JP2768219B2 - 歪量検出装置並びにその駆動回路及び増幅回路 - Google Patents
歪量検出装置並びにその駆動回路及び増幅回路Info
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- G01L—MEASURING FORCE, STRESS, TORQUE, WORK, MECHANICAL POWER, MECHANICAL EFFICIENCY, OR FLUID PRESSURE
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- G01L1/20—Measuring force or stress, in general by measuring variations in ohmic resistance of solid materials or of electrically-conductive fluids; by making use of electrokinetic cells, i.e. liquid-containing cells wherein an electrical potential is produced or varied upon the application of stress
- G01L1/22—Measuring force or stress, in general by measuring variations in ohmic resistance of solid materials or of electrically-conductive fluids; by making use of electrokinetic cells, i.e. liquid-containing cells wherein an electrical potential is produced or varied upon the application of stress using resistance strain gauges
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- G01L1/2281—Arrangements for correcting or for compensating unwanted effects for temperature variations
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- G01L9/00—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means
- G01L9/02—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in ohmic resistance, e.g. of potentiometers, electric circuits therefor, e.g. bridges, amplifiers or signal conditioning
- G01L9/06—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in ohmic resistance, e.g. of potentiometers, electric circuits therefor, e.g. bridges, amplifiers or signal conditioning of piezo-resistive devices
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、半導体歪ゲージを用い
て歪量を電気信号に変換する歪量検出装置並びにその駆
動回路及び増幅回路に関し、特に、無信号時出力電圧の
温度依存性に対する補償手段と検出感度の温度依存性に
対する補償手段とを有する歪量検出装置並びにその駆動
回路及び増幅回路に関する。
て歪量を電気信号に変換する歪量検出装置並びにその駆
動回路及び増幅回路に関し、特に、無信号時出力電圧の
温度依存性に対する補償手段と検出感度の温度依存性に
対する補償手段とを有する歪量検出装置並びにその駆動
回路及び増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】歪量検出装置は力、変位、振動、衝撃、
圧力等各種の機械量を電気量に変換するため産業上さま
ざまな用途で用いられている。とくに、半導体歪ゲージ
を用いたものは半導体プロセスにより回路形成と形状加
工とがバッチ処理で行えることから、大量生産・低価格
化が可能でかつ小型化が可能なため、圧力計測、加速度
計測等急速に用途が広がっている。又、近年マイクロコ
ンピュータを用いた信号解析が安価に行れるようになっ
てきたことから、歪量検出装置の出力信号をアナログ−
デジタル変換装置を介してデジタル信号としてマイクロ
コンピュータが読みとり、信号解析を行い、各種の制御
処理を行うような応用にも用途が広がっている。
圧力等各種の機械量を電気量に変換するため産業上さま
ざまな用途で用いられている。とくに、半導体歪ゲージ
を用いたものは半導体プロセスにより回路形成と形状加
工とがバッチ処理で行えることから、大量生産・低価格
化が可能でかつ小型化が可能なため、圧力計測、加速度
計測等急速に用途が広がっている。又、近年マイクロコ
ンピュータを用いた信号解析が安価に行れるようになっ
てきたことから、歪量検出装置の出力信号をアナログ−
デジタル変換装置を介してデジタル信号としてマイクロ
コンピュータが読みとり、信号解析を行い、各種の制御
処理を行うような応用にも用途が広がっている。
【０００３】半導体のピエゾ抵抗効果を利用した半導体
歪ゲージを歪量検出素子として使用した歪量検出装置
は、検出感度が高く半導体プロセスを応用した製造方法
により小型化・大量生産が可能という利点を持つ半面、
検出感度の温度変動が大きく又、無信号時出力電圧の温
度による変動が大きいという欠点を持っているので、従
来これらの温度による特性変動を補償する様々な方法が
考案されてきた。
歪ゲージを歪量検出素子として使用した歪量検出装置
は、検出感度が高く半導体プロセスを応用した製造方法
により小型化・大量生産が可能という利点を持つ半面、
検出感度の温度変動が大きく又、無信号時出力電圧の温
度による変動が大きいという欠点を持っているので、従
来これらの温度による特性変動を補償する様々な方法が
考案されてきた。
【０００４】以下に、半導体歪ゲージを用いてホイート
ストンブリッジを構成し、歪量を電気量に変換する方法
について図４を用いて述べる。図４を参照すると、半導
体歪ゲージ１〜４がホイートストンブリッジ５を構成し
ている。このホイートストンブリッジ回路では各々に与
えられた歪量により、半導体歪ゲージ１、４に対し半導
体歪ゲージ２、３が互いに逆に抵抗値が変化するように
各歪ゲージが配置される。ホイートストンブリッジ５は
電源７によりＥなる電圧を給電され、与えられた歪によ
り各辺の抵抗値のバランスが崩れると、各辺の抵抗値変
化に応じた検出電圧が検出端子６に現われる。電源７か
らホイートストンブリッジ５に供給される電流をＩと
し、各半導体歪ゲージの無歪状態における抵抗値をＲ、
与えられた応力による抵抗値歪変化をΔＲとすると、与
えられた歪量に対するホイートストンブリッジ５の検出
端子６に現れる検出電圧Ｓは、 Ｓ＝Ｉ×ΔＲ あるいは、 Ｓ＝Ｅ×（ΔＲ／Ｒ） （１） で表される。
ストンブリッジを構成し、歪量を電気量に変換する方法
について図４を用いて述べる。図４を参照すると、半導
体歪ゲージ１〜４がホイートストンブリッジ５を構成し
ている。このホイートストンブリッジ回路では各々に与
えられた歪量により、半導体歪ゲージ１、４に対し半導
体歪ゲージ２、３が互いに逆に抵抗値が変化するように
各歪ゲージが配置される。ホイートストンブリッジ５は
電源７によりＥなる電圧を給電され、与えられた歪によ
り各辺の抵抗値のバランスが崩れると、各辺の抵抗値変
化に応じた検出電圧が検出端子６に現われる。電源７か
らホイートストンブリッジ５に供給される電流をＩと
し、各半導体歪ゲージの無歪状態における抵抗値をＲ、
与えられた応力による抵抗値歪変化をΔＲとすると、与
えられた歪量に対するホイートストンブリッジ５の検出
端子６に現れる検出電圧Ｓは、 Ｓ＝Ｉ×ΔＲ あるいは、 Ｓ＝Ｅ×（ΔＲ／Ｒ） （１） で表される。
【０００５】ところで、半導体歪ゲージの抵抗値Ｒは、
詳しくは次式で与えられる。
詳しくは次式で与えられる。
【０００６】 Ｒ＝Ｒ0 （１＋αＴ）｛１＋σ・Π（１＋βＴ）｝ （２） （２）式において、Ｒ0 は所定温度における無歪状態の
抵抗値、αは抵抗値の温度係数、σは歪によって歪ゲー
ジに発生する応力、Πはピエゾ抵抗係数、βはピエゾ抵
抗係数の温度係数、Ｔは周囲温度である。ピエゾ抵抗係
数は厳密にはテンソル量であり、半導体結晶の結晶方位
と応力のなす角度により変化するが、通常はピエゾ抵抗
係数が最も大きい方向に計測すべき応力が働くよう歪ゲ
ージが配置される。（２）式を展開し、温度の２次項の
影響を無視すると次式となる。
抵抗値、αは抵抗値の温度係数、σは歪によって歪ゲー
ジに発生する応力、Πはピエゾ抵抗係数、βはピエゾ抵
抗係数の温度係数、Ｔは周囲温度である。ピエゾ抵抗係
数は厳密にはテンソル量であり、半導体結晶の結晶方位
と応力のなす角度により変化するが、通常はピエゾ抵抗
係数が最も大きい方向に計測すべき応力が働くよう歪ゲ
ージが配置される。（２）式を展開し、温度の２次項の
影響を無視すると次式となる。
【０００７】 Ｒ＝Ｒ0 （１＋αＴ）＋Ｒ0 ｛１＋（α＋β）Ｔ）｝σ・Π （３） （３）式の右辺第１項は温度による歪ゲージの抵抗値変
化分であり、第２項は歪による歪ゲージの抵抗値変化分
である。α、βともに半導体歪ゲージの結晶中不純物濃
度に応じて変化し、シリコン単結晶の場合、αは数百〜
３０００ｐｐｍ／℃程度、βは−１０００〜３０００ｐ
ｐｍ／℃程度である。従って半導体歪ゲージを用いた歪
量−電気変換では、歪ゲージの抵抗値が（３）式のよう
に表されるような温度特性を有することから、次の２点
について温度特性を補償する必要が生ずる。
化分であり、第２項は歪による歪ゲージの抵抗値変化分
である。α、βともに半導体歪ゲージの結晶中不純物濃
度に応じて変化し、シリコン単結晶の場合、αは数百〜
３０００ｐｐｍ／℃程度、βは−１０００〜３０００ｐ
ｐｍ／℃程度である。従って半導体歪ゲージを用いた歪
量−電気変換では、歪ゲージの抵抗値が（３）式のよう
に表されるような温度特性を有することから、次の２点
について温度特性を補償する必要が生ずる。
【０００８】（３）式の右辺第１項で表される、温度
によるゲージ抵抗値の変化がブリッジ各辺のゲージ抵抗
においてばらつきがあるため、無信号時出力電圧が温度
により変化する。
によるゲージ抵抗値の変化がブリッジ各辺のゲージ抵抗
においてばらつきがあるため、無信号時出力電圧が温度
により変化する。
【０００９】（３）式右辺第２項で表される、歪によ
るゲージ抵抗値変化量が温度により変化するため、検出
感度が温度により変化する。
るゲージ抵抗値変化量が温度により変化するため、検出
感度が温度により変化する。
【００１０】の温度変動による無信号時出力電圧の変
動はその原因から、温度係数、極性がそれぞれのホイー
トストンブリッジにより異なる。従ってこの変動に対し
ては、どのような補償方式をとったとしても個々の検出
装置ごとにそれぞれの特性に合わせた調整が必要とな
る。このことは、工業化の大きな阻害要因となる。この
ため、直流信号検出が不要な応用分野に対しては、増幅
回路を交流結合とすることでホイートストンブリッジの
無信号時出力変動を検出装置の出力に伝播させない方法
が最も容易かつ安価であることから一般的に採用され
る。この場合は、増幅回路の特性に起因する無信号時出
力の温度特性のみが歪量検出装置の無信号時出力変動に
影響を与えることになり、実用上十分小さい変動特性を
得ることがきわめて容易である。
動はその原因から、温度係数、極性がそれぞれのホイー
トストンブリッジにより異なる。従ってこの変動に対し
ては、どのような補償方式をとったとしても個々の検出
装置ごとにそれぞれの特性に合わせた調整が必要とな
る。このことは、工業化の大きな阻害要因となる。この
ため、直流信号検出が不要な応用分野に対しては、増幅
回路を交流結合とすることでホイートストンブリッジの
無信号時出力変動を検出装置の出力に伝播させない方法
が最も容易かつ安価であることから一般的に採用され
る。この場合は、増幅回路の特性に起因する無信号時出
力の温度特性のみが歪量検出装置の無信号時出力変動に
影響を与えることになり、実用上十分小さい変動特性を
得ることがきわめて容易である。
【００１１】の検出感度の温度による変動について
は、ホイートストンブリッジの駆動電圧を温度により変
化させることが行われる。
は、ホイートストンブリッジの駆動電圧を温度により変
化させることが行われる。
【００１２】図５は、上記のような、検出感度の温度に
よる変動に対する補償と無信号時出力電圧の温度による
変動に対する補償を施した従来の歪量検出装置の一例の
回路図である。図５において、まず、トランジスタ
Ｑ64、抵抗器Ｒ69、Ｒ70からなるホイートストンブリッ
ジ駆動回路８１は、ホイートストンブリッジ５に印加さ
れる電圧Ｖ81を温度により変化させる機能を果たす回路
である。ホイートストンブリッジ５の駆動電圧Ｖ81は、
電源電圧をＶcc、トランジスタＱ64のベース・エミッタ
間電圧をＶBE64、抵抗器Ｒ69、Ｒ70の抵抗値をＲ69、Ｒ
70とすると Ｖ81＝Ｖcc−｛（Ｒ69＋Ｒ70）／Ｒ70｝×ＶBE64 （４） と表される。この駆動電圧Ｖ81は例えば、Ｒ69＝１０ｋ
Ω、Ｒ70＝５ｋΩ、Ｖcc＝５Ｖとした場合の温度特性の
例を図６に示すように正の温度係数を持つ温度特性を有
する。ピエゾ抵抗係数の温度係数が負であり、電圧Ｖ81
の温度係数は抵抗値Ｒ69とＲ70との比を変化させること
により調整可能であるので、ホイートストンブリッジ５
のもつ感度の温度変化率に応じてホイートストンブリッ
ジ駆動電圧Ｖ81の温度係数を調整することにより、検出
感度の温度による変動を補償することが可能である。
よる変動に対する補償と無信号時出力電圧の温度による
変動に対する補償を施した従来の歪量検出装置の一例の
回路図である。図５において、まず、トランジスタ
Ｑ64、抵抗器Ｒ69、Ｒ70からなるホイートストンブリッ
ジ駆動回路８１は、ホイートストンブリッジ５に印加さ
れる電圧Ｖ81を温度により変化させる機能を果たす回路
である。ホイートストンブリッジ５の駆動電圧Ｖ81は、
電源電圧をＶcc、トランジスタＱ64のベース・エミッタ
間電圧をＶBE64、抵抗器Ｒ69、Ｒ70の抵抗値をＲ69、Ｒ
70とすると Ｖ81＝Ｖcc−｛（Ｒ69＋Ｒ70）／Ｒ70｝×ＶBE64 （４） と表される。この駆動電圧Ｖ81は例えば、Ｒ69＝１０ｋ
Ω、Ｒ70＝５ｋΩ、Ｖcc＝５Ｖとした場合の温度特性の
例を図６に示すように正の温度係数を持つ温度特性を有
する。ピエゾ抵抗係数の温度係数が負であり、電圧Ｖ81
の温度係数は抵抗値Ｒ69とＲ70との比を変化させること
により調整可能であるので、ホイートストンブリッジ５
のもつ感度の温度変化率に応じてホイートストンブリッ
ジ駆動電圧Ｖ81の温度係数を調整することにより、検出
感度の温度による変動を補償することが可能である。
【００１３】次に、図５における増幅回路部について説
明する。ホイートストンブリッジ５の出力信号は、演算
増幅器６５、６６と抵抗器Ｒ72〜Ｒ74により構成される
増幅回路６０により増幅され、次に演算増幅器６７と抵
抗器Ｒ75〜Ｒ77により構成される増幅回路６１により増
幅された後、コンデンサＣ80と抵抗器Ｒ78、Ｒ79により
構成されるハイパスフィルター６２により所定の周波数
以下の信号を阻止され、演算増幅器６８を介して出力端
子８に出力される。可変抵抗器Ｒ71は、ホイートストン
ブリッジ５の初期の所定周囲温度における無信号時出力
電圧を０Ｖに調整するための調整用抵抗である。
明する。ホイートストンブリッジ５の出力信号は、演算
増幅器６５、６６と抵抗器Ｒ72〜Ｒ74により構成される
増幅回路６０により増幅され、次に演算増幅器６７と抵
抗器Ｒ75〜Ｒ77により構成される増幅回路６１により増
幅された後、コンデンサＣ80と抵抗器Ｒ78、Ｒ79により
構成されるハイパスフィルター６２により所定の周波数
以下の信号を阻止され、演算増幅器６８を介して出力端
子８に出力される。可変抵抗器Ｒ71は、ホイートストン
ブリッジ５の初期の所定周囲温度における無信号時出力
電圧を０Ｖに調整するための調整用抵抗である。
【００１４】増幅回路６０は一般に計測アンプと呼ばれ
る増幅回路であり、その増幅率Ｇ60は抵抗器Ｒ72〜Ｒ74
の抵抗値をＲ72、Ｒ73、Ｒ74とすると、 Ｇ60＝（Ｒ72＋Ｒ73＋Ｒ74）／Ｒ72 （５） と表される。また、増幅回路６１は反転増幅器となりそ
の増幅率Ｇ61は、抵抗器Ｒ75、Ｒ77の抵抗値をＲ75、Ｒ
77とすると、 Ｇ61＝Ｒ77／Ｒ75 （６） となる。ハイパスフィルター６２の低域遮断周波数ｆ
CL62は、コンデンサＣ80の静電容量をＣ80、抵抗器
Ｒ78、Ｒ79の抵抗値をＲ78、Ｒ79とすると、 ｆCL62＝（Ｒ78＋Ｒ79）／（Ｃ80×Ｒ78×Ｒ79） （７） と表され、Ｃ80、Ｒ78、Ｒ79の値を適当に選択すること
により所望の周波数以下の信号を大きく減衰させること
ができる。このため、温度変動や経時変動等によるホイ
ートストンブリッジ５の無信号時出力電圧変動のよう
な、極めて低い周波数に相当する信号は阻止され、出力
端子８には全く現れないようにする事が可能である。
る増幅回路であり、その増幅率Ｇ60は抵抗器Ｒ72〜Ｒ74
の抵抗値をＲ72、Ｒ73、Ｒ74とすると、 Ｇ60＝（Ｒ72＋Ｒ73＋Ｒ74）／Ｒ72 （５） と表される。また、増幅回路６１は反転増幅器となりそ
の増幅率Ｇ61は、抵抗器Ｒ75、Ｒ77の抵抗値をＲ75、Ｒ
77とすると、 Ｇ61＝Ｒ77／Ｒ75 （６） となる。ハイパスフィルター６２の低域遮断周波数ｆ
CL62は、コンデンサＣ80の静電容量をＣ80、抵抗器
Ｒ78、Ｒ79の抵抗値をＲ78、Ｒ79とすると、 ｆCL62＝（Ｒ78＋Ｒ79）／（Ｃ80×Ｒ78×Ｒ79） （７） と表され、Ｃ80、Ｒ78、Ｒ79の値を適当に選択すること
により所望の周波数以下の信号を大きく減衰させること
ができる。このため、温度変動や経時変動等によるホイ
ートストンブリッジ５の無信号時出力電圧変動のよう
な、極めて低い周波数に相当する信号は阻止され、出力
端子８には全く現れないようにする事が可能である。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、図５に
示す歪量検出装置は、標準的な演算増幅器、トランジス
タと受動素子のみで構成されるので実現容易であり、半
導体歪ゲージが温度依存性を持つことに基づく検出感度
の変動をよく補償できる。又、増幅回路が交流結合とな
っているので、ホイートストンブリッジの無信号時出力
電圧の変動はまったく考慮する必要がない。こうした回
路構成は直流信号を必要とするような圧力や質量等の計
測には使用できないが、振動の測定など直流信号検出の
必要が無いような用途には回路構成が簡潔となるという
長所がある。
示す歪量検出装置は、標準的な演算増幅器、トランジス
タと受動素子のみで構成されるので実現容易であり、半
導体歪ゲージが温度依存性を持つことに基づく検出感度
の変動をよく補償できる。又、増幅回路が交流結合とな
っているので、ホイートストンブリッジの無信号時出力
電圧の変動はまったく考慮する必要がない。こうした回
路構成は直流信号を必要とするような圧力や質量等の計
測には使用できないが、振動の測定など直流信号検出の
必要が無いような用途には回路構成が簡潔となるという
長所がある。
【００１６】しかしながら、上述した従来の歪量検出装
置では、 検出装置に供給される電源電圧が変化したとき、検出
感度の変化率が電源電圧変動率よりも大きくなる。
置では、 検出装置に供給される電源電圧が変化したとき、検出
感度の変化率が電源電圧変動率よりも大きくなる。
【００１７】増幅器が交流結合のため、電源が投入さ
れてから動作が安定するまでに、結合コンデンサの充電
時定数で決まるような時間が必要である。という欠点が
ある。
れてから動作が安定するまでに、結合コンデンサの充電
時定数で決まるような時間が必要である。という欠点が
ある。
【００１８】例えば、図５に示す歪量検出装置について
説明すると、図５において電源電圧Ｖccが５％増加した
場合、ホイートストンブリッジ５の駆動電圧Ｖ81の変化
率ΔＶ81は、
説明すると、図５において電源電圧Ｖccが５％増加した
場合、ホイートストンブリッジ５の駆動電圧Ｖ81の変化
率ΔＶ81は、
【００１９】
【００２０】となり、例えば、ＶCC＝５Ｖ、｛（Ｒ69＋
Ｒ69）／Ｒ70｝×ＶBE64＝１．４Ｖであるとすると、Δ
Ｖ81は約１．０７となる。したがって電源電圧で感度を
正規化すると、電源電圧ＶCCが５％増加すれば正規化感
度は約２％増加することになる。
Ｒ69）／Ｒ70｝×ＶBE64＝１．４Ｖであるとすると、Δ
Ｖ81は約１．０７となる。したがって電源電圧で感度を
正規化すると、電源電圧ＶCCが５％増加すれば正規化感
度は約２％増加することになる。
【００２１】また、図５において無信号時の出力端子８
の電圧Ｖ68は、 Ｖ68＝｛Ｒ79 ／（Ｒ78＋Ｒ79）｝×ＶCC となるが、装置の電源投入直後にはホイートストンブリ
ッジ５の中点電圧が出力され、その後コンデンサＣ80と
抵抗器Ｒ78、Ｒ79とにより決定される時定数で上記定常
状態における電圧値に近づいて行くような変化となる。
の電圧Ｖ68は、 Ｖ68＝｛Ｒ79 ／（Ｒ78＋Ｒ79）｝×ＶCC となるが、装置の電源投入直後にはホイートストンブリ
ッジ５の中点電圧が出力され、その後コンデンサＣ80と
抵抗器Ｒ78、Ｒ79とにより決定される時定数で上記定常
状態における電圧値に近づいて行くような変化となる。
【００２２】以上述べた二つの欠点のうちの欠点は応
用分野により必ずしも欠点とはならないが、近年広がっ
てきた、検出装置の出力信号をアナログ−デジタル変換
回路によりデジタル信号に変換しマイクロプロセッサー
で信号処理を行うような用途においては、アナログ−デ
ジタル変換回路の基準電圧が電源電圧に比例することが
多いので、この場合検出装置の感度が電源電圧に比例す
ることが要求される。
用分野により必ずしも欠点とはならないが、近年広がっ
てきた、検出装置の出力信号をアナログ−デジタル変換
回路によりデジタル信号に変換しマイクロプロセッサー
で信号処理を行うような用途においては、アナログ−デ
ジタル変換回路の基準電圧が電源電圧に比例することが
多いので、この場合検出装置の感度が電源電圧に比例す
ることが要求される。
【００２３】一方、については、低い周波数の信号が
必要とされる応用では結合コンデンサの充電時定数が大
きくならざるを得ないので、電源が投入されてから検出
装置の動作が安定するまでの時間が非常に長くなり、大
きな問題となる。
必要とされる応用では結合コンデンサの充電時定数が大
きくならざるを得ないので、電源が投入されてから検出
装置の動作が安定するまでの時間が非常に長くなり、大
きな問題となる。
【００２４】本発明の目的とすることは、電源電圧に比
例した感度特性を有し且つ、検出感度の温度による変動
に対する補償が得られ又、ホイートストンブリッジの無
信号時出力電圧変動を補償するために交流結合増幅器を
用いながら、電源投入時の動作安定時間の短縮可能な歪
量検出装置を提供するところにある。
例した感度特性を有し且つ、検出感度の温度による変動
に対する補償が得られ又、ホイートストンブリッジの無
信号時出力電圧変動を補償するために交流結合増幅器を
用いながら、電源投入時の動作安定時間の短縮可能な歪
量検出装置を提供するところにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るため、本発明の歪量検出装置では次のような手段を講
じている。
るため、本発明の歪量検出装置では次のような手段を講
じている。
【００２６】まず、電源電圧に比例するような検出感度
特性を得るため、ホイートストンブリッジに印加される
電圧が電源電圧に比例する成分と温度により変化する成
分の和となるようにする。そのためにホイートストンブ
リッジの駆動回路の構成を、周囲温度に対して予め定め
られた温度依存性を示す電圧を発生し出力する感温電圧
発生回路と、所定の一定電圧を発生し出力する定電圧発
生回路と、外部から与えられる電源電圧に比例した電圧
を発生し出力する電源比例電圧発生回路と、前記感温電
圧発生回路の出力電圧（電圧値ＶT ）、前記定電圧発生
回路の出力電圧（電圧値ＶR ）及び前記電源比例電圧発
生回路の出力電圧（電圧値ＶD ）を入力し、（ｎ1 ・Ｖ
D ＋ｎ2 ・ＶR −ｎ3 ・ＶT ）（但し、ｎ1 、ｎ2 及び
ｎ3はそれぞれ、正の定数）なる電圧を発生し出力する
ように加減算する電圧演算回路を備え、前記ホイートス
トンブリッジの二つの電圧供給点間に演算出力電圧を供
給すると共に、前記半導体歪ゲージが所定温度にあると
き、ｎ2 ・ＶR ＝ｎ3 ・ＶT となるよう構成している。
特性を得るため、ホイートストンブリッジに印加される
電圧が電源電圧に比例する成分と温度により変化する成
分の和となるようにする。そのためにホイートストンブ
リッジの駆動回路の構成を、周囲温度に対して予め定め
られた温度依存性を示す電圧を発生し出力する感温電圧
発生回路と、所定の一定電圧を発生し出力する定電圧発
生回路と、外部から与えられる電源電圧に比例した電圧
を発生し出力する電源比例電圧発生回路と、前記感温電
圧発生回路の出力電圧（電圧値ＶT ）、前記定電圧発生
回路の出力電圧（電圧値ＶR ）及び前記電源比例電圧発
生回路の出力電圧（電圧値ＶD ）を入力し、（ｎ1 ・Ｖ
D ＋ｎ2 ・ＶR −ｎ3 ・ＶT ）（但し、ｎ1 、ｎ2 及び
ｎ3はそれぞれ、正の定数）なる電圧を発生し出力する
ように加減算する電圧演算回路を備え、前記ホイートス
トンブリッジの二つの電圧供給点間に演算出力電圧を供
給すると共に、前記半導体歪ゲージが所定温度にあると
き、ｎ2 ・ＶR ＝ｎ3 ・ＶT となるよう構成している。
【００２７】次に、無信号時出力電圧変動を補償するた
め交流結合増幅回路としながらしかも電源投入時の立ち
上り時間を短縮するため、増幅回路は、第１の入力端子
（抵抗器Ｒ 43 の一端）へ入力される電圧（Ｖ 52 ）を一方
の入力端（非反転入力端）への入力とする第１の演算増
幅器（２５）と、前記第１の演算増幅器（２５）の出力
端電圧を一方の入力端（非反転入力端）への入力とする
第２の演算増幅器（２６）と、第２の入力端子（抵抗器
Ｒ 44 の一端）と前記第２の演算増幅器（２６）の出力端
との間の電圧（Ｖ52ーＶ26））を周波数に拘りなく一定
比率で分割する直流分割回路（抵抗器Ｒ 44 と抵抗器Ｒ 46
との直列接続回路）と、第３の入力端子（抵抗器Ｒ 48 の
一端）に接続された抵抗器（Ｒ 48 ）と前記第２の演算増
幅器（２６）の出力端に接続された容量（Ｃ 55 ）との直
列接続からなり、前記第３の入力端子と前記第２の演算
増幅器（２６）の出力端との間の電圧（Ｖ 24 −Ｖ 26 ）を
周波数依存性をもって分割する交流分割回路と、前記第
３の入力端子（抵抗器Ｒ 48 の一端）への入力電圧
（Ｖ 24 ）を非反転入力端への入力とし、出力端電圧（Ｖ
27 ）が抵抗器（Ｒ 52 ）を介して反転入力端へ帰還される
ように構成された第３の演算増幅器（２７）とを備え、
前記ホイートストンブリッジ（５）の二つの電圧検出点
から出力される歪量信号（Ｖ 51 とＶ 52 との差電圧）を増
幅すると共に、前記直流分割回路の分割点（抵抗器Ｒ 44
と抵抗器Ｒ 46 との直列接続点）の電圧を前記第１の演算
増幅器（２５）の他方の入力端（反転入力端）に入力
し、前記交流分割回路の分割点（容量Ｃ 55 と抵抗器Ｒ 48
との直列接続点）の電圧を前記第２の演算増幅器（２
６）の他方の入力端（反転入力端）に入力し、前記第１
の入力端子に前記ホイートストンブリッジの電圧検出点
の一方の電圧（Ｖ 51 ）を入力し、前記第２の入力端子及
び前記第３の入力端子に前記ホイートストンブリッジ
（５）の電圧検出点の他方の電圧（Ｖ 52 ）を入力し、前
記第１の演算増幅器（２５）の出力端電圧を前記第３の
演算増幅器（２７）の反転入力端に入力して前記第３の
演算増幅器（２７）の出力端から出力電圧（Ｖ 27 ）を出
力するような構成とし、交流結合に関わる前記コンデン
サの定常状態での両端電位が等しくなるように構成する
ことにより、電源投入時に前記コンデンサの充電に必要
な時間が不要となるようにしている。
め交流結合増幅回路としながらしかも電源投入時の立ち
上り時間を短縮するため、増幅回路は、第１の入力端子
（抵抗器Ｒ 43 の一端）へ入力される電圧（Ｖ 52 ）を一方
の入力端（非反転入力端）への入力とする第１の演算増
幅器（２５）と、前記第１の演算増幅器（２５）の出力
端電圧を一方の入力端（非反転入力端）への入力とする
第２の演算増幅器（２６）と、第２の入力端子（抵抗器
Ｒ 44 の一端）と前記第２の演算増幅器（２６）の出力端
との間の電圧（Ｖ52ーＶ26））を周波数に拘りなく一定
比率で分割する直流分割回路（抵抗器Ｒ 44 と抵抗器Ｒ 46
との直列接続回路）と、第３の入力端子（抵抗器Ｒ 48 の
一端）に接続された抵抗器（Ｒ 48 ）と前記第２の演算増
幅器（２６）の出力端に接続された容量（Ｃ 55 ）との直
列接続からなり、前記第３の入力端子と前記第２の演算
増幅器（２６）の出力端との間の電圧（Ｖ 24 −Ｖ 26 ）を
周波数依存性をもって分割する交流分割回路と、前記第
３の入力端子（抵抗器Ｒ 48 の一端）への入力電圧
（Ｖ 24 ）を非反転入力端への入力とし、出力端電圧（Ｖ
27 ）が抵抗器（Ｒ 52 ）を介して反転入力端へ帰還される
ように構成された第３の演算増幅器（２７）とを備え、
前記ホイートストンブリッジ（５）の二つの電圧検出点
から出力される歪量信号（Ｖ 51 とＶ 52 との差電圧）を増
幅すると共に、前記直流分割回路の分割点（抵抗器Ｒ 44
と抵抗器Ｒ 46 との直列接続点）の電圧を前記第１の演算
増幅器（２５）の他方の入力端（反転入力端）に入力
し、前記交流分割回路の分割点（容量Ｃ 55 と抵抗器Ｒ 48
との直列接続点）の電圧を前記第２の演算増幅器（２
６）の他方の入力端（反転入力端）に入力し、前記第１
の入力端子に前記ホイートストンブリッジの電圧検出点
の一方の電圧（Ｖ 51 ）を入力し、前記第２の入力端子及
び前記第３の入力端子に前記ホイートストンブリッジ
（５）の電圧検出点の他方の電圧（Ｖ 52 ）を入力し、前
記第１の演算増幅器（２５）の出力端電圧を前記第３の
演算増幅器（２７）の反転入力端に入力して前記第３の
演算増幅器（２７）の出力端から出力電圧（Ｖ 27 ）を出
力するような構成とし、交流結合に関わる前記コンデン
サの定常状態での両端電位が等しくなるように構成する
ことにより、電源投入時に前記コンデンサの充電に必要
な時間が不要となるようにしている。
【００２８】
【実施例】次に、本発明の好適な実施例を、図面を用い
て説明する。図１は本発明の一実施例の回路図である。
図１において、まず、ホイートストンブリッジ５の駆動
電圧を供給する回路部分について説明する。抵抗器
Ｒ30、Ｒ31、Ｒ32及びトランジスタＱ29は図５に示す従
来の歪量検出装置におけると同様に、トランジスタＱ29
のベース・エミッタ間電圧の温度依存性を利用して温度
により変化する電圧Ｖ10を発生するための温度−電圧変
換回路１０を構成する。定電圧発生回路１１は定電圧Ｖ
11を発生する。抵抗器Ｒ33、Ｒ34の直列接続と演算増幅
器２０の電圧フォロワとからなる分圧回路１２は、電源
電圧ＶCCに比例した電圧Ｖ20を発生する。演算増幅器２
１と抵抗器Ｒ35〜Ｒ38とからなる電圧演算回路１３は、
上記３種類の電圧Ｖ10、Ｖ11、Ｖ20を加減算しその結果
の電圧Ｖ13をホイートストンブリッジ５に供給する。
て説明する。図１は本発明の一実施例の回路図である。
図１において、まず、ホイートストンブリッジ５の駆動
電圧を供給する回路部分について説明する。抵抗器
Ｒ30、Ｒ31、Ｒ32及びトランジスタＱ29は図５に示す従
来の歪量検出装置におけると同様に、トランジスタＱ29
のベース・エミッタ間電圧の温度依存性を利用して温度
により変化する電圧Ｖ10を発生するための温度−電圧変
換回路１０を構成する。定電圧発生回路１１は定電圧Ｖ
11を発生する。抵抗器Ｒ33、Ｒ34の直列接続と演算増幅
器２０の電圧フォロワとからなる分圧回路１２は、電源
電圧ＶCCに比例した電圧Ｖ20を発生する。演算増幅器２
１と抵抗器Ｒ35〜Ｒ38とからなる電圧演算回路１３は、
上記３種類の電圧Ｖ10、Ｖ11、Ｖ20を加減算しその結果
の電圧Ｖ13をホイートストンブリッジ５に供給する。
【００２９】温度−電圧変換回路１０の出力電圧Ｖ10は
トランジスタＱ29のベース・エミッタ間電圧をＶBE29、
抵抗器Ｒ31、Ｒ32の抵抗値をＲ31、Ｒ32とすると、 Ｖ10＝｛（Ｒ31＋Ｒ32）／Ｒ32｝×ＶBE29 （１０） となり、Ｖ10の温度による変化量は、抵抗値Ｒ 31を調整
することにより所望の変化量に設定することができる。
トランジスタＱ29のベース・エミッタ間電圧をＶBE29、
抵抗器Ｒ31、Ｒ32の抵抗値をＲ31、Ｒ32とすると、 Ｖ10＝｛（Ｒ31＋Ｒ32）／Ｒ32｝×ＶBE29 （１０） となり、Ｖ10の温度による変化量は、抵抗値Ｒ 31を調整
することにより所望の変化量に設定することができる。
【００３０】電圧演算回路１３が発生するブリッジ駆動
電圧Ｖ13は、抵抗器Ｒ35〜Ｒ38の抵抗値をＲ35、Ｒ36、
Ｒ37、Ｒ38とし、Ｒ35＝Ｒ36＝Ｒ37と設定すると、 Ｖ13＝ｎ1 ×Ｖ20＋（ｎ1 ×Ｖ11−ｎ2 ×Ｖ10） （１１） となる。ここで、 ｎ1 ＝｛１＋（Ｒ38／Ｒ35）｝／２、ｎ2 ＝Ｒ38／Ｒ35 （１２） である。（１１）式から明かなように、所定周囲温度で
の電圧Ｖ11、Ｖ10を、 Ｖ11＝（ｎ2 ／ｎ1 ）×Ｖ10 となるように予め調整する事により、ブリッジ駆動電圧
Ｖ13は所定の周囲温度の時には、Ｖ13＝ｎ1 ×Ｖ20＝ｋ
ＶCC（但し、ｋは比例定数）となり、電源電圧ＶCCに比
例したブリッジ駆動電圧が得られる。周囲温度が変化し
たときは電圧Ｖ10が変化するので、（１１）式右辺第２
項で与えられるｎ2 ×Ｖ10の温度変化分がｎ1 ×Ｖ20か
ら減算された電圧がブリッジ駆動電圧として得られる。
電圧Ｖ13は、抵抗器Ｒ35〜Ｒ38の抵抗値をＲ35、Ｒ36、
Ｒ37、Ｒ38とし、Ｒ35＝Ｒ36＝Ｒ37と設定すると、 Ｖ13＝ｎ1 ×Ｖ20＋（ｎ1 ×Ｖ11−ｎ2 ×Ｖ10） （１１） となる。ここで、 ｎ1 ＝｛１＋（Ｒ38／Ｒ35）｝／２、ｎ2 ＝Ｒ38／Ｒ35 （１２） である。（１１）式から明かなように、所定周囲温度で
の電圧Ｖ11、Ｖ10を、 Ｖ11＝（ｎ2 ／ｎ1 ）×Ｖ10 となるように予め調整する事により、ブリッジ駆動電圧
Ｖ13は所定の周囲温度の時には、Ｖ13＝ｎ1 ×Ｖ20＝ｋ
ＶCC（但し、ｋは比例定数）となり、電源電圧ＶCCに比
例したブリッジ駆動電圧が得られる。周囲温度が変化し
たときは電圧Ｖ10が変化するので、（１１）式右辺第２
項で与えられるｎ2 ×Ｖ10の温度変化分がｎ1 ×Ｖ20か
ら減算された電圧がブリッジ駆動電圧として得られる。
【００３１】以上説明した実施例におけるブリッジ駆動
電圧Ｖ13の温度特性を図２に示す。図２は横軸に検出装
置の周囲温度を示し、縦軸にホイートストンブリッジ５
の駆動電圧（電圧演算回路１３の出力電圧Ｖ13）を示
す。図２を参照すると本実施例では、周囲温度２０℃の
とき、電源電圧ＶCCが例えば５％増加すると、駆動電圧
Ｖ13も５％増加する。一方、電源電圧ＶCCが−５％変動
すると、駆動電圧Ｖ13はこれに応じて５％減少する。す
なわち、本実施例は、温度２０℃のとき、電源電圧ＶCC
に対して駆動電圧Ｖ13が比例するようにされている。そ
して、周囲温度が変化した場合には、温度一電圧変換回
路１０の出力電圧Ｖ10の温度係数で決るような正の温度
依存性を示す。
電圧Ｖ13の温度特性を図２に示す。図２は横軸に検出装
置の周囲温度を示し、縦軸にホイートストンブリッジ５
の駆動電圧（電圧演算回路１３の出力電圧Ｖ13）を示
す。図２を参照すると本実施例では、周囲温度２０℃の
とき、電源電圧ＶCCが例えば５％増加すると、駆動電圧
Ｖ13も５％増加する。一方、電源電圧ＶCCが−５％変動
すると、駆動電圧Ｖ13はこれに応じて５％減少する。す
なわち、本実施例は、温度２０℃のとき、電源電圧ＶCC
に対して駆動電圧Ｖ13が比例するようにされている。そ
して、周囲温度が変化した場合には、温度一電圧変換回
路１０の出力電圧Ｖ10の温度係数で決るような正の温度
依存性を示す。
【００３２】ここで、本発明に用いられる温度一電圧変
換回路は、図１に示す回路に限られるものではない。既
に説明した従来の歪量検出装置に用いられる温度一電圧
変換回路８１（図５参照）も、正の温度依存性を示す電
圧を出力するので、本発明に用いることができる。但
し、この場合、（４）式と（１０）とを比較すると明ら
かなように、電圧Ｖ81と電圧Ｖ10とでは温度係数が反対
であるので、演算増幅器２１への入力を換える必要があ
る。
換回路は、図１に示す回路に限られるものではない。既
に説明した従来の歪量検出装置に用いられる温度一電圧
変換回路８１（図５参照）も、正の温度依存性を示す電
圧を出力するので、本発明に用いることができる。但
し、この場合、（４）式と（１０）とを比較すると明ら
かなように、電圧Ｖ81と電圧Ｖ10とでは温度係数が反対
であるので、演算増幅器２１への入力を換える必要があ
る。
【００３３】このように本発明によれば、電源電圧に比
例した所望の電圧値を所定周囲温度におけるブリッジ駆
動電圧とし、多様な温度特性のブリッジ駆動電圧が容易
に得られる。
例した所望の電圧値を所定周囲温度におけるブリッジ駆
動電圧とし、多様な温度特性のブリッジ駆動電圧が容易
に得られる。
【００３４】次に、図１における増幅回路部について説
明する。図１において、まず演算増幅器２２，２３と抵
抗器Ｒ40、Ｒ41、Ｒ42とにより構成される増幅回路１４
は、従来の歪量検出装置におけると同様の計測用アンプ
でありその電圧増幅率Ｇ14は、抵抗器Ｒ40〜Ｒ42の抵抗
値をＲ40、Ｒ41、Ｒ42とすると、 Ｇ14＝（Ｒ40＋Ｒ41＋Ｒ42）／Ｒ40 （１３） となる。抵抗器Ｒ39は、ホイートストンブリッジ５の初
期の所定周囲温度における無信号時出力電圧を０Ｖに調
整するための調整用抵抗である。
明する。図１において、まず演算増幅器２２，２３と抵
抗器Ｒ40、Ｒ41、Ｒ42とにより構成される増幅回路１４
は、従来の歪量検出装置におけると同様の計測用アンプ
でありその電圧増幅率Ｇ14は、抵抗器Ｒ40〜Ｒ42の抵抗
値をＲ40、Ｒ41、Ｒ42とすると、 Ｇ14＝（Ｒ40＋Ｒ41＋Ｒ42）／Ｒ40 （１３） となる。抵抗器Ｒ39は、ホイートストンブリッジ５の初
期の所定周囲温度における無信号時出力電圧を０Ｖに調
整するための調整用抵抗である。
【００３５】次に、演算増幅器２５，２６、抵抗器Ｒ43
〜Ｒ48およびコンデンサＣ55から構成される増幅回路１
５について、図３を用いてまず増幅率特性から説明す
る。図３において、定常状態での増幅回路１５の出力直
流電圧Ｖ25は演算増幅器２５，２６のオフセット電圧が
無視できれば、 Ｖ25＝Ｖ24 （１４） となる。ここで、増幅回路１５の入力Ｖ24として、ホイ
ートストンブリッジ５の一方の出力Ｖ52が演算増幅器２
４による電圧フォロワを介して供給されるから、ホイー
トストンブリッジ５のオフセット温度変動は増幅回路１
４，１５により増幅はされないまま増幅回路１６に伝播
され、さらに、後に説明するように増幅回路１６によ
り、この歪量検出装置の出力端子８には全く表れないよ
うに補償される。
〜Ｒ48およびコンデンサＣ55から構成される増幅回路１
５について、図３を用いてまず増幅率特性から説明す
る。図３において、定常状態での増幅回路１５の出力直
流電圧Ｖ25は演算増幅器２５，２６のオフセット電圧が
無視できれば、 Ｖ25＝Ｖ24 （１４） となる。ここで、増幅回路１５の入力Ｖ24として、ホイ
ートストンブリッジ５の一方の出力Ｖ52が演算増幅器２
４による電圧フォロワを介して供給されるから、ホイー
トストンブリッジ５のオフセット温度変動は増幅回路１
４，１５により増幅はされないまま増幅回路１６に伝播
され、さらに、後に説明するように増幅回路１６によ
り、この歪量検出装置の出力端子８には全く表れないよ
うに補償される。
【００３６】又、定常状態での演算増幅器２６の直流出
力電圧Ｖ26は、抵抗器Ｒ44、Ｒ46の抵抗値をＲ44、Ｒ46
とすると、 Ｖ26＋｛Ｒ46／（Ｒ44＋Ｒ46）｝・（Ｖ23−Ｖ26）＝Ｖ
22 であることから、 Ｖ26＝Ｖ22＋（Ｒ46／Ｒ44）・（Ｖ22−Ｖ23） （１５） となる。
力電圧Ｖ26は、抵抗器Ｒ44、Ｒ46の抵抗値をＲ44、Ｒ46
とすると、 Ｖ26＋｛Ｒ46／（Ｒ44＋Ｒ46）｝・（Ｖ23−Ｖ26）＝Ｖ
22 であることから、 Ｖ26＝Ｖ22＋（Ｒ46／Ｒ44）・（Ｖ22−Ｖ23） （１５） となる。
【００３７】一方、交流動作での演算増幅器２５の電圧
増幅率を考えると交流動作のみについては、直流電圧Ｖ
22、Ｖ23にそれぞれ交流信号＋ｖ、−ｖが加わる。この
とき、演算増幅器２６の出力端電圧Ｖ26の交流成分をｖ
26、演算増幅器２５の出力端電圧Ｖ25の交流成分をｖ25
とし、コンデンサＣ55の静電容量をＣ55、抵抗器Ｒ48の
抵抗値をＲ48とすると、
増幅率を考えると交流動作のみについては、直流電圧Ｖ
22、Ｖ23にそれぞれ交流信号＋ｖ、−ｖが加わる。この
とき、演算増幅器２６の出力端電圧Ｖ26の交流成分をｖ
26、演算増幅器２５の出力端電圧Ｖ25の交流成分をｖ25
とし、コンデンサＣ55の静電容量をＣ55、抵抗器Ｒ48の
抵抗値をＲ48とすると、
【００３８】
【００３９】が成り立つ。
【００４０】（１６）式から Ｒ44・ｖ26＋Ｒ44・ｖ＝２・ｖ（Ｒ44＋Ｒ46） ｖ26＝｛（Ｒ44＋２・Ｒ46）／Ｒ44｝・ｖ （１８） が得られる。又、（１７）式から、
【００４１】
【００４２】が得られる。従って（１８）、（１９）式
より、
より、
【００４３】
【００４４】となる。
【００４５】これから、増幅回路１５の増幅率Ｇ15は、
【００４６】
【００４７】となる。ここで、周波数が十分高い領域で
は１／（ｊωＣ55・Ｒ48）＝０とみなせるので、このと
きの増幅率Ｇ15は、 Ｇ15＝（Ｒ44＋２・Ｒ46）／（２・Ｒ44） （２１） となる。
は１／（ｊωＣ55・Ｒ48）＝０とみなせるので、このと
きの増幅率Ｇ15は、 Ｇ15＝（Ｒ44＋２・Ｒ46）／（２・Ｒ44） （２１） となる。
【００４８】次に、増幅回路１５の周波数特性について
説明する。（２０）式より、この増幅回路においては周
波数が低くなると１／（ｊωＣ55・Ｒ48）の項が無視で
きなくなり、ゲインが低下する事がわかる。増幅率が１
／√２となる周波数ｆCL15においては ｜１＋１／（ｊωＣ55・Ｒ48）｜＝√２ から、 ωＣ55・Ｒ48＝１ ｆCL15＝１／（２πＣ55・Ｒ48） （２２） となり、静電容量Ｃ55と抵抗値Ｒ48とを適当に選択する
ことにより、歪量検出装置として求められる所望の低周
波増幅特性を得ることができる。
説明する。（２０）式より、この増幅回路においては周
波数が低くなると１／（ｊωＣ55・Ｒ48）の項が無視で
きなくなり、ゲインが低下する事がわかる。増幅率が１
／√２となる周波数ｆCL15においては ｜１＋１／（ｊωＣ55・Ｒ48）｜＝√２ から、 ωＣ55・Ｒ48＝１ ｆCL15＝１／（２πＣ55・Ｒ48） （２２） となり、静電容量Ｃ55と抵抗値Ｒ48とを適当に選択する
ことにより、歪量検出装置として求められる所望の低周
波増幅特性を得ることができる。
【００４９】次に、電源投入時の過渡応答特性について
説明する。電源投入時、コンデンサＣ55の蓄積電荷が定
常状態となるためには、抵抗器Ｒ48を通してコンデンサ
Ｃ55が充電される必要がある。このため、コンデンサＣ
55の静電容量と抵抗器Ｒ48の抵抗値とで決まる時間が必
要となる。例えば、歪量検出装置として１Ｈｚまでの低
周波信号の検出が要求されるときを例にして考えると、
Ｃ55＝１μＦ、Ｒ48＝１６０ｋΩにて、電源投入時の動
作安定までに要する時間は約０．５秒以上となる。
説明する。電源投入時、コンデンサＣ55の蓄積電荷が定
常状態となるためには、抵抗器Ｒ48を通してコンデンサ
Ｃ55が充電される必要がある。このため、コンデンサＣ
55の静電容量と抵抗器Ｒ48の抵抗値とで決まる時間が必
要となる。例えば、歪量検出装置として１Ｈｚまでの低
周波信号の検出が要求されるときを例にして考えると、
Ｃ55＝１μＦ、Ｒ48＝１６０ｋΩにて、電源投入時の動
作安定までに要する時間は約０．５秒以上となる。
【００５０】ところで、図１の実施例において、ホイー
トストンブリッジ５の出力端子電圧Ｖ51とＶ52とは抵抗
器Ｒ39を調整することにより、ほぼ等しくすることがで
きるから、電圧Ｖ22とＶ23も等しくなり、（１５）式か
ら、 Ｖ26＝Ｖ22 となる。一方、 Ｖ24＝Ｖ52＝Ｖ51＝Ｖ22 であり、 Ｖ26＝Ｖ24 （２３） となるから、コンデンサＣ55の両端の電位は等しくな
り、従って、電源投入後コンデンサＣ55を充電するため
の時間が不必要となる。もちろん、ホイートストンブリ
ッジの無信号時出力電圧は温度により変動するから、初
期にＶ51＝Ｖ52となるように調整できたとしても温度が
変動するとこの条件は成り立たなくなるが、この温度変
動によるコンデンサ両端の定常状態電位の変化はわずか
である。発明者の実験によれば、−４０℃から＋８５℃
の温度範囲において、電源投入時の動作安定時間として
０．１秒以下が得られている。
トストンブリッジ５の出力端子電圧Ｖ51とＶ52とは抵抗
器Ｒ39を調整することにより、ほぼ等しくすることがで
きるから、電圧Ｖ22とＶ23も等しくなり、（１５）式か
ら、 Ｖ26＝Ｖ22 となる。一方、 Ｖ24＝Ｖ52＝Ｖ51＝Ｖ22 であり、 Ｖ26＝Ｖ24 （２３） となるから、コンデンサＣ55の両端の電位は等しくな
り、従って、電源投入後コンデンサＣ55を充電するため
の時間が不必要となる。もちろん、ホイートストンブリ
ッジの無信号時出力電圧は温度により変動するから、初
期にＶ51＝Ｖ52となるように調整できたとしても温度が
変動するとこの条件は成り立たなくなるが、この温度変
動によるコンデンサ両端の定常状態電位の変化はわずか
である。発明者の実験によれば、−４０℃から＋８５℃
の温度範囲において、電源投入時の動作安定時間として
０．１秒以下が得られている。
【００５１】増幅回路１６は、歪量検出装置としての無
信号時出力電圧を決定するためのものである。増幅回路
１６の直流出力電圧Ｖ27は、抵抗器Ｒ49〜Ｒ54の抵抗値
をそれぞれＲ49、Ｒ50、Ｒ51、Ｒ52、Ｒ53、Ｒ54とする
と、
信号時出力電圧を決定するためのものである。増幅回路
１６の直流出力電圧Ｖ27は、抵抗器Ｒ49〜Ｒ54の抵抗値
をそれぞれＲ49、Ｒ50、Ｒ51、Ｒ52、Ｒ53、Ｒ54とする
と、
【００５２】
【００５３】が成り立つので、抵抗値Ｒ49〜Ｒ52を全て
等しく設定すると、
等しく設定すると、
【００５４】
【００５５】から、 Ｖ27＝｛Ｒ54／（Ｒ53＋Ｒ54）｝・ＶCC＋Ｖ24−Ｖ25 （２５） となるが、（１４）式よりＶ24＝Ｖ25であるから、 Ｖ27＝｛Ｒ54／（Ｒ53＋Ｒ54）｝・ＶCC （２６） となり、ホイートストンブリッジ５の出力オフセット電
圧変動は、出力端子８には全く現れない。出力端子８の
無信号時出力電圧は、抵抗器Ｒ53、Ｒ54により回路電圧
ＶCCを分圧した電圧となる。
圧変動は、出力端子８には全く現れない。出力端子８の
無信号時出力電圧は、抵抗器Ｒ53、Ｒ54により回路電圧
ＶCCを分圧した電圧となる。
【００５６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の歪量検出
装置用の駆動回路は、温度変化に対して温度依存性を示
す電圧と、一定電圧と、電源電圧に比例した電圧とを加
減算することにより、所定温度では電源電圧に比例し、
温度変化のある場合にはその変化に応じた所定の値にな
るようなブリッジ駆動電圧を発生する。
装置用の駆動回路は、温度変化に対して温度依存性を示
す電圧と、一定電圧と、電源電圧に比例した電圧とを加
減算することにより、所定温度では電源電圧に比例し、
温度変化のある場合にはその変化に応じた所定の値にな
るようなブリッジ駆動電圧を発生する。
【００５７】また、本発明の歪量検出装置用の増幅回路
は、交流結合に関るコンデンサの両端電位が、増幅回路
の定常状態において同電位になるように構成されてい
る。
は、交流結合に関るコンデンサの両端電位が、増幅回路
の定常状態において同電位になるように構成されてい
る。
【００５８】これにより本発明によれば、半導体ゲージ
を用いた歪量検出装置において、歪ゲージが温度依存性
を持つことによる検出感度の温度依存性を補償しなが
ら、検出感度を電源電圧に比例するようにすることがで
き、しかも、交流結合の増幅回路を用いることによりホ
イートストンブリッジのオフセット電圧変動をキャンセ
ルしながら、電源投入時の動作安定に要する時間を短縮
することができるという効果が得られる。
を用いた歪量検出装置において、歪ゲージが温度依存性
を持つことによる検出感度の温度依存性を補償しなが
ら、検出感度を電源電圧に比例するようにすることがで
き、しかも、交流結合の増幅回路を用いることによりホ
イートストンブリッジのオフセット電圧変動をキャンセ
ルしながら、電源投入時の動作安定に要する時間を短縮
することができるという効果が得られる。
【図１】本発明の一実施例の回路図である。
【図２】図１に示す回路中の電圧演算回路出力電圧の温
度特性を示す図である。
度特性を示す図である。
【図３】図１に示す回路中の増幅回路１５を抜枠して示
す回路図である。
す回路図である。
【図４】半導体歪ゲージを用いたホイートストンブリッ
ジの回路図である。
ジの回路図である。
【図５】検出感度の温度依存性に対する補償手段と無信
号時出力電圧の温度依存性に対する補償手段とを備えた
従来の歪量検出装置の一例の回路図である。
号時出力電圧の温度依存性に対する補償手段とを備えた
従来の歪量検出装置の一例の回路図である。
【図６】図５に示す歪量検出装置におけるホイートスト
ンブリッジ駆動回路出力電圧の温度特性を示す図であ
る。
ンブリッジ駆動回路出力電圧の温度特性を示す図であ
る。
１，２，３，４ 半導体歪ゲージ ５ ホイートストンブリッジ ６ 検出端子 ７ 電源 ８ 出力端子 １０ 温度ー電圧変換回路 １１ 定電圧発生回路 １２ 分圧回路 １３ 電圧演算回路 １４，１５，１６ 増幅回路 ２０，２１，２２，２３，２４，２５，２６，２７，２
８ 演算増幅器 ６０，６１ 増幅回路 ６２ ハイパスフィルター ６５，６６，６７，６８ 演算増幅器 ８１ ホイートストンブリッジ駆動回路
８ 演算増幅器 ６０，６１ 増幅回路 ６２ ハイパスフィルター ６５，６６，６７，６８ 演算増幅器 ８１ ホイートストンブリッジ駆動回路
Claims (7)
- 【請求項１】 半導体歪ゲージを用いて構成されたホイ
ートストンブリッジを含む歪量検出装置の前記ホイート
ストンブリッジの電圧供給点に所定電圧を供給するため
の歪量検出装置用の駆動回路において、この駆動回路
が、 周囲温度に対して予め定められた温度依存性を示す電圧
を発生し出力する感温電圧発生回路と、 所定の一定電圧を発生し出力する定電圧発生回路と、 外部から与えられる電源電圧に比例した電圧を発生し出
力する電源比例電圧発生回路と、 前記感温電圧発生回路の出力電圧（電圧値ＶT ）、前記
定電圧発生回路の出力電圧（電圧値ＶR ）及び前記電源
比例電圧発生回路の出力電圧（電圧値ＶD ）を入力し、
（ｎ1 ・ＶD ＋ｎ2 ・ＶR −ｎ3 ・ＶT ）（但し、
ｎ1 、ｎ2 及びｎ3はそれぞれ、正の定数）なる電圧を
発生し出力するように加減算する電圧演算回路を備え、 前記ホイートストンブリッジの二つの電圧供給点間に演
算出力電圧を供給すると共に、前記半導体歪ゲージが所
定温度にあるとき、ｎ2 ・ＶR ＝ｎ3 ・ＶT となるよう
に構成されたことを特徴とする歪量検出装置用の駆動回
路。 - 【請求項２】 請求項１記載の駆動回路において、 前記感温電圧発生回路が、バイポーラトランジスタと少
なくとも二個以上の抵抗器とから構成され、 前記バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧
に比例した電圧を発生するように構成されたことを特徴
とする駆動回路。 - 【請求項３】 半導体歪ゲージを用いて構成されたホイ
ートストンブリッジを含む歪量検出装置の前記ホイート
ストンブリッジによって検出された歪量信号を増幅する
ための歪量検出装置用の増幅回路において、この増幅回
路が、 第１の入力端子（抵抗器Ｒ 43 の一端）へ入力される電圧
（Ｖ 52 ）を一方の入力端（非反転入力端）への入力とす
る第１の演算増幅器（２５）と、 前記第１の演算増幅器（２５）の出力端電圧を一方の入
力端（非反転入力端）への入力とする第２の演算増幅器
（２６）と、 第２の入力端子（抵抗器Ｒ 44 の一端）と前記第２の演算
増幅器（２６）の出力端との間の電圧（Ｖ52ーＶ26））
を周波数に拘りなく一定比率で分割する直流分割回路
（抵抗器Ｒ 44 と抵抗器Ｒ 46 との直列接続回路）と、 第３の入力端子（抵抗器Ｒ 48 の一端）に接続された抵抗
器（Ｒ 48 ）と前記第２の演算増幅器（２６）の出力端に
接続された容量（Ｃ 55 ）との直列接続からなり、前記第
３の入力端子と前記第２の演算増幅器（２６）の出力端
との間の電圧（Ｖ 24 −Ｖ 26 ）を周波数依存性をもって分
割する交流分割回路と、 前記第３の入力端子（抵抗器Ｒ 48 の一端）への入力電圧
（Ｖ 24 ）を非反転入力端への入力とし、出力端電圧（Ｖ
27 ）が抵抗器（Ｒ 52 ）を介して反転入力端へ帰還される
ように構成された第３の演算増幅器（２７）とを備え、 前記ホイートストンブリッジ（５）の二つの電圧検出点
から出力される歪量信号（Ｖ 51 とＶ 52 との差電圧）を増
幅すると共に、前記直流分割回路の分割点（抵抗器Ｒ 44
と抵抗器Ｒ 46 との直列接続点）の電圧を前記第１の演算
増幅器（２５）の他方の入力端（反転入力端）に入力
し、前記交流分割回路の分割点（容量Ｃ 55 と抵抗器Ｒ 48
との直列接続点）の電圧を前記第２の演算増幅器（２
６）の他方の入力端（反転入力端）に入力し、前記第１
の入力端子に前記ホイートストンブリッジの電圧検出点
の一方の電圧（Ｖ 51 ）を入力し、前記第２の入力端子及
び前記第３の入力端子に前記ホイートストンブリッジ
（５）の電圧検出点の他方の電圧（Ｖ 52 ）を入力し、前
記第１の演算増幅器（２５）の出力端電圧を前記第３の
演算増幅器（２７）の反転入力端に入力して前記第３の
演算増幅器（２７）の出力端から出力電圧（Ｖ 27 ）を出
力するように構成されたことを特徴とする歪量検出装置
用の増幅回路。 - 【請求項４】 請求項３記載の増幅回路において、 前記ホイートストンブリッジ（５）の電圧検出点の電圧
（Ｖ 51 ，Ｖ 52 ）を前記増幅回路の前記第１，第２及び第
３の入力端子（抵抗器Ｒ 43 の一端，抵抗器Ｒ 44 の一端及
び抵抗器Ｒ 48 の一端）に直接入力するのに替えて、計測
用増幅器（１４）及び電圧フォロワ（２４）を介して入
力するように構成し、 前記計測用増幅器（１４）は、出力端電圧（Ｖ 22 ）が抵
抗器（Ｒ 41 ）を介して反転入力端に帰還されると共に前
記増幅回路の前記第１の入力端子（抵抗器Ｒ 43 の一端）
に入力されるように構成された第４の演算増幅器（２
２）と、出力端電圧（Ｖ 23 ）が抵抗器（Ｒ 42 ）を介して
反転入力端に帰還されると共に前記増幅回路の前記第２
の入力端子（抵抗器Ｒ 44 の一端）に入力されるように構
成された第５の演算増幅器（２３）とを、それぞれの反
転入力端どうしを抵抗器（Ｒ 40 ）を介して接続してな
り、 前記電圧フォロワ（２４）は、出力端電圧（Ｖ 24 ）が反
転入力端に帰還されると共に前記増幅回路の前記第３の
入力端子（抵抗器Ｒ 48 の一端）に入力されるように構成
された第６の演算増幅器（２４）からなり、 前記第４の演算増幅器（２２）の非反転入力端に前記ホ
イートストンブリッジの電圧検出点の一方の電圧
（Ｖ 51 ）を入力し、前記第５の演算増幅器（２３）及び
前記第６の演算増幅器（２４）の非反転入力端に前記ホ
イートストンブリッジの電圧検出点の他方の電圧
（Ｖ 52 ）を入力するように構成されたことを特徴とする
歪量検出装置用の増幅回路。 - 【請求項５】 半導体歪ゲージを用いて構成されたホイ
ートストンブリッジを含む歪量検出装置の前記ホイート
ストンブリッジによって検出された歪量信号を増幅する
ための歪量検出装置用の増幅回路において、この増幅回
路が、 非反転入力端に前記ホイートストンブリッジの第１の出
力端子が接続される、 第１の演算増幅器（２２）と、 非反転入力端に前記ホイートストンブリッジの第２の出
力端子が接続される、 第２の演算増幅器（２３）と、 非反転入力端に前記ホイートストンブリッジの第２の出
力端子が接続される、 第３の演算増幅器（２４）と、 非反転入力端が第１の抵抗器（Ｒ 43 ）を介して前記第１
の演算増幅器（２２）の出力端に接続され、反転入力端
が第２の抵抗器（Ｒ 44 ）を介して前記第２の演算増幅器
（２３）の出力端に接続される第４の演算増幅器（２
５）と、 反転入力端が第３の抵抗器（Ｒ 48 ）を介して前記第３の
演算増幅器（２４）の出力端に接続され、出力端が第４
の抵抗器（Ｒ 46 ）を介して前記第４の演算増幅器（２
５）の反転入力端に接続される第５の演算増幅器（２
６）と、 前記第５の演算増幅器（２６）の出力端と反転入力端と
の間に接続されるコン デンサ（Ｃ 55 ）と、 反転入力端と出力端とが第５の抵抗器（Ｒ 52 ）を介して
接続されると共に、反転入力端が第６の抵抗器（Ｒ 49 ）
を介して前記第４の演算増幅器（２５）の出力端に接続
される第６の演算増幅器（２７）とを備え、 前記第１の演算増幅器（２２）の反転入力端は、第７の
抵抗器（Ｒ 40 ）を介して前記第２の演算増幅器（２３）
の反転入力端に接続され、 前記第１の演算増幅器（２２）は、出力端が第８の抵抗
器（Ｒ 41 ）を介して反転入力端に接続され、 前記第２の演算増幅器（２３）は、出力端が第９の抵抗
器（Ｒ 42 ）を介して反転入力端に接続され、 前記第３の演算増幅器（２４）は、出力端と反転入力端
子が接続されて電圧フォロワ増幅器を構成し、 前記第４の演算増幅器（２５）は、出力端が第１０の抵
抗器を介して前記第５の演算増幅器（２６）の非反転入
力端に接続され、 前記第６の演算増幅器（２７）は、非反転入力端が第１
１の抵抗器（Ｒ 51 ）を介して前記第３の演算増幅器（２
４）の出力端に接続されて、 前記第６の演算増幅器（２７）の出力端から外部への出
力信号を取り出すように構成されていることを特徴とす
る増幅回路。 - 【請求項６】 半導体歪ゲージを用いたホイートストン
ブリッジと、前記ホイートストンブリッジの二つの電圧
供給点間に駆動電圧を与える駆動回路と、前記ホイート
ストンブリッジの二つの電圧検出点に出力される歪量信
号を増幅する増幅回路とを含む歪量検出装置において、 前記ホイートストンブリッジは、前記二つの電圧検出点
の電圧が同一になるように調整可能な構成であり、 前記駆動回路として、周囲温度に対して予め定められた
温度依存性を示す電圧を発生し出力する感温電圧発生回
路と、 所定の一定電圧を発生し出力する定電圧発生回路と、 外部から与えられる電源電圧に比例した電圧を発生し出
力する電源比例 電圧発生回路と、 前記感温電圧発生回路の出力電圧（電圧値Ｖ T ）、前記
定電圧発生回路の出力電圧（電圧値Ｖ R ）及び前記電源
比例電圧発生回路の出力電圧（電圧値Ｖ D ）を入力し、
（ｎ 1 ・Ｖ D ＋ｎ 2 ・Ｖ R −ｎ 3 ・Ｖ T ）（但し、
ｎ 1 、ｎ 2 及びｎ 3 はそれぞれ、正の定数）なる電圧を
発生し出力するように加減算する電圧演算回路を備え、 前記ホイートストンブリッジの二つの電圧供給点間に演
算出力電圧を供給すると共に、前記半導体歪ゲージが所
定温度にあるとき、ｎ 2 ・Ｖ R ＝ｎ 3 ・Ｖ T となるよう
に構成された 駆動回路を用い、 前記増幅回路として、第１の入力端子（抵抗器Ｒ 43 の一
端）へ入力される電圧（Ｖ 52 ）を一方の入力端（非反転
入力端）への入力とする第１の演算増幅器（２５）と、 前記第１の演算増幅器（２５）の出力端電圧を一方の入
力端（非反転入力端）への入力とする第２の演算増幅器
（２６）と、 第２の入力端子（抵抗器Ｒ 44 の一端）と前記第２の演算
増幅器（２６）の出力端との間の電圧（Ｖ 52 ーＶ 26 ））
を周波数に拘りなく一定比率で分割する直流分割回路
（抵抗器Ｒ 44 と抵抗器Ｒ 46 との直列接続回路）と、 第３の入力端子（抵抗器Ｒ 48 の一端）に接続された抵抗
器（Ｒ 48 ）と前記第２の演算増幅器（２６）の出力端に
接続された容量（Ｃ 55 ）との直列接続からなり、前記第
３の入力端子と前記第２の演算増幅器（２６）の出力端
との間の電圧（Ｖ 24 −Ｖ 26 ）を周波数依存性をもって分
割する交流分割回路と、 前記第３の入力端子（抵抗器Ｒ 48 の一端）への入力電圧
（Ｖ 24 ）を非反転入力端への入力とし、出力端電圧（Ｖ
27 ）が抵抗器（Ｒ 52 ）を介して反転入力端へ帰還される
ように構成された第３の演算増幅器（２７）とを備え、 前記ホイートストンブリッジ（５）の二つの電圧検出点
から出力される歪量信号（Ｖ 51 とＶ 52 との差電圧）を増
幅すると共に、前記直流分割回路の分割点（抵抗器Ｒ 44
と抵抗器Ｒ 46 との直列接続点）の電圧を前記第１の演算
増幅器（２５）の他方の入力端（反転入力端）に入力
し、前記交流分割回路の分割点（容量Ｃ 55 と抵抗器Ｒ 48
との直列接続点）の電圧を前記第２の演算増幅器（２
６）の他方の入力端（反転入力端）に入力し、前記第１
の入力端子に前記ホイートストンブリ ッジの電圧検出点
の一方の電圧（Ｖ 51 ）を入力し、前記第２の入力端子及
び前記第３の入力端子に前記ホイートストンブリッジの
電圧検出点の他方の電圧（Ｖ 52 ）を入力し、前記第１の
演算増幅器（２５）の出力端電圧を前記第３の演算増幅
器（２７）の反転入力端に入力して前記第３の演算増幅
器（２７）の出力端から出力電圧（Ｖ 27 ）を出力するよ
うに構成され た増幅回路を用いることを特徴とする歪量
検出装置。 - 【請求項７】 請求項６記載の歪量検出装置において、 前記駆動回路として、前記感温電圧発生回路が、バイポ
ーラトランジスタと少なくとも二個以上の抵抗器とから
構成され、 前記バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧
に比例した電圧を発生するように構成され、 前記増幅回路として、非反転入力端に前記ホイートスト
ンブリッジの第１の出力端子が接続される、第１の演算
増幅器（２２）と、 非反転入力端に前記ホイートストンブリッジの第２の出
力端子が接続される、 第２の演算増幅器（２３）と、 非反転入力端に前記ホイートストンブリッジの第２の出
力端子が接続される、 第３の演算増幅器（２４）と、 非反転入力端が第１の抵抗器（Ｒ 43 ）を介して前記第１
の演算増幅器（２２）の出力端に接続され、反転入力端
が第２の抵抗器（Ｒ 44 ）を介して前記第２の演算増幅器
（２３）の出力端に接続される第４の演算増幅器（２
５）と、 反転入力端が第３の抵抗器（Ｒ 48 ）を介して前記第３の
演算増幅器（２４）の出力端に接続され、出力端が第４
の抵抗器（Ｒ 46 ）を介して前記第４の演算増幅器（２
５）の反転入力端に接続される第５の演算増幅器（２
６）と、 前記第５の演算増幅器（２６）の出力端と反転入力端と
の間に接続されるコンデンサ（Ｃ 55 ）と、 反転入力端と出力端とが第５の抵抗器（Ｒ 52 ）を介して
接続されると共に、反転入力端が第６の抵抗器（Ｒ 49 ）
を介して前記第４の演算増幅器（２５）の出力端に接続
される第６の演算増幅器（２７）とを備え、 前記第１の演算増幅器（２２）の反転入力端は、第７の
抵抗器（Ｒ 40 ）を介し て前記第２の演算増幅器（２３）
の反転入力端に接続され、 前記第１の演算増幅器（２２）は、出力端が第８の抵抗
器（Ｒ 41 ）を介して反転入力端に接続され、 前記第２の演算増幅器（２３）は、出力端が第９の抵抗
器（Ｒ 42 ）を介して反転入力端に接続され、 前記第３の演算増幅器（２４）は、出力端と反転入力端
子が接続されて電圧フォロワ増幅器を構成し、 前記第４の演算増幅器（２５）は、出力端が第１０の抵
抗器を介して前記第５の演算増幅器（２６）の非反転入
力端に接続され、 前記第６の演算増幅器（２７）は、非反転入力端が第１
１の抵抗器（Ｒ 51 ）を介して前記第３の演算増幅器（２
４）の出力端に接続されて、 前記第６の演算増幅器（２７）の出力端から外部への出
力信号を取り出すように構成された 増幅回路を用いるこ
とを特徴とする歪量検出装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5153175A JP2768219B2 (ja) | 1993-06-24 | 1993-06-24 | 歪量検出装置並びにその駆動回路及び増幅回路 |
| US08/264,946 US5460050A (en) | 1993-06-24 | 1994-06-24 | Semiconductor strain sensor with Wheatstone bridge drive voltage compensation circuit |
| DE69413318T DE69413318T2 (de) | 1993-06-24 | 1994-06-24 | Halbleiter-Dehnungs-Sensor mit Kompensationsschaltung für die Eingangsspannung einer Wheatstonebrücke |
| EP94304595A EP0631121B1 (en) | 1993-06-24 | 1994-06-24 | Semiconductor strain sensor with Wheatstone bridge drive voltage compensation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5153175A JP2768219B2 (ja) | 1993-06-24 | 1993-06-24 | 歪量検出装置並びにその駆動回路及び増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0719807A JPH0719807A (ja) | 1995-01-20 |
| JP2768219B2 true JP2768219B2 (ja) | 1998-06-25 |
Family
ID=15556696
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5153175A Expired - Lifetime JP2768219B2 (ja) | 1993-06-24 | 1993-06-24 | 歪量検出装置並びにその駆動回路及び増幅回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5460050A (ja) |
| EP (1) | EP0631121B1 (ja) |
| JP (1) | JP2768219B2 (ja) |
| DE (1) | DE69413318T2 (ja) |
Families Citing this family (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1995023956A1 (en) * | 1994-03-04 | 1995-09-08 | Precision Transducers Limited | Improvements in measuring apparatus |
| US5534773A (en) * | 1994-06-23 | 1996-07-09 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Method for compensating an offset voltage temperature drift in a semiconductor strain gage sensor |
| US5551301A (en) * | 1995-06-19 | 1996-09-03 | Cardiometrics, Inc. | Piezoresistive pressure transducer circuitry accommodating transducer variability |
| US5668320A (en) * | 1995-06-19 | 1997-09-16 | Cardiometrics, Inc. | Piezoresistive pressure transducer circuitry accommodating transducer variability |
| JPH09318653A (ja) * | 1996-05-28 | 1997-12-12 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体センサ及びその出力調整方法 |
| US6107861A (en) * | 1998-01-27 | 2000-08-22 | Bristol Babcock, Inc. | Circuit for self compensation of silicon strain gauge pressure transmitters |
| CA2320857A1 (en) * | 1998-02-18 | 1999-08-26 | Honeywell Data Instruments, Inc. | Electrically insulated strain gage |
| JP2000028436A (ja) * | 1998-07-15 | 2000-01-28 | Nec Corp | 熱型赤外線検出回路 |
| DE19848362A1 (de) * | 1998-10-21 | 2000-04-27 | Bosch Gmbh Robert | Schaltungsanordnung zur Kompensation der Temperaturnichtlinearität der Kennlinien von in einer Brückenschaltung geschalteter piezoresistiver Meßwiderstände |
| DE19905156A1 (de) * | 1999-02-08 | 2000-08-10 | Hbm Waegetechnik Gmbh | Abgleichelement für einen Aufnehmer |
| US6449174B1 (en) * | 2001-08-06 | 2002-09-10 | Fairchild Semiconductor Corporation | Current sharing in a multi-phase power supply by phase temperature control |
| US6877379B2 (en) * | 2002-09-06 | 2005-04-12 | Kulite Semiconductor Products, Inc. | Doubly compensated pressure transducer |
| US7132838B2 (en) * | 2004-03-11 | 2006-11-07 | Tao Of Systems Integration, Inc. | Active sensor circuit with one or more T-network pairs |
| JP4657806B2 (ja) * | 2004-05-31 | 2011-03-23 | ヤマハ発動機株式会社 | ブリッジ回路を備えた物理量検出装置および温度補償方法 |
| JP2009156658A (ja) * | 2007-12-26 | 2009-07-16 | Renesas Technology Corp | 半導体圧力センサ装置、データ処理装置、血圧計、掃除機及び気圧計 |
| US7950286B2 (en) * | 2008-12-19 | 2011-05-31 | Honeywell International Inc. | Multi-range pressure sensor apparatus and method utilizing a single sense die and multiple signal paths |
| US10330513B2 (en) * | 2009-05-27 | 2019-06-25 | Honeywell International Inc. | Multi-dynamic-range sensor |
| US8656772B2 (en) | 2010-03-22 | 2014-02-25 | Honeywell International Inc. | Flow sensor with pressure output signal |
| US8695417B2 (en) | 2011-01-31 | 2014-04-15 | Honeywell International Inc. | Flow sensor with enhanced flow range capability |
| US8446220B2 (en) | 2011-05-09 | 2013-05-21 | Honeywell International Inc. | Method and apparatus for increasing the effective resolution of a sensor |
| US8770034B2 (en) | 2011-09-06 | 2014-07-08 | Honeywell International Inc. | Packaged sensor with multiple sensors elements |
| US9052217B2 (en) | 2012-11-09 | 2015-06-09 | Honeywell International Inc. | Variable scale sensor |
| CN103267606B (zh) * | 2013-05-15 | 2015-04-01 | 杭州博翔传感器有限公司 | 一种e型梁式压力传感器 |
| US10101358B2 (en) * | 2013-07-03 | 2018-10-16 | Nxp Usa, Inc. | Trimming circuit for a sensor and trimming method |
| JP6357182B2 (ja) * | 2016-03-15 | 2018-07-11 | アルプス電気株式会社 | センサ装置 |
| EP3771895B1 (en) * | 2019-07-31 | 2023-11-01 | ABB Schweiz AG | Temperature compensated strain gauge measurements |
| US20230400366A1 (en) * | 2022-05-18 | 2023-12-14 | Microsoft Technology Licensing, Llc | Temperature compensation for strain sensor |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58156361A (ja) * | 1982-03-15 | 1983-09-17 | Shishido Shokai:Kk | 水滴帯電装置 |
| GB8314846D0 (en) * | 1983-05-27 | 1983-07-06 | Bell & Howell Co | Temperature controlled electronic devices |
| JPS6116604A (ja) * | 1984-02-28 | 1986-01-24 | Nec Home Electronics Ltd | 増幅回路 |
| GB8407192D0 (en) * | 1984-03-20 | 1984-04-26 | Lucas Ind Plc | Circuit |
| SU1229565A1 (ru) * | 1985-01-16 | 1986-05-07 | Специальное конструкторско-технологическое бюро Морского гидрофизического института АН УССР | Тензопреобразователь |
| JPS61262981A (ja) * | 1985-05-17 | 1986-11-20 | Toshiba Corp | オ−トゼロ積分装置 |
| JPH0763025B2 (ja) * | 1985-08-21 | 1995-07-05 | 株式会社日立製作所 | コネクタのフロ−ト機構 |
| GB8908518D0 (en) * | 1989-04-14 | 1989-06-01 | Lucas Ind Plc | Transducer temperature compensation circuit |
| US5184520A (en) * | 1989-10-18 | 1993-02-09 | Ishida Scales Mfg. Co., Ltd. | Load sensor |
| JPH05505894A (ja) * | 1989-11-13 | 1993-08-26 | ブリティッシュ・テクノロジー・グループ・リミテッド | トランスジューサ電源 |
| US5048343A (en) * | 1990-04-30 | 1991-09-17 | Allied-Signal Inc. | Temperature-compensated strain-gauge amplifier |
| US5146788A (en) * | 1990-10-25 | 1992-09-15 | Becton, Dickinson And Company | Apparatus and method for a temperature compensation of a catheter tip pressure transducer |
| US5253532A (en) * | 1992-03-09 | 1993-10-19 | Timex Corporation | Temperature compensated pressure transducer with digital output for low voltage power supply |
| JP2661485B2 (ja) * | 1992-10-29 | 1997-10-08 | 豊田合成株式会社 | ステアリングホイール |
-
1993
- 1993-06-24 JP JP5153175A patent/JP2768219B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-06-24 DE DE69413318T patent/DE69413318T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-06-24 EP EP94304595A patent/EP0631121B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-06-24 US US08/264,946 patent/US5460050A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0631121B1 (en) | 1998-09-16 |
| JPH0719807A (ja) | 1995-01-20 |
| DE69413318D1 (de) | 1998-10-22 |
| US5460050A (en) | 1995-10-24 |
| EP0631121A2 (en) | 1994-12-28 |
| EP0631121A3 (en) | 1995-09-20 |
| DE69413318T2 (de) | 1999-02-11 |
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