨害波
抑圧回路。
【請求項２】高周波入力信号を周波数変換し、第１の直
交成分を出力するクォドラチャ・ミキサと、前記クォドラチャ・ミキサから出力された前記第１の直
交成分を、これとほぼ同程度の周波数により周波数変換
し、それぞれ第２及び第３の直交成分を出力するダブル
・クォドラチャ・ミキサと、前記ダブル・クォドラチャ・ミキサから出力された前記
第２及び第３の直交成分を、Ｉ成分及びＱ成分毎にそれ
ぞれ加算又は減算してベースバンドの第４の直交成分を
出力する加算器と、前記加算器から出力された前記第４の直交成分の高域成
分を強調する高次ローパス・フィルタと前記高次ローパ
スフィルタの出力の利得を調整する利得調整回路と、前記利得調整回路の出力を検波する検波器とを備えた無
線受信機。
【請求項３】前記高次ローパス・フィルタは、隣接チャネルの妨害信号を抑圧する減衰極をもたせ、か
つ、高域成分を強調した特性を備えることを特徴とする
請求項１に記載の妨害波抑圧回路又は請求項２に記載の
無線受信機。
【請求項４】前記クォドラチャ・ミキサから出力された
第１の直交成分から低周波成分を取り出すローパスフィ
ルタと、前記ローパスフィルタの出力をディジタル変換するＡ／
Ｄ変換器とをさらに備えたことを特徴とする請求項１に
記載の妨害波抑圧回路又は請求項２に記載の無線受信
機。
【請求項５】高周波入力信号を周波数変換し、第１の直
交成分を出力するクォドラチャ・ミキシング機能と、前記クォドラチャ・ミキシング機能により求められた前
記第１の直交成分を、これとほぼ同程度の周波数により
周波数変換し、それぞれ第２及び第３の直交成分を出力
するダブル・クォドラチャ・ミキシング機能と、前記ダブル・クォドラチャ・ミキシング機能により求め
られた前記第２及び第３の直交成分を、Ｉ成分及びＱ成
分毎にそれぞれ加算又は減算してベースバンドの第４の
直交成分を出力する加算機能と、前記加算機能により求められた前記第４の直交成分の高
域成分を強調する高次ローパス・フィルタリング機能と
を備えた妨害波抑圧方法。
【請求項６】前記高次ローパス・フィルタリング機能、隣接チャネルの妨害信号を抑圧する減衰極をもたせ、か
つ、高域成分を強調した特性を備えることを特徴とする
請求項５に記載の妨害波抑圧方法。