JPH10267779A - トランスデューサの変量を調整するピエゾ抵抗圧力トランスデューサ回路 - Google Patents
トランスデューサの変量を調整するピエゾ抵抗圧力トランスデューサ回路Info
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Abstract
不感性、抵抗値の可変性、温度に対する感度等の特性が
同一でなく、圧力感度が温度上昇に反比例する。 【解決手段】 コンピュータは、第1及び第2の可変抵
抗素子の未知の抵抗値を求め、且つ第1及び第2の可変
抵抗素子を未知数とし、温度及び圧力を他の未知数とし
た一組の等式を解くことにより、第1及び第2の可変抵
抗素子を有し、水銀柱で100mm当たり1.2〜15
Ω/1000Ωの範囲の圧力感度および温度特性を有す
ることを特徴とする超小型ピエゾ抵抗圧力のトランスデ
ューサによって測定される温度補償された圧力値を供給
する。
Description
19日付出願の米国特許出願第08/492,397号
(現米国特許第5,551,301号)の継続出願であ
る1996年9月3日付け出願の米国特許出願第08/
707,299号の一部継続出願である。この発明は、
トランスデューサの変量を調整し、ダイナミックレンジ
への要求を低減したピエゾ抵抗圧力トランスデューサ回
路に関するものである。
は、ひずみゲージ型でもピエゾ抵抗型であっても、典型
的には均衡のとれたホイートストンブリッジ回路を2つ
の可変抵抗素子および2つの固定抵抗素子の間に利用し
ている。トランスデューサ自体は、2つの可変抵抗素子
のみ、あるいは、4つの抵抗素子から構成されていても
よい。典型的には、抵抗素子は、圧力零における公称抵
抗値に高精度に一致させるために、製造工程中に調節さ
れる。抵抗素子は、個々の圧力抵抗特性に高精度で一致
するように調節される。典型的には、このような抵抗素
子と共に利用される電子回路は、ブリッジ回路の1つの
出力回路に微少なオフセット電圧を加えることにより、
複数の固定抵抗のうちの1つの抵抗値に微調整を加える
ことが可能である。復調増幅された出力は、アナログデ
ジタル変換器に供給される。
て、増幅信号のダイナミックレンジは、アナログデジタ
ル変換器の入力に適合され、9ビットの分解能(512
分の1)のみがアナログデジタル変換器で十分な圧力分
解能(この分解能は0−300mmHg即ち0−300
mmHgの範囲では1mmHg以下であることが好まし
く、人間の血圧を測定するのに必要とされるものであ
る)を供給するために必要とされる。同時係属中の19
94年9月2日出願の米国特許出願第08/300,4
45号に開示されたような超小型圧力センサの出現と共
に、このような従来のホイートストン回路は、温度上昇
に連れて、圧力に対する不感性、抵抗値の可変性、温度
に対する感度のような様々な特性を同一にすることがで
きず、圧力感度が温度上昇に反比例することが判明し
た。それゆえ、上述の変動を吸収し得る超小型圧力セン
サに用いる新たな改良された回路が必要である。
ーサの変動を吸収するピエゾ抵抗圧力トランスデューサ
回路および方法を提供することである。
抗値の変化による圧力成分と温度成分を測定することを
可能にする回路を提供することである。
し、可変抵抗の差動測定と共に独立した測定を可能にし
た回路とその方法を提供することである。
し、ダイナミックレンジの低減を図った回路とその方法
を提供することである。
し、容易に入手できる安価な素子で構成した回路とその
方法を提供することである。
し、抵抗の可変性を補償するためのコンピュータを用い
る回路及びその方法を提供することである。
し、トランスデューサの好ましくない特性を即時に補償
できる回路及びその方法を提供することである。
し、コンピュータによって即時に発生されるフィードバ
ックによりダイナミックレンジへの要求を低減した回路
及びその方法を提供することである。
ない)抵抗素子を有するトランスデューサと共に機能す
る上述の特性を有する回路及び方法を提供することであ
る。
おいて接地基準導体として用いられる導体に生じる好ま
しくない抵抗素子を排除する上述の特性を有する回路及
び方法を提供することである。
デューサ変量を調整する圧力トランスデューサ回路は、
第1及び第2の可変抵抗素子を有し、水銀柱で100m
m当たり1.2〜15Ω/1000Ωの範囲の圧力感度
および温度特性を有することを特徴とする超小型ピエゾ
抵抗圧力のトランスデューサと、第1の既知の固定抵抗
素子を含む超小型ピエゾ抵抗圧力のトランスデューサの
第1及び第2の可変抵抗素子に接続された回路と、既知
の固定抵抗素子を通じて第1および第2の可変抵抗素子
に超小型ピエゾ抵抗圧力のトランスデューサ励磁電圧を
供給するために、既知の固定抵抗素子を第1及び第2の
可変抵抗素子に接続する手段と、それぞれ入力端及び出
力端を有する第1及び第2の増幅器と、第1及び第2の
可変抵抗素子にかかる電圧を測定するために、第1及び
第2の増幅器の各入力端を第1及び第2の可変抵抗素子
に接続し、第1及び第2の増幅器が圧力成分及び温度成
分を含む出力を有するようにする手段と、第1及び第2
の増幅器の出力を受信して、超小型ピエゾ抵抗圧力のト
ランスデューサによって測定される温度補償された圧力
値を供給するために、独立した可変抵抗素子としての第
1及び第2の可変抵抗素子の未知の抵抗値を求め、且つ
第1及び第2の可変抵抗素子を未知数とし、温度及び圧
力を他の未知数とした一組の等式を解くためのコンピュ
ータ手段とを備える。
の発明の超小型ピエゾ抵抗圧力のトランスデューサを備
えた回路を利用する方法は、超小型ピエゾ抵抗圧力のト
ランスデューサは、水銀柱で100mm当たり1.2〜
15Ω/1000Ωの範囲の圧力感度を有することを特
徴とすると共に、第1及び第2の抵抗素子を備え、これ
らの第1及び第2の抵抗素子に接続された回路は、既知
の固定抵抗素子と、上記第1及び第2の抵抗素子に接続
された手段とを備える上記方法において、上記既知の固
定抵抗素子を通じて上記第1及び第2の可変抵抗素子に
超小型ピエゾ抵抗圧力のトランスデューサ励磁電圧を供
給する行程と、上記第1及び第2の可変抵抗素子の両端
間の電圧を測定する行程と、測定された電圧を増幅する
行程と、上記超小型ピエゾ抵抗圧力のトランスデューサ
によって測定される温度補償された圧力値を供給するた
めに、独立した可変抵抗としての第1及び第2の可変抵
抗素子の未知の抵抗値を求め、且つ上記第1及び第2の
可変抵抗素子を未知数とすると共に、圧力及び温度を残
りの未知数とした一組の等式を解く行程とからなる。
付の図面に沿って詳細に記載される実施の形態の以下に
記す詳細な説明によって明らかになるであろう。
行うためにこの発明を組み込むと共に、圧力トランスデ
ューサの変量を調整する圧力トランスデューサ回路は、
第1及び第2の可変抵抗素子を有する超小型ピエゾ抵抗
圧力素子を備える。圧力トランスデューサは、水銀柱1
00mm当たり1.2〜15Ω/1000Ωの範囲の圧
力感度と、その圧力感度より大きな温度感度とを有する
ように特徴づけられている。
の可変抵抗素子に接続されると共に、既知の固定抵抗素
子を含む。既知の固定抵抗素子を第1及び第2の可変抵
抗素子に接続し、既知の固定抵抗素子を通じて第1及び
第2の可変抵抗素子にトランスデューサ励磁電圧を供給
するための手段が備えられている。それぞれ入力端及び
出力端を有する第1及び第2の増幅手段が備えられてい
る。第1及び第2の増幅器が圧力成分と温度成分からな
る出力を有するように、第1及び第2の増幅手段の入力
を第1及び第2の可変抵抗素子に接続して、第1及び第
2の可変抵抗素子の間の電圧を測定する手段が備えられ
ている。
2の可変抵抗素子の未知の抵抗値を求めて、未知数とし
ての第1及び第2の可変抵抗素子と、他の未知数として
の温度及び圧力を含み、超小型圧力トランスデューサに
よって測定される値としての温度補償圧力値を供給する
ための一組の等式を解くために、第1及び第2の増幅器
の出力を受け取るためのコンピュータ手段が備えられて
いる。
の回路11は超小型ピエゾ抵抗圧力トランスデューサ1
2と共に用いられている。この圧力トランスデューサ1
2は、1994年9月2日付け出願の同時係属中の第0
8/300,445号の出願に記載された形式のもので
ある。その記載にあるように、トランスデューサ12
は、例えば直径が0.018インチ以下のガイドワイヤ
のような可撓性の長い素子の末端に取り付けられるよう
に大きさが設定されている。ガイドワイヤは、カテーテ
ルを用いた診断上や治療上の手続きに用いるものであ
り、カテーテルは例えば血管形成過程において、ガイド
ワイヤとして用いられているものである。
抗トランスデューサを例えばシリコンのような結晶体か
らなるダイアフラム構造の中に含める圧力センサアッセ
ンブリの中に配設されると共に、0.014インチのガ
イドワイヤ用には長さ1050ミクロンで幅250ミク
ロンとし、0.018インチのガイドワイヤ用には幅を
250から350ミクロンとし、厚さが50ミクロンの
金型を用いて組み立てられる。
中の出願(1994年9月28日付出願の米国特許出願
第08/300,445号)に記載したように、金型の
中に形成される。可変抵抗RA、RBで示されるこれら
2つの可変抵抗器は、その第1端および第2端をそれぞ
れ1、2で表す。2つの可変抵抗RA、RBは、フレキ
シブルシリコンダイアフラムに圧力を加えることによっ
て一方の抵抗素子の抵抗値が高めらると共に他方の抵抗
素子の抵抗値が低められるようにフレキシブルシリコン
ダイアフラム上に張設される。
トランスデューサの主な特性は、以下に記すとおりであ
る。 公称抵抗値、各抵抗器 3500Ω±1000Ω 圧力感度(KP) 1.25Ω〜15Ω/1000Ω/
100mmHg 抵抗値の温度係数(Kt) +28%±7.5%/10
0℃ 圧力感度の温度係数(KS) −20%±7.5%・1
00℃ 抵抗期間の整合 なし 最適抵抗器消費電力(各抵抗器) 0.035〜0.0
7mW 上記諸元に基づき、超小型ピエゾ抵抗トランスデューサ
の圧力に対する感度は、最良の場合、あるいは最悪の場
合、好ましくない温度感度特性のほぼ20倍以下であ
る。
抗RA、RBにそれぞれかかる電圧は、独立して測定さ
れなければならない。これらの測定は、未知数P(圧
力)およびT(温度)を含む2つの方程式を解くために
重要である。トランスデューサに関する他のパラメータ
は、公称抵抗値R1、感度因子KP、KTおよびKSで
あり、これらの値は分からなければならないものであ
り、製造工程における修正段階で測定されるものであ
る。
り、2つの外部固定抵抗器RF1およびRF2を備え、
これらの第1端及び第2端はそれぞれ1、2で示されて
いる。図1に示すように、導体16で示す手段は、共に
接地17に接続されて帰還線路を形成する第1及び第2
の可変抵抗RA、RBの各第1端を接続するように配設
されている。導体19で示す手段は、第1の可変抵抗R
Aの第2端と、第1固定抵抗器RF1の第2端とを接続
して第1の接合を形成するように配設されている。導体
21で示す手段は、第2の可変抵抗器RBの第2端と、
第2固定抵抗器RF2の第2端とを接続して第2の接合
を形成するように配設されている。
抗器RF1の第1端と第2の固定抵抗器RF2の第2端
を接合するように配設されると共に、励磁電圧源6に接
続されている。第1の独立増幅手段31は、入力端が導
体32を通じて導体19に接続され、出力33を出力す
るように配設されている。第2分離独立増幅手段36
は、導体37によって導体21に接続された入力と、出
力38を備える。第1及び第2のアナログデジタル変換
器41および42は、増幅器31および36の出力33
および38にそれぞれ接続されている。図1に示すよう
に、コンピュータ46は通信リンク47を通じてアナロ
グデジタル変換器41、42に接続され、アナログデジ
タル変換器41、42から供給されるデジタル電圧を読
みとって、これに基づいて、トランスデューサ12によ
って測定される圧力を演算する。コンピュータは、例え
ば16ビットマイクロプロセッサーを備えたものが好適
である。
1、36は、コンピュータ46に接続された2つの独立
したアナログデジタル変換器に信号を供給するために用
いられている。これにより、2つの未知数を含む2つの
重要な方程式を解くために必要な情報を供給することが
できる。測定された各電圧は、圧力要素と温度要素であ
る。これらの要素を独立に測定することにより、上述し
た2つのパラメータを求めるために2つの重要な方程式
を解くことが可能である。
圧及び固定抵抗器RF1、RF2の各値から可変抵抗R
A、RBを演算することができる。これに伴い温度補償
圧力が演算される。トランスデューサのの抵抗値R(各
抵抗に対するもの)は、較正温度及び圧力における最初
の抵抗値R1、供給圧力P、圧力感度Kp、温度T、抵
抗の熱係数KT、および圧力感度の熱係数KSからなる
6つのパラメータに基づく式で表される。この方程式は R=R1+KT・T+(KP・P)(1−KS・T)
ができるが、2つの独立した抵抗値(それぞれ独自のR
1、KT、KP、およびKSに基づくもの)の測定が確
認できているので、RA、RBに対する上述の2つの方
程式は、PおよびTについて解かれる。これにより、2
つの抵抗の一方及びそのパラメータに基づいてPを、ま
た他方の抵抗についてTを求めると以下のように表せ
る。 P=[RA−R1(A)−KT(A)・T]/[KP(A)−
KP(A)・KS(A)・T] および T=[RB−R1(B)−KP(B)・P]/[KT(B)−
KP(B)・KS(B)・P]
程式に置き換わる。Pに関する方程式を解くことは、2
次元方程式を解くことになり、その解は P=[(DE+BF−CG−AH)±{(CG−DE+
AH−BF)2−4(DF−CH)(BE−A
G)}1/2]/[2(DF−CH)] 上式においては、簡潔にするために以下の関係を用いて
いる。 A={RA−R1(A)} B=KT(A) C=KP(A) D={(KP(A)・KS(A)} E={RB−R1(B)} F=KP(B) G=KT(B) H={KP(B)・KS(B)}
ーサに対する温度補償圧力値が求められる。しかしなが
ら、これに加えて、上述の超小型ピエゾ抵抗トランスデ
ューサで作動する実用的で安価な回路に関する必要性に
応えるためには、上述のピエゾ抵抗トランスデューサの
ダイナミックレンジ(最小及び最大信号の間の差)への
要求を低減させる必要がある。例えば、同時係属中の出
願(1994年9月2日付出願の米国特許出願第08/
300,445号)に記載されたような特性を有する超
小型ピエゾ抵抗トランスデューサ12を用いれば、0−
300mmHgの範囲における公称励磁電圧が1ボルト
の低感度トランスデューサからの圧力信号は、836μ
Vあるいは2.8μV/mmHgと演算される。
る超小型ピエゾ抵抗トランスデューサの特性の極大点に
おいて発生される最大信号は約190mVである(これ
らのほとんどはトランスデューサの抵抗が公称の350
0Ωからずれすることによりもたらされるものであ
る)。従って、1mmHgという分解能を得るために
は、最小値である68000分の1(190mv/2.
8μV)として演算することが必要である。アナログデ
ジタル変換器がこの信号をデジタル変換するために用い
られているとすれば、正確に17ビットが最小値とな
る。
使用できる一般的な回路を提供するためには、とても高
価なものとなる。多大な増幅が必要であるが、これはオ
フセット電圧をも増幅する。十分なダイナミックレンジ
を有する増幅器を提供することは困難である。もし可能
であっても、非常に大きなオフセット電圧から圧力信号
を求めるための大きなダイナミックレンジを有するアナ
ログデジタル変換器を提供することが必要である。図2
は、アナログデジタル変換器のダイナミックレンジに関
する上述のような困難さを解決した回路を示す図であ
る。
類似したブリッジ構成を含んでおり、トランスデューサ
12の中の可変抵抗RA、RBおよび外部の固定抵抗器
RF1、RF2を備えるが、励磁電圧回路26と共に、
接続体23が省かれている。ブリッジ52に供給される
励磁電圧は分割されており、2つの独立したデジタルア
ナログ変換器53、54によって励磁が行われる。デジ
タルアナログ変換器53は第1の固定抵抗RF1の第1
端に接続され、デジタルアナログ変換器54は第2の固
定抵抗RF2の第1端に接続されている。これらのデジ
タルアナログ変換器53、54は、通信リンク56を通
じてコンピュータ46によって制御される。
続された導体62に1つの入力端が接続された高入力イ
ンピーダンス差動増幅器61が配設されている。他の入
力端は、導体63によって、基準電圧源68に接続され
た抵抗電圧分割ネットワーク66に接続されている。基
準電圧源68は、それ相応の電圧、例えば2.500ボ
ルトを抵抗分割ネットワーク66に供給すると共に、導
体69を通じてデジタルアナログ変換器53に供給し、
さらに、導体71を通じてデジタルアナログ変換器54
に供給する。抵抗分割ネットワーク66は、共に接地7
2に接続された直列接続された抵抗R1及びR2から構
成される。そして、それ相応の基準電圧、例えば、0.
5ボルトを差動増幅器61の他の入力端に供給する。
6に代わるものであり、その入力端は導体77を通じて
導体21に接続されている。差動増幅器の他の入力端
は、導体78を通じて分割ネットワーク66に接続さ
れ、それ相応の基準電圧として、例えば0.5Vが分割
ネットワーク66から供給される。
ば1014Ωの非常に高い入力インピーダンスを供給する
ために2つのオペアンプを用いている。多くの製造者か
ら並のコストで提供されている低ノイズおよび低オフセ
ット電圧を有する適当なオペアンプは有益である。アナ
ログデジタル変換器41および42は、2チャンネル型
のものでもよく、差動増幅器61及び76の出力を測定
でき、デジタルアナログ変換器53および54で発生さ
れる励磁電圧を測定できる。これらの付加的なチャンネ
ルは使用中の回路の自己診断や自己較正を行うことがで
きる。
力として、基準電圧源68から供給される基準電圧に応
答して正確に発生された0.5ボルトのオフセット電圧
を有する。このオフセット電圧は、トランスデューサ電
圧から引き出されたものであり、励磁電圧としての機能
を有し、公称的にトランスデューサ電圧である0.5ボ
ルトを得るためにコンピュータ46によって制御される
デジタルアナログ変換器53、54によって正確に発生
されるものである。
ータ46によって正確に設定され、公称温度あるいは公
称圧力がトランスデューサに供給されると、差動増幅器
に対する各入力は0.5ボルトとなると共に、その出力
は0ボルトとなる。従って、差動増幅器61及び76の
出力端における信号は、トランスデューサ12によって
検出される圧力あるいは温度のいずれかに依存するもの
である。温度が決定されるやいなや、コンピュータ46
は即時に励磁電圧を補償し、トランスデューサの温度成
分を排除して、差動増幅器61及び76の出力がトラン
スデューサ12によって測定される圧力のみによって表
されるようにする。
温度電圧成分を補償することにより、信号の圧力成分を
非常に大きいゲインで増幅して用いることができる。信
号の圧力成分は、合成されたオフセットと温度電圧成分
に較べて数千倍も小さいため、これは非常に重要なこと
である。オフセット電圧および温度電圧成分の全てある
いはほとんど全てが大きく増幅される信号から予め除か
れることは、このような理由によるものである。
ンピュータ制御されたデジタルアナログ変換器53およ
び54によって発生される独立励磁電圧を用いれば、コ
ンピュータ46は、各トランスデューサにおける公称抵
抗値が分かっていれば、トランスデューサ抵抗の理想抵
抗値(3500Ω)からのずれによるオフセットがキャ
ンセルされるように励磁電圧を設定することができる。
は、アナログデジタル変換器41及び42への入力電圧
は本質的に0ボルトである。このような場合、アナログ
デジタル変換器の入力は、温度信号及び圧力信号のみに
基づく結果としてのより小さいダイナミックレンジで分
解能に対する要求を満たすことができる。
ューサ及び作動状況に対して、全ての入力ダイナミック
レンジは45mVにまで低減される。さらに付加的な効
果として、この発明では実際の抵抗の関数としての励磁
電圧を調整することにより、最悪の状況のトランスデュ
ーサの抵抗を理想的なトランスデューサの抵抗に正規化
するので、最悪の状況のトランスデューサの実効感度は
3.35μV/mmHgへ増加する。結果として、4倍
の改善よりもよい結果である分解能13400分の1
(45mV/3.35μV)のみが必要であり、15ビ
ットの能力のアナログデジタル変換器を作成すれば十分
である。
ータ46は信号の温度成分を即時に追跡することがで
き、連続的に励磁電圧を修正し、温度変化を補償するこ
とができる。この場合の出力ダイナミックレンジは、最
も感度のよいトランスデューサによって発生される圧力
信号と同程度、即ち約13mVである。これは、分解能
3900分の1(13mv/3.35μV)に対する正
確な測定のみを必要とするものであり、12ビットのア
ナログデジタル変換器によって測定でき、従来の方法に
較べてダイナミックレンジを17倍以上も減少させるこ
とができる。
ュータ46による補償が行われる。初期抵抗値及び温度
の関数として、トランスデューサ12の各可変抵抗R
A、RBに対する励磁電圧を独立的に変化させて、公称
トランスデューサ出力電圧を基準電圧源68から供給さ
れる固定増幅基準電圧に一致させている。
励磁電圧の結果生じるトランスデューサのオフセット電
圧に一致させるように、増幅基準電圧を変化させること
によって補償が行われる。これを達成するために、基準
電圧源68から供給される基準電圧は、通信リンク56
を通じてコンピュータ46によって制御されるデジタル
アナログ変換器53及び54に供給される。
力81及び82は差動増幅器61及び76の基準入力端
に接続され、これらに入力される基準電圧を個々に変化
させている。各差動増幅器に供給される基準電圧は、ト
ランスデューサ12の瞬時のオフセット成分および温度
成分に一致するように調整され、差動増幅器から信号の
圧力成分のみが増幅されて出力される。アナログデジタ
ル変換の分解能の要求は、図2に示す回路と同様のもの
となる。
タ46は、2つのアナログデジタル変換器41及び42
でデジタル変換された電圧を読取り、これらの情報に基
づいて圧力と温度を演算する。図2及び図3に示す回路
においても、コンピュータ46はフィードバック制御を
行い、トランスデューサ12の公称抵抗値及び温度特性
からのずれを補償する。
減するために補償技術を利用したトランスデューサの変
動を吸収するピエゾ抵抗トランスデューサ回路および方
法が提供される。これにより、増幅器やアナログデジタ
ル変換器に供給される信号のダイナミックレンジを低減
してコンピュータに可変抵抗素子の可変性を補償させ、
その結果、コンピュータに可変抵抗素子への温度の影響
を補償させている。この発明によれば、劇的に低減され
たダイナミックレンジの要求により安価な増幅器及びア
ナログデジタル変換器を提供することもさらに可能であ
る。
のトランスデューサ抵抗と比較して、圧力に対する感度
の良くないトランスデューサ抵抗の利用を可能にし、即
ち、感度が水銀柱100mm当たり1.2〜15Ω/1
000Ω(これは従来のより大きな圧力トランスデュー
サと比較して一桁小さい値である)の圧力トランスデュ
ーサの使用を可能にする。この発明の抵抗トランスデュ
ーサ素子は、正確な最終値に調整することが不可能では
ないにしろ、困難である構造を有している。
値として3500Ωを有しているが、圧力が印加されて
いない状況において2500〜4500Ω、即ちほぼ±
33%で変化し得る製造誤差を有している。このような
抵抗素子は温度に対しても非常に敏感であり、また各抵
抗素子は100℃の温度変化により、抵抗値を35%も
増大させることもあり得る。この発明は、上述の抵抗素
子のさらに他の特性、即ち温度上昇に伴い圧力感度が減
少することも克服している。圧力感度の減少は100度
の温度変化で27%にもなることが分かった。この発明
においては、このような超小型ピエゾ抵抗素子の好まし
くない全ての特徴は改善されている。
諸問題を解決することにより、圧力を供給することが可
能であり、例えば外径が0.018インチ以下、とりわ
け0.014インチのガイドワイヤの末端で圧力測定を
行うことができる。従って、ガイドワイヤの端部に担持
された超音波トランスデューサによるドップラー速度測
定を行う際に、本願を利用すると共に補完速度及び圧力
情報を与えることにより圧力測定を行うことも可能であ
り、これは冠状動脈症の治療に非常に価値がある。この
発明においては、患者の血管の中の病変部による圧力変
動をつかむことが可能である。
とすると、これは外科医に対して重大な血行障害が発生
していることを示している。ガイドワイヤ中において、
超音波ドップラートランスデューサはガイドワイヤの先
端から前方を見るために、その末端に配設することもで
きる。この発明に係る圧力トランスデューサは、超音波
トランスデューサの近傍に近接配置して、ガイドワイヤ
先端部で障害部を繰り返し横切ることなく、血管形成過
程において狭窄部の向こう側の速度を測定し、その後障
害部の手前側及び向こう側で圧力測定を行うためにガイ
ドワイヤを遠隔位置および近傍位置で操作することによ
り、障害部を跨いで圧力傾斜を測定することができる。
ガイドワイヤの先端は常に障害部の向こう側に配置され
る。
ランスデューサの特性およびその製造工程により、もと
もと接地基準導体として用いられていた導体に相当な抵
抗が生じることが分かった。上述の回路について以上に
説明したのと同様に、また、図4に示すように、理想的
なトランスデューサは可変抵抗RA、RBを有する。実
際には、例えば前述したシリコントランジスタのような
トランスデューサは、図5にRCとして示す付加抵抗を
さらに備える。この抵抗RCは、典型的には300Ω程
度の抵抗値を有する。この抵抗RCは、抵抗RA、RB
について説明したのと同程度の温度依存性を有するが、
圧力感度は有しない。
れているとすると、抵抗RCの存在は受け入れがたい誤
りを発生させる。抵抗RCの公称値および温度特性は調
整行程において決定される。しかしながら、前述の圧力
の式は第3の未知数を包含した後では直接解くことがで
きないことも示している。抵抗RCの値を仮定して式を
繰り返し解いてみると、許容できる小さな誤差を伴う結
果が算出される。しかしながら、これを達成するために
必要とされる演算時間は遙かに増大し、それゆえこの解
き方は好ましくないものである。
用いると、抵抗RCの影響を削除あるいは少なくとも最
小限にできることが分かった。図6において、単一の励
磁電圧VEは、図示するようにデジタルアナログ変換器
(DAC)86から固定基準抵抗素子RFを通じ、さら
に直列接続された可変抵抗素子RA、RBを通じて、接
地に供給される。図示する可変抵抗素子RA、RBは、
第1端及び第2端を有し、第1抵抗素子RAの第2端は
第2抵抗素子RBの第1端に接続されている。
端のうちの一つ、即ち、抵抗素子のRBの第2端は接地
されている。抵抗素子RFおよびRAの間の接合87
は、導体88によって、非常に高い入力インピーダンス
を有する第1差動増幅器89の第2入力に接続されてい
る。差動増幅器89の第1入力端には、電圧分割ネット
ワーク91の抵抗R1を通じて、固定基準電圧源96か
ら基準電圧VrefAが供給される。
体97によってデジタルアナログ変換器86に接続され
ている。可変抵抗素子RA、RBの間の接続点98は、
抵抗器Rcを通じて入力インピーダンスの非常に高い第
2差動増幅器101の第2入力端に接続されている。基
準電圧VrefBは、図示するように、抵抗R1と、こ
れに直列接続されると共に他の抵抗R3を通じて電圧分
割ネットワーク91の接地に接続された抵抗R2とを通
じて、固定基準電圧源96から第2差動増幅器101の
第1入力端に供給される。
出力はアナログデジタル変換器106に接続され、同様
に、第2差動増幅器101の出力はアナログデジタル変
換器107に接続されている。アナログデジタル変換器
106及び107の出力は、通信リンク111によっ
て、前述した形式のコンピュータ112に接続されてい
る。コンピュータ112は、通信リンク111によっ
て、デジタルアナログ変換器86にも接続されている。
は、以下で簡単に説明する。その動作は、前述の実施の
形態で説明したものと非常に似通ったものである。第2
差動増幅器は非常に高い入力インピーダンスを有するた
め、抵抗RCを通じて差動増幅器101に流入する入力
電流は無視できるものである。これは、商業的に用いる
ことの可能なオペレーショナルアンプは、10nAある
いはそれ以下程度の入力バイアス電流を有するため、抵
抗RCに3μVあるいはそれ以下のオフセット電圧を生
じる結果となるからである。
ーサ電流ITによってもたらされるトランスデューサ電
圧VA、VBは、独立した差動増幅器89及び101に
よって増幅効果がもたらされるアナログデジタル変換器
106及び107によって検出される。VEとRFの値
が分かれば電流ITを決定できるので、抵抗RA、RB
を求めることができる。 IT=(VE−VA)/RF ここに、 RA=(VA−VB)/IT および RB=VB/IT である。
述の圧力の式に代入される。以上より、好ましくない大
きな抵抗素子(前述した他の全ての不要な特性に加え
て)を有する圧力トランスデューサを調整することに加
えて、図5に示す回路は、前述の実施の形態の図2に示
した第2励磁電圧を供給するために用いられていた1つ
のデジタルアナログ変換器を削除している。図1、2及
び3に示された実施の形態における1つの固定基準抵抗
RF2は、削除されている。アナログデジタル変換器に
おける前述したダイナミックレンジの低減を保持するた
めに、2つの差動増幅器89及び101に対する基準電
圧(VrefA、VrefB)は、異なるものでなけれ
ばならず、抵抗R1、R2およびR3からなる電圧分割
ネットワーク91に1つの抵抗R2を加える必要があ
る。さらに、図6に示す回路は、好ましくない第3の抵
抗器を備えない前述のトランスデューサとしても機能す
ることは評価されるべきことである。
成を示すブロック図であり、理想的な超小型圧力トラン
スデューサを含む。
成を示すブロック図であり、理想的な超小型圧力トラン
スデューサを含み、アナログデジタル変換器のダイナミ
ックレンジへの要求が大幅に低減されている。
路を示すブロック図であり、図2に示す回路によって達
成される結果を実現するための他の回路及び方法を示す
ものである。
想的な超小型圧力トランスデューサを示す図である。
的なトランスデューサを示す図である。
を示す図である。
子、RC 第3の抵抗素子、89 第1の増幅器、10
1 第2の増幅器、112 コンピュータ手段。
Claims (12)
- 【請求項1】 第1及び第2の可変抵抗素子を有し、水
銀柱で100mm当たり1.2〜15Ω/1000Ωの
範囲の圧力感度および温度特性を有することを特徴とす
る超小型ピエゾ抵抗圧力のトランスデューサと、第1の
既知の固定抵抗素子を含む超小型ピエゾ抵抗圧力のトラ
ンスデューサの第1及び第2の可変抵抗素子に接続され
た回路と、既知の固定抵抗素子を通じて上記第1および
第2の可変抵抗素子に超小型ピエゾ抵抗圧力のトランス
デューサ励磁電圧を供給するために、上記既知の固定抵
抗素子を上記第1及び第2の可変抵抗素子に接続する手
段と、それぞれ入力端及び出力端を有する第1及び第2
の増幅器と、第1及び第2の可変抵抗素子にかかる電圧
を測定するために、上記第1及び第2の増幅器の各入力
端を第1及び第2の可変抵抗素子に接続し、上記第1及
び第2の増幅器が圧力成分及び温度成分を含む出力を有
するようにする手段と、上記第1及び第2の増幅器の出
力を受信して、上記超小型ピエゾ抵抗圧力のトランスデ
ューサによって測定される温度補償された圧力値を供給
するために、独立した可変抵抗素子としての上記第1及
び第2の可変抵抗素子の未知の抵抗値を求め、且つ上記
第1及び第2の可変抵抗素子を未知数とし、温度及び圧
力を他の未知数とした一組の等式を解くためのコンピュ
ータ手段とを備える圧力トランスデューサ変量を調整す
る圧力トランスデューサ回路。 - 【請求項2】 上記第1及び第2の抵抗素子は、公称抵
抗値からのずれを含む独立した好ましくない特性と、上
記第1及び第2の増幅手段の入力端にオフセット電圧を
生じさせる温度特性とを有し、上記回路は、さらに、上
記第1の既知の固定抵抗素子を通じて上記超小型ピエゾ
抵抗圧力のトランスデューサの第1及び第2の可変抵抗
素子に接続された上記コンピュータによって制御され、
上記超小型ピエゾ抵抗圧力のトランスデューサの第1及
び第2の可変抵抗素子の抵抗特性及び温度特性から生じ
るオフセット電圧を補償するためのフィードバック制御
手段を有する請求項1に記載の回路。 - 【請求項3】 上記増幅器は、共に第1及び第2の入力
端をそれぞれ有する差動増幅器であって、該第2の入力
端は共に第1及び第2の可変抵抗素子に接続され、さら
に上記第1及び第2の差動増幅器の各第1の入力端に固
定基準電圧を供給するための手段を備える請求項1に記
載の回路。 - 【請求項4】 上記第1及び第2の可変抵抗素子は並列
に接続されている請求項1に記載の回路。 - 【請求項5】 上記第1及び第2の可変抵抗素子は、共
通接続点を有すると共に、該共通接続点を接地する手段
を備える請求項4に記載の回路。 - 【請求項6】 上記第1及び第2の可変抵抗素子は直列
に接続されている請求項1に記載の回路。 - 【請求項7】 上記第1及び第2の抵抗素子は第1端お
よび第2端を有すると共に、上記第1及び第2の抵抗素
子の上記第1端及び第2端のうちの一つを接地する手段
を備える請求項6に記載の回路。 - 【請求項8】 上記第1及び第2の可変抵抗素子に接続
された第2の既知の固定抵抗素子を備え、上記第1の既
知の固定抵抗素子は第1可変抵抗素子に接続され、上記
負荷された固定抵抗素子は上記第2の可変抵抗素子に接
続されている請求項1に記載の回路。 - 【請求項9】 上記超小型ピエゾ抵抗圧力のトランスデ
ューサは、一端が上記第1及び第2の可変抵抗素子の接
続点に接続されると共に、第2端が上記第2差動増幅器
の第2入力端に接続された第3の抵抗素子を備え、上記
差動増幅器は非常に高い入力インピーダンスを有するた
め、上記第3の抵抗素子に流れる増幅電流によって該第
3の抵抗素子に生じる電圧は無視できるものである請求
項1に記載の回路。 - 【請求項10】 生体内の圧力測定を行うために、超小
型ピエゾ抵抗圧力のトランスデューサを備えた回路を利
用する方法であって、超小型ピエゾ抵抗圧力のトランス
デューサは、水銀柱で100mm当たり1.2〜15Ω
/1000Ωの範囲の圧力感度を有することを特徴とす
ると共に、第1及び第2の抵抗素子を備え、これらの第
1及び第2の抵抗素子に接続された回路は、既知の固定
抵抗素子と、上記第1及び第2の抵抗素子に接続された
手段とを備える上記方法において、上記既知の固定抵抗
素子を通じて上記第1及び第2の可変抵抗素子に超小型
ピエゾ抵抗圧力のトランスデューサ励磁電圧を供給する
行程と、上記第1及び第2の可変抵抗素子の両端間の電
圧を測定する行程と、測定された電圧を増幅する行程
と、上記超小型ピエゾ抵抗圧力のトランスデューサによ
って測定される温度補償された圧力値を供給するため
に、独立した可変抵抗としての第1及び第2の可変抵抗
素子の未知の抵抗値を求め、且つ上記第1及び第2の可
変抵抗素子を未知数とすると共に、圧力及び温度を残り
の未知数とした一組の等式を解く行程とからなる方法。 - 【請求項11】 上記第1及び第2の可変抵抗素子が、
公称抵抗値からのずれを含む独立した好ましくない特性
及び温度特性を有してなり、さらに上記方法が測定され
た電圧を増幅するための基準を有する第1及び第2の差
動増幅器を用いる行程と、オフセット電圧を上記差動増
幅器の各基準に供給する行程と、上記超小型ピエゾ抵抗
圧力のトランスデューサの温度を求める行程と、上記第
1及び第2の差動増幅器の出力が上記超小型ピエゾ抵抗
圧力のトランスデューサにより測定される圧力のみを反
映するように、上記第1及び第2の差動増幅器の出力を
調整する行程とをさらに備える請求項11に記載の方
法。 - 【請求項12】 上記第1及び第2の差動増幅器の出力
を調整する行程は、第1及び第2の可変抵抗素子のオフ
セット電圧と温度特性を補償するための励磁電圧を独立
的に変化させる行程をさらに備える請求項11に記載の
方法。
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