JP2768219B2 - 歪量検出装置並びにその駆動回路及び増幅回路 - Google Patents
歪量検出装置並びにその駆動回路及び増幅回路Info
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- G01L—MEASURING FORCE, STRESS, TORQUE, WORK, MECHANICAL POWER, MECHANICAL EFFICIENCY, OR FLUID PRESSURE
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- G01L1/20—Measuring force or stress, in general by measuring variations in ohmic resistance of solid materials or of electrically-conductive fluids; by making use of electrokinetic cells, i.e. liquid-containing cells wherein an electrical potential is produced or varied upon the application of stress
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- G01L9/00—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means
- G01L9/02—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in ohmic resistance, e.g. of potentiometers, electric circuits therefor, e.g. bridges, amplifiers or signal conditioning
- G01L9/06—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in ohmic resistance, e.g. of potentiometers, electric circuits therefor, e.g. bridges, amplifiers or signal conditioning of piezo-resistive devices
- G01L9/065—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in ohmic resistance, e.g. of potentiometers, electric circuits therefor, e.g. bridges, amplifiers or signal conditioning of piezo-resistive devices with temperature compensating means
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、半導体歪ゲージを用い
て歪量を電気信号に変換する歪量検出装置並びにその駆
動回路及び増幅回路に関し、特に、無信号時出力電圧の
温度依存性に対する補償手段と検出感度の温度依存性に
対する補償手段とを有する歪量検出装置並びにその駆動
回路及び増幅回路に関する。
て歪量を電気信号に変換する歪量検出装置並びにその駆
動回路及び増幅回路に関し、特に、無信号時出力電圧の
温度依存性に対する補償手段と検出感度の温度依存性に
対する補償手段とを有する歪量検出装置並びにその駆動
回路及び増幅回路に関する。
【0002】
【従来の技術】歪量検出装置は力、変位、振動、衝撃、
圧力等各種の機械量を電気量に変換するため産業上さま
ざまな用途で用いられている。とくに、半導体歪ゲージ
を用いたものは半導体プロセスにより回路形成と形状加
工とがバッチ処理で行えることから、大量生産・低価格
化が可能でかつ小型化が可能なため、圧力計測、加速度
計測等急速に用途が広がっている。又、近年マイクロコ
ンピュータを用いた信号解析が安価に行れるようになっ
てきたことから、歪量検出装置の出力信号をアナログ−
デジタル変換装置を介してデジタル信号としてマイクロ
コンピュータが読みとり、信号解析を行い、各種の制御
処理を行うような応用にも用途が広がっている。
圧力等各種の機械量を電気量に変換するため産業上さま
ざまな用途で用いられている。とくに、半導体歪ゲージ
を用いたものは半導体プロセスにより回路形成と形状加
工とがバッチ処理で行えることから、大量生産・低価格
化が可能でかつ小型化が可能なため、圧力計測、加速度
計測等急速に用途が広がっている。又、近年マイクロコ
ンピュータを用いた信号解析が安価に行れるようになっ
てきたことから、歪量検出装置の出力信号をアナログ−
デジタル変換装置を介してデジタル信号としてマイクロ
コンピュータが読みとり、信号解析を行い、各種の制御
処理を行うような応用にも用途が広がっている。
【0003】半導体のピエゾ抵抗効果を利用した半導体
歪ゲージを歪量検出素子として使用した歪量検出装置
は、検出感度が高く半導体プロセスを応用した製造方法
により小型化・大量生産が可能という利点を持つ半面、
検出感度の温度変動が大きく又、無信号時出力電圧の温
度による変動が大きいという欠点を持っているので、従
来これらの温度による特性変動を補償する様々な方法が
考案されてきた。
歪ゲージを歪量検出素子として使用した歪量検出装置
は、検出感度が高く半導体プロセスを応用した製造方法
により小型化・大量生産が可能という利点を持つ半面、
検出感度の温度変動が大きく又、無信号時出力電圧の温
度による変動が大きいという欠点を持っているので、従
来これらの温度による特性変動を補償する様々な方法が
考案されてきた。
【0004】以下に、半導体歪ゲージを用いてホイート
ストンブリッジを構成し、歪量を電気量に変換する方法
について図4を用いて述べる。図4を参照すると、半導
体歪ゲージ1〜4がホイートストンブリッジ5を構成し
ている。このホイートストンブリッジ回路では各々に与
えられた歪量により、半導体歪ゲージ1、4に対し半導
体歪ゲージ2、3が互いに逆に抵抗値が変化するように
各歪ゲージが配置される。ホイートストンブリッジ5は
電源7によりEなる電圧を給電され、与えられた歪によ
り各辺の抵抗値のバランスが崩れると、各辺の抵抗値変
化に応じた検出電圧が検出端子6に現われる。電源7か
らホイートストンブリッジ5に供給される電流をIと
し、各半導体歪ゲージの無歪状態における抵抗値をR、
与えられた応力による抵抗値歪変化をΔRとすると、与
えられた歪量に対するホイートストンブリッジ5の検出
端子6に現れる検出電圧Sは、 S=I×ΔR あるいは、 S=E×(ΔR/R) (1) で表される。
ストンブリッジを構成し、歪量を電気量に変換する方法
について図4を用いて述べる。図4を参照すると、半導
体歪ゲージ1〜4がホイートストンブリッジ5を構成し
ている。このホイートストンブリッジ回路では各々に与
えられた歪量により、半導体歪ゲージ1、4に対し半導
体歪ゲージ2、3が互いに逆に抵抗値が変化するように
各歪ゲージが配置される。ホイートストンブリッジ5は
電源7によりEなる電圧を給電され、与えられた歪によ
り各辺の抵抗値のバランスが崩れると、各辺の抵抗値変
化に応じた検出電圧が検出端子6に現われる。電源7か
らホイートストンブリッジ5に供給される電流をIと
し、各半導体歪ゲージの無歪状態における抵抗値をR、
与えられた応力による抵抗値歪変化をΔRとすると、与
えられた歪量に対するホイートストンブリッジ5の検出
端子6に現れる検出電圧Sは、 S=I×ΔR あるいは、 S=E×(ΔR/R) (1) で表される。
【0005】ところで、半導体歪ゲージの抵抗値Rは、
詳しくは次式で与えられる。
詳しくは次式で与えられる。
【0006】 R=R0 (1+αT){1+σ・Π(1+βT)} (2) (2)式において、R0 は所定温度における無歪状態の
抵抗値、αは抵抗値の温度係数、σは歪によって歪ゲー
ジに発生する応力、Πはピエゾ抵抗係数、βはピエゾ抵
抗係数の温度係数、Tは周囲温度である。ピエゾ抵抗係
数は厳密にはテンソル量であり、半導体結晶の結晶方位
と応力のなす角度により変化するが、通常はピエゾ抵抗
係数が最も大きい方向に計測すべき応力が働くよう歪ゲ
ージが配置される。(2)式を展開し、温度の2次項の
影響を無視すると次式となる。
抵抗値、αは抵抗値の温度係数、σは歪によって歪ゲー
ジに発生する応力、Πはピエゾ抵抗係数、βはピエゾ抵
抗係数の温度係数、Tは周囲温度である。ピエゾ抵抗係
数は厳密にはテンソル量であり、半導体結晶の結晶方位
と応力のなす角度により変化するが、通常はピエゾ抵抗
係数が最も大きい方向に計測すべき応力が働くよう歪ゲ
ージが配置される。(2)式を展開し、温度の2次項の
影響を無視すると次式となる。
【0007】 R=R0 (1+αT)+R0 {1+(α+β)T)}σ・Π (3) (3)式の右辺第1項は温度による歪ゲージの抵抗値変
化分であり、第2項は歪による歪ゲージの抵抗値変化分
である。α、βともに半導体歪ゲージの結晶中不純物濃
度に応じて変化し、シリコン単結晶の場合、αは数百〜
3000ppm/℃程度、βは−1000〜3000p
pm/℃程度である。従って半導体歪ゲージを用いた歪
量−電気変換では、歪ゲージの抵抗値が(3)式のよう
に表されるような温度特性を有することから、次の2点
について温度特性を補償する必要が生ずる。
化分であり、第2項は歪による歪ゲージの抵抗値変化分
である。α、βともに半導体歪ゲージの結晶中不純物濃
度に応じて変化し、シリコン単結晶の場合、αは数百〜
3000ppm/℃程度、βは−1000〜3000p
pm/℃程度である。従って半導体歪ゲージを用いた歪
量−電気変換では、歪ゲージの抵抗値が(3)式のよう
に表されるような温度特性を有することから、次の2点
について温度特性を補償する必要が生ずる。
【0008】(3)式の右辺第1項で表される、温度
によるゲージ抵抗値の変化がブリッジ各辺のゲージ抵抗
においてばらつきがあるため、無信号時出力電圧が温度
により変化する。
によるゲージ抵抗値の変化がブリッジ各辺のゲージ抵抗
においてばらつきがあるため、無信号時出力電圧が温度
により変化する。
【0009】(3)式右辺第2項で表される、歪によ
るゲージ抵抗値変化量が温度により変化するため、検出
感度が温度により変化する。
るゲージ抵抗値変化量が温度により変化するため、検出
感度が温度により変化する。
【0010】の温度変動による無信号時出力電圧の変
動はその原因から、温度係数、極性がそれぞれのホイー
トストンブリッジにより異なる。従ってこの変動に対し
ては、どのような補償方式をとったとしても個々の検出
装置ごとにそれぞれの特性に合わせた調整が必要とな
る。このことは、工業化の大きな阻害要因となる。この
ため、直流信号検出が不要な応用分野に対しては、増幅
回路を交流結合とすることでホイートストンブリッジの
無信号時出力変動を検出装置の出力に伝播させない方法
が最も容易かつ安価であることから一般的に採用され
る。この場合は、増幅回路の特性に起因する無信号時出
力の温度特性のみが歪量検出装置の無信号時出力変動に
影響を与えることになり、実用上十分小さい変動特性を
得ることがきわめて容易である。
動はその原因から、温度係数、極性がそれぞれのホイー
トストンブリッジにより異なる。従ってこの変動に対し
ては、どのような補償方式をとったとしても個々の検出
装置ごとにそれぞれの特性に合わせた調整が必要とな
る。このことは、工業化の大きな阻害要因となる。この
ため、直流信号検出が不要な応用分野に対しては、増幅
回路を交流結合とすることでホイートストンブリッジの
無信号時出力変動を検出装置の出力に伝播させない方法
が最も容易かつ安価であることから一般的に採用され
る。この場合は、増幅回路の特性に起因する無信号時出
力の温度特性のみが歪量検出装置の無信号時出力変動に
影響を与えることになり、実用上十分小さい変動特性を
得ることがきわめて容易である。
【0011】の検出感度の温度による変動について
は、ホイートストンブリッジの駆動電圧を温度により変
化させることが行われる。
は、ホイートストンブリッジの駆動電圧を温度により変
化させることが行われる。
【0012】図5は、上記のような、検出感度の温度に
よる変動に対する補償と無信号時出力電圧の温度による
変動に対する補償を施した従来の歪量検出装置の一例の
回路図である。図5において、まず、トランジスタ
Q64、抵抗器R69、R70からなるホイートストンブリッ
ジ駆動回路81は、ホイートストンブリッジ5に印加さ
れる電圧V81を温度により変化させる機能を果たす回路
である。ホイートストンブリッジ5の駆動電圧V81は、
電源電圧をVcc、トランジスタQ64のベース・エミッタ
間電圧をVBE64、抵抗器R69、R70の抵抗値をR69、R
70とすると V81=Vcc−{(R69+R70)/R70}×VBE64 (4) と表される。この駆動電圧V81は例えば、R69=10k
Ω、R70=5kΩ、Vcc=5Vとした場合の温度特性の
例を図6に示すように正の温度係数を持つ温度特性を有
する。ピエゾ抵抗係数の温度係数が負であり、電圧V81
の温度係数は抵抗値R69とR70との比を変化させること
により調整可能であるので、ホイートストンブリッジ5
のもつ感度の温度変化率に応じてホイートストンブリッ
ジ駆動電圧V81の温度係数を調整することにより、検出
感度の温度による変動を補償することが可能である。
よる変動に対する補償と無信号時出力電圧の温度による
変動に対する補償を施した従来の歪量検出装置の一例の
回路図である。図5において、まず、トランジスタ
Q64、抵抗器R69、R70からなるホイートストンブリッ
ジ駆動回路81は、ホイートストンブリッジ5に印加さ
れる電圧V81を温度により変化させる機能を果たす回路
である。ホイートストンブリッジ5の駆動電圧V81は、
電源電圧をVcc、トランジスタQ64のベース・エミッタ
間電圧をVBE64、抵抗器R69、R70の抵抗値をR69、R
70とすると V81=Vcc−{(R69+R70)/R70}×VBE64 (4) と表される。この駆動電圧V81は例えば、R69=10k
Ω、R70=5kΩ、Vcc=5Vとした場合の温度特性の
例を図6に示すように正の温度係数を持つ温度特性を有
する。ピエゾ抵抗係数の温度係数が負であり、電圧V81
の温度係数は抵抗値R69とR70との比を変化させること
により調整可能であるので、ホイートストンブリッジ5
のもつ感度の温度変化率に応じてホイートストンブリッ
ジ駆動電圧V81の温度係数を調整することにより、検出
感度の温度による変動を補償することが可能である。
【0013】次に、図5における増幅回路部について説
明する。ホイートストンブリッジ5の出力信号は、演算
増幅器65、66と抵抗器R72〜R74により構成される
増幅回路60により増幅され、次に演算増幅器67と抵
抗器R75〜R77により構成される増幅回路61により増
幅された後、コンデンサC80と抵抗器R78、R79により
構成されるハイパスフィルター62により所定の周波数
以下の信号を阻止され、演算増幅器68を介して出力端
子8に出力される。可変抵抗器R71は、ホイートストン
ブリッジ5の初期の所定周囲温度における無信号時出力
電圧を0Vに調整するための調整用抵抗である。
明する。ホイートストンブリッジ5の出力信号は、演算
増幅器65、66と抵抗器R72〜R74により構成される
増幅回路60により増幅され、次に演算増幅器67と抵
抗器R75〜R77により構成される増幅回路61により増
幅された後、コンデンサC80と抵抗器R78、R79により
構成されるハイパスフィルター62により所定の周波数
以下の信号を阻止され、演算増幅器68を介して出力端
子8に出力される。可変抵抗器R71は、ホイートストン
ブリッジ5の初期の所定周囲温度における無信号時出力
電圧を0Vに調整するための調整用抵抗である。
【0014】増幅回路60は一般に計測アンプと呼ばれ
る増幅回路であり、その増幅率G60は抵抗器R72〜R74
の抵抗値をR72、R73、R74とすると、 G60=(R72+R73+R74)/R72 (5) と表される。また、増幅回路61は反転増幅器となりそ
の増幅率G61は、抵抗器R75、R77の抵抗値をR75、R
77とすると、 G61=R77/R75 (6) となる。ハイパスフィルター62の低域遮断周波数f
CL62は、コンデンサC80の静電容量をC80、抵抗器
R78、R79の抵抗値をR78、R79とすると、 fCL62=(R78+R79)/(C80×R78×R79) (7) と表され、C80、R78、R79の値を適当に選択すること
により所望の周波数以下の信号を大きく減衰させること
ができる。このため、温度変動や経時変動等によるホイ
ートストンブリッジ5の無信号時出力電圧変動のよう
な、極めて低い周波数に相当する信号は阻止され、出力
端子8には全く現れないようにする事が可能である。
る増幅回路であり、その増幅率G60は抵抗器R72〜R74
の抵抗値をR72、R73、R74とすると、 G60=(R72+R73+R74)/R72 (5) と表される。また、増幅回路61は反転増幅器となりそ
の増幅率G61は、抵抗器R75、R77の抵抗値をR75、R
77とすると、 G61=R77/R75 (6) となる。ハイパスフィルター62の低域遮断周波数f
CL62は、コンデンサC80の静電容量をC80、抵抗器
R78、R79の抵抗値をR78、R79とすると、 fCL62=(R78+R79)/(C80×R78×R79) (7) と表され、C80、R78、R79の値を適当に選択すること
により所望の周波数以下の信号を大きく減衰させること
ができる。このため、温度変動や経時変動等によるホイ
ートストンブリッジ5の無信号時出力電圧変動のよう
な、極めて低い周波数に相当する信号は阻止され、出力
端子8には全く現れないようにする事が可能である。
【0015】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、図5に
示す歪量検出装置は、標準的な演算増幅器、トランジス
タと受動素子のみで構成されるので実現容易であり、半
導体歪ゲージが温度依存性を持つことに基づく検出感度
の変動をよく補償できる。又、増幅回路が交流結合とな
っているので、ホイートストンブリッジの無信号時出力
電圧の変動はまったく考慮する必要がない。こうした回
路構成は直流信号を必要とするような圧力や質量等の計
測には使用できないが、振動の測定など直流信号検出の
必要が無いような用途には回路構成が簡潔となるという
長所がある。
示す歪量検出装置は、標準的な演算増幅器、トランジス
タと受動素子のみで構成されるので実現容易であり、半
導体歪ゲージが温度依存性を持つことに基づく検出感度
の変動をよく補償できる。又、増幅回路が交流結合とな
っているので、ホイートストンブリッジの無信号時出力
電圧の変動はまったく考慮する必要がない。こうした回
路構成は直流信号を必要とするような圧力や質量等の計
測には使用できないが、振動の測定など直流信号検出の
必要が無いような用途には回路構成が簡潔となるという
長所がある。
【0016】しかしながら、上述した従来の歪量検出装
置では、 検出装置に供給される電源電圧が変化したとき、検出
感度の変化率が電源電圧変動率よりも大きくなる。
置では、 検出装置に供給される電源電圧が変化したとき、検出
感度の変化率が電源電圧変動率よりも大きくなる。
【0017】増幅器が交流結合のため、電源が投入さ
れてから動作が安定するまでに、結合コンデンサの充電
時定数で決まるような時間が必要である。という欠点が
ある。
れてから動作が安定するまでに、結合コンデンサの充電
時定数で決まるような時間が必要である。という欠点が
ある。
【0018】例えば、図5に示す歪量検出装置について
説明すると、図5において電源電圧Vccが5%増加した
場合、ホイートストンブリッジ5の駆動電圧V81の変化
率ΔV81は、
説明すると、図5において電源電圧Vccが5%増加した
場合、ホイートストンブリッジ5の駆動電圧V81の変化
率ΔV81は、
【0019】
【0020】となり、例えば、VCC=5V、{(R69+
R69)/R70}×VBE64=1.4Vであるとすると、Δ
V81は約1.07となる。したがって電源電圧で感度を
正規化すると、電源電圧VCCが5%増加すれば正規化感
度は約2%増加することになる。
R69)/R70}×VBE64=1.4Vであるとすると、Δ
V81は約1.07となる。したがって電源電圧で感度を
正規化すると、電源電圧VCCが5%増加すれば正規化感
度は約2%増加することになる。
【0021】また、図5において無信号時の出力端子8
の電圧V68は、 V68={R79 /(R78+R79)}×VCC となるが、装置の電源投入直後にはホイートストンブリ
ッジ5の中点電圧が出力され、その後コンデンサC80と
抵抗器R78、R79とにより決定される時定数で上記定常
状態における電圧値に近づいて行くような変化となる。
の電圧V68は、 V68={R79 /(R78+R79)}×VCC となるが、装置の電源投入直後にはホイートストンブリ
ッジ5の中点電圧が出力され、その後コンデンサC80と
抵抗器R78、R79とにより決定される時定数で上記定常
状態における電圧値に近づいて行くような変化となる。
【0022】以上述べた二つの欠点のうちの欠点は応
用分野により必ずしも欠点とはならないが、近年広がっ
てきた、検出装置の出力信号をアナログ−デジタル変換
回路によりデジタル信号に変換しマイクロプロセッサー
で信号処理を行うような用途においては、アナログ−デ
ジタル変換回路の基準電圧が電源電圧に比例することが
多いので、この場合検出装置の感度が電源電圧に比例す
ることが要求される。
用分野により必ずしも欠点とはならないが、近年広がっ
てきた、検出装置の出力信号をアナログ−デジタル変換
回路によりデジタル信号に変換しマイクロプロセッサー
で信号処理を行うような用途においては、アナログ−デ
ジタル変換回路の基準電圧が電源電圧に比例することが
多いので、この場合検出装置の感度が電源電圧に比例す
ることが要求される。
【0023】一方、については、低い周波数の信号が
必要とされる応用では結合コンデンサの充電時定数が大
きくならざるを得ないので、電源が投入されてから検出
装置の動作が安定するまでの時間が非常に長くなり、大
きな問題となる。
必要とされる応用では結合コンデンサの充電時定数が大
きくならざるを得ないので、電源が投入されてから検出
装置の動作が安定するまでの時間が非常に長くなり、大
きな問題となる。
【0024】本発明の目的とすることは、電源電圧に比
例した感度特性を有し且つ、検出感度の温度による変動
に対する補償が得られ又、ホイートストンブリッジの無
信号時出力電圧変動を補償するために交流結合増幅器を
用いながら、電源投入時の動作安定時間の短縮可能な歪
量検出装置を提供するところにある。
例した感度特性を有し且つ、検出感度の温度による変動
に対する補償が得られ又、ホイートストンブリッジの無
信号時出力電圧変動を補償するために交流結合増幅器を
用いながら、電源投入時の動作安定時間の短縮可能な歪
量検出装置を提供するところにある。
【0025】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るため、本発明の歪量検出装置では次のような手段を講
じている。
るため、本発明の歪量検出装置では次のような手段を講
じている。
【0026】まず、電源電圧に比例するような検出感度
特性を得るため、ホイートストンブリッジに印加される
電圧が電源電圧に比例する成分と温度により変化する成
分の和となるようにする。そのためにホイートストンブ
リッジの駆動回路の構成を、周囲温度に対して予め定め
られた温度依存性を示す電圧を発生し出力する感温電圧
発生回路と、所定の一定電圧を発生し出力する定電圧発
生回路と、外部から与えられる電源電圧に比例した電圧
を発生し出力する電源比例電圧発生回路と、前記感温電
圧発生回路の出力電圧(電圧値VT )、前記定電圧発生
回路の出力電圧(電圧値VR )及び前記電源比例電圧発
生回路の出力電圧(電圧値VD )を入力し、(n1 ・V
D +n2 ・VR −n3 ・VT )(但し、n1 、n2 及び
n3はそれぞれ、正の定数)なる電圧を発生し出力する
ように加減算する電圧演算回路を備え、前記ホイートス
トンブリッジの二つの電圧供給点間に演算出力電圧を供
給すると共に、前記半導体歪ゲージが所定温度にあると
き、n2 ・VR =n3 ・VT となるよう構成している。
特性を得るため、ホイートストンブリッジに印加される
電圧が電源電圧に比例する成分と温度により変化する成
分の和となるようにする。そのためにホイートストンブ
リッジの駆動回路の構成を、周囲温度に対して予め定め
られた温度依存性を示す電圧を発生し出力する感温電圧
発生回路と、所定の一定電圧を発生し出力する定電圧発
生回路と、外部から与えられる電源電圧に比例した電圧
を発生し出力する電源比例電圧発生回路と、前記感温電
圧発生回路の出力電圧(電圧値VT )、前記定電圧発生
回路の出力電圧(電圧値VR )及び前記電源比例電圧発
生回路の出力電圧(電圧値VD )を入力し、(n1 ・V
D +n2 ・VR −n3 ・VT )(但し、n1 、n2 及び
n3はそれぞれ、正の定数)なる電圧を発生し出力する
ように加減算する電圧演算回路を備え、前記ホイートス
トンブリッジの二つの電圧供給点間に演算出力電圧を供
給すると共に、前記半導体歪ゲージが所定温度にあると
き、n2 ・VR =n3 ・VT となるよう構成している。
【0027】次に、無信号時出力電圧変動を補償するた
め交流結合増幅回路としながらしかも電源投入時の立ち
上り時間を短縮するため、増幅回路は、第1の入力端子
(抵抗器R 43 の一端)へ入力される電圧(V 52 )を一方
の入力端(非反転入力端)への入力とする第1の演算増
幅器(25)と、前記第1の演算増幅器(25)の出力
端電圧を一方の入力端(非反転入力端)への入力とする
第2の演算増幅器(26)と、第2の入力端子(抵抗器
R 44 の一端)と前記第2の演算増幅器(26)の出力端
との間の電圧(V52ーV26))を周波数に拘りなく一定
比率で分割する直流分割回路(抵抗器R 44 と抵抗器R 46
との直列接続回路)と、第3の入力端子(抵抗器R 48 の
一端)に接続された抵抗器(R 48 )と前記第2の演算増
幅器(26)の出力端に接続された容量(C 55 )との直
列接続からなり、前記第3の入力端子と前記第2の演算
増幅器(26)の出力端との間の電圧(V 24 −V 26 )を
周波数依存性をもって分割する交流分割回路と、前記第
3の入力端子(抵抗器R 48 の一端)への入力電圧
(V 24 )を非反転入力端への入力とし、出力端電圧(V
27 )が抵抗器(R 52 )を介して反転入力端へ帰還される
ように構成された第3の演算増幅器(27)とを備え、
前記ホイートストンブリッジ(5)の二つの電圧検出点
から出力される歪量信号(V 51 とV 52 との差電圧)を増
幅すると共に、前記直流分割回路の分割点(抵抗器R 44
と抵抗器R 46 との直列接続点)の電圧を前記第1の演算
増幅器(25)の他方の入力端(反転入力端)に入力
し、前記交流分割回路の分割点(容量C 55 と抵抗器R 48
との直列接続点)の電圧を前記第2の演算増幅器(2
6)の他方の入力端(反転入力端)に入力し、前記第1
の入力端子に前記ホイートストンブリッジの電圧検出点
の一方の電圧(V 51 )を入力し、前記第2の入力端子及
び前記第3の入力端子に前記ホイートストンブリッジ
(5)の電圧検出点の他方の電圧(V 52 )を入力し、前
記第1の演算増幅器(25)の出力端電圧を前記第3の
演算増幅器(27)の反転入力端に入力して前記第3の
演算増幅器(27)の出力端から出力電圧(V 27 )を出
力するような構成とし、交流結合に関わる前記コンデン
サの定常状態での両端電位が等しくなるように構成する
ことにより、電源投入時に前記コンデンサの充電に必要
な時間が不要となるようにしている。
め交流結合増幅回路としながらしかも電源投入時の立ち
上り時間を短縮するため、増幅回路は、第1の入力端子
(抵抗器R 43 の一端)へ入力される電圧(V 52 )を一方
の入力端(非反転入力端)への入力とする第1の演算増
幅器(25)と、前記第1の演算増幅器(25)の出力
端電圧を一方の入力端(非反転入力端)への入力とする
第2の演算増幅器(26)と、第2の入力端子(抵抗器
R 44 の一端)と前記第2の演算増幅器(26)の出力端
との間の電圧(V52ーV26))を周波数に拘りなく一定
比率で分割する直流分割回路(抵抗器R 44 と抵抗器R 46
との直列接続回路)と、第3の入力端子(抵抗器R 48 の
一端)に接続された抵抗器(R 48 )と前記第2の演算増
幅器(26)の出力端に接続された容量(C 55 )との直
列接続からなり、前記第3の入力端子と前記第2の演算
増幅器(26)の出力端との間の電圧(V 24 −V 26 )を
周波数依存性をもって分割する交流分割回路と、前記第
3の入力端子(抵抗器R 48 の一端)への入力電圧
(V 24 )を非反転入力端への入力とし、出力端電圧(V
27 )が抵抗器(R 52 )を介して反転入力端へ帰還される
ように構成された第3の演算増幅器(27)とを備え、
前記ホイートストンブリッジ(5)の二つの電圧検出点
から出力される歪量信号(V 51 とV 52 との差電圧)を増
幅すると共に、前記直流分割回路の分割点(抵抗器R 44
と抵抗器R 46 との直列接続点)の電圧を前記第1の演算
増幅器(25)の他方の入力端(反転入力端)に入力
し、前記交流分割回路の分割点(容量C 55 と抵抗器R 48
との直列接続点)の電圧を前記第2の演算増幅器(2
6)の他方の入力端(反転入力端)に入力し、前記第1
の入力端子に前記ホイートストンブリッジの電圧検出点
の一方の電圧(V 51 )を入力し、前記第2の入力端子及
び前記第3の入力端子に前記ホイートストンブリッジ
(5)の電圧検出点の他方の電圧(V 52 )を入力し、前
記第1の演算増幅器(25)の出力端電圧を前記第3の
演算増幅器(27)の反転入力端に入力して前記第3の
演算増幅器(27)の出力端から出力電圧(V 27 )を出
力するような構成とし、交流結合に関わる前記コンデン
サの定常状態での両端電位が等しくなるように構成する
ことにより、電源投入時に前記コンデンサの充電に必要
な時間が不要となるようにしている。
【0028】
【実施例】次に、本発明の好適な実施例を、図面を用い
て説明する。図1は本発明の一実施例の回路図である。
図1において、まず、ホイートストンブリッジ5の駆動
電圧を供給する回路部分について説明する。抵抗器
R30、R31、R32及びトランジスタQ29は図5に示す従
来の歪量検出装置におけると同様に、トランジスタQ29
のベース・エミッタ間電圧の温度依存性を利用して温度
により変化する電圧V10を発生するための温度−電圧変
換回路10を構成する。定電圧発生回路11は定電圧V
11を発生する。抵抗器R33、R34の直列接続と演算増幅
器20の電圧フォロワとからなる分圧回路12は、電源
電圧VCCに比例した電圧V20を発生する。演算増幅器2
1と抵抗器R35〜R38とからなる電圧演算回路13は、
上記3種類の電圧V10、V11、V20を加減算しその結果
の電圧V13をホイートストンブリッジ5に供給する。
て説明する。図1は本発明の一実施例の回路図である。
図1において、まず、ホイートストンブリッジ5の駆動
電圧を供給する回路部分について説明する。抵抗器
R30、R31、R32及びトランジスタQ29は図5に示す従
来の歪量検出装置におけると同様に、トランジスタQ29
のベース・エミッタ間電圧の温度依存性を利用して温度
により変化する電圧V10を発生するための温度−電圧変
換回路10を構成する。定電圧発生回路11は定電圧V
11を発生する。抵抗器R33、R34の直列接続と演算増幅
器20の電圧フォロワとからなる分圧回路12は、電源
電圧VCCに比例した電圧V20を発生する。演算増幅器2
1と抵抗器R35〜R38とからなる電圧演算回路13は、
上記3種類の電圧V10、V11、V20を加減算しその結果
の電圧V13をホイートストンブリッジ5に供給する。
【0029】温度−電圧変換回路10の出力電圧V10は
トランジスタQ29のベース・エミッタ間電圧をVBE29、
抵抗器R31、R32の抵抗値をR31、R32とすると、 V10={(R31+R32)/R32}×VBE29 (10) となり、V10の温度による変化量は、抵抗値R 31を調整
することにより所望の変化量に設定することができる。
トランジスタQ29のベース・エミッタ間電圧をVBE29、
抵抗器R31、R32の抵抗値をR31、R32とすると、 V10={(R31+R32)/R32}×VBE29 (10) となり、V10の温度による変化量は、抵抗値R 31を調整
することにより所望の変化量に設定することができる。
【0030】電圧演算回路13が発生するブリッジ駆動
電圧V13は、抵抗器R35〜R38の抵抗値をR35、R36、
R37、R38とし、R35=R36=R37と設定すると、 V13=n1 ×V20+(n1 ×V11−n2 ×V10) (11) となる。ここで、 n1 ={1+(R38/R35)}/2、n2 =R38/R35 (12) である。(11)式から明かなように、所定周囲温度で
の電圧V11、V10を、 V11=(n2 /n1 )×V10 となるように予め調整する事により、ブリッジ駆動電圧
V13は所定の周囲温度の時には、V13=n1 ×V20=k
VCC(但し、kは比例定数)となり、電源電圧VCCに比
例したブリッジ駆動電圧が得られる。周囲温度が変化し
たときは電圧V10が変化するので、(11)式右辺第2
項で与えられるn2 ×V10の温度変化分がn1 ×V20か
ら減算された電圧がブリッジ駆動電圧として得られる。
電圧V13は、抵抗器R35〜R38の抵抗値をR35、R36、
R37、R38とし、R35=R36=R37と設定すると、 V13=n1 ×V20+(n1 ×V11−n2 ×V10) (11) となる。ここで、 n1 ={1+(R38/R35)}/2、n2 =R38/R35 (12) である。(11)式から明かなように、所定周囲温度で
の電圧V11、V10を、 V11=(n2 /n1 )×V10 となるように予め調整する事により、ブリッジ駆動電圧
V13は所定の周囲温度の時には、V13=n1 ×V20=k
VCC(但し、kは比例定数)となり、電源電圧VCCに比
例したブリッジ駆動電圧が得られる。周囲温度が変化し
たときは電圧V10が変化するので、(11)式右辺第2
項で与えられるn2 ×V10の温度変化分がn1 ×V20か
ら減算された電圧がブリッジ駆動電圧として得られる。
【0031】以上説明した実施例におけるブリッジ駆動
電圧V13の温度特性を図2に示す。図2は横軸に検出装
置の周囲温度を示し、縦軸にホイートストンブリッジ5
の駆動電圧(電圧演算回路13の出力電圧V13)を示
す。図2を参照すると本実施例では、周囲温度20℃の
とき、電源電圧VCCが例えば5%増加すると、駆動電圧
V13も5%増加する。一方、電源電圧VCCが−5%変動
すると、駆動電圧V13はこれに応じて5%減少する。す
なわち、本実施例は、温度20℃のとき、電源電圧VCC
に対して駆動電圧V13が比例するようにされている。そ
して、周囲温度が変化した場合には、温度一電圧変換回
路10の出力電圧V10の温度係数で決るような正の温度
依存性を示す。
電圧V13の温度特性を図2に示す。図2は横軸に検出装
置の周囲温度を示し、縦軸にホイートストンブリッジ5
の駆動電圧(電圧演算回路13の出力電圧V13)を示
す。図2を参照すると本実施例では、周囲温度20℃の
とき、電源電圧VCCが例えば5%増加すると、駆動電圧
V13も5%増加する。一方、電源電圧VCCが−5%変動
すると、駆動電圧V13はこれに応じて5%減少する。す
なわち、本実施例は、温度20℃のとき、電源電圧VCC
に対して駆動電圧V13が比例するようにされている。そ
して、周囲温度が変化した場合には、温度一電圧変換回
路10の出力電圧V10の温度係数で決るような正の温度
依存性を示す。
【0032】ここで、本発明に用いられる温度一電圧変
換回路は、図1に示す回路に限られるものではない。既
に説明した従来の歪量検出装置に用いられる温度一電圧
変換回路81(図5参照)も、正の温度依存性を示す電
圧を出力するので、本発明に用いることができる。但
し、この場合、(4)式と(10)とを比較すると明ら
かなように、電圧V81と電圧V10とでは温度係数が反対
であるので、演算増幅器21への入力を換える必要があ
る。
換回路は、図1に示す回路に限られるものではない。既
に説明した従来の歪量検出装置に用いられる温度一電圧
変換回路81(図5参照)も、正の温度依存性を示す電
圧を出力するので、本発明に用いることができる。但
し、この場合、(4)式と(10)とを比較すると明ら
かなように、電圧V81と電圧V10とでは温度係数が反対
であるので、演算増幅器21への入力を換える必要があ
る。
【0033】このように本発明によれば、電源電圧に比
例した所望の電圧値を所定周囲温度におけるブリッジ駆
動電圧とし、多様な温度特性のブリッジ駆動電圧が容易
に得られる。
例した所望の電圧値を所定周囲温度におけるブリッジ駆
動電圧とし、多様な温度特性のブリッジ駆動電圧が容易
に得られる。
【0034】次に、図1における増幅回路部について説
明する。図1において、まず演算増幅器22,23と抵
抗器R40、R41、R42とにより構成される増幅回路14
は、従来の歪量検出装置におけると同様の計測用アンプ
でありその電圧増幅率G14は、抵抗器R40〜R42の抵抗
値をR40、R41、R42とすると、 G14=(R40+R41+R42)/R40 (13) となる。抵抗器R39は、ホイートストンブリッジ5の初
期の所定周囲温度における無信号時出力電圧を0Vに調
整するための調整用抵抗である。
明する。図1において、まず演算増幅器22,23と抵
抗器R40、R41、R42とにより構成される増幅回路14
は、従来の歪量検出装置におけると同様の計測用アンプ
でありその電圧増幅率G14は、抵抗器R40〜R42の抵抗
値をR40、R41、R42とすると、 G14=(R40+R41+R42)/R40 (13) となる。抵抗器R39は、ホイートストンブリッジ5の初
期の所定周囲温度における無信号時出力電圧を0Vに調
整するための調整用抵抗である。
【0035】次に、演算増幅器25,26、抵抗器R43
〜R48およびコンデンサC55から構成される増幅回路1
5について、図3を用いてまず増幅率特性から説明す
る。図3において、定常状態での増幅回路15の出力直
流電圧V25は演算増幅器25,26のオフセット電圧が
無視できれば、 V25=V24 (14) となる。ここで、増幅回路15の入力V24として、ホイ
ートストンブリッジ5の一方の出力V52が演算増幅器2
4による電圧フォロワを介して供給されるから、ホイー
トストンブリッジ5のオフセット温度変動は増幅回路1
4,15により増幅はされないまま増幅回路16に伝播
され、さらに、後に説明するように増幅回路16によ
り、この歪量検出装置の出力端子8には全く表れないよ
うに補償される。
〜R48およびコンデンサC55から構成される増幅回路1
5について、図3を用いてまず増幅率特性から説明す
る。図3において、定常状態での増幅回路15の出力直
流電圧V25は演算増幅器25,26のオフセット電圧が
無視できれば、 V25=V24 (14) となる。ここで、増幅回路15の入力V24として、ホイ
ートストンブリッジ5の一方の出力V52が演算増幅器2
4による電圧フォロワを介して供給されるから、ホイー
トストンブリッジ5のオフセット温度変動は増幅回路1
4,15により増幅はされないまま増幅回路16に伝播
され、さらに、後に説明するように増幅回路16によ
り、この歪量検出装置の出力端子8には全く表れないよ
うに補償される。
【0036】又、定常状態での演算増幅器26の直流出
力電圧V26は、抵抗器R44、R46の抵抗値をR44、R46
とすると、 V26+{R46/(R44+R46)}・(V23−V26)=V
22 であることから、 V26=V22+(R46/R44)・(V22−V23) (15) となる。
力電圧V26は、抵抗器R44、R46の抵抗値をR44、R46
とすると、 V26+{R46/(R44+R46)}・(V23−V26)=V
22 であることから、 V26=V22+(R46/R44)・(V22−V23) (15) となる。
【0037】一方、交流動作での演算増幅器25の電圧
増幅率を考えると交流動作のみについては、直流電圧V
22、V23にそれぞれ交流信号+v、−vが加わる。この
とき、演算増幅器26の出力端電圧V26の交流成分をv
26、演算増幅器25の出力端電圧V25の交流成分をv25
とし、コンデンサC55の静電容量をC55、抵抗器R48の
抵抗値をR48とすると、
増幅率を考えると交流動作のみについては、直流電圧V
22、V23にそれぞれ交流信号+v、−vが加わる。この
とき、演算増幅器26の出力端電圧V26の交流成分をv
26、演算増幅器25の出力端電圧V25の交流成分をv25
とし、コンデンサC55の静電容量をC55、抵抗器R48の
抵抗値をR48とすると、
【0038】
【0039】が成り立つ。
【0040】(16)式から R44・v26+R44・v=2・v(R44+R46) v26={(R44+2・R46)/R44}・v (18) が得られる。又、(17)式から、
【0041】
【0042】が得られる。従って(18)、(19)式
より、
より、
【0043】
【0044】となる。
【0045】これから、増幅回路15の増幅率G15は、
【0046】
【0047】となる。ここで、周波数が十分高い領域で
は1/(jωC55・R48)=0とみなせるので、このと
きの増幅率G15は、 G15=(R44+2・R46)/(2・R44) (21) となる。
は1/(jωC55・R48)=0とみなせるので、このと
きの増幅率G15は、 G15=(R44+2・R46)/(2・R44) (21) となる。
【0048】次に、増幅回路15の周波数特性について
説明する。(20)式より、この増幅回路においては周
波数が低くなると1/(jωC55・R48)の項が無視で
きなくなり、ゲインが低下する事がわかる。増幅率が1
/√2となる周波数fCL15においては |1+1/(jωC55・R48)|=√2 から、 ωC55・R48=1 fCL15=1/(2πC55・R48) (22) となり、静電容量C55と抵抗値R48とを適当に選択する
ことにより、歪量検出装置として求められる所望の低周
波増幅特性を得ることができる。
説明する。(20)式より、この増幅回路においては周
波数が低くなると1/(jωC55・R48)の項が無視で
きなくなり、ゲインが低下する事がわかる。増幅率が1
/√2となる周波数fCL15においては |1+1/(jωC55・R48)|=√2 から、 ωC55・R48=1 fCL15=1/(2πC55・R48) (22) となり、静電容量C55と抵抗値R48とを適当に選択する
ことにより、歪量検出装置として求められる所望の低周
波増幅特性を得ることができる。
【0049】次に、電源投入時の過渡応答特性について
説明する。電源投入時、コンデンサC55の蓄積電荷が定
常状態となるためには、抵抗器R48を通してコンデンサ
C55が充電される必要がある。このため、コンデンサC
55の静電容量と抵抗器R48の抵抗値とで決まる時間が必
要となる。例えば、歪量検出装置として1Hzまでの低
周波信号の検出が要求されるときを例にして考えると、
C55=1μF、R48=160kΩにて、電源投入時の動
作安定までに要する時間は約0.5秒以上となる。
説明する。電源投入時、コンデンサC55の蓄積電荷が定
常状態となるためには、抵抗器R48を通してコンデンサ
C55が充電される必要がある。このため、コンデンサC
55の静電容量と抵抗器R48の抵抗値とで決まる時間が必
要となる。例えば、歪量検出装置として1Hzまでの低
周波信号の検出が要求されるときを例にして考えると、
C55=1μF、R48=160kΩにて、電源投入時の動
作安定までに要する時間は約0.5秒以上となる。
【0050】ところで、図1の実施例において、ホイー
トストンブリッジ5の出力端子電圧V51とV52とは抵抗
器R39を調整することにより、ほぼ等しくすることがで
きるから、電圧V22とV23も等しくなり、(15)式か
ら、 V26=V22 となる。一方、 V24=V52=V51=V22 であり、 V26=V24 (23) となるから、コンデンサC55の両端の電位は等しくな
り、従って、電源投入後コンデンサC55を充電するため
の時間が不必要となる。もちろん、ホイートストンブリ
ッジの無信号時出力電圧は温度により変動するから、初
期にV51=V52となるように調整できたとしても温度が
変動するとこの条件は成り立たなくなるが、この温度変
動によるコンデンサ両端の定常状態電位の変化はわずか
である。発明者の実験によれば、−40℃から+85℃
の温度範囲において、電源投入時の動作安定時間として
0.1秒以下が得られている。
トストンブリッジ5の出力端子電圧V51とV52とは抵抗
器R39を調整することにより、ほぼ等しくすることがで
きるから、電圧V22とV23も等しくなり、(15)式か
ら、 V26=V22 となる。一方、 V24=V52=V51=V22 であり、 V26=V24 (23) となるから、コンデンサC55の両端の電位は等しくな
り、従って、電源投入後コンデンサC55を充電するため
の時間が不必要となる。もちろん、ホイートストンブリ
ッジの無信号時出力電圧は温度により変動するから、初
期にV51=V52となるように調整できたとしても温度が
変動するとこの条件は成り立たなくなるが、この温度変
動によるコンデンサ両端の定常状態電位の変化はわずか
である。発明者の実験によれば、−40℃から+85℃
の温度範囲において、電源投入時の動作安定時間として
0.1秒以下が得られている。
【0051】増幅回路16は、歪量検出装置としての無
信号時出力電圧を決定するためのものである。増幅回路
16の直流出力電圧V27は、抵抗器R49〜R54の抵抗値
をそれぞれR49、R50、R51、R52、R53、R54とする
と、
信号時出力電圧を決定するためのものである。増幅回路
16の直流出力電圧V27は、抵抗器R49〜R54の抵抗値
をそれぞれR49、R50、R51、R52、R53、R54とする
と、
【0052】
【0053】が成り立つので、抵抗値R49〜R52を全て
等しく設定すると、
等しく設定すると、
【0054】
【0055】から、 V27={R54/(R53+R54)}・VCC+V24−V25 (25) となるが、(14)式よりV24=V25であるから、 V27={R54/(R53+R54)}・VCC (26) となり、ホイートストンブリッジ5の出力オフセット電
圧変動は、出力端子8には全く現れない。出力端子8の
無信号時出力電圧は、抵抗器R53、R54により回路電圧
VCCを分圧した電圧となる。
圧変動は、出力端子8には全く現れない。出力端子8の
無信号時出力電圧は、抵抗器R53、R54により回路電圧
VCCを分圧した電圧となる。
【0056】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の歪量検出
装置用の駆動回路は、温度変化に対して温度依存性を示
す電圧と、一定電圧と、電源電圧に比例した電圧とを加
減算することにより、所定温度では電源電圧に比例し、
温度変化のある場合にはその変化に応じた所定の値にな
るようなブリッジ駆動電圧を発生する。
装置用の駆動回路は、温度変化に対して温度依存性を示
す電圧と、一定電圧と、電源電圧に比例した電圧とを加
減算することにより、所定温度では電源電圧に比例し、
温度変化のある場合にはその変化に応じた所定の値にな
るようなブリッジ駆動電圧を発生する。
【0057】また、本発明の歪量検出装置用の増幅回路
は、交流結合に関るコンデンサの両端電位が、増幅回路
の定常状態において同電位になるように構成されてい
る。
は、交流結合に関るコンデンサの両端電位が、増幅回路
の定常状態において同電位になるように構成されてい
る。
【0058】これにより本発明によれば、半導体ゲージ
を用いた歪量検出装置において、歪ゲージが温度依存性
を持つことによる検出感度の温度依存性を補償しなが
ら、検出感度を電源電圧に比例するようにすることがで
き、しかも、交流結合の増幅回路を用いることによりホ
イートストンブリッジのオフセット電圧変動をキャンセ
ルしながら、電源投入時の動作安定に要する時間を短縮
することができるという効果が得られる。
を用いた歪量検出装置において、歪ゲージが温度依存性
を持つことによる検出感度の温度依存性を補償しなが
ら、検出感度を電源電圧に比例するようにすることがで
き、しかも、交流結合の増幅回路を用いることによりホ
イートストンブリッジのオフセット電圧変動をキャンセ
ルしながら、電源投入時の動作安定に要する時間を短縮
することができるという効果が得られる。
【図1】本発明の一実施例の回路図である。
【図2】図1に示す回路中の電圧演算回路出力電圧の温
度特性を示す図である。
度特性を示す図である。
【図3】図1に示す回路中の増幅回路15を抜枠して示
す回路図である。
す回路図である。
【図4】半導体歪ゲージを用いたホイートストンブリッ
ジの回路図である。
ジの回路図である。
【図5】検出感度の温度依存性に対する補償手段と無信
号時出力電圧の温度依存性に対する補償手段とを備えた
従来の歪量検出装置の一例の回路図である。
号時出力電圧の温度依存性に対する補償手段とを備えた
従来の歪量検出装置の一例の回路図である。
【図6】図5に示す歪量検出装置におけるホイートスト
ンブリッジ駆動回路出力電圧の温度特性を示す図であ
る。
ンブリッジ駆動回路出力電圧の温度特性を示す図であ
る。
1,2,3,4 半導体歪ゲージ 5 ホイートストンブリッジ 6 検出端子 7 電源 8 出力端子 10 温度ー電圧変換回路 11 定電圧発生回路 12 分圧回路 13 電圧演算回路 14,15,16 増幅回路 20,21,22,23,24,25,26,27,2
8 演算増幅器 60,61 増幅回路 62 ハイパスフィルター 65,66,67,68 演算増幅器 81 ホイートストンブリッジ駆動回路
8 演算増幅器 60,61 増幅回路 62 ハイパスフィルター 65,66,67,68 演算増幅器 81 ホイートストンブリッジ駆動回路
Claims (7)
- 【請求項1】 半導体歪ゲージを用いて構成されたホイ
ートストンブリッジを含む歪量検出装置の前記ホイート
ストンブリッジの電圧供給点に所定電圧を供給するため
の歪量検出装置用の駆動回路において、この駆動回路
が、 周囲温度に対して予め定められた温度依存性を示す電圧
を発生し出力する感温電圧発生回路と、 所定の一定電圧を発生し出力する定電圧発生回路と、 外部から与えられる電源電圧に比例した電圧を発生し出
力する電源比例電圧発生回路と、 前記感温電圧発生回路の出力電圧(電圧値VT )、前記
定電圧発生回路の出力電圧(電圧値VR )及び前記電源
比例電圧発生回路の出力電圧(電圧値VD )を入力し、
(n1 ・VD +n2 ・VR −n3 ・VT )(但し、
n1 、n2 及びn3はそれぞれ、正の定数)なる電圧を
発生し出力するように加減算する電圧演算回路を備え、 前記ホイートストンブリッジの二つの電圧供給点間に演
算出力電圧を供給すると共に、前記半導体歪ゲージが所
定温度にあるとき、n2 ・VR =n3 ・VT となるよう
に構成されたことを特徴とする歪量検出装置用の駆動回
路。 - 【請求項2】 請求項1記載の駆動回路において、 前記感温電圧発生回路が、バイポーラトランジスタと少
なくとも二個以上の抵抗器とから構成され、 前記バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧
に比例した電圧を発生するように構成されたことを特徴
とする駆動回路。 - 【請求項3】 半導体歪ゲージを用いて構成されたホイ
ートストンブリッジを含む歪量検出装置の前記ホイート
ストンブリッジによって検出された歪量信号を増幅する
ための歪量検出装置用の増幅回路において、この増幅回
路が、 第1の入力端子(抵抗器R 43 の一端)へ入力される電圧
(V 52 )を一方の入力端(非反転入力端)への入力とす
る第1の演算増幅器(25)と、 前記第1の演算増幅器(25)の出力端電圧を一方の入
力端(非反転入力端)への入力とする第2の演算増幅器
(26)と、 第2の入力端子(抵抗器R 44 の一端)と前記第2の演算
増幅器(26)の出力端との間の電圧(V52ーV26))
を周波数に拘りなく一定比率で分割する直流分割回路
(抵抗器R 44 と抵抗器R 46 との直列接続回路)と、 第3の入力端子(抵抗器R 48 の一端)に接続された抵抗
器(R 48 )と前記第2の演算増幅器(26)の出力端に
接続された容量(C 55 )との直列接続からなり、前記第
3の入力端子と前記第2の演算増幅器(26)の出力端
との間の電圧(V 24 −V 26 )を周波数依存性をもって分
割する交流分割回路と、 前記第3の入力端子(抵抗器R 48 の一端)への入力電圧
(V 24 )を非反転入力端への入力とし、出力端電圧(V
27 )が抵抗器(R 52 )を介して反転入力端へ帰還される
ように構成された第3の演算増幅器(27)とを備え、 前記ホイートストンブリッジ(5)の二つの電圧検出点
から出力される歪量信号(V 51 とV 52 との差電圧)を増
幅すると共に、前記直流分割回路の分割点(抵抗器R 44
と抵抗器R 46 との直列接続点)の電圧を前記第1の演算
増幅器(25)の他方の入力端(反転入力端)に入力
し、前記交流分割回路の分割点(容量C 55 と抵抗器R 48
との直列接続点)の電圧を前記第2の演算増幅器(2
6)の他方の入力端(反転入力端)に入力し、前記第1
の入力端子に前記ホイートストンブリッジの電圧検出点
の一方の電圧(V 51 )を入力し、前記第2の入力端子及
び前記第3の入力端子に前記ホイートストンブリッジ
(5)の電圧検出点の他方の電圧(V 52 )を入力し、前
記第1の演算増幅器(25)の出力端電圧を前記第3の
演算増幅器(27)の反転入力端に入力して前記第3の
演算増幅器(27)の出力端から出力電圧(V 27 )を出
力するように構成されたことを特徴とする歪量検出装置
用の増幅回路。 - 【請求項4】 請求項3記載の増幅回路において、 前記ホイートストンブリッジ(5)の電圧検出点の電圧
(V 51 ,V 52 )を前記増幅回路の前記第1,第2及び第
3の入力端子(抵抗器R 43 の一端,抵抗器R 44 の一端及
び抵抗器R 48 の一端)に直接入力するのに替えて、計測
用増幅器(14)及び電圧フォロワ(24)を介して入
力するように構成し、 前記計測用増幅器(14)は、出力端電圧(V 22 )が抵
抗器(R 41 )を介して反転入力端に帰還されると共に前
記増幅回路の前記第1の入力端子(抵抗器R 43 の一端)
に入力されるように構成された第4の演算増幅器(2
2)と、出力端電圧(V 23 )が抵抗器(R 42 )を介して
反転入力端に帰還されると共に前記増幅回路の前記第2
の入力端子(抵抗器R 44 の一端)に入力されるように構
成された第5の演算増幅器(23)とを、それぞれの反
転入力端どうしを抵抗器(R 40 )を介して接続してな
り、 前記電圧フォロワ(24)は、出力端電圧(V 24 )が反
転入力端に帰還されると共に前記増幅回路の前記第3の
入力端子(抵抗器R 48 の一端)に入力されるように構成
された第6の演算増幅器(24)からなり、 前記第4の演算増幅器(22)の非反転入力端に前記ホ
イートストンブリッジの電圧検出点の一方の電圧
(V 51 )を入力し、前記第5の演算増幅器(23)及び
前記第6の演算増幅器(24)の非反転入力端に前記ホ
イートストンブリッジの電圧検出点の他方の電圧
(V 52 )を入力するように構成されたことを特徴とする
歪量検出装置用の増幅回路。 - 【請求項5】 半導体歪ゲージを用いて構成されたホイ
ートストンブリッジを含む歪量検出装置の前記ホイート
ストンブリッジによって検出された歪量信号を増幅する
ための歪量検出装置用の増幅回路において、この増幅回
路が、 非反転入力端に前記ホイートストンブリッジの第1の出
力端子が接続される、 第1の演算増幅器(22)と、 非反転入力端に前記ホイートストンブリッジの第2の出
力端子が接続される、 第2の演算増幅器(23)と、 非反転入力端に前記ホイートストンブリッジの第2の出
力端子が接続される、 第3の演算増幅器(24)と、 非反転入力端が第1の抵抗器(R 43 )を介して前記第1
の演算増幅器(22)の出力端に接続され、反転入力端
が第2の抵抗器(R 44 )を介して前記第2の演算増幅器
(23)の出力端に接続される第4の演算増幅器(2
5)と、 反転入力端が第3の抵抗器(R 48 )を介して前記第3の
演算増幅器(24)の出力端に接続され、出力端が第4
の抵抗器(R 46 )を介して前記第4の演算増幅器(2
5)の反転入力端に接続される第5の演算増幅器(2
6)と、 前記第5の演算増幅器(26)の出力端と反転入力端と
の間に接続されるコン デンサ(C 55 )と、 反転入力端と出力端とが第5の抵抗器(R 52 )を介して
接続されると共に、反転入力端が第6の抵抗器(R 49 )
を介して前記第4の演算増幅器(25)の出力端に接続
される第6の演算増幅器(27)とを備え、 前記第1の演算増幅器(22)の反転入力端は、第7の
抵抗器(R 40 )を介して前記第2の演算増幅器(23)
の反転入力端に接続され、 前記第1の演算増幅器(22)は、出力端が第8の抵抗
器(R 41 )を介して反転入力端に接続され、 前記第2の演算増幅器(23)は、出力端が第9の抵抗
器(R 42 )を介して反転入力端に接続され、 前記第3の演算増幅器(24)は、出力端と反転入力端
子が接続されて電圧フォロワ増幅器を構成し、 前記第4の演算増幅器(25)は、出力端が第10の抵
抗器を介して前記第5の演算増幅器(26)の非反転入
力端に接続され、 前記第6の演算増幅器(27)は、非反転入力端が第1
1の抵抗器(R 51 )を介して前記第3の演算増幅器(2
4)の出力端に接続されて、 前記第6の演算増幅器(27)の出力端から外部への出
力信号を取り出すように構成されていることを特徴とす
る増幅回路。 - 【請求項6】 半導体歪ゲージを用いたホイートストン
ブリッジと、前記ホイートストンブリッジの二つの電圧
供給点間に駆動電圧を与える駆動回路と、前記ホイート
ストンブリッジの二つの電圧検出点に出力される歪量信
号を増幅する増幅回路とを含む歪量検出装置において、 前記ホイートストンブリッジは、前記二つの電圧検出点
の電圧が同一になるように調整可能な構成であり、 前記駆動回路として、周囲温度に対して予め定められた
温度依存性を示す電圧を発生し出力する感温電圧発生回
路と、 所定の一定電圧を発生し出力する定電圧発生回路と、 外部から与えられる電源電圧に比例した電圧を発生し出
力する電源比例 電圧発生回路と、 前記感温電圧発生回路の出力電圧(電圧値V T )、前記
定電圧発生回路の出力電圧(電圧値V R )及び前記電源
比例電圧発生回路の出力電圧(電圧値V D )を入力し、
(n 1 ・V D +n 2 ・V R −n 3 ・V T )(但し、
n 1 、n 2 及びn 3 はそれぞれ、正の定数)なる電圧を
発生し出力するように加減算する電圧演算回路を備え、 前記ホイートストンブリッジの二つの電圧供給点間に演
算出力電圧を供給すると共に、前記半導体歪ゲージが所
定温度にあるとき、n 2 ・V R =n 3 ・V T となるよう
に構成された 駆動回路を用い、 前記増幅回路として、第1の入力端子(抵抗器R 43 の一
端)へ入力される電圧(V 52 )を一方の入力端(非反転
入力端)への入力とする第1の演算増幅器(25)と、 前記第1の演算増幅器(25)の出力端電圧を一方の入
力端(非反転入力端)への入力とする第2の演算増幅器
(26)と、 第2の入力端子(抵抗器R 44 の一端)と前記第2の演算
増幅器(26)の出力端との間の電圧(V 52 ーV 26 ))
を周波数に拘りなく一定比率で分割する直流分割回路
(抵抗器R 44 と抵抗器R 46 との直列接続回路)と、 第3の入力端子(抵抗器R 48 の一端)に接続された抵抗
器(R 48 )と前記第2の演算増幅器(26)の出力端に
接続された容量(C 55 )との直列接続からなり、前記第
3の入力端子と前記第2の演算増幅器(26)の出力端
との間の電圧(V 24 −V 26 )を周波数依存性をもって分
割する交流分割回路と、 前記第3の入力端子(抵抗器R 48 の一端)への入力電圧
(V 24 )を非反転入力端への入力とし、出力端電圧(V
27 )が抵抗器(R 52 )を介して反転入力端へ帰還される
ように構成された第3の演算増幅器(27)とを備え、 前記ホイートストンブリッジ(5)の二つの電圧検出点
から出力される歪量信号(V 51 とV 52 との差電圧)を増
幅すると共に、前記直流分割回路の分割点(抵抗器R 44
と抵抗器R 46 との直列接続点)の電圧を前記第1の演算
増幅器(25)の他方の入力端(反転入力端)に入力
し、前記交流分割回路の分割点(容量C 55 と抵抗器R 48
との直列接続点)の電圧を前記第2の演算増幅器(2
6)の他方の入力端(反転入力端)に入力し、前記第1
の入力端子に前記ホイートストンブリ ッジの電圧検出点
の一方の電圧(V 51 )を入力し、前記第2の入力端子及
び前記第3の入力端子に前記ホイートストンブリッジの
電圧検出点の他方の電圧(V 52 )を入力し、前記第1の
演算増幅器(25)の出力端電圧を前記第3の演算増幅
器(27)の反転入力端に入力して前記第3の演算増幅
器(27)の出力端から出力電圧(V 27 )を出力するよ
うに構成され た増幅回路を用いることを特徴とする歪量
検出装置。 - 【請求項7】 請求項6記載の歪量検出装置において、 前記駆動回路として、前記感温電圧発生回路が、バイポ
ーラトランジスタと少なくとも二個以上の抵抗器とから
構成され、 前記バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧
に比例した電圧を発生するように構成され、 前記増幅回路として、非反転入力端に前記ホイートスト
ンブリッジの第1の出力端子が接続される、第1の演算
増幅器(22)と、 非反転入力端に前記ホイートストンブリッジの第2の出
力端子が接続される、 第2の演算増幅器(23)と、 非反転入力端に前記ホイートストンブリッジの第2の出
力端子が接続される、 第3の演算増幅器(24)と、 非反転入力端が第1の抵抗器(R 43 )を介して前記第1
の演算増幅器(22)の出力端に接続され、反転入力端
が第2の抵抗器(R 44 )を介して前記第2の演算増幅器
(23)の出力端に接続される第4の演算増幅器(2
5)と、 反転入力端が第3の抵抗器(R 48 )を介して前記第3の
演算増幅器(24)の出力端に接続され、出力端が第4
の抵抗器(R 46 )を介して前記第4の演算増幅器(2
5)の反転入力端に接続される第5の演算増幅器(2
6)と、 前記第5の演算増幅器(26)の出力端と反転入力端と
の間に接続されるコンデンサ(C 55 )と、 反転入力端と出力端とが第5の抵抗器(R 52 )を介して
接続されると共に、反転入力端が第6の抵抗器(R 49 )
を介して前記第4の演算増幅器(25)の出力端に接続
される第6の演算増幅器(27)とを備え、 前記第1の演算増幅器(22)の反転入力端は、第7の
抵抗器(R 40 )を介し て前記第2の演算増幅器(23)
の反転入力端に接続され、 前記第1の演算増幅器(22)は、出力端が第8の抵抗
器(R 41 )を介して反転入力端に接続され、 前記第2の演算増幅器(23)は、出力端が第9の抵抗
器(R 42 )を介して反転入力端に接続され、 前記第3の演算増幅器(24)は、出力端と反転入力端
子が接続されて電圧フォロワ増幅器を構成し、 前記第4の演算増幅器(25)は、出力端が第10の抵
抗器を介して前記第5の演算増幅器(26)の非反転入
力端に接続され、 前記第6の演算増幅器(27)は、非反転入力端が第1
1の抵抗器(R 51 )を介して前記第3の演算増幅器(2
4)の出力端に接続されて、 前記第6の演算増幅器(27)の出力端から外部への出
力信号を取り出すように構成された 増幅回路を用いるこ
とを特徴とする歪量検出装置。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5153175A JP2768219B2 (ja) | 1993-06-24 | 1993-06-24 | 歪量検出装置並びにその駆動回路及び増幅回路 |
US08/264,946 US5460050A (en) | 1993-06-24 | 1994-06-24 | Semiconductor strain sensor with Wheatstone bridge drive voltage compensation circuit |
DE69413318T DE69413318T2 (de) | 1993-06-24 | 1994-06-24 | Halbleiter-Dehnungs-Sensor mit Kompensationsschaltung für die Eingangsspannung einer Wheatstonebrücke |
EP94304595A EP0631121B1 (en) | 1993-06-24 | 1994-06-24 | Semiconductor strain sensor with Wheatstone bridge drive voltage compensation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5153175A JP2768219B2 (ja) | 1993-06-24 | 1993-06-24 | 歪量検出装置並びにその駆動回路及び増幅回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0719807A JPH0719807A (ja) | 1995-01-20 |
JP2768219B2 true JP2768219B2 (ja) | 1998-06-25 |
Family
ID=15556696
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5153175A Expired - Lifetime JP2768219B2 (ja) | 1993-06-24 | 1993-06-24 | 歪量検出装置並びにその駆動回路及び増幅回路 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5460050A (ja) |
EP (1) | EP0631121B1 (ja) |
JP (1) | JP2768219B2 (ja) |
DE (1) | DE69413318T2 (ja) |
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