JPH10309073A - 電力変換器およびその製造方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】半導体スイッチング素子を用いた電力変換器に
おいて、配線導体に存在するインダクタンスを低減す
る。 【解決手段】回路構成部品を接続する第１の導体１と、
第２の導体２とを備え、第１の導体１の板厚方向に対す
る投影面と少なくとも一部で重なる部分と、重ならない
部分ができるように第２の導体２を、第１の導体１の一
部あるいは全区間である一定距離をおいて近接配置し、
さらに第２の導体２の少なくとも一点を第１の導体１と
電気的に接続する。 【効果】第２の導体２に誘導電流を生じさせ、第１の導
体１の磁束を打ち消すことで、第１の導体１の配線イン
ダクタンスを低減し、半導体スイッチング素子のターン
オフ時のサージ電圧を軽減するとともに、低損失の電力
変換器を提供する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は半導体スイッチング
素子を用いてなる電力変換器に関するものであり、特に
電力変換器回路内の配線インダクタンスを低減する配線
の構造に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の電力変換器では、例えば特開平3
−289346 号公報に示されるように、コンデンサ端子部
などの入出力電流、つまり絶対値が同一で逆向きに流れ
る電流に対して配線導体を近接することで、配線インダ
クタンスを低減していた。図２６はこの様子を示したも
のである。コンデンサのプラス側端子とマイナス側端子
における各々の配線導体を近接して配置することによ
り、各々の配線導体間に逆向きの電流を流し、互いの磁
束を打ち消す作用を利用したものである。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上記のような電力変換
器においては、配線導体の近傍に絶対値が同一で逆向き
に流れる電流が必要不可欠であり、さらにこれらを確保
できた場合でも、インダクタンスの低減効果を高めるた
めに互いの配線導体間距離を短くしなければならない。
しかしながら、以下に述べるような理由により電流向き
が単一方向となる場合が大多数を占めている。例えば、
市場に出始めた６インチＧＴＯ(Gate Turn−Off)サイリ
スタ（以下ＧＴＯと略す）は電気定格が６ｋＶ，６ｋＡ
以上となる。このため、従来の４インチＧＴＯなどより
も大きな絶縁距離を必要とする。また、変換器の大容量
化に伴いコンデンサにも高耐圧化が要求されており、コ
ンデンサの容積については定格電圧のほぼ２乗に比例す
るため大型化している。したがって、部品間の距離は必
然的に長くなってしまう。さらに、回路構成部品の大型
化により配線実装領域への制約も大きくなっている。以
上より、大容量変換器においては、部分的には絶対値が
同一で逆向きの電流が得られるものの、絶縁距離が増大
するため、配線インダクタンスの低減効果が減少する。
また、各部品間を接続する配線導体の近傍には絶対値が
同一で逆向きの電流が存在しない場合がほとんどであ
る。このため、実際の電力変換器では次のような配線イ
ンダクタンスに伴う問題点がある。

【０００４】図２２は電力変換器の一構成例であり、交
流電源１０１の交流電圧を直流電圧に変換するコンバー
タ１０２と、コンバータ１０２の出力電圧を平滑化する
平滑コンデンサ１０３と、直流電圧を交流電圧に変換す
るインバータ１０４と、インバータ１０４の出力する交
流電圧により駆動される交流電動機１０５により構成さ
れている。平滑コンデンサ１０３には前述の図２６の配
線導体を適用できるが、インバータ部やコンバータ部に
は適用しにくく、配線インダクタンスに伴う過電圧等の
問題が起きる。ここでは、中性点クランプ方式を代表例
として示したが、半導体スイッチング素子により構成す
るコンバータあるいはインバータであれば、いかなる電
力変換器でも同様に配線インダクタンスに伴う問題は生
じる。また、コンバータ１０２およびインバータ１０４
に使用する半導体スイッチング素子は、どのような素子
でも同様である。

【０００５】図２３（１）は、自己消弧型半導体素子を
用いた従来のコンバータ回路あるいはインバータ回路の
一部分を示した図である。便宜上ＧＴＯを用いた回路を
示すが、ＧＴＯをＩＧＢＴに置き換えた回路が図２２に
おけるＩＧＢＴを含むそのＩＧＢＴ周辺の回路に対応す
る。図２３（２）は、自己消弧型半導体素子の電流遮断
時におけるアノードカソード間電圧Ｖ_AKアノードカソー
ド間電流Ｉ_AKの波形である。ここでは自己消弧型半導体
素子として、便宜上ＧＴＯ３１を用いている。図２３
（１）に示す回路において、ＧＴＯ３１がターンオフす
る際の動作について説明する。ＧＴＯ３１がＯＮ状態で
通電していた電流は、ＧＴＯ３１がターンオフ動作に入
りＯＦＦ状態に遷移する過程でスナバダイオード３２，
スナバコンデンサ３３などで構成されるスナバ回路にバ
イパスされる。このとき、バイパスされた電流によりス
ナバコンデンサ３３に充電電圧Ｖ_CSが発生する。ターン
オフ直後のスナバ回路に流れ込む電流変化率ｄｉ／ｄｔ
はＧＴＯ３１の電流下降率ｄＩ_AK／ｄｔと同じである。
さらにスナバ回路とＧＴＯ３１を接続する配線中の配線
インダクタンスやスナバコンデンサ３３の内部インダク
タンスなどの総和である寄生インダクタンス３４におい
て、そのインダクタンスとＩ_AKの電流変化率ｄｉ／ｄｔ
との積で決まる電圧Ｖ_LSが発生する。さらに、スナバダ
イオード３２において電流変化率ｄｉ／ｄｔによる電圧
Ｖ_DSを発生する。したがって、GTO31には、スナバコン
デンサ３３の充電電圧Ｖ_CSとスナバ回路中の寄生インダ
クタンス３４の誘起電圧Ｖ_LSとスナバダイオード３２の
過渡電圧Ｖ_DSとの和として、スパイク状の電圧Ｖ_DSPが
印加される。このＶ_DSPが大きくなるとＧＴＯ３１が破
壊に至ることもあり、ＧＴＯ３１は安全動作領域内で使
用する必要がある。このため、寄生インダクタンス３４
が大きい場合には、遮断電流を低減しなければならない
など、素子利用率が低下するという問題もある。したが
って、スナバ回路内の寄生インダクタンス３４は小さく
抑制しなければならない。

【０００６】さらに、ＧＴＯ３１がターンオフ動作を完
了すれば、上記のｄｉ／ｄｔに伴う電圧は発生しなくな
り、ＧＴＯ３１の両端に印加される電圧Ｖ_AKはスナバコ
ンデンサ３３の充電電圧Ｖ_CSだけとなる。しかし、スナ
バ回路の寄生インダクタンス３４に蓄積されたエネルギ
ーは、スナバコンデンサ３３の過剰な充電電圧を発生さ
せ、クランプダイオード３８やクランプコンデンサ３６
などで構成されるクランプ回路内の寄生インダクタンス
と相まってＧＴＯ３１に最大電圧Ｖ_DMを印加することに
なる。つまり、各部の寄生インダクタンスの増加はスパ
イク状電圧Ｖ_DSP や最大印加電圧Ｖ_DMの増大を招く。Ｇ
ＴＯの最大印加電圧Ｖ_DMについても素子定格が決まって
おり、これを超えて電流を遮断した場合には素子破壊に
至る。このため、寄生インダクタンス３７が大きい場合
にも、遮断電流を低減しなければならないなど、素子利
用率が低下するという問題があった。

【０００７】本発明は、上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、自己消弧型半導体素子の定格が
大きく、その保護回路として機能するスナバ回路やクラ
ンプ回路が大型化した場合でも、スナバ回路やクランプ
回路など回路内の寄生インダクタンスを低減できる電力
変換器を得ることが目的としている。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的は次の各手段に
よって達成される。第１の手段は、配線用である第１の
導体の近傍に、第１の導体とは独立で、なお且つ第１の
導体の電流変化に応じて誘導電流を生じる第２の導体を
配置するものである。

【０００９】第２の手段は、配線用の第１の導体の近傍
に、第１の導体とは独立で、なお且つ第１の導体の電流
変化に応じて誘導電流を生じる第２の導体を配置し、第
１の導体と第２の導体を少なくとも一点で電気的に接続
するものである。

【００１０】第３の手段は、配線用の第１の導体の近傍
に、第１の導体とは独立な第２の導体を配置し、第１の
導体と第２の導体を少なくとも一点で電気的に接続する
ものである。

【００１１】第４の手段は、幅広な配線用の第１の導体
の板厚方向に対する投影面と少なくとも一部で重なり且
つ一部で重ならない部分ができるように、第１の導体と
は独立な第２の導体を第１の導体に近接して配置し、な
お且つ第２の導体上の少なくとも一点を近接している第
１の導体と電気的に接続したものである。

【００１２】第５の手段は、幅広な配線用の第１の導体
と同一幅の第２の導体を、第１の導体の板厚方向に対す
る投影面と重なる部分が全幅の１０〜６０％の範囲とな
るように第１の導体と近接して平行に配置し、なお且つ
第２の導体上の少なくとも一点を近接している第１の導
体と電気的に接続したものである。

【００１３】第６の手段は、往復電流による磁束を互い
に打ち消すように幅広面を向き合わせた２枚の幅広な配
線用の第１の導体に対し、第１の導体の板厚方向に対す
る投影面と少なくとも一部で重なり且つ一部で重ならな
い部分ができるように第２の導体を第１の導体に近接し
て配置し、なお且つ第２の導体上の少なくとも一点を近
接している第１の導体と電気的に接続したものである。

【００１４】第７の手段は、半導体スイッチング素子が
ターンオンあるいはターンオフする際に、電流が増減す
る幅広な配線用の第１の導体の板厚方向に対する投影面
と少なくとも一部で重なり且つ一部で重ならない部分が
できるように第１の導体とは独立な第２の導体を第１の
導体に近接して配置し、なお且つ第２の導体上の少なく
とも一点を近接している第１の導体と電気的に接続した
ものである。

【００１５】上記各手段によれば、第１の導体の主電流
の変化によって第２の導体に主電流とは逆向きの誘導電
流が生じる。このため、第１の導体のインダクタンスが
低減される。

【００１６】他の具体的手段については、以下の記述よ
り明らかになるであろう。

【００１７】

【発明の実施の形態】

実施例１ 図１は本発明による第１の実施例である電力変換器にお
ける幅広配線導体を示したものである。回路構成部品を
接続し回路電流が流れる第１の導体１と、第１の導体１
とは独立で回路電流は流れない第２の導体２とで構成さ
れている。第１の導体１より幅広の第２の導体２を、第
１の導体１の板厚方向からの投影面が第２の導体２に含
まれるように、第１の導体１から一定距離をおいて平行
に配置している。また、第２の導体２は回路中の構成部
品接続導体とは別に設けた導体であり、この場合、電位
を固定するために導電性ネジ５により一点で第１の導体
１と接続している。これにより導体間のコロナ放電を防
止できる。なお、リング状のスペーサ７は、第１の導体
１と第２の導体２を一定距離だけ離すために設けてい
る。このスペーサ７は導体，絶縁体のいずれでもよい。
ここで、幅広な導体とは厚さの寸法よりも幅の寸法が大
きな導体と定義する。なお、導体１においては、自己イ
ンダクタンス低減のために、幅を厚さの２倍以上にする
ことが好ましい。

【００１８】第１の導体１の自己インダクタンスをＬｓ
１とし、第１の導体１と第２の導体２の間の相互インダ
クタンスをＭとすると、第２の導体２を配置したときの
第１の導体１のインダクタンスＬは、次式のようにな
る。

【００１９】

【数５】 Ｌ＝Ｌｓ１＋Ｍ …（数３）
この式より相互インダクタンスＭの符号がマイナス且つ
Ｍの絶対値が大きいほど第１の導体１のインダクタンス
Ｌは低減できることがわかる。

【００２０】次に、第１の導体１に回路電流を通電した
ときの動作を説明する。第１の導体１の電流向きを図中
に示す矢印の向き（Ｉ１）とすると、第２の導体２に
は、第１の導体１の直下で第１の導体１の電流と逆向き
に、また、第１の導体１と遠く離れた部分では第１の導
体１と同一方向の電流が流れる。これは、電磁誘導と呼
ばれる現象で説明できる。つまり、第１の導体１の電流
により生じた磁束を打ち消そうとして、第１の導体１の
直下では第２の導体２に第１の導体１とは逆向きの電流
が生じている。電気的に導電性ネジ５の接続部以外の部
分と接続を持たない第２の導体２においては、誘導され
た電流が一巡ループを描いて出発点に戻る必要がある
が、第１の導体１の磁束を避けるように第１の導体１か
ら遠く離れた部分を流れてから戻っている（Ｉ２）。こ
の第２の導体２に生じる第１の導体１と同一方向の電流
は第１の導体１の磁束を増す効果がある。このことか
ら、第１の導体１の磁束を低減するためには、第１の導
体１と第２の導体２の電磁気的結合度を大きくし、さら
に第２の導体２の幅を広げることで第１の導体１の磁束
を増す効果を弱めることが必要となる。言い換えれば、
第２の導体２に誘導される逆向きの電流による効果が大
きく、同一方向の電流による効果が小さいことが、数３
におけるＭの符号をマイナスとし、絶対値を大きくする
ことである。

【００２１】これら導体間の距離と配線インダクタンス
の関係について、図２に示すモデルにより三次元解析し
た検証結果を図３に示す。図２のモデルでは第１の導体
１と第２の導体２を一定距離ｄ、且つ幅方向の中心線を
揃えて配置している。図３は第１の導体１と第２の導体
２の間隔ｄと第２の導体２の幅による第１の導体１のイ
ンダクタンスＬの関係を示したものである。この結果
は、第２の導体２の幅が第１の導体１と同一では第２の
導体なしの場合とインダクタンスの値が同じであれ、イ
ンダクタンスの低減効果がないこと、第２の導体２の幅
を第１の導体１の幅以上に広げれば広げるほどインダク
タンスの低減効果が大きくなること、さらに、第１の導
体１と第２の導体２の距離を短くするほどインダクタン
スの低減効果が大きいことを示している。これは、前述
した第１の導体１と第２の導体２の距離を短くすること
で両導体間の結合度を大きくし、第２の導体２の幅を広
げることで第１の導体１の磁束を増す効果を弱めること
に他ならない。図２のモデルでは一例として配線導体１
の幅を７５ｍｍ，厚さを６mmとしたが、幅広導体であれ
ば図３とほぼ同等のインダクタンス低減効果がある。第
１の導体と第２の導体間の距離は３mm以下の領域でほぼ
飽和していることから、第１の導体１と第２の導体２の
距離は３mm以下とすればよい。但し、このとき距離を０
mmとした場合には、第１の導体１と第２の導体２が接触
してしまい第２の導体２の効果がなくなるため、薄い絶
縁性シートを挾むなどにより、距離を確保することが必
要である。なお、図２では第２の導体２と第１の導体１
とを接続していないが、両者を一点で接続した場合の特
性は図３の結果と同一である。接続方法としては導電性
ネジで固定したり、溶接，半田付けなども考えられる。
いずれにしても電気的に接続されていればよい。また、
第１の導体１の長さ方向の両端を第２の導体２と接続す
る場合のように両導体が複数個所で接続されると、第２
の導体２は第１の導体１の電流バイパスとなるため、接
続個所間では本発明による効果は十分発揮されない。し
かし、接続個所間では、第１の導体及び第２の導体のそ
れぞれの配線インダクタンスが並行接続されるので、自
己インダクタンスをある程度は低減できる。従って、第
１の導体と第２の導体において、部分的に複数個所で電
気的に接続されていてもよい。すなわち第２の導体にお
いて、部分的に回路電流が流れていてもよい。

【００２２】なお本実施例の電力変換器の全体構成とし
ては、図２２の構成が有る。この点、以下の各実施例に
ついても同様である。

【００２３】実施例２ 図４は本発明による第２の実施例である電力変換器にお
ける幅広配線導体を示す。第１の導体１と同一幅の第２
の導体２を第１の導体１の板厚方向に対する投影面で重
なる部分ができるように幅方向に平行移動し、さらに一
定距離において配置したものである。また、導電性ネジ
５により第１の導体１と第２の導体２を一点で接続し、
両者の間隔を保持するためにスペーサ７を設けている。
図４において図１と異なる点は、第２の導体２の幅であ
り、具体的には、図１では第１の導体１より幅広の第２
の導体２を配置しており、第１の導体１の板厚方向に対
する投影面が全て第２の導体２に重なるのに対し、図４
では第１の導体１と第２の導体２は同一幅で、第１の導
体１の投影面が第２の導体２の一部で重なるとともに、
重ならない部分をも有している。

【００２４】第１の導体１に電流を通電したときの動作
は図１で示したものと同様であり、第２の導体２におい
て第１の導体１の板厚方向に対する投影面が重なる部分
では第１の導体１とは逆向きの電流が、また重ならない
部分では同一方向の電流が誘導される。

【００２５】図６は、図５のモデルにおいて、第２の導
体２における第１の導体１の板厚方向に対する投影面と
重なる部分の割合を変化させたときの、第１の導体１に
おけるインダクタンスを示したものである。この結果
は、ａ＝０、すなわち第１の導体１の板厚方向に対する
投影面が第２の導体２と完全に重なる場合は第１の導体
１のインダクタンス低減効果は全くない（図３におい
て、導体２ないしかつＷ＝７５mmの場合を参照）。ａの
値を増加させていくと、つまり幅方向に第２の導体２を
平行移動していくと、第１の導体１のインダクタンス低
減効果が徐々に強まり、ある点で最大となる。さらにａ
を増加させ第１の導体１と同一幅、すなわち第１の導体
１の板厚方向に対する投影面が第２の導体２と全く重な
らない状態になるまでの間、第１の導体１のインダクタ
ンス低減効果が弱まっていく。言い換えると、第１の導
体１と同一幅の第２の導体２を、第１の導体１の板厚方
向に対する投影面で第２の導体２と１０％〜６０％の範
囲で重なるように近接して平行配置したときに、第１の
導体１のインダクタンス低減効果は大きくなる。図５の
モデルでは一例として第１の導体の幅を７５mm，厚さを
６mmとしたが、幅広導体であれば図６とほぼ同等のイン
ダクタンス低減効果がある。

【００２６】なお、図５のモデルにおいても第１の導体
１と第２の導体２の電気的な接続関係を省略している
が、電気的な接続部がある場合ではインダクタンス低減
効果があることは前述したとおりである。

【００２７】実施例３ 図７は本発明による第３の実施例である電力変換器にお
ける幅広配線導体の構造を示したものである。第１の導
体１と第２の導体２を一定距離をおいて、さらに第２の
導体２は第１の導体１の板厚方向に対する投影面で重な
る部分と重ならない部分ができるように配置している。
図７において図５と異なる点は第２の導体２の幅であ
り、具体的には、図５では第１の導体１と同一幅の第２
の導体２を配置しているのに対し、図７では第２の導体
２の幅は任意の幅としている。第２の導体２は第１の導
体１の板厚方向に対する投影面で重なる部分と重ならな
い部分ができるように配置している点については図５と
共通であり、重なる部分の幅をｂ、また重ならない部分
の幅をａとしている。

【００２８】図７のモデルを用いて三次元解析した結果
を図８に示す。図８は図７におけるａとｂを変化させた
ときの第１の導体１におけるインダクタンスを示したも
のである。この結果より、ａは大きくした場合、すなわ
ち第１の導体１の板厚方向に対する投影面で第２の導体
２と重ならない部分を大きくすることでインダクタンス
低減効果が大きくなること、また、ｂについては全幅の
約半分、すなわち第１の導体１の板厚方向に対する投影
面で第２の導体２と重なる部分を第１の導体１の半分程
度まで広げればインダクタンス低減効果が十分得られる
ことがわかる。また、図より低減効果が現れるのは、第
１の導体１の幅に対して１０％以上重なるように第２の
導体２を配置した時点と考えられる。さらに、第１の導
体１と第２の導体２とで重ならない部分の幅が、第１の
導体１における幅の１／２以上となるように配置しても
低減効果が現れると考えられる。したがって、インダク
タンスを低減するためには、第１の導体１の幅に対して
１０％以上重なるように第２の導体２を配置するか、ま
たは、第１の導体１と第２の導体２とで重ならない部分
の幅が、第１の導体１における幅の１／２以上となるよ
うに配置するか、あるいはこれらを組み合わせてもよ
い。

【００２９】なお、重なる部分を第１の導体１の半分と
して、第２の導体２を第１の導体１においてその幅を２
分する中心線を軸として対称に第２の導体２をもう１枚
追加した構成が図１と同一となる。したがって、図１の
構成では図７の構成の約２倍のインダクタンス低減効果
を持つことになる。しかし、実装空間の制約などにより
第１の導体１の片側にしか、第２の導体２を広げられな
い場合には、図７に示すような構成が有効である。な
お、図７のモデルにおいても第１の導体１と第２の導体
２の電気的な接続関係を省略しているが、電気的な接続
部がある場合でもインダクタンス低減効果があることは
前述したとおりである。

【００３０】次に第２の導体２の厚さについて説明す
る。図１１は第２の導体２の厚さを変化させたときの第
１の導体１のインダクタンスを示している。いずれの場
合も第１の導体１を幅７５mm，厚さ６mm，長さ１０００
mm、第２の導体２の長さを1000mmとし、（１）のケース
は、図２に示す配置関係で第２の導体２の幅ｗを１５０
mm、第１の導体１と第２の導体２の距離ｄを１mm、
（２）のケースは、図２に示す配置関係で第２の導体２
の幅ｗを１５０mm、第１の導体１と第２の導体２の距離
ｄを０.１mm、(３）のケースでは図５に示す配置関係で
第１の導体１と第２の導体２の距離ｄを１mm，ａ＝３
７.５mm つまり第１の導体１の板厚方向に対する投影面
と第２の導体２の重なり部分が５０％の場合を各々示し
ている。この結果より、いずれの場合も第２の導体２の
厚さが約１mmを境にしてインダクタンス低減効果が変化
しているため、第２の導体２の厚さは１mm以上あれば十
分であることがわかる。第２の導体２を薄くしたとき、
インダクタンス低減効果が弱まるのは、抵抗分が増大す
るためであると考えられる。この解析では第１の導体１
と第２の導体２には銅を使用することを想定している
が、銅よりも抵抗率の低い材料を第２の導体２に使用す
れば第２の導体２の厚さはさらに薄くすることが可能で
ある。

【００３１】実施例４ 図９は本発明による第４の実施例である電力変換器にお
ける幅広配線導体の構造を示した断面図及び平面図であ
る。第２の導体２は第１の導体１の板厚方向に対する投
影面において重なる部分と重ならない部分ができるよう
に、第１の導体１と一定距離をおいて平行に近接させ、
第１の導体１の中心線Ｓ−Ｓ′を軸として対称に第２の
導体２を２枚配置している。図９における断面図中の記
号９１と９２は電流の方向を示している。第１の導体１
の断面図中の記号９１は紙面の裏側から表側へ流れるこ
とを、また、第２の導体２の断面図中の記号９２は紙面
の表側から裏側へ流れることを示している。つまり、第
２の導体２においては第１の導体１の板厚方向に対する
投影面と重なる領域では第１の導体１と逆向きの電流、
また、重ならない領域でなお且つ第１の導体１と遠く離
れた部分では第１の導体１と同一方向の電流が誘導され
ていることを示している。

【００３２】図９において図１と異なる点は、第２の導
体２の配置方法である。具体的には、図１では、１枚の
幅広の導体を配置しているのに対し、図９では第２の導
体２を２分割して各々を幅に対して外側方向に平行移動
しており、第１の導体１の板厚方向に対する投影面の中
央部が第２の導体２と重ならないようになっている。こ
の投影面の中央部分が第２の導体２と重ならなくても第
１の導体１における配線インダクタンスの低減効果があ
ることは図６，図８の結果より明らかである。なお、図
９においても第１の導体１と第２の導体２の電気的な接
続関係を省略している。また、図９に示す第２の導体２
は、図１０に示すように図１に示した第２の導体２の中
央部にスリットを入れたものと等価であると言える。し
たがって、図１に示す第２の導体２にスリットを入れた
場合でも第１の導体１のインダクタンス低減効果があ
る。さらに、第１の導体１の板厚方向に対する投影面と
重なる部分において、第１の導体１の磁束漏れを上述の
スリットを入れた第２の導体２と同程度にできるなら
ば、第２の導体２をメッシュ状にした場合でも、図９の
場合と同様に第１の導体１に対するインダクタンス低減
効果がある。

【００３３】次に、周波数とインダクタンス低減の関係
について解析した結果を図１２に示す。いずれの場合も
第１の導体１を幅７５mm，厚さ６mm，長さ１０００mm、
第２の導体２の長さを１０００mmとし、（０）のケース
は第２の導体２がない第１の導体１単独、(１)のケース
は図２に示す配置関係で第２の導体２の幅ｗを１５０m
m、第１の導体１と第２の導体２の距離ｄを１mm、
（２）のケースは図２に示す配置関係で第２の導体２の
幅ｗを１５０mm、第１の導体１と第２の導体２の距離ｄ
を０.１mm、(３）のケースは図５に示す配置関係で第１
の導体１と第２の導体２の距離ｄを１mm、ａ＝３７.５m
m つまり第１の導体１の板厚方向に対する投影面と第２
の導体２の重なり部分が５０％の場合を各々示してい
る。

【００３４】図１２の結果より、いずれの場合も５００
Ｈｚ付近でインダクタンス低減効果が大きく変化してお
り、表皮効果が現れる周波数領域から第２の導体２によ
る第１の導体１のインダクタンス低減効果が現れている
ことがわかる。表皮効果とは電流の周波数が高くなった
ときに、電流が表面に集まろうとして内部の電流は小さ
くなる現象である。このとき、内部の導体は電流の伝導
にはほとんど関与しなくなり、見かけ上断面積が減少
し、抵抗が大きくなる。磁束についても同様のことが言
える。磁束の浸透していく深さ（表皮深さ）δは次式で
表わせる。

【００３５】

【数６】

【００３６】ここで、ωは第１の導体１に通電される電
流の角周波数、σは第１の導体１の導電率、μは第１の
導体１の透磁率である。半導体スイッチング素子を使用
する電力変換器においては、半導体スイッチング素子の
スイッチング時に配線インダクタンスなどにより半導体
素子へのサージ電圧が印加される問題があることは前述
したとおりである。半導体素子のスイッチング周波数は
数１０ｋＨｚ以上と非常に高速であり、通常は表皮効果
が生じる周波数を上回る。したがって、上記の配線構造
は半導体スイッチング時にインダクタンス低減効果を発
揮することがわかる。

【００３７】なお、図９に示す導体配置においては、２
枚の第２の導体２は対称に配置しているが、第１の導体
１の板厚方向に対する投影面と重なる部分と重ならない
部分が必ずできるように第２の導体２を配置すればイン
ダクタンス低減効果が得られるため、第２の導体２は対
称に配置する必要はなく、２枚の第２の導体２の幅につ
いても同一である必要はない。

【００３８】実施例５ 図１３は本発明による第５の実施例である電力変換器に
おける幅広配線導体の構造を示した断面図である。第１
の導体１と第２の導体２を一定距離をおいて、第２の導
体２は第１の導体１の投影面において重なる部分と重な
らない部分があり、第１の導体１の中心線を軸として対
称に第２の導体２を２枚配置している。図１３（１）は
図９と同一である。なお、図１３においても第１の導体
１と第２の導体２の電気的な接続関係を省略している。

【００３９】図３において第１の導体１と第２の導体２
の間の距離との解析結果を示し、この距離を近づけるほ
どインダクタンス低減効果は大きいことを示した。さら
に、図１１において第２の導体２の厚さと第１の導体１
のインダクタンスとの関係を示し、第２の導体２に銅を
使用する場合、第２の導体２の厚さは１mm以上あればイ
ンダクタンス低減効果が大きいことを示した。第１の導
体１に薄い第２の導体２を近づけるとき、各々の導体を
空中で支持するのはたいへん難しく、とりわけ、第２の
導体２の支持方法は問題となる。そこで、図１３の
（２）から（５）に、第１の導体１と第２の導体２を絶
縁物３を介して接着あるいはネジ止めなどにより固定す
る方法を示す。

【００４０】（１）から（５）において第１の導体１と
第２の導体２の配置関係は同一であり、異なるのは第１
の導体１と第２の導体２の間に挾み込む絶縁物３の形状
である。絶縁物３に使用する材料としては、雲母，ガラ
スエポキシ，繊維強化樹脂などを絶縁特性、コストある
いは加工容易性などの観点から選択すればよい。いずれ
の方法でも第１の導体１と第２の導体２との距離を一定
に保つことができるため、第１の導体１のインダクタン
ス低減効果を発揮できる。

【００４１】図１３では第２の導体２として２枚の導体
を左右対称的な配置関係として示したが、第２の導体２
を第１の導体１の板厚方向に対する投影面で重なる部分
と重ならない部分ができるように配置できれば、第２の
導体２は左右対称でなくてもよく、同一幅である必要も
ない。また、図１や図５に示すように１枚の導体を固定
する場合にも、同様に絶縁物を挾み込むことで、第１の
導体１のインダクタンス低減効果を発揮できることは明
らかである。

【００４２】実施例６ 図１４は本発明による第６の実施例である電力変換器に
おける幅広配線導体の構造を示した断面図である。幅広
な第１の導体１と第２の導体２を一定距離をおいて、第
２の導体２は第１の導体１の板厚方向に対する投影面に
重なる部分と重ならない部分がある。

【００４３】図１４（１）は第１の導体１と第２の導体
２を絶縁材４を介して接続している。絶縁材の端面には
複数のひだを形成し、沿面距離を増大させている。第１
の導体１と第２の導体２との間の距離が広い場合には絶
縁の沿面距離をかせぐ方法として有効である。また、第
１の導体１，第２の導体２及び絶縁材４を固定するため
絶縁性ネジ６によりネジ止めしている。絶縁性ネジに
は、繊維強化樹脂などを使用してもよい。

【００４４】図１４（２）は図１３と同様に絶縁物３を
介して第１の導体１と第２の導体２を固定しており、図
１４（１）と同様に絶縁性ネジ６によりネジ止めしてい
る。また、第２の導体２と絶縁物３の幅を同一幅として
図示しているが、絶縁の沿面距離を確保するために絶縁
物３を第２の導体２より幅広としてもよい。いずれの方
法も第２の導体２が複数のときでも適用でき、第１の導
体１のインダクタンス低減効果を発揮できることは明ら
かである。なお、この場合、第１の導体１と第２の導体
２を固定することが重要であり、絶縁性スペーサなどの
ような絶縁材や絶縁性ネジに限らず、電気的に絶縁でき
ればどのような接続手段でもよい。

【００４５】実施例７ 図１５は本発明による第７の実施例である電力変換器に
おける幅広配線導体の構造を示した図である。第２の導
体２は幅広な第１の導体１より幅広の導体としている。
第１の導体１と第２の導体２との配置関係は図１と同一
であり、第１の導体１と第２の導体２を一定距離をおい
て配置している。図１５において図１と異なるのは、第
１の導体１と第２の導体２の距離を保持する方法であ
る。図１では、スペーサ７を用いているのに対し、図１
５では絶縁性スペーサ８を用いている。図では、絶縁性
スペーサ８の幅を第１の導体１と同じ幅としているが、
第１の導体１と第２の導体２の距離が一定に保てれば、
絶縁性スペーサ８はどのような幅でもよい。

【００４６】また、図１５では図１と同様に導電性ネジ
５により第１の導体１の一部と第２の導体２を電気的に
接続している。

【００４７】ここでは、両者間の電気的な接続の持つ意
味を説明する。第２の導体２の電位を浮動にしておく
と、第１の導体１への通電を繰り返すうちに、第２の導
体２の電位が上昇する。さらに、第２の導体２に蓄積さ
れた電荷が放電するコロナが発生し、半導体スイッチン
グ素子のゲート駆動回路に誤パルスを生じることによ
り、半導体スイッチング素子が誤動作する恐れがある。
また、コロナにより電力変換器を構成する部品の劣化が
進み寿命を著しく短縮してしまう問題もある。そこで、
このような問題を回避するために、第２の導体２の電位
を電気的に固定する必要が生じる。図１５のように、第
２の導体２の一部を第１の導体１と電気的に接続できれ
ばコロナが発生する恐れはない。また、前述したように
第１の導体１の長さ方向に複数の接続点を持つ場合には
注意を要するが、幅方向に複数の接続点を設けることは
全く問題ない。例えば、第１の導体１の幅方向の両端
で、導電性ネジなどにより第２の導体２と接続する場合
などに相当する。

【００４８】図１６は第１の導体１と第２の導体２を固
定するための方法を示した図である。第１の導体１と第
２の導体２の配置方法については、図１と同一である。
また、導電性ネジ５で第１の導体１と第２の導体２をネ
ジ止めする点についても、図１と同一で、コロナを防止
するために第２の導体２を電位固定するためのものであ
る。

【００４９】図１６において、図１と異なる点は、絶縁
性ネジ６で第１の導体１と第２の導体２をネジ止めし、
さらに、第１の導体１と第２の導体２との距離を保持す
るために両導体間にリング状の絶縁性スペーサ８を挾み
ネジ６を挿入したことである。導電性ネジ５で一部を固
定しても第１の導体１と第２の導体２の固定方法として
は不安定である。そこで、第２の導体２の導電性ネジ６
でネジ止めした部分と別の場所を第１の導体１と固定す
る必要がある。これを導電性ネジでネジ止めした場合に
は、第２の導体２には第１の導体１と同一方向の電流が
流れることになる。つまり第２の導体２は第１の導体１
のバイパスとして機能してしまう。したがって、絶縁性
ネジ６によるネジ止めが必要となる。絶縁性ネジ６によ
りネジ止めするとき、第１の導体１と第２の導体２の間
に絶縁性を介してもインダクタンス低減効果が損なわれ
ないことは言うまでもない。このとき、絶縁物と第１の
導体１あるいは絶縁物と第２の導体２が接着されていて
もよい。

【００５０】実施例８ 図１７は本発明による第８の実施例である電力変換器に
おける配線導体の構造を示した図である。図１７におい
て図１と異なる点は、図１では第２の導体２の形状を折
曲げ加工をしない１枚板としているのに対し、図１７で
は第２の導体２において第１の導体１の板厚方向に対す
る投影面で第２の導体２と重ならない部分を垂直に折曲
げている。図１７において折曲げている部分は、第２の
導体２に生じた誘導電流の戻り路として機能する部分で
あり、折曲げても第１の導体１との距離に変わりはない
ので、図１に示す構成と同様のインダクタンス低減効果
がある。

【００５１】この場合にも、第１の導体１と第２の導体
２の間に絶縁物を挾んだり、あるいは絶縁物を挾み込ん
だ第１の導体１と第２の導体２を導電性ネジや絶縁性ネ
ジでネジ止めしても、第１の導体１のインダクタンス低
減効果は発揮できることは明らかである。また、第２の
導体２の折曲げ部については、第１の導体１の板厚方向
に対する投影面で第２の導体２と重なる部分が一部でも
あれば、どこで折曲げても第１の導体１のインダクタン
ス低減効果がある。なお、図では垂直に折曲げた場合に
ついて説明したが、折曲げ方法は垂直でなくてもよく、
また複数回折曲げてもよい。

【００５２】実施例９ 図１８は本発明による第９の実施例である電力変換器に
おける幅広配線導体の断面を示した図である。往復電流
による磁束を打ち消すために電流方向が互いに逆向きの
第１の導体１１と第１の導体１２の広幅面を向かい合わ
せ、さらに第１の導体１１と第１の導体１２に対し配線
導体より幅広の第２の導体２１及び第２の導体２２を各
々第１の導体から一定距離をおいて配置している。図中
の記号９１，９２は各導体中の電流の向きを示してい
る。

【００５３】第１の導体１１と第１の導体１２を広幅面
で向かい合わせることで、第１の導体１１及び第１の導
体１２のインダクタンスを低減することは知られてい
る。これらの第１の導体に第２の導体２１及び第２の導
体２２を各々近接配置することでさらにインダクタンス
を低減することができる。

【００５４】また、第２の導体については、各々の第１
の導体に対して設ける場合を示しているが、どちらか一
方に対して設けてもよい。もちろん、このような配置方
法を適用する際に第１の導体と第２の導体の間に絶縁物
を挿入したり、第１の導体と第２の導体あるいは第１の
導体と第２の導体と絶縁物を導電性ネジや絶縁性ネジに
より固定してもインダクタンス低減効果を損なわないこ
とは明らかである。なお、図１８においても第２の導体
２１，２２の電位を固定するためには、各々近接してい
る第１の導体１１，１２と電気的に接続することが必要
となるが、図では省略している。

【００５５】実施例１０ 図１９は本発明による第１０の実施例であり、半導体ス
イッチング素子のターンオフ時に半導体スイッチング素
子をサージから保護するスナバ回路の配線実装を示した
図である。半導体スイッチング素子としては電極面が平
型のＧＴＯを例として示している。３１はＧＴＯ、３２
はスナバダイオード、３３はスナバコンデンサ、３９は
冷却フィンである。ＧＴＯ３１とスナバダイオード３２
は電極面が平型の素子であり、冷却フィン３９を介して
一体型のスタックを形成している。第１の導体１により
スタックとスナバコンデンサ３３を接続しているが、こ
の第１の導体１のスナバコンデンサ３３の入出力端子部
においては互いの第１の導体１の広幅面を近接配置する
ことでインダクタンス低減を図っている。さらに、第１
の導体１の一部区間で、この第１の導体１よりも幅の広
い第２の導体２を、第１の導体１の板厚方向に対する投
影面を包含するように近接して配置している。このよう
な実装により、第１の導体１同士で磁束を打ち消し合う
ことができない区間はもちろんのこと、第１の導体１同
士で磁束を打ち消し合うことが可能な区間においてもイ
ンダクタンスの低減効果を発揮する。また、第２の導体
２と第１の導体１とを導電性ネジ５により接続し、第２
の導体２の電位を固定している。

【００５６】なお、この場合の半導体スイッチング素子
としては、電極面が平型であれば、逆導通型ＧＴＯサイ
リスタ，ＩＧＢＴ，ＳＩサイリスタ，ＳＩＣなどでもよ
い。また、ＧＴＯ３１とスナバダイオード３２を同一の
スタックに圧接した場合について示したが、ＧＴＯ３１
とスナバダイオード３２の素子の大きさが異なるなどの
理由により別々のスタックに圧接した場合についても、
スナバ回路を形成する構成部品間を接続する第１の導体
に上述したような第２の導体を配置することでスナバ回
路内の寄生インダクタンス低減効果を発揮する。つま
り、スナバ回路を構成する部品配置の如何を問わず、ス
ナバ回路構成部品間を接続する第１の導体に上記の第２
の導体を配置することでスナバ回路内の寄生インダクタ
ンス低減効果を発揮できる。また、図１９に示すような
側面図がＬ字型となる第１の導体や、あるいは特殊な場
合として不均一な幅を持つ第１の導体にも上記の第２の
導体は適用できる。いずれの場合も、第１の導体の板厚
方向に対する投影面と少なくとも一部で重なり、且つ一
部で重ならないように第２の導体を配置すればよい。な
お、図１９では、フリーホィールダイオード，スナバ抵
抗あるいはスナバエネルギー回生回路などに用いられる
補助的な構成要素及び絶縁物や圧接用部材などについて
は省略しているが、ここに示す基本構造に適用できるこ
とは明らかである。

【００５７】実施例１１ この発明の第１１の実施例を図２０，図２１に基づいて
説明する。図２１(１)は、半導体スイッチング素子がタ
ーンオフした際に発生するサージから半導体スイッチン
グ素子を保護するスナバ回路及びクランプ回路を示した
図である。この部分を実装した場合の側面図を図２０に
示す。半導体スイッチング素子としては、図１９と同様
に電極面が平型のＧＴＯを例として示している。スナバ
ダイオード３２及びスナバコンデンサ３３を含むスナバ
回路については、図１９と同じ構成であり、スナバ回路
内の幅広な第１の導体１に近接して第２の導体２を配置
している。

【００５８】図２０では、図１９の回路構成にさらにダ
イオード３５，クランプコンデンサ３６，クランプダイ
オード３８を追加してある。このクランプ回路の第１の
導体１に対しても第２の導体２を近接配置している。第
２の導体２の第１の導体１に対する配置方法は、いずれ
の場合も第１の導体１の板厚方向からの投影面で互いに
重なる部分を少なくとも一部分で有し、なお且つ重なら
ない部分をも兼ね備えるようにすることが重要である。
また、第２の導体２の電位を固定するために第１の導体
１との間を導電性ネジ５により接続し、さらに両者間の
距離を保持するためにスペーサ７を挿入している。クラ
ンプコンデンサ３６に接続する第１の導体１に寄生する
インダクタンス分が、図２１（１）中の寄生インダクタ
ンス３７及び４２に相当する。寄生インダクタンスに
は、クランプコンデンサの内部インダクタンスも含まれ
るが、通常の実装では配線導体のインダクタンス成分の
占める割合の方が大きい。

【００５９】なお、図２０でも、フリーホィールダイオ
ード，スナバ抵抗あるいはスナバエネルギー回生回路な
どに用いられる補助的な構成要素は省略しているが、こ
こに示す基本構造に適用できることは明らかである。ま
た、絶縁物や圧接用部材などについても省略している。

【００６０】通常は、自己消弧型半導体素子のサージ吸
収部としてスナバ回路を最優先して実装する。これは、
自己消弧型半導体素子がターンオフする際に発生するス
パイク状電圧Ｖ_DSP を抑制できるように、スナバ回路内
の寄生インダクタンス３４を十分小さくする必要がある
ためである。したがって、図２０ではスナバ回路を構成
するＧＴＯ３１とスナバダイオード３２を隣接して同一
スタック内に圧接している。

【００６１】Ｖ_DSP の次に注意しなければならないの
は、ＧＴＯ３１に印加される最大電圧Ｖ_DMである。図２
０に示す回路において、Ｖ_DMを決定するのはクランプコ
ンデンサ３６及びスナバコンデンサ３３で構成される直
列コンデンサ群とクランプ回路内の寄生インダクタンス
３７とスナバ回路内の寄生インダクタンス３４で構成さ
れる直列インダクタンス群によるＬＣ共振である。これ
らのＬＣ回路において、もしインダクタンス成分が存在
しなければ、共振現象は発生しないためコンデンサへの
過剰充電は生じない。したがって、ＧＴＯの印加電圧も
コンデンサの印加電圧と同様にある一定の値に達する
と、そのまま定常状態となり、一定の値を保持する。

【００６２】しかし、通常の実装では寄生インダクタン
スを皆無にすることは不可能である。寄生インダクタン
スがある場合には、ＧＴＯに印加される最大電圧から定
常値を差し引いた分が寄生インダクタンスによる電圧上
昇分となる。したがって、ＬＣ共振回路内の寄生インダ
クタンスを最小限に抑制する必要がある。ところが前述
したとおりスナバ回路の実装を最優先するため、ＧＴＯ
やダイオードを一体型のスタックとして圧接した場合、
クランプコンデンサに接続する半導体素子側の端子間の
距離が長くなること、図では省略したフリーホィールダ
イオードなどの半導体素子をスタック内に追加すること
でさらにクランプコンデンサに接続する半導体素子側の
端子間の距離が長くなること、及びクランプコンデンサ
容量はスナバコンデンサ容量に比べ大きくなるためクラ
ンプコンデンサの容積が大きくなることなどの理由によ
り、クランプ回路を形成する一巡ループは大きくなる。
したがって、クランプ回路の寄生インダクタンスはスナ
バ回路の寄生インダクタンスと比較すると、必然的に大
きな値となる。さらに、クランプ回路を形成する一巡ル
ープが大きくなることで、往復電流を利用した磁束打ち
消し効果を利用できる部分が少なくなり、寄生インダク
タンス増加に拍車をかける。そこで、クランプ回路の第
１の導体１に第２の導体２を上述のように近接配置する
ことで、寄生インダクタンスの低減を図ることが可能と
なる。

【００６３】また、図２０では、ＧＴＯ３１とダイオー
ド３２，３５，３８を同一径とし、さらに同一スタック
に圧接した場合について示しているが、径が異なり別々
のスタックに構成した場合でも上記と同様に第２の導体
２を適用することでインダクタンスの低減効果がある。
このように、従来インダクタンスの低減効果を持ち合わ
せていなかった部位へ本発明を適用することにより、半
導体スイッチング素子の印加電圧を軽減でき、安全に電
力変換器を運転することが可能となる。さらに遮断電流
を定格以下に低減していた場合に対しては素子利用率の
向上につながる。

【００６４】次に寄生インダクタンスの低減効果が大き
い部分を具体的な回路に基づいて説明する。図２１は、
半導体スイッチング素子を使用したインバータ回路また
はコンバータ回路の一部を示したものである。図示した
インダクタンスは全て寄生インダクタンスであり、ＧＴ
Ｏ３１の電流変化率を軽減するアノードリアクトルや負
荷などについては省略している。図２１（１）では、ク
ランプコンデンサ３６は平滑コンデンサ４０のマイナス
端子側に接続している。図２１（２）では、クランプコ
ンデンサ３６は平滑コンデンサ４０のプラス端子側に接
続している。まず、図２１（１）においてＧＴＯ３１が
ターンオフする際の動作を説明する。ＧＴＯ３１がオン
状態で通電しているとき、平滑コンデンサ４０のプラス
端子側からＧＴＯ３１を介して負荷へ電流供給してい
る。ＧＴＯ３１がターンオフ動作に入ると、ＧＴＯ３１
の電流はスナバダイオード３２およびスナバコンデンサ
３３に流れ込みスナバコンデンサ３３を充電する。な
お、クランプコンデンサ３６は所定の電圧に充電されて
おり、スナバコンデンサ３３の充電電圧がこのクランプ
コンデンサ３６の充電電圧に達するまではクランプコン
デンサ３６側には電流は流れ込まない。このとき、スナ
バ回路内の寄生インダクタンス３４によりスパイク電圧
が発生するため、スナバ回路内の寄生インダクタンス３
４は素子仕様を満足する程度に抑制しなければならない
のは前述したとおりである。さらに、スナバコンデンサ
３３の充電が進みクランプコンデンサ３６の充電電圧を
超えた時点で、クランプコンデンサ３６の充電が開始さ
れる。このとき、図示した各寄生インダクタンスとクラ
ンプコンデンサ３６およびスナバコンデンサ３３で構成
する閉路において、ＬＣ共振が発生し、クランプコンデ
ンサ３６とスナバコンデンサ３３との間で充放電を繰り
返す。このとき変動するスナバコンデンサ３３の電圧が
ＧＴＯ３１にも印加されるため、ＧＴＯ３１の最大印加
電圧はこのＬＣ共振のモードで決定されることになる。
ＬＣ共振の振幅は、寄生インダクタンスの値に大きく依
存しており、ＧＴＯ３１の最大印加電圧を抑制するため
には、この閉ループ内の寄生インダクタンス値を抑制す
ることが必要となる。

【００６５】図２１（２）においては、閉路が平滑コン
デンサ４０を含むようになるため、考慮すべき寄生イン
ダクタンスが増大する。図２１（１）に示すクランプコ
ンデンサは、平滑コンデンサ４０より高い電圧に充電す
る必要があるのに対し、図２１（２）に示すクランプコ
ンデンサは、平滑コンデンサ４０より低い電圧に充電す
るだけでよく、コストを含めた実装という観点からいう
と、図２１（２）の方式が有利となる。しかし、寄生イ
ンダクタンスについては、図２１（１）の方式より、大
きくなる傾向があるため、本発明をこのような閉ループ
を構成する配線導体に適用することは極めて有用とな
る。

【００６６】このように、半導体スイッチング素子を直
接含まない閉路上の配線導体に対しても本発明は適用可
能である。特に、クランプコンデンサ部など接続先の両
端が離れてしまい、往復電流による磁束打ち消しすなわ
ち寄生インダクタンスの低減を期待できない配線導体に
対して、インダクタンス低減効果を発揮する。もちろ
ん、直列多重で使用する半導体スイッチング素子の場合
は、他の半導体スイッチング素子がターンオフする際
に、電流変化を生じ半導体スイッチング素子の最大印加
電圧を決定する閉ループを構成する配線導体に対し、配
線導体の板厚方向に対する投影面と重なる部分と重なら
ない部分をもつ導体を配置することで、配線導体上の寄
生インダクタンスを低減することができ、この結果とし
て半導体スイッチング素子の最大印加電圧を抑制するこ
とが可能となる。このとき、導体上に残留電荷が生じる
ことを防ぐために、少なくとも一点で近接した配線導体
あるいは他の電位と固定してもよく、さらに、配線導体
と導体を固定するために絶縁物を挾み込んでもよいこと
は言うまでもない。

【００６７】実施例１２ この発明の第１２の実施例を図２４に基づいて説明す
る。図２４はアノードリアクトルを設けない３レベルイ
ンバータの構成図であり、ＧＴＯ３１ａ〜３１ｄと、サ
ージ電圧を吸収するためのスナバダイオード３２ａ，３
２ｄ及びスナバコンデンサ３３ａ，３３ｄからなるスナ
バ回路と、平滑コンデンサ４０ａ，４０ｂと、クランプ
ダイオード３８ａ，３８ｂとから構成される。図ではフ
リーホィールダイオードを省略している。また、半導体
スイッチング素子としてＧＴＯを図示しているが、アノ
ードリアクトルを設けない回路でｄｉ／ｄｔが定格以内
であれば、ＩＧＢＴなど如何なる素子でもよい。

【００６８】平滑コンデンサと半導体スイッチング素子
との間の配線に寄生する配線インダクタンス４３ａ〜４
３ｃの値をＬとし、半導体スイッチング素子がターンオ
フした際に許可できるＬの値を考える。このとき、スナ
バ回路に設けたスナバコンデンサ３３ａの容量をＣｓ，
平滑コンデンサ４０ａ，４０ｂの直流入力電圧を各々Ｖ
ｄｃとする。また、半導体スイッチング素子を介して負
荷に供給する電流をＩとし、図２４（１）のようにGTO3
1a，31b がｏｎ状態にあるとすると、GTO31aをターンオ
フした際に、スナバコンデンサ３３ａに充電される充電
電圧Ｖｃｓは、

【００６９】

【数７】

【００７０】と表わせる。これは、ターンオフ直後の電
流経路が（２）のようになり、寄生インダクタンス４３
ａのエネルギーが全てコンデンサの充電電圧となる。さ
らに、定常状態に近づくと、今度は寄生インダクタンス
４３ｂにエネルギーを蓄積することになるため、この分
もまたＶｃｓに加算される。また、このＶｃｓがGTO31a
に印加されることになるため、GTO31aの最大定格電圧を
Ｖmax とすると、

【００７１】

【数８】

【００７２】を満足する必要があることになる。具体的
には、Ｖｄｃ＝３０００Ｖ，遮断電流Ｉ＝６０００Ａ，
Ｃｓ＝３μＦ，Ｖmax ＝６０００Ｖとすると、Ｖｃｓ≦
Ｖmaxを満たすためには、Ｌ≦０.７５μＨ となる。こ
のようにＶｄｃが高い場合、絶縁距離を確保するため直
流電源部の配線同士を近づけることができない。このよ
うな場合に、本発明の配線方式を用いれば、インダクタ
ンスの低減が可能である。もちろん、２レベルインバー
タを初めとする他のマルチレベルインバータにも適用可
能であることは言うまでもない。

【００７３】なお本発明によれば、Ｖｄｃ≧３０００Ｖ
かつＩ／Ｃｓが１０００Ａ／１μＦ以上の場合、すなわ
ち従来、配線インダクタンスの低減により、半導体スイ
ッチング素子に印加される電圧を抑えることができなか
った場合において、（数１）を満たすＬの値以下に配線
インダクタンスを小さくすることができる。

【００７４】実施例１３ この発明の第１３の実施例を図２５に基づいて説明す
る。図２５はスナバ回路を設けない３レベルインバータ
の構成図であり、GTO31a〜31d と、平滑コンデンサ４０
ａ，４０ｂと、クランプダイオード３８ａ，３８ｂとか
ら構成される。図ではフリーホィールダイオードを省略
している。また、半導体スイッチング素子としてＧＴＯ
を図示しているが、ＩＧＢＴなど如何なる素子でもよ
い。

【００７５】平滑コンデンサと半導体スイッチング素子
との間の配線に寄生する配線インダクタンス４３ａ〜４
３ｃの値をＬとし、半導体スイッチング素子がターンオ
フした際に許容できるＬの値を考える。このとき、平滑
コンデンサ４０ａ，４０ｂの直流入力電圧を各々Ｖｄ
ｃ、また、半導体スイッチング素子のターンオフ時にお
ける電流下降率の最大傾きをｄｉ／ｄｔとし、図２５
（１）のようにGTO31a，３１ｂがｏｎ状態にあるとする
と、GTO31aをターンオフした際に、スナバコンデンサ３
３ａに印加される電圧の最大値をＶmax とすると、

【００７６】

【数９】

【００７７】を満足する必要がある。この場合も図２４
と同様にGTO31aのターンオフ後は、寄生インダクタンス
４３ｂにエネルギー蓄積されるため、この分の電圧も半
導体スイッチング素子に印加される。具体的には、Ｖｄ
ｃ＝３０００Ｖ，ｄｉ／ｄｔ＝３×１０¹⁰Ａ／ｓ，Ｖma
x ＝６０００Ｖとすると、半導体スイッチング素子に印
加される電圧をＶmax以下とするためには、Ｌ≦０.５μ
Ｈとなる。このように大幅なインダクタンス低減が必要
な場合には、往復導体を近接させる配線方式に加え本発
明の配線方式を用いれば実現可能である。もちろん、２
レベルインバータを初めとする他のマルチレベルインバ
ータにも適用可能である。

【００７８】なお本発明によれば、Ｖｄｃ≧３０００Ｖ
かつＩ／Ｃｓが１０００Ａ／１μＦ以上の場合、すなわ
ち従来、配線インダクタンスの低減により、半導体スイ
ッチング素子に印加される電圧を抑えることができなか
った場合において、（数２）を満たすように配線インダ
クタンスを小さくすることができる。

【００７９】

【発明の効果】本発明によれば、配線インダクタンスを
低減でき、自己消弧型半導体素子のターンオフ時におけ
るサージ電圧を抑制できる。このため、コンデンサ容量
を小さくできることになり、損失を低減することができ
る。また、誘導電流により磁束を打ち消すため、シール
ド効果があり、周辺への磁束漏れを低減することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例である電力変換器の配線
導体を示す。

【図２】第１の導体に近接して第２の導体を配置した構
造モデルである。

【図３】第１の導体と第２の導体間距離によるインダク
タンス特性を示す図である。

【図４】本発明の第２の実施例である電力変換器の配線
導体を示す。

【図５】第１の導体に近接して第２の導体を配置した構
造モデルである。

【図６】第１の導体と第２の導体の配置方法によるイン
ダクタンス特性を示す図である。

【図７】本発明の第３の実施例である電力変換器の配線
導体を示す。

【図８】第１の導体と第２の導体の配置方法によるイン
ダクタンス特性を示す図である。

【図９】本発明の第４の実施例である電力変換器の配線
導体を示す。

【図１０】スリットを入れた第２の導体を第１の導体に
近接した配線導体配置図である。

【図１１】第２の導体厚さとインダクタンスの関係を示
す図である。

【図１２】第１の導体と第２の導体の配置方法によるイ
ンダクタンスの周波数特性を示す図である。

【図１３】本発明の第５の実施例である電力変換器の配
線導体を示す。

【図１４】本発明の第６の実施例である電力変換器の配
線導体を示す。

【図１５】本発明の第７の実施例である電力変換器の配
線導体を示す。

【図１６】第１の導体と第２の導体の固定方法を示す配
線導体実装図である。

【図１７】本発明の第８の実施例である電力変換器の配
線導体を示す。

【図１８】本発明の第９の実施例である電力変換器の配
線導体を示す。

【図１９】本発明の第１０の実施例であるスナバ回路に
おける実装図である。

【図２０】本発明の第１１の実施例であるクランプ回路
における実装側面図である。

【図２１】半導体スイッチング素子をターンオフした際
に電流変化が生じる配線部分を示す回路図である。

【図２２】従来の電力変換器の構成例を示す図である。

【図２３】自己消弧型半導体素子に適用する従来のスナ
バ回路及びクランプ回路の動作を説明する図である。

【図２４】アノードリアクトルを必要としない自己消弧
型半導体素子のターンオフ時のスナバ回路を含めた回路
動作を説明する図である。

【図２５】スナバ回路を必要としない自己消弧型半導体
素子のターンオフ時の回路動作を説明する図である。

【図２６】インダクタンスを低減するための従来の配線
実装を示す図である。

【符号の説明】

１，１１，１２…第１の導体、２，２１，２２…第２の
導体、３…絶縁物、４…絶縁材、５…導電性ネジ、６…
絶縁性ネジ、７…スペーサ、８…絶縁性スペーサ、３
１，３１ａ〜３１ｄ…ＧＴＯ、３２，３２ａ，３２ｄ…
スナバダイオード、３３，３３ａ，３３ｄ…スナバコン
デンサ、３４…スナバ回路内寄生インダクタンス、３５
…ダイオード、３６…クランプコンデンサ、３７…クラ
ンプ回路内寄生インダクタンス、３８，３８ａ，３８ｂ
…クランプダイオード、３９…冷却フィン、４０，４０
ａ，４０ｂ…平滑コンデンサ、４１…平滑回路内寄生イ
ンダクタンス、４２…クランプダイオード部寄生インダ
クタンス、４３ａ〜４３ｃ…直流電源−半導体スイッチ
ング素子間寄生インダクタンス、９１…電流方向（紙面
裏側から表側方向）、９２…電流方向（紙面表側から裏
側方向）、１０１…交流電源、１０２…コンバータ（１
相分）、１０３…平滑コンデンサ、１０４…インバータ
（１相分）、１０５…交流電動機。

Claims (25)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】半導体スイッチング素子により負荷電流を
   制御する電力変換器において、前記半導体スイッチング
   素子を通電または遮断する制御に伴い電流変化を生じる
   第１の導体に近接して、前記第１の導体の電流変化に応
   じて誘導電流を生じる第２の導体を、近接配置する配線
   を備えることを特徴とする電力変換器。
2. 【請求項２】半導体スイッチング素子により負荷電流を
   制御する電力変換器において、前記半導体スイッチング
   素子を通電または遮断する制御に伴い電流変化を生じる
   第１の導体に近接して、前記第１の導体の電流変化に応
   じて誘導電流を生じる第２の導体を配置し、さらに前記
   第１の導体と前記第２の導体を少なくとも一点で電気的
   に接続したことを特徴とする電力変換器。
3. 【請求項３】半導体スイッチング素子により負荷電流を
   制御する電力変換器において、前記半導体スイッチング
   素子を通電または遮断する制御に伴い電流変化を生じる
   第１の導体に近接して第２の導体を配置し、さらに前記
   第１の導体と前記第２の導体を少なくとも一点で電気的
   に接続したことを特徴とする電力変換器。
4. 【請求項４】交流を直流に変換する、第１の半導体スイ
   ッチング素子を備えたコンバータ部と、前記直流を平滑
   する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサにより平滑
   された直流を交流に逆変換する、第２の半導体スイッチ
   ング素子を備えたインバータ部とを有する電力変換器に
   おいて、 前記平滑コンデンサと前記コンバータ部または前記イン
   バータ部とを直接または他の部材を介して接続する幅広
   な第１の導体の一部または全区間で、前記第１の導体の
   板厚方向に対する投影面と少なくとも一部で重なり且つ
   少なくとも一部で重ならない部分を有する第２の導体を
   前記第１の導体に近接して配置し、前記第２の導体の少
   なくとも一点を前記第１の導体と電気的に接続したこと
   を特徴とする電力変換器。
5. 【請求項５】交流を直流に変換する、第１の半導体スイ
   ッチング素子を備えたコンバータ部と、前記直流を平滑
   する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサにより平滑
   された直流を交流に逆変換する、第２の半導体スイッチ
   ング素子を備えたインバータ部とを有する電力変換器に
   おいて、 前記平滑コンデンサと前記コンバータ部または前記イン
   バータ部を直接または他の部材を介して接続する幅広な
   第１の導体の一部または全区間で、前記第１の導体と同
   一幅の第２の導体を、前記第１の導体の板厚方向に対す
   る投影面と前記第１の導体の幅に対して１０％から６０
   ％の範囲で重なるように、前記第１の導体に近接して配
   置し、前記第２の導体の少なくとも一点を前記第１の導
   体と電気的に接続したことを特徴とする電力変換器。
6. 【請求項６】交流を直流に変換する、第１の半導体スイ
   ッチング素子を備えたコンバータ部と、前記直流を平滑
   する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサにより平滑
   された直流を交流に逆変換する、第２の半導体スイッチ
   ング素子を備えたインバータ部とを有する電力変換器に
   おいて、 前記平滑コンデンサと前記コンバータ部あるいは前記イ
   ンバータ部とを直接または他の部材を介して接続し且つ
   電流が逆向きで互いに磁束を打ち消し合うように平行に
   配置された２枚の幅広な第１の導体の一部または全区間
   で、前記第１の導体の板厚方向に対する投影面と少なく
   とも一部で重なり且つ少なくとも一部で重ならない部分
   を有する少なくとも１枚の第２の導体を、前記第１の導
   体に近接して配置し、前記第２の導体の少なくとも一点
   を前記第１の導体と電気的に接続したことを特徴とする
   電力変換器。
7. 【請求項７】交流を直流に変換する、第１の半導体スイ
   ッチング素子を備えたコンバータ部と、前記直流を平滑
   する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサにより平滑
   された直流を交流に逆変換する、第２の半導体スイッチ
   ング素子を備えたインバータ部とを有する電力変換器に
   おいて、 前記半導体スイッチング素子のターンオン時あるいはタ
   ーンオフ時に、電流変化を生じる幅広な第１の導体の一
   部または全区間で、前記第１の導体の板厚方向に対する
   投影面と少なくとも一部で重なり且つ少なくとも一部で
   重ならない部分を有する第２の導体を近接して配置し、
   前記第２の導体の少なくとも一点を前記第１の導体と電
   気的に接続したことを特徴とする電力変換器。
8. 【請求項８】直流入力電圧Ｖｄｃが３ｋＶ以上で、且つ
   定格電圧Ｖmax の半導体スイッチング素子の遮断電流Ｉ
   ｓと前記半導体スイッチング素子のサージ電圧を吸収す
   るスナバコンデンサ容量Ｃｓとの比Ｉｓ／Ｃｓが１ｋＡ
   ／１μＦ以上である請求項１から７のうちいずれか１項
   に記載の電力変換器において、直流電源と前記半導体ス
   イッチング素子との間の配線インダクタンスＬ及び前記
   スナバコンデンサ容量Ｃｓの比が 【数１】 を満足する電力変換器。
9. 【請求項９】定格電圧Ｖmax 及び遮断時における電流下
   降率の最大傾きがｄｉ／ｄｔである半導体スイッチング
   素子を有し、直流入力電圧Ｖｄｃが３ｋＶ以上である請
   求項１から７のうちいずれか１項に記載の電力変換器に
   おいて、直流電源と前記半導体スイッチング素子との間
   の配線インダクタンスＬが 【数２】 を満足する電力変換器。
10. 【請求項１０】前記第２の導体は、前記第１の導体との
    最短距離が３mm以下であることを特徴とする請求項１か
    ら９のうちいずれか１項に記載の電力変換器。
11. 【請求項１１】前記第１の導体の板厚方向に対する投影
    面で前記第２の導体と重なる幅が前記第１の導体幅の１
    ０％以上であることを特徴とする請求項１〜４及び６〜
    １０のうちいずれか１項に記載の電力変換器。
12. 【請求項１２】前記第１の導体の板厚方向に対する投影
    面で前記第２の導体と重ならない幅が前記第１の導体幅
    の１／２以上であることを特徴とする請求項１から１１
    のうちいずれか１項に記載の電力変換器。
13. 【請求項１３】前記第２の導体は厚さが１mm以上である
    ことを特徴とする請求項１から１２のうちいずれか１項
    に記載の電力変換器。
14. 【請求項１４】前記第２の導体の厚さは、前記第１の導
    体の厚さよりも薄いことを特徴とする請求項１から１３
    のうちいずれか１項に記載の電力変換器。
15. 【請求項１５】前記第２の導体は、前記第１の導体の板
    厚方向に対する投影面で、少なくとも一部で重なる部分
    を有し且つ前記第１の導体の板幅方向に対する少なくと
    も一方の端部を折曲げたことを特徴とする請求項１から
    １４のうちいずれか１項に記載の電力変換器。
16. 【請求項１６】請求項１から１５のうちいずれか１項に
    記載の前記第２の導体において、少なくとも一つのスリ
    ットを設けたことを特徴とする電力変換器。
17. 【請求項１７】前記第２の導体と前記第１の導体は絶縁
    物を介して固定することを特徴とする請求項１から１６
    のうちいずれか１項に記載の電力変換器。
18. 【請求項１８】前記第２の導体と前記第１の導体は、導
    電性の接続手段と絶縁性の接続手段とを併用して固定す
    ることを特徴とする請求項１７項に記載の電力変換器。
19. 【請求項１９】直流入力電圧Ｖｄｃが３ｋＶ以上で、且
    つ定格電圧Ｖmax の半導体スイッチング素子の遮断電流
    Ｉｓと前記半導体スイッチング素子のサージ電圧を吸収
    するスナバコンデンサ容量Ｃｓとの比Ｉｓ／Ｃｓが１ｋ
    Ａ／１μＦ以上である電力変換器において、直流電源と
    前記半導体スイッチング素子との間の配線インダクタン
    スＬ及び前記スナバコンデンサ容量Ｃｓの比が 【数３】 を満足する電力変換器。
20. 【請求項２０】定格電圧Ｖmax 及び遮断時における電流
    下降率の最大傾きがｄｉ／ｄｔである半導体スイッチン
    グ素子を有し、直流入力電圧Ｖｄｃが３ｋＶ以上である
    電力変換器において、直流電源と前記半導体スイッチン
    グ素子との間の配線インダクタンスＬが 【数４】 を満足する電力変換器。
21. 【請求項２１】半導体スイッチング素子により負荷電流
    を制御する電気機器において、前記半導体スイッチング
    素子の通電または遮断する制御に伴い電流変化を生じる
    第１の導体に近接して、前記第１の導体の電流変化に応
    じて誘導電流を生じる第２の導体を配置し、さらに前記
    第１の導体と前記第２の導体を少なくとも一点で電気的
    に接続したことを特徴とする電気機器。
22. 【請求項２２】前記第１の導体の板厚方向に対する投影
    面で前記第２の導体と重なる幅が前記第１の導体幅の１
    ０％以上であることを特徴とする請求項２１に記載の電
    気機器。
23. 【請求項２３】前記第２の導体と前記第１の導体は絶縁
    物を介して固定することを特徴とする請求項２１または
    請求項２２に記載の電気機器。
24. 【請求項２４】前記第２の導体と前記第１の導体は絶縁
    物を介して固定することを特徴とする請求項２１または
    請求項２２または請求項２３に記載の電気機器。
25. 【請求項２５】交流を直流に変換する、第１の半導体ス
    イッチング素子を備えたコンバータ部と、前記直流を平
    滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサにより平
    滑された直流を交流に逆変換する、第２の半導体スイッ
    チング素子を備えたインバータ部とを有する電力変換器
    の製造方法において、回路構成部品を接続する幅広な第
    １の導体の一部または全区間で、前記第１の導体の板厚
    方向に対する投影面で少なくとも一部で重なり且つ少な
    くとも一部で重ならない部分を有する第２の導体を前記
    第１の導体に近接して配置，固定し、前記第１の導体と
    前記第２の導体とを電気的に接続することを特徴とする
    電力変換器の製造方法。