JPH10313261A - 妨害波抑圧回路、妨害波抑圧方法及び無線受信機 - Google Patents
妨害波抑圧回路、妨害波抑圧方法及び無線受信機Info
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- JPH10313261A JPH10313261A JP12087397A JP12087397A JPH10313261A JP H10313261 A JPH10313261 A JP H10313261A JP 12087397 A JP12087397 A JP 12087397A JP 12087397 A JP12087397 A JP 12087397A JP H10313261 A JPH10313261 A JP H10313261A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 小型化、低消費電力化に向き、携帯に最適な
無線受信機を提供する。 【解決手段】 デュプレクサ2は信号Txにより送受信
が切り替えられ、受信動作時にアンテナ1から入力され
た信号は、各回路を経て、ミキサ5及び6に入力され
る。ミキサ5並びに6及び90°移相器7からなる構成
をクォドラチャ・ミキサと称する。また、ディジタル正
弦波信号発生器15は、その出力端子COS及びSIN
より各々直交したCOS信号及びSIN信号が出力さ
れ、各々ミキサ16及び18、ミキサ17及び19に入
力される。ミキサ16、17、18、19及びディジタ
ル正弦波信号発生器15から成る構成をダブル・クォド
ラチャ・ミキサと称する。クォドラチャ・ミキサ、ダブ
ル・クォドラチャ・ミキサ及び加算器によりイメージ抑
圧を図る。さらに、フィルタは集積化可能とし、チャネ
ル間隔の半分に中間周波数(IF)を選ぶものの、性能
の劣化を高次ローパス・フィルタ22,23の特性を工
夫して改善させるようにする。
無線受信機を提供する。 【解決手段】 デュプレクサ2は信号Txにより送受信
が切り替えられ、受信動作時にアンテナ1から入力され
た信号は、各回路を経て、ミキサ5及び6に入力され
る。ミキサ5並びに6及び90°移相器7からなる構成
をクォドラチャ・ミキサと称する。また、ディジタル正
弦波信号発生器15は、その出力端子COS及びSIN
より各々直交したCOS信号及びSIN信号が出力さ
れ、各々ミキサ16及び18、ミキサ17及び19に入
力される。ミキサ16、17、18、19及びディジタ
ル正弦波信号発生器15から成る構成をダブル・クォド
ラチャ・ミキサと称する。クォドラチャ・ミキサ、ダブ
ル・クォドラチャ・ミキサ及び加算器によりイメージ抑
圧を図る。さらに、フィルタは集積化可能とし、チャネ
ル間隔の半分に中間周波数(IF)を選ぶものの、性能
の劣化を高次ローパス・フィルタ22,23の特性を工
夫して改善させるようにする。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、妨害波抑圧回路、
妨害波抑圧方法及び無線受信機に係わり、特に、クォド
ラチャ・ミキサ及びダブル・クォドラチャ・ミキサによ
りイメージ抑圧を図り、高次ローパス・フィルタにより
高域成分を強調し集積化可能とする妨害波抑圧回路、妨
害波抑圧方法及び無線受信器に関する。
妨害波抑圧方法及び無線受信機に係わり、特に、クォド
ラチャ・ミキサ及びダブル・クォドラチャ・ミキサによ
りイメージ抑圧を図り、高次ローパス・フィルタにより
高域成分を強調し集積化可能とする妨害波抑圧回路、妨
害波抑圧方法及び無線受信器に関する。
【0002】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】従来、
多数のチャネル信号波が入力され、その中から希望の1
チャネルを選択受信する無線受信機においては、スーパ
ー・ヘテロダイン受信機が主流である。スーパー・ヘテ
ロダイン受信器においては、中間周波数は数+MHzか
ら数百MHzと高く、そのフィルターとしては、弾性表
面波(SAW)フィルタやセラミック・フィルタが必要
である。
多数のチャネル信号波が入力され、その中から希望の1
チャネルを選択受信する無線受信機においては、スーパ
ー・ヘテロダイン受信機が主流である。スーパー・ヘテ
ロダイン受信器においては、中間周波数は数+MHzか
ら数百MHzと高く、そのフィルターとしては、弾性表
面波(SAW)フィルタやセラミック・フィルタが必要
である。
【0003】しかしながら、一般に無線通信機が小型化
・軽量化される中にあって、このようなフィルターは、
例えば、相対的に大きくかさばり、またコスト低減の阻
害要因にもなってきている。
・軽量化される中にあって、このようなフィルターは、
例えば、相対的に大きくかさばり、またコスト低減の阻
害要因にもなってきている。
【0004】これを回避する技術としては、従来、ダイ
レクト変換方式と称される受信方式が提案されている。
ダイレクト変換方式においては、中間周波数が零(ゼ
ロ)なので、外付けのフィルターが不要となる。
レクト変換方式と称される受信方式が提案されている。
ダイレクト変換方式においては、中間周波数が零(ゼ
ロ)なので、外付けのフィルターが不要となる。
【0005】しかしながら、線形性を保つためにアンプ
やミキサーに多大な電流を流す必要があるため、無線通
信機の低消費電力化に不向きであるのみならず、DCオ
フセットや2次歪の抑圧等電気的性能も充分には達成す
ることは難しい等の課題があった。
やミキサーに多大な電流を流す必要があるため、無線通
信機の低消費電力化に不向きであるのみならず、DCオ
フセットや2次歪の抑圧等電気的性能も充分には達成す
ることは難しい等の課題があった。
【0006】本発明は、以上の点に鑑み、クォドラチャ
・ミキサとダブル・クォドラチャ・ミキサ及び加(減)
算器等を用いることによりイメージ妨害波を抑圧するよ
うにし、通常のスーパー・ヘテロダイン受信機のような
外付の弾性表面波フィルタやセラミック・フィルタ等、
高価で容積のかさばる部品を不要とした妨害波抑圧回
路、妨害波抑圧方法及び無線受信器を提供することを目
的とする。
・ミキサとダブル・クォドラチャ・ミキサ及び加(減)
算器等を用いることによりイメージ妨害波を抑圧するよ
うにし、通常のスーパー・ヘテロダイン受信機のような
外付の弾性表面波フィルタやセラミック・フィルタ等、
高価で容積のかさばる部品を不要とした妨害波抑圧回
路、妨害波抑圧方法及び無線受信器を提供することを目
的とする。
【0007】また、本発明は、直接ベースバンド信号へ
変換するダイレクト変換方式に比べて、回路動作におけ
る超線形性を必要とせず、消費電流の増大や動作の不安
定性を招かないようにした妨害波抑圧回路、妨害波抑圧
方法及び無線受信器を提供することを目的とする。
変換するダイレクト変換方式に比べて、回路動作におけ
る超線形性を必要とせず、消費電流の増大や動作の不安
定性を招かないようにした妨害波抑圧回路、妨害波抑圧
方法及び無線受信器を提供することを目的とする。
【0008】そして、本発明は、小型化、低消費電力化
に向き、携帯電話には最適な無線受信機を提供すること
を目的とする。
に向き、携帯電話には最適な無線受信機を提供すること
を目的とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記2方式の
中間的な方式として低中間周波方式(LowIF方式)
を提供する。本発明によると、特に、クォドラチャ・ミ
キサ、ダブル・クォドラチャ・ミキサ及び加算器により
イメージ抑圧を図る。また、フィルタは集積化可能と
し、チャネル間隔の半分(例えば、100KHz等)に
中間周波数(IF)を選ぶものの、性能の劣化を高次の
ローパス・フィルタの特性を工夫して改善させるように
する。
中間的な方式として低中間周波方式(LowIF方式)
を提供する。本発明によると、特に、クォドラチャ・ミ
キサ、ダブル・クォドラチャ・ミキサ及び加算器により
イメージ抑圧を図る。また、フィルタは集積化可能と
し、チャネル間隔の半分(例えば、100KHz等)に
中間周波数(IF)を選ぶものの、性能の劣化を高次の
ローパス・フィルタの特性を工夫して改善させるように
する。
【0010】本発明は、多数のチャネルの中から希望す
る1チャネルを選択するスーパーヘテロダイン受信機に
おいて、中間周波数を極端に低く、例えばチャネル間隔
の半分に選んで復調を行なう無線受信機であって、特に
高次の低域通過フィルターの高域成分を強調することに
より正規の受信が可能となる。
る1チャネルを選択するスーパーヘテロダイン受信機に
おいて、中間周波数を極端に低く、例えばチャネル間隔
の半分に選んで復調を行なう無線受信機であって、特に
高次の低域通過フィルターの高域成分を強調することに
より正規の受信が可能となる。
【0011】本発明の第1の解決手段によれば、高周波
入力信号を周波数変換し、第1の直交成分を出力するク
ォドラチャ・ミキサと、前記クォドラチャ・ミキサから
出力された前記第1の直交成分を、これとほぼ同程度の
周波数により周波数変換し、それぞれ第2及び第3の直
交成分を出力するダブル・クォドラチャ・ミキサと、前
記ダブル・クォドラチャ・ミキサから出力された前記第
2及び第3の直交成分を、I成分及びQ成分毎にそれぞ
れ加算又は減算してベースバンドの第4の直交成分を出
力する加算器と、前記加算器から出力された前記第4の
直交成分の高域成分を強調する高次ローパス・フィルタ
とを備えた妨害波抑圧回路を提供する。
入力信号を周波数変換し、第1の直交成分を出力するク
ォドラチャ・ミキサと、前記クォドラチャ・ミキサから
出力された前記第1の直交成分を、これとほぼ同程度の
周波数により周波数変換し、それぞれ第2及び第3の直
交成分を出力するダブル・クォドラチャ・ミキサと、前
記ダブル・クォドラチャ・ミキサから出力された前記第
2及び第3の直交成分を、I成分及びQ成分毎にそれぞ
れ加算又は減算してベースバンドの第4の直交成分を出
力する加算器と、前記加算器から出力された前記第4の
直交成分の高域成分を強調する高次ローパス・フィルタ
とを備えた妨害波抑圧回路を提供する。
【0012】本発明の第2の解決手段によれば、高周波
入力信号を周波数変換し、第1の直交成分を出力するク
ォドラチャ・ミキサと、前記クォドラチャ・ミキサから
出力された前記第1の直交成分を、これとほぼ同程度の
周波数により周波数変換し、それぞれ第2及び第3の直
交成分を出力するダブル・クォドラチャ・ミキサと、前
記ダブル・クォドラチャ・ミキサから出力された前記第
2及び第3の直交成分を、I成分及びQ成分毎にそれぞ
れ加算又は減算してベースバンドの第4の直交成分を出
力する加算器と、前記加算器から出力された前記第4の
直交成分の高域成分を強調する高次ローパス・フィルタ
と前記高次ローパスフィルタの出力の利得を調整する利
得調整回路と、前記利得調整回路の出力を検波する検波
器とを備えた無線受信機を提供する。
入力信号を周波数変換し、第1の直交成分を出力するク
ォドラチャ・ミキサと、前記クォドラチャ・ミキサから
出力された前記第1の直交成分を、これとほぼ同程度の
周波数により周波数変換し、それぞれ第2及び第3の直
交成分を出力するダブル・クォドラチャ・ミキサと、前
記ダブル・クォドラチャ・ミキサから出力された前記第
2及び第3の直交成分を、I成分及びQ成分毎にそれぞ
れ加算又は減算してベースバンドの第4の直交成分を出
力する加算器と、前記加算器から出力された前記第4の
直交成分の高域成分を強調する高次ローパス・フィルタ
と前記高次ローパスフィルタの出力の利得を調整する利
得調整回路と、前記利得調整回路の出力を検波する検波
器とを備えた無線受信機を提供する。
【0013】本発明の第3の解決手段によれば、高周波
入力信号を周波数変換し、第1の直交成分を出力するク
ォドラチャ・ミキシング機能と、前記クォドラチャ・ミ
キシング機能により求められた前記第1の直交成分を、
これとほぼ同程度の周波数により周波数変換し、それぞ
れ第2及び第3の直交成分を出力するダブル・クォドラ
チャ・ミキシング機能と、前記ダブル・クォドラチャ・
ミキシング機能により求められた前記第2及び第3の直
交成分を、I成分及びQ成分毎にそれぞれ加算又は減算
してベースバンドの第4の直交成分を出力する加算機能
と、前記加算機能により求められた前記第4の直交成分
の高域成分を強調する高次ローパス・フィルタリング機
能とを備えた妨害波抑圧方法を提供する。
入力信号を周波数変換し、第1の直交成分を出力するク
ォドラチャ・ミキシング機能と、前記クォドラチャ・ミ
キシング機能により求められた前記第1の直交成分を、
これとほぼ同程度の周波数により周波数変換し、それぞ
れ第2及び第3の直交成分を出力するダブル・クォドラ
チャ・ミキシング機能と、前記ダブル・クォドラチャ・
ミキシング機能により求められた前記第2及び第3の直
交成分を、I成分及びQ成分毎にそれぞれ加算又は減算
してベースバンドの第4の直交成分を出力する加算機能
と、前記加算機能により求められた前記第4の直交成分
の高域成分を強調する高次ローパス・フィルタリング機
能とを備えた妨害波抑圧方法を提供する。
【0014】
【発明の実施の形態】図1に、本発明に係る無線受信機
の構成図を示す。
の構成図を示す。
【0015】本発明に係る無線受信器は、アンテナ1、
デュプレクサ2、低雑音増幅器3、バンドパス・フィル
タ4、ミキサ5及び6、90°移相器7、電圧制御発振
器8、ローパス・フィルタ9及び10、AGCアンプ1
1及び12、A/Dコンバータ13及び14、2つの直
交信号であるSINとCOSを出力するディジタル型の
信号発生器15、ミキサ16、17、18及び19、加
算器20及び21、高次のローパスフィルタ22及び2
3、ディジタル型のAGC回路24及び25、ピーク・
レベル検出器26、検波器27及び出力端子28を備え
る。
デュプレクサ2、低雑音増幅器3、バンドパス・フィル
タ4、ミキサ5及び6、90°移相器7、電圧制御発振
器8、ローパス・フィルタ9及び10、AGCアンプ1
1及び12、A/Dコンバータ13及び14、2つの直
交信号であるSINとCOSを出力するディジタル型の
信号発生器15、ミキサ16、17、18及び19、加
算器20及び21、高次のローパスフィルタ22及び2
3、ディジタル型のAGC回路24及び25、ピーク・
レベル検出器26、検波器27及び出力端子28を備え
る。
【0016】デュプレクサ2は信号Txにより送受信が
切り替えられ、受信動作時にアンテナ1から入力された
信号は、各回路を経て、ミキサ5及び6に入力される。
ここで、ミキサ5並びに6及び90°移相器7からなる
構成をクォドラチャ・ミキサと称する。
切り替えられ、受信動作時にアンテナ1から入力された
信号は、各回路を経て、ミキサ5及び6に入力される。
ここで、ミキサ5並びに6及び90°移相器7からなる
構成をクォドラチャ・ミキサと称する。
【0017】また、ディジタル正弦波信号発生器15か
らは、その出力端子COS及びSINより各々直交した
COS信号及びSIN信号が出力され、各々ミキサ16
及び18、ミキサ17及び19に入力される。ここで、
ミキサ16、17、18、19及びディジタル正弦波信
号発生器15から成る構成をダブル・クォドラチャ・ミ
キサと称する。
らは、その出力端子COS及びSINより各々直交した
COS信号及びSIN信号が出力され、各々ミキサ16
及び18、ミキサ17及び19に入力される。ここで、
ミキサ16、17、18、19及びディジタル正弦波信
号発生器15から成る構成をダブル・クォドラチャ・ミ
キサと称する。
【0018】本発明によると、クォドラチャ・ミキサ、
ダブル・クォドラチャ・ミキサ及び加算器によりイメー
ジ抑圧を図ることができる。さらに、フィルタは集積化
可能とし、チャネル間隔の半分に中間周波数(IF)を
選ぶものの、性能の劣化を高次のローパス・フィルタの
特性を工夫して改善させるようにする。
ダブル・クォドラチャ・ミキサ及び加算器によりイメー
ジ抑圧を図ることができる。さらに、フィルタは集積化
可能とし、チャネル間隔の半分に中間周波数(IF)を
選ぶものの、性能の劣化を高次のローパス・フィルタの
特性を工夫して改善させるようにする。
【0019】つぎに、本発明に係る無線受信器の動作を
説明する。図2に、入力段における希望波と妨害波のス
ペクトル図を示す。
説明する。図2に、入力段における希望波と妨害波のス
ペクトル図を示す。
【0020】いま、図2に示すように、ハッチをした希
望変調信号(中心周波数fD )とこれに1チャネル隔て
て隣々接チャネルに妨害波(中心周波数fU )が同時に
アンテナ1から入力されると、これらの信号は、デュプ
レクサ2を経て低雑音増幅器3及びバンドパス・フィル
タ4を通過してミキサ5,6に入力される。局部発振器
として動作する電圧制御発振器8(周波数fO )は、9
0°移相器7で位相差90°の2つの信号に分けられ、
ミキサ5及びミキサ6のもう一方の入力信号となる。
望変調信号(中心周波数fD )とこれに1チャネル隔て
て隣々接チャネルに妨害波(中心周波数fU )が同時に
アンテナ1から入力されると、これらの信号は、デュプ
レクサ2を経て低雑音増幅器3及びバンドパス・フィル
タ4を通過してミキサ5,6に入力される。局部発振器
として動作する電圧制御発振器8(周波数fO )は、9
0°移相器7で位相差90°の2つの信号に分けられ、
ミキサ5及びミキサ6のもう一方の入力信号となる。
【0021】ここで、一例として、発振周波数fO は入
力信号のチャネル間隔の半分になるように設定され、図
の例では希望波のすぐ左側に設定されるものとする。通
常、無線受信機が同一セル内に在る場合は、チャネル信
号は、図2の配置点で示されるように1波おきに配置さ
れているが、隣接セルとの境界エリアに在る場合には、
fD とfU の間のチャネルにも信号が存在する場合があ
る。このような時でも良好に受信できるように、電圧制
御発振器8の周波数fO は先に述べたように、チャネル
間隔の半分になっている。
力信号のチャネル間隔の半分になるように設定され、図
の例では希望波のすぐ左側に設定されるものとする。通
常、無線受信機が同一セル内に在る場合は、チャネル信
号は、図2の配置点で示されるように1波おきに配置さ
れているが、隣接セルとの境界エリアに在る場合には、
fD とfU の間のチャネルにも信号が存在する場合があ
る。このような時でも良好に受信できるように、電圧制
御発振器8の周波数fO は先に述べたように、チャネル
間隔の半分になっている。
【0022】ここで具体例として、例えば、チャネル間
隔を200KHz、fD −fO =100KHz、fU −
fO =−300KHzとし、希望波、妨害波の各サイド
バンドの片側の帯域幅は150KHzと想定する。
隔を200KHz、fD −fO =100KHz、fU −
fO =−300KHzとし、希望波、妨害波の各サイド
バンドの片側の帯域幅は150KHzと想定する。
【0023】つぎに、図3に、クォドラチャ・ミキサの
出力信号をベクトル的に表わした図を示す。図3は、ミ
キサ5,6の出力信号が、それぞれローパス・フィルタ
9,10を通して得られた信号のベクトル図の変調信号
を示している。図3(a)は、ミキサ5の出力信号であ
り、和成分がローパス・フィルタ9で除去されて差成分
のみが現われた図である。希望波は100KHzのキャ
リアに、妨害波は−300KHzに変換されて各々同相
成分として出力される。この信号はI信号系として次段
のAGC・アンプ11で適当なレベルまで増幅されA/
Dコンバータ13により、ディジタル信号に変換されミ
キサ16,17に入力される。なお、両信号の横方向の
ずれは、希望波と妨害波とが400KHz離れているこ
とを示したものである。
出力信号をベクトル的に表わした図を示す。図3は、ミ
キサ5,6の出力信号が、それぞれローパス・フィルタ
9,10を通して得られた信号のベクトル図の変調信号
を示している。図3(a)は、ミキサ5の出力信号であ
り、和成分がローパス・フィルタ9で除去されて差成分
のみが現われた図である。希望波は100KHzのキャ
リアに、妨害波は−300KHzに変換されて各々同相
成分として出力される。この信号はI信号系として次段
のAGC・アンプ11で適当なレベルまで増幅されA/
Dコンバータ13により、ディジタル信号に変換されミ
キサ16,17に入力される。なお、両信号の横方向の
ずれは、希望波と妨害波とが400KHz離れているこ
とを示したものである。
【0024】一方、図3(b)は、ミキサ6の信号をロ
ーパスフィルタ10を経て得られる図であり、図3
(a)に対して直交しているので同図のようになってい
る。この信号は、したがって、Q信号系として次段のA
GC・アンプ12で増幅され、A/Dコンバータ14で
ディジタル信号に変換され、ミキサ18,19に入力さ
れる。
ーパスフィルタ10を経て得られる図であり、図3
(a)に対して直交しているので同図のようになってい
る。この信号は、したがって、Q信号系として次段のA
GC・アンプ12で増幅され、A/Dコンバータ14で
ディジタル信号に変換され、ミキサ18,19に入力さ
れる。
【0025】つぎに、図4及び図5に、ダブル・クォド
ラチャ・ミキサの出力信号をベクトル的に表した図
(1)及び(2)を示す。
ラチャ・ミキサの出力信号をベクトル的に表した図
(1)及び(2)を示す。
【0026】図4(a)は、ミキサ16の出力ベクトル
であり、希望波のベースバンド信号と200KHzの信
号、及び妨害波の−200KHzの変調信号が同相成分
として得られる。
であり、希望波のベースバンド信号と200KHzの信
号、及び妨害波の−200KHzの変調信号が同相成分
として得られる。
【0027】図4(b)は、ミキサ19の出力ベクトル
である。希望波のベースバンド信号と200KHzの信
号とが、逆相成分となる。また、妨害波の−200KH
zの変調信号が図4(a)と逆相成分として得られる。
である。希望波のベースバンド信号と200KHzの信
号とが、逆相成分となる。また、妨害波の−200KH
zの変調信号が図4(a)と逆相成分として得られる。
【0028】ここで、2×面積S1=面積S2、の関係
になる。
になる。
【0029】図5(a)は、ミキサ17の出力ベクトル
である。希望波のベースバンド信号と200KHzの信
号とが、逆相成分となる。また、妨害波の−200KH
zの変調信号は、希望波の200KHzの信号と同相成
分となる。
である。希望波のベースバンド信号と200KHzの信
号とが、逆相成分となる。また、妨害波の−200KH
zの変調信号は、希望波の200KHzの信号と同相成
分となる。
【0030】図5(b)は、ミキサ18の出力ベクトル
であり、希望波のベースバンド信号と200KHzの信
号、及び妨害波の−200KHzの変調信号が同相成分
として得られる。妨害波の−200KHzの変調信号
は、図5(a)と逆相成分として得られる。
であり、希望波のベースバンド信号と200KHzの信
号、及び妨害波の−200KHzの変調信号が同相成分
として得られる。妨害波の−200KHzの変調信号
は、図5(a)と逆相成分として得られる。
【0031】ここで、2×面積S3=面積S4、の関係
になる。
になる。
【0032】つぎに、図6に、加算器の出力スペクトル
図を示す。図6(a),(b)は、各々加算器20,2
1の出力信号を示した図である。図4及び図5に示され
たように、それぞれ、所望の直交するベースバンド信号
が得られると共に、希望波の変調信号(200KHz)
や、妨害波(−200KHz)は除去されていることが
わかる。ここで、このように、希望信号を取り出し、そ
のイメージ信号を抑圧することができるので、クォドラ
チャ・ミキサ、ダブル・クォドラチャ・ミキサ及び加算
器を備える構成をイメージ・キャンセリング回路と称す
る。
図を示す。図6(a),(b)は、各々加算器20,2
1の出力信号を示した図である。図4及び図5に示され
たように、それぞれ、所望の直交するベースバンド信号
が得られると共に、希望波の変調信号(200KHz)
や、妨害波(−200KHz)は除去されていることが
わかる。ここで、このように、希望信号を取り出し、そ
のイメージ信号を抑圧することができるので、クォドラ
チャ・ミキサ、ダブル・クォドラチャ・ミキサ及び加算
器を備える構成をイメージ・キャンセリング回路と称す
る。
【0033】ここで図6のベースバンド信号スペクトラ
ムは、約100KHzから150KHzまでの成分が半
減しており、また、半減した成分が50〜100KHz
に折り返っている。すなわち、図中6a及び6bにおい
ては、それぞれ折り返し成分が存在するため、信号とし
ては二重になっている。この折り返し成分は除去できな
いが、半減した100〜150KHzの成分は、次段の
高次ローパスフィルタ22,23により補正することが
できる。
ムは、約100KHzから150KHzまでの成分が半
減しており、また、半減した成分が50〜100KHz
に折り返っている。すなわち、図中6a及び6bにおい
ては、それぞれ折り返し成分が存在するため、信号とし
ては二重になっている。この折り返し成分は除去できな
いが、半減した100〜150KHzの成分は、次段の
高次ローパスフィルタ22,23により補正することが
できる。
【0034】図7に、高次ローパス・フィルタの特性
(振幅)を表わす図の一例を示す。この特性では、10
0〜150KHzにおいて、通過利得を高くするように
している。すなわち、100〜150KHz帯域の振幅
を、例えば約2倍程度強調するようにされる。この結
果、高次ローパス・フィルタ22,23の両出力での半
減した信号は、この部分について相対的に利得が高くな
り、補正することができる。なお、高次ローパス・フィ
ルタ22及び23は、ディジタルフィルタなので、急峻
なチャネルセレクション特性を有するフィルタを構成す
ることができる。
(振幅)を表わす図の一例を示す。この特性では、10
0〜150KHzにおいて、通過利得を高くするように
している。すなわち、100〜150KHz帯域の振幅
を、例えば約2倍程度強調するようにされる。この結
果、高次ローパス・フィルタ22,23の両出力での半
減した信号は、この部分について相対的に利得が高くな
り、補正することができる。なお、高次ローパス・フィ
ルタ22及び23は、ディジタルフィルタなので、急峻
なチャネルセレクション特性を有するフィルタを構成す
ることができる。
【0035】図8に、高次ローパス・フィルタの出力ベ
ースバンド信号を表わす図を示す。
ースバンド信号を表わす図を示す。
【0036】図に示されるように、補正された高次ロー
パス・フィルタ22,23の出力信号が得られる。図中
8a及び8bは、前述した折り返し成分であり、除去さ
れていないものの、全体的にみるとそれほど影響しない
程度である。
パス・フィルタ22,23の出力信号が得られる。図中
8a及び8bは、前述した折り返し成分であり、除去さ
れていないものの、全体的にみるとそれほど影響しない
程度である。
【0037】つぎに、これら高次ローバス・フィルタ2
2及び23の出力は、次段のディジタルAGC回路2
4,25に送られる。この出力はピーク検出器26によ
り、次式に示すような基準電圧に従い、振幅を適切な値
に制御する。
2及び23の出力は、次段のディジタルAGC回路2
4,25に送られる。この出力はピーク検出器26によ
り、次式に示すような基準電圧に従い、振幅を適切な値
に制御する。
【0038】(I2 +Q2 )1/2 >VREF → 減少 (I2 +Q2 )1/2 =VREF → 保持 (I2 +Q2 )1/2 <VREF → 増加 但しI:ディジタルAGC回路24の出力信号 Q:ディジタルAGC回路25の出力信号 VREF :内部基準電圧 このAGC機能は、図4及び図5に示したように、妨害
波レベルが希望波に対して大きい時、高次ローパス・フ
ィルタ24,25では妨害波は除去されるが、希望波が
小さくなってしまうため、S/Nを劣化させるのを防ぐ
ためにある。所定のレベルまで増幅されたIチャネル,
Qチャネル両信号は、検波器27にて検波され、正規の
ディジタル復調信号が端子27より取り出される。
波レベルが希望波に対して大きい時、高次ローパス・フ
ィルタ24,25では妨害波は除去されるが、希望波が
小さくなってしまうため、S/Nを劣化させるのを防ぐ
ためにある。所定のレベルまで増幅されたIチャネル,
Qチャネル両信号は、検波器27にて検波され、正規の
ディジタル復調信号が端子27より取り出される。
【0039】ここで、(I2 +Q2 )1/2 の信号は、受
信電界強度レベル信号(RSSI)として使用すること
もできる。
信電界強度レベル信号(RSSI)として使用すること
もできる。
【0040】つぎに、他の実施の形態について説明す
る。
る。
【0041】図9に、隣接チャネルにGSM信号が存在
する時の入力段のスペクトラムを表わす図を示す。図9
は、他の実施の形態における移動体無線受信機の入力信
号を示している。
する時の入力段のスペクトラムを表わす図を示す。図9
は、他の実施の形態における移動体無線受信機の入力信
号を示している。
【0042】すなわち、特殊な場合として、欧州の自動
車携帯電話の標準方式であるGSM(Group Sp
ecial Mobile)の場合、チャネル間隔は2
00KHzであり、側帯波の帯域は約150KHzであ
る。同図においてサイドバンドに棒線が引かれているの
は、基地局から基準となる周波数の補正用信号が(パイ
ロット)±67.7KHzに変調されて移動局に送出さ
れていることを示す。
車携帯電話の標準方式であるGSM(Group Sp
ecial Mobile)の場合、チャネル間隔は2
00KHzであり、側帯波の帯域は約150KHzであ
る。同図においてサイドバンドに棒線が引かれているの
は、基地局から基準となる周波数の補正用信号が(パイ
ロット)±67.7KHzに変調されて移動局に送出さ
れていることを示す。
【0043】ここで、移動局が希望波以外に隣接チャネ
ルも受信したとすると、この信号の周波数補正用信号
は、200−67.7=132.3KHzとなって、希
望信号帯域に落ち込んで来る。
ルも受信したとすると、この信号の周波数補正用信号
は、200−67.7=132.3KHzとなって、希
望信号帯域に落ち込んで来る。
【0044】このような場合、本発明の構成では、高次
ローパス・フィルタ22,23の周波数特性を、次のよ
うにすることができる。
ローパス・フィルタ22,23の周波数特性を、次のよ
うにすることができる。
【0045】図10に、GSM用の高次ローパス・フィ
ルタの振幅特性を表わす図の一例を示す。
ルタの振幅特性を表わす図の一例を示す。
【0046】すなわち、例えば、カットオフ周波数を約
100KHz(3dB低下)に選ぶと、約132.3K
Hzに減衰極を設け、さらに100KHzから150K
Hzの間の振幅は通常(波線で示す特性)よりも多目に
して、この帯域内の信号成分を増幅させることである。
このようにすることにより、妨害となる補正用信号(丸
印の破線で図9に示す)を抑圧し、希望波の高域成分を
所定のレベルまで再生することができる。
100KHz(3dB低下)に選ぶと、約132.3K
Hzに減衰極を設け、さらに100KHzから150K
Hzの間の振幅は通常(波線で示す特性)よりも多目に
して、この帯域内の信号成分を増幅させることである。
このようにすることにより、妨害となる補正用信号(丸
印の破線で図9に示す)を抑圧し、希望波の高域成分を
所定のレベルまで再生することができる。
【0047】以上のように、本発明の実施の形態では、
電圧制御発振器8の周波数が希望波よりも低い場合を説
明したが、これよりも高い場合には、図1の加算器2
0,21を減算器に替えるだけで他は全く同一構成で実
現できる。
電圧制御発振器8の周波数が希望波よりも低い場合を説
明したが、これよりも高い場合には、図1の加算器2
0,21を減算器に替えるだけで他は全く同一構成で実
現できる。
【0048】また、本発明の実施の形態では、ダブル・
クォドラチャ・ミキサをディジタル回路で構成する例を
示したが、アナログ回路で実現し、加算器の出力信号を
A/Dコンバータでディジタル信号にかえても同様の結
果が得られる。
クォドラチャ・ミキサをディジタル回路で構成する例を
示したが、アナログ回路で実現し、加算器の出力信号を
A/Dコンバータでディジタル信号にかえても同様の結
果が得られる。
【0049】
【発明の効果】このように、本発明によれば、クォドラ
チャ・ミキサとダブル・クォドラチャ・ミキサ及び加
(減)算器等を用いることによりイメージ妨害波を抑圧
することができるので、通常のスーパー・ヘテロダイン
受信機のような外付の弾性表面波フィルタやセラミック
・フィルタ等、高価で容積のかさばる部品が必要ではな
くなる。
チャ・ミキサとダブル・クォドラチャ・ミキサ及び加
(減)算器等を用いることによりイメージ妨害波を抑圧
することができるので、通常のスーパー・ヘテロダイン
受信機のような外付の弾性表面波フィルタやセラミック
・フィルタ等、高価で容積のかさばる部品が必要ではな
くなる。
【0050】また、本発明によれば、直接ベースバンド
信号へ変換するダイレクト変換方式に比べて、回路動作
における超線形性を必要としないので、消費電流の増大
や動作の不安定性を招かないようにすることができる。
信号へ変換するダイレクト変換方式に比べて、回路動作
における超線形性を必要としないので、消費電流の増大
や動作の不安定性を招かないようにすることができる。
【0051】そして、本発明によれば、小型化、低消費
電力化に向き、携帯電話には最適な無線受信機を提供す
ることが出来る等の顕著な効果を奏する。
電力化に向き、携帯電話には最適な無線受信機を提供す
ることが出来る等の顕著な効果を奏する。
【図1】本発明に係る無線受信機の構成図。
【図2】入力段における希望波と妨害波のスペクトル
図。
図。
【図3】クォドラチャ・ミキサの出力信号をベクトル的
に表わした図。
に表わした図。
【図4】ダブル・クォドラチャ・ミキサの出力信号をベ
クトル的に表わした図(1)。
クトル的に表わした図(1)。
【図5】ダブル・クォドラチャ・ミキサの出力信号をベ
クトル的に表わした図(2)。
クトル的に表わした図(2)。
【図6】加算器の出力スペクトルを表わす図。
【図7】高次ローパス・フィルタの特性(振幅)を表わ
す図。
す図。
【図8】高次ローパス・フィルタの出力ベースバンド信
号を表わす図。
号を表わす図。
【図9】隣接チャネルにGSM信号が存在する時の入力
段のスペクトラムを表わす図。
段のスペクトラムを表わす図。
【図10】GSM用の高次ローパス・フィルタの振幅特
性を表わす図。
性を表わす図。
1 アンテナ 2 デュプレクサ 3 低雑音増幅器 4 バンドパス・フィルタ 5,6,16,17,18,19 ミキサ 7 90°移相器 8 電圧制御発振器 9,10 ローパス・フィルタ 11,12 AGC・アンプ 13,14 A/Dコンバータ 15 ディジタル正弦波信号発生器 20,21 加算器 22,23 高次ローパス・フィルタ 24,25 ディジタルAGC回路 26 ピーク信号検出器 27 検波器の出力端子
Claims (6)
- 【請求項1】高周波入力信号を周波数変換し、第1の直
交成分を出力するクォドラチャ・ミキサと、 前記クォドラチャ・ミキサから出力された前記第1の直
交成分を、これとほぼ同程度の周波数により周波数変換
し、それぞれ第2及び第3の直交成分を出力するダブル
・クォドラチャ・ミキサと、 前記ダブル・クォドラチャ・ミキサから出力された前記
第2及び第3の直交成分を、I成分及びQ成分毎にそれ
ぞれ加算又は減算してベースバンドの第4の直交成分を
出力する加算器と、 前記加算器から出力された前記第4の直交成分の高域成
分を強調する高次ローパス・フィルタとを備えた妨害波
抑圧回路。 - 【請求項2】高周波入力信号を周波数変換し、第1の直
交成分を出力するクォドラチャ・ミキサと、 前記クォドラチャ・ミキサから出力された前記第1の直
交成分を、これとほぼ同程度の周波数により周波数変換
し、それぞれ第2及び第3の直交成分を出力するダブル
・クォドラチャ・ミキサと、 前記ダブル・クォドラチャ・ミキサから出力された前記
第2及び第3の直交成分を、I成分及びQ成分毎にそれ
ぞれ加算又は減算してベースバンドの第4の直交成分を
出力する加算器と、 前記加算器から出力された前記第4の直交成分の高域成
分を強調する高次ローパス・フィルタと前記高次ローパ
スフィルタの出力の利得を調整する利得調整回路と、 前記利得調整回路の出力を検波する検波器とを備えた無
線受信機。 - 【請求項3】前記高次ローパス・フィルタは、 隣接チャネルの妨害信号を抑圧する減衰極をもたせ、か
つ、高域成分を強調した特性を備えることを特徴とする
請求項1に記載の妨害波抑圧回路又は請求項2に記載の
無線受信機。 - 【請求項4】前記クォドラチャ・ミキサから出力された
第1の直交成分から低周波成分を取り出すローパスフィ
ルタと、 前記ローパスフィルタの出力をディジタル変換するA/
D変換器とをさらに備えたことを特徴とする請求項1に
記載の妨害波抑圧回路又は請求項2に記載の無線受信
機。 - 【請求項5】高周波入力信号を周波数変換し、第1の直
交成分を出力するクォドラチャ・ミキシング機能と、 前記クォドラチャ・ミキシング機能により求められた前
記第1の直交成分を、これとほぼ同程度の周波数により
周波数変換し、それぞれ第2及び第3の直交成分を出力
するダブル・クォドラチャ・ミキシング機能と、 前記ダブル・クォドラチャ・ミキシング機能により求め
られた前記第2及び第3の直交成分を、I成分及びQ成
分毎にそれぞれ加算又は減算してベースバンドの第4の
直交成分を出力する加算機能と、 前記加算機能により求められた前記第4の直交成分の高
域成分を強調する高次ローパス・フィルタリング機能と
を備えた妨害波抑圧方法。 - 【請求項6】前記高次ローパス・フィルタリング機能、 隣接チャネルの妨害信号を抑圧する減衰極をもたせ、か
つ、高域成分を強調した特性を備えることを特徴とする
請求項5に記載の妨害波抑圧方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12087397A JPH10313261A (ja) | 1997-05-12 | 1997-05-12 | 妨害波抑圧回路、妨害波抑圧方法及び無線受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12087397A JPH10313261A (ja) | 1997-05-12 | 1997-05-12 | 妨害波抑圧回路、妨害波抑圧方法及び無線受信機 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10313261A true JPH10313261A (ja) | 1998-11-24 |
Family
ID=14797075
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP12087397A Pending JPH10313261A (ja) | 1997-05-12 | 1997-05-12 | 妨害波抑圧回路、妨害波抑圧方法及び無線受信機 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH10313261A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6958782B2 (en) | 2001-01-29 | 2005-10-25 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Frequency converter |
JP2007288513A (ja) * | 2006-04-17 | 2007-11-01 | Advantest Corp | 変調器 |
US8045650B2 (en) | 2005-06-24 | 2011-10-25 | Panasonic Corporation | Radio receiving apparatus |
JP2012034406A (ja) * | 2004-12-10 | 2012-02-16 | Maxlinear Inc | 高調波除去受信機のアーキテクチャーと混合器 |
-
1997
- 1997-05-12 JP JP12087397A patent/JPH10313261A/ja active Pending
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6958782B2 (en) | 2001-01-29 | 2005-10-25 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Frequency converter |
JP2012034406A (ja) * | 2004-12-10 | 2012-02-16 | Maxlinear Inc | 高調波除去受信機のアーキテクチャーと混合器 |
US8045650B2 (en) | 2005-06-24 | 2011-10-25 | Panasonic Corporation | Radio receiving apparatus |
JP2007288513A (ja) * | 2006-04-17 | 2007-11-01 | Advantest Corp | 変調器 |
US8183951B2 (en) | 2006-04-17 | 2012-05-22 | Advantest Corporation | Modulator |
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